BR112013002315B1 - Receptor de comunicações de chaveamento de frequência gaussiana (gfsk), método receptor de comunicações gsfk e meio de armazenamento legível por computador - Google Patents

Abstract

arquitetura e metodologia do receptor gfsk. a presente invenção refere-se a um receptor de deslocamento de frequência gaussiano (gfsk) que inclui um receptor e extremidade dianteira para receber um sinal modulado por gfsk e converter o sinal recebido modulado por gfsk para um sinal de frequência modulada de banda de base, um filtro de canal para reduzir a interferência de canal, que é adjacente a um canal desejado do sinal de banda de base de frequência modulada, um desmodulador para desmodular o sinal modulado de banda de base de canal filtrado e para recuperar uma sequência de símbolos, um filtro digital para reduzir a interferência intersímbolo (isi) a partir da sequência de símbolos, um segmentador para produzir decisões de símbolo baseadas na sequência de símbolos filtrada, e um mapeador símbolo-para-bit para mapear as decisões símbolo para bits de dados.

Description

Antecedentes da Invenção Campo da Invenção

[001] Este pedido reivindica a prioridade para o Pedido EUA n° de série 12/847.951, depositado em 30 de julho de 2010, todo o conteúdo do qual está aqui incorporado por referência.

[002] A presente descrição diz respeito ao campo das comunicações e, especificamente, ao campo da comunicação de dados, através da modulação por Chaveamento de Frequência (FSK).

[003] Chaveamento de Frequência Gaussiana (GFSK) é um tipo de largura de banda de modulação digital eficiente por FSK. Especificamente, a modulação GFSK utiliza um filtro gaussiano de moldagem de pulso para reduzir a largura de banda de um veículo de transmissão modulada. Na modulação por FSK, uma sequência de símbolos de dados com transições bruscas resultam em um veículo de transmissão modulada tendo descontinuidades na frequência. As descontinuidades de frequência resultam em um veículo de transmissão de largura de banda larga. A suavização das transições bruscas da sequência de símbolos de dados, no entanto, utilizando um filtro gaussiano de moldagem de pulso, contorna este problema. O filtro gaussiano de moldagem de pulso remove os componentes de frequência mais elevada na sequência de símbolos de dados que, por sua vez, permite um espectro de transmissão mais compacto.

[004] O espectro de transmissão compacto facilitado pelo esquema de modulação GFSK auxiliam sistemas de comunicação sem fio que operam em ambas as bandas licenciadas e bandas não licenciadas industriais, científicas, e médicas (ISM), reduzindo a largura de banda espectral e o espectro fora-da-banda do veículo de transmissão por GFSK, para satisfazer os requisitos de rejeição de energia de canal adjacente FCC. Requisitos semelhantes são reforçados por órgãos reguladores internacionais de espectro de radio.

[005] No entanto, moldagem de pulso através de filtro gaussiano de moldagem de pulso induz interferência intersímbolos (ISI). De fato, é a formação de pulsos pelo filtro Gaussiano que introduz o ISI. Conseqüentemente, os sistemas projetados em torno do esquema de modulação GFSK são projetados tendo em vista a baixa transferência de dados ou taxa de erro de bit maior. Convencionalmente, a ISI associada com o esquema de modulação GFSK proíbe a comunicação de dados em ordens de modulação altas, onde os múltiplos bits de dados são transmitidos por símbolo. Na tentativa de facilitar os sistemas de comunicações GFSK com maior transmissão de dados, a utilização de estruturas de receptores mais complexos e caros têm sido proposto.

Discussão da Técnica Anterior Relacionada

[006] Como ilustrado na Figura 1, um primeiro sistema GFSK 100 da técnica relacionada inclui um transmissor GFSK 102 e um receptor GFSK 114.

[007] O transmissor GFSK 102 inclui uma fonte de dados 104, um filtro gaussiano 106, um modulador FSK 108, um transmissor de ponta traseira 110, e uma antena de transmissão 112. O filtro gaussiano 106 filtra uma sequência de símbolos de dados fornecida da fonte de dados 104, e emite uma sequência de símbolos de dados moldadas como pulso para o modulador FSK 108. O modulador FSK 108 modula a frequência de veículo baseado na sequência de símbolos de dados em forma de pulsos, de acordo com uma ordem de modulação FSK selecionada (isto é, um número de bits por símbolo). A saída do modulador FSK 108 é fornecida para o ponta traseira do transmissor 110, onde é convertida para cima para uma frequência de transmissão e acoplada à antena de transmissão 112 para transmissão de rádio frequência (RF). Deste modo, a antena de transmissão 112 transmite um veículo de transmissão modulada por GFSK.

[008] O receptor GFSK 114 inclui uma antena de recepção 116, uma extremidade dianteira de receptor 118, um filtro de canal 120, um discriminador 122, um filtro pós-detecção 124, um segmentador de símbolo 126, e um coletor de dados 128. Em operação, a antena de recepção 116 e o receptor frontal 118 recebe um sinal modulado por GFSK transmitido e converte para baixo o sinal modulado por GFSK recebido para banda de base. O filtro de canal 120 seletivamente filtra o sinal modulado por GFSK de banda de base recebido para rejeitar a interferência de canal adjacente e ruido branco gaussiano aditivo (AWGN). O discriminador 122 executa demodulação de frequência, fornecendo um sinal de saída que é proporcional à frequência instantânea do veículo de transmissão modulada e gera uma sequência de símbolos demodulados. especificamente, no caso de uma ordem de modulação de 1 bit/símbolo (isto é, 2-GFSK), o discriminador 122 discrimina entre duas frequências, f0 + f1 e f0 - f1, em que f0 é a frequência do veículo não modulada. O filtro pós-detecção 124 filtra a sequência de símbolos demodulados produzida pelo discriminador 122 para reduzir o ruído amplificado pelo discriminador 122. O segmentador 126 produz decisões de símbolo com base na sequência de símbolos filtrada de saída do filtro de pós-detecção 124, para produzir uma sequência de decisões de símbolo, a qual é fornecida para o coletor de dados 128. No receptor gfsk 114, o filtro de pós-detecção 124 não é projetado para remover ISI, e o segmentador 126 é necessário para produzir decisões de símbolo na presença de ISI, provocando a ocorrência de erros de símbolos e de bit.

[009] No primeiro sistema GFSK 100 da técnica relacionada, a ISI introduzida pelo filtro gaussiano 106 requer que um esquema de modulação de baixa ordem de modulação (isto é, alguns bits/símbolos) seja utilizado pelo modulador FSK 108. Caso contrário, níveis inaceitáveis de erros de símbolo e de bit ocorrerão no receptor GFSK 114. Especificamente, a ISI introduzida pelo filtro gaussiano 106 faz com que o "olho" da sequência de símbolo desmodulada saída pelo discriminador 122 feche, e, assim, o segmentador 126 irá produzir decisões de símbolo erradas, uma vez que a saída do discriminador 122 vai falhar em ser consistentemente acima ou abaixo do(s) limiar(es) de decisão de símbolo do segmentador 126 com certeza em intervalos de símbolo determinados. Em ordens superiores de modulação, torna-se ainda mais difícil para o discriminador 122 e segmentador 126 produzir decisões de símbolo corretas. Desta maneira, a taxa de transferência de dados do primeiro sistema GFSK 100 da técnica relacionada é limitada por causa da ISI introduzida pelo filtro gaussiano 106, como apenas os esquemas de modulação de ordem mais baixa podem ser utilizados sem níveis inaceitáveis de erros de símbolos. O canal de filtro 120 também contribui para a introdução de ISI no sinal recebido, compondo ainda as limitações do sistema GFSK 100.

[010] Como ilustrado na Figura 2, um segundo sistema GFSK 200 da técnica relacionada inclui um transmissor GFSK 202 e um receptor GFSK 214.

[011] O transmissor GFSK 202 inclui uma fonte de dados 204, um filtro gaussiano 206, um modulador FSK 208, um transmissor de ponta traseira 110, e uma antena de transmissão 212. O transmissor GFSK 202 opera da mesma forma que o primeiro transmissor GFSK 102 da técnica relacionada.

[012] O receptor GFSK 214 inclui uma antena de recepção 216, uma extremidade dianteira de receptor 218, um filtro de canal 220, um discriminador 222, um estimador de sequência de máxima verossimilhança (MLSE) 224, e um coletor de dados 226. Em comparação com o primeiro receptor GFSK 114 da técnica relacionada, o segundo receptor GFSK 214 da técnica relacionada depende do estimador MLSE 224 para produzir decisões de símbolo na presença de ISI. Isto é, o estimador MLSE 224 não remove a ISI. Em vez disso, o estimador MLSE 224 estima símbolos de dados de acordo com pelo menos uma probabilidade de erros, na presença do ISI, e dá saída de bits de dados em termos de probabilidade de erro. Por exemplo, o estimador MLSE 224 pode utilizar o algoritmo para a determinação de uma decisão de símbolo de probabilidade de erro mais baixa, na tentativa de mitigar a presença de ISI. No entanto, especialmente as proporções sinal para ruído baixas (SNR), estimadores MLSE não podem adequadamente mitigar os erros de símbolos devido a ISI.

Breve Sumário da Invenção

[013] Consequentemente, um objetivo desta invenção é prover um receptor de comunicações, um método receptor de comunicações, e um meio de armazenamento legível por computador armazenando no mesmo, instruções legíveis por computador, que apresentam uma abordagem simples e de baixo custo para a comunicação de dados em alto rendimento, mesmo em um ambiente de baixo SNR.

[014] De acordo com um aspecto da presente invenção, é provido um receptor de comunicações que inclui uma extremidade dianteira de receptor para receber um sinal modulado e converter o sinal modulado para um sinal de banda de base modulada, um filtro de canal para reduzir a interferência de canal, que é adjacente para um canal desejado do sinal modulado de banda de base do sinal modulado de banda de base e produzir um sinal modulado de banda-base de canal filtrado, um desmodulador para desmodular o sinal modulado de banda de base de canal filtrado e para recuperar uma sequência de símbolos, um filtro digital para reduzir a interferência intersímbolo da sequência de símbolos, um segmentador para produzir decisões de símbolos com base na sequência de símbolos filtrada, e um mapeador símbolo-para- bit para mapear as decisões de símbolo de bits de dados.

[015] De acordo com um aspecto adicional da presente invenção, é provido um método receptor de comunicações que inclui receber um sinal modulado e converter o sinal modulado para um sinal modulado de banda de base, interferência de canal de filtragem, que é adjacente a um canal desejado para o sinal modulado de banda de base reduzir a interferência de canal do sinal modulado de banda de base e para produzir um canal filtrado de sinal modulado de banda de base, desmodular o canal filtrado de sinal modulado de banda de base para recuperar uma sequência de símbolos, filtragem, por um processador de um aparelho de processamento de dados, a sequência de símbolos para reduzir a interferência intersímbolos da sequência de símbolos, produzindo decisões de símbolo baseadas na sequência de símbolos filtrada, e mapear as decisões símbolo de bits de dados.

[016] De acordo com outro aspecto da presente invenção, é provido um meio de armazenamento legível por computador, armazenando instruções legíveis por computador que, quando executadas por um processador de um receptor de comunicações, dirigem o processador para executar a recepção de um sinal modulado e conversão do sinal modulado para um sinal modulado de banda de base, interferência de canal de filtragem, que é adjacente a um canal desejado para o sinal modulado de banda de base, de modo a reduzir a interferência de canal do sinal modulado de banda de base e para produzir um canal filtrado de sinal modulado de banda de base, desmodular o canal filtrado de sinal modulado de banda de base para recuperar uma sequência de símbolos, filtragem da sequência de símbolos para reduzir a interferência intersímbolos (ISI) da sequência de símbolos, produzindo decisões de símbolo baseadas na sequência de símbolos filtrada, e mapeando as decisões de símbolo para bits de dados.

Breve Descrição dos Desenhos

[017] Uma estimativa mais completa da invenção e muitas das vantagens inerentes à mesma serão facilmente obtidas à medida que a mesma se torna melhor compreendida por referência à seguinte descrição detalhada quando considerada em conexão com os desenhos em anexo, em que:

[018] A Figura 1 ilustra um primeiro sistema de comunicação GFSK da técnica anterior;

[019] A Figura 2 ilustra um segundo sistema de comunicação GFSK da técnica anterior;

[020] A Figura 3 é um diagrama de blocos de um sistema de comunicação GFSK;

[021] A Figura 4 é um gráfico que ilustra as formas de onda de resposta do filtro de filtros gaussianos com vários produtos BT;

[022] A Figura 5 é um diagrama de forma de onda que ilustra uma forma de onda modulada FSK;

[023] A Figura 6 é um diagrama de blocos que ilustra a geração de coeficientes de um filtro digital;

[024] A Figura 7A é um gráfico que ilustra uma sequência de símbolos desmodulados de um sinal 2-GFSK recebido;

[025] A Figura 7B é um gráfico que ilustra a sequência de símbolos da Figura 7a após filtração;

[026] A Figura 7C é um gráfico que ilustra uma sequência de símbolos desmodulados de um sinal 8-GFSK recebido;

[027] A Figura 7D é um gráfico que ilustra a sequência de símbolos da Figura 7C após filtração;

[028] A Figura 8 é um diagrama de blocos que ilustra um filtro digital;

[029] A Figura 9 é um fluxograma que ilustra um método de transmissão;

[030] A Figura 10 é um fluxograma que ilustra um método de recepção;

[031] A Figura 11 é um fluxograma que ilustra um método do filtro digital, e

[032] A Figura 12 é um diagrama de blocos esquemático que ilustra uma modalidade de aparelho de processamento de dados.

Descrição Detalhada da Invenção

[033] A presente invenção é dirigida a um receptor de comunicações e um método receptor de comunicações para reduzir substancialmente e largamente remover ISI introduzida por filtros gaussianos de moldagem de pulso de transmissores GFSK, de modo que pedidos de modulação mais elevada FSK podem ser utilizados para aumentar a taxa de transferência de dados.

[034] O receptor descrito e o método receptor permitem o uso de filtros Gaussiano, que de forma mais agressiva moldam sequências de símbolos como pulsos, em comparação com os filtros utilizados convencionalmente, para mitigar e remover substancialmente descontinuidades de frequência e para reduzir a largura de banda de transmissão ocupada. Além disso, o receptor e o método receptor descritos permitem maiores pedidos de modulação FSK a serem utilizados, enquanto que as sequências de símbolos modulados de mais alta ordem são mais agressivamente moldadas como pulsos. Deste modo, o receptor e o método receptor descritos atingem um aumento de transferência de dados ao mesmo tempo reduzindo a largura de banda de transmissão ocupada. Estas e outras vantagens são conseguidas por um receptor GFSK incluindo um filtro que responde por e remove ISI induzida por moldagem de pulso de filtros gaussianos de transmissores GFSK.

[035] Além disso, o receptor e o método receptor descritos, substancialmente reduzem e em grande parte removem ISI introduzido por moduladores do transmissor, desmoduladores do receptor, e filtros de canal receptor.

[036] Ainda, o receptor e o método receptor descritos proporcionam um sistema de comunicação que incorpora as vantagens conhecidas de modulação GFSK enquanto reduz as etapas de processamento de receptores GFSK convencionais para se chegar a um receptor GFSK mais simples, mais eficiente e custo eficaz.

[037] A remoção de ISI com base no receptor e o método receptor da presente invenção não estão limitados a sistemas de comunicação GFSK, mas podem ser usados para remover ISI e outros artefatos de comunicação indesejáveis de outros sistemas de comunicação que não os sistemas de comunicações GFSK, ambos com e sem fio.

[038] Uma modalidade de um sistema de comunicações GFSK que provê as vantagens acima descritas será agora descrita com referência à Figura 3.

[039] Fig. 3 ilustra um sistema de comunicação GFSK 300. O sistema de comunicação GFSK 300 inclui um transmissor GFSK 302 e um receptor GFSK 314. O transmissor GFSK 302 e o receptor GFSK 314 podem ser combinados em uma única unidade de comunicação como um transceptor GFSK integrado ou podem ser fornecidos como unidades de comunicação distintas.

[040] O transmissor GFSK 302 inclui uma fonte de dados 304, um filtro gaussiano 306, um modulador FSK 308, um transmissor de ponta traseira 310, e uma antena de transmissão 312. O filtro gaussiano 306 filtra uma sequência de símbolos fornecida a partir da fonte de dados 304, e emite uma sequência de símbolos em forma de pulsos para o modulador FSK 308. O modulador FSK 308 modula uma frequência f0 com base na sequência de símbolos em forma de pulsos, de acordo com uma ordem selecionada de modulação FSK m (isto é, um número de bits por símbolo). A saída do modulador FSK 308 é fornecida ao transmissor de ponta traseira 310, onde é convertido para uma frequência de transmissão e acoplado à antena de transmissão 312 para transmissão de RF sem fios. A antena de transmissão 312 transmite um sinal de transmissão GFSK modulado na frequência de transmissão.

[041] Modalidades da fonte de dados 304 pode incluir um gerador de código Forward Error Correction (fec), que adiciona dados redundantes para a sequência de símbolos, de modo que um receptor GFSK pode corrigir erros sem retransmissão de dados, utilizando um decodificador FEC.

[042] Com referência à Figura 4, as características de moldagem de pulso do filtro gaussiano 306 são descritas. A resposta do filtro gaussiano 306 é descrita em termos do seu produto BT, em que B é a meia largura de banda de -3 db do filtro e T é o período de símbolo (isto é, taxa de 1/ftaxa de símbolo) de um símbolo de entrada. A Figura 4 ilustra a resposta de impulso de filtros gaussianos de BT = 0,3, 0,5 e 0,8, como enrolado com uma forma de onda de impulso retangular de período de tempo T e amplitude unitária. As respostas de impulso dos filtros gaussianos de BT = 0,3, 0,5, e 0,8 são ilustradas, respectivamente, como formas de onda de resposta de saída 402, 404, e 406.

[043] Na Figura 4, o eixo vertical ou eixo y representa a amplitude das respostas de impulso, e o eixo horizontal ou eixo x representa o tempo de base de símbolo T.

[044] Como ilustrado na Figura 4, para valores mais baixos do produto bt, as formas de onda de resposta de saída 406, 404 e 402 tornam progressivamente mais propagadas sobre o período de tempo de símbolo T, representando introdução aumentada de ISI entre símbolos de dados. Especificamente, qualquer forma de onda de resposta de saída, tendo uma duração maior do que o período de símbolo T, corresponde a um filtro Gaussiano com um produto BT o que resulta na introdução de ISI entre os símbolos, quando fornecido com uma sequência de símbolos na sua entrada. Conforme ilustrado, a ISI entre os cinco períodos de símbolo aproxima-se de um BT de aproximadamente 0,3.

[045] Em sistemas de comunicações GFSK, filtros gaussianos com valores baixos de produtos BT, embora introduzindo quantidades significativas de ISI, resultam em veículos de transmissão modulada de largura de banda mais compacta e eficiente, o que é preferível. Especificamente, as descontinuidades da frequência no veículo modulado de transmissão, que causam a largura de banda de transmissão do veículo de transmissão modulada ser indesejavelmente larga, são removidas através do uso de filtros Gaussianos em um sistema de comunicação GFSK. Quanto mais baixo for o produto BT de um filtro Gaussiano, melhor a remoção das descontinuidades de frequência.

[046] Em modalidades preferidas, o uso de moldagem de pulso de filtros Gaussiano com baixos produtos BT, como 0,36 ou inferior, é possível por causa de um filtro receptor GFSK abaixo descrito. Assim, na modalidade preferida, o filtro Gaussiano 306 tem um produto BT de 0,36.

[047] Com referência novamente a Figura 3, o modulador FSK 308 modula um veículo f0 com base em um índice de modulação h e a ordem de modulação FSK escolhida m.

[048] Para a modulação FSK a ordem de modulação FSK m selecionada, o índice de modulação h é definido como: 1. ) h = Δfm/ftaxa de símbolo

[049] Em que ftaxa de símbolo é a taxa de símbolo e Δfm é o espaçamento de frequência de símbolos adjacentes. Desse modo, o índice de modulação h indica quanto um veículo modulado varia a partir da sua frequência não modulada, f0. O índice de modulação h também está relacionado a uma quantidade de largura de banda que um veículo modulada FSK ocupa. Um menor índice de modulação h refere-se a uma menor frequência de largura de banda ocupada, e um maior índice de modulação h refere-se a uma maior frequência de largura de banda ocupada. A susceptibilidade de um receptor GFSK, para tomar decisões de símbolo erradas, aumenta à medida que o índice de modulação, h, diminui.

[050] O modulador FSK 308 do receptor GFSK 314 pode operar em ordens de modulação relativamente elevadas, m, e em índices de modulação relativamente baixos, h, em comparação com os utilizados convencionalmente. Por exemplo, o modulador FSK 308 podem operar com ordens de modulação tais como 2-GFSK, 4-GFSK, 8-GFSK, e 16- GFSK, e modalidades podem utilizar ordens de modulação ímpares e ordens de modulação tão elevadas quanto 256-GFSK ou superior. Além disso, o modulador FSK 308 pode operar em índices de modulação, h, tão baixos quanto 1/256.

[051] No entanto, as modalidades não estão limitadas a utilização de modulação FSK, e o modulador FSK 308 podem ser implementados por um modulador por chave de deslocamento de fase (PSK), um modulador de Amplitude em Quadratura (QAM), ou equivalentes dos mesmos.

[052] A ordem de modulação 2-GFSK refere-se à transmissão de 1 bit/símbolo. Assim, quando estiver operando em uma ordem de modulação 2-GFSK, o modulador FSK 308 modula uma frequência f0 por frequências de deslocamento +/- f1, para chegar a dois símbolos de modulação, f0 + f1 e f0 - f1. Com referência à Figura 5, uma sequência de símbolos de dados 500, um veículo não-modulado 502, e um veículo modulado 504 são ilustrados. Em comparação com o veículo não modulado 502, o veículo modulado 504 descreve um primeiro símbolo FSK 506, a uma frequência f0 + f1, e um segundo símbolo FSK 508, com uma frequência f0 - f1.

[053] Na Figura 5, o eixo vertical ou eixo y representa a amplitude e o eixo horizontal ou eixo x representa o tempo.

[054] Além disso, as ordens de modulação de 4-GFSK, 8-GFSK, e 16-GFSK são baseadas numa extensão de 2-GFSK utilizando múltiplos adicionais do deslocamento de frequência f1. Ou seja, para 4-GFSK, que é uma ordem de modulação de 2 bits/símbolo, o modulador FSK 308 se baseia em quatro símbolos de modulação, f0 + f1, f0 - f1, f0 + 3f1, e f0 - 3f1.

[055] Com referência de novo a Figura 3, o transmissor de ponta traseira 310 converte a saída do veículo modulado a partir do modulador FSK 308 em uma frequência apropriada para a transmissão RF.

[056] O transmissor de pont traseira 310 inclui componentes de hardware de circuito necessários para converter o veículo modulado por frequência f0 para a frequência adequada para a transmissão de RF. Como parte de um grupo não-limitante de componentes de hardware, o transmissor de ponta traseira 310 pode incluir conversores digitais para analógicos (DACs), Osciladores controlados por voltagem (VCO), Malhas de Captura de Fase (PLLs), misturadores, filtros analógicos, amplificadores de baixo ruído (LNAs), e outros componentes de hardware reconhecidos como sendo utilizados para converter um veículo modulado para uma frequência adequada para a transmissão de RF.

[057] Como discutido acima, os veículos de transmissão modulada GFSK de largura de banda mais compacta e eficiente vantajosamente permitem a operação dos transmissores GFSK em ambas as bandas licenciadas e as bandas não licenciadas ISM, fornecendo um sinal de transmissão que está em conformidade com os regulamentos da FCC de interferência de canal adjacente. Além disso, os veículos de transmissão GFSK modulados de largura de banda mais compacta e eficiente com vantagem permitem a seleção de amplificadores de transmissão, que são simples e de baixo custo. Assim, porque a transmissão de back end 310 transmite um veículo de transmissão modulado de largura de banda compacta, tal como facilitado pela moldagem de pulso de filtro Gaussiano 306, a transmissão de back end 310 pode ser concebida usando uma classe de amplificadores que são simples, de baixo custo e eficientes.

[058] Depois da conversão pelo transmissor de ponta traseira 310, um sinal de veículo de transmissão modulada GFSK é transmitido da antena de transmissão 312.

[059] Modalidades do transmissor GFSK 302 podem ser implementadas inteiramente em hardware como uma combinação de circuitos de hardware. Alternativamente, o transmissor GFSK 302 pode ser implementado em uma combinação de hardware e software. Por exemplo, a fonte de dados 304, o filtro Gaussiano 306, e o modulador FSK 308 podem ser implementados por um processador de um aparelho de processamento de dados que executa instruções legíveis por computador, armazenadas em um meio legível por computador enquanto o transmissor de ponta traseira 310 e a antena de transmissão 312 podem ser implementados em hardware, como uma combinação de circuitos de hardware.

[060] Novamente com referência ao sistema de comunicação GFSK 300 da Figura 3, o receptor GFSK 314 inclui uma antena de recepção 316, uma extremidade dianteira de receptor 318, um filtro de canal 320, um desmodulador FSK 322, um filtro digital 324, um segmentador 326, um mapeador de bit para símbolo 328, e um coletor de dados 330.

[061] O receptor GFSK 314 recebe um sinal de veículo de transmissão modulado GFSK, tal como o sinal de veículo de transmissão modulado GFSK transmitido pelo transmissor GFSK 302, na antena 316, e converte para baixo o sinal de veículo de transmissão modulado GFSK recebido na extremidade dianteira do receptor 318, para um sinal de frequência modulada de banda de base.

[062] O receptor da extremidade dianteira 318 inclui os componentes de circuito de hardware necessários para converter o sinal de veículo de transmissão modulado GFSK recebido para banda de base. Como parte de um grupo não-limitante de componentes de hardware, o receptor da extremidade dianteira 318 pode incluir conversores analógicos digitais (ADCs), Osciladores controlados de voltagem (VCO), Malhas de Captura de Fase (PLLs), misturadores, filtros analógicos, amplificadores de baixo ruído (LNAs), e outros componentes de hardware reconhecidos como sendo usados para converter um sinal de veículo de transmissão recebido.

[063] O canal de filtro 320 seletivamente reduz a interferência de canal adjacente a um canal desejado do sinal modulado de frequência de banda de base a partir do sinal modulado de banda de base e produz um sinal modulado de banda de base filtrado por canal. Em particular, o filtro de canal 320 reduz frequências diferentes da frequência do veículo de transmissão. No entanto, como o BT do filtro de canal 320 diminui, o filtro de canal 320 induz ISI adicional no sinal recebido, uma vez que ele reduz a interferência do canal adjacente. O filtro de canal 320 pode ter um produto BT de 0,75, 0,6, 0,5, ou inferior. Em comparação com filtros de canal utilizados em receptores GFSK convencionais, o filtro de canal 320 pode mais agressivamente buscar a redução de interferência de canal adjacente, utilizando um filtro com um produto BT mais baixo, e a ISI adicional pode ser substancialmente reduzida e em grande parte removido pelo filtro digital 324.

[064] O desmodulador de frequência FSK 322 desmodula o sinal de frequência modulada de banda de base filtrado por canal, para recuperar uma sequência de símbolos. Isto é, dependendo da ordem de modulação, m, utilizada para modular o sinal de veículo de transmissão modulada GFSK, um desmodulador de frequência FSK 322 pode distinguir entre o deslocamento de frequência f0 em frequência por múltiplos (isto é, f1, 3f1, 5f1, 7f1, etc.) de deslocamento de frequência f1. Por exemplo, no caso de uma ordem de modulação de 1 bit/símbolo (isto é, 2-GFSK), o desmodulador de frequência 322 discrimina entre as duas frequências f0 + f1 e f0 - f1, onde f0 é a frequência do veículo, para produzir uma saída de sinal. No caso do 2-GFSK, f0 + f1 pode dizer respeito a uma lógica desmodulada "1" e f0 - f1 pode estar relacionado com uma lógica desmodulada "0". Outras ordens de modulação, tais como 4-GFSK, 8-GFSK, e 16-GFSK podem ser realizadas com base em múltiplos adicionais de deslocamento de frequência f1, como descrito acima.

[065] O desmodulador de frequência FSK 322 pode ser realizado por qualquer desmodulador de frequência provendo uma saída proporcional à frequência instantânea na sua entrada. Para alcançar a alta fidelidade para ordens mais elevadas de modulação, a modalidade preferida do desmodulador de frequência FSK 322 inclui um desmodulador de frequência processador de sinal digital (DSP) que executa dΦ/dt em uma largura de banda mais ampla do que o filtro de canal 320, em que Φ é a fase instantânea na entrada do desmodulador de frequência FSK 322. O desmodulador de frequência FSK 322 produz uma sequência de símbolos recuperada.

[066] A sequência de símbolos recuperada saída do demodulador de frequência FSK 322 é submetida a ISI. A ISI é substancialmente causada por uma moldagem de pulso de filtro Gaussiano do transmissor que transmitiu o sinal de veículo de transmissão modulada GFSK, tais como a moldagem de pulso de filtro Gaussiano 306 do transmissor GFSK 302. Como a sequência de símbolos recuperada saída do desmodulador de frequência FSK322 está sujeita a ISI, o "olho" da sequência recuperada de símbolos se fecha. Para remover a ISI, o sinal de saída de dados desmodulados é filtrado pelo filtro digital 324 para remover a ISI, antes que as decisões de símbolos sejam feitas pelo segmentador 326. Desse modo, o filtro digital 324 abre o "olho" da sequência de símbolos recuperada saída do desmodulador de frequência FSK 322, de modo a que as decisões de símbolo efetuadas pelo segmentador 326 são feitas com menos erro, mesmo a altas ordens de modulação, m, e a baixa SNR. O filtro digital 324 reduz substancialmente e em grande parte remove ISI com base em uma pluralidade de coeficientes. O filtro digital 324 também realiza filtragem semelhante à filtragem realizada pelo filtro de pós-detecção 124 com base na pluralidade de coeficientes.

[067] Uma técnica para determinar a pluralidade de coeficientes é descrita em associação com a Figura 6, abaixo, e a estrutura e operação do filtro digital 324 é descrita em associação com a Figura 8 abaixo. Uma vez que o filtro digital 324 remove ISI e também realiza filtragem pós-detecção, o receptor GFSK 314 é projetado para ser, pelo menos, tão simples e tão custo eficaz quanto os sistemas de comunicação convencionais GFSK, mas com melhor desempenho.

[068] Novamente se referindo a Figura 3, o segmentador 326 produz decisões de símbolo baseado na sequência de símbolos filtrados pelo filtro digital 324. Com base na sequência de símbolos filtrada, o segmentador 326 é capaz de distinguir entre vários símbolos FSK, sem erros. Assim, a utilização do filtro digital 324 permite que o modulador FSK 308 do transmissor GFSK 302 opere com base em ordens de modulação que são mais elevadas do que as convencionalmente utilizadas. Assim, a taxa de transmissão de dados é aumentada. A transmissão de dados também é aumentada, devido à remoção da ISI pelo filtro digital 324, porque o segmentador 326 é capaz de tomar decisões de símbolos com menos erro, o que resulta em menos retransmissões.

[069] Depois das decisões serem produzidas pelo segmentador 326, o mapeador símbolo-para-bit 328 mapeia as decisões de símbolo para bits de dados. Dependendo da ordem de modulação, m, uma entrada de símbolo para o mapeador símbolo-para-bit 328 pode corresponder a 1, 2, 4, ou mais bits de dados. O mapeador de símbolo- para-bit 328 pode também mapear símbolos de entrada para um número ímpar de bits de dados. Além disso, modalidades do segmentador 326 e/ou do mapeador símbolo-para-bit 328 podem incluir um decodificador FEC, que utiliza dados redundantes para corrigir erros sem retransmissão dos dados. Os bits de dados de saída do mapeador de símbolo-para-bit 328 são fornecidos para o coletor de dados 330.

[070] Modalidades do receptor GFSK 314 podem ser totalmente implementadas em hardware como uma combinação de circuitos de hardware. Alternativamente, o receptor GFSK 314 pode ser implementado em uma combinação de hardware e software. Por exemplo, a antena de recepção 316 e a extremidade dianteira do receptor 318 podem ser implementados em hardware, como uma combinação de circuitos de hardware, enquanto o filtro de canal 320, o desmodulador FSK 322, o filtro digital 324, o segmentador 326, o mapeador símbolo para bit 328, e o coletor de dados 330 podem ser implementados por um processador de um aparelho de processamento de dados executando instruções legíveis por computador, armazenadas num meio legível por computador.

[071] A Figura 6 é um fluxograma ilustrando a operação 600, para determinar uma pluralidade de coeficientes. Embora a Figura 6 seja descrita com referência à determinação de coeficientes de filtro para o filtro digital 324 do receptor GFSK 314, a operação 600 pode ser aplicada para determinar coeficientes utilizados em filtros digitais de receptores, que não o receptor GFSK 314. Do mesmo modo, a operação ilustrada na Figura 6 pode ser utilizada para determinar coeficientes a serem usados no método do filtro digital 1100.

[072] Com referência à Figura 6, um impulso retangular de símbolo de tempo T é provido em 602. O impulso retangular é provido para o filtro Gaussiano 604. A resposta de saída do filtro gaussiano 604 vai variar dependendo do produto BT do filtro gaussiano 604, como discutido acima em relação à Figura 4. O filtro Gaussiano 604 pode ser variado em produto BT para produzir coeficientes de filtro digital com base em um filtro gaussiano de um produto BT particular. Em outras palavras, os coeficientes de filtro digital, determinados de acordo com a operação 600, vão variar dependendo de, pelo menos, o produto BT do filtro gaussiano 604. Na modalidade da operação 600 ilustrada na Figura 6, o produto BT do filtro gaussiano 604 é de 0,36 e a resposta de saída do filtro gaussiano 604 estende-se ao longo de um período de tempo de 5T.

[073] A saída do filtro gaussiano 604 é fornecida a um modulador de frequência 606, que pode ser modelado com base nas propriedades conhecidas de um modulador FSK, tal como o modulador FSK 308. O modulador de frequência 606 pode ser baseado em uma função de transferência de modulação do modulador FSK 308. Os coeficientes de filtro digital, determinados de acordo com a operação 600, irão também variar dependendo da função de transferência de modulação do modulador de frequência 606.

[074] A saída do modulador de frequência 606 é fornecida para o filtro de canal 608. O filtro de canal 608 pode ser variado em produto BT, por exemplo, dependendo do produto BT do filtro de canal 320 do receptor GFSK 314. Os coeficientes de filtro digital, determinados de acordo com a operação 600, também irão variar dependendo do produto BT do filtro de canal 608.

[075] A saída do filtro de canal 608 é entrada para o desmodulador de frequência 610, que pode ser modelado com base nas propriedades conhecidas de um desmodulador FSK, tal como o desmodulador FSK 322. O desmodulador de frequência 610 pode ser baseado em uma função de transferência de modulação do desmodulador FSK 322. Os coeficientes de filtro digital, determinados de acordo com a operação 600, irão também variar dependendo da função de transferência de modulação do desmodulador de frequência 610.

[076] Nota-se que o modulador de frequência 606, o filtro de canal 608, e o desmodulador de frequência 610 podem ser omitidos da operação 600, particularmente se o filtro de canal 608 é do tipo de fase linear com um produto BT maior ou igual a 0,75 e se as funções de transferência de modulação de ambos, o modulador de frequência 606 e o desmodulador de frequência 610, são unitários. Na modalidade preferida da operação 600, o BT do filtro de canal 608 é de 0,75 ou menos.

[077] Além disso, o transmissor de ponta traseira e o receptor da extremidade dianteira podem ser incluídos entre o modulador de frequência 606, o filtro de canal 608, e o desmodulador de frequência 610, de modo que as respostas do transmissor de ponta traseira e a extremidade dianteira de receptor de um sistema de comunicação podem ser representados na operação 600.

[078] Uma saída do desmodulador de frequência 610 é transformada para o domínio da frequência por uma Fast Fourrier Transform (FFT) em 612. A FFT, em 612, gera uma representação de domínio de frequência de uma resposta de agregação (incluindo a resposta que induz ISI) do filtro gaussiano 604, o modulador de frequência 606, o filtro de canal 608, e o desmodulador de frequência 610. A representação do domínio de frequência da resposta de agregação é incluído dentro de uma pluralidade de compartimentos de frequência que são saídas do FFT em 612.

[079] Dependendo de se o modulador de frequência 606, o filtro de canal 608, e o desmodulador de frequência 610 estão incluídos na operação 600, a resposta de agregação pode variar em conformidade. Além disso, a resposta de agregação pode variar de acordo com se o ponto traseiro transmissor e a extremidade dianteira receptor estão incluídos na operação 600.

[080] As magnitudes de cada uma da pluralidade de compartimentos de frequência de saída de FFT 612 são fornecidas a um comparador 614 para comparação com um valor predeterminado δ. Especificamente, uma comparação ocorre no comparador 614 de tal modo que, se a magnitude de um compartimento de frequência é menor do que ou igual a δ, o compartimento de frequência é definido como sendo igual a δ. Caso contrário, o compartimento de frequência é inalterado. Depois do comparador 614, os compartimentos de frequência atualizados são fornecidos como um divisor para uma primeira entrada de um divisor 616.

[081] A comparação no comparador 614 previne ganho de ruído. No caso da operação 600, a comparação no comparador 614 impede o ganho de ruído, impedindo que o divisor do divisor 616 esteja muito próximo de 0. O valor de δ tem sido reconhecido como uma variável de resultado efetivo para roll-off de alta frequência de um filtro digital que utiliza os coeficientes determinados pela operação 600. Especificamente, o valor de δ utilizados na operação 600 podem ser variados para se conseguir um filtro digital que tem uma resposta de rolloff da alta frequência desejada, sem deteriorar a resposta do filtro de Nyquist, a qual é necessária para a remoção de ISI. Na seleção dos δ para determinar a frequência de roll-off alta desejada do filtro digital, a filtragem pós-detecção é conseguida pela resposta de alto roll-off. Deste modo, a comparação no comparador 614 e a seleção de δ conferem a funcionalidade do filtro pós-detecção 124. Na modalidade preferida da operação 600, o valor de δ foi determinado empiricamente como sendo 5x10-3, um número real. Outros valores de δ podem ser utilizados, dependendo da resposta de roll-off desejada, como descrito acima.

[082] Continuando com a Figura 6, um impulso unitário é fornecido a 618 para um filtro de Nyquist 520. Como discutido acima, a resposta de impulso de um filtro de Nyquist, tal como o filtro de Nyquist 620, é 0 para todos nT, exceto para n = 0, tal como ilustrado na Figura 6. Na modalidade da operação 600 ilustrada na Figura 6, a resposta de saída do filtro de Nyquist 620 se prolonga ao longo de um período de tempo de 5T.

[083] A saída do filtro de Nyquist 620 é transformada para o domínio da frequência por um FFT 622. A saída do FFT 622 é uma pluralidade de compartimentos de frequência, os quais são fornecidos como um dividendo para uma segunda entrada do divisor 616.

[084] O divisor 616 divide a saída do FFT 622 pela saída do comparador 614. Depois do divisor 616, um 0, pode ser opcionalmente acrescentado à saída do divisor 616 na frequência de Nyquist em fs/2, para criar um número ímpar de posições de frequência, se desejado. Tendo um número ímpar de posições de frequência gera um retardo de grupo do filtro resultante, que é um número inteiro de amostras. A inserção opcional de 0 ocorre entre o divisor 616 e uma Transformação Rápida de Fourier Inversa (IFFT) 626.

[085] O quociente de saída do divisor 616 representa uma medida da diferença entre a resposta de agregação e a resposta de impulso do filtro de Nyquist 620, em que a resposta de agregação é uma resposta de: (1) o filtro Gaussiano 604, (2) o modulador de frequência 606, (3) o filtro de canal 608, e (4) o desmodulador de frequência 610. A resposta de agregação pode variar, dependendo da inclusão ou exclusão do modulador de frequência 606, o filtro de canal 608, e o desmodulador de frequência 610. Como observado acima, o desmodulador de frequência 606, o filtro de canal 608, bem como o desmodulador de frequência 610 podem ser omitidos da operação 600, particularmente se o filtro de canal 608 é do tipo de fase linear com um produto BT maior ou igual a 0,75 e se as funções de transferência de modulação de ambos, o modulador de frequência 606 e o desmodulador de frequência 610, são uma unidade.

[086] Ao gerar coeficientes de filtro digitais com base na medida de diferença de saída pelo divisor 616, ISI introduzida pelo filtro gaussiano 604, o modulador de frequência 606, o filtro de canal 608, bem como a desmodulador de frequência 610 podem ser substancialmente removidos utilizando um filtro digital, incluindo os coeficientes de filtro digital gerados.

[087] A saída do divisor 616, se anexada com um 0 à frequência de Nyquist fs/2 ou não, é fornecida para a IFFT 626. A IFFT 626 converte os compartimentos de frequência saídos do divisor 616 para um sinal de saída real do domínio de tempo. A saída da IFFT 626 fornece coeficientes de filtro digitais, conforme ilustrado em 628. A saída de domínio de tempo real do bloco IFFT 626 inclui amostras durante um período de tempo de 5T ou um número de amostras ao longo do período de tempo 5T mais 1 amostra se um 0 está anexado à saída do divisor 616.

[088] Usando os coeficientes de filtro digitais determinados pela operação 600, um filtro digital de coeficiente constante para remover ISI pode ser implementado que converte a resposta de um sistema de comunicações que inclui um filtro Gaussiano em um tendo uma resposta Nyquist, mais a resposta de um filtro de pós-detecção. Ao remover a ISI causada por filtros Gaussianos em um receptor, as decisões de símbolo podem ser feitas com menos erros, mesmo a SNR baixo e quando se usa ordens de modulação elevadas.

[089] De acordo com a operação 600, ISI, que é atribuída a um ou mais de: (1) filtros Gaussianos (2), moduladores do transmissor (3) de ponta traseira (4) extremidade dianteira de receptor, (5) filtros de canal, e (6) desmoduladores receptores podem ser contabilizados e compensados. A operação 600 não está limitada a contabilizar e compensar ISI atribuído aos componentes transmissor e receptor acima, no entanto, e uma pessoa versada na técnica reconhecerá que a ISI atribuída a outros componentes de transmissor e receptor podem ser contabilizados e compensados.

[090] Com referência ao sistema de comunicações GFSK 300 como um exemplo, ISI atribuída aos componentes que a seguir podem ser contabilizadas e compensadas com base nos coeficientes de filtro digitais determinados pela operação 600: (1) o filtro Gaussiano 306, (2) o modulador FSK 308, (3) o transmissor de ponta traseira 310, (4) a extremidade dianteira de receptor 318, (5) o filtro de canal 320, e (6), o desmodulador FSK (322).

[091] As Figs. 7A, 7B, 7C e 7D ilustram o efeito de filtragem do filtro digital 324. Nas Figs. 7A, 7B, 7C e 7D, o eixo vertical ou eixo y representa a amplitude e o eixo horizontal ou eixo x representa o tempo.

[092] A Figura 7A ilustra uma sequência de símbolos desmodulados a partir de um sinal 2-GFSK recebido. Como ilustrado na Figura 7A, nem todo símbolo atinge amplitude total para segmentação de símbolo 2-GFSK. Em vez disso, o "olho" da sequência de símbolos é fechado devido à ISI.

[093] A Figura 7B ilustra a sequência de símbolos da Figura 7A após filtragem pelo filtro digital 324 de conformidade com os coeficientes de filtro digital determinados pela operação 600. Como ilustrado na Figura 7A, os símbolos atingem plena amplitude de símbolo 2-GFSK, e o "olho" da sequência não é recolhido. Assim, a Figura 7B ilustra que ISI foi removida pelo filtro digital 324, em comparação com a Figura 7A.

[094] Como ilustrado na Figura 7C, o colapso do "olho" de uma sequência de símbolos desmodulada do sinal 8-GFSK recebido, é ainda mais pronunciado do que na Figura 7A. Como ilustrado na Figura 7C nem todo símbolo se aproxima de seu nível respectivo, nível de símbolo para segmentação de símbolo 8-GFSK. Em vez disso, o "olho" da sequência de símbolos é fechado devido à ISI.

[095] A Figura 7D ilustra uma sequência de símbolos da Figura 7C após filtragem pelo filtro digital 324 em conformidade com os coeficientes de filtro digital determinados pela operação 600. Como ilustrado na Figura 7D, os símbolos atingem seus respectivos níveis de símbolo 8-GFSK, e o "olho" da sequência não é recolhido. Assim, a Figura 7D ilustra que ISI foi removida pelo filtro digital 324, em comparação com a Figura 7C.

[096] Como o "olho" de uma sequência de símbolos desmodulada torna-se mais recolhido, determinar os níveis lógicos originais dos símbolos torna-se mais suscetível a erro de decisão de símbolo. Particularmente em ordens mais elevadas de modulação, tal como na Figura 7C, onde distinguir entre mais do que dois níveis de símbolos de cada vez é baseado em vários limites, a determinação dos níveis lógicos originais dos símbolos é difícil e propenso a erros. Como tal, segmentadores em receptores GFSK convencionais são susceptíveis de tomar decisões de símbolo erradas, especialmente em baixo SNR. No entanto, para o segmentador 326 do receptor GFSK 314 distinguir entre os níveis de símbolo para a sequência de símbolos ilustrada na Figura 7D não é tão propenso a erros.

[097] A estrutura e a operação do filtro digital 324 será agora adicionalmente descrita com referência à Figura 8.

[098] A Figura 8 ilustra uma modalidade preferida do filtro digital 324, um filtro digital de resposta de impulso finito (FIR) de coeficiente constante 800. Especificamente, o filtro digital FIR 800 da Figura 8 inclui uma cadeia de unidades de retardo 802, uma cadeia de unidades de multiplicadores 804, e uma unidade de soma 806. O filtro digital FIR 800 pode também ser incorporado por um filtro digital FIR, que varia em termos de estrutura a partir da que se ilustra na Figura 8 com base em estruturas conhecidas de filtros digitais FIR.

[099] O número das unidades de retardo na cadeia de unidades de retardo 802 e o número de unidades multiplicadoras na cadeia de unidades multiplicadoras 804 são determinados com base em pelo menos um entre, a taxa de símbolos de símbolos recebidos, o filtro digital de frequência de amostragem fs, o produto BT da moldagem de pulso do filtro Gaussiano 306, e o produto BT do filtro de canal 320. A frequência de amostragem do filtro digital, fs, deve ser maior ou igual à frequência de amostragem de Nyquist, que é o dobro da largura de banda do sinal à saída do desmodulador FSK 322.

[0100] Na operação do filtro digital FIR 800, uma sequência de símbolos, tais como a sequência de símbolos recuperada pelo desmodulador FSK 322, são introduzidas na cadeia de unidades de retardo 802. Cada unidade de retardo 802, e unidade multiplicadora correspondente 804, compreende uma etapa de ponderação que avalia um símbolo da sequência de entrada de símbolos por um coeficiente de filtro respectivo. Na Figura 8, [X] representa uma sequência de entrada de símbolos, tal como a sequência de símbolos recuperada pelo desmodulador FSK 322. Cada unidade de retardo na cadeia de unidades de retardo 802 armazena um símbolo respectivo da sequência de entrada de símbolos, por um período de símbolo, e emite o símbolo armazenado para a unidade de retardo seguinte 802. Como ilustrado na Figura 8, os símbolos são marcados antes, entre e depois de cada uma das unidades de retardo 802, para a multiplicação dos símbolos marcados pelos respectivos coeficientes de filtro A0-AN nos multiplicadores respectivos 804. Os coeficientes A0-AN são determinados tal como descrito acima, em associação com a Figura 6. A saída de cada multiplicador 804 é fornecida como entrada para a unidade de soma 806. A unidade de soma 806 soma as saídas dos multiplicadores 804 para produzir um símbolo de uma sequência de símbolos de saída, [Y], por período de símbolo T. O filtro digital FIR 800 remove ISI entre os símbolos da sequência de símbolos de entrada [X], e a sequência de símbolos de saída [Y] é substancialmente livre de ISI.

[0101] Com base nos coeficientes de filtro A0-AN, o filtro digital 324 e o filtro digital FIR 800 incorporam filtros de equalização que convertem eficazmente as respostas de impulso da moldagem de pulsos de filtros Gaussianos para um filtro com uma resposta de impulso de Nyquist. Como ilustrado na Figura 6, a resposta de impulso de um filtro de Nyquist é 0 para todos nT, exceto para n = 0 (em que n representa um número inteiro). Com base na resposta Nyquist, ISI pode ser substancialmente eliminada de uma sequência de símbolos filtrada por um filtro de Nyquist. O filtro digital 324 e o filtro digital FIR 800 são concebidos para remover ISI residual de um sinal recebido para uma parte em 1000 (isto é, 0,1%) ou menos.

[0102] Além disso, como acima descrito em relação à Figura 6, o filtro digital 324 e o filtro digital FIR 800 são ainda configurados para realizar a filtragem de pós-detecção com base nos coeficientes de filtro A0-AN. A filtragem de pós-detecção realizada pelo filtro digital 324 e o filtro digital FIR 800 é similar à realizada pelo filtro de pós-detecção 124.

[0103] O filtro digital FIR 800 pode ser totalmente implementado em hardware como uma combinação de circuitos de hardware. Alternativamente, o filtro digital FIR 800 pode ser implementado em software por um processador de um aparelho de processamento de dados executando instruções legíveis por computador.

[0104] A Figura 9 é um fluxograma que ilustra um método de transmissão 900. O método de transmissão 900 inclui formação de pulsos de uma sequência de símbolos em 902, modulação em 904, conversão em 906, e transmissão a 908.

[0105] Para realizar o método de transmissão 900, uma sequência de símbolos fornecida por uma fonte de dados, tal como a fonte de dados 304, é moldada como pulso a 902. O moldagem a pulso em 902 pode ser realizado por um moldagem de pulso de filtro Gaussiano, tal como o filtro Gaussiano 306, e o passo 902 induz ISI na sequência de símbolos. Em 904, uma frequência f0 é modulada de acordo com a sequência de símbolos em forma de pulsos para gerar um sinal modulado. Modulação a 904 pode ser implementada pelo modulador FSK 308. A conversão em 906 pode ser realizada por um back end transmissor incluindo um conversor e amplificador, como o transmissor de ponta traseira 310. Conversão em 906 converte o sinal modulado para uma frequência adequada para a transmissão de RF. Transmissão de RF pode ser aplicada em 908 utilizando uma antena de transmissão adequada.

[0106] Figura 10 é um fluxograma que ilustra um método de recepção 1000. O método de recepção 1000 inclui receber um sinal transmitido em 1002, convertendo-se o sinal recebido para um sinal de banda de base modulado em 1004, filtrando o sinal de banda de base modulado de modo a remover a interferência de canal adjacente a 1006, desmodular o sinal de banda de base modulado de canal filtrado para recuperar uma sequência de símbolos em 1008, filtrando a sequência de símbolos em 1010, produzindo decisões de símbolo com base na sequência de símbolos filtrada em 1012, e mapear as decisões de símbolos para os bits de dados em 1014.

[0107] Para realizar o método de recepção 1000, em 1002, o sinal transmitido é recebido na antena, tal como a antena 316. Conversão em 1004 é realizada através, por exemplo, do front end receptor 318, o qual converte o sinal recebido para um sinal de banda de base modulado. A remoção da interferência do canal adjacente em 1006 é realizada por um filtro de canal, o qual pode induzir ISI em adição a qualquer ISI já presente no sinal recebido. A remoção da interferência de canal adjacente em 1006 pode ser realizada através de um filtro de canal, como o filtro de canal 320. Desmodulação do sinal de banda de base modulado de canal filtrado em 1008 pode ser implementada por qualquer desmodulador adequado que fornece uma saída proporcional para a frequência instantânea na sua entrada, tal como o desmodulador de frequência 322. Uma sequência de símbolos recuperada, incluindo ISI entre os símbolos da sequência, é produzida em 1008.

[0108] Em 1010, a ISI presente na sequência de símbolos recuperada é substancialmente removida, provendo uma vantagem em comparação com as técnicas convencionais. A remoção da ISI em 1010 pode ser obtida por meio de filtros digitais, tal como o filtro digital 324, o qual está pormenorizadamente descrito acima como o filtro FIR 800. Com a ISI removida por filtração em 1010, decisões de símbolo precisas podem ser feitas, substancialmente livres de erro, mesmo em baixa SNR, em 1012. Por exemplo, o segmentador 326 pode produzir as decisões de símbolo em 1012 usando uma sequência de símbolos filtrada que são substancialmente livres de ISI. Em 1014, os bits de dados podem ser recuperados por meio do mapeamento das decisões de símbolo produzidas em 1012 usando o mapeador de símbolo para bit 328.

[0109] A Figura 11 é um fluxograma que ilustra um método de filtro digital 1100. De acordo com o método de filtro digital 1100, uma sequência de símbolos é filtrada. Especificamente, um conjunto de símbolos da sequência de símbolos é determinado em 1102, e cada um dos símbolos do conjunto determinado de símbolos é multiplicado por um coeficiente de filtro respectivo em 1104. Cada um dos símbolos do conjunto determinado de símbolos, multiplicado pelo seu respectivo coeficiente de filtro, é somado em 1106 para produzir um primeiro símbolo filtrado. O símbolo filtrado é saída em 1108. Em seguida, o conjunto determinado de símbolos é atualizado deslocando na etapa 1110. Por exemplo, o conjunto determinado de símbolos pode ser atualizado por um símbolo com base numa cadeia de retardo de símbolo first-in-last-out (primeiro que entra é o último que sai), tal como a cadeia de unidades de retardo 802. Após a atualização, o conjunto de símbolos determinado é multiplicado por coeficientes de filtro em 1104 e novamente somados em 1106. Assim, um segundo símbolo filtrado é saída em 1108 com base na atualização do conjunto de símbolos determinado em 1110. Como ilustrado na Figura 11, o método de filtro digital 1100 é iterativo, e ele produz uma sequência de símbolos de saída filtrado. Multiplicação em 1104 pode ser implementada pelas unidades multiplicadoras 804, e a soma em 1106 pode ser implementada pela unidade de soma 806, por exemplo. Os respectivos coeficientes do método de filtro digital 1000 podem ser os coeficientes de filtro A0-AN.

[0110] Embora tenham sido descritos com referência ao sistema de comunicação GFSK 300, os métodos de 900, 1000, e 1100 podem ser realizados utilizando circuitos de hardware transmissor e receptor entendidos na técnica como sendo equivalentes aos descritos no que diz respeito ao sistema de comunicação GFSK 300. Além disso, os métodos 800, 900, e 1000 podem ser realizados utilizando hardware, software, ou uma combinação de hardware e software. Por exemplo, o método de recepção 1000 pode ser efetuado, na totalidade ou em parte, por um processador de um aparelho de processamento de dados processando de acordo com um conjunto de instruções legíveis por computador, tal como descrito em pormenores adicional abaixo, com referência à Figura 12.

[0111] De acordo com modalidades implementadas usando um aparelho de processamento de dados executando instruções legíveis por computador, as instruções legíveis por computador são armazenadas em um meio de armazenamento legível por computador, que, quando executado por um processador, configurar e dirigir o processador e/ou o aparelho de processamento para executar funções do transmissor GFSK 300, o receptor GFSK 314, a operação 600, e os métodos 900, 1000, e 1100. Exemplos não-limitantes do meio de armazenamento legível por computador incluem memória de acesso aleatório (RAMs), memórias só de leitura (ROM), discos ópticos (CD) (DVDs), e meios de armazenamento magnéticos.

[0112] A Figura 12 ilustra uma modalidade de aparelho de processamento de dados 1200. O aparelho de processamento de dados 1200 inclui um barramento de sistema 1202, um processador 1204, uma RAM 1206, uma ROM 1208, e uma interface de entrada/saída de dados 1210. Em algumas modalidades, o processador 1204 inclui um ADC integrado 1212 e/ou um DAC integrado 1214. Alternativamente, o ADC 1212 e o DAC 1214 podem ser separados do processador 1204 e ligados ao processador 1204 via o barramento de dados 1202 e/ou a interface de entrada/saída 1210.

[0113] Em operação, instruções de programas legíveis por computador são carregadas de, pelo menos um de RAM 1206, a ROM 1208, e outros meios de armazenamento (não ilustrados) para o processador 1204 para execução. Quando executadas pelo processador 1204, as instruções de programa que podem ser lidas por computadores configuram e dirigem o processador 1204 para realizar as características do transmissor GFSK 300, o receptor GFSK 314, a operação 600 e os métodos 900, 1000, e 1100. Além disso, para facilitar a implementação do método de recepção 1000 pelo aparelho de processamento de dados, um sinal recebido modulado pode ser convertido para um sinal digital modulado recebido usando o ADC 1212, para que o processador 1204 seja capaz de operar em cima de uma cópia digital do sinal modulado recebido. Além disso, junto com o processamento do método de transmissão 900 pelo aparelho de processamento de dados, um sinal digital modulado pode ser convertido pelo DAC 1214 para um sinal analógico modulado, para transmissão como um sinal analógico modulado.

[0114] O processador 1204 pode incluir uma Unidade Central de Processamento (CPU) de propósito geral, um Processador de Sinal Digital (DSP), um Field Programmable Gate Array (FPGA) - Arranjo de Portas Programável em Campo, ou um Application Specific Integrated Circuit - Circuito integrado de aplicação específica (ASIC).

[0115] Variações do receptor de comunicações e o método receptor de comunicação são possíveis à luz da descrição acima. Assim, o receptor de comunicações e o método receptor de comunicações podem ser praticados que não o especificamente descrito acima, com base nos equivalentes reconhecidos na técnica entendidos por aqueles com conhecimentos na técnica.

Claims (18)

1. Receptor de comunicações de Chaveamento de Frequência Gaussiana, GFSK, compreendendo: uma extremidade dianteira de receptor (318) para receber um sinal modulado e converter o sinal modulado em um sinal de banda de base modulado; um filtro de canal (320) para reduzir a interferência de canal, que é adjacente a um canal desejado do sinal de banda de base modulado a partir do sinal de banda de base modulado e para produzir um sinal de banda de base modulado de canal filtrado; um demodulador (322) para demodular o sinal modulado de banda de base de canal filtrado e para recuperar uma sequência de símbolos; um filtro digital (324) tendo pelo menos um coeficiente de filtro derivado de uma resposta de impulso de um filtro Gaussiano para reduzir a interferência intersímbolo (ISI) da sequência de símbolos; um segmentador (326) para produzir decisões de símbolo com base na sequência de símbolos filtrada, e um mapeador símbolo-para-bit para mapear as decisões de símbolo para bits de dados, caracterizado pelo fato de que o filtro digital (324) compreende uma pluralidade de estágios de ponderação, cada estágio de ponderação para ponderar um símbolo da sequência de símbolos por um coeficiente de filtro respectivo baseado em uma resposta de impulso determinada de um filtro de Nyquist dividido por uma resposta de agregação de uma resposta ao impulso determinado de um filtro Gaussiano (306) e uma resposta de impulso determinado do filtro de canal, e em que um comparador (614) compara cada componente de frequência da resposta agregada a um número real predeterminado e, quando um componente de frequência da resposta agregada é menor do que o número real predeterminado, substitui o componente de frequência pelo número real predeterminado para produzir uma resposta de agregação modificada, e um divisor (616) divide a resposta ao impulso determinada do filtro de Nyquist (620) pela resposta modificada agregada para determinar os respectivos coeficientes de filtragem.

2. Receptor de comunicações, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que o filtro digital (324) compreende um filtro de equalização de Nyquist (620) o que reduz ISI a partir da sequência de símbolos baseado em uma resposta Nyquist.

3. Receptor de comunicações, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que o filtro digital (324) compreende uma pluralidade de estágios de ponderação, cada estágio de ponderação para ponderar um símbolo da sequência de símbolos por um coeficiente de filtro respectivo baseado em uma resposta de impulso de um filtro Gaussiano (306).

4. Receptor de comunicações, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que o filtro digital (324) compreende uma pluralidade de estágios de ponderação, cada estágio de ponderação para ponderar um símbolo da sequência de símbolos por um coeficiente de filtro respectivo com base em um agregado de uma resposta ao impulso determinado do receptor de comunicações e uma resposta ao impulso determinado de um transmissor (202) do sinal modulado.

5. Receptor de comunicações, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que o filtro digital (324) compreende uma pluralidade de estágios de ponderação, cada estágio de ponderação para ponderar um símbolo da sequência de símbolos por um coeficiente de filtro respectivo baseado em um agregado de uma resposta ao impulso determinado de um filtro Gaussiano (306) e uma resposta de impulso determinado do filtro de canal (320).

6. Receptor de comunicações, de acordo com a reivindicação 5, caracterizado pelo fato de que: o filtro gaussiano (306) tem uma proporção de meia largura de banda para taxa de símbolo (BT) de 0,36 ou inferior, e o filtro de canal (320) tem uma proporção de meia largura de banda para taxa de símbolo (BT) de menos do que 0,75.

7. Método receptor de comunicações GSFK caracterizado pelo fato de que compreende as etapas de: receber um sinal modulado e converter o sinal modulado para um sinal de banda de base modulada; filtrar interferência de canal, que é adjacente a um canal desejado para o sinal de banda de base modulada de modo a reduzir a interferência de canal a partir do sinal de banda de base modulada e para produzir um sinal modulado de banda de base de canal filtrado; demodular o sinal modulado de banda de base de canal filtrado para recuperar uma sequência de símbolos; filtrar, por um processador de um aparelho de processamento de dados, a sequência de símbolos para reduzir a interferência intersímbolo (ISI) da sequência de símbolos; produzir decisões de símbolo com base na sequência filtrada de símbolos, e mapear as decisões símbolo para bits de dados, em que filtrar a sequência de símbolos para reduzir ISI compreende: determinar uma resposta ao impulso de um filtro Gaussiano (306); determinar uma resposta ao impulso da interferência de canal de filtragem; agregar a resposta ao impulso do filtro Gaussiano (306) e a resposta ao impulso da interferência de canal de filtragem, para produzir uma resposta de agregação; transformar a resposta agregada para o domínio da frequência, para produzir uma pluralidade de compartimentos de frequência; substituir os compartimentos da pluralidade de compartimentos de frequência tendo uma magnitude inferior a um valor predeterminado com o valor predeterminado, para produzir uma resposta agregada do domínio de frequência modificada; determinar uma resposta ao impulso de um filtro de Nyquist; transformar a resposta ao impulso do filtro de Nyquist para o domínio da frequência, para produzir uma resposta no domínio da frequência de Nyquist; dividir a resposta no domínio da frequência de Nyquist pela resposta agregada no domínio da frequência modificada, para produzir um quociente; determinar uma pluralidade de coeficientes de filtro com base no quociente, e filtrar a sequência de símbolos para reduzir ISI com base na pluralidade de coeficientes de filtro.

8. Método receptor de comunicações, de acordo com a reivindicação 7, caracterizado pelo fato de que filtrar a sequência de símbolos para reduzir ISI compreende: determinar uma resposta ao impulso de um filtro Nyquist; determinar uma pluralidade de coeficientes de filtro com base na resposta de impulso do filtro Nyquist, e filtrar a sequência de símbolos para reduzir ISI com base na pluralidade de coeficientes de filtro.

9. Método receptor de comunicações, de acordo com a reivindicação 8, caracterizado pelo fato de que filtrar a sequência de símbolos para reduzir ISI compreende: determinar uma resposta ao impulso de um filtro Gaussiano (306); determinar uma pluralidade de coeficientes de filtro com base na resposta de impulso do filtro Gaussiano (306); e filtrar a sequência de símbolos para reduzir ISI com base na pluralidade de coeficientes de filtro.

10. Método receptor de comunicações, de acordo com a reivindicação 8, caracterizado pelo fato de que a filtragem da sequência de símbolos para reduzir ISI compreende: determinar uma resposta ao impulso de um filtro Gaussiano (306); determinar uma resposta ao impulso da interferência de canal de filtragem; agregar a resposta ao impulso do filtro Gaussiano (306) e a resposta ao impulso da interferência de canal de filtragem, para produzir uma resposta agregada; determinar uma pluralidade de coeficientes de filtro com base na resposta agregada, e filtrar a sequência de símbolos para reduzir ISI com base na pluralidade de coeficientes de filtro.

11. Método receptor de comunicações, de acordo com a reivindicação 8, caracterizado pelo fato de que a filtragem da sequência de símbolos para reduzir ISI compreende: determinar uma resposta ao impulso de um filtro Gaussiano (306); determinar uma resposta ao impulso da interferência de canal de filtragem; agregar a resposta ao impulso do filtro Gaussiano (306) e a resposta ao impulso da interferência de canal de filtragem, para produzir uma resposta agregada; determinar uma resposta ao impulso de um filtro de Nyquist; dividir a resposta ao impulso do filtro de Nyquist pela resposta agregada, para produzir um quociente; determinar uma pluralidade de coeficientes de filtro com base no quociente; e filtrar a sequência de símbolos para reduzir ISI com base na pluralidade de coeficientes de filtro.

12. Método receptor de comunicações, de acordo com a reivindicação 11, caracterizado pelo fato de que o filtro gaussiano (306) tem uma proporção de meia largura de banda para taxa de símbolo (BT) de 0,36 ou inferior, e a interferência de canal de filtragem tem uma proporção de meia largura de banda para taxa de símbolo (BT) de menos do que 0,75.

13. Método receptor de comunicações, de acordo com a reivindicação 12, caracterizado pelo fato de que a agregação de resposta ao impulso do filtro Gaussiano (306) e a resposta ao impulso da interferência de canal de filtragem compreende: determinar uma resposta ao impulso de um modulador de frequência; determinar uma resposta ao impulso da conversão do sinal modulado para um sinal de banda de base, e agregar a resposta ao impulso do filtro Gaussiano (306), a resposta ao impulso da interferência de canal de filtragem, a resposta ao impulso do modulador de frequência, e a resposta ao impulso da conversão do sinal modulado para um sinal de banda de base, para produzir a resposta agregada.

14. Meio de armazenamento legível por computador caracterizado pelo fato de que armazena instruções legíveis por computador que, quando executadas por um processador de um receptor de comunicações GSFK, fazem com que o processador execute: receber um sinal modulado e converter o sinal modulado para um sinal de banda de base modulado; filtrar interferência de canal, que é adjacente a um canal desejado do sinal de banda de base modulado de modo a reduzir a interferência de canal a partir do sinal de banda de base modulado e para produzir um sinal de banda de base modulado de canal filtrado; demodular o sinal de banda de base modulado de canal filtrado para recuperar uma sequência de símbolos; filtrar a sequência de símbolos para reduzir a interferência intersímbolo (ISI) a partir da sequência de símbolos; produzir decisões símbolo com base na sequência de símbolos filtrada, e mapear as decisões símbolo para bits de dados; em que a filtragem da sequência de símbolos para reduzir ISI compreende: determinar uma resposta ao impulso de um filtro Gaussiano (306); determinar uma resposta ao impulso da interferência de canal de filtragem; agregar a resposta ao impulso do filtro Gaussiano (306) e a resposta ao impulso da interferência de canal de filtragem, para produzir uma resposta de agregação; transformar a resposta agregada para o domínio da frequência, para produzir uma pluralidade de compartimentos de frequência; substituir os compartimentos da pluralidade de compartimentos de frequência com uma magnitude inferior a um valor predeterminado com o valor predeterminado, para produzir uma resposta agregada do domínio de frequência modificada; determinar uma resposta ao impulso de um filtro de Nyquist; transformar a resposta ao impulso do filtro de Nyquist para o domínio da frequência, para produzir uma resposta no domínio da frequência de Nyquist; dividir a resposta no domínio da frequência de Nyquist pela resposta agregada no domínio da frequência modificada, para produzir um quociente; determinar uma pluralidade de coeficientes de filtro com base no quociente, e filtrar a sequência de símbolos para reduzir ISI com base na pluralidade de coeficientes de filtro.

15. Meio de armazenamento legível por computador, de acordo com a reivindicação 14, caracterizado pelo fato de que a filtragem da sequência de símbolos para reduzir ISI compreende: determinar uma resposta ao impulso de um filtro Nyquist; determinar uma pluralidade de coeficientes de filtro com base na resposta ao impulso do filtro Nyquist, e filtrar a sequência de símbolos para reduzir ISI com base na pluralidade de coeficientes de filtro.

16. Meio de armazenamento legível por computador, de acordo com a reivindicação 15, caracterizado pelo fato de que a filtragem da sequência de símbolos compreende: determinar uma resposta ao impulso de um filtro Gaussiano (306); determinar uma pluralidade de coeficientes de filtro com base na resposta ao impulso do filtro Gaussiano (306), e filtrar a sequência de símbolos para reduzir ISI com base na pluralidade de coeficientes de filtro.

17. Meio de armazenamento legível por computador, de acordo com a reivindicação 16, caracterizado pelo fato de que a filtragem da sequência de símbolos compreende: determinar uma resposta ao impulso de um filtro Gaussiano (306); determinar uma resposta ao impulso da interferência de canal de filtragem; agregar a resposta ao impulso do filtro Gaussiano (306) e a resposta ao impulso da interferência de canal de filtragem para produzir uma resposta de agregação; determinar uma pluralidade de coeficientes do filtro com base na resposta agregada, e filtrar a sequência de símbolos para reduzir ISI com base na pluralidade de coeficientes de filtro.

18. Meio de armazenamento legível por computador, de acordo com a reivindicação 15, caracterizado pelo fato de que a filtragem da sequência de símbolos compreende: determinar uma resposta ao impulso de um filtro de Nyquist; determinar uma resposta ao impulso de um filtro Gaussiano (306); dividir a resposta ao impulso do filtro de Nyquist pela resposta ao impulso do filtro Gaussiano (306), para produzir um quociente; determinar uma pluralidade de coeficientes de filtro com base no quociente; e filtrar a sequência de símbolos para reduzir ISI com base na pluralidade de coeficientes de filtro.

Images