KR20110115122A - 안테나 회로 튜닝 방법 및 장치(ａｉｍ) - Google Patents

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Abstract

안테나 회로를 튜닝하는 방법은 (a) 안테나를 통해 신호를 수신하는 단계, (b) 수신된 신호에 기초하여 수신 신호 강도 표시를 생성하는 단계, (c) 수신 신호 강도 표시를 이용하여 제어 전압을 생성하는 단계, (d) 제어 전압을 이용하여 안테나 매칭 회로의 커패시턴스를 제어하는 단계, (e) 수신 신호 강도 표시의 변경 대 제어 전압의 변경의 비율을 최소화하도록 제어 전압을 변경하는 단계 및 (f) (a), (b), (c), (d) 및 (e) 단계를 반복하는 단계를 포함한다. 본 방법을 구현하는 장치가 또한 제공된다.

Description

안테나 회로 튜닝 방법 및 장치(ＡＩＭ){ADAPTIVE IMPEDANCE MATCHING(AIM) FOR ELECTRICALLY SMALL RADIO RECEIVER ANTENNAS}
본 발명은 안테나 시스템에 관한 것으로, 특히, 안테나 시스템에서 임피던스 매칭에 관한 것이다.
많은 AM/FM 수신기의 크기 및 심미성(aesthetics)으로 인해 이들의 안테나 및 이들의 접지면(ground planes)의 치수가 준최적 범위로 제한된다.
간략성 및 성능상, 성능이 양호한 안테나의 바람직한 크기는 튜닝된 주파수에서 약 1/2 파장(예컨대, 반파장 다이폴)이다. 더 긴 안테나는 더 우수한 안테나 이득을 제공할 수 있지만, 이들의 좁은 빔 폭으로 인해 대부분의 응용에서는 실용적이지 않다. FM 주파수에서, 반파장은 약 1.5미터인 반면, AM 주파수의 경우 반파장은 약 150미터이다. 저 주파수에서 더 큰 감도 제한(sensitivity-limiting) 주변 잡음의 존재로 인해, 1.5미터가 FM 수신기와 AM 수신기 둘 다에 충분한 길이인 것으로 판명되었다. 넓은 접지면(예컨대, 금속 자동차 본체) 위에 장착된 수직형 1/4 파장 휩 안테나(whip antenna)는 반파장 다이폴 안테나와 유사한 성능을 보이며, 자동차에서 양호한 FM 및 AM 수신을 제공한다.
AM/FM 수신기는 자동차, 테이블탑, MP3 플레이어, 및 셀폰을 포함하는 많은 구성에서 이용가능하다. 소형 디바이스는 전형적으로 반파장 안테나 및 1/4 파장 안테나가 너무 크고 비실용적이기 때문에 신호 수신이 열악하다는 특징이 있다. 반파장보다 더 작은 안테나 크기는 전기적으로 소형일 것이라 생각된다. 전자장치에 근접한 안테나에 의해 야기되는 전자파 장해(EMI), 인체 효과에 의한 신호 가변성, 및 가변 안테나 방위 모두가 안테나 성능에 상당한 영향을 미친다. 이러한 효과는 저 주파수에서 더욱 두드러지기 때문에, 많은 소형 디바이스는 FM 전용 수신기를 구비하고 있다.
어떤 안테나와 수신기의 임피던스는 이론상 최대의 전력 전달을 낼 수 있도록 매칭될 수 있다. 이것은 안테나 임피던스와 수신기 임피던스를 공액(conjugate) 매칭함으로써 실현될 수 있다. 안테나 임피던스와 수신기 입력 임피던스의 공액 매칭이 수신기로의 전력 전달을 최대화한다는 것은 잘 알려져 있지만, 이것은 수신기 감도에 반드시 최적인 것은 아니다. 공액 임피던스 매칭은 대역 전체에 걸쳐 리액턴스가 비교적 낮고 저항이 거의 일정한 반파장 안테나에 대해서는 실용적이지만, 이러한 접근법은 많은 디바이스에 이용되는 전기적 소형 안테나에 대해서는 실용적이지 않다. 이러한 안테나의 방사 및 손실 저항은 매우 낮고, 리액턴스는 높다. 이와 같이 리액턴스 대 방사 저항의 비율을 높게 하면 결국 매칭 기술은 수신기 입력에 전달되는 전압(전력이 아님)을 최대화할 수 있다.
전기적 소형 안테나의 리액턴스는 공진 매칭 회로를 이용하여 조정될 수 있다. 이렇게 형성된 공진 회로의 Q는 신호 전압을 수신기 저잡음 증폭기(LNA)의 입력에서 허용 가능한 레벨로 증가시킬 만큼 충분히 크게 유지되어야 한다. 충분히 큰 Q를 얻기 위하여, 수신기 LNA는 안테나 공진 회로에 고 병렬 저항을 제공해야 한다. 더 높은 값이 가능하여 수신을 개선할 수 있지만, AM 및 FM 수신을 위한 Q의 실제적인 목표는 약 30이다.
고 Q 회로는 협소한 대역폭을 갖기 때문에, 수신기가 튜닝될 때 AM 또는 FM 대역 전체에 걸쳐 튜닝이 가능하여야 한다. 이것은 내부 루프 안테나를 갖는 AM 테이블탑 수퍼헤테로다인(tabletop superheterodyne) 수신기에는 일반적인 관례이었다. 수신기는 국부 발진기(LO), 혼합기, 및 IF 필터를 이용하여 RF 입력 신호를 혼합하여 일정한 중간 주파수(IF)로 만들었다. 이러한 수신기용 안테나는 에어 루프(air-loop)(구형 튜브 수신기의 전형임) 안테나이거나 또는 더 소형인 페라이트 코어 루프(ferrite-core loop) 안테나이며, 이들 둘은 유사한 특성을 갖는다. 이러한 내부 루프 안테나의 인덕턴스는 일정하고 (인체와 같은) 외부 요인에 의해 크게 영향을 받지 않기 때문에, 사전 선택 필터는 수신기 LO와 함께 튜닝되어 고 Q의 공진 피크를 튜닝된 주파수로 유지하였다. 루프 안테나의 인덕턴스와 가변 커패시턴스로 이루어진 이와 같은 사전 선택 필터는 이미지 제거 필터로도 작용하였다. 더 구형의 수퍼헤테로다인 수신기는 연동 커패시터(ganged-capacitor) 방법을 이용하여 사전 선택된 필터 튜닝을 LO 튜닝과 동기화하였다.
더 최신의 수신기는 전형적으로 전압 제어 커패시터로서 작용하는 버랙터 다이오드로 유사한 기능을 수행한다. 사전 선택 필터의 버랙터 다이오드의 전압은 LO 버랙터 다이오드의 튜닝 전압으로부터 유도된다. 불행히도, 일부의 최신 수신기가 사전 선택 필터 튜닝을 이용하는 것은 실행 불가능하다. 수신기 IF는 때때로 이러한 형태의 튜닝과 호환되지 않으며, 동작 온도에 대한 교정(calibration) 및 일관성은 실행 불가능하다. 더욱이, 외부 안테나 및 휴대용 안테나는 시불변(time-varying) 임피던스 특성을 갖고 있어, 일정한 공장 교정(factory calibration)을 불가능하게 한다.
일 양태에서, 본 발명은 안테나 회로를 튜닝하는 방법을 제공하며, 상기 방법은 (a) 안테나를 통해 신호를 수신하는 단계, (b) 상기 수신된 신호에 기초하여 수신 신호 강도 표시를 생성하는 단계, (c) 상기 수신 신호 강도 표시를 이용하여 제어 전압을 생성하는 단계, (d) 상기 제어 전압을 이용하여 안테나 매칭 회로의 커패시턴스를 제어하는 단계, (e) 상기 수신 신호 강도 표시의 변경 대 상기 제어 전압의 변경의 비율을 최소화하도록 상기 제어 전압을 변경하는 단계, 및 (f) 상기 (a), (b), (c), (d) 및 (e) 단계를 반복하는 단계를 포함한다.
다른 양태에서, 본 발명은 안테나, 수신된 신호에 기초하여 수신 신호 강도 표시를 생성하는 회로, 상기 수신 신호 강도 표시를 이용하여 제어 전압을 생성하는 프로세서, 및 상기 제어 전압에 의해 제어된 커패시턴스를 포함하는 안테나 매칭 회로를 포함하는 장치를 제공하며, 상기 프로세서는 상기 수신 신호 강도 표시의 변경 대 상기 제어 신호의 변경의 비율을 최소화함으로서 신호 이득을 최대화하도록 상기 제어 전압을 변경한다.
또 다른 양태에서, 본 발명은 안테나를 통해 신호를 수신하는 수단, 상기 수신된 신호에 기초하여 수신 신호 강도 표시를 생성하는 수단, 상기 수신 신호 강도 표시를 이용하여 제어 전압을 생성하는 수단 및 상기 제어 전압을 이용하여 안테나 매칭 회로의 커패시턴스를 제어하는 수단을 포함하는 장치를 제공하며, 상기 수신 신호 강도 표시를 이용하여 제어 전압을 생성하는 수단은 상기 수신 신호 강도 표시의 변경 대 상기 제어 전압의 변경의 비율을 최소화함으로써 신호 이득을 최대화하도록 상기 제어 전압을 변경한다.
도 1은 안테나 회로 필터의 개략도이다.
도 2는 안테나 회로 필터의 저항기 잡음을 모델링한 개략도이다.
도 3은 수신 신호 강도 대 주파수의 그래프이다.
도 4는 무선 수신기와 안테나의 블록도이다.
도 5는 무선 수신기와 안테나의 블록도이다.
도 6은 적응적 임피던스 매칭 주기의 개략적인 표현도이다.
도 7은 제어 전압을 생성하는 방법의 흐름도이다.
도 8은 제어 전압, 델타, 및 방향 대 적응적 임피던스 매칭 주기의 그래프이다.
도 9는 필터 이득 및 수신 신호 강도 표시 대 적응적 임피던스 매칭 주기의 그래프이다.
도 10은 적응적 임피던스 매칭/자동 이득 조절 갱신 주기의 흐름도이다.
일 양태에서, 본 발명은 현재 기술의 실제적인 한계를 극복하면서, 우수한 성능을 제공하도록 설계된 적응적 임피던스 매칭(Adaptive Impedance Matching; AIM) 기술을 제공한다. AIM은 튜닝된 주파수에서 최대의 신호 이득을 유지하고자 하는 적응적 피드백 기술이다. 일례에서, 고 Q 사전 선택 필터의 공진 튜닝은 기저대역(baseband) 프로세서로부터의 신호 메트릭(metric)을 이용하여 성취된다. 수신된 신호 레벨이 (청취자 튜닝, 안테나 방위, 인체 효과 등으로 인해) 감소함에 따라, 기저대역 프로세서는 사전 선택 필터를 적응적으로 재튜닝하여 최대 신호 전압을 저잡음 증폭기(LNA)에 제공한다. AIM은 국부 발진기(LO) 추적이 수행되지 않기 때문에 기존의 사전 선택 필터 튜닝 기술과 연관된 수신기 보정의 필요성을 제거해주고, 중간 주파수(IF)의 영향을 받지 않는다.
휴대용 AM 수신기의 경우, 소형 페라이트 루프스틱 안테나(ferrite loopstick antenna)는 때로는 최상의 선택이 된다. 소형 루프스틱 안테나를 갖는 AM 수신기의 감도는 일반적으로 그다지 좋지는 않지만, 고 Q를 갖는 버랙터 튜닝된 회로를 구성하여 신호 이득을 증가시키는 것이 비교적 용이하다.
AM 수신은 특히 휴대용 수신기에게는 도전이다. FM 방송 신호는 일반적으로 수직 및 수평 편광 둘 다로 전송되어, 수직 편광만을 갖는 AM 경우보다 수신기 안테나 방위가 덜 중요하게 한다. 이것은 AM 루프스틱 안테나의 위치 확인 및 방위가 FM 경우보다 더 중요하게 한다. 더욱이, 수신기 내에 루프스틱 안테나를 배치하면 특히 AM 주파수에서 수신기 전자장치에 의해 발생된 EMI에 더 민감하게 된다.
휴대용 핸드헬드 아날로그 FM 무선 수신기는 종종 짧은 다이폴 또는 모노폴로 구성될 수 있는 이어버드(earbud) 와이어 안테나를 이용한다. 이어버드 와이어를 각 귀에 하나의 다리가 달린 다이폴로 생각할 수 있지만, 이것은 (반파장 보다 휠씬 더 작은) 안테나 소자들 간의 거리의 제한으로 인해 열악한 성능을 초래할 것이다.
다른 짧은 다이폴 구성은 청취자의 옷깃에 고정한 작은 부속품 내에 안테나 피드와 수신기를 배치한다. 다이폴의 하나의 다리는 귀 쪽으로 연장되는 한편, 다른 쪽 다리는 메인 디바이스(예컨대, MP3 재생기)에 연결하는 허리 부분에 걸쳐 있을 것이다. 이러한 다이폴 구성은 일반적이지 않으며 반파장 보다 더 짧기 때문에 열악한 성능을 초래할 것이다.
더 일반적인 모노폴 이어버드 와이어 안테나는 다이폴의 하부 소자를 대체하도록 접지면을 필요로 한다. 이상적으로, FM 모노폴의 접지면은 적어도 1/4 미터이어야 하고, 금속 자동차 본체 크기의 접지면이 바람직하다. 그러나, 핸드헬드 휴대용 디바이스는 전형적으로 1/4 파장보다 훨씬 더 작아, 성능을 심각하게 손상시키게 된다. 접지면 크기를 효과적으로 증가시키는 한가지 방법은 수신기 인쇄 회로 기판(PCB)에 구불구불한 나선형(meander spiral)을 부가하는 것이다. 나선형의 인덕티브 리액턴스는 작은 접지면의 고 용량성 리액턴스의 일부를 상쇄시키고, 그럼으로써 수신기 내부로의 신호 결합을 개선시킨다. 이러한 접근법은 고 주파수에서 어느 정도 유용성을 갖지만, FM(및 특히 AM) 주파수에서는 감도의 향상을 거의 제공하지 않는다.
다른 휴대용 FM 안테나 옵션은 수신기 내에 배치된 소형 루프이다. 이것은 이어버드 와이어를 이용하지 않는 휴대용 FM 수신기(예컨대, 무선 블루투스 헤드셋)에 대해서 특히 매력적인 선택이 된다. 수신기 내의 위치는 심미적으로 만족스럽고 사용하기 쉽게 만든다. 수신기 크기는 루프 안테나가 접지면을 필요로 하지 않기 때문에 중요하지 않다. 한편, 수신기 크기를 작게 하면 루프는 이어버드 와이어 보다 덜 효율적인 신호 집전기(collector)가 되고, 디바이스 내에서 그의 배치는 EMI에 더 민감한 상태로 남는다. 그러나, 루프에 가까운 인체가 실제로 수신 감도를 개선하며, 반면에 이어버드 와이어 안테나의 감도는 일반적으로 떨어진다고 나타났다. 더욱이, 소형 루프 안테나는 이어버드 와이어 보다 Q를 더 크게하여, 부분적으로 그의 더 작은 크기를 상쇄할 수 있다고 증명되었다. 결과적으로, 루프 안테나는 이어버드 와이어 안테나를 또한 포함하는 수신기에서 매력적인 다이버시티 소자가 될 수 있다.
전술한 바와 같이, 전기적 소형 안테나를 매칭하기 위한 실용적인 기술은 수신기 저잡음 증폭기(LNA) 입력에서 신호 전압을 최대화하는 것이다. 이것은 안테나와 수신기 입력 리액턴스를 공액 매칭함으로써 행해질 수 있다. 결과적인 병렬 공진 회로의 Q는 수신기 LNA에 전달되는 전압을 결정한다. 공진 회로 Q는 주로 LNA 병렬 입력 저항에 의해 결정된다. 입력 저항이 클수록, Q가 커지고, 따라서 신호 전압도 커진다. 물론, 저항기 잡음 또한 수신기 입력 저항에 따라 증가하고, 따라서 수신 감도에 미치는 Q의 순(net) 효과는 두드러지지 않다.
소형 사각 루프 안테나가 고 임피던스 입력을 갖는 수신기에 연결된 자유 공간 내에 존재하는 것을 고려해 보자. 이러한 구성은 도 1에서 도시된 공진 안테나 회로 필터로 모델링될 수 있다. 저항기 Ra 및 Rloss는 루프 안테나의 방사 및 손실 저항을 나타내고, 인덕터 La는 루프 인덕턴스를 나타낸다. R은 LNA의 병렬 입력 저항이고, C는 LNA 입력 커패시턴스와 안테나의 인덕티브 리액턴스를 조정하는데 필요한 추가적인 커패시턴스의 합이다.
이러한 안테나 회로 필터의 전달 함수는 다음과 같다.
Figure pct00001
공진 상태에서 평가하면, 안테나 회로 필터 전달 함수의 크기는 다음과 같다.
Figure pct00002
루프가 작기 때문에, 그 방사 및 손실 저항은 무시할만 하다고 간주될 수 있다. 이 경우, 도 1은 간단한 병렬 공진 회로가 되고 공진 상태에서 안테나 회로 필터 전달 함수의 크기는 다음으로 축약된다.
Figure pct00003
여기서 Q는 병렬 공진 회로의 품질 계수(quality factor)이다. 이것은 공진 상태에서 소형 루프 안테나 회로 필터의 이득이 그의 Q와 같다는 것을 나타낸다.
모든 안테나는 전기장 세기 E로 곱해질 때 개방 회로 유도(induced) 안테나 전압을 얻게 되는 유효 높이 he를 갖는다.
Figure pct00004
루프 안테나의 유효 높이는 Hz의 주파수 f, 제곱 미터의 루프 면적 A, 투과성 μec, 및 회전수 N에 따라 좌우된다.
Figure pct00005
여기서 c=3×108m/s는 빛의 속도이다. 에어 루프 안테나의 경우, μec=1이다.
도 1로부터, LNA 입력 전압
Figure pct00006
임이 자명하다. 그러면 공진 상태에서 LNA 입력에서의 전압은 다음과 같이 주어진다.
Figure pct00007
수신 감도는 안테나 회로 필터의 이득뿐 아니라, LNA, 저항기, 및 주변 잡음의 함수이다. 전기적 소형 루프 안테나의 경우, 방사 저항은 매우 작으므로, 주변 잡음은 무시할만하다고 간주될 수 있다. 더욱이, 저항기 잡음은 잘 설계된 수신기의 LNA 잡음을 지배한다고 가정할 수 있다. 도 2에는 소형 루프 안테나 구성에서 저항기 잡음의 기여를 결정하는데 사용되는 안테나 회로 필터가 도시되어 있다. 저항기 잡음은 무잡음 저항기 R과 직렬인 이상적인 전압원 Vnoise ,R로 모델링된다.
저항기 잡음 안테나 회로 필터의 전달 함수는 다음과 같다.
Figure pct00008
다시, 소형 루프 안테나용으로 무시할만한 방사 및 손실 저항을 가정하고, 공진 상태에서 평가하면,
Figure pct00009
이 된다.
도 2로부터, LNA 입력에서 저항기 잡음 전압 밀도 VN ,R은 개방 회로 저항기 잡음 전압 Vnoise ,R 및 저항기 잡음 안테나 회로 필터의 전달 함수의 곱이다.
Figure pct00010
저항기 R의 개방 회로 잡음 전압은 잘 알려진 관계식으로 주어진다.
Figure pct00011
여기서 k=1.38×10-23, J/K는 볼쯔만 상수, T0=290 켈빈도(degrees Kelvin)는 실온이다. 소형 루프 안테나의 경우, │HN ,R(f)│는 공진 상태에서 1이므로, LNA 입력에서 저항기 잡음 전압 밀도는 다음과 같다.
Figure pct00012
수신 감도는 수신기 LNA 입력에서 원하는 신호 대 잡음 비를 성취하는데 필요한 전기장 세기로서 정의된다. 수학식(2) 및 수학식(3)을 이용하면, 소형 루프 안테나의 경우 LNA 입력에서 신호 대 잡음 비는 다음과 같다.
Figure pct00013
수신 감도 E에 대해 풀면 다음과 같다.
Figure pct00014
병렬 공진 회로에 대해서는 다음과 같다.
Figure pct00015
이러한 정의를 이용하여 E 산출을 위해 이전 수학식에서 R을 대체하면 다음과 같다.
Figure pct00016
수학식(1)은 공진 상태에서 소형 루프 안테나의 경우, 수신된 신호 이득이 안테나 회로 필터의 Q와 같음을 나타낸다. 그러나, 수학식(4)은 수신 감도가 저항기 잡음의 효과로 인해 Q의 제곱근으로만 향상시킨다는 것을 보여준다. 따라서, N dB의 LNA 입력에서 수신 신호 레벨이 증가할 경우, 순 감도 증가는 단지 N/2 dB가 될 것으로 예상된다. 소형 루프 안테나에 대해서 예시하였지만, 이와 같은 신호 이득과 감도 간의 관계는 일반적으로 모든 안테나 유형에 적용된다. 따라서 dB의 수신기 감도는 10·log(Q) 항을 포함한다.
적응적 임피던스 매칭
고 Q 안테나 회로 필터는 신호 이득 및 수신 감도를 향상시킬 수 있지만, 이러한 필터는 정확하게 튜닝되어야 한다. Q가 높을수록, 튜닝 요건이 더 많이 요구된다. 안테나 리액턴스는 청취자 이동 및 인체에 대한 안테나의 상대 방위(relative orientation)에 따라 가변적이고 예측하지 못할 수 있다. 결과적으로, 수신기에 대한 임피던스 매칭은 일반적으로 손실이 매우 많다.
이와 같은 문제를 극복하기 위하여, 기존의 휴대용 수신기는 대개 도킹 스테이션(docking station) 내에 안테나를 포함한다. 그러나, 이러한 해결책은 바람직하지 않은데, 그 이유는 안테나 소자는 휴대가 불가능하고 청취자와 함께 이동할 수 없기 때문이다.
이러한 문제 및 다른 문제를 극복하여, 특히 휴대용 핸드헬드 수신기에 사용되어 아날로그 및 디지털 무선 방송 신호를 수신하도록 한 안테나 디자인을 갖는 것이 바람직하다.
고 Q 회로의 공진 튜닝은 버랙터 다이오드에 인가된 전압을 이 전압에 따른 가변 커패시턴스로 제어함으로써 성취될 수 있다. 수신된 신호 품질이 (청취자 튜닝, 안테나 임피던스 변경, 인체 효과 등으로 인해) 저하되면, 수신기는 회로를 튜닝 전압으로 적응적으로 재튜닝하여 LNA에 최대 신호 전압을 제공한다. 도 3에는 적응적 임피던스 매칭(AIM)이라 지칭되는 이러한 프로세스가 예시되어 있다. 도 3에서, 공진 피크는 수신 신호 강도 표시(RSSI)가 레벨(1)에 있을 때 수신기 튜닝 주파수에서 발생한다. RSSI가 변경되면, 공진 피크는 도 3에 도시된 바와 같이 이동한다.
AIM은 수신기 튜닝 주파수에서 안테나 이득을 최대화하고자 한다. 피드백 제어 루프는 이러한 목표를 성취하기 위해 사용된다. 도 4에는 수신기(10), 안테나(12), 및 안테나 회로 필터(14)의 간략화된 일반 기능 블록도가 도시되어 있다. 안테나 회로 필터는 어떤 기존 수신기의 사전 선택 튜닝 기능을 대체한다. 안테나 회로 필터로부터 라인(16) 상의 신호는 라인(18) 상의 안테나 튜닝 제어 신호를 생성하는데 사용된다. 이 도면은 안테나 튜닝 제어 신호가 사전 선택 필터를 이용하는 수퍼헤테로다인 수신기에서와 같이, LO 전압을 추적하는 대신에, 수신기 내의 AIM 알고리즘으로부터 유도되는 것을 보여준다.
도 5는 AIM 피드백 제어 하에서, 버랙터 다이오드(24, 26)에 의해 튜닝된 루프 안테나(22)를 갖는 수신기(20)의 기능 블록도이다. 루프 안테나는 본 명세서에서 FM 또는 AM 응용에 적합한 일반적인 예로서 사용된다. 전형적으로 저 방사 저항과 고 리액턴스를 갖는 전기적 소형 안테나(예컨대, 소형 내부 루프 안테나)는 종종 버랙터 제어 튜닝 회로(28)로 튜닝될 수 있다. 이 회로는 원하는 입력 신호의 중심 주파수에서, 또는 그 중심 주파수에 매우 근접한 곳에서 공진 이득 피크를 제공하도록 튜닝된다.
튜닝된 안테나 회로 필터는 인체 효과를 포함하여, 어떤 다른 부유(stray) 커패시턴스 또는 인덕턴스와 함께, 루프 안테나의 인덕턴스 L 및 버랙터 다이오드의 커패시턴스 C로 구성된다. 댐핑 저항기 Rdamp는 LNA 입력 저항과 협력하여 튜닝된 회로의 Q를 설정하는데 사용된다.
수신기는 고 입력 임피던스를 갖는 저 잡음 증폭기(30), IF 또는 기저대역 신호 필터(32) 및 블록(34)에 도시된 바와 같이, 수신기에서 흔히 알려져 있는 복조기, 검출기 등과 같은 다른 컴포넌트들을 포함하는 것으로 도시되어 있다. 안테나 회로 필터를 원하는 주파수로 튜닝하는 것은 튜닝된 주파수에 적합한 커패시턴스를 제공하는 버랙터 다이오드에 전압을 인가함으로써 성취된다. 이러한 튜닝 제어 전압은 블록(36)에 도시된 AIM 알고리즘에 의해 생성된 피드백 신호이다. AIM 알고리즘은 수신 신호 강도 표시(RSSI) 추정치(38)를 라인(40) 상의 필터링된 IF 또는 기저대역 신호로부터 수신한다. AIM 알고리즘은 라인(42) 상에 제어 값을 출력하고, 이것은 디지털-아날로그 변환기(46)에 의해 라인(44) 상의 아날로그 제어 전압으로 변환된다. 아날로그 제어 전압은 저항기(50, 52) 및 커패시터(54)로 구성된 필터(48)에 의해 필터링되어 지점(56)에서 필터링된 제어 전압을 생성한다. 선형성을 개선하기 위해서는 단일의 버랙터보다 도 5에 도시된 바와 같은 백투백 버랙터(back-to-back varactor) 다이오드 쌍이 바람직하다.
방사 및 손실 저항이 무시할만 하다고 가정하면, 도 5의 예에 도시된 간단한 루프 안테나 회로는 다음의 전달 함수를 갖는다.
Figure pct00017
공진 주파수 fres는 전달 함수가 실수인 주파수로 규정된다. 복소수 전달 함수의 허수 부분은 제로로 설정되어 fres에 대해 잘 알려진 결과에 도달할 수 있다.
Figure pct00018
을 설정한 다음, fres에 대해 푼다.
Figure pct00019
그러나, 공진 주파수는 반드시 전달 함수의 피크 크기일 필요는 없지만, 일반적으로 그 피크 크기에 가까운데, 특히 고 Q 회로의 경우 그렇다. AIM 알고리즘은 튜닝된 회로의 크기의 피크를 구하도록 시도한다. 전달 함수의 크기는 다음과 같다.
Figure pct00020
그 피크 주파수는 그 도함수를 제로로 설정한 다음에, 주파수 fpeak에 대해 풀므로써 구한다.
Figure pct00021
Figure pct00022
일 때 fpeak에 대해 풀면
Figure pct00023
이 된다.
그러나, 관심 단위(quantity)는 튜닝된 주파수 fdes에서 이득의 크기를 최대화하는데 필요한 커패시턴스 C이다. 커패시턴스 산출을 위해 풀면 다음과 같다.
Figure pct00024
이 경우 전달 함수의 크기 피크는 C가 실제 공진 주파수에서 선택될 때, 또는 fdes=fres일 때 얻어진다. 이것은 Q가 C에 따라 변한다는 사실에 기인한 것이다. AIM 알고리즘이 버랙터에 인가되는 제어 전압(CV)을 생성하기 때문에, 버랙터의 커패시턴스를 AIM 피드백 제어 전압 CV의 함수로 표현하는 것이 유용하다.
C=Cvaractor(CV); 이때 역함수는,
CV=Cvaractorinv(C)로 표현될 수 있다.
이 예에서 주파수 fres에서 튜닝된 회로 이득을 최대화하기 위한 목표 피드백 제어 전압은 다음과 같다.
Figure pct00025
이 예에서와 같이, 회로의 모든 조건이 알려지고 일정하다면, 상기 수학식에 따라 원하는 각 튜닝된 주파수 fdes에 적합한 제어 전압 CV를 제공하도록 (특히 디지털 제어하에서) 회로를 개발하는 것은 비교적 간단하다.
이러한 기술은 고정된 특성을 갖는 안테나에 이용될 수 있으며, 반면에 컴포넌트 허용 오차는 공장 교정으로 수용될 수 있다. 온도에 따른 변화가 여전히 관심사일 수 있지만, Q의 값(및 몇 가지의 성능)을 제한하면 파라미터 변화를 수용하는데 충분할 수 있다. 이러한 기술은 수퍼헤테로다인 수신기의 사전 선택 필터의 전형이다.
그러나, 휴대용 안테나는 임피던스가 크게 가변할 수 있다. 인체 효과, 작은 접지면, 및 이동 및 방위로 인한 가변 안테나 특성(예컨대, 이어버드 와이어)은 이러한 기술을 가변 임피던스 특성에 적응하기 위한 어떤 수단 없이는 실행할 수 없게 한다.
AIM 알고리즘
AIM 알고리즘은 원하는 주파수에서 신호 이득을 최대화하는데 필요한 제어 전압 피드백 신호를 적응적으로 결정하는 피드백 제어 루프에 포함된다. 전술한 필요한 제어 전압 CV에 대한 해석적 유도와 달리, 이러한 비정상 프로세스에서 알려지지 않거나 가변적인 임피던스 파라미터로 튜닝된 회로에 적합한 CV를 직접 계산하는 실제적인 방법은 없다. 따라서, 간접적인 휴리스틱(heuristic) 알고리즘 접근법을 이용하여 CV에 대해 동적으로 푼다.
수신 신호 강도 표시(RSSI) 추정 또는 측정은 수신기의 튜닝된 신호 대역폭의 신호 및 잡음 레벨을 표시하는데 사용된다. 이 RSSI는 튜닝된 회로의 이득에 대한 프록시(proxy)로서 사용된다. RSSI는 디지털 신호 프로세서(DSP) 형태의 디바이스에서 입력 신호의 (근접) 순시 전력((near) instantaneous power)을 계산함으로써 추정될 수 있다. 아날로그 AGC 제어 회로에 사용되는 다이오드/커패시터 검출기와 같이, RSSI를 추정하는 다른 기술 또한 일부 수신기 구현에 이용가능하다. RSSI 샘플은, 예를 들어, 이산 시간 간격 동안 계산될 수 있다. 이 경우 곱셈 이득(multiplication gain)을 조절할 목적으로, dB 단위의 RSSI(k)를 간격 k에서 수신되고 필터링된 신호의 다수의 신호 샘플들 r(t)의 에너지의 합의 로그로 계산하는 것이 편리하다.
Figure pct00026
여기서
Figure pct00027
이다.
상기 수학식에서, n은 RSSI 간격 k를 포함하는 N개의 신호 샘플들 중 n번째 샘플이고, he는 안테나의 유효 높이이고, Ha는 안테나 회로의 전달 함수이다.
수신 신호는 만일 존재한다면 부가 잡음 n(t)과 함께 채널 이득 a(t)로 스케일된 원하는 신호 s(t), 및 안테나의 유효 높이와 튜닝된 회로 필터의 곱 he(fdes)·│Ha(fdes)│로 이루어지는 안테나 회로 이득을 포함하며, 이들 둘은 자신들의 원하는 중심 주파수 fdes에서 근사화된다. 휴리스틱 AIM 알고리즘의 목적은 원하는 주파수에서 튜닝 회로의 이득을 최대화하는 희망하는 CV에 대해 풀기 위한 것이다. CV에 대한 해법은 비정상 프로세스에 대한 추계적(stochastic) 도함수 식을 포함하는데, 즉,
Figure pct00028
에 대해 CV를 구한다.
AIM 알고리즘은 실제로 충분히 작은 기간(또는 시간 평균화)에 걸쳐 이 도함수의 예상값이 제로가 되도록 CV의 값을 가변시킨다. 안테나 튜닝 파라미터는 시간 간격 동안 작은 변화를 겪게 되고 여기서 CV는 거의 고정적이다. CV에 대한 해법은 튜닝 파라미터가 서서히 변할 때 해법을 제공하도록 계속해서 갱신된다.
일례에서, 이 알고리즘은 d(RSSI) 대신에, 이산 RSSI 차이를 이용하여 구현되고; 또한, d(CV)는 각 간격에서, ±1 극성, 또는 방향을 갖는 크기 델타만큼 CV가 변경한 것으로 대체된다. 추계적 도함수는 추계적 차이 수학식에 대한 해법으로 변경되는데, 즉,
k의 이동 범위 동안;
Figure pct00029
에 대해 CV를 구하고,
여기서
Figure pct00030
이다.
CV는 제로로 나누어지는 것을 피하도록 모든 샘플을 변경해야 한다는 것에 주목해야 한다.
휴리스틱 해법
AIM 알고리즘은 가변 RSSI 값을 최대화할 목적으로, 제로 RSSI 차이를 구함으로써 CV를 적응적으로 가변시킨다. 이러한 피드백 루프는 또한, 예를 들어, 안테나 이동과 인체 효과로 인한 안테나 튜닝 회로 파라미터의 변경을 수용한다. 피드백 제어 알고리즘은 수신 신호 강도 표시 변경 대 제어 전압 변경의 비율을 최소화하기 위해 제어 전압을 변경하는 문제를 해결하는 휴리스틱 근사법이다.
AIM은 RSSI를 CV의 적절한 값으로 최대화하려고 하는, 피크 유지 피드백 제어 루프이다. 이것이 전술한 추계적 도함수 식의 해법에 대한 휴리스틱 접근법이다. 최대치(즉, RSSI의 피크) 또는 최소치를 추적하는 피드백 제어 기법은 본질적으로 PLL과 같은 목표 값(또는 제로)을 단조적으로(monotonically) 교차하는 파라미터를 추적하는 것보다 더 어렵다. 이것은 피크 찾기(peak-finding) 알고리즘이 실제로 최대화할 함수의 도함수에 작용하기 때문이다.
전술한 프로세스는 함수의 피크를 그 도함수가 피크에서 제로가 되는 제로 크로싱(zero crossing) 함수로 변환하여, 제로값을 단조적으로 교차한다. 도함수는 일반적으로 원래의 함수보다 잡음이 더 많다. 도함수, 또는 이 경우 차이는 또한 시간에 대한 그의 변화를 추정하기 위해 제어 변수의 동적 동작을 필요로 한다. 이러한 동적 동작은 일반적으로 피드백 제어 신호의 디더링(dither)을 초래하고, 그 결과 그 피크값에 대한 (즉, RSSI의) 변화를 가져온다. RSSI의 피크값은 안테나 튜닝에 기인한 것이 아닌 신호와 잡음에 미치는 다른 영향으로 인해 변할 수 있다. AIM 알고리즘은 이러한 조건 역시 수용해야 한다.
AIM 알고리즘을 지원하는 소자들의 동작 특성을 규정하는데 도움이 되도록 그 소자들에 대한 몇 가지 가정이 이루어진다. 튜닝 회로 공진 피크 주파수는 고유한 것이므로, 어떤 시점에서 소정의 주파수에 대한 버랙터 제어 전압 범위에 걸쳐 단지 하나의 피크만이 존재한다고 가정한다. 그러나, 이 피크는 수신기 및 안테나가 이동하면서 주파수와 진폭 둘 다에서 이동할 수 있다. RSSI 값 또한 페이딩(fading), 자동 이득 조절(AGC), 또는 다른 효과로 인해 변할 수 있다.
일부의 알고리즘 함수 및 파라미터 설정은 RSSI의 동역학을 다룬다. 일례에서, AIM 알고리즘은 엄격한 주기성을 요구하는 것은 아니지만, 주기적인 반복 프로세스로서 구현된다. 휴대용 FM 또는 AM 방송 수신기의 경우, AIM 알고리즘은 초당 대략 10 주기 단위로 갱신될 수 있다. 각 주기 내에서 시퀀스는 다음과 같다.
1. RSSI는 주기의 시작시 측정된다.
2. AIM 알고리즘은 다음 제어 전압 값 CV를 계산한다.
3. 이 제어 전압 CV는 CVF를 생성하도록 필터링되어 버랙터 다이오드에 인가된다.
4. 주기의 잔여 부분은 CV 필터링의 설정 시간을 허용하므로, 튜닝된 회로는 다음 주기 동안 거의 안정된 상태에 이르게 된다.
도 6에는 이러한 AIM 주기가 개략적으로(축적대로 그려지지 않음) 예시되어 있다.
휴리스틱 AIM 알고리즘의 구현에 대한 더 자세한 사항은 다음에 제시된다. 수신기(아직 안테나 튜닝 회로는 아님)는 원하는 신호 주파수로 튜닝되고, RSSI 값은 각 주기에서 주기적으로 계산된다고 가정한다. 또한 RSSI 값은 버랙터 제어 전압 CVF가 원하는 주파수에서 안테나 튜닝 회로의 공진 피크를 초래하는 특정 값 근처에 있을 때 최대화된다고 가정한다. 그러나, CV는 어떤 다른 값, 아마도 그 범위의 중간에서 초기화된다. AIM 알고리즘에 이용되는 중간 변수(intermediate variables)인, 가변 델타 및 이진 값 방향(+1 또는 -1)을 규정한다. AIM 알고리즘은 각 주기에서 새로운 제어 전압 CV를 출력한다. CV를 필터링하여 CVF를 생성하는 것은 위상 및 진폭 단차(step)가 원하는 신호에 도입되는 것을 방지하기 위해 이용된다. 이러한 필터링은 복조 성능에 미치는 영향을 최소화하도록 이들 단차를 평탄화(smooth)해야 하며, 이것은 특히 코히어런트 복조(coherent demodulation)에 중요하다. 2폴(2-pole) 필터는 단차 직후에 경사 평탄화(slope smoothing)를 지속하게 하는데 (1폴 필터에 비해) 바람직하다.
간략화된 AIM 알고리즘이 먼저 기술된 다음에, 추가적인 복잡도를 더하여 특수 조건을 처리하도록 한다. 하나의 AIM 단순 주기는 다음과 같이 기술될 수 있다.
"AIM 단순 알고리즘 주기"
Figure pct00031
AIM 단순 알고리즘 주기의 예는 신호 레벨(RSSI)이 감소하고 있다고 검출할 때 제어 전압 델타(증분(increment)이라고도 지칭됨)의 방향을 간단히 변경시킨다. 이상적으로, 잡음 또는 다른 효과의 부재시, 안테나 회로의 CV 및 대응하는 공진 피크는 튜닝 피크 주파수가 원하는 주파수를 통과할 때까지 연속적인 RSSI 값들을 증가시키는 방향으로 이동할 것이다. 공진 피크가 원하는 주파수를 통과한 후에, RSSI 값은 감소할 것이고, CV 및 공진 피크의 방향을 변경시킨다. 그 다음 CV는 계속 디더링하거나, 또는 피크 주변에서 좌우로 변경할 것이다.
CV는 매 AIM 주기마다 (증분 또는 단차 값 델타만큼) 변해야 한다는 점에 주목해야 하고; 그렇지 않으면, RSSI의 경사에 대한 유용한 정보가 없을 것이다. 증분 또는 델타의 크기는 공진 피크 주변의 디더링 범위(span of dithering)를 결정한다. RSSI에 동적으로 영향을 미치는 잡음 및 다른 요소를 갖는 실제 시스템에서, 디더링 범위는 더 커지는 경향이 있다. 저 Q 안테나 회로는 결과적으로 고 Q 회로 보다 디더링 범위를 더 크게 할 것이다. 또한 디더링은 RSSI가 변경하지 않기 때문에, CV가 극한값에 이르러 유지되게 할 수 있다. 따라서 실제 구현을 위해 AIM 알고리즘에 대한 일부 변형이 필요하다.
AIM 제어 전압과 동일한 것으로, 앞에서 버랙터 다이오드에 인가되는 아날로그 제어 전압으로 간주된 변수 CV는 디지털-아날로그 변환기(DAC)의 전압 출력을 설정하는데 이용되므로 이제 정수로 간주될 것이다. 이제 변수 CVF를 규정함으로써 이러한 변수명 CV를 아날로그 필터링된 제어 전압과 구분할 것이다. CVF는 CV의 필터링 버전인, 버랙터 다이오드에 인가되는 실제 전압이다. 이 예에서, 8비트 DAC를 가정하며, 여기서 0≤CV≤255이다. 그러나, CV의 범위에서 공진 주파수가 대역에서 너무 멀리 벗어나 있는 어떤 구현이 있을 수 있다. 튜닝 범위가 FM 또는 AM 대역보다 훨씬 더 클 경우 바람직하지 않은 잠재적 영향을 피하기 위하여, 어떤 다른 더 제한적인 범위가 CV에 부여될 수 있는데, 즉 CVmin≤CV≤CVmax 이다. 아래에 제시된 다음의 변형 AIM 알고리즘은 이러한 문제를 해결한다.
"AIM 알고리즘 주기"
Figure pct00032
도 7에는 전술한 알고리즘의 흐름도가 도시되어 있다. 이 알고리즘은 블록(60)에서 시작하고 블록(62)에 도시된 바와 같이 시작 파라미터를 초기화한다. 블록(64)은 다음 RSSI가 검색되는 것을 보여준다. 그 다음 RSSI는 블록(66)에서와 같이 특정 조건이 충족되는지를 판단하도록 평가된다. 만일 조건이 충족되지 않으면, 블록(68)에서 델타에 어떤 값이 부여된다. 만일 조건이 충족되면, 블록(70)에서와 같이 델타에 상이한 값이 부여되고 방향이 변경된다. 따라서 다음 제어 전압 단차의 극성은 수신 신호 강도 표시의 감소에 기초하여, 또는 (고정 조건을 방지하기 위해) 제어 전압 최소 및 최대 한계치에 기초하여 결정될 수 있다. 그 다음 블록(72)에서와 같이 CV 값이 설정되고 RSSIprev가 RSSI로 설정된다. 그 다음 블록(74)은 CV가 버랙터에 인가되고, 다음 RSSI가 검색된다는 것을 보여준다.
RSSI의 고정 소수점 해상도를 고려해 보자. 예를 들어, RSSI는 0.25dB 해상도를 갖는 로그 스케일로 계산될 수 있다. 만일 연속적인 신호 레벨 변화가 RSSI 해상도에 비해 작다면, RSSI는 일정하게 유지될 수 있다. 이것은 그 주파수 범위에 걸쳐서 저 Q 회로에 기인한 것일 수 있다. 이 시퀀스 동안 AIM이 RSSI 감소를 관찰하는 해상도가 충분하지 않기 때문에, RSSI가 감소할 때까지 동일한 방향이 유지될 것이다.
도 7의 블록(66)에 도시된 AIM 알고리즘에서 "if"라는 조건은 Q가 낮을 때, 또는 CV가 종단점(endpoints)에 도달할 때 발생되는 고정 상태를 피한다. 방향을 변경하려면 RSSI 값의 저하를 필요로 하거나, CV는 탄성 경계(elastic boundaries) CVmin 또는 CVmax 중 하나 상에 있는 그의 한계치에 도달한다. 따라서 RSSI 양자화는 RSSI가 더 낮은 양자화 값으로 저하할 때까지 동일한 방향을 유지하는데 역할을 한다. RSSI의 양자화 스텝 크기(quantization step size)는 예상되는 RSSI 추정 잡음 보다 더 크게 설정되어야 한다. 즉, 수신 신호 강도 표시는 바람직하지 않은 응답을 작은 수신 신호 강도 표시 잡음 값으로 억제하기에 충분한 거칠기(coarseness)로 양자화된다. 이러한 "캡처 효과(capture effect)"는 RSSI 잡음이라기보다는, 튜닝된 회로의 경사에 대한 알고리즘의 바람직한 응답을 개선한다. RSSI 양자화를 이용하여 잡음에 대처하는 대안예는 히스테리시스(hysteresis)를 이용하는 것이다. 이것은 약간 더 정밀하다는 장점을 갖는다. 이러한 히스테리시스는 임의 레벨의 잡음을 수용하도록 적응될 수 있으며, 거친 RSSI 양자화를 필요로 하지 않는다. 히스테리시스 버전은 아래의 AIM 알고리즘에서 제시된다.
"양자화 대신에 RSSI 히스테리시스를 이용한 AIM 알고리즘 주기"
Figure pct00033
이 예시에서, 증분 또는 델타의 크기는 알려지지 않은 Q를 더 잘 수용하고, 획득을 가속화하고, 파라미터 변경으로 인한 가변 피크 주파수를 추적하도록 적응적이다. 최대 델타값은 이 예에서 전체 범위의 1/8로 제한되고, 이 최대값은 또한 초기값으로서 인가된다. 이러한 한계치는 과도하게 거친 CV 해상도를 방지하고, 그 초기값은 획득을 고속화하는데 도움을 준다. 최소 델타 값은 달성가능한 미세 DAC 해상도인 1로 설정된다. 델타 값은 튜닝된 회로의 임의의 Q를 수용하도록 적응된다. 적응적 델타는 또한 획득에 필요할 때 고속 추적, 파라미터 변경, 또는 저 Q를 제공한다.
델타 값은 RSSI가 감소할 때 감소되고, 방향은 반전된다. 이것은 RSSI의 감소가 RSSI 피크로부터 떨어져 튜닝된다는 것을 의미하기 때문이다. 디더링 범위 및 델타는 피크 주변의 디더링이 결국 최상의 성능을 위해 최소화되어야 하기 때문에 방향을 역전한 후에 감소되어야 하고, 이에 따라 공진 피크를 튜닝된 주파수에 가깝게 유지한다.
델타 값은 방향이 변경되지 않으면 증가되는데, 이는 피크를 교차하여 전후로 디더링하면서 단차의 수를 감소시키는 효과를 갖는다. 이러한 증가는 파라미터 변경을 추적하고, 저 Q 튜닝에 적응하는 역량을 증가시키는데 유용하다.
델타는, 예를 들어, 이동에 의해 야기되는 튜닝 파라미터의 변경에 대한 응답 시간에 영향을 미칠 수 있기 때문에, 디더링할 때 AIM 주기의 평균 개수에 영향을 미친다. 델타에 대한 간단한 적응적 규칙을 이용하여, 델타는 디더링이 Q에 상관없이, 그리고 RSSI 잡음의 부재시에, 각 방향에서 피크를 횡단하는데 여러 AIM 주기를 필요로 하는 값에 접근한다. "디더링 주기"는 CV 횡단이 양 방향으로 이루어지도록 규정된다. 이러한 디더링 주기는 방향 변경을 실시하는 AIM 주기로 시작하고, 다른 방향 변경 동안 디더링 범위를 횡단한 다음에, 다음 AIM 방향 변경 주기 바로 이전에 AIM 주기로 종료한다. 또한 델타 증가 인자 U(예컨대, 전술한 AIM 알고리즘 예에서 U=9/8), 및 델타 감소 인자 D(예컨대, 전술한 AIM 알고리즘 예에서 D=3/4)를 규정한다. U 및 D는 모두 파라미터 변경에 대한 AIM 응답 시간뿐만 아니라, 잡음에 대한 디더링 감도에 영향을 미친다. U 및 D 인자는 응답 시간과 추적 정확도 간의 안정성과 균형을 보장하도록 적응적으로 제어된다.
디더링 주기에 필요한 최소 개수의 AIM 주기를 고려해 보자. 2개의 AIM 주기의 정상 상태 디더링은 유지될 수 없다. 디더링 주기는 정확히 2개의 방향 변경 AIM 주기를 필요로 한다고 이미 규정되었으므로, 다른 AIM 주기는 없을 것이다. 방향 반전은 각 AIM 주기마다 필요로 할 것이므로, 각 AIM 주기마다 RSSI의 지속적인 감소 또한 필요로 한다. 이것은 신호 및 잡음 전력이 각 AIM 주기마다 계속해서 RSSI 해상도 보다 더 감소하는 경우에만 발생할 수 있으며, 이것은 정상 상태가 아니다. 그러나, 이것은 CV가 신호 페이딩(fade) 이전과 동일한 범위에서 유지되기 때문에, 단조적으로 감소하는 신호 페이딩에 대한 바람직한 응답이 된다.
신호가, 예를 들어, 페이딩으로부터 복구됨에 따라 튜닝 피크에서 떨어져 이득의 감소보다 더 빠르게 단조적으로 증가하고 있으면, CV는 동일한 방향으로 계속 진행할 것이다. 이 경우 신호 이득이 실제로 감소하고 있지만, RSSI는 감소하고 있지 않고, 신호 품질은 향상되고 있어야 한다. 일단 신호가 증가를 멈추면, CV는 튜닝 피크로 가는 경로를 신속히 찾을 것이다.
디더링 주기가 3개의 AIM 주기로 유지될 수 있지만, 이것은 델타가 그 하한치로 감소하기 때문에 불안정한 것으로 보여질 수 있다. 일례에서, 디더링 주기는 정확히 2개의 방향 변경 AIM 주기를 필요로 한다고 규정되어 있으므로, 세 번째 AIM 주기는 방향을 변경하지 않아야 한다. RSSI1<RSSI3<RSSI2에 대응하는, 3개의 AIM 주기(AIM1, AIM2 및 AIM3)로 이루어진 연속적인 결정적 디더링 주기를 고려해 보자. AIM1 주기는 RSSI1<RSSI3이므로 인자 D 만큼 델타를 감소시킬 것이다. AIM2 주기는 RSSI2>RSSI1이므로 인자 U 만큼 델타를 증가시킬 것이다. AIM3 주기는 RSSI3<RSSI2이므로 인자 D만큼 델타를 감소시킬 것이다. 이 디더링 주기는 인자 D 만큼 델타를 감소시키는 2개의 AIM 주기, 및 인자 U 만큼 델타를 증가시키는 하나의 AIM 주기로 이루어지므로, D2·U=1인 경우 이러한 결정적 디더링 주기는 유지될 수 있다. 만일 D2·U<1이면, 델타는 1이라는 하한치에 도달할 때까지 각 디더링 주기에서 계속 감소할 것이고, 디더링 주기는 파괴된다. 반대로, D2·U>1이면, 델타는 최대 한계치(예컨대, CVmax/8)에 도달할 때까지 각 디더링 주기에서 계속 증가할 것이고 디더링 주기는 파괴된다. 그러나, 디더링 주기가, 예를 들어, 파라미터의 변경 또는 잡음으로 인해 4개 이상의 AIM 주기를 필요로 할 때마다, 델타 값은 이전의 디더링 주기 동안 증가된다. D·U=1인 경우에도, 임시의 여분 AIM 주기가 결국 델타를 그 최대 한계치로 이르게 할 것이므로, 너무 불안정하여 고려하지 않는다.
만일 RSSI 값이 큰 RSSI 잡음으로 인해 완전히 임의적이고, 어떤 하나의 AIM 주기 동안 방향 변경 가능성이 0.5라면, 방향을 변경시키지 않는 AIM 주기의 수는 방향을 변경시키는 수(즉, 규정에 의해 2)와 동일하다. 그러면 이러한 임의의 경우에는, 평균적으로 디더링 사이클마다 4개의 AIM 주기가 있다. 만일 D·U<1이면, 델타는 1이라는 하한치에 도달할 때까지 각 디더링 주기에서 계속 감소할 것이다. 반대로, 만일 D·U<1이면, 델타는 최대 한계치(예컨대, CVmax/8)에 도달할 때까지, 각 디더링 주기에서 계속 증가할 것이다. 따라서 특히 RSSI 양자화가 방향 변경을 억제하는 경향이 있고 U의 비율을 증가시키는 것을 고려하면, D·U<1인 것이 중요하다.
디더링 주기마다 AIM 주기의 평균 개수 C는 델타가 그 최소값 및 최대값 사이에서 유지되는 평행 상태를 위해 계산될 수 있다. 디더링 주기가 정확히 2개의 방향 변경 AIM 주기를 필요로 하기 때문에, 방향 변경이 없는 잔여 AIM 주기의 수는 C-2이어야 한다. UN -2·D2=1인 경우 평행 상태에서 델타의 평균값은 유지된다. 그러면 디더링 주기마다 AIM 주기의 평균 개수는 다음과 같다.
Figure pct00034
이 예에서, U=9/8 및 D=3/4, C=6.885이다. 시뮬레이션 및 제품 테스팅에 따르면, 이들 U 및 D의 값이 적응 시간(C) 및 잡음 면역(noise immunity)을 균형 맞추는데 적합한 것으로 나타났다.
델타가 그 최소치(예컨대, 이 경우 1)에 도달할 때, D·U<1이라고 가정하면, 그 델타가 4개의 AIM 주기로 이루어지는 디더링 제한 주기에 들어갈 가능성이 있다. 이것은 특히 고 Q 튜닝의 경우에 바람직할 수 있다.
델타가 일시적이라도 그 최대치에 도달할 때, 6개의 AIM 주기로 이루어진 디더링 제한 주기에 들어갈 가능성이 있다. 이것은 최대의 델타 값 이후 첫 번째 AIM 주기의 D 인자가 두 번째 쌍의 U 인자와 첫 번째 D 인자의 곱을 제한하기 때문이다. 따라서 두 번째 U 인자는 델타에 대한 제한으로 인해 감소된다. 그 시퀀스는 다음과 같다.
RSSI1 < RSSI0은 디더링 주기에서 첫 번째 D가 됨
RSSI2 > RSSI1은 U가 됨
RSSI3 > RSSI2는
Figure pct00035
이도록 제한된 Ux가 된다.
디더링 주기의 두 번째 절반부는 유사하다.
RSSI4 < RSSI3는 디더링 주기에서 두 번째 D가 됨
RSSI5 > RSSI4는 U가 됨
RSSI6 > RSSI5는
Figure pct00036
이도록 제한된 Ux가 된다.
따라서, 이러한 바람직하지 않은 제한 주기 경우를 방지하기 위하여, 조건 U2·D<1를 부여한다.
이 예에서 사용되는 값(U=9/8, D=3/4)은 부등식(U2·D=243/256)을 충족한다.
델타 값은 증가 또는 감소 인자와의 곱셈 이후 절단 또는 제한을 방지하기에 충분한 정밀도를 가져야 한다. 이러한 효과는 고정 소수점 무한 임펄스 응답(IIR) 필터의 유한 정밀도(finite-precision) 효과와 유사하다. 이 예에서, 델타는 유한 정밀도 효과를 피하기 위해 1/8, 또는 그 이상의 미세한 정밀도를 가져야 한다.
AIM 시뮬레이션
AIM 알고리즘의 시뮬레이션의 결과가 도 8 및 도 9에 도시되어 있다. 도 8은 60개의 AIM 주기의 범위 동안 CV, 델타, 및 방향 변수들의 플롯을 갖는 AIM 알고리즘의 시뮬레이션을 예시한다. 도 9는 60개의 AIM 주기의 범위 동안 필터 이득 HdB 및 RSSI 변수들의 플롯을 갖는 AIM 알고리즘의 시뮬레이션을 예시한다. 시뮬레이션에서, 10이라는 적당한 Q를 갖는 루프 안테나를 나타내는 튜닝된 회로가 버랙터 다이오드로 튜닝되었다. 이 튜닝 회로는 AIM 피드백 제어 값 CV를 갖는 8비트 DAC로 제어되었다. 추정 오차를 시뮬레이션하기 위해 가우시안 잡음이 RSSI 샘플에 부가되었다. 이 잡음은 RSSI 해상도와 동일한 0.25dB의 표준 편차를 갖는다. 원하는 튜닝 주파수는 200이라는 CV 값이 공진으로 튜닝하도록 설정되었다. 알고리즘의 시작시 초기 CV 값은 제로로 설정되므로, 알고리즘이 새로운 채널 주파수의 튜닝 및 획득과 유사하게 큰 초기 미스튜닝(mistuning)에 어떻게 반응하는지를 관찰 수 있다.
도 8은 3가지 변수들, 즉, CV, 델타, 및 방향의 플롯을 도시한다. 제로의 초기 값에서 시작하여, CV는 8개의 AIM 주기 내에서 200이라는 목표에 도달한다. CV는 200 값을 초과하면 디더링 범위가 감소하면서 그 목표 주변을 계속 디더링한다. 델타 값은 32에서 시작한 다음, CV가 200이라는 그 목표 값 주변을 디더링하면서 계속 감소한다. 또한 방향 변수는 CV에 미치는 효과가 명확하게 도시되어 있다. 도 9의 플롯은 튜닝된 회로 이득 HdB 뿐만 아니라, 그 양자화된 잡음 추정치인 RSSI에 미치는 CV의 효과를 보여준다. 초기 미스튜닝은 15dB 이상의 이득 손실을 갖는다. 이득 손실은 목표에 대한 디더링 컨버전스(dither convergence) 이후 빠르게 최소화되고; 그 다음에 손실은 결국 dB 단위로 제한된다.
AGC 상호작용
자동 이득 조절(AGC)과의 AIM 상호작용을 제어하는데 주의해야 한다. AIM은 RSSI를 메트릭으로 이용하기 때문에, 어떤 종류의 RSSI 메트릭을 또한 이용하는 AGC와 잠재적으로 상호작용한다. 이러한 상호작용은 어떤 수신기 설계를 위해 조사되어야 하며, 이들 둘의 해결책은 어느 정도 상승 작용할 수 있다. 일례에서, AIM 계산 주기는 수신기 자동 이득 조절(AGC)이 그 이득을 조절할 때 디스에이블링된다. 이것은 AGC와 AIM 알고리즘 사이의 원치 않는 상호작용을 방지한다.
이상적으로 AGC 제어 전압(또는 AGC 정보)은 RSSI 추정에 사용되므로, AGC는 AIM 성능에 상당한 영향을 미치지 않아야 한다. AGC 조절 이후 신호 레벨의 다른 추정도 AGC 제어가 "타이트"하지 않으면 유용할 수 있지만, 이러한 AGC 제어 정보만으로도 RSSI에 충분할 수 있다. 일부 수신기는 RSSI 추정에 앞서 자율적이고 연속적인 AGC를 이용할 수 있으며, AGC 정보는 RSSI 추정에 이용될 수 없다. 이 경우, AIM 주기의 갱신 비율은 AGC 시상수 보다 더 짧아야 한다. 이것은 AIM 튜닝으로 인해 이득 변경을 상쇄하는 경향이 있는 AGC의 영향을 방지하거나 최소화해야 한다.
일부 수신기는 단차 제어형(step-controlled) AGC를 이용하며, 여기서 DAC 형 감쇠기는 디지털 제어하에 있다. 이러한 단차 AGC 제어에 대한 정확한 정보가 RSSI 추정에 이용가능하면, 이 AGC는 AIM 성능에 최소한의 영향을 미쳐야 하고, 이때 RSSI는 AGC 이득에 대해 보상된다고 가정한다. 대안으로, AGC 이득 변화가 가해질 때마다 AIM을 일시적으로 디스에이블링하여 AGC 영향을 방지하는 것이 더 간단할 수 있다. AIM 대신에 AGC 이득이 갱신될 때, 이것은 차분 RSSI가 메트릭이기 때문에 1개 대신에 2개의 AIM 주기를 실제로 소모한다는 것을 고려하는 것이 중요하다.
도 10의 흐름도는 AGC 동작이 필요할 때마다 수신기가 어떻게 AIM 주기를 디스에이블할 수 있는지를 보여준다. 이 알고리즘은 블록(80)에서와 같이 시작하고 블록(82)에 도시된 바와 같이 시작 파라미터를 초기화한다. 블록(84)은 설정 시간 이후에 다음 RSSI가 계산되는 것을 보여준다. 그 다음 블록(86)에서 AGC 조정이 필요한지에 대한 판단이 이루어진다. 만일 필요하다면, 블록(88)에서 AGC가 계산되고 RSSI가 다시 계산된다. 만일 AGC 조정이 필요하지 않다면, 블록(90)에서와 같이, RSSI가 평가되어 특정 조건이 충족되는지를 판단한다. 만일 조건이 충족되지 않으면, 블록(92)에서 델타에 어떤 값이 부여되고 평균 CV가 결정된다. 만일 조건이 충족되면, 블록(94)에서와 같이 델타에 어떤 값이 부여되고 방향이 변경된다. 그 다음 블록(96)에 도시된 바와 같이, CV 값이 설정되고, RSSIprev가 RSSI로 설정되며 CV가 버랙터에 인가된다.
AIM 초기화 및 자동 보정
만일 튜닝된 주파수에 대한 바람직한 CV 값에 관하여 수신기에 이용가능한 정보가 없다면, CV는 대역의 중간으로 초기화되어야 한다. 디폴트 중간 제어 전압 값을 이용하는 대신에, 새로운 주파수 채널로 튜닝될 때, 초기 제어 전압 값은 이 주파수가 이전에 튜닝되었을 때 이전에 필터링된 제어 전압 값에 의거하여 결정된다. 수신기가, 예를 들어, 프리셋을 이용하여 좋아하는 방송국을 저장하면, 어떤 이전에 설정된 주파수에 대한 초기 CV가 프리셋으로 저장될 수 있다. 저장된 프리셋 CV는 그 주파수에서 사용된 마지막 CV일 수 있다. 디폴트 중간 제어 전압 값을 이용하는 대신에, 새로운 주파수 채널로 튜닝될 때, 초기 제어 전압 값은 튜닝된 주파수와 제어 전압 간의 알려진 선험적 관계에 의거하여 결정될 수 있다. 튜닝된 주파수와 제어 전압 간의 알려진 선험적 관계는 각 튜닝된 주파수마다 마지막으로 필터링된 제어 전압 정보에 기초하여 개선 및 갱신될 수 있다.
바람직하게, CV의 필터링된 버전은 더 정확해 질 것이다. 이와 같이 필터링된 CV의 일례는 도 10의 흐름도의 블록(92)에서 계산된 바와 같이 CVavg이다. 만일 탐색/스캔(seek/scan) 기능이 이용되면, 각 튜닝된 주파수마다 초기화하는 대신에, 주파수가 증분되면서 CV가 계속해서 추적하도록 하는 것이 바람직할 수 있다. 이것은 AIM이 신호 또는 잡음에 대해 동작하기 때문에, 어떤 신호도 이용될 수 없는 주파수에 대해서도 작용해야 한다. 그러나, 만일 스캔 비율이 AIM 주기 비율 보다 더 빠르면, 수신기가 CV와 튜닝된 주파수 간의 근사 관계를 이용하는 것이 유익할 수 있다.
AIM은 또한 안테나 특성이 일정한 수신기 대해 사전 선택기 필터로서 더 이용될 수 있다. 즉, 일부 테이블탑 수신기는, 예를 들어, 루프 안테나를 갖는다. 만일 튜닝된 주파수와 CV 간의 관계가 선험적으로 알려져 있다면, 초기 CV 값은 각 주파수마다 계산될 수 있다. 더욱이, AIM은 그 주파수로 튜닝한 후에 정확도를 개선할 수 있다. 수신기는 또한 이러한 CV 개선을 이용하여 CV 대 주파수 관계를 갱신할 수 있다. 이러한 특징은 수퍼헤테로다인 수신기의 LO 전압으로부터 유도되는 사전 선택기 버랙터 전압의 필요성을 대체한다.
본 명세서에서 설명된 적응적 임피던스 매칭(AIM) 기술은 전기적 소형 안테나의 신호 이득을 개선하기 위한 수단을 제공하며, 디지털 무선 수신기에서 구현될 수 있다. AIM이 HD 무선 신호를 포함하여 AM 및 FM 방송 신호의 수신을 개선하도록 설계되지만, 이러한 기술은 AM 또는 FM 방송 수신기로 제한되지 않는다.
본 발명이 여러 예와 관련하여 기술되었지만, 당업자에게는 다음의 청구범위에 의해 규정된 본 발명의 범주에서 벗어나지 않고 개시된 예에 대해 각종 변경이 이루어질 수 있음이 자명할 것이다. 전술한 구현예 및 다른 구현예들은 청구범위의 범주 내에 있다.
10: 무선 수신기 12: 안테나
14: 안테나 회로 필터 22: 루프 안테나
24, 26: 버랙터 다이오드 32: IF 또는 기저대역 신호 필터
34: 수신기 36: AIM 알고리즘
38: RSSI 추정

Claims (43)

  1. 안테나 회로를 튜닝하는 방법으로서,
    (a) 안테나를 통해 신호를 수신하는 단계와,
    (b) 상기 수신된 신호에 기초하여 수신 신호 강도 표시(received signal strength indication)를 생성하는 단계와,
    (c) 상기 수신 신호 강도 표시를 이용하여 제어 전압을 생성하는 단계와,
    (d) 상기 제어 전압을 이용하여 안테나 매칭 회로의 커패시턴스를 제어하는 단계와,
    (e) 상기 수신 신호 강도 표시의 변경 대 상기 제어 전압의 변경의 비율을 최소화하도록 상기 제어 전압을 변경하는 단계와,
    (f) 상기 (a), (b), (c), (d) 및 (e) 단계를 반복하는 단계를 포함하는
    안테나 회로 튜닝 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 수신 신호 강도 표시를 이용하여 상기 제어 전압을 생성하는 단계는 상기 제어 전압을 적응적으로(adaptively) 조정되는 증분(increment) 만큼 변경하는
    안테나 회로 튜닝 방법.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 증분은 제어 전압 방향 변경이 있는지 여부에 기초하여 조정되는
    안테나 회로 튜닝 방법.
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 증분의 극성은 수신 신호 강도 표시의 감소에 기초하여 결정되는
    안테나 회로 튜닝 방법.
  5. 제 2 항에 있어서,
    상기 증분의 극성은 상기 제어 전압이 최소 한계치 또는 최대 한계치에 도달했는지 여부를 기초로 하는
    안테나 회로 튜닝 방법.
  6. 제 2 항에 있어서,
    상기 수신 신호 강도 표시를 이용하여 상기 제어 전압을 생성하는 단계는 상기 제어 전압을 증가 인자(factor) 또는 감소 인자로 곱하여 상기 제어 전압을 변경하고, 상기 증가 인자 및 상기 감소 인자는 적응적으로 제어되는
    안테나 회로 튜닝 방법.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 수신 신호 강도 표시는 수신 신호 강도 표시 잡음 값의 변동을 억제하기에 충분한 거칠기(coarseness)로 양자화되는
    안테나 회로 튜닝 방법.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 제어 전압을 변경하여 상기 수신 신호 강도 표시의 변경 대 상기 제어 전압의 변경의 비율을 최소화하는 단계는 휴리스틱 근사법(heuristic approximation)을 이용하여 상기 수신 신호 강도 표시의 변경 대 상기 제어 전압의 변경의 비율을 최소화하는
    안테나 회로 튜닝 방법.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 (f) 단계는 자동 이득 제어가 그 이득을 조정할 때 디스에이블링되는
    안테나 회로 튜닝 방법.
  10. 제 1 항에 있어서,
    상기 수신 신호 강도 표시를 이용하여 상기 제어 전압을 생성하는 단계는 이전에 필터링된 제어 전압 값으로부터 결정된 초기 제어 전압 값을 이용하는
    안테나 회로 튜닝 방법.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 초기 제어 전압 값은 채널 프리셋(preset)으로 저장되는
    안테나 회로 튜닝 방법.
  12. 제 10 항에 있어서,
    상기 초기 제어 전압 값은 튜닝된 주파수와 상기 제어 전압 간의 알려진 선험적 관계(priori relationship)로부터 결정되는
    안테나 회로 튜닝 방법.

  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 튜닝된 주파수와 상기 제어 전압 간의 상기 알려진 선험적 관계는 다수의 튜닝된 주파수 각각에 대한 필터링된 제어 전압 정보에 기초하여 갱신되는
    안테나 회로 튜닝 방법.
  14. 제 1 항에 있어서,
    상기 제어 전압을 이용하여 안테나 매칭 회로의 커패시턴스를 제어하는 단계는,
    디지털 제어 신호를 생성하는 단계와,
    상기 디지털 제어 신호를 디지털-아날로그 변환기에 인가하여 상기 제어 전압을 생성하는 단계와,
    상기 제어 전압을 버랙터에 인가하는 단계를 포함하는
    안테나 회로 튜닝 방법.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 제어 전압을 상기 버랙터에 인가하기 전에 상기 제어 전압을 필터링하는 단계를 더 포함하는
    안테나 회로 튜닝 방법.
  16. 제 1 항에 있어서,
    상기 수신 신호 강도 표시는 기저 대역 프로세서에 의해 추정되는
    안테나 회로 튜닝 방법.
  17. 제 1 항에 있어서,
    상기 수신 신호 강도 표시는 디지털 신호 프로세서에서 상기 수신된 신호의 근접 순시 전력(approximately instanteneous power)을 계산하여 추정되는
    안테나 회로 튜닝 방법.
  18. 제 1 항에 있어서,
    상기 수신 신호 강도 표시는 아날로그 자동 이득 제어 회로의 검출기에 의해 추정되는
    안테나 회로 튜닝 방법.

  19. 제 1 항에 있어서,
    상기 수신 신호 강도 표시는 이산 시간 간격 동안 계산되는 샘플을 포함하는
    안테나 회로 튜닝 방법.
  20. 제 1 항에 있어서,
    상기 제어 전압은 다수의 주기에서 갱신되고,
    각 주기마다, 상기 수신 신호 강도 표시가 각 주기의 시작시 생성되고, 상기 제어 전압이 생성되며, 상기 제어 전압이 필터링되어 버랙터 다이오드에 인가되고, 상기 주기의 잔여 부분은 제어 전압 필터링의 설정 시간을 허용하는
    안테나 회로 튜닝 방법.
  21. 제 1 항에 있어서,
    상기 수신 신호 강도 표시는 히스테리시스(hysteresis)를 이용하여 조정되는
    안테나 회로 튜닝 방법.
  22. 제 1 항에 있어서,
    상기 제어 전압은 디더링되고(dithered), 그 결과 상기 수신 신호 강도 표시가 그 피크 값 주변에서 변동하는
    안테나 회로 튜닝 방법.
  23. 제 1 항에 있어서,
    상기 수신 신호 강도 표시는 dB 단위로 계산된 샘플을 수신 신호 샘플의 에너지의 합의 로그로서 포함하는
    안테나 회로 튜닝 방법.
  24. 제 1 항에 있어서,
    상기 제어 전압은 상기 제어 전압과 관련한 상기 수신 신호 강도 표시의 도함수의 예상값이 제로에 근접하도록 변경되는
    안테나 회로 튜닝 방법.
  25. 안테나와,
    수신된 신호에 기초하여 수신 신호 강도 표시(received signal strength indication)를 생성하는 회로와,
    상기 수신 신호 강도 표시를 이용하여 제어 전압을 생성하는 프로세서와,
    상기 제어 전압에 의해 제어된 커패시턴스를 포함하는 안테나 매칭 회로를 포함하되,
    상기 프로세서는 상기 수신 신호 강도 표시의 변경 대 상기 제어 신호의 변경의 비율을 최소화함으로써 신호 이득을 최대화하도록 상기 제어 전압을 변경하는
    장치.
  26. 제 25 항에 있어서,
    상기 프로세서는 상기 제어 전압을 적응적으로 조정되는 증분(increment) 만큼 변경하는
    장치.
  27. 제 26 항에 있어서,
    상기 증분은 제어 전압 방향 변경이 있는지 여부에 기초하여 조정되는
    장치.
  28. 제 26 항에 있어서,
    상기 증분의 극성은 수신 신호 강도 표시의 감소에 기초하여 결정되는
    장치.
  29. 제 26 항에 있어서,
    상기 증분의 극성은 상기 제어 전압이 최소 한계치 또는 최대 한계치에 도달했는지 여부를 기초로 하는
    장치.
  30. 제 25 항에 있어서,
    상기 프로세서는 상기 제어 전압을 증가 인자 또는 감소 인자로 곱하고, 상기 증가 인자 및 상기 감소 인자는 적응적으로 제어되는
    장치.
  31. 제 25 항에 있어서,
    상기 수신 신호 강도 표시는 수신 신호 강도 표시 잡음 값의 변동을 억제하기에 충분한 거칠기(coarseness)로 양자화되는
    장치.
  32. 제 25 항에 있어서,
    상기 프로세서는 휴리스틱 근사화를 이용하여 상기 수신 신호 강도 표시의 변경 대 상기 제어 전압의 변경의 비율을 최소화하는
    장치.
  33. 제 25 항에 있어서,
    상기 프로세서는 이전에 필터링된 제어 전압 값으로부터 결정된 초기 제어 전압 값을 이용하는
    장치.
  34. 제 33 항에 있어서,
    상기 초기 제어 전압 값은 채널 프리셋(preset)으로 저장되는
    장치.
  35. 제 25 항에 있어서,
    상기 프로세서는 튜닝된 주파수와 상기 제어 전압 간의 알려진 선험적 관계(priori relationship)로부터 결정된 초기 제어 전압을 이용하는
    장치.
  36. 제 35 항에 있어서,
    상기 튜닝된 주파수와 제어 전압 간의 알려진 선험적 관계는 다수의 튜닝된 주파수 각각에 대해 필터링된 제어 전압 정보에 기초하여 갱신되는
    장치.
  37. 제 25 항에 있어서,
    상기 프로세서로부터 제어 신호를 수신하여 상기 제어 전압을 생성하는 디지털-아날로그 변환기를 더 포함하는
    장치.
  38. 제 37 항에 있어서,
    상기 제어 전압을 필터링하는 필터를 더 포함하는
    장치.
  39. 제 38 항에 있어서,
    상기 제어 전압은 다수의 주기에서 갱신되고 각 주기마다, 상기 수신 신호 강도 표시는 상기 주기의 시작시 생성되고, 상기 제어 전압은 생성되며, 상기 제어 전압은 필터링되어 버랙터 다이오드에 인가되고, 상기 주기의 잔여 부분은 제어 전압 필터링의 설정 시간을 허용하는
    장치.
  40. 제 25 항에 있어서,
    상기 프로세서는 기저 대역 프로세서를 포함하는
    장치.
  41. 제 25 항에 있어서,
    상기 수신 신호 강도 표시는 이산 시간 간격 동안 계산된 샘플을 포함하는
    장치.
  42. 제 25 항에 있어서,
    상기 수신 신호 강도 표시는 히스테리시스(hysteresis)를 이용하여 양자화되는
    장치.
  43. 안테나를 통해 신호를 수신하는 수단과,
    상기 수신된 신호에 기초하여 수신 신호 강도 표시(received signal strength indication)를 생성하는 수단과,
    상기 수신 신호 강도 표시를 이용하여 제어 전압을 생성하는 수단과,
    상기 제어 전압을 이용하여 안테나 매칭 회로의 커패시턴스를 제어하는 수단을 포함하되,
    상기 수신 신호 강도 표시를 이용하여 제어 전압을 생성하는 수단이 상기 수신 신호 강도 표시의 변경 대 상기 제어 전압의 변경의 비율을 최소화함으로써 신호 이득을 최대화하도록 상기 제어 전압을 변경하는
    장치.
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