MX2011005741A - Acoplamiento de impedencia adaptativo (aim) para antenas receptoras de radio pequeñas electricamente. - Google Patents

Abstract

Un método para sintonizar un circuito de antena incluye: (a) recibir una señal en una antena, (b) producir un indicador de fuerza de señal recibida en base a la señal recibida, (c) usar el indicador de fuerza de señal recibida para producir un voltaje de control, (d) usar el voltaje de control para controlar 'una capacitancia en un circuito de acoplamiento de antena, (e) cambiar el voltaje de control para minimizar una proporción de un cambio en el indicador de fuerza de señal recibida a un cambio en el voltaje de control y (f) repetir las etapas (a), (b), (c), (d) y (e). Se proporciona también un aparato que implementa el método.

Description

ACOPLAMIENTO DE IMPEDENCIA ADAPTATIVO (AIM) PARA ANTENAS RECEPTORAS DE RADIO PEQUEÑAS ELÉCTRICAMENTE DESCRIPCIÓN DE LA INVENCIÓN Esta invención se relaciona a sistemas de antena, y más particularmente a acoplamiento de impedancia en sistemas de antena .

El tamaño y estéticas de muchos receptores de AM/FM constriñen las dimensiones de sus antenas y sus planos de tierra para limites subóptimos.

Para simplicidad y comportamiento, el tamaño deseado de una antena de buen comportamiento es aproximadamente una mitad de longitud de onda en la frecuencia sintonizada (por ejemplo un dipolo de medio onda) . Aunque las antenas más largas pueden ofrecer mejor ganancia de antena, sus anchos de haz estrechos las hace imprácticas para muchas aplicaciones. En las frecuencias de FM, una longitud de. onda media es aproximadamente 1.5 metros, mientras que para las frecuencias A es aproximadamente 150 metros. Debido a la presencia de ruido de ambiente limitante en sensibilidad, el cual es mayor en menores frecuencias, resulta que 1.5 metros es una longitud suficiente para tanto receptores FM y AM. Una antena plegable de cuarto de onda vertical montada sobre un plano de tierra grande (por ejemplo, un cuerpo de carro metálico) exhibe comportamiento similar a una antena de dipolo de media onda, y produce buena recepción de FM y A en carros.

Los receptores de AM/FM están disponibles en muchas configuraciones, incluyendo automotores, tablero de mesa, reproductores MP3 y teléfonos celulares. Los dispositivos más pequeños están caracterizados típicamente por deficiente recepción de señal, ya que las antenas de media onda y de un cuarto de onda son muy grandes e imprácticas. Un tamaño de antena menor a una mitad de longitud de onda es considerada pequeña eléctricamente. La interferencia electromagnética (EMI por sus siglas en inglés) provocada por la proximidad de la antena a aparatos electrónicos, la variabilidad de señal debido a los efectos corporales humanos y orientación variable de la antena todos tienen un impacto significativo en el comportamiento de la antena. Ya que estos efectos son más pronunciados en menores frecuencias, muchos dispositivos pequeños tienen receptores solamente de FM.

Las impedancias de cualquier antena y receptor pueden ser teóricamente acopladas para lograr la transferencia máxima de potencia. Esto puede ser realizado por acoplamiento conjugado de las impedancias de la antena y del receptor. Aunque es bien conocido que el acoplamiento de conjugado de las impedancias de la entrada de la antena y del receptor maximiza la transferencia de potencia en el receptor, no es necesariamente óptimo para la sensibilidad del receptor. El acoplamiento de impedancia conjugado es práctico para las antenas de una mitad de la longitud de onda con reactancia relativamente baja, y resistencia casi constante entre la banda, pero este procedimiento no es práctico para las antenas pequeñas eléctricamente usadas en muchos dispositivos. La resistencia radiación y de pérdidas de estas antenas es muy baja, y la reactancia es alta. Esta alta proporción de reactancia a resistencia de radiación lleva a técnicas de acoplamiento que maximizan el voltaje (no potencia) suministrado a la entrada del receptor.

La reactancia de antenas pequeñas eléctricamente puede ser cortada usando un circuito de acoplamiento resonante. El Q del circuito resonante de esta manera formado debe ser mantenido suficientemente alto para incrementar el voltaje de señal a un nivel aceptable en la entrada al amplificador de bajo ruido del receptor (LNA por sus siglas en inglés) . Para lograr un Q suficientemente alto, el LNA del receptor debe presentar una resistencia alta paralela al circuito resonante de la antena. Aunque valores superiores pueden ser posibles y pueden mejorar la recepción, un Q de aproximadamente 30 es una meta práctica para la recepción de AM y FM.

Ya que un circuito Q alto tiene un ancho de banda estrecho, debe ser sintonizable entre la banda de AM y FM en cuanto se sintoniza el receptor. Esto es práctica común para los receptores superheterodino de tablero de mesa de AM con antenas de espira internas. El receptor mezcla la señal de entrada RF a una frecuencia intermedia fija (IF por sus siglas en inglés) usando un oscilador local (LO por sus siglas en inglés) , mezclador y filtro IF. La antena para estos receptores es ya sea una antena de espira aérea (típico de receptores de tubo más viejos) o una antena de espira de núcleo de ferrita más pequeña, ambas que tienen características similares. Ya que la inductancia de esta antena de espira interna es fija y no es afectada significativamente por factores externos (como el cuerpo humano), se sintoniza un filtro de preselección junto con el receptor LO para mantener un pico resonante Q alto en la frecuencia sintonizada: Este filtro de preselección, comprendido de la inductancia de la antena de espira y una capacitancia variable, también sirve como un filtro de rechazo de imagen. Los receptores superheterodino más viejos usan un método de capacitor acoplado mecánicamente para sincronizar el filtro de preselección sintonizando con la sintonización LO.

Los receptores más modernos realizan típicamente una función similar con los diodos varactores que actúan como capacitores controlados por voltaje. El voltaje para el diodo varactor del filtro de preselección es derivado del voltaje de sintonización del diodo varactor LO. La calibración factorial es usualmente necesaria para estos receptores para acomodar las tolerancias del componente. Desafortunadamente, es impráctico para algunos receptores modernos utilizar la sintonización de filtro de preselección . El IF del receptor es algunas veces incompatible con este tipo de sintonización, y la calibración y consistencia sobre la temperatura de operación llega a ser impráctica. Adicionalmente, las antenas externas y portables tienen características de impedancia de variación de tiempo, haciendo imposible la calibración factorial fija.

En un primer aspecto, la invención proporciona un método para sintonizar un circuito de antena el cual incluye: (a) recibir una señal en una antena, (b) producir un indicador de fuerza de señal recibida en base a la señal recibida, (c) usar el indicador de fuerza de señal recibida para producir un voltaje de control, (d) usar el voltaje de control para controlar una capacitancia en un circuito de acoplamiento . de antena, (e) cambiar el voltaje de control para minimizar una proporción de un cambio en el indicador de fuerza de señal recibida a un cambio en el voltaje de control, y (f) repetir las etapas (a), (b) , (c), (d) y (e) .

En otro aspecto, la invención proporciona un aparato, el cual incluye una antena, un circuito para producir un indicador de fuerza de señal recibida en base a la señal recibida, un procesador para usar el indicador de fuerza de señal recibida para producir un voltaje de control, y un circuito de acoplamiento de antena el cual incluye una capacitancia controlada por el voltaje de control, en donde el procesador cambia el voltaje de control para maximizar la ganancia de señal por minimizar una proporción de un cambio en el indicador de fuerza de señal recibida a un cambio en el voltaje de control.

En otro aspecto, la invención proporciona un aparato que incluye un medio para recibir una señal en una antena, un medio para producir un indicador de fuerza de señal recibida en base a la señal recibida, un medio para usar el indicador de fuerza de señal recibida para producir un voltaje de control, y medio para usar el voltaje de control para, controlar una capacitancia en un circuito de acoplamiento de antena, en donde el medio para usar el indicador de fuerza de señal recibida para producir un voltaje de control cambia el voltaje de control para maximizar la ganancia de señal por minimizar una proporción de un cambio en el indicador de fuerza de señal recibida a un cambio en el voltaje de control.

BREVE DESCRIPCIÓN DE LAS FIGURAS La Figura 1 es un diagrama esquemático de un filtro de circuito de antena.

La Figura 2 es un diagrama esquemático que modela el ruido del resistor en un filtro del circuito de antena.

La Figura 3 es una gráfica de la fuerza de señal recibida contra frecuencia.

La Figura 4 es un diagrama de bloque de un receptor de radio y una antena.

La Figura 5 es un diagrama de bloque de un receptor de radio y una antena.

La Figura 6 es una representación esquemática de un ciclo de acoplamiento de impedancia adaptativa.

La Figura 7 es un diagrama de flujo de un método para producir un voltaje. de control.

La Figura 8 es una gráfica del voltaje de control, delta y dirección contra ciclos de acoplamiento de impedancia adaptativa .

La Figura 9 es una gráfica de una ganancia de filtro y el indicador de fuerza de señal recibida contra ciclos de acoplamiento de impedancia adaptativa.

La Figura 10 es una diagrama de flujo de un ciclo de la actualización de acoplamiento de impedancia adaptativo/control de ganancia automática.

En un aspecto, esta invención proporciona una técnica de acoplamiento de impedancia adaptativa (AIM) diseñada para solucionar las limitaciones prácticas de las técnicas actuales, mientras que ofrece comportamiento superior. El AIM es una técnica de retroalimentación adaptativa la cual intenta mantener la ganancia de señal máxima en la frecuencia sintonizada. En un ejemplo, se logra la sintonización resonante de un filtro de preselección Q alto usando un métrico de señal a partir de un procesador de banda base. En cuanto el nivel de señal recibido disminuye (debido a la sintonización del oyente, orientación de la antena, efectos del cuerpo humano, etc.), el procesador de banda base resintoniza adaptativamente el filtro de preselección para proporcionar un voltaje de señal máximo al amplificador de bajo ruido (LNA) . AIM elimina la necesidad para calibración del receptor asociada con técnicas de sintonización de filtro de preselección existente, y es independiente de la frecuencia intermedia (IF), ya que el rastreo del oscilador local (LO) no es realizado.

Para receptores de AM portables, una antena de varilla de ferrita pequeño es con frecuencia la mejor elección. Aunque la sensibilidad de un receptor AM con una antena de varilla pequeña es generalmente no muy buena, es relativamente fácil construir un circuito sintonizado de varactor con alto Q para incrementar la ganancia de señal.

Una recepción de AM es especialmente retadora para un receptor portable. Las señales de transmisión de FM son generalmente transmitidas con tanto polarización vertical y horizontal, haciendo la orientación de la antena del receptor menos critica que para AM, la cual tiene polarización vertical. Esto hace que la posición y orientación de la antena de varilla AM sea más crucial que para FM.

Adicionalraente, una colocación de una antena de varilla dentro de un receptor la hace más susceptible a EMI generado por los electrónicos del receptor, especialmente en frecuencias de AM.

Los receptores de radio de FM analógicos portables y manuales con frecuencia usan una antena de alambre de audífono, la cual puede ser configurada como ya sea un dipolo corto o monopolo. Aunque se puede imaginar un alambre de audífono como un dipolo con una extremidad para cada oído, esto puede producir comportamiento deficiente debido a la distancia limitada entre los elementos de la antena (mucho menor a una media de longitud de onda) .

Otra configuración de dipolo corta coloca el alimentador y receptor de la antena en un accesorio pequeño que se sujeta a la solapa del escucha. Una extremidad del dipolo puede extenderse hacia los oídos, mientras que el otro puede cubrir hacia la cintura donde puede conectarse el dispositivo principal (por ejemplo, reproductor MP3) . Esta configuración de dipolo no es común y sufre de comportamiento deficiente ya que es más corto que una media de longitud de onda .

La antena de alambre de audífono monopolo más común requiere un plano de tierra para reemplazar el elemento menor de un dipolo. Idealmente, el plano de tierra para un monopolo FM puede ser por lo menos un metro cuadrado, y un plano de tierra el tamaño de un cuerpo de carro metálico es preferido. Sin embargo, los dispositivos portables manuales son típicamente mucho más pequeños que un cuarto de longitud de onda, lo cual compromete seriamente el comportamiento. Una forma para incrementar efectivamente el tamaño del plano de tierra es agregar un espiral de serpentina al tablero de circuito impreso del receptor (PCB por sus siglas en inglés). La reactancia inductiva de la espiral cancela alguna de la reactancia altamente capacitiva del plano de tierra pequeño, por lo mismo mejorando el acoplamiento de señal en el receptor. Aunque este procedimiento tiene alguna utilidad en frecuencias superiores, proporciona poca mejora de sensibilidad en frecuencias de FM (y especialmente AM) .

Otra opción de antena de FM portable es una espira pequeña ubicada dentro del receptor. Esto es una elección especialmente atractiva para receptores FM portables que no usan alambre de audífono (por ejemplo, un juego inalámbrico Bluetooth) . La ubicación dentro del receptor lo hace estéticamente agradable y fácil de usar. El tamaño del receptor no es importante ya que las antenas de espira no requieren un plano de tierra. Por otra parte, su tamaño pequeño hace a la espira un colector de señal menos eficiente que un alambre de audífono, y su colocación dentro del dispositivo lo deja más susceptible a EMI . Se ha mostrado, sin embargo, que la proximidad del cuerpo humano a una espira mejora realmente la sensibilidad a la recepción, mientras que la sensibilidad de las antenas de alambre de audífono es generalmente degradada. Adicionalmente, se ha demostrado que una antena de espira pequeña puede lograr un Q superior que un alambre de audífono, parcialmente compensando su tamaño más pequeño. Como un resultado, una antena de espira puede ser un elemento de diversidad atractivo en un receptor que también incluye una antena de alambre de audífono.

Como se estable anteriormente, una técnica práctica para acoplar antenas pequeñas eléctricamente es maximizar el voltaje de señal en la entrada del amplificador de bajo ruido del receptor (LNA por sus siglas en inglés). Esto puede ser hecho por conjugar acoplando las reactancias de la entrada de la antena y del receptor. El Q del circuito resonante paralelo resultante determina el voltaje suministrado al LNA del receptor. El Q del circuito resonante es bastante determinado por la resistencia de entrada paralela LNA. Entre mayor es la resistencia de entrada, mayor es el Q, y por lo tanto mayor el voltaje de señal. Por supuesto, el ruido del resistor también se incrementa con la resistencia de entrada del receptor, de tal forma que el efecto neto de Q en la sensibilidad de recepción no es tan pronunciada .

Considerando una antena de espira cuadrada pequeña en el ' espacio libre conectado a un receptor con una entrada de alta impedancia. Esta configuración puede ser modelada como el filtro de circuito de antena resonante mostrado en la Figura 1. Los resistores Ra y Rioss representan las resistencias de radiación y pérdidas de la antena de espira, y el inductor La representa la inductancia de la espira. R es la resistencia de entrada paralela de LNA, y C es la suma de la capacitancia de entrada de LNA y cualquier capacitancia adicional necesaria para cortar la reactancia inductiva de la antena .

La función de transferencia de este filtro de circuito de antena es: ' Evaluando en resonancia, la magnitud de la función de transferencia del filtro de circuito de antena es: Ya que el circuito es pequeño, su resistencia de radiación y pérdidas puede ser considerada insignificante. En este caso, la Figura 1 llega a ser un circuito resonante paralelo simple y la magnitud de la función de transferencia del filtro de circuito de antena en la resonancia se reduce a : en donde Q es el factor de calidad del circuito resonante paralelo. Esto indica que la ganancia del filtro de circuito de antena de espira pequeño en resonancia es igual a su Q.

Todas las antenas tienen una altura efectiva he lo cual, cuando se multiplica por la resistencia de campo eléctrico E, produce el voltaje de antena inducido por el circuito abierto: Vsig{f) = E. f).

La altura efectiva de una antena de espira depende de la frecuencia / en Hz, el área de la espira A en metros cuadrados, permeabilidad /ec, y número de cambios N: c donde c=3xl08 m/s es la velocidad de la luz. Para las antenas de espira área, /ec=l.

A partir de la Figura 1 es evidente que el voltaje de entrada LNA Entonces el voltaje en la entrada del LNA en resonancia es dado por: La sensibilidad de la recepción es una función de no solamente la ganancia del filtro de circuito de antena, sino también del LNA, el resistor y el ruido ambiente. Para una antena de espira pequeña eléctricamente, la resistencia de radiación es muy baja, de tal forma que el ruido de ambiente puede ser considerado insignificante.

Adicionalmente, se puede asumir que el ruido del resistor domina el ruido del LNA en un receptor bien diseñado. El filtro del circuito de antena usado para determinar la contribución de ruido del resistor en la configuración de antena de espira pequeña es mostrado en la Figura 2 . El ruido del resistor es modelado como una fuente de voltaje ideal Vnoise R en serie con un resistor sin ruido R .

La función de transferencia del filtro del circuito de antena de ruido del resistor es: R0+RlMi+j-2n'f La R + R0 + Rt0S1-(2n-f)2-R La-C+j^-f-[R-{Rfl + Rl0I1)C+LaY Otra vez, asumiendo que la resistencia de radiación y pérdidas es insignificante para la antena de espira pequeña, y evaluando en resonancia, fresco = 1 .

A partir de la Figura 2, la densidad de voltaje de ruido del resistor VN R en la entrada de LNA es el producto del voltaje de ruido del resistor de circuito abierto Vnoíse r R y la función de transferencia del filtro de circuito de antena de ruido del resistor: El voltaje de ruido del circuito abierto de un resistor R es dado por la bien conocida relación: donde k=l.38x10 , J/K es la constante de Boltzmann, y T0=290 grados Kelvin es la temperatura ambiente. Para la antena de espira pequeña, es la unidad en resonancia, de tal forma que la densidad de voltaje del ruido del resistor en la entrada del LNA es: ) La sensibilidad de la recepción es definida como la resistencia del campo eléctrico necesaria para lograr una proporción de señal a radio deseada en la entrada del LNA del receptor. Usando las ecuaciones (2) y (3), la proporción señal a ruido en la entrada de LNA para una antena de espira pequeña es: Resolviendo para la sensibilidad de recepción E c-^4-k-Ta-R-SNR 2n-fm-N-A-Q Para un circuito resonante paralelo Usando esta definición para substituir por R en la expresión previa para los rendimientos de E: (4) La ecuación (1) indica que, para una antena de espira pequeña en resonancia, la ganancia de señal recibida es igual al Q del filtro de circuito de antena. Sin embargo, la ecuación (4) muestra que la sensibilidad a la recepción mejora solamente como la raíz cuadrada de Q, debido a los efectos del ruido de resistor. De esta forma, se puede esperar que para un incremento de nivel de señal recibida en la entrada del LNA de N dB, el incremento de sensibilidad neto puede ser solamente N/2 dB. Aunque se ilustra para una antena de espira pequeña, esta relación entre la ganancia de señal y la sensibilidad aplica en general a todos los tipos de antena. De tal forma que la sensibilidad del receptor en dB incluye un término 10.1og(Q) .

Acoplamiento de Impedancia Adaptativo Aunque los filtros del circuito de antena de Q altos pueden mejorar la ganancia de señal y la sensibilidad de la recepción, deben ser sintonizados exactamente. Entre mayor es Q, más demandantes son los requerimientos de sintonización. La reactancia de la antena puede ser variable y no predecible, dependiendo del movimiento del escucha y la orientación relativa de la antena al cuerpo humano. Como un resultado, el acoplamiento de la impedancia al receptor es generalmente muy bajo.

Para solucionar este problema, existen receptores portables que incluyen con frecuencia la antena en una estación de atraque. Esta solución no es deseable, sin embargo, ya que el elemento de la antena no es portable y no puede viajar con el escucha.

Es deseable tener un diseño de antena que soluciona estos y otros problemas, particularmente para uso con un receptor manual, portable para recibir señales de radiodifusión analógicas y digitales.

La sintonización resonante de un circuito Q alto puede ser lograda por controlar el voltaje aplicado a un diodo de varactor con capacitancia variable dependiendo de este voltaje. En cuanto la calidad de la señal recibida se degrada (debido a la sintonización del escucha, cambios de impedancia de antena, efectos corporales humanos, etc.), el receptor resintoniza adaptativamente el circuito con el voltaje de sintonización para proporcionar voltaje de señal máximo al LNA. Este proceso, referido como acoplamiento de impedancia adaptativo (AIM) , es ilustrado en la Figura 3. En la Figura 3, el pico resonante ocurre en la frecuencia sintonizada del receptor cuando el indicador de fuerza de señal recibida (RSSI por sus siglas en inglés) está en el nivel (1) . En cuanto el RSSI cambia, el pico resonante cambia como se muestra en la Figura 3.

El AIM parece maximizar la ganancia de la antena en la frecuencia sintonizada por el receptor. Se usa un lazo de control de retroalimentación para realizar esta meta. Un diagrama de bloque funcional genérico, simplificado de un receptor 10, antena 12, y filtro de circuito de antena 14 es mostrado en la Figura 4. Un filtro de circuito de antena reemplaza la función de sintonización de preselección de algunos receptores existentes. Una señal en la línea 16 a partir del filtro de circuito de antena es usado para producir una señal de control de sintonización de antena en la línea 18. El diagrama muestra que la señal de control de sintonización de antena es derivada de un algoritmo del AIM dentro del receptor, en lugar de rastrear un voltaje LO, como en los receptores superheterodino que usan un filtro de preselección .

La Figura 5 es un diagrama de bloque funcional de un receptor 20 con una antena de espira 22 sintonizada por los diodos varactores 24, 26 bajo el control de retroalimentación de AIM. Se usa una antena de espira aquí como un ejemplo genérico, apropiado para ya sea aplicaciones FM o AM. Las antenas pequeñas eléctricamente, típicamente que tienen baja resistencia de radiación y alta reactancia (por ejemplo, una pequeña antena de espira interna), pueden con frecuencia ser sintonizadas con un circuito de sintonización controlado por el varactor 28. Este circuito es sintonizado para proporcionar un pico de ganancia de resonancia en, o muy cerca, a la frecuencia central de la señal de entrada deseada .

El filtro del circuito de antena sintonizado está comprendido de la inductancia L de la antena de espira y la capacitancia . C de los diodos varactores, junto con cualesquiera otra capacitancia o inductancia dispersa, incluyendo efectos del cuerpo humano. Se usa un resistor de amortiguación damp junto con la resistencia de entrada de LNA, para fijar el Q del circuito sintonizado.

El receptor es mostrado para incluir un amplificador de bajo ruido 30 el cual tiene una alta impedancia de entrada, un IF o filtro de señal de banda base 32 y otros componentes encontrados comúnmente en los receptores como el desmodulador, detector, etc, como se muestra en el bloque 34. Sintonizar el filtro de circuito de antena a una frecuencia deseada es realizado por aplicar un voltaje a un- diodo varactor que proporciona la capacitancia apropiada para la frecuencia sintonizada. Este voltaje de control de sintonización es la señal de retroalimentación generada por el algoritmo de AIM, mostrado en el bloque 36. El algoritmo de AIM recibe una estimación del indicador de fuerza de señal recibida (RSSI) 38 del IF filtrado o señal de bande base en la linea 40. El algoritmo AIM saca un valor de control en la linea 42, lo cual se convierte a un voltaje de control analógico en la linea 44 por un convertidor digital a analógico 46. El voltaje' de control analógico es filtrado por un filtro 48, comprendido de los resistores 50, 52, y capacitor 54 para producir un voltaje de control filtrado en el punto 56. Un par de diodos de varactor back-to-back (paralelos), como se muestra en la Figura 5, es preferido sobre un varactor simple, para mejorar la linealidad.

Asumiendo una resistencia a la radiación y pérdidas insignificante, el circuito de antena de espira simple mostrado en el ejemplo de la Figura 5 tiene una función de transferencia de: R - 4 - p2 - L C R + j - 2 - n - f - L La frecuencia resonante fres es definida como la frecuencia donde la función de transferencia es real. La porción imaginaria de la función de transferencia compleja puede ser fijada a cero para llegar al resultado bien conocido para fres.

Fi j ar Re{H fres,R,L,C)) 0, Entonces solucionando para Sin embargo, la frecuencia resonante no es necesariamente la magnitud pico de la función de transferencia, pero es generalmente cercana a ella, especialmente para altos circuitos Q. El algoritmo de AIM intenta encontrar el pico de la magnitud del circuito sintonizado. La magnitud de la función de transferencia es Su frecuencia de pico es encontrada por fijar derivado a cero, después resolviendo para fpeak frecuencia .

Solucionando para fpeak cuando ^4-C-L-R2 -2-L2 fpeak = 4-n-C-L-R Sin embargo, la cantidad de interés es la capacitancia C requerida para maximizar la magnitud de la ganancia en fdes de frecuencia sintonizada. Solucionando para rendimientos de capacitancia: c 4-n2 -fdes,2 ·/,.

En este caso el pico de magnitud de la función de transferencia se logra cuando C es seleccionada en la frecuencia de resonancia verdadera, o fdes=fres. Esto es debido al hecho de que Q cambia con C. Ya que el algoritmo de AIM genera un voltaje de control (CV) , que es aplicado al varactor, es útil expresar la capacitancia del varactor como una función del voltaje de control de retroalimentación de AIM CV.

(CV) ; Entonces la función inversa puede ser expresada como <^varactorinv (CV) ; El voltaje de control de retroalimentación objetivo para maximizar la ganancia de circuito sintonizada en frecuencia fres en este ejemplo es entonces: CV = Si todas las condiciones del circuito son conocidas y constantes, como en este ejemplo, entonces es relativamente directo para desarrollar un circuito (especialmente bajo control digital) para proporcionar el voltaje de control apropiado CV para cada fdes de frecuencia sintonizada deseada, de acuerdo a la expresión anterior.

Esta técnica -puede ser usada para antenas con características fijas, mientras que las tolerancias del componte pueden ser acomodadas con calibración factorial. Aunque variaciones con temperatura puede todavía ser una cuestión, limitar el valor de Q (y algún comportamiento) puede ser suficiente para acomodar la variación del parámetro. Esta técnica es típica para filtros de preselección de receptores superheterodino.

Sin embargo, las antenas portables pueden tener bastantes impedancias variadas. Los efectos corporales humanos, los planos de tierra pequeños, y variadas características de antenas debido al movimiento y orientación (por ejemplo-, alambre de audífono), hace a esta técnica impráctica sin algunos medios para adaptar a las características de impedancia variadas.

El algoritmo de AIM El algoritmo de AIM está incluido en un lazo de control de retroalimentación el cual determina adaptativamente la señal de retroalimentación de voltaje de control para maximizar la ganancia de señal en la frecuencia deseada. A diferencia de la derivación analítica para el voltaje de control requerido CV presentado anteriormente, no hay método práctico para computarizar directamente el . CV apropiado para el circuito sintonizado sin los parámetros de impedancia variantes o desconocidos en este proceso no estacionario. Por lo tanto, un procedimiento algorítmico heurístico indirecto es tomado para solucionar dinámicamente para CV.

Una estimación o medición del indicador de fuerza de señal recibida (RSSI) es usada para indicar el nivel de señal y ruido en el ancho de banda de señal sintonizado del receptor. Este RSSI es usado como un proxi para la ganancia del circuito sintonizado. El RSSI puede ser estimado por computarizar 'la potencia, instantánea (cercana) de la señal de entrada en un dispositivo del tipo de procesador de señal digital (DSP por sus siglas en inglés). Otras técnicas para estimar RSSI, como detectores de diodo/capacitor usados en circuitos de control AGC analógicos, son también posibles para algunas implementaciones del receptor. Las muestras RSSI pueden ser computarizadas sobre intervalos de tiempo discretos por ejemplo. Para los propósitos de ajustar una ganancia multiplicativa en este caso, es conveniente computarizar RSSI(k) en ' dB como el logaritmo de la suma de las energías de una pluralidad de muestras de señal r (t) de la señal recibida y filtrada en el intervalo k, es decir: donde r(t) = [a(t)¦ s(t) + En las ecuaciones anteriores, n es la n-ésima muestra de las muestras de señal N que comprenden el intervalo k de RSSI, he es la altura efectiva de la antena, y Ha es la función de transferencia del circuito de antena.

La señal recibida incluye una señal deseada s(t), si está presente, clasificada por la ganancia de canal a(t), con ruido aditivo n(t), y la ganancia de circuito de antena la cual comprende el producto de la altura efectiva de la antena y el filtro de circuito sincronizado, ambos aproximados en sus frecuencias de centro deseadas fdes. La meta del algoritmo de AIM heurístico es solucionar el CV deseado lo cual maximiza la ganancia del circuito sintonizado en la frecuencia deseada. La solución para CV implica una expresión derivada estocástica para el proceso no estacionario, es decir.

Encontrar CV para El algoritmo de AIM, en efecto, varía el valor de CV de tal forma que el valor esperado de este derivado sobre las extensiones de tiempo suficientemente pequeñas (o promedio de tiempo) tiende a cero. Los parámetros de sintonización de antena experimentan poca variación sobre el intervalo de tiempo en donde CV es cercano al estacionario. La solución para CV es continuamente actualizada para permitir proporcionar una solución cuando los parámetros de sintonización son lentamente cambiados.

En un ejemplo, el algoritmo es implementado usando diferencias de RSSI discretas, en lugar de d(RSSI); además, d(CV) es reemplazado con un cambio en CV por una cantidad delta, que tiene una polaridad + 1, o dirección, en cada intervalo. El derivado estocástico es modificado para ser la solución a una ecuación de diferencia estocástica, es decir: Encontrar CV para Sobre una extensión deslizante de k, donde CV{k) = CV(k -1) + dirección · delta, Notar que CV debe cambiar cada muestra para evitar la división por cero.

La Solución Heurística El algoritmo de AIM varia adaptativamente CV, con la meta de maximizar los varios valores RSSI, por buscar diferencias de RSSI de cero. Este lazo de retroalimentación también acomoda cambios en los parámetros de circuito de sintonización de antena debido al movimiento de la antena y efectos corporales humanos, por ejemplo. El algoritmo de control de retroalimentación es una aproximación heurística para solucionar el problema de cambiar el voltaje de control para minimizar la proporción de un cambio en el indicador de fuerza de señal recibida a un cambio en el voltaje de control .

El AIM es un lazo de control de retroalimentación de mantenimiento de pico, el cual intenta maximizar el RSSI con los valores apropiados de CV. Es el procedimiento heurístico para la solución a la expresión derivada estocástica anterior. ' Las técnicas de control de retroalimentación para rastrear los máximos (es decir, picos de RSSI) o mínimos son inherentemente más difíciles que rastrear un ¦ parámetro que cruza monotónicamente el valor objetivo (o cero), como PLL. Esto es ya que el algoritmo de descubrimiento de pico, en efecto, opera en el derivado de la función a ser maximizada.

El proceso anterior convierte el pico de la función a una función de cruzamiento de cero cuyo derivado es cero en su pico, y cruza monotómicamente el valor cero. El derivado es generalmente más ruidoso que la función original. El derivado, o diferencia en este caso, también requiere acción dinámica de la variable controlable para estimar su cambio con respecto al tiempo. Esta acción dinámica generalmente resulta en una vibración de la señal de control de retroalimentación, resultando en variaciones (es decir, de RSSI) acerca de su valor pico. El valor pico de RSSI puede variar debido a otros efectos en la señal y ruido que no son debido a la sintonización de la antena. El algoritmo de AIM debe también acomodar estas condiciones.

Se hacen varias presunciones acerca de los elementos que soportan el algoritmo de AIM para auxiliar a definir sus características operacionales . Se asume que la frecuencia del pico resonante del circuito de sintonización es único, por lo tanto hay solamente un pico sobre el intervalo de voltaje de control del varactor para una frecuencia dada en un punto de tiempo. Sin embargo, este pico puede moverse en frecuencia y en amplitud con movimientos del receptor y la antena. Los valores RSSI pueden también variar debido al desvanecimiento, control de ganancia automática (AGG) , u otros efectos.

Algunas funciones algorítmicas y fijaciones de parámetro conducen las dinámicas del RSSI. En un ejemplo, el algoritmo de AIM está im lementado como un proceso repetitivo periódico, aunque la periodicidad estricta no es un requerimiento. Para receptores de radiodifusión FM o AM portable, el algoritmo de AIM puede ser actualizado en el orden de aproximadamente 10 ciclos por segundo. La secuencia dentro de cada ciclo es como a continuación: 1. El RSSI es medido en el inicio del ciclo. 2. El algoritmo de AIM computariza el siguiente valor de voltaje de control CV. 3. Este voltaje de control CV es filtrado para producir CVF y aplicado a los diodos del varactor. 4. La porción restante del ciclo permite un tiempo de fijación de la filtración de CV, de tal forma que el circuito sintonizado ha alcanzado un estado estable al cercano para el siguiente ciclo.

Este ciclo de AIM es ilustrado esquemáticamente (sin escala) en la Figura 6.

Más detalles de una implementación del algoritmo AIM heurístico son presentados a continuación. Asumir que el receptor (no aún el circuito de sintonización de antena) es sintonizado a la frecuencia de señal deseada, y los valores RSSI son periódicamente computarizados en cada ciclo. También se asume que los valores RSSI son maximizados cuando el voltaje de control varactor CVF es cercano a un valor particular lo cual causa un pico resonante del circuito sintonizado de antena en la frecuencia deseada. Sin embargo, CV es inicializado en algún otro valor, quizás en el centro de su intervalo. Definen una variable delta, y una dirección de valor binario (+1 ó -1), los cuales son variables intermediarios usados en el algoritmo AIM. El algoritmo de AIM saca un voltaje de control nuevo CV en cada ciclo. La filtración de CV para producir CVF es usada para evitar la introducción de etapas de fase y amplitud en la señal deseada. La filtración .debe uniformar estas etapas de tal forma que minimiza el impacto en comportamiento de desmodulación, y es especialmente importante para desmodulación coherente. Un filtro de 2 polos es preferido (sobre un filtro de un polo) para asegurar la uniformidad de pendiente continua inmediatamente después de la etapa.

Un algoritmo de AIM simplificado es descrito primero, entonces se agrega complejidad adicional para conducir las condiciones especiales. Un simple ciclo AIM sencillo puede ser descrito como a continuación: "Ciclo de algoritmo simple de AIM" RSSI de entrada si (RSSI < RSSIprev ), entonces dirección = -dirección RSSIprev = RSSI CV = CV + dirección * delta .

El ejemplo de ciclo de algoritmo de simple AIM simplemente cambia la dirección del voltaje de control delta (también referido como un incremento) cuando detecta que el nivel de señal (RSSI) está disminuyendo. Idealmente, en la ausencia de ruido u otros efectos, CV y el pico de resonancia correspondiente del circuito de antena se moverá en la dirección que incrementa los valores RSSI sucesivos hasta que la frecuencia de pico de sintonización pasa la frecuencia deseada. Después el pico de resonancia pasa la frecuencia deseada, el valor RSSI disminuirá, cambiando la dirección de CV y el pico de resonancia. Entonces CV continuará vibrando, o variará de lado a lado, alrededor del pico.

Notar que el CV debe cambiar cada ciclo de AIM (por un incremento o valor de etapa delta) de otra forma, puede no ser información útil en la pendiente del RSSI. El tamaño del incremento o .delta determina la extensión de vibración alrededor del pico resonante. En un sistema real con ruido y otros factores que afectan dinámicamente RSSI, la extensión de vibración tiende a ser más grande. Los circuitos de antena de Q bajo resultarán en una mayor expansión de vibración que los circuitos de Q altos. También la vibración puede provocar que el CV alcance los valores limitantes extremos y se quede varado, ya que RSSI no cambia. Por lo tanto algunas modificaciones para el algoritmo de AIM son necesarios para una implementación práctica.

El CV variable, previamente considerado en cuanto el voltaje de control análogo aplicado a los diodos varactores, que es el mismo como el voltaje de control de AIM no será considerado un entero, ya que es usado para fijar la salida del voltaje de un convertidor digital a analógico (DAC por sus siglas en inglés) . Se distinguirá ahora esta etiqueta variable CV a partir del voltaje de control filtrado analógico por definir la variable CVF. CVF es el voltaje actual aplicado a los diodos varactores, una versión filtrada de CV. Para este ejemplo, se asume un DAC de 8 bitios, donde 0 < CV < 255. Sin embargo, hay algunas implementaciones donde el intervalo de CV resulta en frecuencias resonantes que están muy lejos fuera de la banda. Para evitar efectos no deseables potenciales cuando el intervalo de sintonización es mucho mayor que la banda FM o AM, algunos otros limites más restrictivos pueden ser colocados en CV, es decir Cvmin<CV<Cvmax . Los siguientes algoritmo de AIM modificados mostrados a continuación manejan estas cuestiones "ciclo de algoritmo de AIM RSSI de entrada: RSSI es rodeado o truncado a 0.25 dB más cercano Si (RSSI < RSSIprev) o (CV=Cvmin) o (CV=CV max) entonces delta - dirección = -dirección Además delta RSSIprev) RSSI CV=min (Cvmax,max (Cvmin ,CV+dirección-vuelta (delta) ) ) Un diagrama de flujo del algoritmo anterior es mostrado en la Figura 7. El algoritmo inicia como en el bloque 60 e inicializa los parámetros de partida como se muestra en el bloque 62. El bloque 64 muestra que el siguiente RSSI es recuperado. Entonces el RSSI es evaluado o para determinar si ciertas condiciones son cumplidas, como en el bloque 66. Si las condiciones no son cumplidas, entonces un valor es asignado a delta en bloque 68. Si las condiciones son cumplidas, entonces un valor diferente es asignado a delta y la dirección es cambiada como en el bloque 70. De esta forma la polaridad de una etapa de voltaje de control siguiente puede ser determinada en base a la disminución en el indicador de fuerza de señal recibida, o en base en los límites mínimo y máximo de voltaje de control (para prevenir una condición de varado) . Entonces el valor de CV es fijado y RSSIprev es fijado a RSSI como en el bloque 72. Entonces el bloque 74 muestra que el CV es aplicado al varactor, y se recupera el siguiente RSSI.

Considerando la resolución de punto fijo de RSSI. Por ejemplo, RSSI puede ser computarizado en una escala log que tiene 0.25 dB de resolución. Si los cambios de nivel de señal exitoso son pequeños comparados con la resolución RSSI, entonces el RSSI puede permanecer constante. Esto puede ser debido a un circuito de bajo Q sobre aquel intervalo de frecuencia. Ya que no hay suficiente resolución para AIM para observar la disminución de RSSI sobre esta secuencia, entonces la misma dirección será mantenida hasta que RSSI disminuye.

La condición "si" en el algoritmo AIM mostrado en el bloque 66 de la Figura 7 evita las condiciones de varado encontradas Cuando el Q . es bajo, o cuando el CV alcanza los puntos finales. Cambiar la dirección requiere ya sea una caída en el valor RSSI, o el CV alcanza su límite en uno de los límites elásticos Cvmin o Cvmax. De esta forma la cuantificación RSSI tiene un papel en mantener la misma dirección hasta que RSSI cae a un valor de cuantificación menor. El tamaño de etapa de cuantizacíón de RSSI debe ser fijado mayor que el ruido de estimación del RSSI esperado. Es decir, el indicador de fuerza de señal recibida es cuantificado con suficiente grosor para suprimir la respuesta no deseable a valores de ruido del indicador de fuerza de señal recibida pequeños. Este "efecto captura" incrementa la respuesta deseable del algoritmo a la pendiente del circuito sintonizado, más que el ruido de RSSI. Una alternativa para usar cuantificación RSSI para combatir el ruido es usar histéresis. Esto tiene el beneficio de ser algo más preciso. La histéresis puede ser adaptada para acomodar un nivel arbitrario de ruido, y no requiere cuantificación de RSSI gruesa. La versión de histerésis es mostrada en el algoritmo de AIM posterior.

"El ciclo de algoritmo de AIM, con histéresis de RSSI en lugar de cuantizacíón" RSSI de entrada Si (RSSKRSSIpeak-histéresis) o (CV=Cvmin) o > delta dirección = -dirección además delta = RSSIpeak=RSSI CV=min (Cv ax,max (Cvmin ,CV+dirección -vuelta (delta) ) ) En este ejemplo, el tamaño del incremento o delta es adaptativo para acomodar mejor el Q desconocido, para acelerar la adquisición de velocidad, y para rastrear una frecuencia de pico variante debido a los parámetros de cambio. El valor máximo de delta es limitado a 1/8 del intervalo total para este ejemplo, y este valor máximo es también aplicado como el valor inicial. Este limite previene la resolución CV excesivamente gruesa, y su valor inicial ayuda a la adquisición rápida. El valor mínimo de delta es fijado a uno, la resolución DAC lograble más fina. El valor de delta es adaptado para acomodar una Q arbitraria del circuito sintonizado. La delta adaptativa también ofrece rastreo rápido cuando sea necesario para adquisición, parámetros de cambio o Q bajos.

El valor de delta es disminuido cuando RSSI disminuye, y la dirección es invertida. Esto es ya que una disminución en RSSI es indicativo de sintonizar a distancia desde el pico de RSSI. La expansión de vibración y delta puede se reducida después de invertir la dirección ya que la vibración alrededor del pico puede eventualmente ser minimizada para mejor comportamiento, manteniendo el pico de resonancia cercano a la frecuencia sintonizada.

El valor de delta es incrementado si la dirección no es cambiada, lo cual tiene el efecto de disminuir el número de etapas mientras que vibra hacia atrás y hacia adelante entre el pico. Este incremento es útil para mejorar la capacidad para rastrear los cambios de parámetro, y adaptar una sintonización de Q bajo.

El delta afecta el número promedio de los ciclos de AIM ya que vibra, ya que esto puede afectar el tiempo de respuesta a cambios en parámetros de sintonización, por ejemplo, provocado por movimiento. Usando las reglas adaptativas simples para delta, alcanza un valor de tal forma que la vibración requiere varios ciclos AIM para atravesar el pico en cada dirección, independientemente de Q, y en la ausencia de ruido de RSSI. Un "ciclo de vibración" es definido para ser un CV transversal en ambas direcciones. Este ciclo de vibración inicia con un ciclo AIM que produce un cambio de dirección, atraviesa la extensión de vibración para otro cambio de dirección, y entonces termina con el ciclo de AIM inmediatamente antes al siguiente ciclo de cambio de dirección AIM. También define un factor de incremento delta U (por ejemplo, U= 9/8 en el ejemplo de algoritmo AIM anterior) , y un factor de disminución de delta D (por ejemplo, D=3/4 en el ejemplo de algoritmo de AIM anterior) . Tanto U y D afectan el tiempo de respuesta de AIM para cambios de parámetro, asi como también sensibilidad de la vibración al ruido. Los factores U y D son controlados adaptativamente para asegurar la estabilidad y un equilibrio entre el tiempo de respuesta y exactitud de rastreo.

Considerando el número mínimo de ciclos de AIM requeridos en un ciclo de vibración. Una vibración de estado estacionario de 2 ciclos de AIM no pueden ser sostenidos. Un ciclo de vibración es definido previamente para requerir exactamente 2 ciclos de AIM de cambio de dirección, de tal forma que no puede haber otros ciclos de AIM. Una inversión de dirección puede ser requerida en cada ciclo AIM, también requiriendo una disminución persistente en RSSI en cada ciclo de AIM. Esto -puede suceder solamente si la potencia de señal y de ruido continua disminuyendo más que la resolución de RSSI en cada ciclo de AIM, y esto no es estado estacionario. Sin embargo, esto es una respuesta deseable para un desvanecimiento de señal monotómicamente disminuida, ya que CV permanece en el mismo intervalo como antes del desvanecimiento de señal.

Si la señal se incrementa monotónicamente más rápido que la disminución en ganancia lejos del pico de sintonización, cuando se recupera del desvanecimiento, por ejemplo, entonces el CV continuará avanzando en la misma dirección. Aunque la ganancia de señal está actualmente disminuyendo en este caso, el RSSI no está disminuyendo, y la calidad de la señal debe ser mejorada. Una vez que la señal detiene el incremento, el CV encontrará rápidamente su camino al pico de sintonización.

Puede ser mostrado que un ciclo de vibración puede ser sostenido con 3 ciclos de AIM, pero es inestable ya que delta disminuye a su limite inferior. En un ejemplo, un ciclo de vibración ha sido definido para requerir exactamente 2 ciclos de AIM de cambio de dirección, de tal forma que el tercer ciclo.de AIM no debe cambiar la dirección. Considerar un ciclo de vibración determiní stico perpetuo que consiste de 3 ciclos AIM (AIM1, AIM2 y AIM3), con RSSI1 < RSSI 3 < RSSI2 correspondiente. El ciclo AIM1 disminuirá delta por el factor D, ya que RSSIK RSSI3. El ciclo AIM2 incrementará delta por el factor U, ya que RSSI2>RSSI1. El ciclo AIM3 disminuirá delta por el factor D, ya que RSSI3<RSSI2. Ya que este ciclo de vibración consiste de 2 ciclos AIM disminuyendo delta por el factor D, y un ciclo AIM sencillo incrementando delta por el factor U,' entonces este ciclo de vibración determinante puede ser sostenido si D2=l. Si D2.U< 1, entonces delta continuará disminuyendo en cada ciclo de vibración hasta que alcanza su limite inferior de uno, y el ciclo de vibración es roto. Inversamente, si D2.U>1, entonces delta continuará incrementando en cada ciclo de vibración hasta que alcanza el limite máximo (por ejemplo, Cvmax/8) y el ciclo de vibración es roto. Sin embargo, ya sea un ciclo de vibración requiere 4 ó más ciclos AIM debido a los parámetros de cambio o ruido, por ejemplo, el valor de delta es incrementado sobre el ciclo de vibración previo. Incluso si D.U=1, los ciclos AIM extra ocasionales eventualmente llevarán delta a su limite máximo, por lo tanto -se considera más inestable.

Si los valores RSSI son completamente aleatorios debido al gran ruido RSSI, y hay una oportunidad 0.5 de cambiar las direcciones por cualquier ciclo AIM sencillo, entonces el número de ciclos AIM que no cambia la dirección es el mismo como el número que cambia las direcciones (es decir, 2 por definición) . Entonces hay 4 ciclos AIM por ciclo de vibración, en promedio, en este caso aleatorio. Si D.U<1, entonces delta continuará disminuyendo en cada ciclo de vibración hasta que alcanza su limite inferior de uno. Inversamente, si D.U<1, entonces delta continuará incrementándose en cada ciclo de vibración hasta que alcanza su limite máximo (por ejemplo, Cvmax/8) . De tal forma que es importante que D.IK1, especialmente considerando que la cuantización de RSSI tiende a suprimir los cambios de dirección e incrementa la proporción de U.

El número promedio C de ciclos AIM por ciclo de vibración puede ser computarizado por una condición de equilibrio donde delta es mantenido entre sus valores mínimo y máximo. Ya que un ciclo de vibración requiere exactamente 2 ciclos AIM de cambio de dirección, entonces el número restante de ciclos AIM sin cambio de dirección debe ser C-2. El valor promedio de delta en equilibrio es mantenido si U _2.D2=1. Entonces el número promedio de ciclos AIM por ciclo de vibración es: Para este ejemplo, donde U=9/8 y D=3/4, C=6.885. La simulación y prueba de producto han indicado que estos valores de U y D son apropiados para equilibrar el tiempo de adaptación (C) e inmunidad de ruido.

Cuando delta alcanza su mínimo (por ejemplo, uno en este caso) , hay una posibilidad de quedar varado en un ciclo límite de vibración que consiste de 4 ciclos AIM, asumiendo D.U<1. Esto puede ser deseable, especialmente para sintonización de Q alto.

Cuando delta alcanza su máximo, incluso temporalmente, hay una posibilidad de que quede varado en un ciclo límite de vibración que consiste de 6 ciclos AIM. Esto es ya que el factor D del primer ciclo AIM después de un valor delta maximizado limita el producto del segundo par de factores U por el primer factor D. Por lo tanto el segundo factor U es reducido debido al limite en delta. La secuencia es como a continuación: RSSIK RSSIO lo cual resulta en el primer D en el ciclo de vibración RSSI2> RSSI1 lo cual resulta en U RSSI3 > RSSI2 lo cual resulta en Ux, limitado de tal forma que Ux*U=l/D La segunda mitad del ciclo de vibración es similar: RSSI4<RSSI3 lo cual resulta en el segundo D en el ciclo de vibración RSSI5> RSSI4 lo cual resulta en U RSSI6> RSSI5 lo cual resulta en Ux, limitado de tal forma que Ux*U=l/D Por lo tanto, para prevenir este caso de ciclo limite no deseable, imponer la condición U2. D< 1.

Los valores usados en este ejemplo (U=9/8, D=3/4) satisfacen la inigualdad (U2. D=243/256) .

El valor de delta puede tener suficiente precisión para evitar el truncamiento o limitación después de la multiplicación con los factores de incremento o disminución. Este efecto es similar a los efectos de precisión finitos de filtros de respuesta de impulso infinito de punto fijo (IIR por sus siglas en inglés) . En este ejemplo, delta puede tener una precisión de 1/8, o más fino, para evitar los efectos de precisión finitos.

Simulación de AIM Se muestran los resultados de una simulación del algoritmo AIM en las Figuras 8 y 9. La Figura 8 ilustra una simulación del algoritmo AIM con las gráficas de CV, delta y variables de dirección sobre una extensión de 60 ciclos de AIM. La Figura 9 ilustra una simulación del algoritmo de AIM con las gráficas de las variables HdB y RSSI de la ganancia de filtro sobre una extensión de 60 ciclos de AIM. En la simulación, un circuito sintonizado, representativo de una antena de espira con un Q modesto de 10, es sintonizado con un diodo varactor. Este se controla por un DAC de 8 bitios con el valor de control de retroalimentación AIM CV. El ruido Gaussiano es agregado a las muestras RSSI para simular el error de. estimación. Este ruido tiene una desviación estándar de 0.25 dB, lo cual es igual a la resolución del RSSI. La frecuencia de sintonización deseada es fijada de tal forma que un valor CV de 200 puede sintonizarlo a la resonancia. El valor CV inicial en el inicio del algoritmo es fijado a cero, de tal forma que se puede observar cómo el algoritmo reacciona a una gran desintonización inicial, similar a la sintonización y adquisición de una nueva frecuencia de canal.

La 'Figura 8 muestra las gráficas de 3 variables: CV, delta y dirección. Iniciando de un valor inicial de cero, CV alcanza el objetivo 200 dentro de 8 ciclos de AIM.

Este sobrepasa el valor 200 y continua vibrando alrededor de aquel objetivo que disminuye la expansión de vibración. El valor de delta inicia en 32, entonces continua para disminuir en cuanto CV vibra alrededor de su valor objetivo de 200. La variable de dirección es también mostrada para su efecto obvio en CV. Las gráficas de la Figura 9 muestran el efecto de CV en la ganancia de circuito sintonizado HdB, asi como también su estimado cuantizado y de ruido, RSSI. La desintonización inicial tiene una pérdida de ganancia de más de 15 dB. La pérdida de ganancia es rápidamente minimizada después de la convergencia de vibración en el objetivo; entonces la pérdida eventualmente es limitada a una fracción de un dB .

Interacción AGC Debe tenerse cuidado para controlar la interacción AIM con un control de ganancia automático (AGC por sus siglas en inglés) . Ya que AIM usa RSSI como un métrico, hay una interacción potencial con AGC, la cual también usa algún tipo de RSSI métrica. Estas interacciones deben ser examinadas por cualquier diseño de receptor, y la solución para ambos puede ser algo sinergética. En un ejemplo, el ciclo de computación AIM es deshabilitado cuando el control de ganancia automático del receptor (AGC) ajusta a su ganancia. Esto evita la interacción no deseada entre los algoritmos de AGC y AIM.

Idealmente el voltaje de control AGC (o información AGC) se usa para estimación RSSI, por lo tanto AGC no debe tener un efecto significativo en comportamiento de AIM. Esta información de control AGC sola puede ser suficiente para RSSI, aunque la estimación adicional del nivel de señal después del ajuste AGC puede también ser útil si el control AGC no es "ajustado". Algunos receptores pueden emplear AGC continua autónoma adelante de la estimación RSSI, y la información AGC no puede estar disponible para estimación RSSI. En este caso, la proporción de actualización de los ciclos AIM deben ser más cortos que la constante de tiempo AGC. Esto puede evitar o minimizar los efectos del AGC que puede tender a cancelar los cambios de ganancia debido a la sintonización de AIM.

Algunos receptores usan AGC controlado por etapas, donde un atenuador similar a DAC está bajo control digital. Si la información exacta en esta etapa de control de AGC está disponible para estimación de RSSI, entonces este AGC puede tener efecto mínimo en el comportamiento AIM, asumiendo que RSSI es compensado por ganancia de AGC. Alternativamente, puede ser más simple evitar los efectos del AGC por hacer inhabilitar temporalmente el AIM cuando se impone un cambio de ganancia AGC. Es importante considerar que cuando se actualiza la ganancia de AGC, en lugar de AIM, entonces esto actualmente consume 2 ciclos de AIM en lugar de uno ya que el RSSI diferencial es métrico.

El diagrama de flujo de la Figura 10 muestra cómo un receptor puede deshabilitar un ciclo AIM cuando se necesita una acción AGC. El algoritmo inicia como en el bloque 80 e inicia los parámetros de partida como se muestra en el bloque 82. El bloque 84 muestra que el siguiente RSSI es computarizado después de un tiempo de fijación. Después se hace una determinación como si un ajuste de AGC fuera necesario en el bloque 86. Si es asi, se computariza el AGC en el bloque 88 y el RSSI es computarizado otra vez. Si no es necesario un ajuste de AGC, el RSSI es evaluado para determinar si ciertas condiciones son cumplidas, como en el bloque 90. Si las condiciones no son cumplidas, entonces se asigna un valor a delta y el CV promedio es determinado en el bloque 92. Si se cumplen las condiciones, entonces se asigna un valor a delta y la dirección es cambiada como en el bloque 94. Entonces el valor de CV es fijado, RSSIprev es fijado a RSSI y el CV es aplicado al varactor como se muestra en el bloque 96.

Inicialización y Autocalibración de AIM Si no hay información disponible para el receptor con respecto al valor CV para una frecuencia sintonizada, entonces el CV puede ser inicializado al centro de la banda. Cuando se sintoniza a un nuevo canal de frecuencia, en lugar de usar un valor de voltaje de control de centro de partida, el valor de voltaje de control inicial es determinado a partir de los valores de voltaje de control filtrado previamente cuando esta frecuencia es sintonizada previamente. Si el receptor usa prefijaciones para almacenar las estaciones favoritas, por ejemplo, entonces el CV inicial para cualquier frecuencia prefijada puede ser almacenado con la prefijación. El CV prefijado almacenado puede ser el último CV usado para esa' frecuencia. Cuando se sintoniza a un canal de frecuencia nuevo, en lugar de usar un valor de • voltaje de control de centro de partida,' el valor de voltaje de control inicial puede ser determinado a partir de una relación a priori conocida entre la frecuencia sintonizada y el voltaje de control. Una relación a priori conocida entre la frecuencia sintonizada y el voltaje de control puede ser refinada y actualizada en base a la última información del voltaje de control filtrado para cada frecuencia sintonizada.

Preferentemente, una versión filtrada de CV puede ser más exacta. Un ejemplo de este CV filtrado es CVavg, como se computariza en el bloque 92 del diagrama de flujo de la Figura 10. Si la función buscar /escanear es usada, puede ser preferible permitir al CV continuar rastreando en cuanto se incrementa la frecuencia, en lugar de inicializar para cada frecuencia sintonizada. Esto puede funcionar incluso para frecuencias donde no está disponible ninguna señal, ya que AIM opera en una señal o ruido. Sin embargo, si la velocidad de escaneo es más rápida que la proporción del ciclo AIM, entonces puede ser benéfico para el receptor usar alguna relación aproximada entre el CV y la frecuencia sintonizada.

El AIM puede también ser usado más como un filtro preselector para receptores donde la característica de la antena es constante: por ejemplo, algunos receptores de tablero de mesa con antenas de espira. Si la relación entre la frecuencia sintonizada y el CV es conocida a priori, entonces el valor CV inicial puede ser computarizado para cada frecuencia. Adicionalmente, AIM puede refinar la exactitud después de sintonizar a aquella frecuencia. El receptor puede también usar esta refinación CV para actualizar el CV contra la relación de frecuencia. Esta característica reemplaza la necesidad para un voltaje de varactor preselector que se deriva del voltaje LO para receptores superterodino .

La técnica de acoplamiento de impedancia adaptativa (AIM) describa en la presente proporciona un medio para mejorar la ganancia de señal de antenas pequeñas eléctricamente, y puede ser implementada en un receptor de radio digital. Aunque AIM es diseñado para incrementar la recepción de señales de difusión AM y FM, incluyendo señales de radio HD, la tecnología no es limitada a receptores de radiodifusión AM o FM.

Mientras que la invención ha sido descrita en términos de varios ejemplos, será aparente para aquellos expertos en la técnica que pueden hacerse varios cambios a los ejemplos descritos sin alejarse del alcance de la invención como se define por las siguientes reivindicaciones. Las implementaciones descritas anteriormente y otras implementaciones están dentro del alcance de las reivindicaciones.

Claims (43)

REIVINDICACIONES Habiéndose descrito la invención como antecede se reclama como propiedad lo contenido en las siguientes reivindicaciones :

1. Un método para sintonizar un circuito de antena, caracterizado porque comprende: (a) recibir una señal en una antena; (b) producir un indicador de fuerza de señal recibida en base a la seña recibida; (c) usar el indicador de fuerza de señal recibida para producir un voltaje de control; (d) usar ¦ el voltaje de control para controlar una capacitancia en un circuito de acoplamiento de antena ; (e) cambiar el voltaje de control para minimizar una proporción de un cambio en el indicador de fuerza de señal recibida a un cambio en el voltaje de control; y (f) repetir las etapas (a), (b) , (c) , (d) y (e) .

2. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque la etapa de usar el indicador de fuerza de señal recibida para producir el voltaje de control cambia el voltaje de control por un incremento que es ajustado adaptativamente .

3. El método de conformidad con la reivindicación 2, caracterizado porque el incremento se ajusta en base a si hay un cambio de dirección de voltaje de control.

4. El método de conformidad con la reivindicación 2, caracterizado porque la polaridad del incremento es determinada en base a la disminución en el indicador de fuerza de señal recibida.

5. El método de conformidad con la reivindicación 2, caracterizado porque la polaridad del incremento se basa en si el voltaje de control ha alcanzado un limite mínimo o un límite máximo.

6. El método de conformidad con la reivindicación 2, caracterizado porque la etapa de usar el indicador de fuerza de señal recibida para producir el voltaje de control cambia el voltaje de control por multiplicar el voltaje de control por un factor de incremento o un factor de disminución, en donde el factor de incremento y el factor de disminución s'on controlados adaptativamente .

7. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el indicador de fuerza de señal recibida es cuantizado con suficiente grosor para suprimir variaciones en los valores de ruido del indicador de fuerza de señal recibida.

8. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque la etapa de cambiar el voltaje de control para minimizar una proporción de un cambio en el indicador de la fuerza de señal recibida a un cambio en el voltaje de control usa una aproximación heurística para minimizar la proporción de un cambio en el indicador de la fuerza de señal recibida a un cambio en el voltaje de control .

9. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque la etapa (f) es deshabilitada cuando un control de ganancia automática ajusta su ganancia.

10. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque la etapa de usar el indicador de fuerza de señal recibida para producir el voltaje de control usa un valor de voltaje de control inicial determinado a partir, de un valor de voltaje de control previamente filtrado .

11. El método de conformidad con la reivindicación 10, caracterizado porque el valor de voltaje de control inicial es almacenado con una prefijación de canal.

12. El método de conformidad con la reivindicación 10, caracterizado porque el valor del voltaje de control inicial es determinado a partir de una relación a priori conocida entre una frecuencia sintonizada y el voltaje de control .

13. El método de conformidad con la reivindicación 12, caracterizado porque la relación a priori conocida entre la frecuencia sintonizada y el voltaje de control se actualiza en base a la información de voltaje de control filtrada para cada una de la pluralidad de frecuencias sintonizadas .

14. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque la etapa de usar el voltaje de control para controlar una capacitancia en un circuito de acoplamiento de antena comprende: producir una señal de control digital; aplicar la señal de control digital a un convertidor digital a analógico para producir el voltaje de control; y aplicar el voltaje de control a un varactor.

15. El método de conformidad con la reivindicación 14, caracterizado porque además comprende: filtrar el voltaje de control antes a aplicar el voltaje de control al varactor.

16. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el indicador de fuerza de señal recibida es estimado por un procesador de banda base.

17. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el indicador de fuerza de señal recibida es estimado por computarizar una potencia aproximadamente instantánea de la señal recibida en un procesador de señal digital.

18. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el indicador de fuerza de señal recibida es estimado por un detector en un circuito de control de ganancia automático analógico.

19. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el indicador de fuerza de señal recibida incluye muestras que son computarizadas sobre intervalos discretos de tiempo.

20. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el voltaje de control es actualizado en una pluralidad de ciclos; y en donde para cada ciclo, el indicador de fuerza de señal recibida es producido en el inicio de cada ciclo, se produce el voltaje de control, se filtra el voltaje de control y se aplica a diodos varactores, una porción restante del ciclo permite tiempo de sedimentación de la filtración del voltaje de control.

21. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el indicador de fuerza de señal recibida es ajustado usando histéresis.

22. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el voltaje de control es mezlado, resultando en variaciones del indicador de fuerza de señal recibido alrededor de su valor pico.

23. El método, de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el indicador de fuerza de señal recibida incluye muestra computarizadas en dB como un log de una suma de energías de muestras de señal recibidas.

24. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el voltaje de control es variado de tal forma que un valor esperado de un derivado del indicador de fuerza de señal recibida con respecto al voltaje de control alcanza cero.

25 Un aparato, caracterizado porque comprende: una antena un circuito para producir un indicador de fuerza de señal recibida en base a la señal recibida; un procesador para usar el indicador de fuerza de señal recibida para producir un voltaje de control; y un circuito de acoplamiento de antena el cual incluye una capacitancia controlada por el voltaje de control; en -donde el procesador cambia el voltaje de control para maximizar la ganancia de señal por minimizar una proporción de un cambio en el indicador de fuerza de señal recibida a un cambio en el voltaje de control.

26. El aparato de conformidad con la reivindicación 25, caracterizado porque el procesador cambia el voltaje de control por un incremento que es ajustado adaptativamente .

27. El aparato de conformidad con la reivindicación 26, caracterizado porque el incremento es ajustado en base a si hay un cambio de dirección del voltaje de control.

28. El aparato de conformidad con la reivindicación 26, caracterizado porque la polaridad del incremento es determinada en base a una disminución en el indicador de fuerza de señal recibida.

29. El aparato de conformidad con la reivindicación 26, caracterizado porque la polaridad del incremento se basa en si el voltaje de control ha alcanzado un limite mínimo o un límite máximo.

30. El aparato de conformidad con la reivindicación 25, caracterizado porque el procesador multiplica el voltaje de control por un factor de incremento o un factor de disminución, en donde el factor de incremento y el factor de disminución son controlados adaptativamente.

31. El aparato de conformidad con la reivindicación 25, caracterizado porque el indicador de la fuerza de señal recibida es cuantizado con suficiente grosor para suprimir las variaciones en los valores de ruido del indicador de la fuerza de señal recibida.

32.' El aparato de conformidad con la reivindicación 25, caracterizado porque el procesador usa una aproximación heurística para minimizar la proporción de un cambio en el indicador de fuerza de señal recibida a un cambio en el voltaje de control.

33. El aparato de conformidad con la reivindicación 25, caracterizado porque el procesador usa un valor de voltaje de control inicial determinado de un valor de voltaje de control previamente filtrado.

34. El aparato de conformidad con la reivindicación 33, caracterizado porque el valor de voltaje de control inicial es almacenado con una prefijación de canal.

35. El aparato de conformidad con la reivindicación 25, caracterizado porque el procesador usa un voltaje de control inicial determinado a partir de una relación a priori conocida entre una frecuencia sintonizada y el voltaje de control.

36. El aparato de conformidad con la reivindicación 35, caracterizado porque la relación a priori conocida entre la frecuencia sintonizada y el voltaje de control es actualizada en base a la información del voltaje de control filtrado para cada una de la pluralidad de frecuencias sintonizadas.

37. El aparato de conformidad con la reivindicación 25, caracterizado porque además comprende: un convertidor digital a analógico que recibe una señal de control a partir de un procesador y producir el voltaje de control.

38. El aparato de conformidad con la reivindicación 37, caracterizado porque además comprende: un filtro para filtrar el voltaje de control.

39. El aparato de conformidad con la reivindicación 38, caracterizado porque el voltaje de control se actualiza en una pluralidad de ciclos y en donde para cada ciclo, el indicador de fuerza de señal recibida es producido en el inicio del ciclo, se produce el voltaje de control, se filtra el voltaje de control y se aplica a los diodos del varactor y una porción restante del ciclo permite el tiempo de sedimentación de filtración del voltaje de control.

40. El aparato de conformidad con la reivindicación 25, caracterizado porque el procesador comprende un procesador de banda base.

41. El aparato de conformidad con la reivindicación 25, caracterizado porque el indicador de fuerza de señal recibida incluye muestras computarizadas sobre intervalos de tiempo discretos.

42. El aparato de conformidad con la reivindicación 25, caracterizado porque el indicador de fuerza de señal recibida es cuantizado usando histéresis.

43. Un aparato caracterizado porque comprende: un medio para recibir una señal en una antena; un medio para producir un indicador de la fuerza de señal recibida en base a la señal recibida; un - medio para usar el indicador de la fuerza de señal recibida para producir un voltaje de control; y un medio para usar el voltaje de control para controlar una capacitancia en un circuito de acoplamiento de antena ; en donde el medio para usar el indicador de fuerza de señal recibida para producir un voltaje de control cambia el voltaje de control para maximizar la ganancia de señal por minimizar una proporción de un cambio en el indicador de la fuerza de señal recibida a un cambio en el voltaje de control .