JP2006303556A - 無線通信装置および変調多値数決定方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 階層変調における最適な変調多値数を決定し、伝送効率をさらに向上すること。
【解決手段】 時間方向平均値算出部１０７１は、所定期間にわたる受信品質の平均値を算出する。時間方向分散算出部１０７２は、所定期間にわたる受信品質の分散を算出する。閾値比較部１０７３は、それぞれの変調多値数に対応する受信品質の上限閾値および下限閾値を記憶しており、受信品質の平均値が上限閾値と下限閾値の間に含まれる変調多値数を選択する。さらに、閾値比較部１０７３は、選択された変調多値数に対応する上限閾値と受信品質の平均値の差を求め、求められた差と受信品質の分散の半分との大小関係を比較する。この結果、求められた差が分散の半分未満であれば、受信品質の分散が大きく、受信品質が上限閾値を超える頻度が高いと考えられるため、受信品質の平均値から選択された変調多値数よりも大きい変調多値数を最大変調多値数と決定する。
【選択図】 図２

Description

本発明は、無線通信装置および変調多値数決定方法に関し、特に時間・周波数によって伝搬環境が異なる無線通信システムにおいて用いられる無線通信装置および変調方式決定方法に関する。

従来、例えば特許文献１などでは、無線通信システムにおける変調方式として階層変調を導入することが検討されている。階層変調とは、１シンボルに割り当てられる複数のビットを誤りやすいビットと誤りにくいビットとに階層化して、同じ階層のビットを誤り訂正符号化の単位とする技術である。すなわち、例えば変調多値数が１６ＱＡＭ（QuadratureAmplitude Modulation）の場合、送信側は、例えばＩＱ平面上の各信号点に例えば図７に示すような４ビットを割り当てるグレイマッピングを行って、誤りにくい上位２ビットの階層および誤りやすい下位２ビットの階層に対して別々に誤り訂正符号化を行い、受信側は、受信シンボルに対する閾値判定を行って正確に復調できなかった階層のビットのみの再送を送信側へ要求する。

具体的には、例えば１６ＱＡＭにおいて、ＩＱ平面上における１６個の信号点にそれぞれ４ビットが割り当てられて変調されるが、階層変調を行う送信側は、隣り合う信号点に４ビット中１ビットのみが異なるビット列を割り当てて変調する。このような変調を行うことにより、Ｉ成分が正の領域では１ビット目がすべて０となり、Ｉ成分が負の領域では１ビット目がすべて１となる。また、Ｑ成分が正の領域では２ビット目がすべて０となり、Ｑ成分が負の領域では２ビット目がすべて１となる。同様に、Ｑ軸方向の４列の信号点を含む領域のうちＱ軸に近い内側の２列を含む領域では３ビット目が０となり、外側の２列を含む領域では３ビット目が１となる。さらに、Ｉ軸方向の４行の信号点を含む領域のうちＩ軸に近い内側の２行を含む領域では４ビット目が０となり、外側の２行を含む領域では４ビット目が１となる。

このような性質を利用して、受信側は、受信シンボル位置のＩＱ平面上における閾値判定を行う。つまり、例えばＱ軸およびＩ軸を判定軸とすることにより、１ビット目および２ビット目が０または１のどちらであるかを判定し、Ｑ軸方向およびＩ軸方向のそれぞれ内側の行・列と外側の行・列との間の中心線を判定軸とすることにより、３ビット目および４ビット目が０または１のどちらであるかを判定する。

このとき、３ビット目および４ビット目に関しては、１ビット目および２ビット目よりも受信シンボル位置が判定軸に近い可能性が高く、受信品質が悪い場合に誤りやすいビットと言える。そして、受信側は、受信品質が悪く３ビット目および４ビット目のみが誤った場合には、３ビット目および４ビット目の階層のみの再送を送信側に要求する。これは、１つのシンボルで２ビットが伝送されたことと等価であり、送信側でＱＰＳＫによる変調を行った場合と伝送効率が等しくなる。

このように、階層変調においては、受信品質が悪ければ、実際の変調多値数（例えば１６ＱＡＭ）より小さい変調多値数（例えばＱＰＳＫ）で変調された場合と同等かそれ以下の伝送効率となるが、受信品質が良ければ、実際の変調多値数（例えば１６ＱＡＭ）に見合った伝送効率を実現することができる。そして、受信品質が悪い場合にも、同じ階層のビット単位の再送により、確実に情報の伝達は行われる。したがって、階層変調においては、変調多値数を比較的大きくしておくことにより、受信側から送信側へ受信品質の情報をフィードバックしなくても、受信品質に応じた伝送効率でビットの伝送が行われることになる。

ただし、変調多値数を大きくすればするほど、信号点の位置と受信側における判定軸との距離が近くなるため、受信品質が特に劣悪な場合には、変調多値数を小さくする方が伝送効率が高くなる。すなわち、例えば図８（ａ）に示すように、ビット列「００１０」に対応する１６ＱＡＭで変調されたシンボルがフェージングなどの影響により、図中の白点の位置で受信される場合、このシンボルはＩ軸を跨いで変動するため、上位ビットである２ビット目についての復調が正確に行われないことになる。ところが、ビット列「００」に対応するＱＰＳＫで変調されたシンボルが同じ伝搬環境を伝送される場合、図８（ｂ）に示すように、受信時のシンボル位置は送信時と同じ領域内であり、復調が正確に行われることになる。このような場合は、変調多値数を１６ＱＡＭとするよりも、ＱＰＳＫとした方が、最終的に伝送効率が高いことになる。

そこで、例えば特許文献２に開示されているように、階層変調において、長期間の受信品質が良好であれば変調多値数を大きくし、長期間の受信品質が劣悪であれば変調多値数を小さくすることが考えられている。こうすることにより、受信側から送信側への受信品質の情報のフィードバックを少なくしつつ、受信品質に適した変調多値数を決定することができる。
特開２０００−３１９４４号公報 特表２００４−５３３７７７号公報

しかしながら、階層変調における変調多値数を長期間の受信品質に応じて決定しても、決定された変調多値数が最適な変調多値数とは限らないという問題がある。すなわち、上述したように、階層変調においては、受信品質が良好であれば大きめの変調多値数に見合った伝送効率を実現することができる。そして、受信品質は時間や周波数によって異なるため、長期間の受信品質に応じて変調多値数を決定すると、実際にはより大きな変調多値数で伝送ができる時間や周波数を無駄にしてしまうことがある。

本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、階層変調における最適な変調多値数を決定し、伝送効率をさらに向上することができる無線通信装置および変調多値数決定方法を提供することを目的とする。

本発明に係る無線通信装置は、所定時間または所定帯域における受信品質の平均値および変動幅を取得する取得手段と、取得された受信品質の平均値に応じて変調多値数を選択し、取得された受信品質の変動幅が所定幅以上の場合に、前記平均値に応じて選択された変調多値数よりも大きい変調多値数を実際の変調に用いる変調多値数と決定する決定手段と、を有する構成を採る。

本発明に係る変調多値数決定方法は、所定時間または所定帯域における受信品質の平均値および変動幅を取得するステップと、取得された受信品質の平均値に応じて変調多値数を選択するステップと、取得された受信品質の変動幅が所定幅以上の場合に、前記平均値に応じて選択された変調多値数よりも大きい変調多値数を実際の変調に用いる変調多値数と決定するステップと、を有するようにした。

これらによれば、受信品質の変動幅が所定幅以上の場合に、受信品質の平均値から選択された変調多値数より大きい変調多値数を用いることになるため、受信品質が良好な時間・周波数における伝送効率が変調多値数によって制限されることがないとともに、受信品質が劣悪な時間・周波数においては誤りが発生したビットのみが再送されて伝送効率の低下が最小限に抑制される。すなわち、階層変調における最適な変調多値数を決定し、伝送効率をさらに向上することができる。

本発明によれば、階層変調における最適な変調多値数を決定し、伝送効率をさらに向上することができる。

本発明の骨子は、受信品質の変動幅が大きく、受信品質が良好である時間・周波数が一定量以上あれば、受信品質の平均値に応じた変調多値数より大きな変調多値数による階層変調を行うことである。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る無線通信装置の要部構成を示すブロック図である。図１に示す無線通信装置は、ＲＦ（Radio Frequency：無線周波数）受信部１０１、復調部１０２、誤り訂正復号部１０３、分離部１０４、ＣＲＣ（Cyclic Redundancy Check：巡回冗長検査）チェック部１０５、受信品質測定部１０６、最大変調多値数決定部１０７、最大変調多値数情報生成部１０８、多重部１０９、誤り訂正符号化部１１０、変調部１１１、およびＲＦ送信部１１２を有している。

ＲＦ受信部１０１は、図示しない通信相手によって階層変調されて送信された信号をアンテナ経由で受信し、受信信号に対して所定の無線受信処理（ダウンコンバート、Ａ／Ｄ変換など）を施す。

復調部１０２は、受信信号に対してＩＱ平面上における閾値判定を行い、シンボルごとのビット列に復調する。

誤り訂正復号部１０３は、復調されて得られたビット列に対する誤り訂正復号を行い、得られた復号ビット列を分離部１０４へ出力する。

分離部１０４は、復号ビット列から受信データを抽出して出力するとともに、図示しない通信相手から送信された変調多値数および符号化率などのＭＣＳ（Modulation Coding Scheme）情報を復調部１０２および誤り訂正復号部１０３へ出力し、復号ビット列からこの復号ビット列の誤り検出に用いられるＣＲＣビットをＣＲＣチェック部１０５へ出力する。

ＣＲＣチェック部１０５は、ＣＲＣビットを用いて復号ビット列の誤り検出を行い、誤りが検出されたビットの再送を要求する旨の再送要求情報を生成し、多重部１０９へ出力する。

受信品質測定部１０６は、復調されて得られたビット列の受信品質を随時測定し、測定結果を最大変調多値数決定部１０７へ通知する。

最大変調多値数決定部１０７は、所定期間における受信品質測定結果の平均値および分散を算出し、図示しない通信相手が階層変調を行う際の変調多値数（以下「最大変調多値数」という）を決定する。最大変調多値数決定部１０７の内部構成については、後述する。

最大変調多値数情報生成部１０８は、決定された最大変調多値数を図示しない通信相手に通知するために、最大変調多値数情報を生成し、多重部１０９へ出力する。

多重部１０９は、再送要求情報、最大変調多値数情報、および送信データを多重し、得られた多重データを誤り訂正符号化部１１０へ出力する。

誤り訂正符号化部１１０は、多重データを誤り訂正符号化し、得られた符号化データを変調部１１１へ出力する。

変調部１１１は、符号化データを変調し、得られた変調データをＲＦ送信部１１２へ出力する。

ＲＦ送信部１１２は、変調データに対して所定の無線送信処理（Ｄ／Ａ変換、アップコンバートなど）を施し、アンテナ経由で図示しない通信相手へ送信する。

図２は、本実施の形態に係る最大変調多値数決定部１０７の内部構成を示すブロック図である。

時間方向平均値算出部１０７１は、所定期間にわたる受信品質の平均値を算出し、閾値比較部１０７３へ通知する。

時間方向分散算出部１０７２は、所定期間にわたる受信品質の分散を算出し、閾値比較部１０７３へ通知する。

なお、時間方向平均値算出部１０７１および時間方向分散算出部１０７２がそれぞれ平均値および分散を算出する周期は同一であり、この周期は、一般的な適応変調を用いる無線通信システムにおいて、受信側から送信装置へ受信品質情報のフィードバックが行われる周期よりも十分長いものとする。

閾値比較部１０７３は、まず、受信品質の平均値を所定の閾値と比較することにより、１つの変調多値数を選択する。すなわち、閾値比較部１０７３は、それぞれの変調多値数に対応する受信品質の上限閾値および下限閾値を記憶しており、時間方向平均値算出部１０７１によって算出された平均値が上限閾値と下限閾値の間に含まれる変調多値数を選択する。さらに、閾値比較部１０７３は、選択された変調多値数に対応する上限閾値と平均値の差を求め、この差と受信品質の分散の半分との大小関係を比較する。

比較の結果、求められた差が分散の半分未満であれば、受信品質の分散が比較的大きく、受信品質が上限閾値を超える頻度が高いと考えられるため、閾値比較部１０７３は、受信品質の平均値から選択された変調多値数よりも大きい変調多値数を最大変調多値数と決定する。

一方、求められた差が受信品質の分散の半分以上であれば、受信品質の分散が比較的小さく、受信品質が上限閾値を超える頻度が低いと考えられるため、閾値比較部１０７３は、受信品質の平均値から選択された変調多値数を最大変調多値数と決定する。

閾値比較部１０７３は、決定した最大変調多値数を最大変調多値数情報生成部１０８へ通知する。なお、上限閾値と受信品質の平均値との差が分散の半分未満であっても、受信品質の平均値が上限閾値よりも下限閾値に非常に近い場合は、受信品質が上限閾値を超える頻度がそれほど高くないと考えられるため、閾値比較部１０７３は、受信品質の平均値から選択された変調多値数を最大変調多値数と決定しても良い。

次いで、上記のように構成された無線通信装置の最大変調多値数決定方法について、例を挙げながら具体的に説明する。

まず、図示しない通信相手から送信された信号（パイロット信号など）は、アンテナを介してＲＦ受信部１０１によって受信され、所定の無線受信処理が施される。受信信号は、復調部１０２によって復調され、受信品質測定部１０６によって受信品質が測定される。また、図示しない通信相手から送信された信号に階層変調されたデータ信号やＭＣＳ情報が含まれている場合、復調部１０２の復調によって得られたビット列は、誤り訂正復号部１０３によって誤り訂正復号され、分離部１０４によって受信データが出力されるとともに、ＭＣＳ情報が復調部１０２および誤り訂正復号部１０３へ出力され、ＣＲＣビットがＣＲＣチェック部１０５へ出力される。

受信品質測定部１０６によって随時測定される受信品質は、最大変調多値数決定部１０７内の時間方向平均値算出部１０７１および時間方向分散算出部１０７２に出力され、それぞれ所定期間にわたる受信品質の平均値および分散が算出される。所定期間にわたる受信品質の推移と平均値ＳＩＲ_aveおよび分散ＳＩＲ_varの例を図３（ａ）、（ｂ）に示す。

時間方向平均値算出部１０７１および時間方向分散算出部１０７２が受信品質の平均値および分散を求める周期は、一般的な適応変調における受信品質情報のフィードバック周期よりも十分長いものとする。受信品質の平均値および分散を求める周期が短いと、伝搬路の状態があまり変化せず、平均値が長期的な伝搬路の状態を反映する値にならないとともに、分散が常に小さくなると考えられる。本実施の形態においては、受信品質の分散の大きさから長期的な伝搬路の変動に応じた最適な最大変調多値数が決定されるため、分散が常に小さいと適切に最大変調多値数を決定することができない。また、本実施の形態においては、平均値および分散を求める周期が長いため、図示しない通信相手へ最大変調多値数の情報をフィードバックする周期も長く、頻繁に送信側へ受信品質をフィードバックする必要がある適応変調に比べて、フィードバックのための回線への負担を低減することができる。

このように十分長い周期で求められた受信品質の平均値および分散は、閾値比較部１０７３へ出力される。そして、閾値比較部１０７３によって、まず、受信品質の平均値の閾値比較により１つの変調多値数が選択される。すなわち、例えば図３（ａ）、（ｂ）に示す例では、受信品質の平均値ＳＩＲ_aveが１６ＱＡＭの下限閾値α以上かつ上限閾値β未満であるため、変調多値数として１６ＱＡＭが選択される。なお、図３（ａ）、（ｂ）におけるＳＩＲ_aveは、いずれも同じ値であるものとする。

さらに、閾値比較部１０７３によって、上限閾値βと平均値ＳＩＲ_aveの差が求められ、この差（β−ＳＩＲ_ave）と分散ＳＩＲ_varの半分（ＳＩＲ_var／２）との大小関係が比較される。この比較の結果、図３（ａ）に示す例においては、（β−ＳＩＲ_ave）≦（ＳＩＲ_var／２）の関係が成り立っているため、最終的な最大変調多値数は１６ＱＡＭよりも大きい６４ＱＡＭに決定される。すなわち、図３（ａ）において、平均値ＳＩＲ_aveを中心とした分散ＳＩＲ_varの上端が１６ＱＡＭの上限閾値βを超えているため、このような伝搬路状態では受信品質が上限閾値βを超える頻度が比較的高く、最大変調多値数を６４ＱＡＭとすることにより、受信品質が良好な場合の伝送効率をより向上することができる。また、図３（ａ）に示す例では、受信品質の分散が大きいため、受信品質が劣悪となる頻度も比較的高い。しかし、階層変調においては受信品質が劣悪な場合でも、上位のビットは正確に復調され下位のビットは再送されることになるため、伝送効率の低下は最低限に抑制される。

一方、（β−ＳＩＲ_ave）と（ＳＩＲ_var／２）の大小関係の比較の結果、図３（ｂ）に示す例においては、（β−ＳＩＲ_ave）＞（ＳＩＲ_var／２）の関係が成り立っているため、最終的な最大変調多値数は受信品質の平均値ＳＩＲ_aveから選択された１６ＱＡＭに決定される。すなわち、図３（ｂ）において、平均値ＳＩＲ_aveを中心とした分散ＳＩＲ_varの上端が１６ＱＡＭの上限閾値βに達していないため、このような伝搬路状態では受信品質が上限閾値βを超える頻度が比較的低く、最大変調多値数を１６ＱＡＭより大きい６４ＱＡＭにしても、６４ＱＡＭによって本来得られる伝送効率を達成することができない。そして、最大変調多値数を６４ＱＡＭとした場合には、シンボル位置と復調時の判定軸とが接近することになり、最大変調多値数を１６ＱＡＭとした場合よりも、むしろ伝送効率が低下すると考えられる。このため、図３（ｂ）のような場合は、受信品質の平均値ＳＩＲ_aveから選択された変調多値数を最大変調多値数とする。

このように、本実施の形態においては、受信品質の平均値が等しくても、分散が異なれば最大変調多値数が異なることがあり、長期的な伝搬路の状態をより確実に反映した最大変調多値数が決定される。

なお、図３（ａ）、（ｂ）において、受信品質の平均値ＳＩＲ_aveが上限閾値βよりも下限閾値αに非常に近い場合は、受信品質の分散ＳＩＲ_varに拘わらず、受信品質の平均値ＳＩＲ_aveから選択された１６ＱＡＭを最大変調多値数としても良い。すなわち、（β−ＳＩＲ_ave）≫（ＳＩＲ_ave−α）の場合は、たとえ受信品質が上限閾値βを超えることがあっても、受信品質が下限閾値α以下となる時間も長いと考えられるため、受信品質の平均値ＳＩＲ_aveから選択された変調多値数より最大変調多値数を大きくしないのが好ましい。

上記のように決定された最大変調多値数は、最大変調多値数情報生成部１０８へ通知され、最大変調多値数情報が生成される。最大変調多値数情報は、多重部１０９、誤り訂正符号化部１１０、変調部１１１、およびＲＦ送信部１１２によってそれぞれの処理が施され、アンテナを介して図示しない通信相手へ送信される。

そして、図示しない通信相手は、最大変調多値数情報に従って、最大変調多値数の変調を行って信号を送信する。送信された信号は、図１に示す無線通信装置のアンテナを介してＲＦ受信部１０１によって受信され、受信信号は、復調部１０２、誤り訂正復号部１０３によってそれぞれの処理が施され、分離部１０４によって受信データが出力されるとともに、受信信号に含まれるＣＲＣビットがＣＲＣチェック部１０５へ出力される。そして、ＣＲＣチェック部１０５によって、復調部１０２における判定軸を用いた復調の結果、正しく復調できなかったビットの再送を要求する旨の再送要求情報が生成され、図示しない通信相手へ送信される。

以上のように、本実施の形態によれば、所定の周期で受信品質の平均値および分散を算出し、分散が大きく受信品質が良好となる頻度が比較的高いと判断される場合は、平均値から選択される変調多値数より大きい変調多値数を階層変調における最大変調多値数とする。このため、受信品質が良好な時には、大きい変調多値数による階層変調を行われて伝送効率がより向上し、受信品質が劣悪な時には、誤りが検出された下位のビットのみの再送が行われる。すなわち、階層変調における最適な変調多値数を決定し、伝送効率をさらに向上することができる。

なお、本実施の形態においては、受信品質の分散を考慮して最大変調多値数を決定するものとしたが、受信品質の分散の代わりに最大ドップラー周波数を用いても良い。すなわち、受信品質の分散を算出する代わりに最大ドップラー周波数を測定し、最大ドップラー周波数が所定の閾値以上の場合は、伝搬路状態の変動幅が大きいと判断し、受信品質の平均値から選択された変調多値数よりも大きい変調多値数を最大変調多値数としても良い。

また、本実施の形態においては、図１に示す無線通信装置が最大変調多値数を決定するものとして説明したが、受信品質の平均値および分散（または最大ドップラー周波数）を図示しない通信相手へ報告し、図示しない通信相手が最大変調多値数を決定しても良い。

さらに、本実施の形態においては、上限閾値と受信品質の平均値との差および受信品質の分散の半分の大小関係を比較するものとしたが、例えば受信品質の分散の半分に所定の補正値を加えた値を上限閾値と受信品質の平均値との差と比較しても良い。

（実施の形態２）
本発明の実施の形態２の特徴は、マルチキャリア通信において、受信品質の周波数方向の平均値および分散から最大変調多値数を決定する点である。

図４は、本実施の形態に係る無線通信装置の要部構成を示すブロック図である。同図において、図１と同じ部分には同じ符号を付し、その説明を省略する。図４に示す無線通信装置は、ＲＦ受信部１０１、ＧＩ（Guard Interval：ガードインターバル）除去部２０１、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）部２０２、復調部１０２、誤り訂正復号部１０３、分離部１０４、受信品質測定部１０６、最大変調多値数決定部２０３、最大変調多値数情報生成部１０８、多重部１０９、誤り訂正符号化部１１０、変調部１１１、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆高速フーリエ変換）部２０４、ＧＩ挿入部２０５、およびＲＦ送信部１１２を有している。なお、本実施の形態においては、例えばＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex：直交周波数分割多重）信号など、周波数が異なる複数のキャリアにデータが重畳されたマルチキャリア信号が伝送されるものとする。

ＧＩ除去部２０１は、受信されたマルチキャリア信号に含まれるガードインターバルを除去して、ガードインターバル除去後の受信信号をＦＦＴ部２０２へ出力する。

ＦＦＴ部２０２は、ガードインターバル除去後の受信信号を高速フーリエ変換し、複数のキャリアそれぞれの信号を復調部１０２および受信品質測定部１０６へ出力する。

最大変調多値数決定部２０３は、所定帯域における受信品質測定結果の平均値および分散を算出し、最大変調多値数を決定する。最大変調多値数決定部２０３の内部構成については、後述する。

ＩＦＦＴ部２０４は、変調データを複数のキャリアに割り当てて逆高速フーリエ変換し、得られたマルチキャリア信号をＧＩ挿入部２０５へ出力する。

ＧＩ挿入部２０５は、マルチキャリア信号にガードインターバルを挿入して、ガードインターバル挿入後のマルチキャリア信号をＲＦ送信部１１２へ出力する。

図５は、本実施の形態に係る最大変調多値数決定部２０３の内部構成を示すブロック図である。

周波数方向平均値算出部２０３１は、所定帯域にわたる受信品質の平均値を算出し、閾値比較部２０３３へ通知する。

周波数方向分散算出部２０３２は、所定帯域にわたる受信品質の分散を算出し、閾値比較部２０３３へ通知する。

なお、本実施の形態においては、受信品質測定部１０６が周波数が異なるキャリアごとの受信品質を測定するため、周波数方向平均値算出部２０３１および周波数方向分散算出部２０３２は、すべてのキャリアを含む全帯域にわたる受信品質の平均値および分散を算出したり、全帯域が複数に分割された帯域にわたる受信品質の平均値および分散を算出したりすることができる。また、周波数方向平均値算出部２０３１および周波数方向分散算出部２０３２がそれぞれ平均値および分散を算出する対象の帯域幅は同一であり、この帯域幅は、互いの伝搬路の相関が高い相関帯域幅よりも十分大きいものとする。

閾値比較部２０３３は、まず、受信品質の平均値を所定の閾値と比較することにより、１つの変調多値数を選択する。すなわち、閾値比較部２０３３は、それぞれの変調多値数に対応する受信品質の上限閾値および下限閾値を記憶しており、周波数方向平均値算出部２０３１によって算出された平均値が上限閾値と下限閾値の間に含まれる変調多値数を選択する。さらに、閾値比較部２０３３は、選択された変調多値数に対応する上限閾値と平均値の差を求め、この差と受信品質の分散の半分との大小関係を比較する。

比較の結果、求められた差が分散の半分未満であれば、受信品質の分散が比較的大きく、受信品質が上限閾値を超える帯域が多いと考えられるため、閾値比較部２０３３は、受信品質の平均値から選択された変調多値数よりも大きい変調多値数を最大変調多値数と決定する。

一方、求められた差が受信品質の分散の半分以上であれば、受信品質の分散が比較的小さく、受信品質が上限閾値を超える帯域が少ないと考えられるため、閾値比較部２０３３は、受信品質の平均値から選択された変調多値数を最大変調多値数と決定する。

閾値比較部２０３３は、決定した最大変調多値数を最大変調多値数情報生成部１０８へ通知する。なお、上限閾値と受信品質の平均値との差が分散の半分未満であっても、受信品質の平均値が上限閾値よりも下限閾値に非常に近い場合は、受信品質が上限閾値を超える帯域がそれほど多くないと考えられるため、閾値比較部２０３３は、受信品質の平均値から選択された変調多値数を最大変調多値数と決定しても良い。

次いで、上記のように構成された無線通信装置の最大変調多値数決定方法について、例を挙げながら具体的に説明する。

まず、図示しない通信相手から送信されたマルチキャリア信号（パイロット信号など）は、アンテナを介してＲＦ受信部１０１によって受信され、所定の無線受信処理が施される。受信されたマルチキャリア信号は、ＧＩ除去部２０１によってガードインターバルが除去され、ＦＦＴ部２０２によって高速フーリエ変換され、キャリアごとの信号が復調部１０２および受信品質測定部１０６へ出力される。

そして、受信品質測定部１０６によって、キャリアごとの受信品質がそれぞれ測定される。また、復調部１０２によって、各キャリアの信号が復調され、図示しない通信相手から送信された信号に階層変調されたデータ信号やＭＣＳ情報が含まれている場合、復調部１０２の復調によって得られたビット列は、誤り訂正復号部１０３によって誤り訂正復号され、分離部１０４によって受信データが出力されるとともに、ＭＣＳ情報が復調部１０２および誤り訂正復号部１０３へ出力される。

受信品質測定部１０６によって随時測定されるキャリアごとの受信品質は、最大変調多値数決定部２０３内の周波数方向平均値算出部２０３１および周波数方向分散算出部２０３２に出力され、それぞれ所定帯域にわたる受信品質の平均値および分散が算出される。所定帯域にわたる受信品質の変動と平均値ＳＩＲ_aveおよび分散ＳＩＲ_varの例を図６（ａ）、（ｂ）に示す。

周波数方向平均値算出部２０３１および周波数方向分散算出部２０３２が受信品質の平均値および分散を求める帯域幅は、例えばすべてのキャリアを含む全帯域幅のように、互いの伝搬路の相関が高い相関帯域幅よりも十分大きいものとする。受信品質の平均値および分散を求める帯域幅が小さいと、伝搬路の状態があまり異なっておらず、分散が常に小さくなると考えられる。本実施の形態においては、受信品質の分散の大きさから比較的広帯域の伝搬路の変動に応じた最適な最大変調多値数が決定されるため、分散が常に小さいと適切に最大変調多値数を決定することができない。また、本実施の形態においては、平均値および分散を求める帯域幅が大きいため、図示しない通信相手へフィードバックする最大変調多値数の情報量も少なく、キャリアごとの受信品質を送信側へフィードバックする必要がある適応変調に比べて、フィードバックのための回線への負担を低減することができる。

このように十分大きい帯域幅で求められた受信品質の平均値および分散は、閾値比較部２０３３へ出力される。そして、閾値比較部２０３３によって、まず、受信品質の平均値の閾値比較により１つの変調多値数が選択される。すなわち、例えば図６（ａ）、（ｂ）に示す例では、受信品質の平均値ＳＩＲ_aveが１６ＱＡＭの下限閾値α以上かつ上限閾値β未満であるため、変調多値数として１６ＱＡＭが選択される。なお、図６（ａ）、（ｂ）におけるＳＩＲ_aveは、いずれも同じ値であるものとする。

さらに、閾値比較部２０３３によって、上限閾値βと平均値ＳＩＲ_aveの差が求められ、この差（β−ＳＩＲ_ave）と分散ＳＩＲ_varの半分（ＳＩＲ_var／２）との大小関係が比較される。この比較の結果、図６（ａ）に示す例においては、（β−ＳＩＲ_ave）≦（ＳＩＲ_var／２）の関係が成り立っているため、最終的な最大変調多値数は１６ＱＡＭよりも大きい６４ＱＡＭに決定される。すなわち、図６（ａ）において、平均値ＳＩＲ_aveを中心とした分散ＳＩＲ_varの上端が１６ＱＡＭの上限閾値βを超えているため、このような伝搬路状態では受信品質が上限閾値βを超えるキャリアが比較的多く、最大変調多値数を６４ＱＡＭとすることにより、受信品質が良好なキャリアによる伝送効率をより向上することができる。また、図６（ａ）に示す例では、受信品質の分散が大きいため、受信品質が劣悪となるキャリアも比較的多い。しかし、階層変調においては受信品質が劣悪な場合でも、上位のビットは正確に復調され下位のビットは再送されることになるため、伝送効率の低下は最低限に抑制される。

一方、（β−ＳＩＲ_ave）と（ＳＩＲ_var／２）の大小関係の比較の結果、図６（ｂ）に示す例においては、（β−ＳＩＲ_ave）＞（ＳＩＲ_var／２）の関係が成り立っているため、最終的な最大変調多値数は受信品質の平均値ＳＩＲ_aveから選択された１６ＱＡＭに決定される。すなわち、図６（ｂ）において、平均値ＳＩＲ_aveを中心とした分散ＳＩＲ_varの上端が１６ＱＡＭの上限閾値βに達していないため、このような伝搬路状態では受信品質が上限閾値βを超えるキャリアが比較的少なく、最大変調多値数を１６ＱＡＭより大きい６４ＱＡＭにしても、６４ＱＡＭによって本来得られる伝送効率を達成することができない。そして、最大変調多値数を６４ＱＡＭとした場合には、シンボル位置と復調時の判定軸とが接近することになり、最大変調多値数を１６ＱＡＭとした場合よりも、むしろ伝送効率が低下すると考えられる。このため、図６（ｂ）のような場合は、受信品質の平均値ＳＩＲ_aveから選択された変調多値数を最大変調多値数とする。

このように、本実施の形態においては、受信品質の平均値が等しくても、分散が異なれば最大変調多値数が異なることがあり、広帯域にわたる伝搬路の状態をより確実に反映した最大変調多値数が決定される。

なお、図６（ａ）、（ｂ）において、受信品質の平均値ＳＩＲ_aveが上限閾値βよりも下限閾値αに非常に近い場合は、受信品質の分散ＳＩＲ_varに拘わらず、受信品質の平均値ＳＩＲ_aveから選択された１６ＱＡＭを最大変調多値数としても良い。すなわち、（β−ＳＩＲ_ave）≫（ＳＩＲ_ave−α）の場合は、たとえ受信品質が上限閾値βを超えることがあっても、受信品質が下限閾値α以下となるキャリアも多いと考えられるため、受信品質の平均値ＳＩＲ_aveから選択された変調多値数より最大変調多値数を大きくしないのが好ましい。

上記のように決定された最大変調多値数は、最大変調多値数情報生成部１０８へ通知され、最大変調多値数情報が生成される。最大変調多値数情報は、多重部１０９、誤り訂正符号化部１１０、変調部１１１、およびＲＦ送信部１１２によってそれぞれの処理が施され、アンテナを介して図示しない通信相手へ送信される。

以下、実施の形態１と同様に、図示しない通信相手によって、最大変調多値数の変調が施された信号が送信され、図４に示す無線通信装置によって受信処理が行われる。

以上のように、本実施の形態によれば、所定の帯域幅で受信品質の平均値および分散を算出し、分散が大きく受信品質が良好となるキャリアが比較的多いと判断される場合は、平均値から選択される変調多値数より大きい変調多値数を階層変調における最大変調多値数とする。このため、受信品質が良好なキャリアについては、大きい変調多値数による階層変調が行われて伝送効率がより向上し、受信品質が劣悪なキャリアについては、誤りが検出された下位のビットのみの再送が行われる。すなわち、階層変調における最適な変調多値数を決定し、伝送効率をさらに向上することができる。

なお、本実施の形態においては、受信品質の分散を考慮して最大変調多値数を決定するものとしたが、受信品質の分散の代わりに相関帯域幅の大きさや遅延スプレッドの大きさを用いても良い。相関帯域幅は、伝搬路の相関があるキャリアの帯域幅であるため、相関帯域幅が小さいほど、キャリアごとの伝搬路状態にはばらつきがあることになる。また、遅延スプレッドは、直接波の受信後に遅延波が到達する時間の範囲であるため、パス数が多く相関帯域幅が小さいほど大きくなる。したがって、遅延スプレッドが大きいほど、キャリアごとの伝搬路状態にはばらつきがあることになる。すなわち、受信品質の分散を算出する代わりに相関帯域幅や遅延スプレッドを算出し、相関帯域幅が所定の閾値未満の場合や遅延スプレッドが所定の閾値以上の場合は、伝搬路状態の変動幅が大きいと判断し、受信品質の平均値から選択された変調多値数よりも大きい変調多値数を最大変調多値数としても良い。

このとき、相関帯域幅は、キャリアごとの回線推定を行った結果から算出することができ、遅延スプレッドは、遅延プロファイルを作成することにより算出することができる。これらの演算は、比較的容易に行うことができるため、少ない演算量で最適な最大変調多値数を決定することができる。

また、本実施の形態においては、図４に示す無線通信装置が最大変調多値数を決定するものとして説明したが、受信品質の平均値および分散（または相関帯域幅や遅延スプレッド）を図示しない通信相手へ報告し、図示しない通信相手が最大変調多値数を決定しても良い。

さらに、本実施の形態においては、上限閾値と受信品質の平均値との差および受信品質の分散の半分の大小関係を比較するものとしたが、例えば受信品質の分散の半分に所定の補正値を加えた値を上限閾値と受信品質の平均値との差と比較しても良い。

また、上記実施の形態１では時間方向のみの受信品質の変動に着目し、上記実施の形態２では周波数方向のみの受信品質の変動に着目したが、これらを組み合わせて、時間方向および周波数方向の２次元の受信品質の平均値および分散を求めて最大変調多値数を決定しても良い。

本発明の第１の態様に係る無線通信装置は、所定時間または所定帯域における受信品質の平均値および変動幅を取得する取得手段と、取得された受信品質の平均値に応じて変調多値数を選択し、取得された受信品質の変動幅が所定幅以上の場合に、前記平均値に応じて選択された変調多値数よりも大きい変調多値数を実際の変調に用いる変調多値数と決定する決定手段と、を有する構成を採る。

この構成によれば、受信品質の変動幅が所定幅以上の場合に、受信品質の平均値から選択された変調多値数より大きい変調多値数を用いることになるため、受信品質が良好な時間・周波数における伝送効率が変調多値数によって制限されることがないとともに、受信品質が劣悪な時間・周波数においては誤りが発生したビットのみが再送されて伝送効率の低下が最小限に抑制される。すなわち、階層変調における最適な変調多値数を決定し、伝送効率をさらに向上することができる。

本発明の第２の態様に係る無線通信装置は、上記第１の態様において、前記決定手段は、取得された受信品質の変動幅が所定幅未満の場合に、前記平均値に応じて選択された変調多値数を実際の変調に用いる変調多値数と決定する構成を採る。

この構成によれば、受信品質の変動幅が所定幅未満の場合に、受信品質の平均値から選択された変調多値数を用いることになるため、ＩＱ平面上における信号点と復調に用いられる判定軸との距離を遠くすることができ、復調の精度を向上して伝送効率を向上することができる。

本発明の第３の態様に係る無線通信装置は、上記第１の態様において、前記取得手段は、所定時間または所定帯域における受信品質の分散を前記受信品質の変動幅として算出する算出手段、を含む構成を採る。

この構成によれば、受信品質の分散を算出するため、正確に受信品質の変動幅を求めることができる。

本発明の第４の態様に係る無線通信装置は、上記第３の態様において、前記決定手段は、それぞれ受信品質の下限閾値および上限閾値が規定された複数の変調多値数のうち、下限閾値以上かつ上限閾値未満の範囲に前記平均値が含まれる変調多値数を選択し、選択された変調多値数の上限閾値と前記平均値との差が前記分散の半分未満の場合に、前記選択された変調多値数よりも大きい変調多値数を実際の変調に用いる変調多値数と決定する構成を採る。

この構成によれば、受信品質の分散の半分が上限閾値と受信品質の平均値との差より大きい場合、すなわち受信品質の分散が大きい場合に変調多値数を大きくするため、受信品質が良好となる時間・周波数が多いか否かを正確に判断して、適切な変調多値数を選択することができる。

本発明の第５の態様に係る無線通信装置は、上記第４の態様において、前記決定手段は、前記選択された変調多値数の上限閾値と前記平均値との差が前記平均値と前記選択された変調多値数の下限閾値との差の所定数倍以上の場合に、前記分散に拘わらず前記選択された変調多値数を実際の変調に用いる変調多値数と決定する構成を採る。

この構成によれば、受信品質の平均値が上限閾値よりも下限閾値に非常に近い場合に、受信品質の平均値のみから変調多値数を決定するため、たとえ受信品質の分散が大きくても、より大きい変調多値数には適さない受信品質となる時間・周波数が多いときに変調多値数を大きくすることがない。

本発明の第６の態様に係る無線通信装置は、上記第１の態様において、前記取得手段は、受信品質の変動幅の指標として最大ドップラー周波数を測定する構成を採る。

本発明の第７の態様に係る無線通信装置は、上記第１の態様において、前記取得手段は、受信品質の変動幅の指標として相関帯域幅を算出する構成を採る。

本発明の第８の態様に係る無線通信装置は、上記第１の態様において、前記取得手段は、受信品質の変動幅の指標として遅延スプレッドを算出する構成を採る。

これらの構成によれば、時間方向または周波数方向の受信品質の変動幅として分散を算出するよりも演算量を削減することができる。

本発明の第９の態様に係る変調多値数決定方法は、所定時間または所定帯域における受信品質の平均値および変動幅を取得するステップと、取得された受信品質の平均値に応じて変調多値数を選択するステップと、取得された受信品質の変動幅が所定幅以上の場合に、前記平均値に応じて選択された変調多値数よりも大きい変調多値数を実際の変調に用いる変調多値数と決定するステップと、を有するようにした。

この方法によれば、受信品質の変動幅が所定幅以上の場合に、受信品質の平均値から選択された変調多値数より大きい変調多値数を用いることになるため、受信品質が良好な時間・周波数における伝送効率が変調多値数によって制限されることがないとともに、受信品質が劣悪な時間・周波数においては誤りが発生したビットのみが再送されて伝送効率の低下が最小限に抑制される。すなわち、階層変調における最適な変調多値数を決定し、伝送効率をさらに向上することができる。

本発明の無線通信装置および変調多値数決定方法は、階層変調における最適な変調多値数を決定し、伝送効率をさらに向上することができ、時間・周波数によって伝搬環境が異なる無線通信システムにおいて用いられる無線通信装置および変調方式決定方法などに適用することができる。

本発明の実施の形態１に係る無線通信装置の構成を示すブロック図 実施の形態１に係る最大変調多値数決定部の内部構成を示すブロック図 （ａ）実施の形態１に係る変調多値数決定方法の一例を説明する図（ｂ）実施の形態１に係る変調多値数決定方法の他の一例を説明する図 本発明の実施の形態２に係る無線通信装置の構成を示すブロック図 実施の形態２に係る最大変調多値数決定部の内部構成を示すブロック図 （ａ）実施の形態２に係る変調多値数決定方法の一例を説明する図（ｂ）実施の形態２に係る変調多値数決定方法の他の一例を説明する図 階層変調の信号点配置の一例を示す図 （ａ）１６ＱＡＭにおけるシンボルの伝搬路変動の例を示す図（ｂ）ＱＰＳＫにおけるシンボルの伝搬路変動の例を示す図

符号の説明

１０１ ＲＦ受信部
１０２ 復調部
１０３ 誤り訂正復号部
１０４ 分離部
１０５ ＣＲＣチェック部
１０６ 受信品質測定部
１０７、２０３ 最大変調多値数決定部
１０７１ 時間方向平均値算出部
１０７２ 時間方向分散算出部
１０７３、２０３３ 閾値比較部
２０３１ 周波数方向平均値算出部
２０３２ 周波数方向分散算出部
１０８ 最大変調多値数情報生成部
１０９ 多重部
１１０ 誤り訂正符号化部
１１１ 変調部
１１２ ＲＦ送信部
２０１ ＧＩ除去部
２０２ ＦＦＴ部
２０４ ＩＦＦＴ部
２０５ ＧＩ挿入部

Claims (9)

1. 所定時間または所定帯域における受信品質の平均値および変動幅を取得する取得手段と、
   取得された受信品質の平均値に応じて変調多値数を選択し、取得された受信品質の変動幅が所定幅以上の場合に、前記平均値に応じて選択された変調多値数よりも大きい変調多値数を実際の変調に用いる変調多値数と決定する決定手段と、
   を有することを特徴とする無線通信装置。
2. 前記決定手段は、
   取得された受信品質の変動幅が所定幅未満の場合に、前記平均値に応じて選択された変調多値数を実際の変調に用いる変調多値数と決定することを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
3. 前記取得手段は、
   所定時間または所定帯域における受信品質の分散を前記受信品質の変動幅として算出する算出手段、を含むことを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
4. 前記決定手段は、
   それぞれ受信品質の下限閾値および上限閾値が規定された複数の変調多値数のうち、下限閾値以上かつ上限閾値未満の範囲に前記平均値が含まれる変調多値数を選択し、選択された変調多値数の上限閾値と前記平均値との差が前記分散の半分未満の場合に、前記選択された変調多値数よりも大きい変調多値数を実際の変調に用いる変調多値数と決定することを特徴とする請求項３記載の無線通信装置。
5. 前記決定手段は、
   前記選択された変調多値数の上限閾値と前記平均値との差が前記平均値と前記選択された変調多値数の下限閾値との差の所定数倍以上の場合に、前記分散に拘わらず前記選択された変調多値数を実際の変調に用いる変調多値数と決定することを特徴とする請求項４記載の無線通信装置。
6. 前記取得手段は、
   受信品質の変動幅の指標として最大ドップラー周波数を測定することを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
7. 前記取得手段は、
   受信品質の変動幅の指標として相関帯域幅を算出することを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
8. 前記取得手段は、
   受信品質の変動幅の指標として遅延スプレッドを算出することを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
9. 所定時間または所定帯域における受信品質の平均値および変動幅を取得するステップと、
   取得された受信品質の平均値に応じて変調多値数を選択するステップと、
   取得された受信品質の変動幅が所定幅以上の場合に、前記平均値に応じて選択された変調多値数よりも大きい変調多値数を実際の変調に用いる変調多値数と決定するステップと、
   を有することを特徴とする変調多値数決定方法。

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