CN102246482B - 无线电接收机电小天线的自适应阻抗匹配(aim) - Google Patents

Abstract

一种调谐天线电路的方法，包括：(a)在天线接收信号，(b)根据接收的信号，产生接收信号强度指示，(c)利用接收信号强度指示产生控制电压，(d)利用控制电压控制天线匹配电路中的电容，(e)改变控制电压，以使接收信号强度指示的变化与控制电压的变化的比值达到最小，和(f)重复步骤(a)，(b)，(c)，(d)和(e)。还提供一种实现所述方法的设备。

Description

无线电接收机电小天线的自适应阻抗匹配(AIM)

技术领域

本发明涉及天线系统，尤其涉及天线系统中的阻抗匹配。

背景技术

许多AM/FM接收机的大小和美观把接收机天线的尺寸及其接地平面局限在不是最理想的范围内。

考虑到简单性和性能，性能良好的天线的理想尺寸约为调谐频率下的波长的一半(例如，半波偶极天线)。尽管较长的天线能够提供更好的天线增益，不过更长天线的窄束宽使它们不适用于许多应用。在FM频率，半波长约为1.5米，而对AM频率来说，半波长约为150米。由于限制灵敏度的环境噪声的存在(所述环境噪声在较低频率下更大)，证明1.5米是足以满足FM和AM接收机的需要的长度。安装在较大的接地平面(例如，金属车身)上的垂直四分之一波长鞭状天线表现出与半波偶极天线相似的性能，并在车中提供良好的FM和AM接收。

AM/FM接收机可用在许多结构，包括汽车，桌上型接收机，MP3播放器和蜂窝电话机中。较小的设备的特点一般在于信号接收较差，因为半波长和四分之一波长天线太大，从而不实用。小于半波长的天线尺寸被认为是电小天线。因天线邻近电子设备而引起的电磁干扰(EMI)，归因于人体效应的信号可变性，和易变的天线方向都对天线性能有明显影响。由于这些影响在较低的频率下更显著，因此许多小型设备只具有FM接收机。

理论上可以使任何天线和接收机的阻抗匹配，从而获得最大的功率传送。这可通过共轭匹配天线和接收机阻抗来实现。尽管公知天线和接收机输入阻抗的共轭匹配使到接收机中的功率传送达到最大，不过对接收机灵敏度来说未必最佳。共轭阻抗匹配适用于电抗较低，并且在频带内电阻几乎恒定的半波长天线，不过这种方法不适用于用在许多设备中的电小天线。这些天线的辐射和损耗电阻非常小，电抗较高。这种电抗与辐射电阻的高比值导致使传给接收机输入的电压(而不是功率)最大化的匹配技术。

利用谐振匹配电路，能够使电小天线的电抗失谐。必须使这样形成的谐振电路的Q保持足够高，以在接收机低噪声放大器(LNA)的输入端，把信号电压增大到可接受的水平。为了达到足够高的Q，接收机LNA必须向天线谐振电路提供高的并联电阻。尽管较高的值是可能的，并且可以改善接收，不过约30的Q值是AM和FM接收的切实可行的目标。

由于高Q电路带宽较窄，因此当调谐接收机时，高Q电路必须在AM或FM频带内是可调谐的。这是具有内部环形天线的AM桌上型超外差接收机的惯例。接收机利用本地振荡器(LO)，混频器和IF滤波器，把RF输入信号混合到固定的中频(IF)。这些接收机的天线是具有相似特性的空气环形天线(是较老的电子管接收机的特征)或者较小的铁氧体-磁芯环形天线。由于这种内部环形天线的电感是固定的，不受外部因素(例如人体)显著影响，因此预选滤波器连同接收机LO一起被调谐，以在调谐频率下保持高Q谐振峰。由环形天线的电感和可变电容构成的这种预选滤波器还充当镜像抑制滤波器。较老的超外差接收机使用统调(ganged)电容器方法使预选滤波器调谐与LO调谐同步。

更现代的接收机一般用充当压控电容器的变容二极管实现类似的功能。预选滤波器的变容二极管的电压来源于LO变容二极管的调谐电压。这些接收机一般需要工厂校准，以适应组件容差。不幸的是，对一些现代接收机来说，利用预选滤波器调谐并不可行。接收机IF有时与这种调谐不相容，从而校准和工作温度范围内的一致性变得不现实。此外，外部天线和便携式天线具有时变阻抗特性，使固定的工厂校准变得不可能。

发明内容

在第一方面，本发明提供一种调谐天线电路的方法，包括：(a)在天线接收信号，(b)根据接收的信号，产生接收信号强度指示，(c)利用接收信号强度指示产生控制电压，(d)利用控制电压控制天线匹配电路中的电容，(e)改变控制电压，以使接收信号强度指示的变化与控制电压的变化的比值达到最小，和(f)重复步骤(a)，(b)，(c)，(d)和(e)。

在另一个方面，本发明提供一种设备，包括天线，根据接收信号，产生接收信号强度指示的电路，利用接收信号强度指示产生控制电压的处理器，和包括用控制电压控制的电容的天线匹配电路，其中所述处理器改变控制电压，以通过使接收信号强度指示的变化与控制电压的变化的比值达到最小，使信号增益达到最大。

在另一方面，本发明提供一种设备，包括在天线接收信号的装置，根据接收的信号，产生接收信号强度指示的装置，利用接收信号强度指示产生控制电压的装置，和利用控制电压控制天线匹配电路中的电容的装置，其中利用接收信号强度指示产生控制电压的装置改变控制电压，以通过使接收信号强度指示的变化与控制电压的变化的比值达到最小，使信号增益达到最大。

附图说明

图1是天线电路滤波器的示意图。

图2是模拟天线电路滤波器中的电阻器噪声的示意图。

图3是接收信号强度与频率的曲线图。

图4是无线电接收机和天线的方框图。

图5是无线电接收机和天线的方框图。

图6是自适应阻抗匹配周期的示意图。

图7是产生控制电压的方法的流程图。

图8是控制电压，delta和direction与自适应阻抗匹配周期的曲线图。

图9是滤波器增益和接收信号强度指示与自适应阻抗匹配周期的曲线图。

图10是自适应阻抗匹配/自动增益控制更新周期的流程图。

具体实施方式

在一个方面，本发明提供一种用于克服现有技术的实际局限，同时提供优良的性能的自适应阻抗匹配(AIM)技术。AIM是一种试图在调谐频率下保持最大信号增益的自适应反馈技术。在一个例子中，利用来自基带处理器的信号度量，实现高Q预选滤波器的谐振调谐。当接收信号电平降低(归因于收听者调谐，天线方向，人体效应等)时，基带处理器自适应地重新调谐预选滤波器，以向低噪声放大器(LNA)提供最大信号电平。AIM消除对与现有的预选滤波器调谐技术相关的接收机校准的需要，并且与中频(IF)无关，因为不进行本地振荡器(LO)跟踪。

对便携式AM接收机来说，小型铁氧体棒天线(loopstick antenna)通常是最佳选择。尽管具有小棒天线的AM接收机的灵敏度通常不是很好，不过很容易构成具有高Q的变容二极管调谐电路，以增大信号增益。

对便携式接收机来说，AM接收尤其有挑战性。FM广播信号通常是用垂直极化和水平极化发射的，使得与只具有垂直极化的AM相比，接收机天线方向不那么重要。这使得与FM相比，AM棒天线的定位和方向更加至关紧要。此外，棒天线在接收机内的放置使它更易受接收机电子设备产生的EMI影响，尤其是在AM频率下。

便携式和手持式模拟FM无线电接收机通常使用耳塞线天线，耳塞线天线可被构成为短偶极天线或单极天线。尽管可把耳塞线想象成具有分别用于每只耳朵的支线的偶极天线，不过这会产生较差的性能，因为天线的元件之间的距离有限(远小于半波长)。

另一种短偶极天线结构把天线馈电线和接收机放置在夹在收听者的翻领上的小型附件中。偶极天线的一个支线会向上朝耳朵延伸，而另一个支线下垂到腰部，并在腰部连接到主设备(例如，MP3播放器)。这种偶极天线结构并不常见，并且存在性能较差的问题，因为它短于半波长。

最常见的单极耳塞线天线需要替换偶极天线的下部元件的接地平面。理想地，FM单极天线的接地平面应至少为1平方米，优选金属车身大小的接地平面。不过，手持式便携式设备一般远远小于四分之一波长，这严重地影响了性能。有效增大接地平面大小的一种方式是在接收机印刷电路板(PCB)中增加曲折的螺旋线。螺旋线的感抗抵消较小的接地平面的一些容抗，从而改进耦合到接收机中的信号。尽管这种方法在较高频率下具有一定的效用，不过几乎没有带来FM(尤其是AM)频率下的灵敏度的提高。

另一种便携式FM天线选项是位于接收机内的小型环形天线。对不使用耳塞线的便携式FM接收机(例如，无线蓝牙耳机)来说，这是一种特别有吸引力的选择。定位在接收机内使其在美学上令人满意，并且易于使用。接收机大小不重要，因为环形天线不需要接地平面。另一方面，与耳塞线相比，该环形天线的尺寸较小，使其成为不那么高效的信号收集器，并且把该环形天线布置在设备内会使其更易受EMI影响。不过，已证实接近环形天线的人体实际上提高接收灵敏度，而耳塞线天线的灵敏度通常降低。此外，已证明小型环形天线能够获得比耳塞线高的Q值，部分弥补其较小的尺寸。结果，环形天线能够是也包括耳塞线天线的接收机中的一个有吸引力的分集元件。

如上所述，匹配电小天线的实用技术是使在接收机低噪声放大器(LNA)输入端的信号电压达到最大。这可通过共轭匹配天线和接收机输入电抗来实现。作为结果的并联谐振电路的Q值确定传送给接收机LNA的电压。谐振电路Q值主要由LNA并联输入电阻决定。所述输入电阻越高，Q值超高，于是信号电压越高。当然，电阻器噪声也随着接收机输入电阻的增大而增大，从而Q值对接收灵敏度的净效应并不明显。

考虑自由空间中与具有高阻抗输入的接收机连接的小型矩形天线。这种结构可被模拟成图1中所示的谐振天线电路滤波器。电阻器R_a和R_loss代表环形天线的辐射和损耗电阻，电感器L_a代表环形天线电感。R是LNA的并联输入电阻，C是LNA输入电容和使天线的感抗失谐而需要的任何附加电容之和。

该天线电路滤波器的传递函数是：

$H_a\left(f\right)=\frac{R}{R+R_a+R_{\mathrm{loss}}-{(2\mathrm{\π}\·f)}^2\·R\·L_a\·C+j\·2\mathrm{\π}\·f\·[R\·C\·(R_a+R_{\mathrm{loss}})+L_a]}.$

通过在谐振条件下评估，天线电路滤波器传递函数的幅值为：

$\left|H_a\left(f_{\mathrm{res}}\right)\right|={\left|\frac{R}{R+R_a+R_{\mathrm{loss}}-{(2\mathrm{\π}\·f)}^2\·R\·L_a\·C+j\·2\mathrm{\π}\·f\·[R\·C\·(R_a+R_{\mathrm{loss}})+L_a]}\right|}_{f=\frac{1}{2\mathrm{\π}\·\sqrt{L_a\·C}}}$

$=\left|\frac{R}{R_a+R_{\mathrm{loss}}+j\·2\·\mathrm{\π}\·f_{\mathrm{res}}\·[R\·C\·(R_a+R_{\mathrm{loss}})+L_a]}\right|.$

由于环形天线较小，因此可认为其辐射和损耗电阻可以忽略不计。这种情况下，图1变成简单的并联谐振电路，谐振条件下的天线电路滤波器传递函数的幅值简化为：

$\left|H_a\left(f_{\mathrm{res}}\right)\right|=\left|\frac{R}{j\·2\·\mathrm{\π}\·f_{\mathrm{res}}\·L_a}\right|=\frac{R}{X_L}=Q---\left(1\right)$

其中Q是并联谐振电路的品质因数。这指出谐振条件下的小型环形天线电路滤波器的增益等于其Q值。

所有天线都具有有效高度h_e，当被乘以电场强度E时，有效高度h_e产生开路感应天线电压：

V_sig(f)＝E·h_e(f).

环形天线的有效高度取决于频率f(单位：Hz)，环形面积A(单位：平方米)，磁导率μ_ec和匝数N：

$h_e\left(f\right)=\frac{2\mathrm{\π}\·f\·N\·A\·{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{ec}}}{c}$

其中c＝3×10⁸m/s是光速。对空气环形天线来说，μ_ec＝1。

根据图1，显然LNA输入电压V_rx(f)＝V_sig(f)·H_a(f)。从而谐振条件下，在LNA输入端的电压由下式给出：

$V_{\mathrm{rx}}\left(f_{\mathrm{res}}\right)=\frac{2\mathrm{\π}\·f_{\mathrm{res}}\·N\·A\·Q\·E}{c}.---\left(2\right)$

接收灵敏度不仅是天线电路滤波器的增益的函数，而且是LAN，电阻器和环境噪声的函数。对电小环形天线来说，辐射电阻非常小，从而可以认为环境噪声可以忽略不计。此外，可以假定在精心设计的接收机中，电阻器噪声超出LNA噪声。图2中表示了用于确定小环形天线结构中的电阻器噪声贡献的天线电路滤波器。电阻器噪声被模拟成与无噪声电阻器R串联的理想电压源V_noise，R。

电阻器噪声天线电路滤波器的传递函数为：

$H_{N,R}\left(f\right)=\frac{R_a+R_{\mathrm{loss}}+j\·2\mathrm{\π}\·f\·L_a}{R+R_a+R_{\mathrm{loss}}-{(2\mathrm{\π}\·f)}^2\·R\·L_a\·C+j\·2\mathrm{\π}\·f\·[R\·(R_a+R_{\mathrm{loss}})\·C+L_a]}.$

同样，对于小型环形天线，假定辐射和损耗电阻可以忽略不计，并在谐振条件下进行评估，

$\left|H_{N,R}\left(f_{\mathrm{res}}\right)\right|=\left|\frac{j\·2\mathrm{\π}\·f_{\mathrm{res}}\·L_a}{j\·2\mathrm{\π}\·f_{\mathrm{res}}\·L_a}\right|=1.$

根据图2，在LNA输入端的电阻器噪声电压密度V_N，R为开路电阻器噪声电压V_noise，R和电阻器噪声天线电路滤波器的传递函数的乘积：

V_N，R(f)＝|H_N，R(f)|·V_noise，R.

电阻器R的开路噪声电压由下述公知关系给出：

$V_{\mathrm{noise},R}=\sqrt{4\·k{\·T}_0\·R}$

其中k＝1.38×10^-23J/K是玻尔兹曼常数，T₀＝290°K是室温。对小型环形天线来说，在谐振条件下，|H_N，R(f)|为1，从而在LNA输入端的电阻器噪声电压密度为：

$V_{N,R}=\sqrt{4\·k{\·T}_0\·R}---\left(3\right)$

接收灵敏度被定义成为在接收机LNA输入端获得理想的信噪比而需要的电场强度。利用等式(2)和(3)，对小型环形天线来说，在LNA输入端的信噪比为：

$\mathrm{SNR}=\frac{V_{\mathrm{rx}}^2}{V_{N,R}^2}=\frac{{\left(\frac{2\mathrm{\π}\·f_{\mathrm{res}}\·N\·A\·Q\·E}{c}\right)}^2}{4\·k\·T_0\·R}.$

求解接收灵敏度E：

$E=\frac{c\·\sqrt{4\·k\·T_0\·R\·\mathrm{SNR}}}{2\mathrm{\π}\·f_{\mathrm{res}}\·N\·A\·Q}.$

对并联谐振电路来说：

$Q\≡\frac{R}{X_L}\·$

利用该定义替换前面关于E的表达式中的R，可得到：

$E=\frac{c}{N\·A}.\sqrt{\frac{4\·k\·T_0\·\mathrm{SNR}\·L_a}{2\mathrm{\π}\·f_{\mathrm{res}}\·}.}---\left(4\right)$

等式(1)指出对谐振条件下的小型环形天线来说，接收信号增益等于天线电路滤波器的Q值。但是，等式(4)表示由于电阻器噪声的影响，接收灵敏度的提高只取决于Q值的平方根。从而，预期对在LNA输入端的N dB的接收信号电平增大来说，净灵敏度增大仅仅为N/2dB。尽管是关于小型环形天线进行的说明，不过，信号增益和灵敏度之间的这种关系一般适用于所有天线类型。从而，以dB为单位的接收机的灵敏度包括10·log(Q)项。

自适应阻抗匹配

尽管高Q值天线电路滤波器能够提高信号增益和接收灵敏度，不过它们必须被精确地调谐。Q值越高，调谐要求就越苛刻。天线电阻易变，并且不可预测，取决于收听者的移动和天线相对于人体的方向。结果，相对于接收机的阻抗匹配通常损耗非常大。

为了克服这个问题，现有的便携式接收机通常把天线包括在扩展坞中。不过，这种解决方案并不可取，因为天线元件不便携，不能随同收听者一起移动。

理想的是获得一种克服这些和其它问题，尤其是供接收模拟和数字无线广播信号的便携的手持式接收机使用的天线设计。

通过控制施加于变容二极管的电压，能够实现高Q值电路的谐振调谐，所述变容二极管具有取决于该电压的可变电容。当接收的信号质量降低(归因于收听者调谐，天线阻抗变化，人体效应，等等)时，接收机自适应地利用调谐电压重新调谐该电路，以向LNA提供最大信号电压。图3中图解说明了称为自适应阻抗匹配(AIM)的这种处理。在图3中，当接收信号强度指示(RSSI)处于水平(1)时，在接收机调谐频率出现谐振峰。当RSSI变化时，谐振峰移动，如图3中所示。

AIM设法在接收机调谐频率，使天线增益达到最大。反馈控制回路被用于实现这个目标。图4中表示了接收机10，天线12和天线电路滤波器14的简化通用功能方框图。天线电路滤波器代替一些现有接收机的预选调谐功能。来自天线电路滤波器的线路16上的信号被用于产生线路18上的天线调谐控制信号。图4表示天线调谐控制信号来源于接收机内的AIM算法，而不是像利用预选滤波器的超外差接收机中那样跟踪LO电压。

图5是在AIM反馈控制下，用变容二极管24，26调谐环形天线22的接收机20的功能方框图。这里，环形天线被用作适合于FM或AM应用的通用例子。一般具有低辐射电阻和高电抗的电小天线(例如，小型内部环形天线)通常可用变容二极管控制的调谐电路28来调谐。该电路被调谐，从而在希望的输入信号的中心频率，或者非常接近所述中心频率处形成谐振增益峰。

调谐的天线电路滤波器由环形天线的电感L和变容二极管的电容C，连同任何其它的杂散电容或电感(包括人体效应)一起构成。与LNA输入电阻合作的阻尼电阻器R_damp被用于设定调谐电路的Q值。

接收机被表示成包括具有高输入阻抗的低噪声放大器30，IF或基带信号滤波器32，和如方框34中所示，在接收机中常见的其它组件，比如解调器，检测器等等。通过对为调谐频率提供适当电容的变容二极管施加电压，实现把天线电路滤波器调谐到所需频率。该调谐控制电压是由方框36中的AIM算法产生的反馈信号。AIM算法从线路40上的滤波IF或基带信号中获得接收信号强度指示(RSSI)估计38。AIM算法输出线路42上的控制值，所述控制值由数-模转换器46转换成线路44上的模拟控制电压。模拟控制电压由滤波器48滤波，从而在点56产生滤波控制电压，滤波器48由电阻器50，52和电容器54构成。为了提高线性，如图5中所示的背靠背的变容二极管对优于单个变容二极管。

假定辐射和损耗电阻可以忽略不计，在图5的例子中所示的简单的环形天线电路具有下述传递函数：

$H_a(f,R,L,C)=\frac{R}{R-4\·{\mathrm{\π}}^2\·f^2\·L\·C\·R+j\·2\·\mathrm{\π}\·f\·L}.$

谐振频率fres被设定成传递函数为实函数的频率。复传递函数的虚部可被设定成0，以得出fres的公知结果。

设定Re{H_a(fres，R，L，C)}＝0，随后求解fres

$\frac{R\·(R-4\·{\mathrm{\π}}^2\·{\mathrm{fres}}^2\·L\·C\·R)}{{(R-4\·{\mathrm{\π}}^2\·{\mathrm{fres}}^2\·L\·C\·R)}^2+{(2\·\mathrm{\π}\·\mathrm{fres}\·L)}^2}=0$

$\mathrm{fres}=\frac{1}{2\·\mathrm{\π}\·\sqrt{L\·C}}.$

不过，谐振频率不必是传递函数的峰值幅值，不过它通常接近于峰值幅值，尤其是对高Q值电路来说更是如此。AIM算法试图找出调谐电路的幅值的峰值。传递函数的幅值为：

$\left|H_a(f,R,L,C)\right|=\frac{R}{\sqrt{{(R-4\·{\mathrm{\π}}^2\·f^2\·L\·C\·R)}^2+{(2\·\mathrm{\π}\·f\·L)}^2}}$

通过把其导数设定为0，随后求解频率fpeak，可得到其峰值频率。

$\frac{d}{\mathrm{df}}\left|H_a(f,R,L,C)\right|=\frac{R\·[8\·{\mathrm{\π}}^2\·f\·L^2-16\·{\mathrm{\π}}^2\·f\·C\·L\·R\·(R-4\·{\mathrm{\π}}^2\·f^2\·L\·C\·R)]}{2\·{[{(R-4\·{\mathrm{\π}}^2\·f^2\·L\·C\·R)}^2+{(2\·\mathrm{\π}\·f\·L)}^2]}^{\frac{3}{2}}}$

当 $\frac{d}{\mathrm{df}}\left|H_a(\mathrm{fpeak},R,L,C)\right|=0,$ 时，求解fpeak；

$\mathrm{fpeak}=\frac{\sqrt{4\·C\·L\·R^2-2\·L^2}}{4\·\mathrm{\π}\·C\·L\·R}.$

不过，关心的量值是为了使调谐频率fdes下的增益的幅值达到最大而需要的电容C。求解电容，得到：

$\frac{d}{\mathrm{dC}}\left|H_a(f,R,L,C)\right|=\frac{4{\mathrm{\π}}^2\·f^2\·L\·R^2\·(R-4\·{\mathrm{\π}}^2\·{\mathrm{fpeak}}^2\·L\·C\·R)}{{[{(R-4\·{\mathrm{\π}}^2\·f^2\·L\·C\·R)}^2+{(2\·\mathrm{\π}\·f\·L)}^2]}^{\frac{3}{2}}}$

$C=\frac{1}{4\·{\mathrm{\π}}^2\·{\mathrm{fdes}}^2\·L}.$

这种情况下，当在真实的谐振频率下，或者说fdes＝fres，选择C时，达到传递函数的幅值峰值。这归因于Q随着C变化的事实。由于AIM算法产生施加于变容二极管的控制电压(CV)，因此有益的是把变容二极管的电容表述成AIM反馈控制电压CV的函数。

C＝Cvaractor(CV)；从而反函数可被表述成

CV＝Cvaractorinv(C)。

从而，本例中使频率fres下的调谐电路增益达到最大的目标反馈控制电压为：

$\mathrm{CV}=\mathrm{Cvaractorinv}\left(\frac{1}{4\·{\mathrm{\π}}^2\·{\mathrm{fdes}}^2\·L}\right).$

如果电路的所有条件都已知并且恒定，像本例中那样，那么按照上面的表达式，开发为每个所需的调谐频率fdes提供适当的控制电压CV的电路(特别是在数字控制之下)是相当简单的。

这种技术可用于具有固定特性的天线，而可用工厂校准适应组件容差。虽然随着温度的变化仍然是一个需要考虑的因素，不过限制Q的值(及一定的性能)足以适应参数变化。对超外差接收机的预选滤波器来说，这种技术是典型的。

不过，便携式天线具有变化极大的阻抗。如果没有适应变化的阻抗特性的手段，那么人体效应，较小的接地平面，以及由移动和方向引起的变化的天线特性(例如，耳塞线)会使这种技术不切实际。

AIM算法

AIM算法包括在反馈控制回路中，所述反馈控制回路自适应地确定为在所需的频率下使信号增益达到最大而需要的控制电压反馈信号。不同于上面给出的关于需求的控制电压CV的分析推导，不存在利用这种非静态过程中的未知或者变化的阻抗参数，直接计算调谐电路的适宜CV的实用方法。于是，采用一种间接的试探式算法方法来动态求解CV。

接收信号强度指示(RSSI)估计或测量被用于指示接收机的调谐信号带宽中的信号和噪声电平。RSSI被用作调谐电路的增益的代替物。通过在数字信号处理器(DSP)式设备中，计算输入信号的(近)瞬时功率，可以估计RSSI。对于一些接收机实现来说，估计RSSI的其它技术，比如用在模拟AGC控制电路中的二极管/电容器检测器也是可能的。例如可以在离散的时间间隔内计算RSSI样本。为了在这种情况下调整乘性增益，便利的是把RSSI(k)(单位：dB)计算成间隔k中的接收和滤波信号的多个信号样本r(t)的能量之和的对数，即：

$\mathrm{RSSI}\left(k\right)=10\·\log \left(\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|r(n+k\·N)\right|}^2\right)$

其中r(t)＝[a(t)·s(t)+n(t)]·he(fdes)·|H_a(fdes)|.

在上面的等式中，n是包括RSSI间隔k的N个信号样本中的第n个样本，he是天线的有效高度，H_a是天线电路的传递函数。

接收信号包括用信道增益a(t)缩放，并加上加性噪声n(t)的所需信号s(t)(如果存在的话)，和包含均在它们的所需中心频率fdes近似的天线的有效高度和调谐电路滤波器的乘积he(fdes)·|H_a(fdes)|的天线电路增益。试探式AIM算法的目的是求解使调谐电路在所需频率下的增益达到最大的所需CV。关于CV的解涉及关于非静态过程的随机导数表达式，即：

对于 $E\left\{\frac{d\left(\mathrm{RSSI}\right)}{d\left(\mathrm{CV}\right)}\right\}=0,$ 得出CV。

实际上，AIM算法改变CV的值，以致该导数在足够小的时间间隔内的预期值(或时间平均数)趋向于0。在其中CV近似稳定的时间间隔内，天线调谐参数几乎不发生变化。不断更新关于CV的解，以允许当调谐参数缓慢变化时提供一个解。

在一个例子中，利用离散的RSSI差分，而不是d(RSSI)实现该算法；另外，利用每个间隔，CV的变化量delta(具有±1极性或者direction(方向))替换d(CV)。随机导数被修改成随机差分等式的解，即：

对于 $E\left\{\frac{\mathrm{RSSI}\left(k\right)-\mathrm{RSSI}(k-1)}{\mathrm{CV}\left(k\right)-\mathrm{CV}(k-1)}\right\}=0,$ 得出CV；在k的变化范围内，

其中CV(k)＝CV(k-1)+direction·delta

注意每个样本，CV必须改变，以避免除以0。

试探式解

通过寻找为0的RSSI差分，AIM算法自适应地改变CV，目的在于使变化的RSSI值达到最大。这种反馈回路还适应由天线移动和人体效应引起的天线调谐电路参数的变化。反馈控制算法是解决改变控制电压，以使接收信号强度指示的变化与控制电压的变化的比值达到最小的问题的试探式逼近。

AIM是一种试图用CV的适当值，使RSSI达到最大的峰值保持反馈控制回路。它是对上面的随机导数表达式的解的试探式逼近。跟踪最大值(即，RSSI的峰值)或最小值的反馈控制技术固有地比跟踪单调地越过目标值(或0)的参数的技术(比如PLL)困难。这是因为实际上，峰值查找算法作用于待最大化的函数的导数。

上面的处理把函数的峰值转换成在其峰值，其导数为0，并且单调地越过0值的过零函数。与原始函数相比，导数通常噪声更大。导数(或者这种情况下的差分)还需要受控变量的动态作用，以估计其相对于时间的变化。这种动态作用通常导致反馈控制信号的抖动，造成在其峰值附近的变化(即，RSSI的变化)。RSSI的峰值会由于对信号和噪声的并不归因于天线调谐的其它影响而变化。AIM算法还必须适应这些情况。

关于支持AIM算法的元件，做出了几个假定，以帮助定义AIM算法的工作特性。假定调谐电路谐振峰值频率是唯一的，从而在某一时间点，对于特定频率，在变容二极管控制电压范围内，只存在一个峰值。不过，随着接收机和天线的移动，该峰值会在频率和振幅方面移动。RSSI值还会由于衰减、自动增益控制(AGC)或其它效应而变化。

一些算法函数和参数设定处理RSSI的动态性。在一个例子中，AIM算法被实现成周期性的重复过程，尽管严格的周期性并不是必要条件。对便携式FM或AM广播接收机来说，可以每秒大约10个周期地更新AIM算法。每个周期内的序列如下所示：

1.在周期开始时测量RSSI。

2.AIM算法计算下一个控制电压值CV。

3.控制电压CV被滤波，从而产生CVF，并应用于变容二极管。

4.该周期的剩余部分可用于CV滤波的稳定时间，以致对下一个周期来说，调谐电路已达到近稳定状态。

在图6中示意地(未按比例)图解说明了这种AIM周期。

下面给出试探式AIM算法的实现的更多细节。假定接收机(而不是天线调谐电路)被调谐到所需的信号频率，并在每个周期定期计算RSSI值。另外假定当变容二极管控制电压CVF位于在所需频率下引起天线调谐电路的谐振峰值的特定值附近时，RSSI值被最大化。不过，CV被初始化为某一其它值，可能被初始化为在其范围的中心的值。定义变量delta，和二进制值direction(+1或-1)，它们是在AIM算法中使用的中间变量。在每个周期，AIM算法输出新的控制电压CV。产生CVF的CV的滤波被用于避免在所需的信号中引入相位和振幅阶跃。滤波应平滑这些阶跃，以致使对解调性能的影响降至最小，这对相干解调来说尤其重要。优选双极点滤波器(优于单极点滤波器)，以确保紧接在阶跃之后的连续斜坡平滑。

首先说明简化的AIM算法，随后增加额外的复杂性，以应付特殊情况。单AIM简单周期可被描述成如下所示：

当它发现信号电平(RSSI)在减小时，AIM简单算法周期例子只改变控制电压detla(也称为增量)的direction。理想地，在没有噪声或其它影响的情况下，天线电路的CV和对应的谐振峰值将沿着增大连续RSSI值的方向移动，直到调谐峰值频率越过所需频率为止。在谐振峰值越过所需频率之后，RSSI值将减小，从而改变CV的direction和谐振峰值。CV将继续在峰值附近抖动，或者从一侧变化到另一侧。

注意每个AIM周期，CV必须变化(变化量为增量或阶跃值delta)；否则，会没有关于RSSI的斜坡(slope，或斜率)的有用信息。增量或者delta的大小决定在谐振峰值周围的抖动范围。在具有动态影响RSSI的噪声和其它因素的真实系统中，抖动范围往往会更大。与高Q值电路相比，低Q值天线电路会导致更大的抖动。另外，抖动还会使CV达到极限值，并被阻塞在所述极限值，因为RSSI不会变化。从而对实际实现来说，需要对AIM算法的一些修改。

与AIM控制电压一样，前面被视为施加于变容二极管的模拟控制电压的变量CV现在将被视为整数，因为它被用于设定数-模转换器(DAC)的电压输出。我们现在将通过定义变量CVF，区分变量标记CV和模拟滤波控制电压。CVF是施加于变容二极管的实际电压，即，滤波后的CV。对本例来说，假定8比特的DAC，这种情况下0≤CV≤255。不过，可能存在其中CV的范围导致远在频带之外的谐振频率的一些实现。为了避免当调谐范围远大于FM或AM频带时可能的不良影响，对CV可以提出一些其它更严格的限制，即，CVmin≤CV≤CVmax。下面所示的改进的AIM算法解决了这些顾虑。

“AIM算法周期”

输入RSSI；“RSSI被四舍五入或截断到最近的0.25dB”

图7中表示了上述算法的流程图。该算法开始于方框60，并初始化起始参数，如方框62中所示。方框64表示取回下一个RSSI。随后在方框66，评估该RSSI，以确定某些条件是否被满足。如果条件未被满足，那么在方框68中，向delta赋值。如果条件被满足，那么在方框70中，向delta赋予一个不同的值，并且改变direction。从而，可根据接收信号强度指示的降低，或者根据控制电压最小和最大限度，确定下一个控制电压阶跃的极性(以避免阻塞情形)。随后在方框72，设定CV的值，并把RSSIprev设定成RSSI。之后方框74表示CV被施加于变容二极管，并取回下一个RSSI。

考虑RSSI的定点分辨率。例如，可按具有0.25dB分辨率的对数分度计算RSSI。如果与RSSI分辨率相比，连续的信号电平变化较小，那么RSSI可以保持不变。这可归因于该频率范围内的低Q值电路。由于对AIM来说不存在足以观察在该序列内的RSSI减小的分辨率，从而将保持相同的direction，直到RSSI减小为止。

在图7的方框66中表示的AIM算法中的“if”条件避免当Q值较低，或者当CV到达端点时遇到的阻塞情形。改变direction或者要求RSSI值的降低，或者要求CV达到其在弹性边界CVmin或CVmax之一的限度。从而，RSSI量化具有保持相同的direction，直到RSSI降低到较低的量化值为止的作用。RSSI的量化步长应被设定成大于预期的RSSI估计噪声。即，利用足够的粗度量化接收信号强度指示，以抑制对较小的接收信号强度指示噪声值的不良响应。这种“捕获效应”增强了算法对调谐电路的斜坡的所需响应，而不是对RSSI噪声的所需响应。利用RSSI量化对抗噪声的一种备选方案是使用滞后性。这具有稍微更精确的优点。滞后性可适合于适应任意的噪声电平，从而不需要粗粒的RSSI量化。在下面的AIM算法中表示了滞后形式的AIM算法。

“ATM算法周期，利用RSSI滞后而不是量化”

在这个例子中，增量或delta的大小是自适应的，以更好地适应未知的Q值，以加速采集，并跟踪由变化的参数引起的变化的峰值频率。对本例来说，delta的最大值被限制为整个范围的1/8，并且该最大值还被用作初始值。这种限制防止过粗的CV分辨率，其初始值有助于快速采集。delta的最小值被设定为1，可达到的最小的DAC分辨率。delta的值适合于适应调谐电路的任意Q值。当采集、变化的参数或者低Q值需要时，自适应的delta还提供快速跟踪。

当RSSI降低时，delta的值被减小，从而direction被反转。这是因为RSSI的减小表示正在远离RSSI峰值。在反转direction之后，抖动范围和delta应被减小，因为为了获得最佳的性能，围绕峰值的抖动最终应被降至最小，使谐振峰接近于调谐频率。

如果direction未被改变，那么delta的值被增大，这具有当在峰值两侧来回抖动的时候，降低阶跃的数目的效果。这种增大有益于提高跟踪参数变化的能力，和适应于低Q值调谐。

当它抖动时，delta影响AIM周期的平均数目，因为这会影响对例如由移动引起的调谐参数的变化的响应时间。通过把简单自适应规则用于delta，它逼近这样的一个数值，以致当不存在RSSI噪声时，不管Q值如何，要沿着每个方向越过峰值，抖动都需要几个AIM周期。“抖动周期”被定义成沿着两个方向的CV往返移动。抖动周期从强制实施direction变化的AIM周期开始，它经过另一个direction变化的抖动范围，随后结束于紧接在下一个AIM direction变化周期之前的AIM周期。另外，定义delta增大因子U(例如，在上面的AIM算法例子中，U＝9/8)，和delta减小因子D(例如，在上面的AIM算法例子中，D＝3/4)。U和D都影响对参数变化的AIM响应时间，以及对噪声的抖动灵敏度。自适应地控制U和D因子，以确保稳定性和响应时间与跟踪精度之间的平衡。

考虑抖动周期中需要的AIM周期的最小数目。2个AIM周期的稳态抖动不能被维持。抖动周期前面被定义成正好需要2个direction变化的AIM周期，从而不会存在其它AIM周期。在每个AIM周期会需要direction反转，另外在每个AIM周期，还需要RSSI的持续减小。这只有当在每个AIM周期，信号和噪声功率连续大于RSSI分辨率地减小时才会发生，从而这不是稳态。不过，对于单调递减的信号衰落来说，这是理想的响应，因为CV保持在与信号衰落之前一样的范围中。

如果与偏离调谐峰值的增益减小相比，信号更快地单调递增，例如像信号从衰落恢复时那样，那么CV将继续沿着相同的方向前进。尽管这种情况下，信号增益实际上在减小，不过RSSI不减小，从而信号质量应在提高。一旦信号停止增大，那么CV将快速到达调谐峰值。

可以证明利用3个AIM周期能够维持抖动周期，不过它不稳定，因为delta减小到其下限。在一个例子中，抖动周期已被定义成刚好需要2个direction变化的AIM周期，从而第三个AIM周期必须不改变direction。考虑由3个AIM周期(AIM1，AIM2和AIM3)组成的永久的确定性抖动周期，以及对应的RSSI1＜RSSI3＜RSSI2。AMI1周期将按因子D减小delta，因为RSSI1＜RSSI3。AMI2周期将按因子U增大delta，因为RSSI2＞RSSI1。AIM3周期将按因子D减小delta，因为RSSI3＜RSSI2。由于该抖动周期由按因子D减小delta的2个AIM周期，和按因子U增大delta的一个AIM周期组成，因此如果D²·U＝1，那么能够维持该确定性抖动周期。如果D²·U＜1，那么在每个抖动周期，delta将继续减小，直到它达到其为1的下限，从而抖动周期被中断为止。相反，如果D²·U＞1，那么在每个抖动周期，delta将继续增大，直到它达到其上限(例如，CVmax/8)，从而抖动周期被中断为止。不过，只要由于变化的参数或者噪声的缘故，抖动周期需要4个以上的AIM周期，那么在前一个抖动周期内，delta的值被增大。即使D·U＝1，偶然的额外AIM周期最终也会使delta达到其上限，从而太不稳定，以至于不考虑。

如果由于较大的RSSI噪声，RSSI值完全是随机的，并且对于任意单个AIM周期来说，存在改变方向的0.5可能性，那么不改变方向的AIM周期的数目与确实改变方向的数目(即，按照定义为2)相同。从而，在这种随机情况下，每个抖动周期平均有4个AIM周期。如果D·U＜1，那么在每个抖动周期，delta将继续减小，直到它达到其为1的下限为止。相反地，如果D·U＜1，那么在每个抖动周期，delta将继续增大，直到它达到其上限(例如，CVmax/8)为止。从而重要的是D·U＜1，尤其是考虑到RSSI量化往往会抑制direction变化并增大U的比率。

对于delta被保持在其最小值和最大值之间的平衡状况，可以计算每个抖动周期的AIM周期的平均数目C。由于抖动周期刚好需要2个direction变化的AIM周期，因此不存在方向变化的其余AIM周期的数量必定为C-2。如果U^N-2·D²＝1，那么平衡时的delta的平均值被保持。从而，每个抖动周期的AIM周期的平均数为：

$C=2\·(1-\frac{\log \left(D\right)}{\log \left(U\right)})$

对本例来说，在U＝9/8和D＝3/4的情况下，C＝6.885。模拟和产品测试已指出U和D的这些值适合于平衡自适应时间(C)和抗噪声性。

当delta达到其最小值(例如，在这种情况下为1)时，存在它困在由4个AIM周期组成的抖动极限周期中的可能性，假定D·U＜1。这是合乎需要的，尤其是对高Q值调谐来说。

当delta达到其最大值(即使临时地)时，那么存在它困在由6个AIM周期组成的抖动极限周期中的可能性。这是因为在达到最大值的delta值之后的第一个AIM周期的D因子以第一个D因子限制第二对的U因子的乘积。从而，由于对delta的限制，第二个U因子被减小。该序列如下：

RSSI1＜RSSI0导致抖动周期中的第一个D

RSSI2＞RSSI1导致U

RSSI3＞RSSI2导致Ux，受限以致Ux＊U＝1/D

抖动周期的下半时类似：

RSSI4＜RSSI3导致抖动周期中的第二个D

RSSI5＞RSSI4导致U

RSSI6＞RSSI5导致Ux，受限以致Ux＊U＝1/D

于是，为了避免这种不合乎需要的极限周期情况，施加条件U²·D＜1。

本例中使用的值(U＝9/8，D＝3/4)满足不等式(U²·D＝243/256)。

delta的值应具有足够的精度，以避免在与增大或减小因子相乘之后的截断或限制。这种效果类似于定点无限脉冲响应(IIR)滤波器的有限精度效果。在这个例子中，delta应具有1/8或者更小的精度，以避免有限精度效果。

AIM模拟

图8和9中表示了AIM算法的模拟结果。图8用在60个AIM周期的范围内的CV，delta和direction变量的曲线图，图解说明AIM算法的模拟。图9用在60个AIM周期的范围内的滤波器增益HdB和RSSI变量的曲线图，图解说明AIM算法的模拟。在所述模拟中，用变容二极管调谐代表具有为10的适中Q值的环形天线的调谐电路。利用AIM反馈控制值CV，用8比特DAC控制该调谐电路。在RSSI样本中增加高斯噪声，以模拟估计误差。高斯噪声具有与RSSI分辨率相等的0.25dB的标准偏差。所需调谐频率被设定成以致为200的CV值会将其调谐到谐振。算法开始时的初始CV值被设定为0，从而能够观察AIM算法是如何对较大的初始失谐做出反应的，类似于新的信道频率的调谐和采集。

图8表示3个变量：CV，delta和direction的曲线图。从为0的初始值开始，CV在8个AIM周期内达到为200的目标值。CV越过为200的值，并继续在该目标值附近抖动，同时抖动范围逐渐减小。delta的值开始于32，随后当CV在其目标值200附近抖动的时候，delta继续减小。还表示了变量direction对CV的明显影响。图9的曲线图表示了CV对调谐电路增益HdB的影响，及其量化的有噪声的估计，RSSI。初始失谐具有超过15dB的增益损失。在抖动收敛到目标值之后，使增益损失很快降至最小；从而，增益损失最终局限于几分之一dB。

AGC交互作用

必须注意控制AIM与自动增益控制(AGC)的交互作用。由于AIM利用RSSI作为度量，因此存在与也利用某种RSSI度量的AGC的可能交互作用。对任何接收机设计来说，都应检查这些交互作用，两者的解决方案可能有些协同作用。在一个例子中，当接收机自动增益控制(AGC)调整其增益时，AIM计算周期被禁止。这避免AGC和AIM算法之间的不必要的交互作用。

理想地，AGC控制电压(或AGC信息)被用于RSSI估计，从而，AGC不应显著影响AIM性能。该AGC控制信息可能单独就足以满足RSSI，不过如果AGC控制并不“严格”，那么AGC调整之后的信号电平的进一步估计也是有益的。一些接收机可在RSSI估计之前采用自主连续AGC，从而AGC信息不可供RSSI估计之用。在这种情况下，AIM周期的更新速率应小于AGC时间常数。这会阻止AGC的往往抵消归因于AIM调谐的增益变化的影响，或者使所述影响降至最小。

一些接收机利用阶跃控制AGC，其中DAC式衰减器受到数字控制。如果关于该阶跃AGC控制的准确信息可供RSSI估计之用，那么ACG对AIM性能的影响应极小，认为AGC增益补偿了RSSI。另一方面，更简单地是每当施加AGC增益变化时，通过临时禁用AIM来避免AGC影响。重要的是认为当更新AGC增益，而不是AIM时，这实际上消耗2个AIM周期，而不是一个AIM周期，因为差分RSSI是度量。

图10的流程图表示每当需要AGC作用时，接收机可如何禁止AIM周期。算法开始于方框80，随后初始化起始参数，如方框82中所示。方框84表示在稳定时间之后计算下一个RSSI。随后在方框86中，确定是否需要AGC调整。如果是，那么在方框88中计算AGC，并再次计算RSSI。如果不需要AGC调整，那么在方框90中评估RSSI，以确定某些条件是否被满足。如果所述条件未被满足，那么在方框92中，向delta赋值，并确定平均CV。如果所述条件被满足，那么在方框94中，向delta赋值，并改变direction。随后在方框96中，设定CV的值，把RSSIprev设定成RSSI，并把CV施加于变容二极管。

AIM初始化和自动校准

如果不存在接收机可以得到的与调谐频率的优选CV值有关的信息，那么CV应被初始化成频带的中心。当调谐到新的频道时，代替利用默认的中心控制电压值，从先前调谐该频率时预先滤波的控制电压值中，确定初始控制电压值。如果接收机利用预置来保存喜爱的电台，那么相对于任何预置频率的初始CV可以和所述预置一起被保存。保存的预置CV可以是用于该频率的最后一个CV。当调谐到新的频道时，代替利用默认的中心控制电压值，可根据调谐频率和控制电压之间的事先已知的关系，确定初始控制电压值。可根据相对于每个调谐频率的最后的滤波控制电压信息，修正和更新调谐频率和控制电压之间的事先已知的关系。

最好，滤波的CV理应更精确。滤波CV的一个例子是在图10的流程图的方框92中计算的CVavg。如果使用搜寻/扫描功能，那么可取的是当增大频率时，允许CV继续跟踪，而不是对于每个调谐频率进行初始化。即使对于不可获得任何信号的频率，也应这样工作，因为AIM作用于信号或噪声。不过，如果扫描速率快于AIM周期率，那么对接收机来说，有益的是使用CV和调谐频率之间的某种近似关系。

AIM还可以更多地用作天线特性恒定的接收机的预选器滤波器：例如，一些具有环形天线的桌上型接收机。如果调谐频率和CV之间的关系是事先已知的，那么可对于每个频率计算初始CV值。此外，在调谐到该频率之后，AIM可提高精度。接收机还可利用该CV修正更新CV与频率的关系。这种特征取代了对从超外差接收机的LO电压获得的预选器变容二极管电压的需要。

这里说明的自适应阻抗匹配(AIM)技术提供一种提高电小天线的信号增益的手段，并且可在数字无线电接收机中实现。尽管AIM用来增强AM和FM广播信号(包括HD无线电信号)的接收，不过该技术并不局限于AM或FM广播接收机。

尽管利用几个例子说明了本发明，不过对本领域的技术人员来说，显然可对公开的例子做出各种变化，而不脱离由下述权利要求限定的本发明的范围。上面说明的各种实现和其它各种实现都在权利要求的范围之内。

Claims (41)

1.一种调谐天线电路的方法，包括：

(a)在天线接收信号；

(b)根据接收的信号，产生接收信号强度指示；

(c)利用所述接收信号强度指示产生控制电压；

(d)利用所述控制电压控制天线匹配电路中的电容；

(e)改变所述控制电压，以使所述接收信号强度指示的变化与所述控制电压的变化的比值达到最小，其中所述控制电压变化自适应调整的增量；以及

(f)重复步骤(a)、(b)、(c)、(d)和(e)。

2.按照权利要求1所述的方法，其中根据是否存在控制电压方向变化来调整所述增量。

3.按照权利要求1所述的方法，其中根据所述接收信号强度指示的减少，确定所述增量的极性。

4.按照权利要求1所述的方法，其中所述增量的极性以所述控制电压是否达到最小限度或最大限度为基础。

5.按照权利要求1所述的方法，其中利用所述接收信号强度指示产生所述控制电压的步骤通过把所述控制电压乘以增大因子或减小因子来改变所述控制电压，其中所述增大因子和所述减小因子是自适应地被控制的。

6.按照权利要求1所述的方法，其中利用足够的粗度量化所述接收信号强度指示，以抑制接收信号强度指示噪声值的变化。

7.按照权利要求1所述的方法，其中改变所述控制电压以使所述接收信号强度指示的变化与所述控制电压的变化的比值达到最小的步骤利用试探式逼进，使所述接收信号强度指示的变化与所述控制电压的变化的比值达到最小。

8.按照权利要求1所述的方法，其中当自动增益控制调整其增益时，禁用步骤(f)。

9.按照权利要求1所述的方法，其中利用所述接收信号强度指示产生所述控制电压的步骤使用根据先前滤波的控制电压值确定的初始控制电压值。

10.按照权利要求9所述的方法，其中所述初始控制电压值和频道预置一起被保存。

11.按照权利要求9所述的方法，其中根据调谐频率和所述控制电压之间的事先已知的关系，确定所述初始控制电压值。

12.按照权利要求11所述的方法，其中根据多个调谐频率中的每个调谐频率的滤波控制电压信息，更新所述调谐频率和所述控制电压之间的事先已知的关系。

13.按照权利要求1所述的方法，其中利用所述控制电压控制天线匹配电路中的电容的步骤包括：

产生数字控制信号；

把所述数字控制信号应用于数-模转换器，从而产生所述控制电压；以及

把所述控制电压施加于变容二极管。

14.按照权利要求13所述的方法，还包括：

在把所述控制电压施加于所述变容二极管之前，对所述控制电压进行滤波。

15.按照权利要求1所述的方法，其中所述接收信号强度指示由基带处理器估计。

16.按照权利要求1所述的方法，其中通过在数字信号处理器中计算接收信号的近瞬时功率，来估计所述接收信号强度指示。

17.按照权利要求1所述的方法，其中所述接收信号强度指示由模拟自动增益控制电路中的检测器来估计。

18.按照权利要求1所述的方法，其中所述接收信号强度指示包括在离散时间间隔内计算的样本。

19.按照权利要求1所述的方法，其中：

在多个周期中更新所述控制电压；和

其中对于每个周期，在每个周期的开始时产生所述接收信号强度指示，产生所述控制电压，对所述控制电压滤波，并把所述控制电压施加于变容二极管，所述周期的剩余部分能够供控制电压滤波的稳定时间之用。

20.按照权利要求1所述的方法，其中利用滞后性，调整所述接收信号强度指示。

21.按照权利要求1所述的方法，其中使所述控制电压抖动，导致所述接收信号强度指示在其峰值附近的变化。

22.按照权利要求1所述的方法，其中所述接收信号强度指示包括作为接收信号样本的能量之和的对数以dB为单位计算的样本。

23.按照权利要求1所述的方法，其中改变所述控制电压，使得所述接收信号强度指示相对于所述控制电压的导数的预期值逼近0。

24.一种无线电接收机，包括：

天线；

用于根据接收信号来产生接收信号强度指示的电路；

用于利用所述接收信号强度指示来产生控制电压的处理器；以及

包括用所述控制电压控制的电容的天线匹配电路；

其中所述处理器使所述控制电压变化自适应调整的增量，以通过使所述接收信号强度指示的变化与所述控制电压的变化的比值达到最小来使信号增益达到最大。

25.按照权利要求24所述的无线电接收机，其中根据是否存在控制电压方向变化，调整所述增量。

26.按照权利要求24所述的无线电接收机，其中根据接收信号强度指示的减少，确定所述增量的极性。

27.按照权利要求24所述的无线电接收机，其中所述增量的极性以所述控制电压是否达到最小限度或最大限度为基础。

28.按照权利要求24所述的无线电接收机，其中所述处理器把所述控制电压乘以增大因子或减小因子，其中所述增大因子和所述减小因子是自适应地被控制的。

29.按照权利要求24所述的无线电接收机，其中利用足够的粗度量化所述接收信号强度指示，以抑制接收信号强度指示噪声值的变化。

30.按照权利要求24所述的无线电接收机，其中所述处理器利用试探式逼进，使所述接收信号强度指示的变化与所述控制电压的变化的比值达到最小。

31.按照权利要求24所述的无线电接收机，其中所述处理器使用根据之前滤波的控制电压值确定的初始控制电压值。

32.按照权利要求31所述的无线电接收机，其中所述初始控制电压值和频道预置一起被保存。

33.按照权利要求24所述的无线电接收机，其中所述处理器使用根据调谐频率和所述控制电压之间的事先已知的关系确定的初始控制电压。

34.按照权利要求33所述的无线电接收机，其中根据多个调谐频率中的每个调谐频率的滤波控制电压信息，更新所述调谐频率和所述控制电压之间的事先已知的关系。

35.按照权利要求24所述的无线电接收机，还包括：

从所述处理器接收控制信号并产生所述控制电压的数-模转换器。

36.按照权利要求35所述的无线电接收机，还包括：

对所述控制电压进行滤波的滤波器。

37.按照权利要求36所述的无线电接收机，其中在多个周期中更新所述控制电压，并且其中对于每个周期，在周期的开始时产生所述接收信号强度指示，产生所述控制电压，对所述控制电压进行滤波，并把所述控制电压施加于变容二极管，以及所述周期的剩余部分能够供控制电压滤波的稳定时间之用。

38.按照权利要求24所述的无线电接收机，其中所述处理器包括基带处理器。

39.按照权利要求24所述的无线电接收机，其中所述接收信号强度指示包括在离散时间间隔内计算的样本。

40.按照权利要求24所述的无线电接收机，其中利用滞后性来量化所述接收信号强度指示。

41.一种调谐天线电路的设备，包括：

用于在天线接收信号的装置；

用于根据接收的信号来产生接收信号强度指示的装置；

用于利用所述接收信号强度指示产生控制电压的装置；以及

用于利用所述控制电压控制天线匹配电路中的电容的装置；

其中所述用于利用所述接收信号强度指示产生控制电压的装置使所述控制电压变化自适应调整的增量，以通过使所述接收信号强度指示的变化与所述控制电压的变化的比值达到最小，使信号增益达到最大。