CN115604062B - Gfsk通信模式内的双比特组解调方法及解调器 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种GFSK通信模式内的双比特组解调方法及解调器，所述双比特组解调方法包括步骤1，接收GFSK调制信号并将所述GFSK调制信号转化为复数值基带样本；步骤2，计算所述复数值基带样本的相位，获得当前待解调符号和下一个待解调符号的相位旋转量总和；步骤3，确定发送端发送的每个符号的相位旋转量，设置解调区间；步骤4，根据解调区间获得当前待解调符号。该方法采用处理两个连续的符号来进行解调，降低了解调错误机率，提升GFSK在解调上的精准度。

Description

GFSK通信模式内的双比特组解调方法及解调器

技术领域

本发明属于通信基带信号处理领域，尤其涉及一种GFSK通信模式内的双比特组解调方法及解调器。

背景技术

在GFSK的通信架构下，原本信号解调方式为一次处理一个符号，解调完成后再处理下一个接收符号，而符号与符号之间并无解调相关性。GFSK的调变方式，虽说透过高斯滤波器，来有效的减少使用通信带宽，以达到节省硬件成本，但其代价是符号间干扰(ISI)的产生，这种为了带宽控制而制造的符号间干扰对于接收器解调性能上会有一定的负面影响。概念上，使用数字滤波器可以来减少符号序列中的符号间干扰，根据滤波后的符号序列执行符号决策，使用符号到比特映像器来直接得到解调的数据比特。一般来说，在接收机端去除ISI的方法可以大致分为匹配滤波器(MF)方法和差分相位方法。匹配滤波器是为接收器提供相位参考并检测来自MF输出的数据来完成解调的工作，这种方法更像是一种相干解调器，它需要更高的计算复杂度，且对相位噪声或调制指数(MI)精度很敏感。而差分方法通过计算连续符号之间的相位差得出符号频率，并且直接对符号频率作进一步的解调处理，但是这种直接解调处理机制往往会让接收器的效能受限，在接收接近灵敏度(sensitivity)极限的弱信号时，得到错误解调资料的概率较大。

术语解释：

FSK(Frequency-shift keying modulation)，移频键控

BFSK(binary FSK modulation)，二进制频移键控

GFSK(Gaussian FSK modulation)，高斯频移键控

BTs(bandwidth-symbol time product)，带宽-符号时间积

ISI(inter-symbol interference)，符号间干扰

MI(Modulation Index)，调制指数

MF(matched filter)，匹配滤波器

DFE(Digital front end)，数字前端

AFE(Analog front end)，模拟前端

STR(Symbol timing recovery，符号定时恢复

DBG(Dual-bit group)，双比特组

IoT(Internet of Things)，物联网

SNR(signal-to-noise ratio)，信噪比

BER(bit error rate)，误码率

发明内容

发明目的：本发明所要解决的技术问题是针对现有技术的不足，提供一种GFSK通信模式内的双比特组解调方法。

为了解决上述技术问题，第一方面公开了一种GFSK通信模式内的双比特组解调方法，包括以下步骤：

步骤1，接收GFSK调制信号并将所述GFSK调制信号转化为复数值基带样本；

步骤2，计算所述复数值基带样本的相位，获得当前待解调符号和下一个待解调符号的相位旋转量总和；

步骤3，确定发送端发送的每个符号的相位旋转量，设置解调区间；

步骤4，根据解调区间获得当前待解调符号。

进一步地，所述步骤3中确定发送端发送的每个符号S_n的相位旋转量φ_n包括：发送端高斯滤波引入的符号间干扰使得符号S_n的相位旋转量φ_n受到其前一个符号S_n-1和下一个符号S_n+1的影响，

当S_n≠S_n-1，S_n≠S_n+1时，符号S_n的相位旋转量φ_n为±θ_L；

当S_n＝S_n-1，S_n≠S_n+1或者S_n≠S_n-1，S_n＝S_n+1时，符号S_n的相位旋转量φ_n为±θ_M；

当S_n＝S_n-1＝S_n+1时，符号S_n的相位旋转量φ_n为±θ_H；

其中，θ_H、θ_M和θ_L由GFSK调制指数和带宽符号时间积确定，且θ_H>θ_N>θ_L。

进一步地，所述步骤3中设置解调区间是根据发送端发送的每个符号S_n的相位旋转量φ_n以及连续两个符号(即双比特组)的相位旋转量总和Φ_dbg进行设置，包括：

连续两个符号的相位旋转量总和Φ_dbg≡φ_n+φ_n+1，当S_n＝S_n+1时，根据[S_n-1,S_n,S_n+1,S_n+2]的所有组合获得Φ_dbg∈{±2θ_M,±2θ_H,±(θ_M+θ_H)}；

当S_n≠S_n+1时，根据[S_n-1,S_n,S_n+1,S_n+2]的所有组合获得Φ_dbg∈{±(θ_M-θ_L),0}；

将上述Φ_dbg的取值按升序排序，获得第一子集{-2θ_H,-θ_H-θ_M,-2θ_M}、第二子集{-(θ_M-θ_L),0,θ_M-θ_L}和第三子集{2θ_M,θ_M+θ_H,2θ_H}；

将解调区间的分区阈值配置在相邻两个子集之间的中间值，获得第一分区阈值和第二分区阈值-Ψ_dbg，解调区间以-Ψ_dbg和Ψ_dbg为界，分为三个区间。

进一步地，所述步骤3中设置解调区间是基于前一个解调符号D_n-1、发送端发送的每个符号S_n的相位旋转量φ_n以及发送端连续两个符号的相位旋转量总和Φ_dbg进行设置，包括：

发送端连续两个符号的相位旋转量总和Φ_dbg≡φ_n+φ_n+1，当D_n-1＝0时，根据[S_n-1,S_n,S_n+1,S_n+2]的所有组合获得Φ_dbg∈{-2θ_H,-θ_H-θ_M,-(θ_M-θ_L),0,2θ_M,θ_H+θ_M}，将上述Φ_dbg的取值按升序排序，获得第四子集{-2θ_H,-θ_H-θ_M}、第五子集{-(θ_M-θ_L),0}和第六子集{2θ_M,θ_H+θ_M}；

当D_n-1＝1时，根据[S_n-1,S_n,S_n+1,S_n+2]的所有组合获得Φ_dbg∈{-θ_H-θ_M,-2θ_M,0,θ_M-θ_L,θ_H+θ_M,2θ_H}，将上述Φ_dbg的取值按升序排序，获得第七子集{-θ_H-θ_M,-2θ_M}、第八子集{0,θ_M-θ_L}和第九子集{θ_H+θ_M,2θ_H}；

将解调区间的分区阈值配置在相邻两个子集之间的中间值，获得第一分区阈值和第二分区阈值/>其中/>和/>

如果D_n-1为0

如果D_n-1为1

解调区间以和/>为界，分为三个区间。

进一步地，所述步骤3中设置解调区间时，若如下表达式为真，

其中，Φ″_dbg表示当前待解调符号和前一个解调符号的相位旋转量总和，τ_ambi表示歧义区间阈值，决定歧义区间的范围，Λ表示Φ″_dbg是否落在此歧义区间；

则修正解调区间的分区阈值，将第一分区阈值修正为第二分区阈值修正为

其中，Ψ_ambi＝(3θ_M-θ_L)/2；解调区间以和/>为界，分为三个区间。

进一步地，所述步骤4根据解调区间获得当前待解调符号D_n：

其中，Φ′_dbg表示当前待解调符号和下一个待解调符号的相位旋转量总和，Q(φ′_n,φ′_n+1)表示在第二分区阈值≤Φ′_dbg≤第一分区阈值这个条件下决定当前解调符号D_n的方式，表达式如下：

其中，φ′_n表示当前待解调符号的相位旋转量，φ′_n+1表示下一个待解调符号的相位旋转量。

进一步地，所述步骤4根据解调区间获得当前待解调符号D_n：

其中，Φ′_dbg表示当前待解调符号和下一个待解调符号的相位旋转量总和，Q(φ′_n,φ′_n+1)表示在第二分区阈值≤Φ′_dbg≤第一分区阈值这个条件下决定当前解调符号D_n的方式，表达式如下：

其中，φ′_n表示当前待解调符号的相位旋转量，φ′_n-1表示下一个待解调符号的相位旋转量。

第二方面，公开了一种GFSK通信模式内的双比特组解调器，包括符号缓冲模块、相加模块和符号决策模块，所述符号缓冲模块，用于存储待解调符号的相位旋转量，

所述相加模块，用于将当前待解调符号的相位旋转量和下一个待解调符号的相位旋转量相加，获得双比特组的相位旋转量总和；

所述符号决策模块，用于根据解调区间获得当前待解调符号。

进一步地，所述解调区间的分区阈值是根据发送端发送的每个符号的相位旋转量以及连续两个符号的相位旋转量总和进行设置的。

进一步地，所述解调区间的分区阈值是基于前一个解调符号、发送端发送的每个符号的相位旋转量以及发送端连续两个符号的相位旋转量总和进行设置的；

所述双比特组解调器还包括前一符号决策缓冲模块和动态阈值决定模块，所述前一符号决策缓冲模块，用于存储前一个解调符号，

所述动态阈值决定模块，用于根据前一个解调符号，选择解调区间的分区阈值。

进一步地，所述双比特组解调器还包括前一符号歧义缓冲模块和歧义修正模块，所述前一符号歧义缓冲模块，用于存储当前待解调符号和前一个解调符号的相位旋转量总和是否落在歧义区间的结果；

所述歧义修正模块，用于判断当前待解调符号和前一个解调符号的相位旋转量总和是否落在歧义区间，并将结果存储至前一符号歧义缓冲模块，以及根据结果修正当前待解调符号的解调区间的分区阈值。

有益效果：

本发明采用处理两个连续的符号(即双比特组)来进行解调，这里的两个连续符号分别为当下目标解调符号和时间轴上接续的下一个符号，根据两个连续符号的可能结果，汇整并分析出可靠度高的判断结果，依据该新的解调技术，降低了解调错误机率，提升GFSK在解调上的精准度(可靠度)，从而提升了实质上的通信效能。

附图说明

下面结合附图和具体实施方式对本发明做更进一步的具体说明，本发明的上述和/或其他方面的优点将会变得更加清楚。

图1为本申请实施例提供的GFSK通信模式内的双比特组解调方法接收端的结构示意图。

图2为本申请实施例提供的GFSK通信模式内的双比特组解调器结构示意图一。

图3为本申请实施例提供的GFSK通信模式内的双比特组解调方法中发送端发送2个相同符号时双比特组内的相位旋转总和示意图。

图4为本申请实施例提供的GFSK通信模式内的双比特组解调方法中发送端发送2个不相同符号时双比特组内的相位旋转总和示意图。

图5为本申请实施例提供的GFSK通信模式内的双比特组解调方法中双比特组内的相位旋转总和升序排序的相对关系示意图。

图6为本申请实施例提供的GFSK通信模式内的双比特组解调方法中双比特组内的相位旋转总和阈值Ψ_dbg确定示意图。

图7为本申请实施例提供的GFSK通信模式内的双比特组解调方法中基于前一个符号D_n-1符号判决基础上的双符号相位旋转示意图。

图8为本申请实施例提供的GFSK通信模式内的双比特组解调方法中双符号相位旋转的相对关系示意图。

图9为本申请实施例提供的GFSK通信模式内的双比特组解调方法中基于前一个符号D_n-1符号判决基础上的双符号相位旋转总和阈值Ψ_dbg,p和Ψ_dbg,n的确定示意图。

图10为本申请实施例提供的GFSK通信模式内的双比特组解调方法中歧义区间示意图。

图11为本申请实施例提供的GFSK通信模式内的双比特组解调器结构示意图二。

图12为本申请实施例提供的GFSK通信模式内的双比特组解调器结构示意图三。

图13为本申请实施例提供的GFSK通信模式内的双比特组解调方法和现有技术解调方法的信噪比与错误率关系示意图。

具体实施方式

下面将结合附图，对本发明的实施例进行描述。

本申请提供的GFSK通信模式内的双比特组解调方法可以应用于蓝牙芯片和电力线通信芯片，广泛适用于需求低功耗的IoT产品、智能家庭/安防、远传抄表、工业/农业控制器等无线双向应用产品。

FSK调制使用不同的频率来承载比特信息。例如，当BFSK发送一个0比特时，在预定的符号周期内发送符号0对应的载波频率，另一个载波频率则作为比特1的符号发送。在符号周期内，总是发送一个几乎恒定的频率。随着发射比特信息的切换，载波频率也会有着突然的变化，此一快速的变化将带出不需要的谱线，也造成传输带宽的增加以及传输能量的发散。因此，两个频率之间的快速切换不仅增加了设计复杂性，而且降低了频谱效率。

高斯FSK调制(GFSK)数据以FSK编码，是一种FSK的变体形式。使用的调制器与用于FSK调制的调制器相同。然而，脉冲在进入脉冲调制器之前会通过一个高斯滤波器以减小带宽。高斯滤波器是一种时域脉冲整形器，用于平滑连续脉冲值之间的快速变化。高斯低通滤波器的传递函数为

H(f)＝exp(-α²f²)

f表示频率，参数α与基带高斯整形滤波器的3dB带宽B有关。它通常用归一化的3dB带宽-符号时间积BTs表示：

T_s表示符号周期，随着α的增加，高斯滤波器的频谱占用率降低，并且脉冲响应会在相邻符号上扩展开来，导致接收器看到的ISI实质增加。由于传输了多个GFSK符号，前一个符号和下一个符号都会对当前符号产生影响，这被称为ISI。ISI的大小不仅取决于信道，还取决于BT和GFSK调制指数(MI)的精度。如果接收器能充分侦测接收信号的相位，则可移除ISI并且不会造成任何问题。但是，在实际实现中，由于相位未知，ISI往往会影响解调性能。

概念上，使用数字滤波器可以来减少符号序列中的符号间干扰(ISI)，根据滤波后的符号序列执行符号决策，使用符号到比特映像器来直接得到解调的数据比特。一般来说，在接收机端去除ISI的方法可以大致分为匹配滤波器(MF)方法和差分相位方法。匹配滤波器是为接收器提供相位参考并检测来自MF输出的数据来完成解调的工作，这种方法更像是一种相干解调器，它需要更高的计算复杂度，且对相位噪声或MI精度很敏感。而差分方法通过计算连续符号之间的相位差得出符号频率，并且直接对符号频率作进一步的解调处理。

为了提高接收器性能，降低接收器解调错误率，Masamura等人提出了具有非冗余单纠错的MSK差分检测[1]。它遵循卷积纠错码的概念，利用双时隙差分检测器的输出以及传统差分检测器的输出，单个错误可以通过一个简单的电路来纠正，而无需添加冗余位。在[2]中，提出了将非冗余双纠错应用于差分MSK。

[1]T.Masamura,S.Samejima、Y.Morihiro和H.Fuketa，“具有非冗余纠错的MSK差分检测”，IEEE Trans。通信，卷。COM-27，页。912，1979年6月。

[2]T.Masamura，“通过非冗余纠错降低差分MSK的符号间干扰”，IEEE车辆技术汇刊，第一卷。39，1990年2月。

本申请第一实施例提出的GFSK通信模式内的双比特组解调方法是一种新的GFSK解调方法，为GFSK提供了良好的解调性能，包括以下步骤：

步骤1，接收GFSK调制信号并将所述GFSK调制信号转化为复数值基带样本；

步骤2，计算所述复数值基带样本的相位，获得当前待解调符号和下一个待解调符号的相位旋转量总和；

步骤3，确定发送端发送的每个符号的相位旋转量，设置解调区间；

步骤4，根据解调区间获得当前待解调符号。

如图1所示为本实施例接收端的的结构示意图，在接收器端，包括模拟前端和数字前端，模拟前端用于接收GFSK调制信号并转化为数字信号，并通过数字前端进行滤波和载波下变频，获得复数值基带样本。

本实施例中，步骤2包括计算所述复数值基带样本的相位，根据所述复数值基带样本的相位以及符号时序恢复电路估计所有待解调符号的相位旋转量，获得当前待解调符号和下一个待解调符号的相位旋转量总和。再通过双比特组解调器获得待解调符号，双比特组解调器执行步骤3和步骤4。

本实施例中，所述步骤3中确定发送端发送的每个符号S_n的相位旋转量φ_n包括：发送端一个双比特组包含2个连续的GFSK符号[S_n,S_n+1]。记当前符号索引为n，索引n+1指的是当前符号之后的下一个符号。也就是说，需要符号n+1来解调当前符号。对于因果系统，在实际上，我们必须直到接收到符号n后才能解调符号n-1。但是为简单起见，保留n和n+1的索引，以非因果系统的表示进行说明。

假设GFSK的BT＝0.5的有效高斯滤波跨度为3个符号。发送端高斯滤波引入的符号间干扰使得符号S_n的相位旋转量φ_n受到其前一个符号S_n-1和下一个符号S_n+1的影响。具体如下表所示：

在一些实施例中，所述步骤3设置解调区间是根据发送端发送的每个符号S_n的相位旋转量φ_n以及连续两个符号的相位旋转量总和Φ_dbg进行设置，包括：

连续两个符号的相位旋转量总和Φ_dbg≡φ_n+φ_n+1，

考虑发送端发送2个相同符号的情况(即S_n＝S_n+1)，这包括[S_n,S_n+1]＝[0,0]和[S_n,S_n+1]＝[1,1]的情况。双比特组内的相位旋转总和Φ_dbg≡φ_n+φ_n+1可以是Φ_dbg∈{±2θ_M,±2θ_H,±(θ_M+θ_H)}的值之一，如图3所示。

相反的，在S_n≠S_n+1的情况下，Φ_dbg∈{±(θ_M-θ_L),0}。可能的组合如图4所示。

将上述Φ_dbg的取值按升序排序，获得第一子集{-2θ_H,-θ_H-θ_M,-2θ_M}、第二子集{-(θ_M-θ_L),0,θ_M-θ_L}和第三子集{2θ_M,θ_M+θ_H,2θ_H}，如图5所示。

在接收端，一旦双比特组解调器接收到连续GFSK符号的相位旋转和Φ′_dbg，通过将Φ′_dbg与解调区间的分区阈值进行比较来确定Φ′_dbg属于哪个子集(也就是哪个双比特组)。解调区间的分区阈值的最优设置是将其配置在每个子集之间的中间值，获得第一分区阈值和第二分区阈值-Ψ_dbg，解调区间以-Ψ_dbg和Ψ_dbg为界，分为三个区间，如图6所示。

所述步骤4根据解调区间获得当前待解调符号D_n：

其中，Φ′_dbg表示当前待解调符号和下一个待解调符号的相位旋转量总和，Q(φ′_n,φ′_n+1)表示在-Ψ_dbg≤Φ′_dbg≤Ψ_dbg这个条件下决定当前解调符号D_n的方式。

对于Φ′_dbg落在-Ψ_dbg≤Φ′_dbg≤Ψ_dbg这区间的情况，在一种可选的实现方式中，Q(φ′_n,φ′_n+1)通过比较当前待解调符号的相位旋转量φ′_n和下一个待解调符号的相位旋转量φ′_n+1之间的符号相位旋转量获得，表达式如下：

在另一种可选的实现方式中，Q(φ′_n,φ′_n+1)只考虑当前待解调符号的相位旋转量φ′_n，表达式如下：

在另一些实施例中，所述步骤3中设置解调区间是基于前一个解调符号D_n-1、发送端发送的每个符号S_n的相位旋转量φ_n以及发送端连续两个符号的相位旋转量总和Φ_dbg进行设置，包括：

发送端连续两个符号的相位旋转量总和Φ_dbg≡φ_n+φ_n+1，如图7和图8所示，当D_n-1＝0时，根据[S_n-1,S_n,S_n+1,S_n+2]的所有组合获得Φ_dbg∈{-2θ_H,-θ_H-θ_M,-(θ_M-θ_L),0,2θ_M,θ_H+θ_M}，将上述Φ_dbg的取值按升序排序，获得第四子集{-2θ_H,-θ_H-θ_M}、第五子集{-(θ_M-θ_L),0}和第六子集{2θ_M,θ_H+θ_M}；

当D_n-1＝1时，根据[S_n-1,S_n,S_n+1,S_n+2]的所有组合获得Φ_dbg∈{-θ_H-θ_M,-2θ_M,0,θ_M-θ_L,θ_H+θ_M,2θ_H}，将上述Φ_dbg的取值按升序排序，获得第七子集{-θ_H-θ_M,-2θ_M}、第八子集{0,θ_M-θ_L}和第九子集{θ_H+θ_M,2θ_H}；

同样，双比特组分区的最优解是使分区阈值在相邻两个子集的中间。需要注意的是，分区阈值不再围绕0对称，将解调区间的分区阈值配置在相邻两个子集之间的中间值，获得第一分区阈值和第二分区阈值/>其中/>和/>

如果D_n-1为0

如果D_n-1为1

解调区间以和/>为界，分为三个区间，如图9所示。

所述步骤4根据解调区间获得当前待解调符号D_n：

其中，Φ′_dbg表示当前待解调符号和下一个待解调符号的相位旋转量总和，Q(φ′_n,φ′_n+1)表示在这个条件下决定当前解调符号D_n的方式。

对于Φ′_dbg落在这区间的情况，在一种可选的实现方式中，Q(φ′_n,φ′_n+1)通过比较当前待解调符号的相位旋转量φ′_n和下一个待解调符号的相位旋转量φ′_n+1之间的符号相位旋转量获得，表达式如下：

在另一种可选的实现方式中，Q(φ′_n,φ′_n+1)只考虑当前待解调符号的相位旋转量φ′_n，表达式如下：

通过利用已知的解调符号n-1的结果(D_n-1)，实质上扩展双比特组子集之间的距离。这为双比特组提供了更稳健的决策区间，因此相应地提供了更好的解调性能。

解调性能的提高是利用我们知道符号n-1携带的比特来获得的。但是，符号n-1译码仍存在着可能的错误。如果发生符号n-1的错误解调，当前符号采用的动态双比特分组的分区阈值将不再合适，进而子集判定的阈值变得不正确，可能会导致当前符号n的错误解调。这称为错误传播效应。为了解决这个问题，在另一些实施例中，提出一个额外的歧义检测方案，即如果当前待解调符号和前一个解调符号的相位旋转量总和(双比特组的相位旋转量总和)Φ″_dbg太接近双比特组的分区阈值，即太接近第一分区阈值和第二分区阈值则判定前一个解调符号的决策为一个具有歧义的决策，需要对解调区间进行歧义修正以用于当前待解调符号的解调。

所述步骤3中设置解调区间时，若如下表达式为真，则判定第n-1个符号的符号决策为不可靠的决策，需要修正第n个符号的解调区间，所述步骤3中设置解调区间是根据发送端发送的每个符号S_n的相位旋转量φ_n以及连续两个符号的相位旋转量总和Φ_dbg进行设置；若如下表达式为假，则判定第n-1个符号的符号决策为可靠的决策，不需要修正第n个符号的解调区间，即所述步骤3中设置解调区间是基于前一个解调符号D_n-1、发送端发送的每个符号S_n的相位旋转量φ_n以及发送端连续两个符号的相位旋转量总和Φ_dbg进行设置。

其中，Φ″_dbg表示当前待解调符号和前一个解调符号的相位旋转量总和，τ_ambi表示歧义区间阈值，决定歧义区间的范围，歧义区间阈值τ_ambi的取值范围为0到(θ_H-θ_L)之间，优选Λ表示Φ″_dbg是否落在此歧义区间，如图10所示；

修正解调区间的分区阈值，即将第一分区阈值修正为第二分区阈值修正为

其中，Ψ_ambi＝(3θ_M-θ_L)/2；解调区间以和/>为界，分为三个区间。

在一种可选的实现方式中，所述步骤4根据解调区间获得当前待解调符号D_n，即如图2所示的符号决策：

其中，Φ′_dbg表示当前待解调符号和下一个待解调符号的相位旋转量总和，Q(φ′_n,φ′_n+1)表示在这个条件下决定当前解调符号D_n的方式，表达式如下：

其中，φ′_n表示当前待解调符号的相位旋转量，φ′_n+1表示下一个待解调符号的相位旋转量。

在另一种可选的实现方式中，所述步骤4根据解调区间获得当前待解调符号D_n：

其中，Φ′_dbg表示当前待解调符号和下一个待解调符号的相位旋转量总和，Q(φ′_n,φ′_n+1)表示在这个条件下决定当前解调符号D_n的方式，表达式如下：

其中，φ′_n表示当前待解调符号的相位旋转量，φ′_n+1表示下一个待解调符号的相位旋转量。

本申请第二实施例公开一种GFSK通信模式内的双比特组解调器，如图2所示，包括符号缓冲模块、相加模块和符号决策模块，所述符号缓冲模块，用于存储待解调符号的相位旋转量，

所述相加模块，用于将当前待解调符号的相位旋转量和下一个待解调符号的相位旋转量相加，获得双比特组的相位旋转量总和；

所述符号决策模块，用于根据解调区间获得当前待解调符号D_n。

其中，Φ′_dbg表示当前待解调符号和下一个待解调符号的相位旋转量总和，Q(φ′_n,φ′_n+1)表示在第二分区阈值≤Φ′_dbg≤第一分区阈值这个条件下决定当前解调符号D_n的方式，在一种可选的实现方式中，Q(φ′_n,φ′_n+1)通过比较当前待解调符号的相位旋转量φ′_n和下一个待解调符号的相位旋转量φ′_n+1之间的符号相位旋转量获得，表达式如下：

在另一种可选的实现方式中，Q(φ′_n,φ′_n+1)只考虑当前待解调符号的相位旋转量φ′_n，表达式如下：

/>

进一步地，所述解调区间的分区阈值是根据发送端发送的每个符号的相位旋转量以及连续两个符号的相位旋转量总和进行设置的，如图6所示。

将解调区间的分区阈值配置在相邻两个子集之间的中间值，获得第一分区阈值和第二分区阈值-Ψ_dbg，解调区间以-Ψ_dbg和Ψ_dbg为界，分为三个区间。

进一步地，所述解调区间的分区阈值是基于前一个解调符号、发送端发送的每个符号的相位旋转量以及发送端连续两个符号的相位旋转量总和进行设置的，如图9所示；

将解调区间的分区阈值配置在相邻两个子集之间的中间值，获得第一分区阈值和第二分区阈值/>其中/>和/>

如果D_n-1为0

如果D_n-1为1

解调区间以和/>为界，分为三个区间。

如图11所示，所述双比特组解调器还包括前一符号决策缓冲模块和动态阈值决定模块，所述前一符号决策缓冲模块，用于存储前一个解调符号，

所述动态阈值决定模块，用于根据前一个解调符号，选择解调区间的分区阈值。

进一步地，如图12所示，所述双比特组解调器还包括前一符号歧义缓冲模块和歧义修正模块，所述前一符号歧义缓冲模块，用于存储当前待解调符号和前一个解调符号的相位旋转量总和是否落在歧义区间的结果；

所述歧义修正模块，用于判断当前待解调符号和前一个解调符号的相位旋转量总和是否落在歧义区间，并将结果存储至前一符号歧义缓冲模块，以及根据结果修正当前待解调符号的解调区间的分区阈值。

其中，Φ″_dbg表示当前待解调符号和前一个解调符号的相位旋转量总和，τ_ambi表示歧义区间阈值，决定歧义区间的范围，歧义区间阈值τ_ambi的取值范围为0到(θ_H-θ_L)之间，优选Λ表示Φ″_dbg是否落在此歧义区间，如图10所示；

修正解调区间的分区阈值，即将第一分区阈值修正为第二分区阈值修正为

/>

其中，Ψ_ambi＝(3θ_M-θ_L)/2；解调区间以和/>为界，分为三个区间。

如图13所示，在相同信噪比(SNR)下本申请实施例提供的GFSK通信模式内的双比特组解调方法及解调器比现有技术单个符号解调方法及解调器的误码率(BER)低，即在同样的通道条件下，本申请实施例提供的双比特组解调方法及解调器比较不容易出错；且当信噪比逐渐增加，本申请实施例提供的双比特组解调方法及解调器的误码率低于误码率目标。因此，本申请实施例提供的GFSK通信模式内的双比特组解调方法及解调器降低了解调错误机率，提升GFSK在解调上的精准度(可靠度)，从而提升了实质上的通信效能。

具体实现中，本申请提供计算机存储介质以及对应的数据处理单元，其中，该计算机存储介质能够存储计算机程序，所述计算机程序通过数据处理单元执行时可运行本发明提供的一种GFSK通信模式内的双比特组解调方法的发明内容以及各实施例中的部分或全部步骤。所述的存储介质可为磁碟、光盘、只读存储记忆体(read-only memory，ROM)或随机存储记忆体(random access memory，RAM)等。

本领域的技术人员可以清楚地了解到本发明实施例中的技术方案可借助计算机程序以及其对应的通用硬件平台的方式来实现。基于这样的理解，本发明实施例中的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以计算机程序即软件产品的形式体现出来，该计算机程序软件产品可以存储在存储介质中，包括若干指令用以使得一台包含数据处理单元的设备(可以是个人计算机，服务器，单片机，MUU或者网络设备等)执行本发明各个实施例或者实施例的某些部分所述的方法。

本发明提供了一种GFSK通信模式内的双比特组解调方法及解调器，具体实现该技术方案的方法和途径很多，以上所述仅是本发明的具体实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。本实施例中未明确的各组成部分均可用现有技术加以实现。

Claims (8)

1.一种GFSK通信模式内的双比特组解调方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1，接收GFSK调制信号并将所述GFSK调制信号转化为复数值基带样本；

步骤2，计算所述复数值基带样本的相位，获得当前待解调符号和下一个待解调符号的相位旋转量总和；

步骤3，确定发送端发送的每个符号的相位旋转量，设置解调区间；

步骤4，根据解调区间获得当前待解调符号；

所述步骤3中确定发送端发送的每个符号S_n的相位旋转量φ_n包括：发送端高斯滤波引入的符号间干扰使得符号S_n的相位旋转量φ_n受到其前一个符号S_n-1和下一个符号S_n+1的影响，

当S_n≠S_n-1，S_n≠S_n+1时，符号S_n的相位旋转量φ_n为±θ_L；

当S_n＝S_n-1，S_n≠S_n+1或者S_n≠S_n-1，S_n＝S_n+1时，符号S_n的相位旋转量φ_n为±θ_M；

当S_n＝S_n-1＝S_n+1时，符号S_n的相位旋转量φ_n为±θ_H；

其中，θ_H、θ_M和θ_L由GFSK调制指数和带宽符号时间积确定，且θ_H>θ_M>θ_L；

所述步骤3中设置解调区间是根据发送端发送的每个符号S_n的相位旋转量φ_n以及连续两个符号的相位旋转量总和Φ_dbg进行设置，包括：

连续两个符号的相位旋转量总和Φ_dbg≡φ_n+φ_n+1，φ_n+1表示下一个符号S_n+1的相位旋转量，当S_n＝S_n+1时，根据[S_n-1,S_n,S_n+1,S_n+2]的所有组合获得Φ_dbg∈{±2θ_M,±2θ_H,±(θ_M+θ_H)}；

当S_n≠S_n+1时，根据[S_n-1,S_n,S_n+1,S_n+2]的所有组合获得Φ_dbg∈{±(θ_M-θ_L),0}；

将上述Φ_dbg的取值按升序排序，获得第一子集{-2θ_H,-θ_H-θ_M,-2θ_M}、第二子集{-(θ_M-θ_L),0,θ_M-θ_L}和第三子集{2θ_M,θ_M+θ_H,2θ_H}；

将解调区间的分区阈值配置在相邻两个子集之间的中间值，获得第一分区阈值和第二分区阈值-Ψ_dbg，解调区间以-Ψ_dbg和Ψ_dbg为界，分为三个区间。

2.根据权利要求1所述的一种GFSK通信模式内的双比特组解调方法，其特征在于，所述步骤3中设置解调区间还基于前一个解调符号D_n-1进行设置，包括：

当D_n-1＝0时，根据[S_n-1,S_n,S_n+1,S_n+2]的所有组合获得Φ_dbg∈{-2θ_H,-θ_H-θ_M,-(θ_M-θ_L),0,2θ_M,θ_H+θ_M}，将上述Φ_dbg的取值按升序排序，获得第四子集{-2θ_H,-θ_H-θ_M}、第五子集{-(θ_M-θ_L),0}和第六子集{2θ_M,θ_H+θ_M}；

当D_n-1＝1时，根据[S_n-1,S_n,S_n+1,S_n+2]的所有组合获得Φ_dbg∈{-θ_H-θ_M,-2θ_M,0,θ_M-θ_L,θ_H+θ_M,2θ_H}，将上述Φ_dbg的取值按升序排序，获得第七子集{-θ_H-θ_M,-2θ_M}、第八子集{0,θ_M-θ_L}和第九子集{θ_H+θ_M,2θ_H}；

将解调区间的分区阈值配置在相邻两个子集之间的中间值，获得第一分区阈值和第二分区阈值/>其中/>和/>

如果D_n-1为0

如果D_n-1为1

解调区间以和/>为界，分为三个区间。

3.根据权利要求2所述的一种GFSK通信模式内的双比特组解调方法，其特征在于，所述步骤3中设置解调区间时，若如下表达式为真，

其中，Φ″_dbg表示当前待解调符号和前一个解调符号的相位旋转量总和，τ_ambi表示歧义区间阈值，决定歧义区间的范围，Λ表示Φ″_dbg是否落在此歧义区间；

则修正解调区间的分区阈值，将第一分区阈值修正为第二分区阈值修正为/>

其中，Ψ_ambi＝(3θ_M-θ_L)/2；解调区间以和/>为界，分为三个区间。

4.根据权利要求1、2或3任一项所述的一种GFSK通信模式内的双比特组解调方法，其特征在于，所述步骤4根据解调区间获得当前待解调符号D_n：

其中，Φ′_dbg表示当前待解调符号和下一个待解调符号的相位旋转量总和，Q(φ′_n,φ′_n+1)表示在第二分区阈值≤Φ′_dbg≤第一分区阈值这个条件下决定当前解调符号D_n的方式，表达式如下：

其中，φ′_n表示当前待解调符号的相位旋转量，φ′_n+1表示下一个待解调符号的相位旋转量。

5.根据权利要求1、2或3任一项所述的一种GFSK通信模式内的双比特组解调方法，其特征在于，所述步骤4根据解调区间获得当前待解调符号D_n：

其中，Φ′_dbg表示当前待解调符号和下一个待解调符号的相位旋转量总和，Q(φ′_n,φ′_n+1)表示在第二分区阈值≤Φ′_dbg≤第一分区阈值这个条件下决定当前解调符号D_n的方式，表达式如下：

其中，φ′_n表示当前待解调符号的相位旋转量，φ′_n+1表示下一个待解调符号的相位旋转量。

6.一种GFSK通信模式内的双比特组解调器，其特征在于，包括符号缓冲模块、相加模块和符号决策模块，所述符号缓冲模块，用于存储待解调符号的相位旋转量，

所述相加模块，用于将当前待解调符号的相位旋转量和下一个待解调符号的相位旋转量相加，获得双比特组的相位旋转量总和；

所述符号决策模块，用于根据解调区间获得当前待解调符号；

所述待解调符号的相位旋转量通过如下方式确定：

发送端高斯滤波引入的符号间干扰使得符号S_n的相位旋转量φ_n受到其前一个符号S_n-1和下一个符号S_n+1的影响，

当S_n≠S_n-1，S_n≠S_n+1时，符号S_n的相位旋转量φ_n为±θ_L；

当S_n＝S_n-1，S_n≠S_n+1或者S_n≠S_n-1，S_n＝S_n+1时，符号S_n的相位旋转量φ_n为±θ_M；

当S_n＝S_n-1＝S_n+1时，符号S_n的相位旋转量φ_n为±θ_H；

其中，θ_H、θ_M和θ_L由GFSK调制指数和带宽符号时间积确定，且θ_H>θ_M>θ_L；

所述解调区间的分区阈值是根据发送端发送的每个符号的相位旋转量以及连续两个符号的相位旋转量总和进行设置的，包括：

连续两个符号的相位旋转量总和Φ_dbg≡φ_n+φ_n+1，当S_n＝S_n+1时，根据[S_n-1,S_n,S_n+1,S_n+2]的所有组合获得Φ_dbg∈{±2θ_M,±2θ_H,±(θ_M+θ_H)}；

当S_n≠S_n+1时，根据[S_n-1,S_n,S_n+1,S_n+2]的所有组合获得Φ_dbg∈{±(θ_M-θ_L),0}；

将上述Φ_dbg的取值按升序排序，获得第一子集{-2θ_H,-θ_H-θ_M,-2θ_M}、第二子集{-(θ_M-θ_L),0,θ_M-θ_L}和第三子集{2θ_M,θ_M+θ_H,2θ_H}；

将解调区间的分区阈值配置在相邻两个子集之间的中间值，获得第一分区阈值和第二分区阈值-Ψ_dbg，解调区间以-Ψ_dbg和Ψ_dbg为界，分为三个区间。

7.根据权利要求6所述的一种GFSK通信模式内的双比特组解调器，其特征在于，所述解调区间的分区阈值还基于前一个解调符号进行设置；

所述双比特组解调器还包括前一符号决策缓冲模块和动态阈值决定模块，所述前一符号决策缓冲模块，用于存储前一个解调符号D_n-1，

所述动态阈值决定模块，用于根据前一个解调符号D_n-1，选择解调区间的分区阈值，包括：

当D_n-1＝0时，根据[S_n-1,S_n,S_n+1,S_n+2]的所有组合获得Φ_dbg∈{-2θ_H,-θ_H-θ_M,-(θ_M-θ_L),0,2θ_M,θ_H+θ_M}，将上述Φ_dbg的取值按升序排序，获得第四子集{-2θ_H,-θ_H-θ_M}、第五子集{-(θ_M-θ_L),0}和第六子集{2θ_M,θ_H+θ_M}；

当D_n-1＝1时，根据[S_n-1,S_n,S_n+1,S_n+2]的所有组合获得Φ_dbg∈{-θ_H-θ_M,-2θ_M,0,θ_M-θ_L,θ_H+θ_M,2θ_H}，将上述Φ_dbg的取值按升序排序，获得第七子集{-θ_H-θ_M,-2θ_M}、第八子集{0,θ_M-θ_L}和第九子集{θ_H+θ_M,2θ_H}；

将解调区间的分区阈值配置在相邻两个子集之间的中间值，获得第一分区阈值和第二分区阈值/>其中/>和/>

如果D_n-1为0

如果D_n-1为1

解调区间以和/>为界，分为三个区间。

8.根据权利要求7所述的一种GFSK通信模式内的双比特组解调器，其特征在于，还包括前一符号歧义缓冲模块和歧义修正模块，所述前一符号歧义缓冲模块，用于存储当前待解调符号和前一个解调符号的相位旋转量总和是否落在歧义区间的结果；

所述歧义修正模块，用于判断当前待解调符号和前一个解调符号的相位旋转量总和是否落在歧义区间，并将结果存储至前一符号歧义缓冲模块，以及根据结果修正当前待解调符号的解调区间的分区阈值。