WO2009119736A1

WO2009119736A1 - 受信機

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Publication number: WO2009119736A1
Application number: PCT/JP2009/056110
Authority: WO
Inventors: 充田邊; 幸夫岡田; 充前田
Original assignee: パナソニック電工株式会社
Priority date: 2008-03-26
Filing date: 2009-03-26
Publication date: 2009-10-01
Also published as: JP2009239545A; JP5215704B2; CN101981842B; KR101209501B1; CN101981842A; KR20100126568A; TW201014291A; TWI385990B; HK1154131A1

Abstract

　受信機（１０）は、多値変調方式判別回路（１６）と、位相補正方式選択回路（１７）と、位相補正回路（１４）と、判定回路（１５）とを備える。多値変調方式判別回路（１６）は、送信機から受信した変調信号に基づいて変調信号に用いられた多値変調方式を判別する。位相補正方式選択回路（１７）は、多値変調方式判別回路（１６）で判別された多値変調方式の多値度に基づいて変調信号のシンボルの位相補正に用いる位相補正方式を予め用意された複数の位相補正方式から選択する。位相補正回路（１４）は、位相補正方式選択回路（１７）で選択された位相補正方式を用いてシンボルの位相を補正する。判定回路（１５）は、多値変調方式判別回路（１６）で判別された多値変調方式に基づいて位相補正回路（１４）で位相補正されたシンボルのビット列を判定する。

Description

受信機

　本発明は、受信機、特に適応変調方式を利用した通信システムに用いられる受信機に関する。

　従来から、適応変調方式を利用した通信システムがある。この通信システムは、多値度（ビットレート）が異なる複数の多値変調方式を有し、例えば自身がおかれる環境（回線品質）に応じて使用する多値変調方式を切り替える。この場合、回線品質に則して、最良の伝送効率が得られる。ここで、多値変調方式としては、例えばビットレートの低い方式から順に、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）、６４ＱＡＭ等がある（例えば、日本国公開特許公報２００７－１５０９０６、ＩＥＥＥ　８０２．１１ａ－１９９９参照）。

　ところで、通信システムを構成する送信機および受信機それぞれは、基準信号源を備える。基準信号源は、水晶発信器を利用している。送信機および受信機の各基準信号源の発振周波数（以下、「基準周波数」という）は水晶発信器の精度によって誤差を含む。その結果、変調処理を行う送信機側の基準周波数と復調処理を行う受信機側の基準周波数との間にｐｐｍオーダの誤差が生じる。この基準周波数の誤差は、受信機で受信したデータの位相回転の原因となる。このような位相回転の発生は、復調後のビット誤り率（Bit Error Rate：以下、「ＢＥＲ」という）に大きく影響を与える。そのため、受信機は、復調時に、受信したデータの位相回転の補正を行う。特に、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調等のマルチキャリア変調方式を用いた多値変調の場合、復調時の周波数誤差による位相回転の影響が大きくなる。これは、１シンボルの占有時間が大きくなり、位相補正の間隔が長くなるためである。

　従来、シンボルの位相回転の補正を行う位相補正方式としては、パイロットサブキャリアを用いる位相補正方式（例えば、日本国公開特許公報２００８－２２３３９参照）や、パイロットシンボルを用いた位相補正方式（例えば、日本国公開特許公報２００６－３５２７４６参照）がある。

　パイロットサブキャリアを用いた位相補正方式では、マルチパスフェージングの影響で信号の伝播特性に大きな周波数選択性が存在する場合、補正誤差が大きくなる。

　そのため、周波数選択性が強い伝播環境においては、パイロットシンボルを用いた位相補正方式が有効である。

　一方、パイロットシンボルを用いた位相補正方式は、パイロットサブキャリアを用いた位相補正方式とは異なり、ＯＦＤＭシンボル毎の逐次補正ではない。そのため、多値変調方式の多値度が大きくなるほどパイロットシンボルを変調信号に埋め込む間隔を狭くしなければならない。したがって、適応変調方式において全ての多値変調方式に対して満足できる位相補正を行えるようにすると、特に多値度の低い多値変調方式において伝送効率が低下する。

　また、パイロットシンボルを用いた位相補正は、パイロットシンボルを得るまでは位相補正を行えないから、位相補正が行われる間隔が比較的長い。そのため、高多値度の多値変調方式の場合、復調処理の途中で位相回転の誤差が許容範囲を超えてしまうおそれがある。

　このように位相補正方式には、多値変調方式に対して向き不向きがある。しかしながら、従来の受信機は、送信機から受信した変調信号に対して同じ位相補正方式を用いる。そのため、従来の受信機は、送信機で用いられた多値変調方式に応じて最適な位相補正を行うことができない。

　本発明は、上記事由に鑑みてなされた。本発明の目的は、送信機で用いられた多値変調方式に応じて最適な位相補正を行える受信機を提供することにある。

　本発明に係る受信機は、複数の多値変調方式から回線品質に応じて選択された多値変調方式を用いて生成された変調信号を送信する送信機とともに適応変調通信システムに用いられる。前記変調信号は、前記受信機に送信するデータを表すシンボル列を有する。前記シンボルは、前記送信機で選択された多値変調方式によってビット列との対応関係が決定される。本発明に係る受信機は、多値変調方式判別部と、位相補正方式選択部と、位相補正部と、判定部とを備える。前記多値変調方式判別部は、前記送信機から受信した前記変調信号に基づいて前記変調信号に用いられた前記多値変調方式を判別するように構成される。前記位相補正方式選択部は、前記多値変調方式判別部で判別された前記多値変調方式の多値度に基づいて前記変調信号のシンボルの位相の補正に用いる位相補正方式を予め用意された複数の位相補正方式から選択するように構成される。前記位相補正部は、前記位相補正方式選択部で選択された前記位相補正方式を用いて前記シンボルの位相を補正するように構成される。前記判定部は、前記変調方式判別部で判別された前記多値変調方式に基づいて前記位相補正部で位相が補正された前記シンボルに対応するビット列を判定するように構成される。

　この発明によれば、前記送信機で用いられた前記多値変調方式の多値度に基づいて位相補正方式を選択する。そのため、前記送信機で用いられた前記多値変調方式に応じて最適な位相補正を行える。

　好ましくは、前記送信機は、一次変調方式と、二次変調方式とを有する。前記一次変調方式は、多値度が異なる複数の多値変調方式から所定の基準で選択された多値変調方式であって、前記シンボルを示す一次変調シンボルを生成する。前記二次変調方式は、マルチキャリア変調方式である。前記二次変調方式は、前記一次変調シンボルに基づいて複素振幅が構成された複数のサブキャリアを重ね合わせて二次変調シンボルを生成する。前記二次変調方式は、複数の前記二次変調シンボルで構成される前記変調信号を構成する。前記変調信号は、パイロットシンボルを所定時間毎に有する。前記パイロットシンボルは、前記受信機にとって既知の二次変調シンボルである。前記既知の二次変調シンボルは、既知の複素振幅を有するサブキャリアで構成される。前記二次変調シンボルは、パイロットサブキャリアを含む。前記パイロットサブキャリアは、前記受信機にとって既知のサブキャリアである。前記既知のサブキャリアは、既知の複素振幅を有する。前記位相補正方式選択部は、前記多値変調方式判別部で判別された前記多値変調方式の前記多値度が所定値未満であれば、前記パイロットシンボルを用いて前記シンボルの位相を補正する第１の位相補正方式を選択し、前記多値度が所定値以上であれば前記パイロットサブキャリアを用いて前記シンボルの位相を補正する第２の位相補正方式を選択するように構成される。

　この場合、前記送信機で用いられた前記多値変調方式の多値度が所定値未満の場合は、周波数選択性が強い伝播環境においても位相補正効果が大きい前記パイロットシンボルを用いた位相補正を行う。一方、前記送信機で用いられた前記多値変調方式の多値度が所定値以上の場合、高い伝送効率を実現しやすい前記パイロットサブキャリアを用いた位相補正を行う。よって、前記送信機で用いられた前記多値変調方式に応じて最適な位相補正を行える。

　より好ましくは、前記位相補正方式選択部は、前記多値変調方式判別部で判別された前記多値変調方式の前記多値度が所定値未満であれば前記第１の位相補正方式のみを選択し、前記多値度が所定値以上であれば前記第１の位相補正方式と前記第２の位相補正方式の両方を選択するように構成される。

　この場合、前記パイロットシンボルを用いた前記第１の位相補正が常に行われる。そのため、前記位相補正部の制御が簡単になる。さらに、前記第１の位相補正方式では前記サブキャリア毎に位相補正が実行される。よって、周波数選択性が強い伝播環境下でも、常に位相補正の効果を大きくできる。

　さらに好ましくは、前記位相補正部は、前記位相補正方式選択部で前記第１の位相補正方式と前記第２の位相補正方式の両方が選択された場合、前記第２の位相補正方式に従って前記シンボルの位相を補正してから前記第１の位相補正方式に従って前記シンボルの位相を補正するように構成される。

　この場合、パイロットサブキャリアを用いてシンボル毎に位相補正を行うことができる。しかも、パイロットサブキャリアを用いた位相補正によって生じる誤差を、パイロットシンボルを用いた位相補正によってなくすことができる。よって、多値度が大きい多値変調方式に対して最適な位相補正を行える。

　好ましくは、前記所定値は、前記位相補正方式選択部で選択された前記位相補正方式を用いて前記位相補正部が前記シンボルの位相の補正を行う場合の伝送効率に基づいて設定される。

　この場合には、前記送信機で用いられた多値変調方式に応じて最適な位相補正を行え、しかも伝送効率を高めることができる。

実施形態１の受信機の概略図である。同上の受信機を備える通信システムの概略図である。１６ＱＡＭのコンスタレーションの説明図である。サブキャリアとパイロットサブキャリアの配置の説明図である。ＯＦＤＭ信号の構造の説明図である。パイロットシンボルの埋め込み構造の説明図である。実施形態２の受信機の概略図である。

　（実施形態１）
　本実施形態の受信機１０は、図２に示すように、送信機２０とともに適応変調通信システム（以下、「通信システム」という）を構成する。通信システムは、送信機２０で変調（本実施形態ではＯＦＤＭ変調）されたＯＦＤＭ信号によるパケット通信を行う。なお、送信機２０から受信機１０にＯＦＤＭ変調波を伝送するための伝送路３０については有線または無線の何れでも構わない。

　送信機２０は、一次変調として多値変調方式を採用し、二次変調としてＯＦＤＭ変調を採用する。送信機２０は、受信機１０に送信するデータ（情報ビット列）をエラー訂正符号化する。また、送信機２０は、エラー訂正符号化されたデータを直並列変換する。送信機２０は、多値変調方式で決定されるシンボルとビット列との対応関係に基づき、直並列変換されたデータからサブキャリアを変調するための複素シンボル（一次変調シンボル）を生成する（シンボルマッピング）。送信機２０は、複素シンボルを順に逆離散フーリエ変換（二次変調）した後、並直列変換することでディジタル形式の複素ベースバンドＯＦＤＭ信号を生成する（ＯＦＤＭシンボルまたは二次変調シンボル）。送信機２０は、複素ベースバンドＯＦＤＭ信号をディジタル／アナログ変換（ＤＡ変換）する。送信機２０は、前記ＤＡ変換されたＯＦＤＭ信号を、ＤＡ変換で発生するイメージ信号を除去するフィルタで濾波し、搬送波を掛け合わせ（周波数変換を行い）、さらに所定の信号増幅を行うことにより、ＯＦＤＭ変調波を生成する。送信機２０は、このようにして生成された前記ＯＦＤＭ変調波を伝送路３０に送出する。

　ここで、送信機２０は、一次変調方式として多値度が異なる複数の多値変調方式、例えば１６ＱＡＭと６４ＱＡＭを有する。送信機２０は、シンボルマッピングを行う際には、多値度が異なる複数の多値変調方式から所定の基準で多値変調方式を選択する（つまり送信機２０は適応変調を行う）。例えば、送信機２０は、データの伝送速度が最も速くなるように、多値度が最も高い多値変調方式を選択する。また、送信機２０は、伝送路３０の状態（回線品質）やデータの容量に応じて、伝送速度が一定値以上となるように、多値変調方式を選択してもよい。

　また、送信機２０は水晶発信器を有する基準信号源（図示せず）を備える。送信機２０は、基準信号源が発する基準周波数を用いて、逆離散フーリエ変換（ＯＦＤＭ変調）や周波数変換等を行う。なお、基準信号源は、受信機１０にも備えられる。

　このように送信機２０は、複数の多値変調方式（１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭ）から所定の基準で選択された多値変調方式を用いて生成されたＯＦＤＭ変調波を送信する。

　ここで、６４ＱＡＭ等の高多値度の多値変調方式においては、複素平面上の複素シンボルを用いてシンボルのビット列を判定する際の許容誤差角が小さい。そのため、シンボル毎に位相補正を行う必要がある。以下、ＱＡＭにおける許容誤差角について、１６ＱＡＭを例にして説明する。

　図３は、１６ＱＡＭのビット列［００００］～［１１１１］に対する複素平面上のシンボル配置（信号点配置）を示している。ここではグレイ符号を前提にしている。図３中の仕切線Ｌ１は、ビット列［１１１０］とビット列［１０１０］の各シンボル点間を結ぶ線分の中点をＱ（Quadrature-Phase）軸方向に通る。仕切線Ｌ２は、ビット列［１０１０］とビット列［１０１１］の各シンボル点間を結ぶ線分の中点をＩ（In-Phase）軸方向に通る。受信機１０が受信した複素シンボルがビット列［１０１０］を含む仕切線Ｌ１，Ｌ２で囲まれた領域Ａ１２に存在する場合、この複素シンボルはビット列［１０１０］を表す確率が高いと推定される。しかしながら、実際には基準周波数の誤差による位相回転（矢印Ｑ１参照）によって、送信機２０では領域Ａ１２に存在していた複素シンボルが、受信機１０では領域Ａ１２に存在しなくなるおそれがある。この場合、ビット列の判定に誤りが生じる。

　受信機１０で受信されたビット列［１０１０］に対応する複素シンボルは、基準周波数の誤差がなければ、ビット列［１０１０］を表すシンボル点を中心にガウス分布する。そのため、シンボル点が本来の領域を逸脱しないことを条件に各シンボル点の許容誤差角θ１を設定することに矛盾はない。例えば、１６ＱＡＭの場合、許容誤差角θ１［degree］は１６．８８である。

　表１に代表的なＱＡＭの許容誤差角θ１を示す。表１から明らかなように、多値度が大きくなるにつれて許容誤差角θ１は小さくなる。

　次に、ＯＦＤＭ変調において、基準周波数の誤差によるＯＦＤＭシンボル１個当たりの位相回転について検討する。ＯＦＤＭシンボルの位相回転による位相誤差の要因としては、ＯＦＤＭの復調処理に必要な搬送波周波数同期（周波数変換）時の誤差（第１誤差）、標本化周波数同期（高速フーリエ変換）時の誤差（第２誤差）との２つが考えられる。ＯＦＤＭシンボル１個当たりの占有時間Ｔａは、高速フーリエ変換のサンプル周波数をｆｓ、高速フーリエ変換のサイズ（ＦＦＴサイズ）をＮポイント、ガードインターバルの時間をＴｇｉとすると、次式（１）で表される。

　第１誤差および第２誤差による位相誤差は加法的である。そのため、搬送周波数をｆｃ、変調および復調の両処理間の基準周波数誤差をｅとすると、ＯＦＤＭシンボル１個当たりの位相誤差角θ２［degree］は次式（２）で表される。

　例えば、ＩＥＥＥ　８０２．１１ａ－１９９９の仕様（ＩＥＥＥ（米国電気電子学会）が定めた無線ＬＡＮの規格ＩＥＥＥ　８０２．１１ａ）によれば、各基準信号源の基準周波数誤差を２０ｐｐｍ許容すると、変調および復調の両処理で４０ｐｐｍの基準周波数誤差ｅとなる。搬送周波数ｆｃの誤差については、受信機の自動周波数補正回路によって、一般にｆｓ／２の周波数誤差に収束する。したがって、上式（２）は、次式（３）に変形できる。

　なお、ＩＥＥＥ　８０２．１１ａ－１９９９の仕様によれば、高速フーリエ変換のサンプル周波数ｆｓは２０ＭＨｚ、ＯＦＤＭシンボルの占有時間Ｔａは４μｓｅｃ（うち、ガードインターバルの時間Ｔｇｉは０．８μｓｅｃ）、高速フーリエ変換のサイズＮは６４ポイントである。

　ＩＥＥＥ　８０２．１１ａ－１９９９の仕様にしたがって上式（３）を計算すれば、位相誤差角θ２は２．８８になる。したがって、６４ＱＡＭでは４シンボルで許容誤差角θ１を超えてしまう。また、ＩＥＥＥ　８０２．１１ａ－１９９９の仕様によれば、１パケットは最大１０００バイトであることを要求している。そのため、エラー訂正による冗長ビットを加えなければ、１パケットで送信可能なＯＦＤＭシンボルは約２７シンボルになる。したがって、４シンボルで許容誤差角θ１を超えてしまう場合、１つのパケットを正しく復調できない。

　そのため、ＩＥＥＥ　８０２．１１ａ－１９９９は、図４に示すように全５２本のサブキャリア中の４本をデータ伝送に関係ないパイロットサブキャリアＰＳＣ１～ＰＳＣ４とし、残りの４８本をデータ伝送に用いるサブキャリアＳＣ０～ＳＣ４７にすることを規定している。そのため、パイロットサブキャリアＰＳＣ１～ＰＳＣ４を用いてＯＦＤＭシンボル毎の位相補正を行うことができる。

　ところが、マルチパスフェージングの影響で信号の伝播特性に大きな周波数選択性が存在する場合、パイロットサブキャリアが埋め込まれた周波数のＳ／Ｎ比が極端に悪くなるおそれがある。この場合はパイロットサブキャリアを用いた位相補正方式の補正誤差が大きくなる。そのため、特に高多値度の多値変調方式では位相補正を施すことによってＢＥＲが却って悪くなることがある。例えば、図４ではパイロットサブキャリアＰＳＣ１付近で、周波数特性１０００が悪化しているから、パイロットサブキャリアＰＳＣ１を用いた位相補正の精度が低下する。

　周波数選択性が強い伝播環境においては、パイロットシンボルを用いた位相補正方式が有効である。パイロットシンボルは受信機１０および送信機２０の双方で既知のシンボルで構成される。また、パイロットシンボルは、ＯＦＤＭシンボルで構成される変調信号（パケット）中に一定の時間間隔で埋め込まれる。そのため、パイロットシンボルを用いてサブキャリア毎の位相補正を行うことができる。

　しかしながら、パイロットシンボルを用いた位相補正方式は、ＯＦＤＭシンボル毎の逐次補正ではない。そのため、多値変調方式の多値度が大きくなるほどパイロットシンボルを変調信号中に埋め込む間隔を狭くしなければならない。例えば、１６ＱＡＭでは５シンボル毎にパイロットシンボルを変調信号中に埋め込めば十分である。これに対して、６４ＱＡＭでは、パイロットシンボルを変調信号中に埋め込む間隔を３シンボル毎に設定しなければならない。したがって、適応変調方式において全ての多値変調方式に対して満足できる位相補正を行えるようにすると、特に多値度の低い多値変調方式において伝送効率が低下してしまう。

　また、パイロットシンボルを用いた位相補正は、パイロットシンボルを得るまでは位相補正を行えないから、位相補正が行われる間隔が比較的長い。そのため、高多値度の多値変調方式の場合、復調処理の途中で許容誤差角θ１を超えてしまうおそれもある。

　そこで、送信機２０は、受信機１０がパイロットシンボルを用いた位相補正とパイロットサブキャリアを用いた位相補正とを選択的に行えるように変調信号を生成する。

　例えば、変調信号（パケット）は、図５に示すように、ショートプリアンブルＳＰと、ロングプリアンブルＬＰと、データ部Ｄとで構成される。

　ショートプリアンブルＳＰは、シンボルタイミング同期を確立するために、送信機２０、受信機１０ともに既知である同期パターン（特定パターン）Ｘを基本周期Ｔ１（＝０．８μｓｅｃ）毎に１０回（Ｘ１～Ｘ１０）繰り返して構成される。つまり、ショートプリアンブルＳＰは、基本周期Ｔ１の繰り返し信号で構成される。

　ロングプリアンブルＬＰは、チャネル推定のために送信機２０、受信機１０ともに既知である同期パターンＹを基本周期Ｔ２（＝３．２μｓｅｃ）毎に２回（Ｙ１，Ｙ２）繰り返して構成される。

　データ部Ｄは、データビットや変調方式の情報等が格納されるデータ伝送のための領域である。

　変調信号では、ショートプリアンブルＳＰ、ロングプリアンブルＬＰ、およびデータ部Ｄは、ショートプリアンブルＳＰ、ロングプリアンブルＬＰ、データ部Ｄの順に配置されている。

　また、ロングプリアンブルＬＰおよびデータ部Ｄの各領域の先頭には、各領域の後半の一部分をコピーしたガードインターバルＧＩ１，ＧＩ２が付加される。カードインターバルＧＩ１，ＧＩ２によれば、マルチパスの影響を軽減できる。

　受信機１０は、図１に示すように、自動周波数補正回路（ＡＦＣ）１１と、ガードインターバル除去回路１２と、高速フーリエ変換回路（ＦＦＴ）１３と、位相補正回路（位相補正部）１４と、判定回路（判定部）１５と、多値変調方式判別回路（多値変調方式判別部）１６と、位相補正方式選択回路（位相補正方式選択部）１７とを備える。図ではアナログ部での信号増幅、周波数変換（ダウンコンバージョン）、妨害波除去フィルタ、アナログ／ディジタル変換（ＡＤ変換）などのアナログ信号処理回路は省略している。

　自動周波数補正回路１１は、ベースバンド信号をアナログ／ディジタル変換（ＡＤ変換）した後、ショートプリアンブルＳＰおよびロングプリアンブルＬＰを用いて、ＯＦＤＭシンボル毎の位相回転を補正する。

　自動周波数補正回路１１は、最初に、ショートプリアンブルＳＰを用いて、送信機２０の基準周波数と受信機１０の基準周波数との間の比較的大きな周波数誤差を検出する。周波数誤差の検出は、例えば、基本周期Ｔ１だけ遅延させた変調信号の共役複素数を、基本周期Ｔ１後の変調信号に掛け合わせることで行える。

　次に、自動周波数補正回路１１は、ロングプリアンブルＬＰを用いて周波数誤差を検出する。ロングプリアンブルＬＰを用いた周波数誤差の検出は、ショートプリアンブルＳＰを用いた周波数誤差の検出と同様の手順で行える。ロングプリアンブルＬＰを用いれば、１／｛２・Ｔ２｝（＝ｆｓ／｛２・６４｝）の比較的小さな周波数誤差を検出できる。

　自動周波数補正回路１１は、ショートプリアンブルＳＰおよびロングプリアンブルＬＰを用いて検出した周波数誤差の逆位相を受信した変調信号に掛け合わせる。これによって、自動周波数補正回路１１は、位相補正（周波数補正）を行う。

　ガードインターバル除去回路１２は、送信機２０によって変調信号に付加されたガードインターバルＧＩ１，ＧＩ２を除去する。

　高速フーリエ変換回路１３は、基準周波数に基づくサンプル周波数でＯＦＤＭシンボルを離散フーリエ変換する。これによって、高速フーリエ変換回路１３は、複数のサブキャリア信号に分波するマルチキャリア復調を行う。これによって、各サブキャリアの複素シンボルの成分が抽出される。

　位相補正回路１４は、周波数誤差による一次変調シンボルの位相回転を補正する。位相補正回路１４は、推定部１４１と、等化部１４２と、位相誤差除去部１４３とを備える。

　推定部１４１は、パイロットシンボルを用いて、サブキャリア毎の伝送路３０の周波数領域のインパルス応答を推定する。インパルス応答は、サブキャリア毎の伝播特性を表す。推定部１４１は、プリアンブルに続く変調信号についてプリアンブルの既知データ（ショートプリアンブルＳＰの同期パターンＸまたはロングプリアンブルＬＰ同期パターンＹ）をパイロットシンボルとみなし、その既知データの位相回転および振幅誤差（サブキャリア毎のインパルス応答）を推定する。以降の変調信号についてはパイロットシンボルを所定時間毎に有し、その既知データから位相回転および振幅誤差を推定する。推定された位相回転および振幅誤差は、次のパイロットシンボルで補正を行うまで有効としても良いし、次のパイロットシンボルの補正量と現パイロットシンボルの補正量に適当な重み付けをしたものを次のパイロットシンボルによる補正値とするために用いてもよい。なお、パイロットシンボルは、すべてのサブキャリアの複素振幅を既知データとしてもいいが、周波数選択性の大きい周波数領域のサブキャリアにだけ既知データを埋め込んでもいい。この場合、既知データが埋め込まれていないサブキャリアの伝播特性は、既知データが埋め込まれたサブキャリアの伝播特性から導出すればよい。

　等化部１４２は、プリアンブルに続く各サブキャリアの複素シンボルに対して、推定部１４１で推定されたサブキャリア毎のインパルス応答の逆特性を掛け合わせる。これによって、等化部１４２は、サブキャリア毎に周波数領域の歪みを補正し、周波数誤差による位相回転を補正する。なお、振幅変動の大きい伝送路においては位相回転だけでなく振幅誤差も補正してもよい。

　このように、推定部１４１および等化部１４２は、パイロットシンボルを用いてシンボルの位相を補正する第１の位相補正方式を行う。パイロットシンボルを用いた位相補正は、サブキャリア毎に位相補正を行うので周波数選択性が強い伝播環境においても位相補正効果が大きい。

　また、本実施形態では、図４に示すように全５２本のサブキャリア中の４本がデータ伝送に関係ないパイロットサブキャリアＰＳＣ１～ＰＳＣ４であり、残りの４８本がデータ伝送に用いるサブキャリアＳＣ０～ＳＣ４７である。パイロットサブキャリアＰＳＣ１～ＰＳＣ４上のシンボルは既知データ（既知シンボル）である。

　位相誤差除去部１４３は、４本のパイロットサブキャリアＰＳＣ１～ＰＳＣ４を用いてＯＦＤＭシンボル毎の位相補正を行う。位相誤差除去部１４３は、パイロットサブキャリアＰＳＣ１～ＰＳＣ４の既知シンボルから各パイロットサブキャリアにおける周波数誤差を検出する。位相誤差除去部１４３は、検出した周波数誤差を用いて同一のＯＦＤＭシンボルから離散フーリエ変換された各複素シンボルの位相誤差を算出する。そして、位相誤差除去部１４３は、算出した位相誤差の逆位相を各複素シンボルに掛け合わせる。これによって、位相誤差除去部１４３は、周波数誤差によるシンボルの位相回転を補正する。

　このように、位相誤差除去部１４３は、パイロットサブキャリアを用いてシンボルの位相を補正する第２の位相補正方式を行う。

　変調方式判別回路１６は、送信機２０から受信した変調信号に基づいて変調信号に用いられた多値変調方式を判別する。本実施形態では、送信機２０から受信した変調信号のデータ部Ｄに含まれる変調方式の情報に基づいて、ＯＦＤＭシンボル毎の（同一のＯＦＤＭシンボルから離散フーリエ変換された各複素シンボルの）多値変調方式が１６ＱＡＭと６４ＱＡＭのいずれであるかを判別する。

　補正方式選択回路１７は、変調方式判別回路１６で判別された多値変調方式の多値度に基づいて変調信号のシンボルの位相の補正に用いる位相補正方式を予め用意された複数の位相補正方式から選択する。本実施形態では、補正方式選択回路１７は、変調方式判別回路１６の判別結果が１６ＱＡＭの場合、第１の位相補正方式を選択し、判別結果が６４ＱＡＭの場合、第２の位相補正方式を選択する。

　位相補正回路１４は、補正方式選択回路１７で選択された前記位相補正方式を用いてシンボルの位相を補正する。

　判定回路１５は、多値変調方式判別回路１６で判別された多値変調方式に基づいて位相補正回路１４で位相が補正されたシンボルに基づいてデータのビット列を判定する。より詳細に説明すると、判定回路１５は、多値変調方式判別回路１６で判別された多値変調方式に基づいて、位相補正回路１４で位相が補正された各複素シンボルをデマッパにより軟判定値に変換する。これによって、判定回路１５は、受信機１０内または受信機１０外の図示しないデータ処理回路へ送信機２０から受信したデータのビット列を出力する。

　ＯＦＤＭシンボル１個当たりの位相誤差角θ２は、上述したように２．８８°である。表２は、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭの各多値変調方式において、θ１／θ２の値を示す。また、表２は、復調処理の途中で許容誤差角θ１を超えてしまわないようにパイロットシンボルを変調信号に埋め込む最小シンボル間隔Ｍ（θ１／θ２以下で最大の正の整数）を示す。さらに、表２は、最小シンボル間隔Ｍでパイロットシンボルを変調信号に埋め込んだ場合の伝送効率Ｐ１＝Ｍ／（Ｍ＋１）を示す。

　図６に示すように、各多値変調方式においては、Ｍシンボル毎にパイロットシンボルＰＳを変調信号に埋め込む。これによって、復調処理の途中で位相誤差が許容誤差角θ１を超えることが防止される。また、伝送効率が最も高くなる。

　パイロットシンボルを用いる第１の位相補正方式では、補正間隔がパイロットサブキャリアを用いる場合よりも長くなる。これは、等化部１４２の等化パラメータが更新されるタイミングがＭシンボル毎であるためである。したがって、高多値度の多値変調方式である６４ＱＡＭの場合（最小シンボル間隔Ｍ＝３）、パイロットシンボルの間隔が５では復調処理の途中で位相誤差が許容誤差角θ１を超えてしまうおそれがある。

　一方、パイロットサブキャリアＰＳＣ１～ＰＳＣ４を用いる第２の位相補正方式は、ＯＦＤＭシンボル毎の逐次補正である。そのため、ＯＦＤＭシンボル毎に（同一のＯＦＤＭシンボルから離散フーリエ変換された各複素シンボルに対して）、最適な位相補正を行える。よって、高多値度の多値変調方式であっても、復調処理の途中で位相誤差が許容誤差角θ１を超えてしまうことを防止できる。

　第１の位相補正方式では、多値度が大きくなるほど変調信号に埋め込むパイロットシンボルの間隔を短くする必要がある。そのため、伝送効率が比較的低くなり易い。表２に示すように伝送効率Ｐ１は、１６ＱＡＭでＰ１＝０．８３、６４ＱＡＭでＰ１＝０．７５となる。一方、第２の位相補正方式では、全５２本のサブキャリア中の４本をパイロットサブキャリアＰＳＣ１～ＰＳＣ４に用いる。そのため、パイロットサブキャリアを用いた場合の伝送効率Ｐ２は０．９２（＝４８本／５２本）となる。よって、第２の位相補正方式のほうが第１の位相補正方式よりも高い伝送効率を実現しやすい。

　以上述べたように、本実施形態の受信機１０によれば、送信機２０で用いられた多値変調方式の多値度に基づいて位相補正方式を選択する。そのため、送信機２０で用いられた多値変調方式に応じて最適な位相補正を行える。

　特に、送信機２０で用いられた多値変調方式の多値度が所定値（６４ＱＡＭに対応する多値度）未満の場合は、周波数選択性が強い伝播環境においても位相補正効果が大きいパイロットシンボルを用いた位相補正を行う。一方、送信機２０で用いられた多値変調方式の多値度が所定値（６４ＱＡＭに対応する多値度）以上の場合、高い伝送効率を実現しやすいパイロットサブキャリアを用いた位相補正を行う。よって、送信機２０で用いられた多値変調方式に応じて最適な位相補正を行える。

　ところで、位相補正方式選択回路１７は、次のように構成されていてもよい。すなわち、位相補正方式選択回路１７は、多値変調方式判別回路１６で判別された多値変調方式の多値度が所定値（６４ＱＡＭに対応する多値度）未満であれば第１の位相補正方式のみを選択し、多値度が所定値（６４ＱＡＭに対応する多値度）以上であれば第１の位相補正方式と第２の位相補正方式の両方を選択する。

　この場合、パイロットシンボルを用いた位相補正が常に行われる。そのため、位相補正回路１４の制御が簡単になる。さらに、第１の位相補正方式ではサブキャリア毎に位相補正が実行される。よって、周波数選択性が強い伝播環境下でも、常に位相補正の効果を大きくできる。

　ところで、推定部１４１は、プリアンブルの既知シンボル及び変調信号に一定間隔に埋め込まれたパイロットシンボルで伝送路３０のインパルス応答を推定する。パイロットシンボルは全てのサブキャリアに既知データが埋め込まれている。そのため、パイロットシンボルを用いれば、全てのサブキャリアについて高精度な位相補正が行える。しかし、パイロットシンボルを得るまでは、伝送路３０のインパルス応答の推定を行えない。つまり、パイロットシンボルを用いた位相補正では、補正間隔が長くなる。そのため、高多値度の多値変調方式の場合、復調処理の途中でサブキャリアの複素振幅である一次変調シンボルの許容誤差角θ１を超えてしまうおそれがある。

　一方、位相誤差除去部１４３は、パイロットサブキャリアで伝送路３０のインパルス応答を推定する。そのため、ＯＦＤＭシンボル毎に伝送路３０のインパルス応答を更新できる。しかしながら、パイロットサブキャリア以外のサブキャリア（つまりデータ伝送に用いるサブキャリア）についてのインパルス応答の推定値は、パイロットサブキャリアのインパルス応答から外挿や内挿を利用して算出される。そのため、データ伝送に用いるサブキャリアのインパルス応答の推定値には誤差が含まれる。

　したがって、位相誤差除去部１４３のみでインパルス応答を更新すると、等化部１４２では更新後のインパルス応答から計算された逆特性で等化を行うため、インパルス応答の更新ごとに誤差が蓄積されてしまう。そのため、ある時間を過ぎると誤差の蓄積量が許容量（許容誤差各θ１）を超え、位相補正の効果がなくなってしまう。特に多値度が大きい多値変調方式ほど許容誤差角θ１が小さいため、位相補正の効果が無くなる可能性が高い。

　そこで、多値変調方式判別回路１６で判別された多値変調方式の多値度が所定値（６４ＱＡＭに対応する多値度）以上である場合（位相補正方式選択回路１７で第１の位相補正方式と第２の位相補正方式の両方が選択された場合）、位相補正回路１４は、次のように構成されることが好ましい。すなわち、位相補正回路１４は、第２の位相補正方式に従ってシンボルの位相を補正してから第１の位相補正方式に従ってシンボルの位相を補正する。

　このようにすれば、パイロットサブキャリアを用いてＯＦＤＭシンボル毎に位相補正を行うことができる。しかも、パイロットサブキャリアを用いた位相補正によって生じる誤差を、パイロットシンボルを用いた位相補正によってなくすことができる。よって、多値度が大きい多値変調方式に対して最適な位相補正を行える。

　ところで、上記の例では、位相補正方式選択回路１７の所定値を、６４ＱＡＭに対応する多値度としている。しかしながら、所定値は、位相補正方式選択回路１７で選択された位相補正方式を用いて位相補正回路１４がシンボルの位相の補正を行う場合の伝送効率に基づいて設定してもよい。

　例えば、送信機２０が、多値変調方式として、ＱＰＳＫと、１６ＱＡＭと、６４ＱＡＭとを有している場合を考える。

　この場合、多値変調方式判別回路１６は、送信機２０から受信した変調信号のデータ部Ｄに含まれる変調方式の情報に基づいて、変調信号に用いられた多値変調方式が、ＱＰＳＫと、１６ＱＡＭと、６４ＱＡＭのいずれであるかを判別する。

　ここで、第１の位相補正方式の場合、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭの各伝送効率Ｐ１は、０．９７，０．８３，０．７５となる（表２参照）。

　一方、第２の位相補正方式の場合、伝送効率Ｐ２は０．９２となる。

　この場合、位相補正方式選択回路１７は、伝送効率Ｐ１が伝送効率Ｐ２（＝０．９２）より高い多値変調方式に対して、パイロットシンボルを用いた位相補正を選択する。すなわち、位相補正方式選択回路１７は、伝送効率Ｐ１が０．９７であるＱＰＳＫの場合、第１の位相補正方式を選択する。一方、伝送効率Ｐ１が伝送効率Ｐ２より低い多値変調方式に対して、パイロットサブキャリアを用いた位相補正を選択する。すなわち、位相補正方式選択回路１７は、伝送効率Ｐ１が０．８３である１６ＱＡＭの場合、第２の位相補正方式を選択する。同様に、位相補正方式選択回路１７は、伝送効率Ｐ１が０．７５である６４ＱＡＭの場合、第２の位相補正方式を選択する。

　つまり、位相補正方式選択回路１７は、送信機２０で用いられた多値変調方式（ＱＰＳＫまたは１６ＱＡＭまたは６４ＱＡＭ）の多値度が伝送効率Ｐ２に基づく所定値より低い場合、パイロットサブキャリアを用いた位相補正を行う。一方、位相補正方式選択回路１７は、送信機２０で用いられた多値変調方式の多値度が伝送効率Ｐ２に基づく所定値以上の場合は、パイロットシンボルを用いた位相補正を行う。

　この場合には、送信機２０で用いられた多値変調方式に応じて最適な位相補正を行え、しかも伝送効率を高めることができる。

　（実施形態２）
　本実施形態の受信機４０は、シングルキャリア通信システムに用いられる。

　シングルキャリア通信システムに用いられる送信機２０は、受信機４０に送信するデータをエラー訂正符号化する。また、送信機２０は、多値変調方式で決定されるシンボルとビット列との対応関係に基づき、エラー訂正符号化されたデータから複素シンボルを生成する（シンボルマッピング）。送信機２０は、複素シンボルに適当な波形形成処理を行いＤＡ変換後、ＤＡ変換で生じるイメージ信号を除去するフィルタで濾波したシンボル列を用いて生成したベースバンド信号を搬送波と掛け合わせることで周波数変換を行って、必要な周波数帯域にシフトしたのち、所定の信号増幅を行って変調波を生成する。送信機２０は、生成された変調波を伝送路３０に送出する。

　ここで、送信機２０は、多値度が異なる複数の多値変調方式、例えばＱＰＳＫと１６ＱＡＭとを有する。送信機２０は、シンボルマッピングを行う際には、多値度が異なる複数の多値変調方式のなかから伝送路３０の状態に応じて最も伝送速度が速くなる多値変調方式を選択する（つまり送信機２０は適応変調を行う）。

　また、そして、送信機２０は、水晶発信器を有する基準信号源（図示せず）を備える。送信機２０は、基準信号源が発する基準周波数を用いて上記周波数変換等を行う。なお、基準信号源は受信機４０にも備えられる。

　送信機２０は、複数の多値変調方式（ＱＰＳＫ，６４ＱＡＭ）から回線品質に応じて選択された多値変調方式を用いて生成された変調波を送信する。変調波は、受信機４０に送信するデータを表すシンボル列を有する。このシンボルは、送信機２０で選択された多値変調方式によってビット列との対応関係が決定される。

　本実施形態の受信機４０は、図７に示すように、Ａ／Ｄ変換回路４１と、ＦＩＲフィルタ４２と、ダウンサンプリング回路４３と、位相補正回路４４と、判定回路４５と、多値変調方式判別回路（多値変調方式判別部）４６と、位相補正方式選択回路（位相補正方式選択部）４７とを備える。図ではアナログ部での信号増幅、妨害波除去フィルタ、などのアナログ信号処理回路は省略している。

　Ａ／Ｄ変換回路４１は、受信機４０の基準信号源（図示せず）が発する基準周波数で搬送波を生成する。Ａ／Ｄ変換回路４１は、伝送路３０を介して受信した変調信号に前記搬送波を掛け合わせることによって変調信号をダウンコンバージョンしてベースバンド信号を生成する。Ａ／Ｄ変換回路４１は、ベースバンド信号をアナログ／ディジタル変換してＦＩＲフィルタ４２に出力する。

　ダウンサンプリング回路４３は、ＦＩＲフィルタ４２を介して受け取ったベースバンド信号をダウンサンプリングする。ダウンサンプリング回路４３は、ダウンサンプリングされたベースバンド信号を、位相補正回路４４に出力する。

　位相補正回路４４は、位相誤差除去部４４１と、変調器４４２と、位相推定部４４３とを備える。位相補正回路４４は、再変調を用いた位相補正方式と、パイロットシンボルを用いた位相補正方式との２つの位相補正方式を選択的に用いて、周波数誤差による位相回転を補正する。

　再変調を用いた位相補正方式は、位相誤差除去部４４１と、変調器４４２と、位相推定部４４３とによって行われる。再変調を用いた位相補正方式を行う場合、位相誤差除去部４４１は、ダウンサンプリング回路４３の出力をそのまま判定回路４５に送信する。変調器４４２は、判定回路４５が判定したビット列を複素平面上のＩＱ信号に変換して複素数でシンボル化する再変調を行う。位相推定部４４３は、変調器４４２が出力する再変調信号とダウンサンプリング回路４３の出力との積を演算する。これによって、位相推定部４４３は、位相誤差を算出する。位相誤差除去部４４１は、位相推定部４４３で算出された位相誤差の逆位相（位相係数）を各複素シンボルに掛け合わせる。これによって、位相誤差除去部４４１は、周波数誤差による位相回転を補正する。つまり、位相補正回路４４は、再変調を用いた位相補正を行う。再変調を用いた位相補正は、定期的に実行される。

　パイロットシンボルを用いた位相補正方式は、位相誤差除去部４４１によって行われる。ここで本実施形態におけるパイロットシンボルは、既知の位相を有する既知シンボルであるが、実施形態１のようなマルチキャリア変調されたパイロットシンボルではない。ただし、この既知シンボルを用いた位相補正方式は実施形態１と同様であるから説明を省略する。

　多値変調方式判別回路４６は、送信機２０から受信した変調信号に含まれる変調方式の情報に基づいて、パケット毎の多値変調方式がＱＰＳＫと１６ＱＡＭのいずれであるかを判別する。

　位相補正方式選択回路４７は、多値変調方式判別回路４６で判別された多値変調方式の多値度に基づいて、位相補正回路４４で実行する位相補正方式を選択する。

　ここで、１６ＱＡＭの場合は、複素平面上のシンボル間距離が短いから、各シンボル点の許容誤差角θ１がＱＰＳＫに比べて小さい。そのため、多値変調方式が１６ＱＡＭである場合に、上記ＱＰＳＫと同様の位相補正方式を用いると、復調後のビット列に誤りが多く含まれるおそれがあり、再変調後の複素シンボルが正しいとは限らない。

　よって、位相補正方式選択回路４７は、多値変調方式判別回路４６の判別結果がＱＰＳＫの場合、再変調を用いた位相補正方式を選択する。位相補正方式選択回路４７は、多値変調方式判別回路４６の判別結果が１６ＱＡＭの場合、パイロットシンボルを用いた位相補正方式を選択する。

　判定回路４５は、多値変調方式判別回路４６で判別された多値変調方式に基づいて位相補正回路４４で位相が補正されたシンボルに対応するビット列を判定する。より詳細に説明すると、判定回路４５は、多値変調方式判別回路４６で判別された多値変調方式に基づいて、位相補正回路４４で位相が補正された各複素シンボルをデマッパにより軟判定値に変換する。これによって、判定回路４５は、受信機４０内または受信機４０外の図示しないデータ処理回路へ送信機２０から受信したデータのビット列を出力する。

　以上述べたように、本実施形態の受信機４０は、送信機２０で用いられた多値変調方式（ＱＰＳＫまたは１６ＱＡＭ）の多値度が所定値（１６ＱＡＭに対応する多値度）未満の場合、再変調を用いた位相補正を行う。また、受信機４０は、送信機２０で用いられた多値変調方式の多値度が所定値（１６ＱＡＭに対応する多値度）以上の場合は、パイロットシンボルを用いた位相補正を行う。

　このように受信機４０によれば、送信機２０で用いられた多値変調方式の多値度に基づいて位相補正方式を選択する。そのため、送信機２０で用いられた多値変調方式に応じて最適な位相補正を行える。

Claims

　複数の多値変調方式から所定の基準で選択された多値変調方式を用いて生成された変調信号を送信する送信機とともに適応変調通信システムに用いられる受信機であって、
　前記変調信号は、前記受信機に送信するデータを表すシンボル列を有し、
　前記シンボルは、前記送信機で選択された多値変調方式によってビット列との対応関係が決定され、
　前記受信機は、多値変調方式判別部と、位相補正方式選択部と、位相補正部と、判定部とを備え、
　前記多値変調方式判別部は、前記送信機から受信した前記変調信号に基づいて前記変調信号に用いられた前記多値変調方式を判別するように構成され、
　前記位相補正方式選択部は、前記多値変調方式判別部で判別された前記多値変調方式の多値度に基づいて前記変調信号のシンボルの位相の補正に用いる位相補正方式を予め用意された複数の位相補正方式から選択するように構成され、
　前記位相補正部は、前記位相補正方式選択部で選択された前記位相補正方式を用いて前記シンボルの位相を補正するように構成され、
　前記判定部は、前記変調方式判別部で判別された前記多値変調方式に基づいて前記位相補正部で位相が補正された前記シンボルに対応するビット列を判定するように構成されることを特徴とする受信機。
　前記送信機は、一次変調方式と、二次変調方式とを有し、
　前記一次変調方式は、多値度が異なる複数の多値変調方式から所定の基準で選択された多値変調方式であって、前記シンボルを示す一次変調シンボルを生成し、
　前記二次変調方式は、マルチキャリア変調方式であって、前記一次変調シンボルに基づいて複素振幅が構成された複数のサブキャリアを重ね合わせて二次変調シンボルを生成し、複数の前記二次変調シンボルで構成される前記変調信号を構成し、
　前記変調信号は、パイロットシンボルを所定時間毎に有し、
　前記パイロットシンボルは、前記受信機にとって既知の二次変調シンボルであり、
　前記既知の二次変調シンボルは、既知の複素振幅を有するサブキャリアで構成され、
　前記二次変調シンボルは、パイロットサブキャリアを含み、
　前記パイロットサブキャリアは、前記受信機にとって既知のサブキャリアであり、
　前記既知のサブキャリアは、既知の複素振幅を有し、
　前記位相補正方式選択部は、前記多値変調方式判別部で判別された前記多値変調方式の前記多値度が所定値未満であれば、前記パイロットシンボルを用いて前記シンボルの位相を補正する第１の位相補正方式を選択し、前記多値度が所定値以上であれば前記パイロットサブキャリアを用いて前記シンボルの位相を補正する第２の位相補正方式を選択するように構成されていることを特徴とする請求項１記載の受信機。
　前記位相補正方式選択部は、前記多値変調方式判別部で判別された前記多値変調方式の前記多値度が所定値未満であれば前記第１の位相補正方式のみを選択し、前記多値度が所定値以上であれば前記第１の位相補正方式と前記第２の位相補正方式の両方を選択するように構成されていることを特徴とする請求項２記載の受信機。
　前記位相補正部は、前記位相補正方式選択部で前記第１の位相補正方式と前記第２の位相補正方式の両方が選択された場合、前記第２の位相補正方式に従って前記シンボルの位相を補正してから前記第１の位相補正方式に従って前記シンボルの位相を補正するように構成されていることを特徴とする請求項３記載の受信機。
　前記所定値は、前記位相補正方式選択部で選択された前記位相補正方式を用いて前記位相補正部が前記シンボルの位相の補正を行う場合の伝送効率に基づいて設定されることを特徴とする請求項２記載の受信機。