ES2708727T3 - Arquitectura y metodología del receptor de GFSK - Google Patents

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Abstract

Un receptor de comunicaciones de modulación por desplazamiento de frecuencia gaussiano, GFSK, que comprende: un extremo frontal de receptor (318) para recibir una señal modulada y convertir la señal modulada a una señal modulada de banda base; un filtro de canal (320) para reducir interferencia de canal que es adyacente a un canal deseado de la señal modulada de banda base a partir de la señal modulada de banda base y para producir una señal modulada de banda base filtrada de canal; un demodulador (322) para demodular la señal modulada de banda base filtrada de canal y para recuperar una secuencia de símbolos; un filtro digital (324) para reducir interferencia inter-símbolo, ISI, de la secuencia de símbolos; un recortador (326) para producir decisiones de símbolo basándose en la secuencia filtrada de símbolos; y un mapeador de símbolo a bit (328) para mapear las decisiones de símbolo a bits de datos, en donde el filtro digital (324) comprende una pluralidad de etapas de ponderación, cada etapa de ponderación para ponderar un símbolo de la secuencia de símbolos por un respectivo coeficiente de filtro basándose en una respuesta de impulso determinada de un filtro Nyquist dividido por una respuesta agregada de una respuesta de impulso determinada de un filtro gaussiano (306) y una respuesta de impulso determinada del filtro de canal, y en donde un comparador (614) compara cada componente de frecuencia de la respuesta agregada con un número real predeterminado y, cuando un componente de frecuencia de la respuesta agregada es menor que el número real predeterminado, sustituye el componente de frecuencia por el número real predeterminado, para producir una respuesta agregada modificada, y un divisor (616) divide la respuesta de impulso determinada del filtro Nyquist (620) por la respuesta agregada modificada para determinar respectivos coeficientes de filtración.

Description

DESCRIPCION
Arquitectura y metodologla del receptor de GFSK
Antecedentes de la invencion
Campo de la invencion
Esta solicitud reivindica prioridad a la Solicitud de Estados Unidos con N.° de Serie 12/847.951 presentada el 30 de julio de 2010, los contenidos completos de la cual se incorporan en la presente por referencia.
La presente divulgacion se refiere al campo de las comunicaciones y, especlficamente, al campo de comunicacion de datos por la modulacion de Modulacion por Desplazamiento de Frecuencia (FSK).
La Modulacion por Desplazamiento de Frecuencia Gaussiano (GFSK) es un tipo de modulacion digital de FSK eficaz en ancho de banda. Especlficamente, la modulacion de GFSK utiliza un filtro gaussiano de conformacion de pulso para reducir el ancho de banda de una portadora de transmision modulada. En modulacion de FSK, una secuencia de slmbolos de datos que tiene transiciones agudas da como resultado una portadora de transmision modulada que tiene discontinuidades en frecuencia. Las discontinuidades de frecuencia dan como resultado una portadora de transmision de ancho de banda amplio. Suavizar las transiciones agudas de la secuencia de slmbolos de datos, sin embargo, usando un filtro gaussiano de conformacion de pulso, evita este problema. El filtro gaussiano de conformacion de pulso elimina los componentes de frecuencia mas altos en la secuencia de slmbolos de datos que, a su vez, permite un espectro de transmision mas compacto.
El espectro de transmision compacto facilitado por el esquema de modulacion de GFSK ayuda a sistemas de comunicacion inalambrica que operan tanto en bandas con licencia como en las bandas industrial, cientlfica y medica (ISM) sin licencia, reduciendo el ancho de banda espectral y el espectro fuera de banda de la portadora de transmision de GFSK, para cumplir requisitos de rechazo de potencia de canal adyacente de FCC. Se hacen aplicar requisitos similares por organismos reguladores del espectro de radio internacionales.
Sin embargo, la conformacion de pulso por el filtro gaussiano de conformacion de pulso induce interferencia interslmbolo (ISI). De hecho, es la conformacion de pulso por el filtro Gaussiano la que introduce la ISI. En consecuencia, los sistemas disenados acerca del esquema de modulacion de GFSK estan disenados en vista del bajo caudal de datos o de la tasa de errores de bits aumentada. Convencionalmente, la ISI asociada con el esquema de modulacion de GFSK prohlbe comunicacion de datos a altos ordenes de modulacion, donde se transmiten multiples bits de datos por slmbolo. En un intento para facilitar los sistemas de comunicaciones de GFSK con caudal de datos superior, se ha propuesto el uso de estructuras de receptor mas complejas y costosas.
Analisis de la tecnica anterior relacionada
Como se ilustra en la Figura 1, un primer sistema de GFSK de la tecnica relacionada 100 incluye un transmisor de GFSK 102 y un receptor de GFSK 114.
El transmisor de GFSK 102 incluye una fuente de datos 104, filtro gaussiano 106, un modulador de FSK 108, un extremo trasero de transmisor 110, y una antena de transmision 112. El filtro gaussiano 106 filtra una secuencia de slmbolos de datos proporcionada desde la fuente de datos 104, y emite una secuencia de slmbolos de datos con forma de pulso al modulador de FSK 108. El modulador de FSK 108 modula una frecuencia portadora basandose en la secuencia de slmbolos de datos con forma de pulso, de acuerdo con un orden de modulacion de FSK seleccionado (es decir, un numero de bits por slmbolo). La salida del modulador de FSK 108 se proporciona al extremo trasero de transmisor 110, donde se convierte de manera ascendente a una frecuencia de transmision y se acopla a la antena de transmision 112 para transmision de radio-frecuencia (RF). Por consiguiente, la antena de transmision 112 transmite una portadora de transmision modulada de GFSK.
El receptor de GFSK 114 incluye una antena de recepcion 116, un extremo frontal de receptor 118, un filtro de canal 120, un discriminador 122, un filtro de post deteccion 124, un recortador de slmbolos 126, y un sumidero de datos 128. En la operacion, la antena de recepcion 116 y el extremo frontal de receptor 118 reciben una senal modulada de GFSK transmitida y convierten de manera descendente la senal modulada de GFSK recibida a banda base. El filtro de canal 120 filtra de manera selectiva la senal modulada de GFSK de banda base recibida para rechazar interferencia de canal adyacente y Ruido Gaussiano Blanco Aditivo (AWGN). El discriminador 122 realiza demodulacion de frecuencia proporcionando una senal de salida que es proporcional a la frecuencia instantanea de la portadora de transmision modulada y emite una secuencia de slmbolos demodulada. Especlficamente, en el caso de un orden de modulacion de 1 bit/slmbolo (es decir, 2-GFSK), el discriminador 122 discrimina entre dos frecuencias, fo+fi y fo-fi, donde fo es la frecuencia de portadora no modulada. El filtro de post deteccion 124 filtra la secuencia de slmbolos demodulada producida por el discriminador 122 para reducir ruido amplificado por el discriminador 122. El recortador 126 produce decisiones de slmbolo basandose en la secuencia filtrada de slmbolos emitida desde el filtro de post deteccion 124, para producir una secuencia de decisiones de slmbolo, que se proporciona al sumidero de datos 128. En el receptor de GFSK 114, el filtro de post deteccion 124 no esta disenado para eliminar la ISI, y se requiere que el recortador 126 produzca decisiones de simbolo en la presencia de ISI, que provoca que tengan lugar errores de simbolo y bits.
En el primer sistema de GFSK 100 de la tecnica relacionada, la ISI introducida por el filtro gaussiano 106 requiere que se use un esquema de modulacion de bajo orden de modulacion (es decir, pocos bits/simbolo) por el modulador de FSK 108. De otra manera, tendran lugar niveles inaceptables de errores de simbolos y bits en el receptor de GFSK 114. Especificamente, la ISI introducida por el filtro gaussiano 106 provoca que se cierre el “ojo” de la secuencia de simbolos demodulada emitida por el discriminador 122, y, por lo tanto, el recortador 126 producira decisiones de simbolo erroneas, ya que la salida del discriminador 122 fallara en estar consistente por encima o por debajo del umbral o umbrales de decision de simbolo del recortador 126 con certidumbre a las temporizaciones de simbolo determinadas. A ordenes de modulacion mas altos, se hace incluso mas dificil para el discriminador 122 y para el recortador 126 producir decisiones de simbolo correctas. Por lo tanto, el caudal de datos del primer sistema de GFSK 100 de la tecnica relacionada esta limitado debido a la ISI introducida por el filtro gaussiano 106, ya que unicamente pueden utilizarse esquemas de modulacion de orden inferior sin niveles inaceptables de errores de simbolo. El filtro de canal 120 tambien contribuye a la introduction de ISI en la senal recibida, componiendo adicionalmente las limitaciones del sistema de GFSK 100.
Como se ilustra en la Figura 2, un segundo sistema de GFSK 200 de la tecnica relacionada incluye un transmisor de GFSK 202 y un receptor de GFSK 214.
El transmisor de GFSK 202 incluye una fuente de datos 204, un filtro gaussiano 206, un modulador de FSK 208, un extremo trasero de transmisor 110, y una antena de transmision 212. El transmisor de GFSK 202 opera igual que el primer transmisor de GFSK 102 de la tecnica relacionada.
El receptor de GFSK 214 incluye una antena de reception 216, un extremo frontal de receptor 218, un filtro de canal 220, un discriminador 222, un estimador de secuencia de probabilidad maxima (MLSE) 224, y un sumidero de datos 226. En comparacion con el primer receptor de GFSK 114 de la tecnica relacionada, el segundo receptor de GFSK de la tecnica relacionada 214 se basa en el estimador de MLSE 224 para producir decisiones de simbolo en la presencia de ISI. Es decir, el estimador de MLSE 224 no elimina la ISI. En su lugar, el estimador de MLSE 224 estima simbolos de datos de acuerdo con al menos la probabilidad de errores, en la presencia de la ISI, y emite bits de datos en terminos de probabilidad de error. Por ejemplo, el estimador de MLSE 224 puede utilizar el algoritmo Vitrerbi para determinar una decision de simbolo de probabilidad de error mas inferior, intentando mitigar la presencia de la ISI. Sin embargo, especialmente a bajas relaciones de senal a ruido (SNR), los estimadores de MLSE no pueden mitigar adecuadamente errores de simbolo debido a ISI.
El documento BERGVELD H J ET AL / “A low-power highly digitized receiver for 2.4-GHz-band GFSK applications” desvela el diseno y resultados de medicion de un receptor altamente digitalizado de baja potencia para senales de entrada moduladas de modulacion por desplazamiento de frecuencia gaussiana a 2,4 GHz. El extremo delantero de RF ha estado basado en una arquitectura de baja FI y no requiere ganancia variable alguna o bloques de filtration. El rango dinamico total de la senal de baja FI se convierte en el dominio digital por un convertidor de analogico a digital (ADC) SigmaDelta de tiempo continuo de alta resolution y baja potencia. Esto conduce a una cadena de recepcion lineal sin limitadores. Se usa un filtro de bucle poli-fase de quinto orden en el ADC SigmaDelta complejo. El bloque digital realiza filtracion y demodulation. La filtracion de canal se combina con filtracion adaptada y la supresion de ruido resultante del ADC SigmaDelta.
El documento US 2002/057746 A1 desvela una arquitectura de receptor para recibir simbolos de senal y recuperation transmitidos a traves de un canal de modulacion por desplazamiento de frecuencia (FSK) usando un numero predeterminado de niveles de modulacion, usando los simbolos transmitidos un filtro de pre modulacion que tiene un ancho de banda, comprendiendo la arquitectura de receptor: un filtro de selectividad para pasar de manera selectiva un canal deseado y rechazando canales indeseados, teniendo el filtro de selectividad un ancho de banda de filtro de aproximadamente la mitad del ancho de banda del filtro de pre modulacion; un discriminador acoplado al filtro de selectividad para modular la senal; y un procesador de recuperacion de simbolo acoplado al discriminador para recuperar los simbolos a traves de una tecnica de estimation de secuencia de probabilidad maxima (MLSE) que utiliza N estados para cada tiempo de simbolo, en el que N equivale al numero predeterminado de niveles de modulacion, y en el que las plantillas usadas en el MLSE para transmisiones de simbolo se optimizan con un ancho de banda sustancialmente menor que el ancho de banda del filtro de pre-modulation.
Breve sumario de la invencion
Por consiguiente, un objetivo de esta invencion es proporcionar un receptor de comunicaciones, un metodo de receptor de comunicaciones y un medio de almacenamiento legible por ordenador que almacena en el mismo instrucciones legibles por ordenador que presentan un enfoque sencillo y rentable para comunicar datos a alto caudal incluso en un entorno de baja SNR.
De acuerdo con un aspecto de esta invencion, se proporciona un receptor de comunicaciones de acuerdo con la reivindicacion independiente 1.
De acuerdo con otro aspecto de esta invencion, se proporciona un metodo de receptor de comunicaciones de acuerdo con la reivindicacion independiente 7.
De acuerdo con un aspecto adicional de esta invencion, se proporciona un medio de almacenamiento legible por ordenador de acuerdo con la reivindicacion independiente 14.
La invencion se define y esta limitada por el alcance de las reivindicaciones adjuntas. En la siguiente descripcion cualquier realizacion o realizaciones a las que se hace referencia y no caen dentro del alcance de las reivindicaciones adjuntas, es o son meramente ejemplo o ejemplos utiles para el entendimiento de la invencion. Breve descripcion de los dibujos
Una apreciacion mas completa de la invencion y muchas de las ventajas adjuntas de la misma se obtendran facilmente ya que las mismas se entienden mejor por referencia a la siguiente descripcion detallada cuando se considera en relacion con los dibujos adjuntos, en los que:
La Figura 1 ilustra un primer sistema de comunicacion de GFSK de los antecedentes de la tecnica;
La Figura 2 ilustra un segundo GFSK de los antecedentes de la tecnica;
La Figura 3 es un diagrama de bloques de un sistema de comunicacion de GFSK;
La Figura 4 es un grafico que ilustra formas de onda de respuesta de filtro de filtros gaussianos que tienen diversos productos de BT;
La Figura 5 es un diagrama de forma de onda que ilustra una forma de onda modulada de FSK;
La Figura 6 es un diagrama de bloques que ilustra la generacion de coeficientes de un filtro digital;
La Figura 7A es un grafico que ilustra una secuencia de slmbolos demodulados desde una senal de 2-GFSK recibida;
La Figura 7B es un grafico que ilustra la secuencia de slmbolos de la Figura 7A despues de filtracion;
La Figura 7C es un grafico que ilustra una secuencia de slmbolos demodulados desde una senal de 8-GFSK recibida;
La Figura 7D es un grafico que ilustra la secuencia de slmbolos de la Figura 7C despues de filtracion;
La Figura 8 es un diagrama de bloques que ilustra un filtro digital;
La Figura 9 es un diagrama de flujo que ilustra un metodo de transmision;
La Figura 10 es un diagrama de flujo que ilustra un metodo de recepcion;
La Figura 11 es un diagrama de flujo que ilustra un metodo de filtro digital; y
La Figura 12 es un diagrama de bloques esquematico que ilustra una realizacion de aparato de procesamiento de datos.
Descripcion detallada de la invencion
La presente invencion se refiere a un receptor de comunicaciones y un metodo de receptor de comunicaciones para reducir sustancialmente y eliminar en gran medida ISI introducida por filtros gaussianos de conformacion de pulso de transmisores de GFSK, de modo que pueden utilizarse ordenes de modulacion superiores de FSK para aumentar el caudal de datos.
El receptor desvelado y metodo de receptor permiten el uso de filtros gaussianos que conforman en pulsos secuencias de simbolos mas agresivamente, en comparacion con filtros usados convencionalmente, para mitigar y eliminar sustancialmente discontinuidades de frecuencia y para reducir ancho de banda de transmision ocupado. Adicionalmente, el receptor y metodo de receptor desvelados permiten que se usen ordenes de modulacion de FSK superiores, mientras que las secuencias de simbolos moduladas de orden superior estan conformadas en pulso mas agresivamente. Por lo tanto, el receptor y metodo de receptor desvelado consiguen caudal de datos aumentado mientras se reduce el ancho de banda de transmision ocupado. Estas y otras ventajas se consiguen por un receptor de GFSK que incluye un filtro que tiene en cuenta y elimina ISI inducida por filtros gaussianos de conformacion de pulsos de transmisores de GFSK.
Adicionalmente, el receptor y metodo de receptor desvelado reducen sustancialmente y eliminan en gran medida la ISI introducida por los moduladores de transmisor, demoduladores de receptor y filtros de canal de receptor.
Ademas, el receptor y metodo de receptor desvelados proporcionan un sistema de comunicacion que incorpora las ventajas conocidas de modulacion de GFSK mientras se reducen las etapas de procesamiento de receptores de GFSK convencionales para llegar a un receptor de GFSK mas sencillo, mas eficaz y rentable.
La eliminacion de ISI basandose en el receptor y metodo de receptor de la presente invencion no esta limitada a sistemas de comunicacion de GFSK, sino que pueden usarse para eliminar ISI y otros artefactos de comunicacion indeseables de sistemas de comunicacion distintos de sistemas de comunicaciones de GFSK, tanto alambricos e inalambricos.
Una realizacion de un sistema de comunicaciones de GFSK que consigue las ventajas anteriormente descritas se describiran con referencia a la Figura 3.
La Figura 3 ilustra un sistema de comunicacion de GFSK 300. El sistema de comunicacion de GFSK 300 incluye un transmisor de GFSK 302 y un receptor de GFSK 314. El transmisor de GFSK 302 y el receptor de GFSK 314 pueden combinarse en una unica unidad de comunicaciones como un transceptor de GFSK integrado o pueden proporcionarse como unidades de comunicacion separadas.
El transmisor de GFSK 302 incluye una fuente de datos 304, un filtro gaussiano 306, un modulador de FSK 308, un extremo trasero de transmisor 310, y una antena de transmision 312. El filtro gaussiano 306 filtra una secuencia de slmbolos proporcionados desde la fuente de datos 304, y emite una secuencia de slmbolos con forma de pulso al modulador de FSK 308. El modulador de FSK 308 modula una frecuencia f0 basandose en la secuencia de slmbolos con forma de pulso, de acuerdo con un orden de modulacion de FSK seleccionado m (es decir, un numero de bits por slmbolo). La salida del modulador de FSK 308 se proporciona al extremo trasero de transmisor 310, donde se convierte de manera ascendente a una frecuencia de transmision y se acopla a la antena de transmision 312 para transmision de RF inalambrica. La antena de transmision 312 transmite una senal de transmision modulada de GFSK a la frecuencia de transmision.
Las realizaciones de la fuente de datos 304 pueden incluir un generador de codigos de correccion de errores hacia adelante (FEC) que anade datos redundantes a la secuencia de slmbolos, de modo que un receptor de GFSK puede corregir errores sin re-transmision de datos usando un decodificador de FEC.
Con referencia a la Figura 4, se describe la conformacion de pulso caracterlstica del filtro gaussiano 306. La respuesta del filtro gaussiano 306 se describe en terminos de su producto de BT donde B es la mitad de ancho de banda de -3 dB del filtro y T es el periodo de slmbolo (es decir, 1/ftasa de simbolo) de un slmbolo de entrada. La Figura 4 ilustra la respuesta de impulso de filtros gaussianos de BT = 0,3, 0,5, y 0,8, segun se convolucionan con una forma de onda de impulso rectangular de periodo de tiempo T y amplitud unitaria. Las respuestas de impulso de filtros gaussianos de BT = 0,3, 0,5, y 0,8 se ilustran, respectivamente, como las formas de onda de respuesta de salida 402, 404, y 406.
En la Figura 4, el eje vertical o y representa la amplitud de las respuestas de impulso, y el eje horizontal o x representa la base de tiempo de slmbolo T.
Como se ilustra en la Figura 4, para valores inferiores del producto de BT, las formas de onda de respuesta de salida 406, 404, y 402 se hacen progresivamente mas expandidas a traves del periodo de tiempo de tiempo de slmbolo T, que representa introduccion aumentada de ISI entre slmbolos de datos. Especlficamente, cualquier forma de onda de respuesta de salida que tiene una duracion mayor que el periodo de slmbolo T corresponde a un filtro gaussiano que tiene un producto de BT que da como resultado la introduccion de ISI entre slmbolos cuando se proporciona con una secuencia de los slmbolos en su entrada. Como se ilustra, ISI entre cinco periodos de slmbolo se acerca para un BT de aproximadamente 0,3.
En sistemas de comunicaciones de GFSK, los filtros gaussianos que tienen bajos valores de producto de BT, aunque introducen cantidades significativas de ISI, dan como resultado portadoras de transmision moduladas de ancho de banda mas compacto y eficaz, que es preferible. Especlficamente, las discontinuidades de frecuencia en una portadora de transmision modulada, que provocan que el ancho de banda de transmision de la portadora de transmision modulada sea indeseablemente ancho, se eliminan por el uso de filtros gaussianos en un sistema de comunicacion de GFSK. Cuanto mas bajo es el producto de BT de un filtro gaussiano, mejor es la elimination de discontinuidades de frecuencia.
En realizaciones preferidas, el uso de filtros gaussianos de conformacion de pulso que tienen bajos productos BT, tal como 0,36 o menores, es posible debido a un filtro de receptor de GFSK descrito a continuation. Por lo tanto, en la realizacion preferida, el filtro gaussiano 306 tiene un producto de BT de 0,36.
Haciendo referencia de vuelta a la Figura 3, el modulador de FSK 308 modula una portadora f0 basandose en un Indice de modulacion h y el orden de modulacion de FSK seleccionado m.
Para modulacion de FSK en el orden de modulacion de FSK seleccionado m, el Indice de modulacion h se define como:
(1) h = Dfm / ftasa de simbolo
donde ftasa de simbolo es la tasa de slmbolo y Am es el espaciado de frecuencia de slmbolos adyacentes.
Por lo tanto, el Indice de modulacion h indica cuanto varla una portadora modulada de su frecuencia no modulada, fo. El Indice de modulacion h tambien se refiere a una cantidad de ancho de banda que ocupa una portadora de FSK modulada. Un Indice de modulacion inferior h se refiere a un ancho de banda de frecuencia ocupado menor, y un indice de modulacion mayor h se refiere a un ancho de banda de frecuencia ocupado mayor. La susceptibilidad de un receptor de GFSK para hacer decisiones de simbolo erroneas aumenta a medida que el indice de modulacion, h, se reduce.
El modulador de FSK 308 del receptor de GFSK 314 puede operar a ordenes de modulacion relativamente altos, m, y a indices de modulacion relativamente bajos, h, en comparacion con aquellos convencionalmente usados. Por ejemplo, el modulador de FSK 308 puede operar a ordenes de modulacion tales como 2-GFSK, 4-GFSK, 8-GFSK, y 16-GFSK, y las realizaciones pueden utilizar ordenes de modulacion impar y ordenes de modulacion tan altos como 256-GFSK o mayores. Tambien el modulador de FSK 308 puede operar a indices de modulacion, h, tan bajos como 1/256.
Las realizaciones no estan limitadas a utilizar modulacion de FSK, sin embargo, y el modulador de FSK 308 puede implementarse por un modulador de Modulacion por Desplazamiento de Fase (PSK), un modulador de Amplitud por Cuadratura (QAM), o equivalentes de los mismos.
El orden de modulacion de 2-GFSK se refiere a la transmision de 1 bit/simbolo. Por lo tanto, cuando se opera bajo un orden de modulacion de 2-GFSK, el modulador de FSK 308 modula una frecuencia fo por frecuencias de desplazamiento /-fi, para llegar a dos simbolos de modulacion, fo+fi y fo-fi. Con referencia a la Figura 5, se ilustra una secuencia de simbolos de datos 500, una portadora no modulada 502, y una portadora modulada 504. En comparacion con la portadora no modulada 502, la portadora modulada 504 representa un primer simbolo de FSK 506, a una frecuencia fo+fi, y un segundo simbolo de FSK 508, a una frecuencia fo-fi.
En la Figura 5, el eje vertical o y representa amplitud, y el eje horizontal o x representa tiempo.
Ademas, los ordenes de modulacion de 4-GFSK, 8-GFSK, y 16-GFSK estan basados en una extension de 2-GFSK que usa multiplos adicionales de la frecuencia de desplazamiento fi. Es decir, para 4-GFSK, que es un orden de modulacion de 2 bit/simbolo, el modulador de FSK 308 se basa en cuatro simbolos de modulacion, fo+fi ,fo-fi ,fo+3fi , y fo-3fi.
Haciendo referencia de vuelta a la Figura 3, el extremo trasero de transmisor 310 convierte de manera ascendente la portadora modulada emitida desde el modulador de FSK 308 a una frecuencia adecuada para transmision de RF.
El extremo trasero de transmisor 310 incluye componentes de circuito de hardware necesarios para convertir de manera ascendente la portadora modulada en frecuencia fo a la frecuencia adecuada para transmision de RF. Como parte de un grupo de componentes de hardware no limitante, el extremo trasero de transmisor 310 puede incluir Convertidores de Digital a Analogico (DAC), Osciladores Controlados por Tension (VCO), Bucles de Enganche de Fase (PLL), mezcladores, filtros analogicos, Amplificadores de Bajo Ruido (LNA), y otros componentes de hardware reconocidos como que se usan para convertir de manera ascendente una portadora modulada a una frecuencia adecuada para transmision de RF.
Como se ha analizado anteriormente, las portadoras de transmision moduladas de GFSK de ancho de banda mas compacto y eficaz permiten ventajosamente transmisores de operation de GFSK tanto en bandas con licencia como en las bandas de ISM sin licencia, proporcionando una senal de transmision que se adapta a normativas de interferencia de canal adyacente de FCC. Ademas, las portadoras de transmision moduladas de GFSK de ancho de banda mas compacto y eficaz permiten ventajosamente la selection de amplificadores de transmision que son sencillos y rentables. Por lo tanto, puesto que el extremo trasero de transmision 310 transmite una portadora de transmision modulada de ancho de banda compacto, segun se facilita por el filtro gaussiano de conformation de pulso 306, el extremo trasero de transmision 310 puede disenarse usando una clase de amplificadores que son sencillos, rentables y eficaces.
Despues de conversion ascendente por el extremo trasero de transmisor 310, una senal de portadora de transmision modulada de GFSK se transmite desde la antena de transmision 312.
Las realizaciones del transmisor de GFSK 302 pueden implementarse completamente en hardware como una combination de circuitos de hardware. Como alternativa, el transmisor de GFSK 302 puede implementarse en una combination de hardware y software. Por ejemplo, la fuente de datos 304, el filtro gaussiano 306, y el modulador de FSK 308 pueden implementarse mediante un procesador de un aparato de procesamiento de datos que ejecuta instrucciones legibles por ordenador almacenadas en un medio legible por ordenador mientras que el extremo trasero de transmisor 310 y la antena de transmision 312 pueden implementarse en hardware como una combinacion de circuitos de hardware.
Haciendo referencia de vuelta al sistema de comunicacion de GFSK 300 de la Figura 3, el receptor de GFSK 314 incluye una antena de reception 316, un extremo frontal de receptor 318, un filtro de canal 320, un demodulador de FSK 322, un filtro digital 324, un recortador 326, un mapeador de simbolo a bit 328, y un sumidero de datos 330.
El receptor de GFSK 314 recibe una senal de portadora de transmision modulada de GFSK, tal como la senal portadora de transmision modulada de GFSK transmitida por el transmisor de GFSK 302, en la antena 316, y convierte de manera descendente la senal de portadora de transmision modulada de GFSK recibida en el extremo frontal de receptor 318 a una senal modulada de frecuencia de banda base.
El extremo frontal de receptor 318 incluye componentes de circuito de hardware necesarios para convertir de manera descendente la senal portadora de transmision modulada de GFSK recibida a banda base. Como parte de un grupo no limitante de componentes de hardware, el extremo frontal de receptor 318 puede incluir Convertidores de Analogico a Digital (ADC), Osciladores Controlados por Tension (VCO), Bucles de Enganche de Fase (PLL), mezcladores, filtros analogicos, Amplificadores de Bajo Ruido (LNA), y otros componentes de hardware reconocidos que se usan para convertir de manera descendente una senal portadora de transmision recibida.
El filtro de canal 320 reduce de manera selectiva interferencia de canal adyacente adyacente a un canal deseado de la senal modulada de frecuencia de banda base de la senal modulada de banda base y produce una senal modulada de banda base filtrada de canal. En particular, el filtro de canal 320 reduce frecuencias distintas de la frecuencia portadora de transmision. Sin embargo, a medida que el BT del filtro de canal 320 se reduce, el filtro de canal 320 induce ISI adicional en la senal recibida, ya que reduce la interferencia de canal adyacente. El filtro de canal 320 puede tener un producto de BT de 0,75, 0,6, 0,5, o menor. En comparacion con filtros de canal usados en receptores de GFSK convencionales, el filtro de canal 320 puede perseguir mas agresivamente la reduction de interferencia de canal adyacente usando un filtro con un producto de BT inferior, y la ISI adicional puede reducirse sustancialmente y eliminarse en gran medida por el filtro digital 324.
El demodulador de frecuencia de FSK 322 demodula la senal modulada de frecuencia de banda base filtrada de canal, para recuperar una secuencia de slmbolos. Es decir, dependiendo del orden de modulation, m, usado para modular la senal portadora de transmision modulada de GFSK, el demodulador de frecuencia de FSK 322 puede distinguir entre la frecuencia fo desplazada en frecuencia en multiplos (es decir, fi, 3fi, 5fi, 7fi, etc.) de frecuencia de desplazamiento fi. Por ejemplo, en el caso de un orden de modulacion de 1 bit/slmbolo (es decir, 2-GFSK), el demodulador de frecuencia 322 discrimina entre las dos frecuencias f0+f1 y f0-f1 donde f0 es la frecuencia de portadora, para producir una senal de salida. En el caso de 2-GFSK, fo+fi puede hacer referencia a una logica demodulada “1” y fo-fi puede hacer referencia a una logica demodulada “0”. Pueden realizarse ordenes de modulacion adicionales, tales como 4-GFSK, 8-GFSK, y 16-GFSK basandose en multiplos adicionales de frecuencia de desplazamiento fi, como se ha descrito anteriormente.
El demodulador de frecuencia de FSK 322 puede realizarse por cualquier demodulador de frecuencia que proporciona una salida proporcional a la frecuencia instantanea como su entrada. Para conseguir alta fidelidad para ordenes de modulacion superiores, la realization preferida del demodulador de frecuencia de FSK 322 incluye un procesador de senales digitales (DSP) demodulador de frecuencia que realiza d0/dt en un ancho de banda mas amplio que el filtro de canal 320, donde 0 es fase instantanea en la entrada del demodulador de frecuencia de FSK 322. El demodulador de frecuencia de FSK 322 emite una secuencia recuperada de slmbolos.
La secuencia recuperada de slmbolos emitida desde el demodulador de frecuencia de FSK 322 se somete a ISI. La ISI se provoca sustancialmente por un filtro gaussiano de conformation de pulso del transmisor que transmite la senal portadora de transmision modulada de GFSK, tal como el filtro gaussiano de conformacion de pulso 306 del transmisor de GFSK 302. Puesto que la secuencia recuperada de slmbolos emitida desde el demodulador de frecuencia de FSK 322 se somete a ISI, el “ojo” de la secuencia recuperada de slmbolos colapsa. Para eliminar la ISI, la senal de salida de datos demodulada se filtra por el filtro digital 324 para eliminar la ISI, antes de que se realicen decisiones de slmbolo por el recortador 326. Por lo tanto, el filtro digital 324 abre el “ojo” de la secuencia recuperada de slmbolos emitida desde el demodulador de frecuencia de FSK 322, de modo que las decisiones de slmbolo realizadas por el recortador 326 se realizan con menos error, incluso a ordenes de modulacion altos, m, y baja SNR. El filtro digital 324 reduce sustancialmente y elimina en gran medida la ISI basandose en una pluralidad de coeficientes. El filtro digital 324 tambien realiza filtration similar a la filtration realizada por el filtro de post detection 124 basandose en la pluralidad de coeficientes.
Una tecnica para determinar la pluralidad de coeficientes se describe en asociacion con la Figura 6 a continuation, y la estructura y operation del filtro digital 324 se describe en asociacion con la Figura 8 a continuacion. Puesto que el filtro digital 324 elimina ISI y tambien realiza filtracion de post deteccion, el receptor de GFSK 314 esta disenado para ser al menos tan sencillo y tan rentable como los sistemas de comunicacion de GFSK convencionales, pero con mejor rendimiento.
Haciendo referencia de vuelta a la Figura 3, el recortador 326 produce decisiones de slmbolo basandose en la secuencia filtrada de slmbolos por el filtro digital 324. Basandose en la secuencia filtrada de slmbolos, el recortador 326 puede distinguir entre varios slmbolos de FSK, sin error. Por lo tanto, el uso del filtro digital 324 permite que el modulador de FSK 308 del transmisor de GFSK 302 opere basandose en ordenes de modulacion que son mas altos que aquellos convencionalmente usados. Por lo tanto, se aumenta el caudal de datos. El caudal de datos tambien se aumenta debido a la elimination de la ISI por el filtro digital 324, puesto que el recortador 326 puede hacer decisiones de slmbolo con menos error, que da como resultado menores retransmisiones.
Despues de que se producen decisiones de slmbolo por el recortador 326, el mapeador de slmbolo a bit 328 mapea las decisiones de slmbolo a bits de datos. Dependiendo del orden de modulacion, m, un slmbolo introducido al mapeador de slmbolo a bit 328 puede corresponder a 1,2, 4, o mas bits de datos. El mapeador de slmbolo a bit 328 puede mapear tambien slmbolos entrantes a un numero impar de bits de datos. Ademas, las realizaciones del recortador 326 y/o el mapeador de slmbolo a bit 328 pueden incluir un decodificador de FEC que usa datos redundantes para corregir errores sin re-transmision de los datos. Los bits de datos emitidos por el mapeador de slmbolo a bit 328 se proporcionan al sumidero de datos 330.
Las realizaciones del receptor de GFSK 314 pueden implementarse en su totalidad en hardware como una combinacion de circuitos de hardware. Como alternativa, el receptor de GFSK 314 puede implementarse en una combinacion de hardware y software. Por ejemplo, la antena de recepcion 316 y el extremo frontal de receptor 318 pueden implementarse en hardware como una combinacion de circuitos de hardware mientras que el filtro de canal 320, el demodulador de FSK 322, el filtro digital 324, el recortador 326, el mapeador de slmbolo a bit 328, y el sumidero de datos 330 pueden implementarse mediante un procesador de un aparato de procesamiento de datos que ejecuta instrucciones legibles por ordenador almacenadas en un medio legible por ordenador.
La Figura 6 es un diagrama de flujo que ilustra una operacion 600 para determinar una pluralidad de coeficientes. Aunque se describe la Figura 6 con referencia a la determinacion de coeficientes de filtro para el filtro digital 324 del receptor de GFSK 314, la operacion 600 puede aplicarse para determinar coeficientes usados en filtros digitales de receptores distintos del receptor de GFSK 314. Analogamente, la operacion ilustrada en la Figura 6 puede utilizarse para determinar coeficientes para usarse en el metodo de filtro digital 1100.
Haciendo referencia a la Figura 6, se proporciona un impulso rectangular de tiempo de slmbolo T en 602. El impulso rectangular se proporciona al filtro gaussiano 604. La respuesta de salida del filtro gaussiano 604 variara dependiendo del producto de BT del filtro gaussiano 604, como se ha analizado anteriormente con respecto a la Figura 4. El filtro gaussiano 604 puede variarse en producto BT para producir coeficientes de filtro digital basados en un filtro gaussiano de un producto BT particular. En otras palabras, los coeficientes de filtro digital determinados de acuerdo con la operacion 600 variaran dependiendo de al menos el producto de BT del filtro gaussiano 604. En la realizacion de la operacion 600 ilustrada en la Figura 6, el producto de BT del filtro gaussiano 604 es 0,36 y la respuesta de salida del filtro gaussiano 604 se extiende a traves de un periodo de tiempo de 5T.
La salida del filtro gaussiano 604 se proporciona a un modulador de frecuencia 606, que puede modelarse basandose en propiedades conocidas de un modulador de FSK, tal como el modulador de FSK 308. El modulador de frecuencia 606 puede estar basado en una funcion de transferencia de modulacion del modulador de FSK 308. Los coeficientes de filtro digital determinados de acuerdo con la operacion 600 variaran tambien dependiendo de la funcion de transferencia de modulacion del modulador de frecuencia 606.
La salida del modulador de frecuencia 606 se proporciona al filtro de canal 608. El filtro de canal 608 puede variarse en producto de BT, por ejemplo, dependiendo del producto de BT del filtro de canal 320 del receptor de GFSK 314. Los coeficientes de filtro digital determinados de acuerdo con la operacion 600 variaran tambien dependiendo del producto de BT del filtro de canal 608.
La salida del filtro de canal 608 se introduce al demodulador de frecuencia 610, que puede modelarse basandose en propiedades conocidas de un demodulador de FSK, tal como el demodulador de FSK 322. El demodulador de frecuencia 610 puede estar basado en una funcion de transferencia de modulacion del demodulador de FSK 322. Los coeficientes de filtro digital determinados de acuerdo con la operacion 600 variaran tambien dependiendo de la funcion de transferencia de modulacion del demodulador de frecuencia 610.
Se observa que el modulador de frecuencia 606, el filtro de canal 608, y el demodulador de frecuencia 610 pueden omitirse de la operacion 600, particularmente si el filtro de canal 608 es de tipo de fase lineal que tiene un producto de BT mayor o igual que 0,75 y si las funciones de transferencia de modulacion de tanto el modulador de frecuencia 606 como el demodulador de frecuencia 610 son unitarias. En la realizacion preferida de la operacion 600, el BT del filtro de canal 608 es 0,75 o menor.
Tambien, un extremo trasero de transmisor y un extremo frontal de receptor pueden estar incluidos entre el modulador de frecuencia 606, el filtro de canal 608, y el demodulador de frecuencia 610, de modo que las respuestas del extremo trasero de transmisor y el extremo frontal de receptor de un sistema de comunicaciones pueden contabilizarse en la operacion 600.
Una salida del demodulador de frecuencia 610 se transforma al dominio de la frecuencia por una Transformada Rapida de Fourier (FFT) en 612. La FFT, en 612, emite una representacion de dominio de frecuencia de una respuesta agregada (que incluye la respuesta que induce ISI) del filtro gaussiano 604, el modulador de frecuencia 606, el filtro de canal 608, y el demodulador de frecuencia 610. La representacion del dominio de la frecuencia de la respuesta agregada se incluye dentro de una pluralidad de periodos de frecuencia que se emiten desde la FFT en Dependiendo de si el modulador de frecuencia 606, el filtro de canal 608, y el demodulador de frecuencia 610 estan incluidos en la operacion 600, la respuesta agregada variara en consecuencia. Ademas, la respuesta agregada variara de acuerdo con si un extremo trasero de transmisor y un extremo frontal de receptor estan incluidos en la operacion 600.
Las magnitudes de cada uno de la pluralidad de periodos de frecuencia emitidos por la FFT 612 se proporcionan a un comparador 614 para comparacion con un valor predeterminado 8. Especlficamente, tiene lugar una comparacion en el comparador 614 de manera que, si la magnitud de un periodo de frecuencia es menor o igual que 8, el periodo de frecuencia se establece para que sea igual a 8. De otra manera, el periodo de frecuencia queda sin cambiar. Despues del comparador 614, los periodos de frecuencia actualizados se proporcionan como un divisor a una primera entrada de un divisor 616.
La comparacion en el comparador 614 evita ganancia de ruido. En el caso de la operacion 600, la comparacion en el comparador 614 evita la ganancia de ruido evitando que el divisor del divisor 616 este demasiado cerca de 0. El valor de 8 se ha reconocido como un resultado eficaz variable para el regimen de alta frecuencia de un filtro digital que usa los coeficientes determinados por la operacion 600. Especlficamente, el valor de 8 usado en la operacion 600 puede variarse para conseguir un filtro digital que tiene un regimen de respuesta de alta frecuencia deseado sin deteriorar la respuesta Nyquist del filtro, que es necesaria para eliminar ISI. En la seleccion de 8 para determinar la alta frecuencia de regimen deseada del filtro digital, se consigue filtracion de post detection por la alta respuesta de regimen. De esta manera, la comparacion en el comparador 614 y la seleccion de 8 imparten la funcionalidad del filtro de post deteccion 124. En la realization preferida de la operacion 600, el valor de 8 se determino emplricamente que era 5x10-3, un numero real. Pueden usarse otros valores de 8 dependiendo de la repuesta de regimen deseada como se ha descrito anteriormente.
Continuando con la Figura 6, se proporciona un impulso unitario en 618 a un filtro Nyquist 620. Como se ha analizado anteriormente, la respuesta de impulso de un filtro Nyquist, tal como el filtro Nyquist 620, es 0 para toda nT, excepto para n=0, como se ilustra en la Figura 6. En la realizacion de la operacion 600 ilustrada en la Figura 6, la respuesta de salida del filtro Nyquist 620 se extiende a traves de un periodo de tiempo de 5T.
La salida del filtro Nyquist 620 se transforma al dominio de la frecuencia por una FFT 622. La salida de la FFT 622 es una pluralidad de periodos de frecuencia, que se proporcionan como un dividendo a una segunda entrada del divisor 616.
El divisor 616 divide la salida de la FFT 622 por la salida del comparador 614. Despues de que el divisor 616, puede anexarse un 0 opcionalmente a la salida del divisor 616 en la frecuencia Nyquist fs/2, para crear un numero impar de periodos de frecuencia si se desea. Tener un numero impar de periodos de frecuencia crea un retardo de grupo del filtro resultante que es un numero entero de muestras. La insertion opcional del 0 tiene lugar entre el divisor 616 y una Transformada Rapida de Fourier Inversa (IFFT) 626.
El cociente emitido del divisor 616 representa una medida de la diferencia entre una respuesta agregada y la respuesta de impulso del filtro Nyquist 620, donde la respuesta agregada es una respuesta de: (1) el filtro gaussiano 604, (2) el modulador de frecuencia 606, (3) el filtro de canal 608, y (4) el demodulador de frecuencia 610. La respuesta agregada puede variar dependiendo de la inclusion o exclusion del modulador de frecuencia 606, el filtro de canal 608, y el demodulador de frecuencia 610. Como se ha indicado anteriormente, el demodulador de frecuencia 606, el filtro de canal 608, y el demodulador de frecuencia 610 pueden omitirse de la operacion 600, particularmente si el filtro de canal 608 es de tipo de fase lineal que tiene un producto de BT de mayor o igual a 0,75 y si las funciones de transferencia de modulation tanto del modulador de frecuencia 606 como el demodulador de frecuencia 610 son unitarias.
Generando coeficientes de filtro digital basandose en la medida de diferencia emitida por el divisor 616, la ISI introducida por el filtro gaussiano 604, el modulador de frecuencia 606, el filtro de canal 608, y el demodulador de frecuencia 610 puede eliminarse sustancialmente usando un filtro digital que incluye los coeficientes de filtro digital generados.
La salida del divisor 616, si se anexa con un 0 en la frecuencia Nyquist fs/2 o no, se proporciona a la IFFT 626. La IFFT 626 convierte los periodos de frecuencia emitidos desde el divisor 616 a una senal del dominio del tiempo de salida real. La salida de la IFFT 626 proporciona coeficientes de filtro digital, como se ilustra en 628. La salida del domino del tiempo real del bloque de IFFt 626 incluye muestras para un periodo de tiempo de 5T o un numero de muestras a traves del periodo de tiempo 5T mas 1 muestra si se anexa un 0 a la salida del divisor 616.
Usando los coeficientes de filtro digital determinados por la operacion 600, puede implementarse un filtro digital de coeficiente constante para eliminar ISI que convierte la respuesta de un sistema de comunicaciones que incluye un filtro gaussiano en uno que tiene una respuesta Nyquist, mas la respuesta de un filtro de post deteccion. Eliminado la ISI provocada por filtros gaussianos en un receptor, pueden realizarse decisiones de slmbolo con menores errores, incluso a baja SNR y cuando se usan altos ordenes de modulacion.
Conforme a la operacion 600, la ISI que se atribuye a uno o mas de: (1) filtros gaussianos, (2) moduladores de transmisor, (3) extremos traseros de transmisor, (4) extremos frontales de receptor, (5) filtros de canal, y (6) demoduladores de receptor puede tenerse en cuenta y compensarse. Sin embargo, la operacion 600 no esta limitada a contabilizar y compensar ISI atribuida a los componentes de transmisor y receptor anteriores, y un experto en la materia reconocerla que la ISI atribuida a otros componentes de transmisor y receptor pueden tenerse en cuenta y compensarse.
Con referencia al sistema de comunicacion de GFSK 300 como un ejemplo, la ISI atribuida a los siguientes componentes puede tenerse en cuenta y compensarse basandose en los coeficientes de filtro digital determinados por la operacion 600: (1) el filtro gaussiano 306, (2) el modulador de FSK 308, (3) el extremo trasero de transmisor 310, (4) el extremo frontal de receptor 318, (5) el filtro de canal 320, y (6) el demodulador de FSK (322).
Las Figuras 7A, 7B, 7C, y 7D ilustran el efecto de filtracion por el filtro digital 324. En las Figuras 7A, 7B, 7C, y 7D, el eje vertical o y representa amplitud, y el eje horizontal o x representa tiempo.
La Figura 7A ilustra una secuencia de slmbolos demodulados de una senal de 2-GFSK recibida. Como se ilustra en la Figura 7A, cada slmbolo no alcanza amplitud completa para recorte de slmbolo de 2-GFSK. En su lugar, el “ojo” de la secuencia de slmbolos se colapsa debido a ISI.
La Figura 7B ilustra la secuencia de slmbolos de la Figura 7A despues de filtracion por el filtro digital 324 conforme a los coeficientes de filtro digital determinados por la operacion 600. Como se ilustra en la Figura 7A, los slmbolos alcanzan la amplitud de slmbolo 2-GFSK completa, y el “ojo” de la secuencia no se colapsa. Por lo tanto, la Figura 7B ilustra que la ISI se ha eliminado por el filtro digital 324 en comparacion con la Figura 7A.
Como se ilustra en la Figura 1C, el colapso del “ojo” de una secuencia de slmbolos demodulados de una senal 8-GFSK recibida es incluso mas pronunciado que en la Figura 7A. Como se ilustra en la Figura 7C, cada slmbolo no se acerca a su respectivo nivel de slmbolo para recorte de slmbolo de 8-GFSK. En su lugar, el “ojo” de la secuencia de slmbolos se colapsa debido a la ISI.
La Figura 7D ilustra una secuencia de slmbolos de la Figura 7C despues de filtracion por el filtro digital 324 conforme a los coeficientes de filtro digital determinados por la operacion 600. Como se ilustra en la Figura 7D, los slmbolos alcanzan sus respectivos niveles de slmbolo de 8-GFSK, y el “ojo” de la secuencia no esta colapsado. Por lo tanto, la Figura 7D ilustra que la ISI se ha eliminado por el filtro digital 324 en comparacion con la Figura 1C.
A medida que el “ojo” de una secuencia de slmbolos demodulados se vuelve mas colapsado, determinar los niveles logicos originales de los slmbolos se vuelve mas susceptible a error de decision de slmbolo. Particularmente a ordenes de modulacion superiores, como en la Figura 1C, donde distinguir entre mas de dos niveles de slmbolo en un tiempo esta basado en multiples umbrales, determinar los niveles logicos originales de slmbolos es diflcil y propenso a error. Como tal, los recortadores en receptores de GFSK convencionales son susceptibles de hacer decisiones de slmbolo erroneas, especialmente a baja SNR. Sin embargo, para el recortador 326 del receptor de GFSK 314, distinguir entre niveles de slmbolo para la secuencia de slmbolos ilustrada en la Figura 7D no es propenso al error.
La estructura y operacion del filtro digital 324 se describira ahora adicionalmente con referencia a la Figura 8.
La Figura 8 ilustra una realizacion preferida del filtro digital 324, un filtro digital 800 de respuesta al impulso finita de coeficiente constante. Especlficamente, el filtro digital de FIR 800 de la Figura 8 incluye una cadena de unidades de retardo 802, una cadena de unidades de multiplicador 804, y una unidad de suma 806. El filtro digital de FIR 800 puede realizarse tambien por un filtro digital de FIR que varla en estructura de la ilustrada en la Figura 8 basandose en estructuras conocidas de filtros digitales de FIR.
El numero de las unidades de retardo en la cadena de unidades de retardo 802 y el numero de unidades de multiplicador en la cadena de unidades de multiplicador 804 se determinan basandose en al menos una de la tasa de slmbolos de slmbolos recibidos, el filtro digital frecuencia de muestreo fs, el producto de BT del filtro gaussiano de conformacion de pulso 306, y el producto de BT del filtro de canal 320. El filtro digital frecuencia de muestreo, fs, debe ser mayor o igual que a la frecuencia de muestreo Nyquist, que es dos veces el ancho de banda de la senal en la salida del demodulador de FSK 322.
En operacion del filtro digital de FIR 800, una secuencia de slmbolos, tal como la secuencia de slmbolos recuperados por el demodulador de FSK 322, se introduce a la cadena de unidades de retardo 802. Cada unidad de retardo 802 y correspondiente unidad de multiplicador 804 comprende una etapa de ponderacion que pondera un slmbolo de la secuencia de slmbolos de entrada por un respectivo coeficiente de filtro. En la Figura 8, [X] representa una secuencia de slmbolos de entrada, tal como la secuencia de slmbolos recuperados por el demodulador de FSK 322. Cada unidad de retardo en la cadena de unidades de retardo 802 almacena un respectivo slmbolo de la secuencia de slmbolos de entrada, para un periodo de slmbolo, y emite el slmbolo almacenado a la siguiente unidad de retardo 802. Como se ilustra en la Figura 8, se derivan slmbolos antes, entre, y despues de cada unidad de retardo 802, para multiplication de los slmboios derivados por respectivos coeficientes de filtro Ao-An en respectivos multiplicadores 804. Los coeficientes Ao-An se determinan como se ha descrito anteriormente en asociacion con la Figura 6. La salida de cada multiplicador 804 se proporciona como entrada a la unidad de suma 806. La unidad de suma 806 suma las salidas de los multiplicadores 804 para producir un slmbolo de una secuencia de slmbolos de salida, [Y], por periodo de slmbolo T. El filtro digital de FIR 800 elimina la ISI entre slmbolos de la secuencia de slmbolos de entrada [X], y la secuencia de slmbolos de salida [Y] esta sustancialmente sin ISI.
Basandose en el coeficiente de filtros Ao-An, el filtro digital 324 y el filtro digital de FIR 800 incorporan filtros de ecualizacion que convierten de manera eficaz las respuestas de impulso de filtros gaussianos de conformation de pulso a filtros que tienen una respuesta de impulso Nyquist. Como se ilustra en la Figura 6, la respuesta de impulso de un filtro Nyquist es 0 para toda nT, excepto para n=0 (siendo n un numero entero). Basandose en la respuesta Nyquist, puede eliminarse sustancialmente ISI de una secuencia filtrada de slmbolos por un filtro Nyquist. El filtro digital 324 y el filtro digital de FIR 800 estan designados para eliminar la ISI residual de una senal recibida a 1 parte en 1000 (es decir, el 0,1 %) o menor.
Adicionalmente, como se ha descrito anteriormente con respecto a la Figura 6, el filtro digital 324 y el filtro digital de FIR 800 estan configurados adicionalmente para realizar filtration post detection basandose en los coeficientes de filtro Ao-An. La filtration de post detection realizada por el filtro digital 324 y el filtro digital de FIR 800 es similar a la realizada por el filtro de post detection 124.
El filtro digital de FIR 800 puede implementarse en su totalidad en hardware como una combination de circuitos de hardware. Como alternativa, el filtro digital de FIR 800 puede implementarse en software mediante un procesador de un aparato de procesamiento de datos que ejecuta instrucciones legibles por ordenador.
La Figura 9 es un diagrama de flujo que ilustra un metodo de transmision 900. El metodo de transmision 900 incluye conformation de pulso de una secuencia de slmbolos en 902, la modulation en 904, conversion ascendente en 906, y transmision en 908.
Para llevar a cabo el metodo de transmision 900, se conforma en pulsos en 902 una secuencia de slmbolos proporcionada por una fuente de datos, tal como la fuente de datos 304. La conformation de pulsos en 902 puede realizarse por un filtro gaussiano de conformation de pulsos, tal como el filtro gaussiano 306, y la etapa 902 induce la ISI en la secuencia de slmbolos. En 904, se modula una frecuencia fo de acuerdo con la secuencia de slmbolos con forma de pulso para generar una senal modulada. La modulation en 904 puede implementarse por el modulador de FSK 308. La conversion ascendente en 906 puede realizarse por un extremo trasero de transmisor que incluye un convertidor ascendente y amplificador, tal como extremo trasero de transmisor 310. La conversion ascendente en 906 convierte de manera ascendente la senal modulada a una frecuencia adecuada para transmision de RF. La transmision de RF puede implementarse en 908 usando una antena de transmision adecuada.
La Figura 10 es un diagrama de flujo que ilustra un metodo de reception 1000. El metodo de reception 1000 incluye recibir una senal transmitida en 1002, convertir de manera descendente la senal recibida a una senal modulada de banda base en 1004, filtrar la senal modulada de banda base para eliminar interferencia de canal adyacente en 1006, demodular la senal modulada de banda base filtrada de canal para recuperar una secuencia de slmbolos en 1008, filtrar la secuencia de slmbolos en 1010, producir decisiones de slmbolo basandose en la secuencia filtrada de slmbolos en 1012, y mapear las decisiones de slmbolo a bits de datos en 1014.
Para llevar a cabo el metodo de reception 1000, en 1002, se recibe una senal transmitida en una antena, tal como la antena 316. La conversion descendente en 1004 se realiza por, por ejemplo, el extremo frontal de receptor 318, que convierte de manera descendente la senal recibida a una senal modulada de banda base. La elimination de interferencia de canal adyacente en 1006 se consigue por un filtro de canal, que puede inducir ISI ademas de cualquier ISI ya presente en la senal recibida. La elimination de interferencia de canal adyacente en 1006 puede conseguirse por un filtro de canal tal como el filtro de canal 320. La demodulation de la senal modulada de banda base filtrada de canal en 1008 puede implementarse por cualquier demodulador adecuado que proporciona una salida proporcional a la frecuencia instantanea como su entrada, tal como el demodulador de frecuencia 322. En 1008 se produce una secuencia recuperada de slmbolos, que incluye ISI entre slmbolos de la secuencia.
En 1010, la ISI presente en la secuencia recuperada de slmbolos se elimina sustancialmente, proporcionando una ventaja en comparacion con las tecnicas convencionales. La elimination de la ISI en 1010 puede conseguirse por filtros digitales tal como el filtro digital 324, que se ha detallado anteriormente adicionalmente como el filtro de FIR 800. Con la ISI eliminada filtrando en 1010, pueden realizarse decisiones de slmbolo precisas, sustancialmente libres de error incluso a baja SNR, en 1012. Por ejemplo, el recortador 326 puede producir las decisiones de slmbolo en 1012 usando una secuencia filtrada de slmbolos que estan sustancialmente libres de ISI. En 1014, pueden recuperarse bits de datos mapeando las decisiones de slmbolo producidas en 1012 usando el mapeador de slmbolo a bit 328.
La Figura 11 es un diagrama de flujo que ilustra un metodo de filtro digital 1100. De acuerdo con el metodo de filtro digital 1100, se filtra una secuencia de slmbolos. Especlficamente, un conjunto de slmbolos de la secuencia de slmbolos se determina en 1102, y cada uno de los slmboios del conjunto determinado de slmboios se multiplica por un respectivo coeficiente de filtro en 1104. Cada uno de los slmbolos del conjunto determinado de slmbolos, multiplicados por su respectivo coeficiente de filtro, se suma en 1106 para producir un primer slmbolo filtrado. El slmbolo filtrado se emite en 1108. A continuacion, el conjunto determinado de slmbolos se actualiza desplazando en la etapa 1110. Por ejemplo, el conjunto determinado de slmbolos puede actualizarse por un slmbolo basandose en una cadena de retardo de slmbolo primero en entrar ultimo en salir, tal como la cadena de unidades de retardo 802. Despues de actualizar, el conjunto determinado de slmbolos se multiplica por coeficientes de filtro en 1104 y se suma de nuevo en 1106. Por lo tanto, se emite un segundo slmbolo filtrado en 1108 basandose en la actualizacion del conjunto determinado de slmbolos en 1110. Como se ilustra en la Figura 11, el metodo de filtro digital 1100 es iterativo, y produce una secuencia de slmbolos de salida filtrada. La multiplicacion en 1104 puede implementarse por las unidades de multiplicador 804, y la suma en 1106 puede implementarse por la unidad de suma 806, por ejemplo. Los respectivos coeficientes del metodo de filtro digital 1000 pueden ser los coeficientes de filtro Ao-An .
Aunque se han descrito con referencia al sistema de comunicacion de GFSK 300, los metodos 900, 1000, y 1100 pueden realizarse usando circuitos de hardware de transmisor y receptor entendidos en la tecnica que son equivalentes a aquellos descritos con respecto al sistema de comunicacion de GFSK 300. Ademas, los metodos 800, 900, y 1000 pueden realizarse usando hardware, software, o combinaciones de hardware y software. Por ejemplo, el metodo de recepcion 1000 puede llevarse a cabo, en su totalidad o en parte, mediante un procesador de un aparato de procesamiento de datos que procesa de acuerdo con un conjunto de instrucciones legibles por ordenador, como se describe en detalle adicional a continuacion con referencia a la Figura 12.
De acuerdo con las realizaciones implementadas que usan un aparato de procesamiento de datos que ejecuta instrucciones legibles por ordenador, las instrucciones legibles por ordenador se almacenan en un medio de almacenamiento legible por ordenador, que, cuando los ejecuta un procesador, configuran y dirigen el procesador y/o el aparato de procesamiento para realizar caracterlsticas del transmisor de GFSK 300, el receptor de GFSK 314, la operacion 600, y los metodos 900, 1000, y 1100. Ejemplos no limitantes del medio de almacenamiento legible por ordenador incluyen memorias de acceso aleatorio (RAM), memorias de solo lectura (ROM), discos opticos (CD)(DVD), y medios de almacenamiento magnetico.
La Figura 12 ilustra una realizacion de aparato de procesamiento de datos 1200. El aparato de procesamiento de datos 1200 incluye un bus de sistema 1202, un procesador 1204, una RAM 1206, una Rom 1208, y una interfaz de entrada/salida de datos 1210. En algunas realizaciones, el procesador 1204 incluye un ADC integrado 1212 y/o un DAC integrado 1214. Como alternativa, el ADC 1212 y el dAc 1214 pueden estar separados del procesador 1204 y acoplados al procesador 1204 mediante el bus de datos 1202 y/o la interfaz de entrada/salida 1210.
En la operacion, las instrucciones de programa legibles por ordenador se cargan desde al menos una de la RAM 1206, la ROM 1208, y otros medios de almacenamiento (no ilustrados) en el procesador 1204 para su ejecucion. Cuando se ejecutan por el procesador 1204, las instrucciones de programa legibles por ordenador configuran y dirigen el procesador 1204 para realizar caracterlsticas del transmisor de GFSK 300, el receptor de GFSK 314, la operacion 600, y los metodos 900, 1000, y 1100. Adicionalmente, para facilitar la implementacion del metodo de recepcion 1000 por el aparato de procesamiento de datos, una senal modulada recibida puede convertirse a una senal digital modulada recibida usando el ADC 1212, de modo que el procesador 1204 puede operar tras una copia digital de la senal modulada recibida. Ademas, junto con el procesamiento del metodo de transmision 900 por el aparato de procesamiento de datos, una senal digital modulada puede convertirse por el DAC 1214 a una senal modulada analogica, para transmision como una senal modulada analogica.
El procesador 1204 puede incluir una Unidad de Procesamiento Central (CPU) de fin general, un Procesador de Senales Digitales (DSP), un Campo de Matriz de Puertas Programables (FPGA), o un Circuito Integrado Especlfico de la Aplicacion (ASIC).

Claims (18)

REIVINDICACIONES
1. Un receptor de comunicaciones de modulacion por desplazamiento de frecuencia gaussiano, GFSK, que comprende:
un extremo frontal de receptor (318) para recibir una senal modulada y convertir la senal modulada a una senal modulada de banda base;
un filtro de canal (320) para reducir interferencia de canal que es adyacente a un canal deseado de la senal modulada de banda base a partir de la senal modulada de banda base y para producir una senal modulada de banda base filtrada de canal;
un demodulador (322) para demodular la senal modulada de banda base filtrada de canal y para recuperar una secuencia de slmbolos;
un filtro digital (324) para reducir interferencia inter-slmbolo, ISI, de la secuencia de slmbolos;
un recortador (326) para producir decisiones de slmbolo basandose en la secuencia filtrada de slmbolos; y un mapeador de slmbolo a bit (328) para mapear las decisiones de slmbolo a bits de datos,
en donde el filtro digital (324) comprende una pluralidad de etapas de ponderacion, cada etapa de ponderacion para ponderar un slmbolo de la secuencia de slmbolos por un respectivo coeficiente de filtro basandose en una respuesta de impulso determinada de un filtro Nyquist dividido por una respuesta agregada de una respuesta de impulso determinada de un filtro gaussiano (306) y una respuesta de impulso determinada del filtro de canal, y en donde
un comparador (614) compara cada componente de frecuencia de la respuesta agregada con un numero real predeterminado y, cuando un componente de frecuencia de la respuesta agregada es menor que el numero real predeterminado, sustituye el componente de frecuencia por el numero real predeterminado, para producir una respuesta agregada modificada, y
un divisor (616) divide la respuesta de impulso determinada del filtro Nyquist (620) por la respuesta agregada modificada para determinar respectivos coeficientes de filtracion.
2. El receptor de comunicaciones de la reivindicacion 1, en el que el filtro digital (324) comprende un filtro de ecualizacion Nyquist (620) que reduce ISI de la secuencia de slmbolos basandose en una respuesta Nyquist.
3. El receptor de comunicaciones de la reivindicacion 1, en el que el filtro digital (324) comprende una pluralidad de etapas de ponderacion, cada etapa de ponderacion para ponderar un slmbolo de la secuencia de slmbolos por un respectivo coeficiente de filtro basandose en una respuesta de impulso de un filtro gaussiano (306).
4. El receptor de comunicaciones de la reivindicacion 1, en el que el filtro digital (324) comprende una pluralidad de etapas de ponderacion, cada etapa de ponderacion para ponderar un slmbolo de la secuencia de slmbolos por un respectivo coeficiente de filtro basandose en un agregado de una respuesta de impulso determinada del receptor de comunicaciones digital y una respuesta de impulso determinada de un transmisor (202) de la senal modulada.
5. El receptor de comunicaciones de la reivindicacion 1, en el que el filtro digital (324) comprende una pluralidad de etapas de ponderacion, cada etapa de ponderacion para ponderar un slmbolo de la secuencia de slmbolos por un respectivo coeficiente de filtro basandose en un agregado de una respuesta de impulso determinada de un filtro gaussiano (306) y una respuesta de impulso determinada del filtro de canal (320).
6. El receptor de comunicaciones de la reivindicacion 5, en el que el filtro gaussiano (306) tiene una relacion de tasa de la mitad del ancho de banda a slmbolo (BT) de 0,36 o menor, y el filtro de canal (320) tiene una relacion de tasa de la mitad del ancho de banda a slmbolo (BT) de menos de 0,75.
7. Un metodo de receptor de comunicaciones de GFSK, que comprende:
recibir una senal modulada y convertir la senal modulada en una senal modulada de banda base;
filtrar interferencia de canal que es adyacente a un canal deseado de la senal modulada de banda base para reducir la interferencia de canal de la senal modulada de banda base y para producir una senal modulada de banda base filtrada de canal;
demodular la senal modulada de banda base filtrada de canal para recuperar una secuencia de slmbolos; filtrar, mediante un procesador de un aparato de procesamiento de datos, la secuencia de slmbolos para reducir interferencia inter-slmbolo, ISI, de la secuencia de slmbolos;
producir decisiones de slmbolo basandose en la secuencia filtrada de slmbolos; y
mapear las decisiones de slmbolo a bits de datos,
en donde la filtracion de la secuencia de slmbolos para reducir ISI comprende:
determinar una respuesta de impulso de un filtro gaussiano (306);
determinar una respuesta de impulso de la interferencia de canal de filtracion;
agregar la respuesta de impulso del filtro gaussiano (306) y la respuesta de impulso de la interferencia de canal de filtracion, para producir una respuesta agregada;
transformar la respuesta agregada en el dominio de la frecuencia, para emitir una pluralidad de periodos de frecuencia;
sustituir unos de la pluralidad de periodos de frecuencia que tienen una magnitud menor que un valor predeterminado con el valor predeterminado, para producir una respuesta agregada de dominio de frecuencia modificada;
determinar una respuesta de impulso de un filtro Nyquist;
transformar la respuesta de impulso del filtro Nyquist en el dominio de la frecuencia, para emitir una respuesta del dominio de la frecuencia Nyquist;
dividir la respuesta del dominio de la frecuencia Nyquist por la respuesta agregada de dominio de frecuencia modificada, para producir un cociente;
determinar una pluralidad de coeficientes de filtro basandose en el cociente; y
filtrar la secuencia de slmbolos para reducir ISI basandose en la pluralidad de coeficientes de filtro.
8. El metodo de receptor de comunicaciones de la reivindicacion 7, en el que la filtracion de la secuencia de slmbolos para reducir ISI comprende:
determinar una respuesta de impulso de un filtro Nyquist;
determinar una pluralidad de coeficientes de filtro basandose en la respuesta de impulso del filtro Nyquist; y filtrar la secuencia de slmbolos para reducir ISI basandose en la pluralidad de coeficientes de filtro.
9. El metodo de receptor de comunicaciones de la reivindicacion 8, en el que la filtracion de la secuencia de slmbolos para reducir ISI comprende:
determinar una respuesta de impulso de un filtro gaussiano (306);
determinar una pluralidad de coeficientes de filtro basandose en la respuesta de impulso del filtro gaussiano (306); y
filtrar la secuencia de slmbolos para reducir ISI basandose en la pluralidad de coeficientes de filtro.
10. El metodo de receptor de comunicaciones de la reivindicacion 8, en el que la filtracion de la secuencia de slmbolos para reducir ISI comprende:
determinar una respuesta de impulso de un filtro gaussiano (306);
determinar una respuesta de impulso de la interferencia de canal de filtracion;
agregar la respuesta de impulso del filtro gaussiano (306) y la respuesta de impulso de la interferencia de canal de filtracion, para producir una respuesta agregada;
determinar una pluralidad de coeficientes de filtro basandose en la respuesta agregada; y
filtrar la secuencia de slmbolos para reducir ISI basandose en la pluralidad de coeficientes de filtro.
11. El metodo de receptor de comunicaciones de la reivindicacion 8, en el que la filtracion de la secuencia de slmbolos para reducir ISI comprende:
determinar una respuesta de impulso de un filtro gaussiano (306);
determinar una respuesta de impulso de la interferencia de canal de filtracion;
agregar la respuesta de impulso del filtro gaussiano (306) y la respuesta de impulso de la interferencia de canal de filtracion, para producir una respuesta agregada;
determinar una respuesta de impulso de un filtro Nyquist;
dividir la respuesta de impulso del filtro Nyquist por la respuesta agregada, para producir un cociente; determinar una pluralidad de coeficientes de filtro basandose en el cociente; y
filtrar la secuencia de slmbolos para reducir ISI basandose en la pluralidad de coeficientes de filtro.
12. El metodo de receptor de comunicaciones de la reivindicacion 11, en el que
el filtro gaussiano (306) tiene una relacion de tasa de la mitad del ancho de banda a slmbolo (BT) de 0,36 o menor, y la interferencia de canal de filtracion tiene una relacion de tasa de la mitad del ancho de banda a slmbolo (BT) de menos de 0,75.
13. El metodo de receptor de comunicaciones de la reivindicacion 12, en el que la agregacion de la respuesta de impulso del filtro gaussiano (306) y la respuesta de impulso de la interferencia de canal de filtracion comprenden: determinar una respuesta de impulso de un modulador de frecuencia;
determinar una respuesta de impulso de la conversion de la serial modulada a una serial de banda base; y agregar la respuesta de impulso del filtro gaussiano (306), la respuesta de impulso de la interferencia de canal de filtracion, la respuesta de impulso del modulador de frecuencia y la respuesta de impulso de la conversion de la serial modulada a una serial de banda base, para producir la respuesta agregada.
14. Un medio de almacenamiento legible por ordenador que almacena instrucciones legibles por ordenador que, cuando las ejecuta un procesador de un receptor de comunicaciones de GFSK, provocan que el procesador realice: recibir una serial modulada y convertir la serial modulada a una serial modulada de banda base;
filtrar interferencia de canal que es adyacente a un canal deseado de la senal modulada de banda base para reducir la interferencia de canal de la senal modulada de banda base y para producir una senal modulada de banda base filtrada de canal;
demodular la senal modulada de banda base filtrada de canal para recuperar una secuencia de slmbolos; filtrar la secuencia de slmbolos para reducir interferencia inter-slmbolo ISI de la secuencia de slmbolos; producir decisiones de slmbolo basandose en la secuencia filtrada de slmbolos; y
mapear las decisiones de slmbolo a bits de datos;
en donde la filtracion de la secuencia de slmbolos para reducir ISI comprende:
determinar una respuesta de impulso de un filtro gaussiano (306);
determinar una respuesta de impulso de la interferencia de canal de filtracion;
agregar la respuesta de impulso del filtro gaussiano (306) y la respuesta de impulso de la interferencia de canal de filtracion, para producir una respuesta agregada;
transformar la respuesta agregada en el dominio de la frecuencia, para emitir una pluralidad de periodos de frecuencia;
sustituir unos de la pluralidad de periodos de frecuencia que tienen una magnitud menor que un valor predeterminado con el valor predeterminado, para producir una respuesta agregada de dominio de frecuencia modificada;
determinar una respuesta de impulso de un filtro Nyquist;
transformar la respuesta de impulso del filtro Nyquist en el dominio de la frecuencia, para emitir una respuesta del domino de la frecuencia Nyquist;
dividir la respuesta del dominio de la frecuencia Nyquist por la respuesta agregada del dominio de la frecuencia modificada, para producir un cociente;
determinar una pluralidad de coeficientes de filtro basandose en el cociente; y
filtrar la secuencia de slmbolos para reducir ISI basandose en la pluralidad de coeficientes de filtro.
15. El medio de almacenamiento legible por ordenador de la reivindicacion 14, en el que la filtracion de la secuencia de slmbolos para reducir ISI comprende:
determinar una respuesta de impulso de un filtro Nyquist;
determinar una pluralidad de coeficientes de filtro basandose en la respuesta de impulso del filtro Nyquist; y filtrar la secuencia de slmbolos para reducir ISI basandose en la pluralidad de coeficientes de filtro.
16. El medio de almacenamiento legible por ordenador de la reivindicacion 15, en el que la filtracion de la secuencia de slmbolos comprende:
determinar una respuesta de impulso de un filtro gaussiano (306);
determinar una pluralidad de coeficientes de filtro basandose en la respuesta de impulso del filtro gaussiano (306); y
filtrar la secuencia de slmbolos para reducir ISI basandose en la pluralidad de coeficientes de filtro.
17. El medio de almacenamiento legible por ordenador de la reivindicacion 16, en el que la filtracion de la secuencia de slmbolos comprende:
determinar una respuesta de impulso de un filtro gaussiano (306);
determinar una respuesta de impulso de la interferencia de canal de filtracion;
agregar la respuesta de impulso del filtro gaussiano (306) y la respuesta de impulso de la interferencia de canal de filtracion para producir una respuesta agregada;
determinar una pluralidad de coeficientes de filtro basandose en la respuesta agregada; y
filtrar la secuencia de slmbolos para reducir ISI basandose en la pluralidad de coeficientes de filtro.
18. El medio de almacenamiento legible por ordenador de la reivindicacion 15, en el que la filtracion de la secuencia de slmbolos comprende:
determinar una respuesta de impulso de un filtro Nyquist;
determinar una respuesta de impulso de un filtro gaussiano (306);
dividir la respuesta de impulso del filtro Nyquist por la respuesta de impulso del filtro gaussiano (306), para producir un cociente;
determinar una pluralidad de coeficientes de filtro basandose en el cociente; y
filtrar la secuencia de slmbolos para reducir ISI basandose en la pluralidad de coeficientes de filtro.
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