JP2009239545A

JP2009239545A - 適応復調方式

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Publication number: JP2009239545A
Application number: JP2008082122A
Authority: JP
Inventors: Mitsuru Tanabe; 充田邊; Yukio Okada; 幸夫岡田; Mitsuru Maeda; 充前田
Original assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 2008-03-26
Filing date: 2008-03-26
Publication date: 2009-10-15
Anticipated expiration: 2028-03-26
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Abstract

【課題】使用されている変調方式に応じて最適な位相補正を行うことができる適応復調方式を提供する。
【解決手段】データビットをデジタル変調してシンボルを生成する複数の多値変調方式から通信に用いられた変調方式を判別する変調方式判別回路１６と、前記判別された多値変調方式の多値度に基づいて、受信したシンボルの位相を補正するために用いる位相補正方式を複数の位相補正方式から選択する補正方式選択回路１７と、受信したシンボルの位相を前記選択された位相補正方式を用いて補正する位相補正回路１４と、前記判別された多値変調方式に基づいて、位相を補正されたシンボルからデータビットを判定する判定回路１５とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、適応復調方式に関するものである。

一般に、通信システムがおかれる環境（回線品質）に則して、最大の伝送効率を得ることができるように、通信システムに複数の多値変調方式を用意し、環境に応じて使用する多値変調方式を切り替える適応変調方式および適応復調方式が用いられている。複数の多値変調方式としては、ビットレートの異なるものが用いられ、例えばビットレートの低い方式から順に、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）、１６ＱＡＭ（１６Quadrature Amplitude Modulation）、６４ＱＡＭ（６４Quadrature AmplitudeModulation）等の変調方式が用いられている（例えば、特許文献１、非特許文献１参照）。

一方、通信システムを構成する送信機、受信機は、水晶発信器を含んで構成される基準信号源を備えているが、水晶発信器の精度によって送信機、受信機の各基準信号源の発振周波数（以降、基準周波数と称す）は互いに誤差を含み、変調処理を行う送信機側の基準周波数と復調処理を行う受信機側の基準周波数との間にｐｐｍオーダの周波数誤差が生じる。この基準周波数の誤差は、受信機側で受信したデータの位相回転の原因となり、復調後のビット誤り率（Bit Error Rate：以下、ＢＥＲと称す）に大きく影響を与えるため、受信機では、復調時において基準周波数の誤差による受信データの位相補正を行う必要がある。特に、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交波周波数分割多重）等のマルチキャリア変調方式を用いた場合、１シンボルの占有時間が大きくなるため、復調時の周波数誤差による位相回転の影響が大きくなる。

さらに、６４ＱＡＭ等の高多値度の多値変調方式においては、複素平面上の複素シンボルからビット配列を判定するための許容誤差角が小さく、シンボル毎に位相補正を行う必要がある。以下、ＱＡＭ変調における許容誤差角について、１６ＱＡＭを例にして説明する。

図７は、１６ＱＡＭのビット配列［００００］〜［１１１１］に対する複素平面上のシンボル配置を示しており、ここではグレイ符号を前提にしている。図７中の仕切線Ｌ１は、ビット配列［１１１０］とビット配列［１０１０］の各シンボル点間を結ぶ線分の中点をＱ（Quadrature-Phase）軸方向に通り、仕切線Ｌ２は、ビット配列［１０１０］とビット配列［１０１１］の各シンボル点間を結ぶ線分の中点をＩ（In-Phase）軸方向に通り、受信した複素シンボルが、ビット配列［１０１０］を含む仕切線Ｌ１，Ｌ２に囲まれた領域Ａ１２に存在する場合、受信した複素シンボルはビット配列［１０１０］を表す確立が高いと推定できる。しかしながら、実際には基準周波数に誤差が生じるため、本来、領域Ａ１２に存在するビット配列［１０１０］を表す複素シンボルが位相回転してこの領域Ａ１２を逸脱し、誤ったビット配列に判定されてしまうことがある。

受信した複素シンボルは、基準周波数の誤差がなければ、ビット配列［１０１０］を表すシンボル点を中心にガウス分布するので、このシンボル点が本来の領域を逸脱しないことを条件に各シンボル点の許容誤差角θ１を設定することに矛盾はない。したがって、１６ＱＡＭの場合、許容誤差角θ１は［数１］のように表される。

なお、図８に代表的なＱＡＭの許容誤差角θ１を示しており、多値度が大きくなるにつれて許容誤差角θ１は小さくなる。

次に、ＯＦＤＭ変調方式において、基準周波数の誤差によるＯＦＤＭシンボル１個当たりの位相回転について検討する。ＯＦＤＭシンボルの位相回転による位相誤差の要因は、（１）ＯＦＤＭの復調処理に必要な搬送波周波数同期（周波数変換）時の誤差注入、（２）標本化周波数同期（ＦＦＴ：高速フーリエ変換）時の誤差注入という２つの要因が考えられる。ＯＦＤＭシンボル１個当たりの占有時間Ｔａは、ＦＦＴのサンプル周波数をｆｓ、ＦＦＴサイズをＮポイント、ガードインターバルの時間Ｔｇｉとすると、［数２］のように表される。

上記（１）（２）による位相誤差は加法的であるため、ＯＦＤＭシンボル１個当たりの位相誤差角θ２は［数３］のように表される。なお、搬送周波数をｆｃとし、変調および復調の両処理間の基準周波数誤差をｅとする。

例えば、非特許文献１の仕様（ＩＥＥＥ（米国電気電子学会）が定めた無線ＬＡＮの規格ＩＥＥＥ８０２．１１ａ）にあるとおり、各基準信号源の基準周波数誤差を２０ｐｐｍ許容すると、変調および復調の両処理で４０ｐｐｍの基準周波数誤差ｅとなる。搬送周波数ｆｃの誤差については、受信機の自動周波数補正回路（ＡＦＣ）によって、一般にｆｓ／２の周波数誤差に収束する。したがって、上記［数３］は、［数４］に変形できる。

このとき、ＯＦＤＭシンボル１個当たりの位相誤差角θ２は、非特許文献１の仕様にしたがって［数４］を計算すればθ２＝２．８８°であり、図８によると６４ＱＡＭでは４シンボルで許容誤差角θ１を超えてしまう。また、非特許文献１の仕様によれば、１パケットは最大１０００バイトであることを要求しており、エラー訂正による冗長ビットを加えなければ、１パケットで送信可能なＯＦＤＭシンボルは約２７シンボルになることから、４シンボルで許容誤差角θ１を超えてしまうようでは１パケットを復調できない。

そのため、非特許文献１では、図９に示すように全５２本のサブキャリア中の４本を、データ伝送に関係ないパイロットサブキャリアＰＳＣ１〜ＰＳＣ４とし、残りの４８本をデータ伝送に用いるサブキャリアＳＣ０〜ＳＣ４７にすることを規定しており、当該事業者は４本のパイロットサブキャリアＰＳＣ１〜ＰＳＣ４を用いてＯＦＤＭシンボル毎の位相補正を行っている（例えば、特許文献２参照）。

ところが、マルチパスフェージングの影響で信号の伝播特性に大きな周波数選択性が存在する場合、パイロットサブキャリアが埋め込まれた周波数のＳ／Ｎ比が極端に悪くなる虞があり、この場合はパイロットサブキャリアを用いた位相補正方式の補正誤差が大きくなって、特に多値度の高い変調方式では位相補正を施すことによってＢＥＲが却って悪くなることがある。例えば、図９ではパイロットサブキャリアＰＳＣ１付近で、周波数特性１００が悪化しており、パイロットサブキャリアＰＳＣ１を用いた位相補正の精度が低下する。

このような周波数選択性が強い伝播環境においては、パイロットシンボルを用いた位相補正方式が有効である。パイロットシンボルは受信機および送信機の双方で既知のシンボルで構成されて、サブキャリア中に一定の時間間隔で埋め込まれており、当該事業者はパイロットシンボルを用いてサブキャリア毎の位相補正を行っている（例えば、特許文献３参照）。なお、パイロットシンボルを用いた具体的な位相補正方法は当該事業者によって異なる。
特開２００７−１５０９０６号公報特開２００８−２２３３９号公報特開２００６−３５２７４６号公報ＩＥＥＥ８０２．１１ａ−１９９９

しかしながら、パイロットシンボルを用いた位相補正方式は、ＯＦＤＭシンボル毎の逐次補正ではないため、許容誤差角θ１の異なる複数の多値変調方式を有する適応復調方式では全ての多値変調方式に対して満足できる位相補正を行うと、特に多値度の低い変調方式で伝送効率が低下する。例えば、６４ＱＡＭでは、パイロットシンボルをサブキャリアに埋め込む間隔を３シンボル毎に設定しなければならないが、１６ＱＡＭでは５シンボル毎にパイロットシンボルをサブキャリアに埋め込めば十分である。

また、パイロットシンボルを用いた位相補正は、補正間隔が長くなることから、高多値度の変調方式の場合、復調処理の途中で許容誤差角θ１を超えてしまう虞もある。

上記は一例であるが、従来、環境に応じて多値変調方式を切り替える適応復調方式において、変調方式毎に最適な位相補正が行われていなかった。

本発明は、上記事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、使用されている多値変調方式に応じて最適な位相補正を行うことができる適応復調方式を提供することにある。

請求項１の発明は、デジタル変調に用いられる周波数信号を発生する発振手段を具備し、当該周波数信号を用いて復調処理を行う適応復調方式において、データビットをデジタル変調してシンボルを生成する複数の多値変調方式から通信に用いられた変調方式を判別する変調方式判別手段と、前記判別された多値変調方式の多値度に基づいて、受信したシンボルの位相を補正するために用いる位相補正方式を複数の位相補正方式から選択する補正方式選択手段と、受信したシンボルの位相を前記選択された位相補正方式を用いて補正する位相補正手段と、前記判別された多値変調方式に基づいて、位相を補正されたシンボルからデータビットを判定する判定手段と、を備えることを特徴とする。

この発明によれば、使用されている多値変調方式の多値度に基づいて位相補正方式を選択するので、使用されている多値変調方式に応じて最適な位相補正を行うことができる。

請求項２の発明は、請求項１において、前記多値変調方式を一次変調方式とし、複数のサブキャリアにシンボルを各々変調するマルチキャリア変調方式を二次変調方式として、前記複数の位相補正方式は、受信したシンボルの位相誤差をサブキャリアに所定時間毎に変調されるパイロットシンボルを用いて検出する第１の位相補正方式と、受信したシンボルの位相誤差を複数のサブキャリアに含まれるパイロットサブキャリアを用いて検出する第２の位相補正方式とであり、前記補正方式選択手段は、前記変調方式判別手段が判別した多値変調方式の多値度が所定レベルより低い場合、前記パイロットシンボルを用いた第１の位相補正方式を選択し、前記変調方式判別手段が判別した多値変調方式の多値度が所定レベル以上の場合、少なくとも前記パイロットサブキャリアを用いた第２の位相補正方式を選択することを特徴とする。

この発明によれば、マルチキャリア通信システムにおいて、使用されている変調方式の多値度が所定レベルより低い場合は、周波数選択性が強い伝播環境においても位相補正効果が大きいパイロットシンボルを用いた位相補正を行い、使用されている変調方式の多値度が所定レベル以上の場合は、ＯＦＤＭシンボル毎の逐次補正であり、且つ高い伝送効率を実現しやすいパイロットサブキャリアを用いた位相補正を行うので、使用されている多値変調方式に応じて最適な位相補正を行うことができる。

請求項３の発明は、請求項２において、前記補正方式選択手段は、前記変調方式判別手段が判別した多値変調方式の多値度が所定レベルより低い場合、前記パイロットシンボルを用いた第１の位相補正方式を選択し、前記変調方式判別手段が判別した多値変調方式の多値度が所定レベル以上の場合、前記パイロットシンボルを用いた第１の位相補正方式と前記パイロットサブキャリアを用いた第２の位相補正方式との両方を選択することを特徴とする。

この発明によれば、パイロットシンボルを用いた位相補正は常に行うので、位相補正手段の制御が簡単になる。さらに、パイロットシンボルを用いた位相補正はサブキャリア毎に位相補正を行うので、周波数選択性が強い伝播環境下でも、常に位相補正効果が大きくなる。

請求項４の発明は、請求項２または３において、前記所定レベルは、各位相補正方式を用いた場合における通信の伝送効率に基づいて設定されることを特徴とする。

この発明によれば、使用されている多値変調方式に応じて最適な位相補正を行うとともに、高い伝送効率を維持することができる。

以上説明したように、本発明では、使用されている多値変調方式に応じて最適な位相補正を行うことができるという効果がある。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。

（実施形態１）
まず、本実施形態における通信装置の構成について図２を参照して説明する。本実施形態の通信装置は送信機Ｔｘと受信機Ｒｘで構成され、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交波周波数分割多重）変調された信号（以下、ＯＦＤＭ信号と称す）によるパケット通信を行っている。但し、送信機Ｔｘから受信機Ｒｘに信号を伝送するための伝送路については有線または無線の何れでも構わない。

送信機Ｔｘでは、入力された送信データ（情報ビット列）がエラー訂正符号化されて、各データビットを複素平面上のＩＱ信号（In-Phase成分：同相成分、Quadrature-Phase成分：直交成分）に変換して、サブキャリア毎に複素数でシンボル化し（シンボルマッピング）、各複素シンボルを順に逆離散フーリエ変換した後、並直列変換した時間信号（複素ベースバンドＯＦＤＭ信号）の実部をデジタル／アナログ変換し、搬送波を掛け合わせることによる周波数変換を行って必要な周波数帯域にシフトしたＯＦＤＭ信号（搬送波ＯＦＤＭ信号）を伝送路に送出する。さらに、一次変調方式として１６ＱＡＭと６４ＱＡＭを有しており、シンボルマッピングを行う際には、そのときの伝送路の状態に応じて、最も伝送速度の高い多値変調方式を選択する適応変調を行う。そして、送信機Ｔｘは水晶発信器を含んで構成される基準信号源を備えており、当該基準信号源が発する基準周波数を用いて、上記逆離散フーリエ変換処理や周波数変換処理等が行われる。なお、ＯＦＤＭ変調方式を用いた送信機の構成、適応変調方式は周知であるので、詳細な説明は省略する。

二次変調方式であるＯＦＤＭは、変調処理を行う送信機Ｔｘ側の基準周波数と復調処理を行う受信機Ｒｘ側の基準周波数との間に１００ｐｐｍの周波数誤差を許容し、非特許文献１の仕様からＦＦＴのサンプル周波数ｆｓ＝２０ＭＨｚ、ＯＦＤＭシンボルの占有時間Ｔａ＝４μｓｅｃ（うち、ガードインターバルの時間Ｔｇｉ＝０．８μｓｅｃ）、ＦＦＴサイズＮ＝６４ポイントとする。

図３は、送信機Ｔｘから伝送路に送出されたＯＦＤＭ信号の構造を示しており、シンボルタイミング同期を確立するために、送信機Ｔｘ、受信機Ｒｘともに既知である同期パターンＸ（特定パターン）を基本周期Ｔ１＝０．８μｓｅｃ毎に１０回（Ｘ１〜Ｘ１０）繰り返して構成されたショートプリアンブルＳＰと、チャネル推定のために送信機Ｔｘ、受信機Ｒｘともに既知である同期パターンＹを基本周期Ｔ２＝３．２μｓｅｃ毎に２回（Ｙ１，Ｙ２）繰り返して構成されたロングプリアンブルＬＰと、データビットや変調方式の情報等が格納されるデータ伝送のための領域であるデータ部Ｄとで構成され、ショートプリアンブルＳＰ、ロングプリアンブルＬＰ、データ部Ｄの順に配置されている。また、ロングプリアンブルＬＰおよびデータ部Ｄには、各領域の後半の一部分をコピーしたガードインターバルＧＩ１，ＧＩ２が各領域の先頭に付加され、マルチパスの影響を軽減させている。

一方、受信機Ｒｘは、その構成を図１に示しており、自動周波数補正回路（ＡＦＣ）１１と、ＧＩ除去回路１２と、高速フーリエ変換回路（ＦＦＴ）１３と、位相補正回路１４と、判定回路１５と、変調方式判別回路１６と、補正方式選択回路１７とを備え、位相補正回路１４は、推定部１４ａ、等化部１４ｂ、位相誤差除去部１４ｃで構成される。

そして、自動周波数補正回路１１は、水晶発信器を含んで構成される基準信号源が発する基準周波数に基づいて搬送波を生成し、伝送路を介して受信したＯＦＤＭ信号に当該搬送波を掛け合わせることによってダウンコンバージョンし、ダウンコンバージョンされたベースバンド信号をアナログ／デジタル変換した後、ショートプリアンブルＳＰおよびロングプリアンブルＬＰを用いて、ＯＦＤＭシンボル毎の位相回転を補正する。

ショートプリアンブルＳＰは、基本周期Ｔ１＝０．８μｓｅｃの繰り返し信号で構成されており、自動周波数補正回路１１は、まずこのショートプリアンブルＳＰを用いて、送信機Ｔｘと受信機Ｒｘとの各基準周波数間の比較的大きな周波数誤差を検出する。この検出は、例えば受信信号を基本周期Ｔ１遅延させ、その共役複素数を基本周期Ｔ１後の受信信号に掛け合わせることで行われる。

次に、ロングプリアンブルＬＰを用いて、ショートプリアンブルＳＰと同様に周波数誤差検出を行えば、１／｛２・Ｔ２｝（＝ｆｓ／｛２・６４｝）の比較的小さな周波数誤差を検出することができる。

このように、自動周波数補正回路１１は、ショートプリアンブルＳＰおよびロングプリアンブルＬＰを用いて検出した周波数誤差の逆位相を受信信号に掛け合わせることで、位相補正（周波数補正）が可能となる。

次に、ＧＩ除去回路１２は、送信機Ｔｘで付加されたガードインターバルＧＩ１，ＧＩ２を除去し、高速フーリエ変換回路１３が、基準周波数に基づくサンプル周波数でＯＦＤＭシンボルを離散フーリエ変換することで、複数のサブキャリア信号に分波するマルチキャリア復調を行い、位相補正回路１４が周波数誤差による位相回転を補正した後に、判定回路１５が複素シンボル毎のデータビット（ビット配列）を判定する。

以下、本実施形態の位相補正回路１４による位相補正処理を説明する。

まず、高速フーリエ変換回路１３によるＯＦＤＭシンボルの離散フーリエ変換後は、各サブキャリアの複素シンボルの成分が抽出されるため、推定部１４ａは、プリアンブルの既知データ（ショートプリアンブルＳＰの同期パターンＸまたはロングプリアンブルＬＰ同期パターンＹ）をパイロットシンボルとみなして、サブキャリア毎の伝送路の周波数領域のインパルス特性を推定する。すなわち、このインパルス特性がサブキャリア毎の伝播特性を表す。等化部１４ｂは、プリアンブルに続く各サブキャリアの複素シンボルに対して、サブキャリア毎のインパルス応答の逆特性を掛け合わせることによって、サブキャリア毎に周波数領域の歪みを補正し、周波数誤差による位相回転を補正する。また、パイロットシンボルは全サブキャリアに埋め込んでもよいが、位相誤差が周波数方向に対して変化する度合に応じた間隔で複数のサブキャリアに埋め込み、パイロットシンボルを埋め込んでいないサブキャリアの伝播特性は、パイロットシンボルを埋め込んだサブキャリアの伝播特性から導出してもよい。すなわち、推定部１４ａおよび等化部１４ｂは、受信したシンボルの位相誤差を、サブキャリアに所定時間毎に変調されたパイロットシンボルを用いて検出する第１の位相補正方式である。

次に、本実施形態では、図９に示すように全５２本のサブキャリア中の４本を、データ伝送に関係ないパイロットサブキャリアＰＳＣ１〜ＰＳＣ４とし、残りの４８本をデータ伝送に用いるサブキャリアＳＣ０〜ＳＣ４７にしており、位相誤差除去部１４ｃは、４本のパイロットサブキャリアＰＳＣ１〜ＰＳＣ４を用いてＯＦＤＭシンボル毎の位相補正を行う。位相誤差除去部１４ｃは、パイロットサブキャリアＰＳＣ１〜ＰＳＣ４上のシンボルは既知データであり、この既知シンボルから各パイロットサブキャリアにおける周波数誤差を検出することで、同一のＯＦＤＭシンボルから離散フーリエ変換された各複素シンボルの位相誤差を導出し、検出した位相誤差の逆位相を各複素シンボルに掛け合わせることで、周波数誤差による位相回転を補正する。すなわち、位相誤差除去部１４ｃは、受信したシンボルの位相誤差を複数のサブキャリアに含まれるパイロットサブキャリアを用いて検出する第２の位相補正方式である。

そして、本実施形態の位相補正回路１４は、受信したＯＦＤＭ信号が一次変調方式として１６ＱＡＭと、より多値度の高い６４ＱＡＭとのいずれを用いているかによって、パイロットシンボルを用いた推定部１４ａおよび等化部１４ｂによる位相補正と、パイロットサブキャリアを用いた位相誤差除去部１４ｃによる位相補正とを選択的に使用する。

具体的には、まず、変調方式判別回路１６が、送信機Ｔｘから受信したＯＦＤＭ信号のデータ部Ｄに含まれる変調方式の情報に基づいて、ＯＦＤＭシンボル毎の（同一のＯＦＤＭシンボルから離散フーリエ変換された各複素シンボルの）多値変調方式が１６ＱＡＭと６４ＱＡＭのいずれであるかを判別する。

そして、補正方式選択回路１７は、変調方式判別回路１６の判別結果が１６ＱＡＭの場合、パイロットシンボルを用いた推定部１４ａおよび等化部１４ｂによる位相補正を選択し、位相補正回路１４は、当該選択結果に基づいてパイロットシンボルを用いた位相補正のみを行う。パイロットシンボルを用いた位相補正は、サブキャリア毎に位相補正を行うので周波数選択性が強い伝播環境においても位相補正効果が大きい。

ここで、ＯＦＤＭシンボル１個当たりの位相誤差角θ２は、［数４］に基づいて２．８８°であり、図４は、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭの各多値変調方式において、許容誤差角θ１をＯＦＤＭシンボル１個当たりの位相誤差角θ２＝２．８８°で割った値と、復調処理の途中で許容誤差角θ１を超えてしまわないようにパイロットシンボルをサブキャリアに埋め込む最小シンボル間隔Ｍ（θ１／θ２以下で最大の正の整数）と、最小シンボル間隔Ｍでパイロットシンボルをサブキャリアに埋め込んだ場合の伝送効率Ｐ１＝［Ｍ／（Ｍ＋１）］とを示す。すなわち図５に示すように、各多値変調方式においては、Ｍシンボル毎にパイロットシンボルＰＳをサブキャリアに埋め込むことで、復調処理の途中で許容誤差角θ１を超えることを防止できるとともに、伝送効率を最大限に設定でき、１６ＱＡＭでは、５シンボル毎にパイロットシンボルＰＳをサブキャリアに埋め込む。

しかし、このパイロットシンボルを用いた位相補正は、等化部１４ｂの等化パラメータが更新されるタイミングがＭシンボル毎であるために補正間隔が長くなることから、高多値度の変調方式である６４ＱＡＭの場合（最小シンボル間隔Ｍ＝３）、シンボル間隔＝５では復調処理の途中で許容誤差角θ１を超えてしまう虞がある。

そこで、補正方式選択回路１７は、変調方式判別回路１６の判別結果が６４ＱＡＭの場合、パイロットサブキャリアＰＳＣ１〜ＰＳＣ４を用いた位相誤差除去部１４ｃによる位相補正を選択し、位相補正回路１４は、当該選択結果に基づいてパイロットサブキャリアＰＳＣ１〜ＰＳＣ４を用いた位相補正のみを行う。パイロットサブキャリアＰＳＣ１〜ＰＳＣ４を用いた位相補正は、ＯＦＤＭシンボル毎の逐次補正であるため、ＯＦＤＭシンボル毎に（同一のＯＦＤＭシンボルから離散フーリエ変換された各複素シンボルに対して）、最適な位相補正を行うことができ、高多値度の変調方式であっても、復調処理の途中で許容誤差角θ１を超えてしまうことを防止できる。

また、パイロットシンボルを用いる位相補正では、高多値度の変調方式でサブキャリアに埋め込むパイロットシンボルの間隔を短くする必要があるため、伝送効率が比較的低くなりやすく、最小シンボル間隔Ｍでパイロットシンボルをサブキャリアに埋め込んだ場合の伝送効率Ｐ１＝Ｍ／（Ｍ＋１）は、１６ＱＡＭでＰ１＝０．８３、６４ＱＡＭでＰ１＝０．７５となる（図４参照）。一方、パイロットサブキャリアを用いた位相補正は、図９に示すように全５２本のサブキャリア中の４本を、データ伝送に関係ないパイロットサブキャリアＰＳＣ１〜ＰＳＣ４とし、残りの４８本をデータ伝送に用いるサブキャリアＳＣ０〜ＳＣ４７にしており、その伝送効率Ｐ２は０．９２（＝４８本／５２本）となり、高い伝送効率を実現しやすい。

そして、判定回路１５は、変調方式判別回路１６が判別した多値変調方式に基づいて、上記のように補正された各複素シンボルをデマッパにより軟判定値に変換して、受信機Ｒｘ内または受信機Ｒｘ外の図示しないデータ処理回路へ情報ビット列を出力する。

したがって、本実施形態の適応復調方式では、マルチキャリア通信システムにおいて、使用されている変調方式（１６ＱＡＭまたは６４ＱＡＭ）の多値度が所定レベル（＝６４ＱＡＭ）より低い場合、パイロットシンボルを用いた位相補正を行い、使用されている変調方式の多値度が所定レベル（＝６４ＱＡＭ）以上の場合は、パイロットサブキャリアを用いた位相補正を行うので、使用されている多値変調方式に応じて最適な位相補正を行うことができる。

（実施形態２）
本実施形態の適応復調方式は、一次変調方式として１６ＱＡＭと６４ＱＡＭとを有しており、変調方式判別回路１６が、送信機Ｔｘから受信したＯＦＤＭ信号のデータ部Ｄに含まれる変調方式の情報に基づいて、ＯＦＤＭシンボル毎の（同一のＯＦＤＭシンボルから離散フーリエ変換された各複素シンボルの）多値変調方式が１６ＱＡＭと６４ＱＡＭのいずれであるかを判別する。

そして、補正方式選択回路１７は、使用されている多値変調方式が１６ＱＡＭの場合、パイロットシンボルを用いた位相補正を選択し、使用されている多値変調方式が６４ＱＡＭの場合、パイロットシンボルを用いた位相補正とパイロットサブキャリアを用いた位相補正の両方を選択する。

したがって、本実施形態の適応復調方式では、使用されている多値変調方式に応じて最適な位相補正を行うとともに、パイロットシンボルを用いた位相補正は常に行うので、位相補正回路１４の制御が簡単になる。さらには、パイロットシンボルを用いた位相補正はサブキャリア毎に位相補正を行うので、周波数選択性が強い伝播環境下でも、常に位相補正効果が大きくなる。

なお、他の構成は実施形態１と同様であり説明は省略する。

（実施形態３）
本実施形態の適応復調方式は、一次変調方式としてＱＰＳＫと１６ＱＡＭと６４ＱＡＭとを有しており、変調方式判別回路１６が、送信機Ｔｘから受信したＯＦＤＭ信号のデータ部Ｄに含まれる変調方式の情報に基づいて、ＯＦＤＭシンボル毎の（同一のＯＦＤＭシンボルから離散フーリエ変換された各複素シンボルの）多値変調方式がＱＰＳＫと１６ＱＡＭと６４ＱＡＭのいずれであるかを判別する。さらに、補正方式選択回路１７は、受信したＯＦＤＭ信号がいずれの多値変調方式を用いているかによって、パイロットシンボルを用いた推定部１４ａおよび等化部１４ｂによる位相補正と、パイロットサブキャリアを用いた位相誤差除去部１４ｃによる位相補正とのいずれかを選択し、位相補正回路１４は、当該選択結果に基づいて位相補正を行う。なお、他の構成は実施形態１と同様であり説明は省略する。

ここで、ＯＦＤＭシンボル１個当たりの位相誤差角θ２は、［数４］に基づいて２．８８°であり、図４は、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭの各多値変調方式において、許容誤差角θ１をＯＦＤＭシンボル１個当たりの位相誤差角θ２＝２．８８°で割った値と、復調処理の途中で許容誤差角θ１を超えてしまわないようにパイロットシンボルをサブキャリアに埋め込む最小シンボル間隔Ｍ（すなわち、θ１／θ２以下で最大の正の整数）と、最小シンボル間隔Ｍでパイロットシンボルをサブキャリアに埋め込んだ場合の伝送効率Ｐ１＝［Ｍ／（Ｍ＋１）］とを示す。すなわち、Ｍシンボル毎にパイロットシンボルＰＳをサブキャリアに埋め込み（図５参照）、このパイロットシンボルを用いた位相補正を行った場合、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭの各伝送効率Ｐ１は、０．９７，０．８３，０．７５となる。

一方、パイロットサブキャリアを用いた位相補正は、図９に示すように全５２本のサブキャリア中の４本を、データ伝送に関係ないパイロットサブキャリアＰＳＣ１〜ＰＳＣ４とし、残りの４８本をデータ伝送に用いるサブキャリアＳＣ０〜ＳＣ４７にしており、その伝送効率Ｐ２は０．９２（＝４８本／５２本）となる。

そして、補正方式選択回路１７は、パイロットシンボルを用いた場合の伝送効率Ｐ１＝Ｍ／（Ｍ＋１）が、パイロットサブキャリアを用いた位相補正の伝送効率Ｐ２＝０．９２より高効率となる多値変調方式に対して、パイロットシンボルを用いた位相補正を選択する。すなわち、伝送効率Ｐ１［Ｍ／（Ｍ＋１）］＝０．９７であるＱＰＳＫの場合にパイロットシンボルを用いた位相補正を選択する。一方、パイロットシンボルを用いた場合の伝送効率Ｐ１＝Ｍ／（Ｍ＋１）が、パイロットサブキャリアを用いた位相補正の伝送効率Ｐ２＝０．９２より低い１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭの場合は、パイロットサブキャリアを用いた位相補正を選択する。

このように、本実施形態の適応復調方式では、パイロットシンボルを用いた位相補正とパイロットサブキャリアを用いた位相補正を切り替える多値度のレベルを、伝送効率に基づいて設定している。つまり、使用されている多値変調方式（ＱＰＳＫまたは１６ＱＡＭまたは６４ＱＡＭ）の多値度が伝送効率に基づく所定レベル（＝１６ＱＡＭ）より低い場合、パイロットシンボルを用いた位相補正を行い、使用されている多値変調方式の多値度が伝送効率に基づく所定レベル（＝１６ＱＡＭ）以上の場合は、パイロットサブキャリアを用いた位相補正を行うので、使用されている多値変調方式に応じて最適な位相補正を行うとともに、高い伝送効率を維持することができる。

なお、本実施形態においても、パイロットシンボルを用いた位相補正を常に行うようにすれば、さらに実施形態２と同様の効果も奏し得る。

（実施形態４）
本実施形態は、シングルキャリア通信システムに関するものであり、送信機Ｔｘでは、入力された送信データ（情報ビット列）がエラー訂正符号化されて、各データビットを複素平面上のＩＱ信号（In-Phase成分：同相成分、Quadrature-Phase成分：直交成分）に変換して複素数でシンボル化した後（シンボルマッピング）、搬送波を掛け合わせることによる周波数変換を行って必要な周波数帯域にシフトしたデジタル変調信号を伝送路に送出する。さらに、一次変調方式としてＱＰＳＫと１６ＱＡＭを有しており、シンボルマッピングを行う際には、そのときの伝送路の状態に応じて、最も伝送速度の高い多値変調方式を選択する適応変調を行う。そして、送信機Ｔｘは水晶発信器を含んで構成される基準信号源を備えており、当該基準信号源が発する基準周波数を用いて上記周波数変換処理等が行われる。なお、シングルキャリア変調方式を用いた送信機の構成、適応変調方式は周知であるので、詳細な説明は省略する。

図６は、典型的なシングルキャリア通信システムの受信機Ｒｘの構成を示し、Ａ／Ｄ変換回路２１と、ＦＩＲフィルタ２２と、ダウンサンプリング回路２３と、位相補正回路２４と、判定回路２５と、変調方式判別回路２６と、補正方式選択回路２７とを備え、位相補正回路２４は、位相誤差除去部２４ａ、変調器２４ｂ、位相推定部２４ｃで構成される。

そして、Ａ／Ｄ変換回路２１は、水晶発信器を含んで構成される基準信号源が発する基準周波数で搬送波を生成して、伝送路を介して受信した信号に当該搬送波を掛け合わせることによってダウンコンバージョンし、ダウンコンバージョンされたベースバンド信号をアナログ／デジタル変換する。

ダウンサンプリング回路２３は、ＦＩＲフィルタ２２を介して受信した信号をダウンサンプリングした後、位相補正回路２４に出力し、位相補正回路２４が周波数誤差による位相回転を補正した後に、判定回路２５が複素シンボル毎のデータビット（ビット配列）を判定する。

以下、本実施形態の位相補正回路２４による位相補正処理を説明する。

位相補正回路２４は、後述する２つの位相補正方式を選択的に用いており、受信したＯＦＤＭ信号が一次変調方式としてＱＰＳＫと、より多値度の高い１６ＱＡＭとのいずれを用いているかによって、２つの位相補正方式からいずれかを選択する。

具体的には、まず、変調方式判別回路２６が、送信機Ｔｘから受信した信号に含まれる変調方式の情報に基づいて、パケット毎の多値変調方式がＱＰＳＫと１６ＱＡＭのいずれであるかを判別する。

そして、補正方式選択回路２７は、変調方式判別回路２６の判別結果がＱＰＳＫの場合、位相誤差除去部２４ａ、変調器２４ｂ、位相推定部２４ｃによる再変調を用いた位相補正方式を選択し、位相補正回路２４は、当該選択結果に基づいて位相補正を行う。まず、位相誤差除去部２４ａは、ダウンサンプリング回路２３の出力をそのまま判定回路２５に送信し、変調器２４ｂは、判定回路２５が判定したビット配列を複素平面上のＩＱ信号に変換して複素数でシンボル化する再変調を行い、位相推定部２４ｃは、変調器２４ｂが出力する再変調信号とダウンサンプリング回路２３の出力との積を演算することで、位相誤差を検出する。そして位相誤差除去部２４ａは、検出した位相誤差の逆位相（位相係数）を各複素シンボルに掛け合わせることで、周波数誤差による位相回転を補正する。そして、位相補正回路２４は、定期的に位相誤差を導出し、この導出した位相誤差に基づいて位相係数を更新することで定期的に位相補正を行う。

しかし、１６ＱＡＭの場合は、複素平面上のシンボル間距離が短く、各シンボル点の許容誤差角θ１がＱＰＳＫに比べて小さいため、上記ＱＰＳＫと同様の位相補正方式を用いると、復調後のビット配列に誤りを多く含んでしまい、再変調後の複素シンボルが正しいとは限らない。

そこで、補正方式選択回路２７は、変調方式判別回路２６の判別結果が１６ＱＡＭの場合、位相誤差除去部２４ａによるパイロットシンボルを用いた位相補正方式を選択し、位相補正回路２４は、当該選択結果に基づいて位相補正を行う。すなわち、位相誤差除去部２４ａは、受信したシンボルの位相誤差を、サブキャリアに所定時間毎に変調されたパイロットシンボルを用いて検出し、サブキャリア毎に周波数領域の歪みを補正して、周波数誤差による位相回転を補正する。

したがって、本実施形態の適応復調方式では、シングルキャリア通信システムにおいて、使用されている変調方式（ＱＰＳＫまたは１６ＱＡＭ）の多値度が所定レベル（＝１６ＱＡＭ）より低い場合、再変調を用いた位相補正を行い、使用されている変調方式の多値度が所定レベル（＝１６ＱＡＭ）以上の場合は、パイロットシンボルを用いた位相補正を行うので、使用されている多値変調方式に応じて最適な位相補正を行うことができる。

実施形態１の受信機の構成を示す図である。同上の通信システムの構成を示す図である。ＯＦＤＭ信号の構造を示す図である。変調方式毎の各特性を示す図である。パイロットシンボルの埋め込み構造を示す図である。実施形態４の受信機の構成を示す図である。１６ＱＡＭのシンボル配置を示す図である。変調方式毎の許容誤差角を示す図である。サブキャリアとパイロットサブキャリアの配置を示す図である。

符号の説明

Ｒｘ受信機
１３高速フーリエ変換回路
１４位相補正回路
１４ａ推定部
１４ｂ等化部
１４ｃ位相誤差除去部
１５判定回路
１６変調方式判別回路
１７補正方式選択回路

Claims

デジタル変調に用いられる周波数信号を発生する発振手段を具備し、当該周波数信号を用いて復調処理を行う適応復調方式において、
データビットをデジタル変調してシンボルを生成する複数の多値変調方式から通信に用いられた変調方式を判別する変調方式判別手段と、
前記判別された多値変調方式の多値度に基づいて、受信したシンボルの位相を補正するために用いる位相補正方式を複数の位相補正方式から選択する補正方式選択手段と、
受信したシンボルの位相を前記選択された位相補正方式を用いて補正する位相補正手段と、
前記判別された多値変調方式に基づいて、位相を補正されたシンボルからデータビットを判定する判定手段と、
を備えることを特徴とする適応復調方式。
前記多値変調方式を一次変調方式とし、複数のサブキャリアにシンボルを各々変調するマルチキャリア変調方式を二次変調方式として、
前記複数の位相補正方式は、受信したシンボルの位相誤差をサブキャリアに所定時間毎に変調されるパイロットシンボルを用いて検出する第１の位相補正方式と、受信したシンボルの位相誤差を複数のサブキャリアに含まれるパイロットサブキャリアを用いて検出する第２の位相補正方式とであり、
前記補正方式選択手段は、前記変調方式判別手段が判別した多値変調方式の多値度が所定レベルより低い場合、前記パイロットシンボルを用いた第１の位相補正方式を選択し、前記変調方式判別手段が判別した多値変調方式の多値度が所定レベル以上の場合、少なくとも前記パイロットサブキャリアを用いた第２の位相補正方式を選択する
ことを特徴とする請求項１記載の適応復調方式。
前記補正方式選択手段は、前記変調方式判別手段が判別した多値変調方式の多値度が所定レベルより低い場合、前記パイロットシンボルを用いた第１の位相補正方式を選択し、前記変調方式判別手段が判別した多値変調方式の多値度が所定レベル以上の場合、前記パイロットシンボルを用いた第１の位相補正方式と前記パイロットサブキャリアを用いた第２の位相補正方式との両方を選択することを特徴とする請求項２記載の適応復調方式。
前記所定レベルは、各位相補正方式を用いた場合における通信の伝送効率に基づいて設定されることを特徴とする請求項２または３記載の適応復調方式。