JP4486239B2 - 受信装置及びタイミング推定方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル無線通信システムにおいて使用される受信装置及びタイミング推定方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年の無線通信分野では、マルチメディア化の進展、通信トラフィックの増大などに伴い、伝送速度の高速化が望まれており、携帯電話などの小型無線端末を用いるシステムにおいてもその傾向は同様である。
【０００３】
一方、無線通信の方式としては、周波数有効利用の面や集積化の容易さの面からディジタル変復調技術を用いた方式が主流となっており、送受信の際には符号化や変復調のベースバンド信号処理の部分をディジタル処理で行い、ＲＦ信号との周波数変換や増幅などをアナログ処理で行う構成が無線機の一般的な構成となっている。その際、アナログ部とディジタル部をつなぐ役割を担うアナログ／ディジタル変換器（以下、Ａ／Ｄ変換器）やディジタル／アナログ変換器（以下、Ｄ／Ａ変換器）は、非常に重要な構成要素の一つとなっており、高性能な送受信機を構成するためには、高精度なビット分解能、サンプリングレートを有するＡ／Ｄ、Ｄ／Ａ変換器を用いることが望まれる。
【０００４】
しかしながら、携帯端末のように小型低消費電力な構成が優先される構成の場合、必ずしも十分な性能を持つＡ／Ｄ変換器が用いられるとは限らない。特に、近年見られるように通信の伝送速度が高速化されてくると、Ａ／Ｄ変換器におけるサンプリングレートは、シンボルレートに比べてあまり大きい値を取れなくなり、理想的な受信タイミングからずれたタイミングでサンプリングされた信号を用いて受信復調する場合もある。
【０００５】
例えば、ナイキスト伝送されたディジタル変調信号を、シンボルレートの２倍のオーバサンプリングレートでサンプリングして受信復調に用いる場合、理想的な受信タイミング、すなわちナイキスト点のタイミングに対して最大で±１／４Ｔずれた信号を用いて受信復調をすることになる。
【０００６】
以下、図８を参照して、従来のディジタル無線機においてサンプリングされたデータから受信タイミングを推定する方法の一例について簡単に説明する。受信、直交復調され、Ａ／Ｄ変換器でサンプリングされたベースバンド信号は、一旦受信信号バッファ８０１に蓄積される。ここで、受信したディジタル変調信号は、バースト単位で構成されており、バースト内の所定の位置に同期用の既知シンボル列が挿入されているものとする。
【０００７】
既知ベクトルテーブル８０２には、この既知シンボル列の区間を理想的なタイミングでサンプリングした場合に得られるべきベクトル列の複素共役ベクトル列があらかじめ算出され記憶されており、ベクトル演算回路８０３において、テーブルに記憶されているベクトル列と、受信バッファに蓄積されたＩ、Ｑ信号のベクトル列との間で、第１の実施の形態の説明において示す式（１）と同様のベクトル演算がサンプルタイミング毎に行われ、それぞれのタイミング毎の相関度に相当する値が得られる。このベクトル演算結果は、理想的な受信タイミングに最も近いサンプリングタイミングの信号のベクトル列を用いた場合に最大値をとることになるので、タイミング推定回路８０４において、この演算結果が最大値をとる信号ベクトル列の位置を求めることにより、理想的な受信タイミングに最も近いサンプリングタイミングを検出することが可能となる。
【０００８】
例えば、受信信号バッファ８０１に蓄積される信号のサンプリングレートがシンボルレートに対して２倍のオーバサンプリングレートの場合、±１／４Ｔ（Ｔはシンボル長）精度での推定が可能となる。本方法により推定された受信タイミングに基づき、受信ベクトルを選択してシンボル判定をしたり、送信する際の送信タイミングを決定したりする。受信感度特性やシステム的な送信タイミングに関して厳しい要求がないシステムでは、本方法により十分な性能が得られると考えられる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、非常に高精度な送受信タイミングが要求される通信システムの端末に適用する場合には、図８のような従来の受信タイミング推定手段では、十分な推定精度が得られない。
【００１０】
例えば、周波数利用効率を向上するために多値化した変調信号を用いたり、ナイキスト条件よりも狭帯域な送信帯域制限を施した変調信号などを誤ることなく受信するためには、より理想的な受信タイミングに近いサンプリングデータを得る必要がある。
【００１１】
また、送信時のタイミングに、より細かいタイミング精度が要求される場合においても、より高精度なタイミング推定が必要である。タイミング推定精度を上げるためには、Ａ／Ｄ変換器におけるサンプリングレートを上げる方法も考えられるが、端末における消費電力の増大や回路の大規模化を招いてしまう。
【００１２】
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、ディジタル無線機においてＡ／Ｄ変換器におけるサンプリングレートを上げることなく、受信タイミングをより高精度に推定することができ、端末の消費電流及びコストの低減を図ることができる受信装置及びタイミング推定方法を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明の第１の態様に係る受信装置は、特定のサンプルタイミングで受信信号のタイミング推定を行って第１タイミング推定結果を出力する第１タイミング推定手段と、前記サンプリングレートでサンプリングされたサンプル間の既知信号についての相関値比および前記第１タイミング推定結果に基づいてタイミング推定を行って第２タイミング推定結果を出力する第２タイミング推定手段と、を具備する構成を採る。
【００１４】
この構成によれば、Ａ／Ｄ変換回路へ供給するサンプリング・クロックの周期の２倍の時間分解能で、シンボルタイミングを推定することが可能となる。
【００１５】
本発明の第２の態様に係る受信装置は、上記構成において、伝搬路状態を推定する伝搬路推定手段と、前記伝搬路状態に基づいて前記相関値比を更新する更新手段と、を具備する構成を採る。
【００１６】
この構成によれば、演算値比に伝搬路環境を反映させることができ、伝搬路環境が変化しても高精度のタイミング推定を行って優れた受信性能を発揮することができる。
【００１７】
本発明の第３の態様に係る受信装置は、特定のサンプリングレートよりも細かい時間単位ずらしてサンプリングした、受信信号における既知信号に対してそれぞれ符号間干渉を除去する特性を有するフィルタタップ係数を蓄積する蓄積手段と、前記フィルタタップ係数を用いて受信信号に対してフィルタリングを行って複数のフィルタリング結果を出力する符号間干渉フィルタと、前記複数のフィルタリング結果に基づいてタイミング推定を行う第３タイミング推定手段と、を具備する構成を採る。
【００１８】
この構成によれば、ディジタル変調された信号を受信復調する際の受信タイミングを、受信時のオーバサンプリングの分解能よりも高精度に推定することが可能となる。
【００１９】
本発明の第４の態様に係る受信装置は、上記構成において、前記第３タイミング推定手段で求められたタイミング推定結果を用いて前記受信信号におけるデータに対して復調処理を行う復調手段を具備する構成を採る。
【００２０】
この構成によれば、受信時のオーバサンプリングタイミングが理想的な受信タイミングよりもずれていても、より正確なシンボル判定が可能となる。
【００２１】
本発明の第５の態様に係る受信装置は、特定のサンプルタイミングで受信信号のタイミング推定を行って第１タイミング推定結果を出力する第１タイミング推定手段と、前記サンプリングレートでサンプリングされたサンプル間の既知信号についての相関値比および前記第１タイミング推定結果に基づいてタイミング推定を行って第２タイミング推定結果を出力する第２タイミング推定手段と、特定のサンプリングレートよりも細かい時間単位ずらしてサンプリングした、受信信号における既知信号に対してそれぞれ符号間干渉を除去する特性を有するフィルタタップ係数を蓄積する蓄積手段と、前記第２タイミング推定手段で求められたタイミング推定結果を用いて選択したフィルタタップ係数を用いて受信信号に対してフィルタリングを行ってフィルタリング結果を出力する符号間干渉フィルタと、を具備する構成を採る。
【００２２】
この構成によれば、受信時のオーバサンプリングタイミングが理想的な受信タイミングよりずれていても、より正確なシンボル判定が可能となる。
【００２３】
本発明の第６の態様は、受信装置を備えた通信端末装置であって、前記受信装置は、特定のサンプルタイミングで受信信号のタイミング推定を行って第１タイミング推定結果を出力する第１タイミング推定手段と、前記サンプリングレートでサンプリングされたサンプル間の既知信号についての相関値比および前記第１タイミング推定結果に基づいてタイミング推定を行って第２タイミング推定結果を出力する第２タイミング推定手段と、を具備することを特徴とする通信端末装置を提供する。
【００２４】
本発明の第７の態様は、受信装置を備えた通信端末装置であって、前記受信装置は、特定のサンプリングレートよりも細かい時間単位ずらしてサンプリングした、受信信号における既知信号に対してそれぞれ符号間干渉を除去する特性を有するフィルタタップ係数を蓄積する蓄積手段と、前記フィルタタップ係数を用いて受信信号に対してフィルタリングを行って複数のフィルタリング結果を出力する符号間干渉フィルタと、前記複数のフィルタリング結果に基づいてタイミング推定を行う第３タイミング推定手段と、を具備することを特徴とする通信端末装置を提供する。
【００２５】
本発明の第８の態様は、受信タイミング推定プログラムを格納したメモリを有するデバイスであって、前記受信タイミング推定プログラムは、特定のサンプルタイミングで受信信号のタイミング推定を行って第１タイミング推定結果を出力する手順と、前記サンプリングレートでサンプリングされたサンプル間の既知信号についての相関値比および前記第１タイミング推定結果に基づいてタイミング推定を行って第２タイミング推定結果を出力する手順と、を含むことを特徴とするデバイスを提供する。
【００２６】
本発明の第９の態様は、受信タイミング推定プログラムおよび特定のサンプリングレートよりも細かい時間単位ずらしてサンプリングした、受信信号における既知信号に対してそれぞれ符号間干渉を除去する特性を有するフィルタタップ係数を格納したメモリを有するデバイスであって、前記受信タイミング推定プログラムは、前記フィルタタップ係数を用いて受信信号に対してフィルタリングを行って複数のフィルタリング結果を出力する手順と、前記複数のフィルタリング結果に基づいてタイミング推定を行う手順と、を含むことを特徴とするデバイスを提供する。
【００２７】
本発明の第１０の態様に係るタイミング推定方法は、特定のサンプルタイミングで受信信号のタイミング推定を行って第１タイミング推定結果を出力する第１タイミング推定工程と、前記サンプリングレートでサンプリングされたサンプル間の既知信号についての相関値比および前記第１タイミング推定結果に基づいてタイミング推定を行って第２タイミング推定結果を出力する第２タイミング推定工程と、を具備する。
【００２８】
この方法によれば、Ａ／Ｄ変換回路へ供給するサンプリング・クロックの周期の２倍の時間分解能で、シンボルタイミングを推定することが可能となる。
【００２９】
本発明の第１１の態様に係るタイミング推定方法は、特定のサンプリングレートよりも細かい時間単位ずらしてサンプリングした、受信信号における既知信号に対してそれぞれ符号間干渉を除去する特性を有するフィルタタップ係数を蓄積する蓄積工程と、前記フィルタタップ係数を用いて受信信号に対してフィルタリングを行って複数のフィルタリング結果を出力するフィルタリング工程と、前記複数のフィルタリング結果に基づいてタイミング推定を行う第３タイミング推定工程と、を具備する。
【００３０】
この方法によれば、ディジタル変調された信号を受信復調する際の受信タイミングを、受信時のオーバサンプリングの分解能よりも高精度に推定することが可能となる。
【００３１】
【発明の実施の形態】
以下の実施の形態においては、Ａ／Ｄ変換回路におけるサンプリングレートを上げることなく、受信タイミングをより高精度に推定可能とすることにより、端末の消費電流及びコストの低減を図る場合について説明する。
【００３２】
（実施の形態１）
本実施の形態においては、所定のサンプリングレートで粗いタイミング推定（低精度）を行った後に、前記サンプリングレートでサンプリングされたサンプル間の既知信号についての相関値比に基づいて高精度のタイミング推定（微調整）を行う場合について説明する。この場合、サンプル間の既知信号についての相関値比については、あらかじめ求めておく。
【００３３】
図１は、本発明の実施の形態１に係る受信装置を備えた通信端末装置の構成を示すブロック図である。図１においては、受信系のみを表記しており、送信系については表記を省略している。
【００３４】
図１に示す通信端末装置においては、基地局装置から送信された下り回線信号（受信信号）は、アンテナ１０１を介して直交検波回路１０２で受信される。直交検波回路１０２では、受信信号（ディジタル変調信号）を直交周波数変換してベースバンド帯の同相信号（Ｉ信号）及び直交信号（Ｑ信号）とし、Ｉ信号及びＱ信号をそれぞれＡ／Ｄ変換回路１０３,１０４に出力する。直交検波回路１０２は、受信信号（ディジタル変調信号）を直交周波数変換してベースバンド帯の同相信号（Ｉ信号）および直交信号（Ｑ信号）とし、Ｉ信号及びＱ信号をそれぞれＡ／Ｄ変換回路１０３,１０４に出力する。本実施の形態では、ディジタル変調信号の変調方式は特に問わない。また、受信信号に対しては、直交検波回路１０２へ入力される前に、所定の無線受信処理（周波数変換、増幅、不要周波数帯の信号の除去（フィルタリング）など）が既に行われ、適切な入力レベル、周波数帯に設定されているものとする。
【００３５】
Ａ／Ｄ変換回路１０３は、サンプリングクロックに基づいてＩ信号をディジタル値に量子化し、量子化されたディジタルＩ信号を受信信号バッファ１０５に出力する。Ａ／Ｄ変換回路１０４は、Ａ／Ｄ変換回路１０３と同様の構成を有しており、Ｑ信号を量子化し、ディジタルＱ信号を受信信号バッファ１０５に出力する。本実施の形態では、Ａ／Ｄ変換回路１０３,１０４の変換方式及びビット分解能については、システム仕様から決定されるものであれば特に限定されない。
【００３６】
なお、本実施の形態では、受信信号は所定のディジタル変調を施され、バースト構成により基地局装置から送信された下り回線信号とし、バースト内に既知信号である既知シンボル列が挿入されているとする。ただし、既知シンボルの挿入位置や数は本実施の形態で限定されず、バースト中央部に数十シンボルの系列を挿入する構成でも良く、バースト内に所定間隔毎に挿入しても良い。また、サンプリングレートはここでは一例としてシンボルレートの２倍とする。
【００３７】
受信信号バッファ１０５は、ディジタルＩ、Ｑ信号をバッファリングする。例えば、受信信号バッファ１０５は、１バースト長以上の量子化データを記憶しておくメモリや、ＦＩＦＯ(First In First Out)バッファなどにより構成される。
【００３８】
既知ベクトルテーブル１０６は、バースト内に挿入されている既知シンボル列区間を理想的なタイミングでサンプリングした場合に得られるベクトル系列の複素共役ベクトル系列を記憶しておく。例えば、既知ベクトルテーブル１０６は、ＲＡＭやＲＯＭなどのメモリにより構成される。本実施の形態では、既知ベクトルテーブル１０６は、既知シンボル列区間を２倍オーバサンプルした場合に相当する複素共役ベクトル系列を記憶しておくとする。
【００３９】
ベクトル演算回路１０７は、受信信号バッファ１０５に記憶されたディジタルＩ、Ｑ信号と既知ベクトルテーブル１０６に記憶された既知ベクトル列とを用いてベクトル演算を行い、その演算結果を演算結果バッファ１０８に出力する。例えば、ベクトル演算回路１０７は、ロジックにより構成された演算処理ブロックや、ＤＳＰにより構成される。演算の詳細については後に述べる。
【００４０】
演算結果バッファ１０８は、ベクトル演算回路１０７からの演算結果をバッファリングする。例えば、演算結果バッファ１０８は、ＲＡＭなどのメモリやＦＩＦＯバッファなどにより構成される。
【００４１】
タイミング推定回路１０９は、サンプリングされたディジタルＩ、Ｑ信号系列と既知ベクトル系列とのベクトル演算結果を用いて、受信タイミングをオーバサンプリング間隔よりも細かい精度で推定する。本実施の形態では、タイミング推定回路１０９は、低精度タイミング推定回路１０９１、高精度タイミング推定回路１０９２により構成される。
【００４２】
低精度タイミング推定回路１０９１は、演算結果バッファ１０８に記憶されたベクトル演算結果を用いて、受信タイミングをオーバサンプリングレートと同などの精度で推定する。すなわち、低精度タイミング推定回路１０９１は、第１段階の比較的粗いタイミング推定を行う。例えば、低精度タイミング推定回路１０９１は、ベクトル演算回路１０７における演算結果の値が最大となるタイミングを検出するピーク検出回路により構成される。
【００４３】
高精度タイミング推定回路１０９２は、演算結果バッファ１０８に記憶されたベクトル演算結果と低精度タイミング推定回路１０９１の推定結果を用いて、受信タイミングをオーバサンプリングレートよりも高精度に推定する。すなわち、高精度タイミング推定回路１０９２は、第２段階の高精度のタイミング推定を行う。例えば、高精度タイミング推定回路１０９２は、演算値比テーブル１０９３と演算値比判定回路１０９４により構成される。
【００４４】
演算値比テーブル１０９３は、後述する演算値比を微小時間単位毎にあらかじめ算出してテーブル値として記憶しておき、必要に応じて読み出す。
【００４５】
ここで、演算値比とは、理想的な受信タイミングから微小時間だけずらしたタイミングで、受信信号をサンプリングして得られる信号系列に対してベクトル演算回路１０７と同じ演算を行ったときに得られる値をあらかじめ求めておき、この値と一サンプル前の時点での同演算値との比を算出したものである。この演算値比を、サンプリングレートよりも細かい時間単位毎にあらかじめ求めておく。本実施の形態では、理想的な受信タイミングから±１／４シンボルの範囲にわたって、１／１６シンボルタイミングずれ毎の演算値比を算出しテーブル値として記憶しておく。
【００４６】
演算値比判定回路１０９４は、低精度タイミング推定結果及び演算結果バッファ１０８に記憶されたベクトル演算結果、並びに演算値比テーブルの値を用いて高精度なタイミング推定を行う。その動作の詳細については後述する。なお、本実施の形態では、受信タイミング推定開始時に、バーストの大まかな位置についても未知であるとする。
【００４７】
ディジタル復調回路１１０では、推定されたタイミング情報に基づいて、量子化されたＩ信号、Ｑ信号のデータのうち、信号点に最も近いＩ信号、Ｑ信号のサンプルデータを用いて復調を行い、復調されたデータ列（受信データ）を出力する。
【００４８】
上記構成を有する通信端末装置における受信動作について説明する。ディジタル変調Ｉ、Ｑ信号は、シンボルレートの２倍のオーバサンプリングレートでサンプリングされ、１バースト分以上の長さのディジタルデータ列が受信信号バッファ１０５に記憶される。
【００４９】
ベクトル演算回路１０７では、受信信号バッファ１０５に記憶されているＩ、Ｑ信号ベクトル列 Rx(m)={I(m), Q(m)}と既知ベクトルテーブル１０６に記憶されている既知ベクトルの複素共役ベクトル列 Ref*(i)={Iref(i), Qref(i)}とを用いて、式（１）に示すベクトル演算を行い、各サンプルタイミングmにおけるＣ(m)の値が求められ、演算結果が演算結果バッファ１０８に記憶される。
【数１】
式（１）
ここで、Ｎはバースト内に挿入されている既知シンボルの数を表す。
【００５０】
式（１）により得られるＣ(m)は、図２（ａ）に示すように、受信したバースト内で既知シンボルが挿入されている位置付近において最大値をもつことが知られている。したがって、低精度タイミング推定回路１０９１においてＣ(m)が最大となるタイミングを検出することにより、既知シンボルの挿入されているタイミングを±１／２シンボル長以内の精度で推定でき、このタイミングに基づいてバーストのタイミングを推定できる。
【００５１】
図２（ａ）は、式（１）のベクトル演算をあらかじめ微小時間単位毎に求めた場合の演算結果を示すグラフである。また、図２（ｂ）は、図２（ａ）に示す演算結果に対して、前後サンプル間、すなわち1/2シンボル間での演算値比R (t)=C(t)/C(t-T/2)をプロットしたグラフである。演算値比テーブル１０９３には、あらかじめ算出された１／１６シンボルタイミング毎のR(t)の値が記憶されている。
【００５２】
演算値比判定回路１０９４では、低精度タイミング推定回路１０９１において推定されたタイミングにおけるベクトル演算結果C(m)とその１／２シンボルタイミング前のベクトル演算結果C(m-1)との比 C(m)/C(m-1)が算出され、この値と最も近い演算値比テーブルの位置を検出することにより、高精度なタイミングを推定する。
【００５３】
例えば、受信機における２倍オーバサンプリングのタイミングが、理想的な受信タイミングに対して-2/16シンボル長分ずれている場合、すなわち図２（ａ）における▼印のタイミングである場合を仮定し、その場合におけるタイミング推定の過程を説明する。
【００５４】
まず、低精度タイミング推定回路１０９１によりC(m)のピークを検出することにより、t=-2/16Ｔが低精度タイミング推定結果として得られる。続いて演算値比判定回路１０９４において、R(t)=C(-2/16Ｔ)/C(-2/16Ｔ-1/2Ｔ）≒3.4が算出され、この値R(t)と図２（ｂ）に示すような演算値比テーブル１０９３の値との間で比較を行う。この場合、この値R(t)がt=-2/16Ｔの時のテーブル値と最も近いので、現在のオーバサンプリングのタイミングが理想的な受信タイミングより、さらに-2/16シンボル長分ずれていることが推定できる。
【００５５】
以上のように本発明の実施の形態によれば、受信時のサンプリングレートで粗いタイミング推定を行った後に、既知信号に対する相関値間の比に基づいて高精度のタイミング推定を行うので、ディジタル変調された信号を受信復調する際の受信タイミングを、受信時のオーバサンプリングの分解能よりも高精度に推定することが可能となる。特に、高精度タイミング推定回路におけるタイミング推定において、ベクトル演算値の比を用いることにより、受信信号レベルの絶対値ではなく前後の相対比を考慮すればよいので、受信時のＡＧＣの制御誤差などの影響を防ぐことも可能となり、より高精度なタイミング推定が可能となる。
【００５６】
なお、本実施の形態では、Ｉ、Ｑ信号のオーバサンプリングレートをシンボルレートの２倍とし、高精度タイミング推定回路１０９２において推定するタイミング推定精度をシンボルレートの１６倍とした場合について説明しているが、これに限定されない。この場合、高精度タイミング推定回路１０９２においてあらかじめ求めておくテーブル値の時間分解能をオーバサンプリングレートよりも高精度にしておけば良い。
【００５７】
また、本実施の形態では、既知ベクトル列との相関度を求めるベクトル演算として式（１）を用いる構成とした場合について説明しているが、これに限定されず、ベクトル演算として例えば式（２）に示すようにベクトル積の和の絶対値を用いても良く、演算の簡略化のために、ベクトルの長さ２乗しない値を用いても良い。さらに、他に相関度に準じた結果が得られる演算があれば、それを用いても良い。
【数２】
式（２）
【００５８】
また、高精度にタイミングを推定する際に用いる判定基準として１サンプル前のベクトル演算結果との比R(t)を用いた場合について説明しているが、これに限定されず、例えば１サンプル後のベクトル演算結果との比R'(t)=C(t)/C(t+T/2)を用いても良く、あるいはR(t)とR'(t)を用いて最も尤度の高いタイミングを推定しても良い。さらには、演算値比を用いずに、前後数サンプル分の演算値をテーブルに記憶しておき、２乗誤差が最小となるタイミングを推定しても良い。
【００５９】
なお、本実施の形態において高精度タイミング推定回路１０９２において用いる演算値比は、真値によるものであっても対数値の差分によるものであっても良い。
【００６０】
また、送受信時のフィルタリングや通信伝搬路上での周波数／位相特性があらかじめ分かっている場合には、これらの特性を含めて既知ベクトルテーブルのデータを生成して記憶しておいても良い。さらに、図３に示すように、伝搬路推定回路３０１において受信信号から伝搬路推定を行い、その推定結果を演算値比再計算回路３０２に出力し、そこで演算値比を再計算し、再計算した演算値比を演算値比テーブル１０９３に出力して、演算値比テーブル１０９３を更新するようにしても良い。これにより、演算値比に伝搬路環境を反映させることができ、伝搬路環境が変化しても高精度のタイミング推定を行って優れた受信性能を発揮することができる。
【００６１】
また、本実施の形態においては、バーストのタイミングが未知である場合を想定して説明しているが、これに限定されず、例えばバーストの受信タイミングが、あらかじめ例えば数シンボル程度の精度でわかっている場合には、このタイミングの前後数シンボル範囲に限ってベクトル演算を行うこととしても良い。
【００６２】
また、本実施の形態では、受信タイミングを高精度に推定する方法のみについて説明しているが、これに限定されず、例えば本推定結果を用いてオーバサンプリングのタイミングを補正し、次バーストの受信時には理想的なサンプルタイミングを得られるようにする構成としても良く、本推定結果を復調時や送信時に用いても良い。
【００６３】
（実施の形態２）
本実施の形態においては、種々のフィルタタップで構成されたＩＳＩ除去フィルタでフィルタリングした信号から最も信頼度の高い信号（フィルタリング結果）を選択して、その信号に対応するタイミングを検出する場合について説明する。
【００６４】
図４は、本発明の実施の形態２に係る受信装置を備えた通信端末装置の構成を示すブロック図である。なお、図４に示す構成において、図１と同じ部分については図１と同じ符号を付してその詳細な説明は省略する。
【００６５】
本実施の形態にける受信信号は、所定のディジタル変調を施され、バースト構成で送信された信号とする。さらに、このディジタル変調信号は、送信時の帯域制限フィルタリングや伝送路上の影響により符号間干渉（以下、ＩＳＩ）が生じているとする。ただし、その干渉特性は受信装置側においてあらかじめ想定できているとする。
【００６６】
また、実施の形態１と同様に、受信信号においては、バースト内に既知シンボル列が挿入されているとするが、既知シンボルの位置・数は本実施の形態で限定されない。また、サンプリングレートは一例としてシンボルレートの２倍であることとする。
【００６７】
受信信号バッファ１０５は、ディジタルＩ、Ｑ信号をバッファリングする。例えば、受信信号バッファ１０５は、１バースト長以上の量子化データを記憶しておくメモリや、ＦＩＦＯバッファなどにより構成される。
【００６８】
フィルタタップテーブル４０２には、受信するディジタル変調信号が送信時の帯域制限や伝送路上の影響により受けるＩＳＩの逆特性となるフィルタ係数をあらかじめ求めて読み出しテーブルとして記憶しておく。
【００６９】
ここで、タップ係数は以下のように複数通り用意されているとする。すなわち、理想的な受信タイミングに対して１／１６シンボルタイミングずつずらしたタイミングで２倍オーバサンプリングされたディジタル変調信号に対する逆特性となるタップ係数が(-4/16Ｔ、-3/16Ｔ、-2/16Ｔ、-1/16Ｔ、0、+1/16Ｔ、+2/16Ｔ、+3/16Ｔ、+4/16T)の９通り用意されている。
【００７０】
なお、タップ係数はＩＳＩに対して完全な逆特性となっている必要は無く、例えば理想的な受信タイミングに最も近いサンプリングポイントのみにおいてＩＳＩが除去できるような特性となっていれば良い。送信時の帯域制限フィルタに、図５（ａ）のような特性のフィルタが用いられた場合、フィルタタップテーブルに蓄積される９通りのタップ係数の一例を図５（ｂ）に示す。
【００７１】
ＩＳＩ除去フィルタ４０１は、ディジタルＩ、Ｑ信号に対してＩＳＩ除去のフィルタリング処理を施してベクトル演算回路４０３に出力する。フィルタタップテーブル４０２から複数通りのタップ係数が供給され、それぞれのタップ係数に応じたフィルタリング処理結果が出力される。既知ベクトルテーブル４０４は、バースト内に挿入されている既知シンボル列区間の複素共役ベクトルを記憶しておく。例えば、既知ベクトルテーブル４０４は、ＲＡＭやＲＯＭなどのメモリにより構成される。本実施の形態では、既知シンボル列区間のベクトル列に対して送信フィルタリング、伝送路特性、ＩＳＩ除去フィルタリングを施したベクトルの複素共役ベクトルを２倍オーバサンプルの間隔で記憶しておく。
【００７２】
ベクトル演算回路４０３は、入力されるディジタルＩ、Ｑ信号データと既知ベクトルテーブル４０４に記憶された既知ベクトル列とを用いてベクトル演算を行う。例えば、ベクトル演算回路４０３は、ロジックにより構成された演算処理ブロックや、ＤＳＰにより構成される。演算については実施の形態１における式（１）を用いて行う。
【００７３】
演算結果バッファ４０５は、ベクトル演算回路４０３での演算結果をバッファリングする。例えば、演算結果バッファ４０５は、ＲＡＭなどのメモリやＦＩＦＯバッファなどにより構成される。
【００７４】
タイミング推定回路４０６は、受信したＩ、Ｑ信号と既知ベクトル列との演算結果を用いて、受信タイミングをオーバサンプリング間隔よりも細かい分解能で推定し、推定結果を出力する。その動作の詳細については後述する。
【００７５】
上記構成を有する通信端末装置の動作の詳細について説明する。
Ｉ、Ｑ信号は、シンボルレートの２倍のオーバサンプリングレートでサンプリングされ、１バースト分以上の長さのディジタルデータ列が受信信号バッファ１０５に記憶される。ここでは、一例として理想的な受信タイミングに対してサンプリングタイミングが-2/16Ｔだけずれている場合を仮定する。
【００７６】
ＩＳＩ除去フィルタ４０１では、受信信号バッファ１０５に記憶されているディジタルＩ、Ｑ信号データ列に対し、フィルタタップテーブル４０２から供給される９通りのフィルタップの各々を用いてフィルタリング処理を行う。この処理結果は、ベクトル演算回路４０３に出力される。この際に用いられる９通りのフィルタタップ係数のうち、-2/16Ｔのタイミングに基づいて算出されたタップ係数を用いた場合の結果のみ、ＩＳＩが理想的に除去された信号が出力されることになる。それ以外のタップ係数を用いた場合には、ＩＳＩが完全に除去されず、場合よってはフィルタ処理によりさらにＩＳＩによる歪成分が重畳することになる。
【００７７】
ベクトル演算回路４０３では、ＩＳＩ除去フィルタ４０１から出力される９通りのフィルタリング処理結果の各々に対して、実施の形態１における式（１）と同様のベクトル演算処理を行う。この演算結果は、演算結果バッファ４０５に出力される。
【００７８】
演算結果バッファ４０５に出力される演算結果は、それぞれのサンプルタイミング毎に９種類得られることになる。タイミング推定回路４０６では、演算結果バッファ４０５に記憶された演算結果から、最大値をとる演算結果を検出する。２倍オーバサンプリング単位でみると、バースト内で既知ベクトル列が挿入されている位置に最も近いデータが用いられた場合に値が最大となる。さらに、そのタイミングにおいて算出された８通りのフィルタタップ係数による演算結果のうち、-2/16Ｔにタイミングに基づくフィルタタップ係数を用いた場合に、演算結果が最大値となる。したがって、最大値をとったサンプルタイミングが、理想的なサンプルタイミングに対して-2/16Ｔずれていると推定できる。
【００７９】
以上のように本発明の実施の形態によれば、理想的なサンプルタイミングからのずれに対応するフィルタタップ係数を変えてフィルタリングした種々の演算結果から最も確からしい演算結果を選択し、その演算結果に対応する理想的なサンプルタイミングからのずれを求める。これにより、ディジタル変調された信号を受信復調する際の受信タイミングを、受信時のオーバサンプリングの分解能よりも高精度に推定することが可能となる。
【００８０】
なお、本実施の形態では、既知ベクトル列との相関度を求めるベクトル演算として式（１）を用いた場合について説明しているが、実施の形態１と同様に、これに限るものではない。
【００８１】
また、本実施の形態において仮定した、フィルタタップ係数テーブルの９通りの１／１６シンボル分解能のタップ係数は一例に過ぎず、求めたいタイミング精度に応じて、シンボル分解能を細かくし、それに応じて用意するテーブル数を増やす構成としても良く、シンボル分解能を粗くし、それに応じて用意するテーブル数を減らす構成としても良い。
【００８２】
また、本実施の形態では受信帯域制限フィルタについては特に明示していない。すなわち、受信信号は、受信装置内のＩＦ部やサンプリング前の時点でフィルタ処理されても良く、受信バッファ内に蓄積された後、ＩＳＩ除去フィルタの前段でフィルタ処理されても良く、ＩＳＩ除去フィルタの特性に帯域制限の特性を求めても良い。
【００８３】
（実施の形態３）
本実施の形態においては、実施の形態２の方法で求められたタイミングで受信信号のデータ部分を復調する場合について説明する。
【００８４】
図６は、本発明の実施の形態３に係る受信装置を備えた通信端末装置の構成を示すブロック図である。図６に示す構成では、データバッファ６０１、選択回路６０２、シンボル判定回路６０３を設けた以外は、図４に示す構成と同じである。したがって、図６において、図４と同じ部分については図４と同じ符号を付してその詳細な説明は省略する。
【００８５】
データバッファ６０１は、ＩＳＩ除去フィルタ４０１から出力される、複数通りのフィルタリング処理結果をバッファリングする。例えば、データバッファ６０１は、１バースト長以上の量子化データを記憶しておくメモリや、ＦＩＦＯバッファなどにより構成される。
【００８６】
選択回路６０２は、タイミング推定結果に基づいて、複数通りのＩＳＩ除去フィルタ出力結果のうち一通りを選択して出力する。シンボル判定回路６０３は、Ｉ、Ｑ信号データを用いてディジタル変調された信号のシンボル判定を行う。本実施の形態では、ＱＰＳＫ変調された信号を準同期検波する場合を仮定し、受信バースト内で既知シンボルが挿入されている区間のベクトルデータを用いて位相補正を行った後、Ｉ−Ｑ平面上を４つの領域に分割してシンボル判定する。
【００８７】
上記構成を有する通信端末装置の動作について説明する。高精度に受信タイミングを推定する動作については実施の形態２と同様であるので、ここでは、受信装置においてタイミング推定結果を用いて復調動作を行う場合の動作について説明する。
【００８８】
選択回路６０２では、タイミング推定回路４０６から供給されるタイミング推定結果に基づいて、データバッファ６０１に蓄積されている９通りのフィルタ出力のうちから合致するタイミングのフィルタ出力信号を選択してシンボル判定回路６０３へ出力する。このフィルタ出力信号は理想的なタップ係数によりＩＳＩ成分が除去された状態である。このため、この信号に対してシンボル判定回路６０３によりシンボル判定を行うことにより、正常なシンボル判定結果が得られる。
【００８９】
以上のように本発明の実施の形態によれば、受信時のオーバサンプリングの分解能よりも高精度にタイミングを推定し、得られたタイミング推定結果により想定されるタイミングのずれを考慮したフィルタタップ係数でＩＳＩ除去フィルタリングされた信号を選択してシンボル判定する。これにより、受信時のオーバサンプリングタイミングが理想的な受信タイミングよりもずれていても、より正確なシンボル判定が可能となる。
【００９０】
なお、本実施の形態では、ＩＳＩ除去フィルタ出力を蓄積しておくデータバッファ６０１を図６に示す位置に設ける構成としているが、これに限定されず、例えばＩＳＩ除去フィルタ４０１とベクトル演算回路４０３の間に設ける構成としても良い。また、本実施の形態では、一例として変調方式をＱＰＳＫとしているが、これに限定されず、種々の変調方式を適用することができる。
【００９１】
（実施の形態４）
本実施の形態においては、実施の形態１で説明した受信動作にＩＳＩ除去フィルタを用いて高精度のタイミング推定を行う場合について説明する。
【００９２】
図７は、本発明の実施の形態４に係る受信装置を備えた通信端末装置の構成を示すブロック図である。図７の構成において、フィルタタップテーブル４０２、ＩＳＩ除去フィルタ４０１、及びシンボル判定回路７０１を設けた以外は、図１に示す構成と同じである。したがって、図７に示す構成において、図１と同じ部分については図１と同じ符号を付してその詳細な説明は省略する。タイミング推定回路１０９は、実施の形態１において図１で説明したタイミング推定回路と同様の構成及び動作をする。本実施の形態においても、タイミング推定回路１０９では、直交復調され２倍オーバサンプリングされ得られたディジタルＩ、Ｑ信号を用いて、１／１６シンボルの単位で受信タイミングが得られる。
【００９３】
フィルタタップテーブル４０２は、実施の形態７で説明したフィルタタップテーブルと同様であり、受信するディジタル変調信号が送信時の帯域制限や伝送路上の影響により受けるＩＳＩの逆特性となるフィルタ係数をあらかじめ求めて読み出しテーブルとして記憶しておく。ここで、タップ係数についても、フィルタタップテーブル４０２と同様に、理想的な受信タイミングに対して１／１６シンボルタイミングずつずらしたタイミングで２倍オーバサンプリングされたディジタル変調信号に対する逆特性となるタップ係数が(-4/16Ｔ、-3/16Ｔ、-2/16Ｔ、-1/16Ｔ、0、+1/16Ｔ、+2/16Ｔ、+3/16Ｔ、+4/16Ｔ)の９通り用意されており、必要に応じてそのうち一通りのタップ係数が選択され出力される。
【００９４】
ＩＳＩ除去フィルタ４０１は、ディジタルＩ、Ｑ信号に対してＩＳＩ除去のフィルタリング処理を施してシンボル判定回路７０１に出力する。すなわち、ディジタルＩ、Ｑ信号は、ＩＳＩ除去フィルタ４０１でフィルタタップテーブル４０２からのフィルタタップ係数を用いてフィルタリング処理され、その結果がシンボル判定回路７０１に出力される。
【００９５】
シンボル判定回路７０１は、Ｉ、Ｑ信号データを用いてディジタル変調された信号のシンボル判定を行う。本実施の形態では、ＱＰＳＫ変調された信号を準同期検波する場合を仮定し、受信バースト内で既知シンボルが挿入されている区間のベクトルデータを用いて位相補正を行った後、Ｉ−Ｑ平面上を４つの領域に分割してシンボル判定する。
【００９６】
上記構成を有する通信端末装置における、高精度に受信タイミングを推定する動作については実施の形態１と同様であり、ここでは、受信装置においてタイミング推定結果を用いて復調動作を行う場合の動作について説明する。
【００９７】
フィルタタップテーブル４０２では、タイミング推定回路１０９から出力されるタイミング推定結果に基づいて、蓄積されている９通りのフィルタタップ係数のうちから最適なフィルタタップ係数を選択してＩＳＩ除去フィルタ４０１に出力する。例えば、タイミング推定結果が理想的な受信タイミングよりも-2/16Ｔだけずれている、という推定結果の場合、-2/16Ｔに基づくフィルタタップ係数が選択され、そのフィルタタップ係数がＩＳＩ除去フィルタ４０１に出力される。
【００９８】
このフィルタタップ係数によりフィルタリング処理された結果は、ＩＳＩ成分が除去されているので、この信号に対してシンボル判定回路７０１でシンボル判定を行うことにより、正常なシンボル判定結果が得られる。
【００９９】
以上のように本発明の実施の形態によれば、受信時のオーバサンプリングの分解能よりも高精度にタイミングを推定し、得られたタイミング推定結果により想定されるタイミングのずれを考慮したフィルタタップ係数によりＩＳＩ除去フィルタリングされた信号を選択してシンボル判定する。これにより、受信時のオーバサンプリングタイミングが理想的な受信タイミングよりずれていても、より正確なシンボル判定が可能となる。
【０１００】
上記実施の形態１〜４に係る受信装置は、その構成の全てもしくは一部を、ＤＳＰやＣＰＵなどを用いてソフトウェアとして構成しても良い。例えば、上記受信タイミング推定のプログラムをＲＯＭに格納し、そのプログラムにしたがってＣＰＵの指示により動作させるように構成しても良い。また、受信タイミング推定のプログラムをコンピュータで読み取り可能な記憶媒体に格納し、この記憶媒体のプログラムをコンピュータのＲＡＭに記録して、プログラムにしたがって動作させるようにしても良い。このような場合においても、上記実施の形態１〜９と同様の作用、効果を呈する。
【０１０１】
例えば、受信タイミング推定プログラムをメモリに格納したデバイスであって、前記受信タイミング推定プログラムは、特定のサンプルタイミングで受信信号のタイミング推定を行って第３タイミング推定結果を出力する手順と、前記サンプリングレートでサンプリングされたサンプル間の既知信号についての相関値比及び前記第３タイミング推定結果に基づいてタイミング推定を行って第４タイミング推定結果を出力する手順と、を含む、構成としても良い。
【０１０２】
また、受信タイミング推定プログラム及び特定のサンプリングレートよりも細かい時間単位ずらしてサンプリングした、受信信号における既知信号に対してそれぞれ符号間干渉を除去する特性を有するフィルタタップ係数をメモリに格納してデバイスであって、前記受信タイミング推定プログラムは、前記フィルタタップ係数を用いて受信信号に対してフィルタリングを行って複数のフィルタリング結果を出力する手順と、前記複数のフィルタリング結果に基づいてタイミング推定を行う手順と、を含む、ように構成しても良い。
【０１０３】
以上説明したように、本発明によれば、Ａ／Ｄ変換回路あるいはＤ／Ａ変換回路のサンプリングの周期を、システム的な精度仕様から要求されるものより低減し、端末の消費電流及びコストの低減を図ることができる。
【０１０４】
また、本発明によれば、ディジタル変調された信号を受信復調する際の受信タイミングを、受信時のオーバサンプリングの分解能よりも高精度に推定することが可能となる。
【０１０５】
上記実施の形態１〜４においては、本発明に係る受信装置又は送受信装置を備えた通信端末装置について説明しているが、本発明にかかる受信装置及び送受信装置は、ディジタル無線通信システムにおける基地局装置に搭載することもできる。
【０１０６】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、ディジタル変調された信号を受信復調する際の受信タイミングを、受信時のオーバサンプリングの分解能よりも高精度に推定することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１に係る受信装置を備えた通信端末装置の構成を示すブロック図
【図２】本発明の実施の形態１に係る受信装置における計算結果の一例を示す図
【図３】本発明の実施の形態１に係る受信装置を備えた通信端末装置の他の例を示すブロック図
【図４】本発明の実施の形態２に係る受信装置を備えた通信端末装置を示すブロック図
【図５】（ａ） 本発明の実施の形態２に係る送信帯域制限フィルタ特性を示す図
（ｂ） 本発明の実施の形態２に係る受信装置におけるＩＳＩ除去フィルタタップ係数を示す図
【図６】本発明の実施の形態３に係る受信装置を備えた通信端末装置を示すブロック図
【図７】本発明の実施の形態４に係る受信装置を備えた通信端末装置を示すブロック図
【図８】従来の受信装置におけるタイミング推定を説明するための図
【符号の説明】
１０１ アンテナ
１０２ 直交検波回路
１０３，１０４ Ａ／Ｄ変換回路
１０５ 受信信号バッファ
１０６ 既知ベクトルテーブル
１０７ ベクトル演算回路
１０８ 演算結果バッファ
１０９，４０６ タイミング推定回路
３０１ 伝搬路推定回路
３０２ 演算値比再計算回路
４０１ ＩＳＩ除去フィルタ
４０２ フィルタタップテーブル
４０３ ベクトル演算回路
４０４ 既知ベクトルテーブル
４０５ 演算結果バッファ
６０１ データバッファ
６０２ 選択回路
６０３，７０１ シンボル判定回路
１０９１ 低精度タイミング推定回路
１０９２ 高精度タイミング推定回路
１０９３ 演算値比テーブル
１０９４ 演算値比判定回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル無線通信システムにおいて使用される受信装置及びタイミング推定方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年の無線通信分野では、マルチメディア化の進展、通信トラフィックの増大などに伴い、伝送速度の高速化が望まれており、携帯電話などの小型無線端末を用いるシステムにおいてもその傾向は同様である。
【０００３】
一方、無線通信の方式としては、周波数有効利用の面や集積化の容易さの面からディジタル変復調技術を用いた方式が主流となっており、送受信の際には符号化や変復調のベースバンド信号処理の部分をディジタル処理で行い、ＲＦ信号との周波数変換や増幅などをアナログ処理で行う構成が無線機の一般的な構成となっている。その際、アナログ部とディジタル部をつなぐ役割を担うアナログ／ディジタル変換器（以下、Ａ／Ｄ変換器）やディジタル／アナログ変換器（以下、Ｄ／Ａ変換器）は、非常に重要な構成要素の一つとなっており、高性能な送受信機を構成するためには、高精度なビット分解能、サンプリングレートを有するＡ／Ｄ、Ｄ／Ａ変換器を用いることが望まれる。
【０００４】
しかしながら、携帯端末のように小型低消費電力な構成が優先される構成の場合、必ずしも十分な性能を持つＡ／Ｄ変換器が用いられるとは限らない。特に、近年見られるように通信の伝送速度が高速化されてくると、Ａ／Ｄ変換器におけるサンプリングレートは、シンボルレートに比べてあまり大きい値を取れなくなり、理想的な受信タイミングからずれたタイミングでサンプリングされた信号を用いて受信復調する場合もある。
【０００５】
例えば、ナイキスト伝送されたディジタル変調信号を、シンボルレートの２倍のオーバサンプリングレートでサンプリングして受信復調に用いる場合、理想的な受信タイミング、すなわちナイキスト点のタイミングに対して最大で±１／４Ｔずれた信号を用いて受信復調をすることになる。
【０００６】
以下、図８を参照して、従来のディジタル無線機においてサンプリングされたデータから受信タイミングを推定する方法の一例について簡単に説明する。受信、直交復調され、Ａ／Ｄ変換器でサンプリングされたベースバンド信号は、一旦受信信号バッファ８０１に蓄積される。ここで、受信したディジタル変調信号は、バースト単位で構成されており、バースト内の所定の位置に同期用の既知シンボル列が挿入されているものとする。
【０００７】
既知ベクトルテーブル８０２には、この既知シンボル列の区間を理想的なタイミングでサンプリングした場合に得られるべきベクトル列の複素共役ベクトル列があらかじめ算出され記憶されており、ベクトル演算回路８０３において、テーブルに記憶されているベクトル列と、受信バッファに蓄積されたＩ、Ｑ信号のベクトル列との間で、第１の実施の形態の説明において示す式（１）と同様のベクトル演算がサンプルタイミング毎に行われ、それぞれのタイミング毎の相関度に相当する値が得られる。このベクトル演算結果は、理想的な受信タイミングに最も近いサンプリングタイミングの信号のベクトル列を用いた場合に最大値をとることになるので、タイミング推定回路８０４において、この演算結果が最大値をとる信号ベクトル列の位置を求めることにより、理想的な受信タイミングに最も近いサンプリングタイミングを検出することが可能となる。
【０００８】
例えば、受信信号バッファ８０１に蓄積される信号のサンプリングレートがシンボルレートに対して２倍のオーバサンプリングレートの場合、±１／４Ｔ（Ｔはシンボル長）精度での推定が可能となる。本方法により推定された受信タイミングに基づき、受信ベクトルを選択してシンボル判定をしたり、送信する際の送信タイミングを決定したりする。受信感度特性やシステム的な送信タイミングに関して厳しい要求がないシステムでは、本方法により十分な性能が得られると考えられる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、非常に高精度な送受信タイミングが要求される通信システムの端末に適用する場合には、図８のような従来の受信タイミング推定手段では、十分な推定精度が得られない。
【００１０】
例えば、周波数利用効率を向上するために多値化した変調信号を用いたり、ナイキスト条件よりも狭帯域な送信帯域制限を施した変調信号などを誤ることなく受信するためには、より理想的な受信タイミングに近いサンプリングデータを得る必要がある。
【００１１】
また、送信時のタイミングに、より細かいタイミング精度が要求される場合においても、より高精度なタイミング推定が必要である。タイミング推定精度を上げるためには、Ａ／Ｄ変換器におけるサンプリングレートを上げる方法も考えられるが、端末における消費電力の増大や回路の大規模化を招いてしまう。
【００１２】
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、ディジタル無線機においてＡ／Ｄ変換器におけるサンプリングレートを上げることなく、受信タイミングをより高精度に推定することができ、端末の消費電流及びコストの低減を図ることができる受信装置及びタイミング推定方法を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明の第１の態様に係る受信装置は、特定のサンプルタイミングで受信信号のタイミング推定を行って第１タイミング推定結果を出力する第１タイミング推定手段と、前記サンプリングレートでサンプリングされたサンプル間の既知信号についての相関値比および前記第１タイミング推定結果に基づいてタイミング推定を行って第２タイミング推定結果を出力する第２タイミング推定手段と、を具備する構成を採る。
【００１４】
この構成によれば、Ａ／Ｄ変換回路へ供給するサンプリング・クロックの周期の２倍の時間分解能で、シンボルタイミングを推定することが可能となる。
【００１５】
本発明の第２の態様に係る受信装置は、上記構成において、伝搬路状態を推定する伝搬路推定手段と、前記伝搬路状態に基づいて前記相関値比を更新する更新手段と、を具備する構成を採る。
【００１６】
この構成によれば、演算値比に伝搬路環境を反映させることができ、伝搬路環境が変化しても高精度のタイミング推定を行って優れた受信性能を発揮することができる。
【００１７】
本発明の第３の態様に係る受信装置は、特定のサンプリングレートよりも細かい時間単位ずらしてサンプリングした、受信信号における既知信号に対してそれぞれ符号間干渉を除去する特性を有するフィルタタップ係数を蓄積する蓄積手段と、前記フィルタタップ係数を用いて受信信号に対してフィルタリングを行って複数のフィルタリング結果を出力する符号間干渉フィルタと、前記複数のフィルタリング結果に基づいてタイミング推定を行う第３タイミング推定手段と、を具備する構成を採る。
【００１８】
この構成によれば、ディジタル変調された信号を受信復調する際の受信タイミングを、受信時のオーバサンプリングの分解能よりも高精度に推定することが可能となる。
【００１９】
本発明の第４の態様に係る受信装置は、上記構成において、前記第３タイミング推定手段で求められたタイミング推定結果を用いて前記受信信号におけるデータに対して復調処理を行う復調手段を具備する構成を採る。
【００２０】
この構成によれば、受信時のオーバサンプリングタイミングが理想的な受信タイミングよりもずれていても、より正確なシンボル判定が可能となる。
【００２１】
本発明の第５の態様に係る受信装置は、特定のサンプルタイミングで受信信号のタイミング推定を行って第１タイミング推定結果を出力する第１タイミング推定手段と、前記サンプリングレートでサンプリングされたサンプル間の既知信号についての相関値比および前記第１タイミング推定結果に基づいてタイミング推定を行って第２タイミング推定結果を出力する第２タイミング推定手段と、特定のサンプリングレートよりも細かい時間単位ずらしてサンプリングした、受信信号における既知信号に対してそれぞれ符号間干渉を除去する特性を有するフィルタタップ係数を蓄積する蓄積手段と、前記第２タイミング推定手段で求められたタイミング推定結果を用いて選択したフィルタタップ係数を用いて受信信号に対してフィルタリングを行ってフィルタリング結果を出力する符号間干渉フィルタと、を具備する構成を採る。
【００２２】
この構成によれば、受信時のオーバサンプリングタイミングが理想的な受信タイミングよりずれていても、より正確なシンボル判定が可能となる。
【００２３】
本発明の第６の態様は、受信装置を備えた通信端末装置であって、前記受信装置は、特定のサンプルタイミングで受信信号のタイミング推定を行って第１タイミング推定結果を出力する第１タイミング推定手段と、前記サンプリングレートでサンプリングされたサンプル間の既知信号についての相関値比および前記第１タイミング推定結果に基づいてタイミング推定を行って第２タイミング推定結果を出力する第２タイミング推定手段と、を具備することを特徴とする通信端末装置を提供する。
【００２４】
本発明の第７の態様は、受信装置を備えた通信端末装置であって、前記受信装置は、特定のサンプリングレートよりも細かい時間単位ずらしてサンプリングした、受信信号における既知信号に対してそれぞれ符号間干渉を除去する特性を有するフィルタタップ係数を蓄積する蓄積手段と、前記フィルタタップ係数を用いて受信信号に対してフィルタリングを行って複数のフィルタリング結果を出力する符号間干渉フィルタと、前記複数のフィルタリング結果に基づいてタイミング推定を行う第３タイミング推定手段と、を具備することを特徴とする通信端末装置を提供する。
【００２５】
本発明の第８の態様は、受信タイミング推定プログラムを格納したメモリを有するデバイスであって、前記受信タイミング推定プログラムは、特定のサンプルタイミングで受信信号のタイミング推定を行って第１タイミング推定結果を出力する手順と、前記サンプリングレートでサンプリングされたサンプル間の既知信号についての相関値比および前記第１タイミング推定結果に基づいてタイミング推定を行って第２タイミング推定結果を出力する手順と、を含むことを特徴とするデバイスを提供する。
【００２６】
本発明の第９の態様は、受信タイミング推定プログラムおよび特定のサンプリングレートよりも細かい時間単位ずらしてサンプリングした、受信信号における既知信号に対してそれぞれ符号間干渉を除去する特性を有するフィルタタップ係数を格納したメモリを有するデバイスであって、前記受信タイミング推定プログラムは、前記フィルタタップ係数を用いて受信信号に対してフィルタリングを行って複数のフィルタリング結果を出力する手順と、前記複数のフィルタリング結果に基づいてタイミング推定を行う手順と、を含むことを特徴とするデバイスを提供する。
【００２７】
本発明の第１０の態様に係るタイミング推定方法は、特定のサンプルタイミングで受信信号のタイミング推定を行って第１タイミング推定結果を出力する第１タイミング推定工程と、前記サンプリングレートでサンプリングされたサンプル間の既知信号についての相関値比および前記第１タイミング推定結果に基づいてタイミング推定を行って第２タイミング推定結果を出力する第２タイミング推定工程と、を具備する。
【００２８】
この方法によれば、Ａ／Ｄ変換回路へ供給するサンプリング・クロックの周期の２倍の時間分解能で、シンボルタイミングを推定することが可能となる。
【００２９】
本発明の第１１の態様に係るタイミング推定方法は、特定のサンプリングレートよりも細かい時間単位ずらしてサンプリングした、受信信号における既知信号に対してそれぞれ符号間干渉を除去する特性を有するフィルタタップ係数を蓄積する蓄積工程と、前記フィルタタップ係数を用いて受信信号に対してフィルタリングを行って複数のフィルタリング結果を出力するフィルタリング工程と、前記複数のフィルタリング結果に基づいてタイミング推定を行う第３タイミング推定工程と、を具備する。
【００３０】
この方法によれば、ディジタル変調された信号を受信復調する際の受信タイミングを、受信時のオーバサンプリングの分解能よりも高精度に推定することが可能となる。
【００３１】
【発明の実施の形態】
以下の実施の形態においては、Ａ／Ｄ変換回路におけるサンプリングレートを上げることなく、受信タイミングをより高精度に推定可能とすることにより、端末の消費電流及びコストの低減を図る場合について説明する。
【００３２】
（実施の形態１）
本実施の形態においては、所定のサンプリングレートで粗いタイミング推定（低精度）を行った後に、前記サンプリングレートでサンプリングされたサンプル間の既知信号についての相関値比に基づいて高精度のタイミング推定（微調整）を行う場合について説明する。この場合、サンプル間の既知信号についての相関値比については、あらかじめ求めておく。
【００３３】
図１は、本発明の実施の形態１に係る受信装置を備えた通信端末装置の構成を示すブロック図である。図１においては、受信系のみを表記しており、送信系については表記を省略している。
【００３４】
図１に示す通信端末装置においては、基地局装置から送信された下り回線信号（受信信号）は、アンテナ１０１を介して直交検波回路１０２で受信される。直交検波回路１０２では、受信信号（ディジタル変調信号）を直交周波数変換してベースバンド帯の同相信号（Ｉ信号）及び直交信号（Ｑ信号）とし、Ｉ信号及びＱ信号をそれぞれＡ／Ｄ変換回路１０３,１０４に出力する。直交検波回路１０２は、受信信号（ディジタル変調信号）を直交周波数変換してベースバンド帯の同相信号（Ｉ信号）および直交信号（Ｑ信号）とし、Ｉ信号及びＱ信号をそれぞれＡ／Ｄ変換回路１０３,１０４に出力する。本実施の形態では、ディジタル変調信号の変調方式は特に問わない。また、受信信号に対しては、直交検波回路１０２へ入力される前に、所定の無線受信処理（周波数変換、増幅、不要周波数帯の信号の除去（フィルタリング）など）が既に行われ、適切な入力レベル、周波数帯に設定されているものとする。
【００３５】
Ａ／Ｄ変換回路１０３は、サンプリングクロックに基づいてＩ信号をディジタル値に量子化し、量子化されたディジタルＩ信号を受信信号バッファ１０５に出力する。Ａ／Ｄ変換回路１０４は、Ａ／Ｄ変換回路１０３と同様の構成を有しており、Ｑ信号を量子化し、ディジタルＱ信号を受信信号バッファ１０５に出力する。本実施の形態では、Ａ／Ｄ変換回路１０３,１０４の変換方式及びビット分解能については、システム仕様から決定されるものであれば特に限定されない。
【００３６】
なお、本実施の形態では、受信信号は所定のディジタル変調を施され、バースト構成により基地局装置から送信された下り回線信号とし、バースト内に既知信号である既知シンボル列が挿入されているとする。ただし、既知シンボルの挿入位置や数は本実施の形態で限定されず、バースト中央部に数十シンボルの系列を挿入する構成でも良く、バースト内に所定間隔毎に挿入しても良い。また、サンプリングレートはここでは一例としてシンボルレートの２倍とする。
【００３７】
受信信号バッファ１０５は、ディジタルＩ、Ｑ信号をバッファリングする。例えば、受信信号バッファ１０５は、１バースト長以上の量子化データを記憶しておくメモリや、ＦＩＦＯ(First In First Out)バッファなどにより構成される。
【００３８】
既知ベクトルテーブル１０６は、バースト内に挿入されている既知シンボル列区間を理想的なタイミングでサンプリングした場合に得られるベクトル系列の複素共役ベクトル系列を記憶しておく。例えば、既知ベクトルテーブル１０６は、ＲＡＭやＲＯＭなどのメモリにより構成される。本実施の形態では、既知ベクトルテーブル１０６は、既知シンボル列区間を２倍オーバサンプルした場合に相当する複素共役ベクトル系列を記憶しておくとする。
【００３９】
ベクトル演算回路１０７は、受信信号バッファ１０５に記憶されたディジタルＩ、Ｑ信号と既知ベクトルテーブル１０６に記憶された既知ベクトル列とを用いてベクトル演算を行い、その演算結果を演算結果バッファ１０８に出力する。例えば、ベクトル演算回路１０７は、ロジックにより構成された演算処理ブロックや、ＤＳＰにより構成される。演算の詳細については後に述べる。
【００４０】
演算結果バッファ１０８は、ベクトル演算回路１０７からの演算結果をバッファリングする。例えば、演算結果バッファ１０８は、ＲＡＭなどのメモリやＦＩＦＯバッファなどにより構成される。
【００４１】
タイミング推定回路１０９は、サンプリングされたディジタルＩ、Ｑ信号系列と既知ベクトル系列とのベクトル演算結果を用いて、受信タイミングをオーバサンプリング間隔よりも細かい精度で推定する。本実施の形態では、タイミング推定回路１０９は、低精度タイミング推定回路１０９１、高精度タイミング推定回路１０９２により構成される。
【００４２】
低精度タイミング推定回路１０９１は、演算結果バッファ１０８に記憶されたベクトル演算結果を用いて、受信タイミングをオーバサンプリングレートと同などの精度で推定する。すなわち、低精度タイミング推定回路１０９１は、第１段階の比較的粗いタイミング推定を行う。例えば、低精度タイミング推定回路１０９１は、ベクトル演算回路１０７における演算結果の値が最大となるタイミングを検出するピーク検出回路により構成される。
【００４３】
高精度タイミング推定回路１０９２は、演算結果バッファ１０８に記憶されたベクトル演算結果と低精度タイミング推定回路１０９１の推定結果を用いて、受信タイミングをオーバサンプリングレートよりも高精度に推定する。すなわち、高精度タイミング推定回路１０９２は、第２段階の高精度のタイミング推定を行う。例えば、高精度タイミング推定回路１０９２は、演算値比テーブル１０９３と演算値比判定回路１０９４により構成される。
【００４４】
演算値比テーブル１０９３は、後述する演算値比を微小時間単位毎にあらかじめ算出してテーブル値として記憶しておき、必要に応じて読み出す。
【００４５】
ここで、演算値比とは、理想的な受信タイミングから微小時間だけずらしたタイミングで、受信信号をサンプリングして得られる信号系列に対してベクトル演算回路１０７と同じ演算を行ったときに得られる値をあらかじめ求めておき、この値と一サンプル前の時点での同演算値との比を算出したものである。この演算値比を、サンプリングレートよりも細かい時間単位毎にあらかじめ求めておく。本実施の形態では、理想的な受信タイミングから±１／４シンボルの範囲にわたって、１／１６シンボルタイミングずれ毎の演算値比を算出しテーブル値として記憶しておく。
【００４６】
演算値比判定回路１０９４は、低精度タイミング推定結果及び演算結果バッファ１０８に記憶されたベクトル演算結果、並びに演算値比テーブルの値を用いて高精度なタイミング推定を行う。その動作の詳細については後述する。なお、本実施の形態では、受信タイミング推定開始時に、バーストの大まかな位置についても未知であるとする。
【００４７】
ディジタル復調回路１１０では、推定されたタイミング情報に基づいて、量子化されたＩ信号、Ｑ信号のデータのうち、信号点に最も近いＩ信号、Ｑ信号のサンプルデータを用いて復調を行い、復調されたデータ列（受信データ）を出力する。
【００４８】
上記構成を有する通信端末装置における受信動作について説明する。ディジタル変調Ｉ、Ｑ信号は、シンボルレートの２倍のオーバサンプリングレートでサンプリングされ、１バースト分以上の長さのディジタルデータ列が受信信号バッファ１０５に記憶される。
【００４９】
ベクトル演算回路１０７では、受信信号バッファ１０５に記憶されているＩ、Ｑ信号ベクトル列 Rx(m)={I(m), Q(m)}と既知ベクトルテーブル１０６に記憶されている既知ベクトルの複素共役ベクトル列 Ref*(i)={Iref(i), Qref(i)}とを用いて、式（１）に示すベクトル演算を行い、各サンプルタイミングmにおけるＣ(m)の値が求められ、演算結果が演算結果バッファ１０８に記憶される。
【数１】
ここで、Ｎはバースト内に挿入されている既知シンボルの数を表す。
【００５０】
式（１）により得られるＣ(m)は、図２（ａ）に示すように、受信したバースト内で既知シンボルが挿入されている位置付近において最大値をもつことが知られている。したがって、低精度タイミング推定回路１０９１においてＣ(m)が最大となるタイミングを検出することにより、既知シンボルの挿入されているタイミングを±１／２シンボル長以内の精度で推定でき、このタイミングに基づいてバーストのタイミングを推定できる。
【００５１】
図２（ａ）は、式（１）のベクトル演算をあらかじめ微小時間単位毎に求めた場合の演算結果を示すグラフである。また、図２（ｂ）は、図２（ａ）に示す演算結果に対して、前後サンプル間、すなわち1/2シンボル間での演算値比R (t)=C(t)/C(t-T/2)をプロットしたグラフである。演算値比テーブル１０９３には、あらかじめ算出された１／１６シンボルタイミング毎のR(t)の値が記憶されている。
【００５２】
演算値比判定回路１０９４では、低精度タイミング推定回路１０９１において推定されたタイミングにおけるベクトル演算結果C(m)とその１／２シンボルタイミング前のベクトル演算結果C(m-1)との比 C(m)/C(m-1)が算出され、この値と最も近い演算値比テーブルの位置を検出することにより、高精度なタイミングを推定する。
【００５３】
例えば、受信機における２倍オーバサンプリングのタイミングが、理想的な受信タイミングに対して-2/16シンボル長分ずれている場合、すなわち図２（ａ）における▼印のタイミングである場合を仮定し、その場合におけるタイミング推定の過程を説明する。
【００５４】
まず、低精度タイミング推定回路１０９１によりC(m)のピークを検出することにより、t=-2/16Ｔが低精度タイミング推定結果として得られる。続いて演算値比判定回路１０９４において、R(t)=C(-2/16Ｔ)/C(-2/16Ｔ-1/2Ｔ）≒3.4が算出され、この値R(t)と図２（ｂ）に示すような演算値比テーブル１０９３の値との間で比較を行う。この場合、この値R(t)がt=-2/16Ｔの時のテーブル値と最も近いので、現在のオーバサンプリングのタイミングが理想的な受信タイミングより、さらに-2/16シンボル長分ずれていることが推定できる。
【００５５】
以上のように本発明の実施の形態によれば、受信時のサンプリングレートで粗いタイミング推定を行った後に、既知信号に対する相関値間の比に基づいて高精度のタイミング推定を行うので、ディジタル変調された信号を受信復調する際の受信タイミングを、受信時のオーバサンプリングの分解能よりも高精度に推定することが可能となる。特に、高精度タイミング推定回路におけるタイミング推定において、ベクトル演算値の比を用いることにより、受信信号レベルの絶対値ではなく前後の相対比を考慮すればよいので、受信時のＡＧＣの制御誤差などの影響を防ぐことも可能となり、より高精度なタイミング推定が可能となる。
【００５６】
なお、本実施の形態では、Ｉ、Ｑ信号のオーバサンプリングレートをシンボルレートの２倍とし、高精度タイミング推定回路１０９２において推定するタイミング推定精度をシンボルレートの１６倍とした場合について説明しているが、これに限定されない。この場合、高精度タイミング推定回路１０９２においてあらかじめ求めておくテーブル値の時間分解能をオーバサンプリングレートよりも高精度にしておけば良い。
【００５７】
また、本実施の形態では、既知ベクトル列との相関度を求めるベクトル演算として式（１）を用いる構成とした場合について説明しているが、これに限定されず、ベクトル演算として例えば式（２）に示すようにベクトル積の和の絶対値を用いても良く、演算の簡略化のために、ベクトルの長さ２乗しない値を用いても良い。さらに、他に相関度に準じた結果が得られる演算があれば、それを用いても良い。
【数２】
【００５８】
また、高精度にタイミングを推定する際に用いる判定基準として１サンプル前のベクトル演算結果との比R(t)を用いた場合について説明しているが、これに限定されず、例えば１サンプル後のベクトル演算結果との比R'(t)=C(t)/C(t+T/2)を用いても良く、あるいはR(t)とR'(t)を用いて最も尤度の高いタイミングを推定しても良い。さらには、演算値比を用いずに、前後数サンプル分の演算値をテーブルに記憶しておき、２乗誤差が最小となるタイミングを推定しても良い。
【００５９】
なお、本実施の形態において高精度タイミング推定回路１０９２において用いる演算値比は、真値によるものであっても対数値の差分によるものであっても良い。
【００６０】
また、送受信時のフィルタリングや通信伝搬路上での周波数／位相特性があらかじめ分かっている場合には、これらの特性を含めて既知ベクトルテーブルのデータを生成して記憶しておいても良い。さらに、図３に示すように、伝搬路推定回路３０１において受信信号から伝搬路推定を行い、その推定結果を演算値比再計算回路３０２に出力し、そこで演算値比を再計算し、再計算した演算値比を演算値比テーブル１０９３に出力して、演算値比テーブル１０９３を更新するようにしても良い。これにより、演算値比に伝搬路環境を反映させることができ、伝搬路環境が変化しても高精度のタイミング推定を行って優れた受信性能を発揮することができる。
【００６１】
また、本実施の形態においては、バーストのタイミングが未知である場合を想定して説明しているが、これに限定されず、例えばバーストの受信タイミングが、あらかじめ例えば数シンボル程度の精度でわかっている場合には、このタイミングの前後数シンボル範囲に限ってベクトル演算を行うこととしても良い。
【００６２】
また、本実施の形態では、受信タイミングを高精度に推定する方法のみについて説明しているが、これに限定されず、例えば本推定結果を用いてオーバサンプリングのタイミングを補正し、次バーストの受信時には理想的なサンプルタイミングを得られるようにする構成としても良く、本推定結果を復調時や送信時に用いても良い。
【００６３】
（実施の形態２）
本実施の形態においては、種々のフィルタタップで構成されたＩＳＩ除去フィルタでフィルタリングした信号から最も信頼度の高い信号（フィルタリング結果）を選択して、その信号に対応するタイミングを検出する場合について説明する。
【００６４】
図４は、本発明の実施の形態２に係る受信装置を備えた通信端末装置の構成を示すブロック図である。なお、図４に示す構成において、図１と同じ部分については図１と同じ符号を付してその詳細な説明は省略する。
【００６５】
本実施の形態にける受信信号は、所定のディジタル変調を施され、バースト構成で送信された信号とする。さらに、このディジタル変調信号は、送信時の帯域制限フィルタリングや伝送路上の影響により符号間干渉（以下、ＩＳＩ）が生じているとする。ただし、その干渉特性は受信装置側においてあらかじめ想定できているとする。
【００６６】
また、実施の形態１と同様に、受信信号においては、バースト内に既知シンボル列が挿入されているとするが、既知シンボルの位置・数は本実施の形態で限定されない。また、サンプリングレートは一例としてシンボルレートの２倍であることとする。
【００６７】
受信信号バッファ１０５は、ディジタルＩ、Ｑ信号をバッファリングする。例えば、受信信号バッファ１０５は、１バースト長以上の量子化データを記憶しておくメモリや、ＦＩＦＯバッファなどにより構成される。
【００６８】
フィルタタップテーブル４０２には、受信するディジタル変調信号が送信時の帯域制限や伝送路上の影響により受けるＩＳＩの逆特性となるフィルタ係数をあらかじめ求めて読み出しテーブルとして記憶しておく。
【００６９】
ここで、タップ係数は以下のように複数通り用意されているとする。すなわち、理想的な受信タイミングに対して１／１６シンボルタイミングずつずらしたタイミングで２倍オーバサンプリングされたディジタル変調信号に対する逆特性となるタップ係数が(-4/16Ｔ、-3/16Ｔ、-2/16Ｔ、-1/16Ｔ、0、+1/16Ｔ、+2/16Ｔ、+3/16Ｔ、+4/16T)の９通り用意されている。
【００７０】
なお、タップ係数はＩＳＩに対して完全な逆特性となっている必要は無く、例えば理想的な受信タイミングに最も近いサンプリングポイントのみにおいてＩＳＩが除去できるような特性となっていれば良い。送信時の帯域制限フィルタに、図５（ａ）のような特性のフィルタが用いられた場合、フィルタタップテーブルに蓄積される９通りのタップ係数の一例を図５（ｂ）に示す。
【００７１】
ＩＳＩ除去フィルタ４０１は、ディジタルＩ、Ｑ信号に対してＩＳＩ除去のフィルタリング処理を施してベクトル演算回路４０３に出力する。フィルタタップテーブル４０２から複数通りのタップ係数が供給され、それぞれのタップ係数に応じたフィルタリング処理結果が出力される。既知ベクトルテーブル４０４は、バースト内に挿入されている既知シンボル列区間の複素共役ベクトルを記憶しておく。例えば、既知ベクトルテーブル４０４は、ＲＡＭやＲＯＭなどのメモリにより構成される。本実施の形態では、既知シンボル列区間のベクトル列に対して送信フィルタリング、伝送路特性、ＩＳＩ除去フィルタリングを施したベクトルの複素共役ベクトルを２倍オーバサンプルの間隔で記憶しておく。
【００７２】
ベクトル演算回路４０３は、入力されるディジタルＩ、Ｑ信号データと既知ベクトルテーブル４０４に記憶された既知ベクトル列とを用いてベクトル演算を行う。例えば、ベクトル演算回路４０３は、ロジックにより構成された演算処理ブロックや、ＤＳＰにより構成される。演算については実施の形態１における式（１）を用いて行う。
【００７３】
演算結果バッファ４０５は、ベクトル演算回路４０３での演算結果をバッファリングする。例えば、演算結果バッファ４０５は、ＲＡＭなどのメモリやＦＩＦＯバッファなどにより構成される。
【００７４】
タイミング推定回路４０６は、受信したＩ、Ｑ信号と既知ベクトル列との演算結果を用いて、受信タイミングをオーバサンプリング間隔よりも細かい分解能で推定し、推定結果を出力する。その動作の詳細については後述する。
【００７５】
上記構成を有する通信端末装置の動作の詳細について説明する。
Ｉ、Ｑ信号は、シンボルレートの２倍のオーバサンプリングレートでサンプリングされ、１バースト分以上の長さのディジタルデータ列が受信信号バッファ１０５に記憶される。ここでは、一例として理想的な受信タイミングに対してサンプリングタイミングが-2/16Ｔだけずれている場合を仮定する。
【００７６】
ＩＳＩ除去フィルタ４０１では、受信信号バッファ１０５に記憶されているディジタルＩ、Ｑ信号データ列に対し、フィルタタップテーブル４０２から供給される９通りのフィルタップの各々を用いてフィルタリング処理を行う。この処理結果は、ベクトル演算回路４０３に出力される。この際に用いられる９通りのフィルタタップ係数のうち、-2/16Ｔのタイミングに基づいて算出されたタップ係数を用いた場合の結果のみ、ＩＳＩが理想的に除去された信号が出力されることになる。それ以外のタップ係数を用いた場合には、ＩＳＩが完全に除去されず、場合よってはフィルタ処理によりさらにＩＳＩによる歪成分が重畳することになる。
【００７７】
ベクトル演算回路４０３では、ＩＳＩ除去フィルタ４０１から出力される９通りのフィルタリング処理結果の各々に対して、実施の形態１における式（１）と同様のベクトル演算処理を行う。この演算結果は、演算結果バッファ４０５に出力される。
【００７８】
演算結果バッファ４０５に出力される演算結果は、それぞれのサンプルタイミング毎に９種類得られることになる。タイミング推定回路４０６では、演算結果バッファ４０５に記憶された演算結果から、最大値をとる演算結果を検出する。２倍オーバサンプリング単位でみると、バースト内で既知ベクトル列が挿入されている位置に最も近いデータが用いられた場合に値が最大となる。さらに、そのタイミングにおいて算出された８通りのフィルタタップ係数による演算結果のうち、-2/16Ｔにタイミングに基づくフィルタタップ係数を用いた場合に、演算結果が最大値となる。したがって、最大値をとったサンプルタイミングが、理想的なサンプルタイミングに対して-2/16Ｔずれていると推定できる。
【００７９】
以上のように本発明の実施の形態によれば、理想的なサンプルタイミングからのずれに対応するフィルタタップ係数を変えてフィルタリングした種々の演算結果から最も確からしい演算結果を選択し、その演算結果に対応する理想的なサンプルタイミングからのずれを求める。これにより、ディジタル変調された信号を受信復調する際の受信タイミングを、受信時のオーバサンプリングの分解能よりも高精度に推定することが可能となる。
【００８０】
なお、本実施の形態では、既知ベクトル列との相関度を求めるベクトル演算として式（１）を用いた場合について説明しているが、実施の形態１と同様に、これに限るものではない。
【００８１】
また、本実施の形態において仮定した、フィルタタップ係数テーブルの９通りの１／１６シンボル分解能のタップ係数は一例に過ぎず、求めたいタイミング精度に応じて、シンボル分解能を細かくし、それに応じて用意するテーブル数を増やす構成としても良く、シンボル分解能を粗くし、それに応じて用意するテーブル数を減らす構成としても良い。
【００８２】
また、本実施の形態では受信帯域制限フィルタについては特に明示していない。すなわち、受信信号は、受信装置内のＩＦ部やサンプリング前の時点でフィルタ処理されても良く、受信バッファ内に蓄積された後、ＩＳＩ除去フィルタの前段でフィルタ処理されても良く、ＩＳＩ除去フィルタの特性に帯域制限の特性を求めても良い。
【００８３】
（実施の形態３）
本実施の形態においては、実施の形態２の方法で求められたタイミングで受信信号のデータ部分を復調する場合について説明する。
【００８４】
図６は、本発明の実施の形態３に係る受信装置を備えた通信端末装置の構成を示すブロック図である。図６に示す構成では、データバッファ６０１、選択回路６０２、シンボル判定回路６０３を設けた以外は、図４に示す構成と同じである。したがって、図６において、図４と同じ部分については図４と同じ符号を付してその詳細な説明は省略する。
【００８５】
データバッファ６０１は、ＩＳＩ除去フィルタ４０１から出力される、複数通りのフィルタリング処理結果をバッファリングする。例えば、データバッファ６０１は、１バースト長以上の量子化データを記憶しておくメモリや、ＦＩＦＯバッファなどにより構成される。
【００８６】
選択回路６０２は、タイミング推定結果に基づいて、複数通りのＩＳＩ除去フィルタ出力結果のうち一通りを選択して出力する。シンボル判定回路６０３は、Ｉ、Ｑ信号データを用いてディジタル変調された信号のシンボル判定を行う。本実施の形態では、ＱＰＳＫ変調された信号を準同期検波する場合を仮定し、受信バースト内で既知シンボルが挿入されている区間のベクトルデータを用いて位相補正を行った後、Ｉ−Ｑ平面上を４つの領域に分割してシンボル判定する。
【００８７】
上記構成を有する通信端末装置の動作について説明する。高精度に受信タイミングを推定する動作については実施の形態２と同様であるので、ここでは、受信装置においてタイミング推定結果を用いて復調動作を行う場合の動作について説明する。
【００８８】
選択回路６０２では、タイミング推定回路４０６から供給されるタイミング推定結果に基づいて、データバッファ６０１に蓄積されている９通りのフィルタ出力のうちから合致するタイミングのフィルタ出力信号を選択してシンボル判定回路６０３へ出力する。このフィルタ出力信号は理想的なタップ係数によりＩＳＩ成分が除去された状態である。このため、この信号に対してシンボル判定回路６０３によりシンボル判定を行うことにより、正常なシンボル判定結果が得られる。
【００８９】
以上のように本発明の実施の形態によれば、受信時のオーバサンプリングの分解能よりも高精度にタイミングを推定し、得られたタイミング推定結果により想定されるタイミングのずれを考慮したフィルタタップ係数でＩＳＩ除去フィルタリングされた信号を選択してシンボル判定する。これにより、受信時のオーバサンプリングタイミングが理想的な受信タイミングよりもずれていても、より正確なシンボル判定が可能となる。
【００９０】
なお、本実施の形態では、ＩＳＩ除去フィルタ出力を蓄積しておくデータバッファ６０１を図６に示す位置に設ける構成としているが、これに限定されず、例えばＩＳＩ除去フィルタ４０１とベクトル演算回路４０３の間に設ける構成としても良い。また、本実施の形態では、一例として変調方式をＱＰＳＫとしているが、これに限定されず、種々の変調方式を適用することができる。
【００９１】
（実施の形態４）
本実施の形態においては、実施の形態１で説明した受信動作にＩＳＩ除去フィルタを用いて高精度のタイミング推定を行う場合について説明する。
【００９２】
図７は、本発明の実施の形態４に係る受信装置を備えた通信端末装置の構成を示すブロック図である。図７の構成において、フィルタタップテーブル４０２、ＩＳＩ除去フィルタ４０１、及びシンボル判定回路７０１を設けた以外は、図１に示す構成と同じである。したがって、図７に示す構成において、図１と同じ部分については図１と同じ符号を付してその詳細な説明は省略する。タイミング推定回路１０９は、実施の形態１において図１で説明したタイミング推定回路と同様の構成及び動作をする。本実施の形態においても、タイミング推定回路１０９では、直交復調され２倍オーバサンプリングされ得られたディジタルＩ、Ｑ信号を用いて、１／１６シンボルの単位で受信タイミングが得られる。
【００９３】
フィルタタップテーブル４０２は、実施の形態７で説明したフィルタタップテーブルと同様であり、受信するディジタル変調信号が送信時の帯域制限や伝送路上の影響により受けるＩＳＩの逆特性となるフィルタ係数をあらかじめ求めて読み出しテーブルとして記憶しておく。ここで、タップ係数についても、フィルタタップテーブル４０２と同様に、理想的な受信タイミングに対して１／１６シンボルタイミングずつずらしたタイミングで２倍オーバサンプリングされたディジタル変調信号に対する逆特性となるタップ係数が(-4/16Ｔ、-3/16Ｔ、-2/16Ｔ、-1/16Ｔ、0、+1/16Ｔ、+2/16Ｔ、+3/16Ｔ、+4/16Ｔ)の９通り用意されており、必要に応じてそのうち一通りのタップ係数が選択され出力される。
【００９４】
ＩＳＩ除去フィルタ４０１は、ディジタルＩ、Ｑ信号に対してＩＳＩ除去のフィルタリング処理を施してシンボル判定回路７０１に出力する。すなわち、ディジタルＩ、Ｑ信号は、ＩＳＩ除去フィルタ４０１でフィルタタップテーブル４０２からのフィルタタップ係数を用いてフィルタリング処理され、その結果がシンボル判定回路７０１に出力される。
【００９５】
シンボル判定回路７０１は、Ｉ、Ｑ信号データを用いてディジタル変調された信号のシンボル判定を行う。本実施の形態では、ＱＰＳＫ変調された信号を準同期検波する場合を仮定し、受信バースト内で既知シンボルが挿入されている区間のベクトルデータを用いて位相補正を行った後、Ｉ−Ｑ平面上を４つの領域に分割してシンボル判定する。
【００９６】
上記構成を有する通信端末装置における、高精度に受信タイミングを推定する動作については実施の形態１と同様であり、ここでは、受信装置においてタイミング推定結果を用いて復調動作を行う場合の動作について説明する。
【００９７】
フィルタタップテーブル４０２では、タイミング推定回路１０９から出力されるタイミング推定結果に基づいて、蓄積されている９通りのフィルタタップ係数のうちから最適なフィルタタップ係数を選択してＩＳＩ除去フィルタ４０１に出力する。例えば、タイミング推定結果が理想的な受信タイミングよりも-2/16Ｔだけずれている、という推定結果の場合、-2/16Ｔに基づくフィルタタップ係数が選択され、そのフィルタタップ係数がＩＳＩ除去フィルタ４０１に出力される。
【００９８】
このフィルタタップ係数によりフィルタリング処理された結果は、ＩＳＩ成分が除去されているので、この信号に対してシンボル判定回路７０１でシンボル判定を行うことにより、正常なシンボル判定結果が得られる。
【００９９】
以上のように本発明の実施の形態によれば、受信時のオーバサンプリングの分解能よりも高精度にタイミングを推定し、得られたタイミング推定結果により想定されるタイミングのずれを考慮したフィルタタップ係数によりＩＳＩ除去フィルタリングされた信号を選択してシンボル判定する。これにより、受信時のオーバサンプリングタイミングが理想的な受信タイミングよりずれていても、より正確なシンボル判定が可能となる。
【０１００】
上記実施の形態１〜４に係る受信装置は、その構成の全てもしくは一部を、ＤＳＰやＣＰＵなどを用いてソフトウェアとして構成しても良い。例えば、上記受信タイミング推定のプログラムをＲＯＭに格納し、そのプログラムにしたがってＣＰＵの指示により動作させるように構成しても良い。また、受信タイミング推定のプログラムをコンピュータで読み取り可能な記憶媒体に格納し、この記憶媒体のプログラムをコンピュータのＲＡＭに記録して、プログラムにしたがって動作させるようにしても良い。このような場合においても、上記実施の形態１〜９と同様の作用、効果を呈する。
【０１０１】
例えば、受信タイミング推定プログラムをメモリに格納したデバイスであって、前記受信タイミング推定プログラムは、特定のサンプルタイミングで受信信号のタイミング推定を行って第３タイミング推定結果を出力する手順と、前記サンプリングレートでサンプリングされたサンプル間の既知信号についての相関値比及び前記第３タイミング推定結果に基づいてタイミング推定を行って第４タイミング推定結果を出力する手順と、を含む、構成としても良い。
【０１０２】
また、受信タイミング推定プログラム及び特定のサンプリングレートよりも細かい時間単位ずらしてサンプリングした、受信信号における既知信号に対してそれぞれ符号間干渉を除去する特性を有するフィルタタップ係数をメモリに格納してデバイスであって、前記受信タイミング推定プログラムは、前記フィルタタップ係数を用いて受信信号に対してフィルタリングを行って複数のフィルタリング結果を出力する手順と、前記複数のフィルタリング結果に基づいてタイミング推定を行う手順と、を含む、ように構成しても良い。
【０１０３】
以上説明したように、本発明によれば、Ａ／Ｄ変換回路あるいはＤ／Ａ変換回路のサンプリングの周期を、システム的な精度仕様から要求されるものより低減し、端末の消費電流及びコストの低減を図ることができる。
【０１０４】
また、本発明によれば、ディジタル変調された信号を受信復調する際の受信タイミングを、受信時のオーバサンプリングの分解能よりも高精度に推定することが可能となる。
【０１０５】
上記実施の形態１〜４においては、本発明に係る受信装置又は送受信装置を備えた通信端末装置について説明しているが、本発明にかかる受信装置及び送受信装置は、ディジタル無線通信システムにおける基地局装置に搭載することもできる。
【０１０６】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、ディジタル変調された信号を受信復調する際の受信タイミングを、受信時のオーバサンプリングの分解能よりも高精度に推定することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１に係る受信装置を備えた通信端末装置の構成を示すブロック図
【図２】本発明の実施の形態１に係る受信装置における計算結果の一例を示す図
【図３】本発明の実施の形態１に係る受信装置を備えた通信端末装置の他の例を示すブロック図
【図４】本発明の実施の形態２に係る受信装置を備えた通信端末装置を示すブロック図
【図５】（ａ） 本発明の実施の形態２に係る送信帯域制限フィルタ特性を示す図
（ｂ） 本発明の実施の形態２に係る受信装置におけるＩＳＩ除去フィルタタップ係数を示す図
【図６】本発明の実施の形態３に係る受信装置を備えた通信端末装置を示すブロック図
【図７】本発明の実施の形態４に係る受信装置を備えた通信端末装置を示すブロック図
【図８】従来の受信装置におけるタイミング推定を説明するための図
【符号の説明】
１０１ アンテナ
１０２ 直交検波回路
１０３，１０４ Ａ／Ｄ変換回路
１０５ 受信信号バッファ
１０６ 既知ベクトルテーブル
１０７ ベクトル演算回路
１０８ 演算結果バッファ
１０９，４０６ タイミング推定回路
３０１ 伝搬路推定回路
３０２ 演算値比再計算回路
４０１ ＩＳＩ除去フィルタ
４０２ フィルタタップテーブル
４０３ ベクトル演算回路
４０４ 既知ベクトルテーブル
４０５ 演算結果バッファ
６０１ データバッファ
６０２ 選択回路
６０３，７０１ シンボル判定回路
１０９１ 低精度タイミング推定回路
１０９２ 高精度タイミング推定回路
１０９３ 演算値比テーブル
１０９４ 演算値比判定回路
Claims (6)
- 特定のサンプルタイミングで受信信号のタイミング推定を行って第１タイミング推定結果を出力する第１タイミング推定手段と、前記サンプリングレートでサンプリングされたサンプル間の既知信号についての相関値比および前記第１タイミング推定結果に基づいてタイミング推定を行って第２タイミング推定結果を出力する第２タイミング推定手段と、を具備することを特徴とする受信装置。
- 伝搬路状態を推定する伝搬路推定手段と、前記伝搬路状態に基づいて前記相関値比を更新する更新手段と、を具備することを特徴とする請求項１記載の受信装置。
- 特定のサンプルタイミングで受信信号のタイミング推定を行って第１タイミング推定結果を出力する第１タイミング推定手段と、前記サンプリングレートでサンプリングされたサンプル間の既知信号についての相関値比および前記第１タイミング推定結果に基づいてタイミング推定を行って第２タイミング推定結果を出力する第２タイミング推定手段と、特定のサンプリングレートよりも細かい時間単位ずらしてサンプリングした、受信信号における既知信号に対してそれぞれ符号間干渉を除去する特性を有するフィルタタップ係数を蓄積する蓄積手段と、前記第２タイミング推定手段で求められたタイミング推定結果を用いて選択したフィルタタップ係数を用いて受信信号に対してフィルタリングを行ってフィルタリング結果を出力する符号間干渉フィルタと、を具備することを特徴とする受信装置。
- 受信装置を備えた通信端末装置であって、前記受信装置は、特定のサンプルタイミングで受信信号のタイミング推定を行って第１タイミング推定結果を出力する第１タイミング推定手段と、前記サンプリングレートでサンプリングされたサンプル間の既知信号についての相関値比および前記第１タイミング推定結果に基づいてタイミング推定を行って第２タイミング推定結果を出力する第２タイミング推定手段と、を具備することを特徴とする通信端末装置。
- 受信タイミング推定プログラムを格納したメモリを有するデバイスであって、前記受信タイミング推定プログラムは、特定のサンプルタイミングで受信信号のタイミング推定を行って第１タイミング推定結果を出力する手順と、前記サンプリングレートでサンプリングされたサンプル間の既知信号についての相関値比および前記第１タイミング推定結果に基づいてタイミング推定を行って第２タイミング推定結果を出力する手順と、を含むことを特徴とするデバイス。
- 特定のサンプルタイミングで受信信号のタイミング推定を行って第１タイミング推定結果を出力する第１タイミング推定工程と、前記サンプリングレートでサンプリングされたサンプル間の既知信号についての相関値比および前記第１タイミング推定結果に基づいてタイミング推定を行って第２タイミング推定結果を出力する第２タイミング推定工程と、を具備することを特徴とするタイミング推定方法。
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