MX2013001253A - Arquitectura y metodologia de receptor de manipulacion por desplazamiento de frecuencia gausiana (gfsk). - Google Patents

Abstract

Un receptor de manipulación por desplazamiento de frecuencia gausiana (GFSK) incluye un extremo frontal para recibir una señal modulada por GFSK y convertir la señal modulada por GFSK a una señal modulada de frecuencia de banda de base, un filtro de canal para reducir la interferencia de canal que está adyacente a un canal deseado de la señal modulada de frecuencia de base de banda, un desmodulador para desmodular la señal modulada de base de banda de canal filtrado y para recuperar una secuencia de símbolos, un filtro digital para reducir la interferencia inter-símbolo (ISI) de la secuencia de símbolos, un separador para producir decisiones de símbolo con base en la secuencia filtrada de símbolos, y un trazador de símbolo a bit para trazar las decisiones de símbolo a los bits de datos.

Description

ARQUITECTURA Y METODOLOGIA DE RECEPTOR DE MANIPULACION POR DESPLAZAMIENTO DE FRECUENCIA GAUSIANA (GFSK) ANTECEDENTES DE LA INVENCION CAMPO DE LA INVENCION Esta solicitud reclama prioridad a la Solicitud de E.U.A. Serie No. 12/837,951 presentada el 30 de julio, 2010, los contenidos de la cual se incorpora aquí para referencia en su totalidad La presente descripción se refiere al campo de comunicaciones y, específicamente, al campo de comunicación de datos por modulación por Desplazamiento de Frecuencia (FSK).

La Manipulación por desplazamiento de frecuencia gausiana (GFSK) es un tipo eficiente de ancho de banda de modulación digital FSK. Específicamente, la modulación FSK utiliza un filtro gausiano de formación de pulso para reducir el ancho de banda de un portador de transmisión modulada. En la modulación FSK, una secuencia de símbolo de datos que tiene transiciones agudas resulta en un portador de transmisión modulada que tiene discontinuidades en frecuencia. Las discontinuidades de frecuencia resultan en un portador de transmisión de ancho de banda amplio. Nivelar las transiciones agudas de la secuencia de símbolo de datos, sin embargo, utilizando un filtro gausiano de formación de pulso, evade este problema. El filtro gausiano de formación de pulso remueve los componentes de frecuencia superior en la secuencia de símbolo de datos que, a su vez, permite un espectro de transmisión más compacto.

El espectro de transmisión compacto facilitado por el esquema de modulación GFSK ayuda a sistemas de comunicación inalámbrica que operan en bandas con licencia y las bandas industriales, científicas, y médicas (ISM) sin licencia, al reducir el ancho de banda espectral y el espectro fuera de banda del portador de transmisión GFSK, para satisfacer los requisitos de rechazo de energía de canal adyacente FCC. Se impusieron requisitos similares por cuerpos reguladores de espectro de radio internacionales.

Sin embargo, la formación de pulso por el filtro gausiano de formación de pulso induce interferencia inter-símbolo (ISI). De hecho, es la formación de pulso por el filtro gausiano que introduce la ISI. Consecuentemente, los sistemas diseñados alrededor del esquema de modulación GFSK están diseñados en vista del resultado de datos bajo o velocidad de error de bits aumentada. Convencionalmente, la ISI asociada con el esquema de modulación GFSK prohibe la comunicación de datos en órdenes de modulación altos, en donde múltiples bits de datos se transmiten por símbolo. En un intento para facilitar sistemas de comunicaciones GFSK con resultado de datos superior, se ha propuesto el uso de estructuras de receptor más complejas y costosas.

DISCUSION DE LA TECNICA PREVIA RELACIONADA Como se ¡lustra en la Figura 1, un primer sistema GFSK 100 de la técnica relacionada incluye un transmisor GFSK 102 y un receptor GFSK 114.

El transmisor GFSK 102 incluye una fuente de datos 104, filtro gausiano 106, un modulador GFSK 108, un extremo trasero de transmisor 110, y una antena de transmisión 112. El filtro gausiano 106 filtra una secuencia de símbolo de datos proporcionada de la fuente de datos 104, y envía una secuencia de símbolo de datos formada por pulso al modulador FSK 108. El modulador FSK 108 modula una frecuencia de portador basada en la secuencia de símbolo de datos formada por pulso, de acuerdo con un orden de modulación FSK seleccionado (es decir, un número de bits por símbolo). El resultado del modulador FSK 108 se proporciona al extremo trasero de transmisor 110, en donde se convierte de forma ascendente a una frecuencia de transmisión y se acopla a la antena de transmisión 112 para transmisión de radiofrecuencia (RF). Por consiguiente, la antena de transmisión 112 transmite un portador de transmisión modulado por GFSK.

El receptor GFSK 114 incluye una antena de recepción 116, un extremo frontal de receptor 118, un filtro de canal 120, un discriminador 122, un filtro de pos-detección 124, un rebanador de símbolo 126, y un colector de datos 128. En operación, la antena de recepción 116 y el extremo frontal de receptor 118 reciben una señal modulada GFSK transmitida y convierte de forma descendente la señal modulada GFSK a la banda de base. El filtro de canal 120 filtra selectivamente la señal modulada GFSK de banda de base recibida para rechazar la interferencia de canal adyacente y Ruido gausiano blanco aditivo (AWGN). El discriminador 122 realiza la desmodulación de frecuencia al proporcionar una señal de salida que es proporcional a la frecuencia instantánea del portador de transmisión modulada y envía una secuencia desmodulada de símbolo. Específicamente, en el caso de un orden de modulación de 1 bit/símbolo (es decir, 2-GFSK), el discriminador 122 discrimina entre dos frecuencias, /0+ /¡ y /o- /¡, en donde f0 es la frecuencia de portador no modulada. El filtro de pos-detección 124 filtra las secuencias moduladas de símbolos producidas por el discriminador 122 para reducir el ruido amplificado por el discriminador 122. El rebanador 126 produce decisiones de símbolo basándose en la secuencia filtrada de símbolos enviados desde el filtro pos-detección 124, para producir una secuencia de decisiones de símbolo, que se proporciona al colector de datos 128. En el receptor GFSK 114, el filtro de pos-detección 124 no está diseñado para remover ISI, y se requiere que el rebanador 126 produzca decisiones de símbolo en la presencia de ISI, causando que ocurran errores de símbolo y bit.

En el primer sistema GFSK 100 de la técnica relacionada, la ISI introducida por el filtro gausiano 106 requiere que se utilice un esquema de modulación de bajo orden de modulación (es decir, pocos bits/símbolo) por el modulador FSK 108. De otra forma, ocurrirán niveles inaceptables de errores de símbolo y bits en el receptor GFSK 114. Específicamente, la ISI introducida por el filtro gausiano 106 causa que el "ojo" de la secuencia de símbolo desmodulada enviada por el discriminador 122 se cierre, y, de esa forma, el rebanador 126 producirá decisiones de símbolo erróneas, ya que la salida del discriminador 122 fallará para estar consistentemente por arriba o por abajo del umbral(es) de decisión de símbolo del rebanador 126 con certeza en cronometraje de símbolo determinados. En órdenes de modulación superiores, se vuelve incluso más difícil para el discriminador 122 y el rebanador 126 producir decisiones de símbolo correctas. Por lo tanto, el resultado de datos del primer sistema GFSK 100 de la técnica relacionada está limitado a la ISI introducida por el filtro gausiano 106, ya que únicamente pueden utilizarse esquemas de modulación de orden inferior con niveles inaceptables de errores de símbolo. El filtro de canal 120 también contribuye a la introducción de ISI en la señal recibida, formando además las limitaciones del sistema GFSK 100.

Como se ilustra en la Figura 2, un segundo sistema GFSK 200 de la técnica relacionada incluye un transmisor GFSK 202 y un receptor GFSK 214.

El transmisor GFSK 202 incluye una fuente de datos 204, un filtro gausiano 206, un modulador FSK 208, un extremo trasero de transmisor 110, y una antena de transmisión 212. El transmisor GFSK 202 opera igual que el primer transmisor GFSK 102 de la técnica relacionada.

El receptor GFSK 214 incluye una antena de recepción 216, un extremo frontal de receptor 218, un filtro de canal 220, un discriminador 222, un estimador de secuencia de probabilidad máxima (MLSE) 224, y un colector de datos 226. Cuando se compara con el primer receptor GFSK 114 de la técnica relacionada, el segundo receptor GFSK 214 de la técnica relacionada confía en el estimado MLSE 224 para producir decisiones de símbolo en la presencia de ISI. Es decir, el estimador MLSE 224 no remueve el ISI. Más bien, el estimador MLSE 224 estima símbolos de datos de acuerdo con una menor probabilidad de errores, en presencia de la ISI, y envía bits de datos en términos de probabilidad de error. Por ejemplo, el estimador MLSE 224 puede utilizar el algoritmo Vitrerbi y para determinar una decisión de símbolo de probabilidad de error más baja, intentando mitigar la presencia de ISI. Sin embargo, especialmente en relaciones de señal a ruido bajas (SNR), los estimadores MLSE no pueden mitigar adecuadamente errores de símbolo debido a ISI.

BREVE DESCRIPCION DE LA INVENCION Por consiguiente, un objeto de esta invención es proporcionar un receptor de comunicaciones, n método de receptor de comunicaciones, y un medio de almacenamiento legible por computadora que almacena en él instrucciones legibles por computadora que presentan un aspecto simple y económico para comunicar datos en resultado alto incluso en un ambiente de SNR baja.

De acuerdo con un aspecto de esta invención, se proporciona un receptor de comunicaciones que incluye un extremo frontal de receptor para recibir una señal modulada y convertir la señal modulada a una señal modulada de banda de base, un filtro de canal para reducir la interferencia de canal que está adyacente a un canal deseado de la señal modulada de banda de base desde la señal modulada de banda de base y para producir una señal modulada de banda de base filtrada de canal, un desmodulador para desmodular la señal modulada de banda de base filtrada por canal y para recuperar una secuencia de símbolos, un filtro digital para reducir la interferencia inter-símbolo de la secuencia de símbolos, un rebanador para producir decisiones de símbolo basándose en la secuencia filtrada de símbolos, y un trazador de símbolo a bit para trazar las decisiones de símbolo a bits de datos.

De acuerdo con otro aspecto de esta invención, se proporciona un método de receptor de comunicaciones que incluye recibir una señal modulada y convertir la señal modulada a una señal modulada de banda de base, filtrar la interferencia de canal que está adyacente al canal deseado de la señal modulada de banda de base para reducir la interferencia de canal de la señal modulada de banda de base y para producir una señal modulada de banda de base filtrada por canal, desmodular la señal modulada de banda de base filtrada por canal para recuperar una secuencia de símbolos, filtrar, mediante un procesador de un aparato de procesamiento de datos, la secuencia de símbolos para reducir la interferencia inter-símbolo de la secuencia de símbolos, producir decisiones de símbolo basándose en ia secuencia filtrada de símbolos, y trazar las decisiones de símbolo a bits de datos.

De acuerdo con un aspecto adicional de esta invención, se proporciona un medio de almacenamiento legible por computadora que almacena instrucciones legibles por computadora que, cuando se ejecutan por un procesador de un receptor de comunicaciones, dirigen al procesador a realizar la recepción de una señal modulada y convertir la señal modulada a una señal modulada de banda de base, filtrar la interferencia de canal que está adyacente a un canal deseado de la señal modulada de banda de base para reducir la interferencia de canal desde la señal modulada de banda de base y para producir una señal modulada de banda de base filtrada por canal, desmodular la señal desmodulada de banda de base filtrada por canal para recuperar una secuencia de símbolos, filtrar la secuencia de símbolos para reducir la interferencia inter-símbolo (ISI) desde la secuencia de símbolos, producir decisiones de símbolo basándose en la secuencia filtrada de símbolos, y trazar las decisiones de símbolo a bits de datos.

BREVE DESCRIPCION DE LOS DIBUJOS Una apreciación más completa de la invención y muchas de las ventajas acompañantes de la misma se obtendrán fácilmente a medida que las mismas se entienden mejor haciendo referencia a la siguiente descripción detallada cuando se considera en conexión con los dibujos anexos, en donde: La Figura 1 ¡lustra un primer sistema de comunicación GFSK de la técnica previa; La Figura 2 ilustra un segundo sistema de comunicación GFSK de la técnica previa; La Figura 3 es un diagrama de bloques de un sistema de comunicación GFSK; La Figura 4 es una gráfica que ilustra formas de onda de respuesta de filtro de filtros gausianos q ue tienen varios productos BT; La Figura 5 es un diagrama de forma de onda que ilustra una forma de onda modulada GFSK; La Figura 6 es un diagrama de bloques que ilustra la generación de coeficientes de un filtro digital; La Figura 7A es una gráfica que ilustra una secuencia de símbolos desmodulada de una señal 2-GFSK recibida; La Figura 7B es una gráfica que ilustra la secuencia de símbolos de la Figura 7A después de filtración; La Figura 7C es una gráfica que ilustra una secuencia de símbolos desmodulada de una señal 8-GFSK recibida; La Figura 7D es una gráfica que ilustra la secuencia de símbolos de la Figura 7C después de filtración; La Figura 8 es un diagrama de bloques que ilustra un filtro digital; La Figura 9 es un cuadro de flujo que ilustra un método de transmisión; La Figura 10 es un cuadro de flujo que ilustra un método de recepción; La Figura 11 es un cuadro de flujo que ilustra un método de filtro digital; y La Figura 12 es un diagrama de bloques esquemático que ilustra una modalidad de aparato de procesamiento de datos.

DESCRIPCION DETALLADA DE LA INVENCION La presente invención está dirigida a u n receptor de comunicaciones y a un método de receptor de comunicaciones para reducir substancialmente y remover ampliamente ISI introducida por filtros gausianos de formación de pulso de transmisores GFSK, para que las órdenes de modulación superiores de GFSK puedan utilizarse para aumentar el resultado de datos.

El receptor descrito y el método de receptor descritos permiten el uso de filtros gausianos que pulsan más agresivamente secuencias de símbolo de forma, cuando se comparan con filtros convencionalmente utilizados, y mitigan y substancialmente remueven discontinuidades de frecuencia y para reducir el ancho de banda de transición ocupada. Adicionalmente, el receptor y el método de receptor descritos permiten que se utilicen órdenes de modulación FSK superiores, mientras las mismas secuencias de símbolo moduladas de orden superior se forman por pulso más agresivamente. De esa forma, el receptor y el método de receptor descritos logran resultado de datos aumentado mientras reducen el ancho de banda de transmisión ocupado. Estas y otras ventajas se logran a través de un receptor GFSK que incluye un filtro que representa y remueve ISI inducida por filtros gausianos de formación de pulso de transmisores GFSK.

Adicionalmente, el receptor y el método de receptor descritos substancialmente reducen y remueven ampliamente ISI introducida por moduladores de transmisor, desmoduladores de receptor, y filtros de canal de receptor.

Además, el receptor y el método de receptor descritos proporcionan un sistema de comunicación que incorpora las ventajas conocidas de modulación GFSK mientras reducen las etapas de procesamiento de receptores GFSK convencionales para llegar a un receptor GFSK más simple, más eficiente, y económico.

La remoción de ISI basada en el receptor y el método de receptor de la presente invención no está limitada a sistemas de comunicación GFSK, pero puede utilizarse para remover ISI y otros artefactos de comunicación no deseables de sistemas de comunicación diferentes a los sistemas de comunicaciones GFSK, tanto por cable como inalámbricos.

Una modalidad de un sistema de comunicaciones GFSK que logra las ventajas descritas anteriormente se describirá ahora con referencia a la Figura 3.

La Figura 3 ilustra un sistema de comunicación GFSK 300. El sistema de comunicación GFSK 300 incluye un transmisor GFSK 302 y un receptor GFSK 314. El transmisor GFSK 302 y el receptor GFSK 314 pueden combinarse en una sola unidad de comunicaciones como un transceptor GFSK integrado o puede proporcionarse como unidades de comunicación separadas.

El transmisor GFSK 302 incluye una fuente de datos 304, un filtro gausiano 306, un modulador FSK 308, y un extremo trasero de transmisión 310, y una antena de transmisión 312. El filtro gausiano 306 filtra una secuencia de símbolos proporcionada de la fuente de datos 304, y envía una secuencia formada por pulso de símbolos al modulador FSK 308. El modulador FSK 308 modula una frecuencia f0 basándose en la secuencia formada por pulso de símbolos, de acuerdo con un orden de modulación FSK m (es decir, número de bits por símbolos). La salida del modulador FSK 308 se proporciona al extremo trasero de transmisor 310, en donde se convierte de forma ascendente a una frecuencia de transmisión y se acopla a la antena de transmisión 312 para transmisión de red inalámbrica. La antena de transmisión 312 transmite una señal de transmisión modulada GFSK a la frecuencia de transmisión.

Las modalidades de la fuente datos 304 pueden incluir un generador de código de corrección de error hacia adelante (FEC) que agrega datos redundantes a la secuencia de símbolos para que un receptor GFSK pueda corregir errores sin retransmisión de datos utilizando un descodif icador FEC.

Con referencia a la Figura 4, se describen las características de formación de pulso del filtro gausiano 306. La respuesta del filtro gausiano 306 se describe en términos de su producto BT, en donde B es la mitad de ancho de banda -3 dB del filtro y T es el período de símbolo (es decir, 1 /Fvei0c¡dad de símbolo) de un símbolo de entrada. La Figura 4 ilustra la respuesta de impulso de filtros gausianos de BT = 0.3, 0.5, 0.8, convolucionados con una forma de impulso rectangular de período de tiempo T y amplitud de unidad. Las respuestas de impulso de filtros gausianos de BT = 0.3, 0.5, y 0.8 se ilustran, respectivamente, como formas de onda de respuesta de salida 402, 404, y 406.

En la Figura 4, el eje vertical o y representa la amplitud de las respuestas de impulso, y el eje horizontal o x representa la base de tiempo de símbolo T.

Como se ilustra en la Figura 4, para valores inferiores del producto BT, las formas de onda de respuesta de salida 406, 404, y 402 se vuelven progresivamente más distribuidas durante el período de tiempo de símbolo T, que representa la introducción aumentada de ISI entre símbolos de datos. Específicamente, cualquier forma de onda de respuesta de salida que tiene una duración mayor que el período de símbolo T corresponde a un filtro gausiano que tiene un producto BT que resulta en la introducción de ISI entre símbolos cuando se proporciona con una secuencia de los símbolos en su entrada. Como se ilustra, ISI entre cinco períodos de símbolos se aproxima a un BT de aproximadamente 0.3.

En sistemas de comunicaciones GFSK, los filtros gausianos que tienen bajos valores de producto BT, aunque introducen cantidades significativas de ISI, resultan en portadores de transmisión modulados de ancho de banda más compacto y eficiente, lo cual es preferible. Específicamente, las discontinuidades de frecuencia en un portador de transmisión modulada, que causan que el ancho de banda de transmisión del portador de transmisión modulado sea indeseablemente ancho, se remueven por el uso de filtros gausianos en un sistema de comunicación GFSK. Entre menor sea el producto BT de un filtro gausiano, mejor será la remoción de discontinuidades de frecuencia.

En modalidades preferidas, el uso de filtros gausianos de formación de pulso que tienen bajos productos BT, tal como 0.36 o inferior, es posible debido a un filtro de receptor GFSK descrito a continuación. De esa forma, en la modalidad preferida, el filtro gausiano 306 tiene un producto BT de 0.36.

Haciendo referencia de nuevo a la Figura 3, el modulador FSK 306 modula un portador f0 basándose en un índice de modulación h y el orden de modulación FSK seleccionado m.

Para modulación FSK en el orden de modulación FSK seleccionado m, el índice de modulación h se define como: (1)h = Af m I ^velocidad de símbolo en donde fVeioc¡dad de símbolo 6s la velocidad de símbolo y A/m es la separación de frecuencia de símbolos adyacentes. De esa forma, el índice de modulación h indica cuanto varía el portador modulado de su frecuencia no modulada, /0. El índice de modulación h también está relacionado con una cantidad de ancho de banda que ocupa un portador FSK modulado. Un índice de modulación inferior h se refiere a un ancho de banda de. frecuencia ocupado menor, y un índice de modulación mayor h se refiere a un ancho de banda de frecuencia ocupado mayor. La susceptibilidad de un receptor GFSK para tomar decisiones de símbolo erróneas aumenta a medida que disminuye el índice de modulación, h.

El modulador FSK 308 del receptor GFSK 314 puede operar en órdenes de modulación relati amente altos, m, y a índices de modulación relativamente bajos, h, cuando se compara con aquellos convencionalmente utilizados. Por ejemplo, el modulador FSK 308 puede operar en órdenes de modulación tales como 2-GFSK, 4-GFSK, 8-GFSK, y 16-GFSK, y las modalidades pueden utilizar órdenes de modulación de probabilidad y órdenes de modulación tan altos como 256-GFSK o superiores. También el modulador FSK 308 puede operar en índices de modulación, h, tan bajos como 1/256.

Las modalidades no están limitadas a utilizar la modulación FSK, sin embargo, y el modulador FSK 308 puede im plementarse por un modulador de Manipulación por desplazamiento de fase (PSK), un modulador de amplitud de cuadratura (QA ), o equivalentes de los mismos.

El orden de modulación 2-GFSK se refiere a la transmisión de 1 bit/símbolo. De esa forma, cuando opera bajo un orden de modulación 2-GFSK, el modulador FSK 308 modula una frecuencia /0 por frecuencias desplazadas +/- f para llegar a dos símbolos de modulación /o + /i y /o-/i - Con referencia a la Figura 5. una secuencia de símbolo de datos 500, un portador no modulado 502, y un portador desmodulado 504 se i lustran. Cuando se comparan con el portador no modulado 502, el portador modulado 504 ilustra un primer símbolo FSK 506, en una frecuencia /o + /i , y un segundo símbolo FSK 508, en una frecuencia /0-/1 · En la Figura 5, el eje vertical o y representa amplitud, y el eje horizontal o x representa tiempo.

Además, los órdenes de modulación de 4-GFSK, 8-GFSK, y 16- GFSK se basan en una extensión de 2-GFSK utilizando múltiples adicionales de la frecuencia desplazada fi. Es decir, para 4-GFSK, que es un orden de modulación de 2 bits/símbolos, el modulador FSK 308 se basa en cuatro símbolos de modulación, /0 + /i , /o-/i , /o + 3/i , y ??-3/L Haciendo referencia de nuevo a la Figura 3, el extremo trasero de transmisor 310 convierte de forma ascendente la salida de portador modulado del modulador FSK 308 a una frecuencia adecuada para transmisión RF.

El extremo trasero de transmisor 310 incluye componentes de circuito de hardware necesarios para convertir de forma ascendente el portador modulado de frecuencia f0 a la frecuencia adecuada para transmisión RF. Como parte de un grupo no limitante de componentes de hardware, el extremo trasero de transmisor 310 puede incluir Convertidores de digital a analógico (DAC), osciladores controlados por voltaje (VCO), bucles cerrados de fase (PLL), mezcladoras, filtros análogos, amplificadores de bajo ruido (LNA), y otros componentes de hardware reconocidos como siendo utilizados para convertir de forma ascendente un portador modulado a una frecuencia adecuada para transmisión RF.

Como se discutió anteriormente, los portadores de transmisión modulados GFSK de ancho de banda más compacto y eficiente permiten ventajosamente la operación de transmisores GFSK en bandas con licencia y las bandas ISM sin licencia, al proporcionar una señal de transmisión que se adapta a regulaciones de interferencia de canal adyacente FCC. Además, los portadores de transmisión modulados GFSK de ancho de banda más compacta y eficiente permiten ventajosamente la selección de amplificadores de transmisión que son simples y económicos. De esa forma, debido a que el extremo trasero de transmisión 310 transmite un portador de transmisión modulado de ancho de banda compacto, como se facilita por el filtro gausiano de formación de pulso 306, el extremo trasero de transmisión 310 puede diseñarse utilizando una clase de amplificadores que son simples, económicos, y eficientes.

Después de la conversión ascendente por el extremo trasero de transmisión 310, se transmite una señal portadora de transmisión modulada desde la antena de transmisión 312.

Las modalidades del transmisor GFSK 302 pueden impiementarse completamente en hardware como una combinación de circuitos de hardware. Alternativamente, el transmisor GFSK 302 puede impiementarse en una combinación de hardware y software. Por ejemplo, la fuente de datos 304, el filtro gausiano 306, y modulador FSK 308 pueden impiementarse por un procesador de un aparato de procesamiento de datos que ejecuta instrucciones legibles por computadora almacenadas en un medio legible por computadora mientras el extremo trasero de transmisor 310 y la antena de transición 312 pueden impiementarse en hardware como una combinación de circuitos de hardware.

Haciendo referencia de nuevo al sistema de comunicación GFSK 300 de la Figura 3, el receptor GFSK 314 incluye una antena de recepción 316, un extremo frontal de receptor 318, un filtro de datos 320, un desmodulador FSK 322, un filtro digital 324, un rebanador 326, un trazador de símbolo a bit 328, y un colector de datos 330.

El receptor GFSK 314 recibe una señal portadora de transmisión modulada GFSK, tal como la señal portadora de transmisión modulada GFSK transmitida por el transmisor GFSK 302, en la antena 316, y convierte de forma descendente la señal portadora de transmisión modulada GFSK en el extremo frontal del receptor 318 a una señal modulada de frecuencia de banda de base.

El extremo frontal de receptor 318 incluye componentes de circuito de hardware necesarios para convertir de forma descendente la señal portadora de transmisión modulada GFSK recibida a la banda de base. Como parte de un grupo no limitante de componentes de hardware, el extremo frontal de receptor 318 puede incluir convertidores de analógico a digital (ADC), osciladores controlados por voltaje (VCO), bucles cerrados de fase (PLL), mezcladoras, filtros análogos, amplificadores de bajo ruido (LNA), y otros componentes de hardware reconocidos como siendo utilizados para convertir de forma descendente una señal portadora de transmisión recibida.

El filtro de canal 320 reduce selectivamente interferencia de canal adyacente que está adyacente al canal deseado de la señal modulada por frecuencia de banda de base desde la señal modulada por banda de base y produce una señal modulada por banda de base filtrada por canal. En particular, el filtro de canal 320 reduce frecuencias diferentes a la frecuencia de portador de transmisión. Sin embargo, a medida que el BT del filtro de canal 320 disminuye, el filtro de canal 120 induce ISI adicional en la señal recibida, ya que reduce la interferencia de canal adyacente. El filtro de canal 320 puede tener un producto BT de 0.75, 0.6, 0.5, o inferior. Cuando se compara con filtros de canal utilizados en receptores GFSK convencionales, el filtro de canal 320 puede perseguir más agresivamente la reducción de interferencia de canal adyacente al utilizar un filtro con un producto BT inferior, y la ISI adicional puede reducirse substancialmente y removerse ampliamente por el filtro digital 324.

El desmodulador de frecuencia FSK 322 desmodula la señal modulada de frecuencia de banda de base citada por canal, para recuperar una secuencia de símbolos. Es decir, dependiendo del orden de modulación, m, utilizada para modular la señal portadora de transmisión modulada GFSK, el desmodulador de frecuencia FSK 322 puede distinguir entre la frecuencia /0 desplazada en frecuencia por múltiples (es decir, /1t 3f-¡, 5 L 7/I, etc.), de frecuencia desplazada f . Por ejemplo, en el caso de un orden de modulación de 1 bit/símbolo (es decir, 2-GFSK), el desmodulador de frecuencia 322 discrimina entre las dos frecuencias /o + /i y /0-/1. en donde /0 es la frecuencia de portador, para producir una señal de salida. En el caso de 2-GFSK, /0-/i puede referirse a una lógica desmodulada "1" y f0- puede referirse a una lógica desmodulada "0". Órdenes de modulación adicionales, tales como 4-GFSK, 8-GFSK, y 16-GFSK pueden realizarse basándose en múltiplos adicionales de frecuencia desplazada f como se describió anteriormente.

El desmodulador de frecuencia FSK 322 puede realizarse por cualquier desmodulador de frecuencia que proporciona una salida proporcional a la frecuencia instantánea en su e ntrada. Para lograr alta fidelidad para órdenes de modulación superiores, la modalidad preferida del desmodulador de frecuencia FSK 322 incluye un desmodulador de frecuencia de procesador de señal digital (DSP) que realiza dG/dt en un ancho de banda más ancho que el filtro de canal 320, en donde T es la fase instantánea en la entrada del desmodulador de frecuencia FSK 322. El desmodulador de frecuencia de FSK 322 envía una secuencia recuperada de símbolos.

La secuencia recuperada de símbolos enviada desde el desmodulador de frecuencia FSK 322 se somete a ISI. La ISI substancialmente se provoca por un filtro gausiano de formación por pulso de transmisión que transmite la señal portadora de transmisión modulada GFSK, tal como el filtro gausiano de formación de pulso 306 del transmisor GFSK 302. Ya que la secuencia recuperada de símbolos enviada desde el desmodulador de frecuencia FSK 322 se somete a ISI, el "ojo" de la secuencia recuperada de símbolos colapsa. Para remover la ISI, la señal de salida de datos desmodulada se fija por el filtro digital 324 para remover la ISI, antes que se tomen decisiones de símbolo por el rebanador 326. De esa forma, el filtro digital 324 abre el "ojo" de la secuencia recuperada de símbolos enviados desde el modulador de secuencia FSK 322, para que las decisiones de símbolo tomadas por el rebanador 326 se tomen con menos error, incluso en órdenes de modulación altos, m, y SNR baja. El filtro digital 324 reduce substancialmente y remueve ampliamente ISI basándose en una pluralidad de coeficientes. El filtro digital 324 también realiza una filtración similar a la filtración realizada por el filtro de detección 124 basándose en la pluralidad de coeficientes.

Se describe una técnica para determinar la pluralidad de coeficientes en asociación con la Figura 6 a continuación, y la estructura y operación del filtro digital 324 se describe en asociación con la Figura 8 a continuación. Debido a que el filtro digital 324 remueve ISI y también realiza filtración de pos-detección, el receptor GFSK 314 está diseñado para ser al menos tan simple y tan económico como los sistemas de comunicación GFSK convencionales, pero con mejor desempeño.

Haciendo referencia de nuevo a la Figura 3, el rebanador 326 produce decisiones de símbolo basadas en la secuencia de símbolos filtrada por el filtro digital 324. Basándose en la secuencia filtrada de símbolos, el rebanador 326 es capaz de distinguir entre varios símbolos FSK, sin error. De esa forma, el uso del filtro digital 324 permite que el modulador FSK 308 del transmisor GFSK 302 opere basándose en órdenes de modulación que son superiores que aquellas comúnmente utilizadas. De esa forma, se aumenta el resultado de datos. El resultado de datos también aumenta debido a la remoción de ISI por el filtro digital 324, debido a que el rebanador 326 es capaz de tomar decisiones de símbolo con menos error, que resulta en menos retransmisiones.

Después que se producen decisiones de símbolo por el rebanador 326, el trazador de símbolo a bit 328 traza las decisiones de símbolo a bits de datos. Dependiendo del orden de modulación, m, una entrada de símbolo para el trazador de símbolo a bit 328 puede corresponder a 1, 2, 4, o más bits. El trazador de símbolo a bit 328 también puede trazar símbolos entrantes a un número par de bits de datos. Además, las modalidades del rebanador 326 y/o el trazador de símbolo a bit 328 pueden incluir un descodificador FEC que utiliza datos redundantes para corregir errores sin retransmisión de los datos. Los bits de datos enviados por el trazador de símbolo a bit 328 se proporcionan al colector de datos 330.

Las modalidades del receptor GFSK 314 pueden implementarse completamente en hardware como una combinación de circuitos de hardware. Alternativamente, el receptor GFSK 314 puede implementarse en una combinación de hardware y software. Por ejemplo, la antena de recepción 316 y el extremo frontal de receptor 318 pueden implementarse en hardware como una combinación de circuitos de hardware mientras el filtro de canal 320, el desmodulador FSK 322, el filtro digital 324, el rebanador 326, el trazador de símbolo a bit 328, y el colector de datos 330 pueden implementarse por un procesador de un aparato de procesamiento de datos que ejecuta instrucciones legibles por computadora almacenadas en un medio legible por computadora.

La Figura 6 es un cuadro de flujo que ¡lustra una operación 600 para determinar una pluralidad de coeficientes. Aunque la Figura 6 se describe con referencia a la determinación de coeficientes de filtro por el filtro digital 324 del receptor GFSK 314, la operación 600 puede aplicarse para determinar coeficientes utilizados en filtros digitales de receptores diferentes al receptor GFSK 314. De forma similar, la operación ilustrada en la Figura 6 puede utilizarse para determinar coeficientes que se utilizarán en el método de filtro digital 1100.

Haciendo referencia a la Figura 6, se proporciona un impulso rectangular de tiempo de símbolo T en 602. El impulso rectangular se proporciona a I filtro gausiano 604. La respuesta de salida del filtro gausiano 604 variará dependiendo del producto BT del filtro gausiano 604, como se discutió a nteriormente con respecto a la Figura 4. El filtro gausiano 604 puede variar en producto BT para producir coeficientes de filtro digital basándose en un filtro gausiano de un producto BT particular. En otras palabras, los coeficientes de filtro digital determinados de acuerdo con la operación 600 variarán dependiendo de al menos el producto BT del filtro gausiano 604. En la modalidad de la operación 600 ilustrada en la Figura 6, el producto BT del producto de filtro gausiano 604 es de 0.36 y la respuesta de salida del filtro gausiano 604 se extiende en un período de tiempo de 5T.

La salida del filtro gausiano 604 se proporciona a un modulador de frecuencia 606, que puede modelarse basándose en propiedades conocidas de un modulador FSK, tal como el modulador FSK 308. El modulador de frecuencia 606 puede basarse en una función de transferencia de modulación del modulador FSK 308. Los coeficientes de filtros digitales determinados de acuerdo con la operación 600 también variarán dependiendo de la función de transferencia de modulación del modulador de frecuencia 606.

La salida del modulador de frecuencia 606 se proporciona al filtro de canal 608. El filtro de canal 608 puede variar en el producto BT, por ejemplo, dependiendo del producto BT del filtro de canal 320 del receptor GFSK 314. Los coeficientes de filtro digital determinados de acuerdo con la operación 600 también variarán dependiendo del producto BT del filtro de canal 608.

La salida del filtro de canal 608 se ingresa al desmodulador de frecuencia 610, que puede modelarse basándose en propiedades conocidas de un desmodulador FSK, tal como el desmodulador FSK 322. El desmodulador de frecuencia 610 puede basarse en una función de transferencia de modulación del desmodulador FSK 322. Los coeficientes de filtro digital determinados de acuerdo con la operación 600 variarán también dependiendo de la función de transferencia de modulación de desmodulador de frecuencia 610.

Se observa que el modulador de frecuencia 606, el filtro de canal 608, y el desmodulador de frecuencia 610 pueden omitirse de la operación 600, particularmente si el filtro de canal 608 es de tipo de fase lineal que tiene un producto BT mayor que o igual a 0.75 y si las funciones de transferencia de modulación del modulador de frecuencia 606 y del desmodulador de frecuencia 610 son una unidad. En la modalidad preferida de la operación 600, el BT del filtro de canal 608 es 0.75 o menor.

También, un extremo trasero de transmisor y un extremo frontal de receptor pueden incluirse entre el modulador de frecuencia 606, el filtro de canal 608, y en desmodulador de frecuencia 610, para que las respuestas del extremo trasero del transmisor y el extremo frontal del receptor de un sistema de comunicación puedan representarse en la operación 600.

Una salida del desmodulador de frecuencia 610 se transforma al dominio de frecuencia a través de una Transformación de Fourier Rápida (FFT) en 612. La FFT, en 612, envía una representación de dominio de frecuencia de una respuesta agregada (que incluye la respuesta que induce ISI) del filtro gausiano 604, el modulador de frecuencia 606, el filtro de canal 608, y el desmodulador de frecuencia 610. La representación de dominio de frecuencia de la respuesta agregada se incluye dentro de una pluralidad de contenedores de frecuencia que se envían desde la FFT en 612.

Dependiendo sí el modulador de frecuencia 606, el filtro de canal 608, y el desmodulador de frecuencia 610 son incluidos en la operación 600, la respuesta de agregado variará por consiguiente. Además, la respuesta de agregado variará de acuerdo con si el extremo trasero del transmisor y un extremo frontal del receptor se incluyen en la operación 600.

Las magnitudes de cada uno de la pluralidad de contenedores de frecuencia enviados por la FFT 612 se proporcionan a un comparador 614 para comparación con un valor predeterminado d. Específicamente, una comparación ocurre en el comprador 614 de manera que, si la magnitud de un contenedor de frecuencia es menor que o igual a d, el contenedor de frecuencia se establece para ser igual a d. De forma similar, el contenedor de frecuencia no cambia. Después del comparador 614, los contenedores de frecuencia actualizados se proporcionan como un divisor para una primera entrada de un divisor 616.

La comparación en el comparador 614 evita la ganancia de ruido. En el caso de la operación 600, la comparación en el comparador 614 evita la ganancia de ruido al prevenir que el divisor del divisor 614 esté demasiado cerca de 0. El valor de d ha sido reconocido como una variable efectiva de resultado para enrollado de frecuencia alto de un filtro digital que usa los coeficientes determinados por la operación 600. Específicamente, el valor de d utilizado en la operación 600 puede variar para lograr un filtro digital que tiene una respuesta de frecuencia enrollado alta que deteriora la respuesta Nyquist del filtro, que es necesario para remover ISI. En la selección de d para determinar la frecuencia de enrollado alto deseada del filtro digital, se logra la filtración de pos-detección por la respuesta de enrollado alta. De esta forma, la comparación en el comparador 614 y la selección de d imparte la funcionalidad del filtro de pos-detección 124. En la modalidad preferida de la operación 600, el valor de d se determinó empíricamente para ser 5x10"3, un número real. Otros valores de d pueden utilizarse dependiendo de la respuesta de enrollado deseada como se describió anteriormente.

Continuando con la Figura 6, se proporciona un impulso de unidad 618 a un filtro de Nyquist 620. Como se discutió anteriormente, la respuesta de impulso de un filtro de Nyquist, tal como el filtro de Nyquist 620, es 0 para todos en nT, excepto para n = 0, como se ilustra en la Figura 6. En la modalidad de la operación 600 ilustrada en la Figura 6, la respuesta de salida del filtro Nyquist 620 se extiende durante un periodo de tiempo de 5T.

La salida del filtro de Nyquist 620 se transforma al dominio de frecuencia por una FFT 622. La salida de la FFT 622 es una pluralidad de contenedores de frecuencia, que se proporcionan como un dividendo a una segunda entrada del divisor 616.

El divisor 616 divide la salida de la FFT 622 entre la salida del comparador 614. Después el divisor 616, un 0 puede anexarse opcionalmente a la salida del divisor 616 en la frecuencia de Nyquist /s/2, para crear un número par de contenedores de frecuencia si se desea. El tener un número par de contenedores de frecuencia crea un retraso de grupo del filtro resultante que es un número entero de muestras. La inserción opcional del 0 ocurre entre el divisor 616 y una Transformación de Fourier Rápida Inversa (IFFT) 626.

La salida de cociente del divisor 616 representa una medida de la diferencia entre una respuesta de agregado y la respuesta de impulso del filtro de Nyquist 620, en donde la respuesta de agregado es una respuesta de: (1) el filtro gausiano 604, (2) el modulador de frecuencia 606, (3) el filtro de canal 608, y (4) el desmodulador de frecuencia 610. La respuesta de agregado puede variar dependiendo de la inclusión o exclusión del modulador de frecuencia 606, el filtro de canal 608, y el desmodulador de frecuencia 610. Como se observó anteriormente, el desmodulador de frecuencia 606, el filtro de canal 608, y el desmodulador de frecuencia 610 pueden omitirse de la operación 600, particularmente si el filtro de canal 608 es de tipo de fase lineal que tiene un producto BT mayor que o igual a 0.75 y si la transferencia de modulación funciona tanto del modulador de frecuencia 606 como del modulador de frecuencia 610 que son una unidad.

Al generar coeficientes de filtro digitales basándose en la medida de salida de diferencia por el divisor 616, ISI introducida por el filtro gausiano 604, el modulador de frecuencia 606, el filtro de canal 608, y el desmodulador de frecuencia 610 pueden removerse substancialmente utilizando un filtro digital que incluye los coeficientes de filtro digitales generados.

La salida del divisor 616, si se anexa con un 0 en la frecuencia de Nyquist fs/2 o no, se proporciona a la IFFT 626. La IFFT 626 convierte los contenedores de frecuencia enviados desde el divisor 616 a una señal de dominio de tiempo de salida real. La salida de la IFFT 626 proporciona coeficientes de filtro digitales, como se ilustra en 628. El dominio de tiempo real enviado desde el bloque IFFT 626 incluye muestras para un periodo de tiempo de 5T o un número de muestras en el periodo de tiempo 5T más 1 muestra si se anexa un 0 a la salida del divisor 616.

Al utilizar los coeficientes de filtro digitales determinados por la operación 600, un filtro digital de coeficiente constante para remover ISI puede implementarse que convierte la respuesta de un sistema de comunicación incluyendo un filtro gausiano en uno que tiene una respuesta de Nyquist, más la respuesta de un filtro de posdetección. Al remover la ISI causada por los filtros gausianos en el receptor, pueden tomarse decisiones de símbolo con menos errores, incluso a una SNR baja y cuando se utilizan órdenes de modulación altos.

Siguiendo la operación 600, la ISI que se atribuye a uno o más de: (1) filtros gausianos, (2) moduladores de transmisor, (3) extremos traseros de transmisor, (4) extremos frontales de receptor, (5) filtros de canal, y (6) desmoduladores de receptor pueden representarse y compensarse. La operación 600 no está limitada a representar y compensar ISI atribuida a los componentes de transmisor y receptor anteriores, sin embargo, un experto en la técnica reconocería que la ISI atribuida a otros componentes de transmisor y receptor pueden representarse y compensarse.

Con referencia al sistema de comunicación GFSK 300 como un ejemplo, la ISI atribuida a los siguientes componentes puede representarse y compensarse basándose en los coeficientes de filtro digital determinados por la operación 600: (1) el filtro gausiano 306, (2) el modulador FSK 308, (3) el extremo trasero de transmisor 310, (4) el extremo frontal de receptor 318, (5) el filtro de canal 320, y (6) el desmodulador FSK (322).

Las Figuras 7A, 7B, 7C, y 7D ilustran el efecto de filtración por el filtro digital 324. En las Figuras 7A, 7B, 7C, y 7D, el eje vertical o y representa la amplitud, y el eje horizontal o x representa el tiempo.

La Figura 7A ilustra una secuencia de símbolos desmodulada desde una señal 2-GFSK recibida. Como se ilustra en la Figura 7A, no todo símbolo alcanza amplitud completa para rebanado de símbolo 2-GFSK. En vez de esto, el "ojo" de la secuencia de símbolos se colapsa debido a ISI.

La Figura 7B ilustra la secuencia de símbolos de la Figura 7A después de filtración por el filtro digital 324 de acuerdo con los coeficientes de filtro digital determinados por la operación 600. Como se ilustra en la Figura 7A, los símbolos alcanzan amplitudes de símbolo 2-GFSK completas, y el "ojo" de la secuencia no se colapsa. De esa forma, la Figura 7B ilustra que la ISI ha sido removida por el filtro digital 324 cuando se compara con la Figura 7A.

Como se ilustra en la Figura 7C, el colapso del "ojo" de una secuencia desmodulada de símbolos de una señal 8-GFSK recibida es incluso más pronunciada que en la Figura 7A. Como se ilustra en la Figura 7C, no todo símbolo se acerca a su nivel de símbolo respectivo para rebanado de símbolo 8-GFSK. En vez de esto, el "ojo" de la secuencia de símbolos colapsa debido a ISI.

La Figura 7D ¡lustra una secuencia de símbolos de la Figura 7C después de filtración por el filtro digital 324 de acuerdo con los coeficientes de filtro digital determinados por la operación 600. Como se ilustra en la Figura 7D, los símbolos alcanzan sus niveles de símbolo 8-GFSK respectivos, y el "ojo" de la secuencia no colapsa. De esa forma, la Figura 7D ilustra que la ISI ha sido removida por el filtro digital 324, cuando se compara con la Figura 7C.

A medida que el "ojo" de la secuencia desmodulada de símbolos se colapsa más, el determinar los niveles lógicos originales de los símbolos se vuelve más susceptible a error de decisión de símbolo. Particularmente a órdenes de modulación superiores, como en la Figura 7C, en donde se distingue entre más de dos niveles de símbolo a la vez que se basa en múltiples umbrales, el determinar los niveles de lógica originales de símbolos es difícil y propensa a error. Como tal, los rebanadores en receptores GFSK convencionales son susceptibles a tomar decisiones erróneas de símbolo, especialmente a una SNR baja. Sin embargo, para el rebanador 326 del receptor GFSK 314, el distinguir entre niveles de símbolo para la secuencia de símbolos ilustrada en la Figura 7D no es tan propenso a error.

La estructura y operación del filtro digital 324 se describirá ahora adicionalmente con referencia a la Figura 8.

La Figura 8 ilustra una modalidad preferida del filtro digital 324, un filtro digital de respuesta de impulso finito de coeficiente constante (FIR) 800. Específicamente, el filtro digital FIR 800 de la Figura 8 incluye una cadena de unidades de retraso 802, una cadena de unidades de multiplicador 804, y unidad de suma 806. El filtro digital FIR 800 puede representarse también por un filtro digital FIR que varía en estructura de aquella ¡lustrada en la Figura .8 basándose en estructuras conocidas de filtros digitales FIR.

El número de unidades de retraso en la cadena de unidades de retraso 802 y el número de unidades de multiplicador en la cadena de unidades de multiplicador 804 se determinan basándose en al menos una de la velocidad de símbolo de símbolos recibidos, la frecuencia de muestreo d e filtro digital /s, el producto BT d el filtro gausiano de formación de pulso 306, y el producto BT del filtro de canal 320. La frecuencia de muestreo de símbolo digital, /s, debe ser mayor que o igual a la frecuencia de muestreo Nyquist, que es dos veces el ancho de banda de la señal en la salida del desmodulador FSK 322.

En la operación del filtro digital FIR 800, una secuencia de símbolos, tal como la secuencia de símbolos recuperada por el desmodulador FSK 322, se ingresa a la cadena de unidades de retraso 802. Cada unidad de retraso 802 y unidad de multiplicador correspondiente 804 comprende una etapa de ponderación que pondera un símbolo de la secuencia de entrada de símbolos por un coeficiente de filtro respectivo. En la Figura 8, [X] representa una secuencia de entrada de símbolos, tal como la secuencia de símbolos recuperados por el desmodulador FSK 322. Cada unidad de retraso en la cadena de unidades de retraso 802 almacena un símbolo respectivo de la secuencia de entrada de símbolos, durante un periodo de símbolo, y envía el símbolo almacenado a la siguiente unidad de retraso 802. Como se ¡lustra en la Figura 8, los símbolos se utilizan antes, entre, y después de cada unidad de retraso 802, para la multiplicación de los símbolos ahusados por coeficientes de filtro respectivos A0-AN en multiplicadores respectivos 804. Los coeficientes A0-AN se determinan como se describió anteriormente en asociación con la Figura 6. La salida de cada multiplicador 804 se proporciona como entrada en la unidad de suma 806. La unidad de suma 806 suma las salidas de los multiplicadores 804 para producir un símbolo de una secuencia de salida de símbolos, [Y], por periodo del símbolo T. El filtro digital FIR 800 remueve ISI entre símbolos de la secuencia de entrada de símbolos [X], y la secuencia de salida de símbolos [Y] está substancialmente libre de ISI.

Basándose en los coeficientes de filtro A0-AN, el filtro digital 324 y el filtro digital FIR 800 representan filtros de ecualización que convierten efectivamente las respuestas de impulso de filtros gausianos de formación de pulso a un filtro que tiene una respuesta de impulso Nyquist. Como se ilustra en la Figura 6, la respuesta impulso de un filtro de Nyquist es 0 para todo nT, excepto para n = 0 (n siendo un entero). Basándose en la respuesta de Nyquist, ISI puede eliminarse substancialmente de una secuencia de símbolos filtrados por un filtro de Nyquist. El filtro digital 324 y el filtro digital FIR 800 están diseñados para remover ISI residual de una señal recibida a 1 parte en 1000 (es decir, 0.1%) o menor.

Adicionalmente, como se describió anteriormente con respecto a la Figura 6, el filtro digital 324 y el filtro digital FIR 800 además están configurados para realizar filtración de pos-detección basándose en los coeficientes de filtro A0-AN. La filtración de pos-detección realizada por el filtro digital 324 y el filtro digital 800 es similar a la realizada por el filtro de pos-detección 124.

El filtro digital FIR 800 puede implementarse completamente en hardware como una combinación de circuitos de hardware. Alternativamente, el filtro digital FIR 800 puede implementarse en software por un procesador de aparato de procesamiento de datos que ejecuta instrucciones legibles por computadora.

La Figura 9 es un cuadro de flujo que ilustra un método de transmisión 900. El método de transmisión 900 incluye una formación de pulso de una secuencia de símbolos en 902, modulación en 904, conversión ascendente en 906, y transmisión en 908.

Para llevar a cabo el método de transmisión 900, una secuencia de símbolos proporcionada por una fuente de datos, tal como fuente de datos 304, se forma por pulso 902. La formación por pulso 902 puede realizarse por un filtro gausiano de formación por pulso, tal como el filtro gausiano 306, y el paso 902 induce ISI en la secuencia de símbolos. En 904, una frecuencia /0 se modula de acuerdo con la secuencia formada por pulso de símbolos para generar una señal modulada. La modulación en 904 puede ¡mplementarse por el modulador FSK 308. La conversión ascendente 906 puede realizarse por el extremo trasero de transmisión que incluye un convertidor ascendente y amplificador, tal como el extremo trasero de transmisor 310. La conversión ascendente en 906 convierte de forma ascendente la señal modulada a una frecuencia adecuada para transmisión RF. La transmisión RF puede ¡mplementarse en 908 utilizando una antena de transmisión adecuada.

La Figura 10 es un cuadro de flujo que ilustra un método de recepción 1000. El método de recepción 1000 incluye recibir una señal transmitida en 1002, convertir de forma descendente la señal recibida a una señal modulada de banda de base en 1004, filtrar la señal modulada de banda de base para remover la interferencia de canal adyacente en 1006, desmodular la señal desmodulada de banda de base filtrada por canal para recuperar la secuencia de símbolos en 1008, filtrar la secuencia de símbolos en 1010, producir decisiones de símbolo basándose en la secuencia filtrada de símbolos en 1012, y trazar las decisiones de símbolo a bits de datos en 1014.

Para llevar a cabo el método de recepción 1000, en 1002, se recibe una señal transmitida en una antena, tal como antena 316. La conversión descendente 1004 se realiza, por ejemplo, por el extremo frontal de receptor 318, que convierte de forma descendente la señal recibida a una señal modulada de banda de base. La remoción de la interferencia de canal adyacente 1006 se realiza por un filtro de canal, que puede inducir ISI además de cualquier ISI ya presente en la señal recibida. La remoción de interferencia de canal adyacente en 1006 puede realizarse por un filtro de canal tal como el filtro de canal 320. La desmodulación de la señal modulada de banda de base filtrada por canal en 1008 puede implementarse en cualquier desmodulador adecuado que proporcione una salida proporcional a la frecuencia instantánea en su entrada, tal como el desmodulador de frecuencia 322. Una secuencia recuperada de símbolos, incluyendo ISI entre símbolos de la secuencia, se produce en 1008.

En 1010, la ISI presente en la secuencia recuperada de símbolos se remueve sustancialmente, proporcionando una ventaja cuando se compara con las técnicas convencionales de remoción de la ISI en 1010 que pueden lograrse por filtros digitales tales como el filtro digital 324, que además se detalló anteriormente como el filtro FIR 800. Con la ISI removida por filtración en 1010, pueden tomarse decisiones de símbolo precisas, substancialmente libres de error incluso con una SNR baja, en 1012. Por ejemplo, el rebanador 326 puede producir las decisiones de símbolo en 1012 utilizando una secuencia filtrada de símbolos que están substancialmente libres de ISI. En 1014, los bits de datos pueden recuperarse al trazar las decisiones de símbolo producidas en 1012 utilizando el trazador de símbolo a bit 328.

La Figura 11 es un cuadro de flujo que ilustra un método de filtro digital 1100. De acuerdo con el método de filtro digital 1100, se filtra una secuencia de símbolos. Específicamente, se determina un grupo de símbolos de la secuencia de símbolos en 1102, y cada uno de los símbolos del grupo determinado de símbolos se multiplica por un coeficiente de filtro respectivo en 1104. Cada uno de los símbolos del grupo determinado de símbolos, multiplicado por su coeficiente de filtro respectivo, se suma en 1106 para producir un primer símbolo filtrado. El símbolo filtrado se envía en 1108. Entonces, el grupo determinado de símbolos se actualiza al desplazarse en el paso 1110. Por ejemplo, el grupo determinado de símbolos puede actualizarse por un símbolo basándose en una cadena de retraso de símbolo primero dentro-último afuera, tal como la cadena de unidades de retraso 802. Después de la actualización, el grupo determinado de símbolos se multiplica por coeficientes de filtro 1104 y se suma de nuevo en 1106. De esa forma, se envía un segundo símbolo filtrado en 1108 basándose en la actualización del grupo determinado de símbolos en 1110. Como se ilustra en la Figura 11 , el método de filtro digital 1100 es iterativo, y produce una secuencia de salida filtrada de símbolos. La multiplicación en 1104 puede implementarse por las unidades de multiplicador 804, y las suma en 1106 puede implementarse por la unidad de suma 806, por ejemplo. Los coeficientes respectivos del método de filtro digital 1000 pueden ser los coeficientes de filtro A0-AN.

Aunque se describe con referencia al sistema de comunicación GFSK 300, los métodos 900, 1000 y 1100 pueden realizarse utilizando circuitos de hardware de transmisor y receptor entendidos por la técnica para ser equivalentes a aquellos descritos con respecto al sistema de comunicación GFSK 300. Además, los métodos 800, 900 y 1000 pueden realizarse utilizando hardware, software, o combinaciones de hardware y software. Por ejemplo, el método de recepción 1000 puede llevarse a cabo, en todo o en parte, por un procesador de un aparato de procesamiento de datos de acuerdo con un grupo de instrucciones legibles por computadora, como se describe en detalle adicional a continuación con referencia a la Figura 12.

De acuerdo con modalidades implementadas utilizando un aparato de procesamiento de datos que ejecuta instrucciones legibles por computadora, las instrucción legibles por computadora se almacenan en un medio de almacenamiento legible por computadora, que, cuando se ejecutan por un procesador, configuran y dirigen el procesador y/o el aparato de procesamiento para realizar características del transmisor GFSK 300, el receptor GFSK 314, la operación 600, y los métodos 900, 1000, y 1100. Ejemplos no limitantes del medio de almacenamiento legible por computadora incluyen memorias de acceso aleatorio (RAM), memorias de sólo lectura (ROM), discos ópticos (CD) (DVD), y medios de almacenamiento magnéticos.

La Figura 12 ilustra una modalidad de aparato de procesamiento de datos 1200. El aparato de procesamiento de datos 1200 incluye un conductor común de sistema 1202, un procesador 1204, una RAM 1206, una ROM 1208, y una interfase de entrada/salida de datos 1210. En algunas modalidades, el procesador 1204 incluye un ADC integrado 1212 y/o un DAC integrado 1214. Alternativamente, el ADC 1212 y el DAC 1214 pueden estar separados del procesador 1204 y acoplados al procesador 1204 a través del conductor común de datos 1208 y/o la interfase de entrada/salida 1210.

En operación, las instrucciones de programa legibles por computadora se cargan desde al menos una de la RAM 1206, la ROM 1208, y otros medios de almacenamiento (no ilustrados) en el procesador 1204 para ejecución. Cuando se ejecutan por el procesador 1204, las instrucciones de programa legibles por computadora configuran y dirigen el procesador 1204 para realizar características del transmisor GFSK 300, el receptor GFSK 314, la operación 600, y los métodos 900, 1000 y 1100. Adicionalmente, para facilitar la implementación del método de recepción 1000 por el aparato de procesamiento de datos, una señal modulada recibida puede convertirse a una señal digital modulada recibida utilizando el ADC 1212, para que el procesador 1204 sea capaz de operar con una copia digital de la señal modulada recibida. Además, junto con el procesamiento del método de transmisión 900 por el aparto de procesamiento de datos, una señal digital modulada puede convertirse por el DAC 1214 a una señal modulada análoga, para transmisión como una señal modulada análoga.

El procesador 1204 puede incluir una unidad de procesamiento central (CPU) de propósito general, un procesador de señal digital (DSP), una disposición de acceso programable de campo (FPGA), o un circuito integrado específico de aplicación (ASIC).

Variaciones del receptor de comunicaciones y el método de receptor de comunicaciones son posibles en vista de la descripción anterior. De esa forma, el receptor de comunicaciones y el método de receptor de comunicaciones pueden practicarse diferente a lo específicamente descrito, basándose en equivalentes reconocidos de la técnica entendidos por aquellos expertos en la técnica.

Claims (22)

REIVINDICACIONES

1.- Un receptor de comunicaciones, que comprende: un extremo frontal de receptor para recibir una señal modulada y convertir la señal modulada a una señal modulada de banda de base; un filtro de canal para reducir interferencia de canal que está adyacente a un canal deseado de la señal modulada de banda de base de la señal modulada de banda de base y para producir una señal modulada de banda de base filtrada por canal; un desmodulador para desmodular la señal modulada de banda de base filtrada por canal y para recuperar una secuencia de símbolos; un filtro digital para reducir la interferencia inter-símbolo (ISI) de la secuencia de símbolos; un rebanador para producir decisiones de símbolo basadas en la secuencia filtrada de símbolos; y un trazador de símbolo a bit para trazar las decisiones de símbolo a bits de datos.

2.- El receptor de comunicaciones de acuerdo con la reivindicación 1, en donde el receptor de comunicaciones comprende un receptor de manipulación de desplazamiento de frecuencia gausiana (GFSK).

3.- El receptor de comunicaciones de acuerdo con la reivindicación 1, en donde: el filtro digital comprende un filtro ecualizador de Nyquist que reduce ISI de la secuencia de símbolos basándose en una respuesta de Nyquist.

4.- El receptor de comunicaciones de acuerdo con la reivindicación 1, en donde: el filtro digital comprende una pluralidad de etapas de ponderación, cada etapa de ponderación para ponderar un símbolo de la secuencia de símbolos por un coeficiente de filtro respectivo basándose en una respuesta de impulso de un filtro gausiano.

5.- El receptor de comunicaciones de acuerdo con la reivindicación 1, en donde: el filtro digital comprende una pluralidad de etapas de ponderación, cada etapa de ponderación para ponderar un símbolo de la secuencia de símbolos por un coeficiente de filtro respectivo basándose en un agregado de una respuesta de impulso determinada del receptor de comunicaciones digitales y una respuesta de impulso determinada de un transmisor de la señal modulada.

6.- El receptor de comunicaciones de acuerdo con la reivindicación 1, en donde: el filtro digital comprende una pluralidad de etapas de ponderación, cada etapa de ponderación para ponderar un símbolo de la secuencia de símbolos por un coeficiente de filtro respectivo basándose en un agregado de una respuesta de impulso determinada de un filtro gausiano y una respuesta de impulso determinada de filtro de canal.

7.- El receptor de comunicaciones de acuerdo con la reivindicación 1, en donde: el filtro digital comprende una pluralidad de etapas de ponderación, cada etapa de ponderación para ponderar un símbolo de la secuencia de símbolos por un coeficiente de filtro respectivo basándose en una respuesta de impulso determinada de un filtro de Nyquist dividido por una respuesta de agregado de una respuesta impulso determinada de un filtro gausiano y una respuesta de impulso determinada del filtro de canal.

8.- El receptor de comunicaciones de acuerdo con la reivindicación 7, en donde: un comparador compara cada componente de frecuencia de la respuesta de agregado con un número real predeterminado y, cuando un componente de frecuencia de la respuesta de agregado es menor que el número real predeterminado, reemplaza el componente de frecuencia por el número real predeterminado, para producir una respuesta de agregado modificada, y un divisor divide la respuesta de impulso determinada del filtro de Nyquist por la respuesta de agregado modificada para determinar los coeficientes de filtración respectivos.

9.- El receptor de comunicaciones de acuerdo con la reivindicación 7, en donde: el filtro gausiano tiene un ancho de banda medio para relación de velocidad de símbolo (BT) de 0.36 o inferior, y el filtro de canal tiene medio ancho de banda para una relación de velocidad de símbolo (BT) menor que 0.75.

10. - Un método de receptor de comunicaciones, que comprende: recibir una señal modulada y convertir la señal modulada a una señal modulada de banda de base; filtrar la interferencia de canal que está adyacente a un canal deseado de la señal modulada de banda de base para reducir la interferencia de canal de la señal modulada de banda de base y para producir una señal modulada de banda de base filtrada por canal; desmodular la señal modulada de banda de base filtrada por canal para recuperar una secuencia de símbolos; filtrar, a través de un procesador de un aparato procesamiento de datos, la secuencia de símbolos para reducir la interferencia inter-símbolo (ISI) de la secuencia de símbolos; producir decisiones de símbolo basándose en la secuencia filtrada de símbolos; y trazar las decisiones de símbolo a bits de datos.

11. - El método de receptor de comunicaciones de acuerdo con la reivindicación 10, en donde la filtración de la secuencia de símbolos para reducir ISI comprende: determinar una respuesta de impulso de un filtro de Nyquist, determinar una pluralidad de coeficientes de filtro basándose en la respuesta de impulso del filtro de Nyquist; y filtrar la secuencia de símbolos para reducir ISI basándose en la pluralidad de coeficientes de filtro.

12. - El método de receptor de comunicaciones de acuerdo con la reivindicación 10, en donde la filtración de la secuencia de símbolos para reducir ISI comprende: determinar una respuesta de impulso de un filtro gausiano; determinar una pluralidad de coeficientes de filtro basándose en la respuesta de impulso del filtro gausiano; y filtrar la secuencia de símbolos para reducir ISI basándose en la pluralidad de coeficientes de filtro.

13. - El método de receptor de comunicaciones de acuerdo con la reivindicación 10, en donde la filtración de la secuencia de símbolos para reducir ISI comprende: determinar una respuesta de impulso de un filtro gausiano; determinar una respuesta de impulso de la interferencia de canal de filtración; agregar la respuesta de impulso del filtro gausiano y las respuestas de impulso de la interfase de canal de filtración, para reproducir una respuesta de agregado; determinar una pluralidad de coeficientes de filtro basándose en la respuesta de agregado; y filtrar la secuencia de símbolos para reducir ISI basándose en la pluralidad de coeficientes de filtro.

14. - El método de receptor de comunicaciones de acuerdo con la reivindicación 10, en donde la filtración de la secuencia de símbolos para reducir ISI comprende: determinar una respuesta de impulso de un filtro gausiano; determinar una respuesta de impulso de la interferencia de canal de filtración; agregar la respuesta de impulso del filtro gausiano y la respuesta de impulso de la interferencia de canal de filtración, para producir una respuesta de agregado; determinar una respuesta de impulso de un filtro de Nyquist, determinar la respuesta de impulso del filtro de Nyquist por la respuesta de agregado, para producir un cociente; determinar una pluralidad de coeficientes de filtro basándose en el cociente; y filtrar la secuencia de símbolos para reducir ISI basándose en la pluralidad de coeficientes de filtro.

15. - El método de receptor de comunicaciones de acuerdo con la reivindicación 14, en donde: el filtro gausiano tiene medio ancho de banda para la relación de velocidad de símbolo (BT) de 0.36 o inferior, y la interferencia de canal de filtración tiene medio ancho de banda para la relación de velocidad de símbolo (BT) menor que 0.75.

16. - El método de receptor de comunicaciones de acuerdo con la reivindicación 14, en donde agregar la respuesta de impulso del filtro gausiano y la respuesta de impulso de la interferencia de canal de filtración comprende: determinar una respuesta de impulso de un modulador de frecuencia; determinar una respuesta de impulso de la conversión de la señal modulada a una señal de banda de base; agregar la respuesta de impulso del filtro gausiano, la respuesta de impulso de la interferencia de canal de filtración, la respuesta de impulso del modulador de frecuencia, y la respuesta de impulso de la conversión de la señal modulada a una señal de banda de base, para producir la respuesta de agregado.

17.- El método de receptor de comunicaciones de acuerdo con la reivindicación 10, en donde la filtración de la secuencia de símbolo es para reducir ISI comprende: determinar una respuesta de impulso de un filtro gausiano; determinar una respuesta de impulso de la interferencia de canal de filtración; agregar la respuesta de impulso del filtro gausiano y la respuesta de impulso de la interferencia de canal de filtración, para producir una respuesta de agregado; transformar la respuesta de agregado en el dominio de frecuencia, para enviar una pluralidad de contenedores de frecuencia; reemplazar unos de la pluralidad de contenedores de secuencia que tienen una magnitud menor que un valor predeterminado con el valor predeterminado, para producir una respuesta de agregado de dominio de frecuencia modificada; determinar una respuesta de impulso de un filtro de Nyquist; transformar la respuesta de impulso del filtro de Nyquist en el dominio de frecuencia, para enviar una respuesta de dominio de frecuencia de Nyquist; dividir la respuesta de dominio de frecuencia de Nyquist entre la respuesta de agregado del dominio de frecuencia modificada, para predecir un cociente; determinar una pluralidad de coeficientes de filtro basándose en el cociente; y filtrar la secuencia de símbolos para reducir ISI basándose en la pluralidad de coeficientes de filtro.

18.- Un medio de almacenamiento legible por computadora que. almacena instrucciones legibles por computadora que, cuando se ejecuta.n por un procesador de un receptor de comunicaciones, hacen que el procesador realice: recibir una señal modulada y convertir la señal modulada a una señal modulada de banda de base; filtrar la interferencia de canal que está adyacente a un canal deseado de la señal modulada de banda de base para reducir la interferencia del canal de la señal modulada de banda de base y para producir una señal modulada de banda de base filtrada por canal; desmodular la señal modulada de banda de base filtrada por canal para recuperar una frecuencia de símbolos; filtrar la secuencia de símbolos para reducir la interferencia ¡nter-símbolo (ISI) de la secuencia de símbolos; producir decisiones de símbolo basándose en la secuencia filtrada de símbolos; y trazar las decisiones de símbolo a bits de datos.

19.- El medio de almacenamiento legible por computadora de acuerdo con la reivindicación 18, en donde la filtración de la secuencia de símbolo es para reducir ISI comprende: determinar una respuesta de impulso de un filtro de Nyquist; determinar una pluralidad de coeficientes de filtro basándose en la respuesta de impulso del filtro de Nyquist; y filtrar la secuencia de símbolos para reducir ISI basándose en la pluralidad de coeficientes de filtro.

20.- El medio de almacenamiento legible por computadora de acuerdo con la reivindicación 19, en donde la filtración de la secuencia de símbolos comprende: determinar una respuesta de impulso de un filtro gausiano; determinar una pluralidad de coeficientes de filtro basándose en la respuesta de impulso del filtro gausiano; y filtrar la secuencia de símbolos para reducir ISI basándose en la pluralidad de coeficientes de filtro.

21.- El medio de almacenamiento legible por computadora de acuerdo con la reivindicación 18, en donde la filtración de la secuencia de símbolos comprende: determinar una respuesta de impulso de un filtro gausiano; determinar una respuesta de impulso de la interferencia de canal de filtración; agregar la respuesta de impulso del filtro gausiano y la respuesta de impulso de la interferencia de canal de filtración para producir una respuesta de agregado; determinar una pluralidad de coeficientes de filtro basándose en la respuesta de agregado; y filtrar la secuencia de símbolos para reducir ISI basándose en la pluralidad de coeficientes de filtro.

22.- El medio de almacenamiento legible por computadora de acuerdo con la reivindicación 18, en donde la filtración de la secuencia de símbolos comprende: determinar una respuesta de impulso de un filtro de Nyquist; determinar una respuesta de impulso de un filtro gausiano; dividir la respuesta de impulso del filtro de Nyquist entre la respuesta de impulso del filtro gausiano, para producir un cociente; determinar una pluralidad de coeficientes de filtro basándose en el cociente; y filtrar la secuencia de símbolos para reducir ISI basándose en la pluralidad de coeficientes de filtro.