CN103650355B

CN103650355B - 非福斯特电路稳定电路和方法

Info

Publication number: CN103650355B
Application number: CN201280033440.6A
Authority: CN
Inventors: 徐志伟; 迈克尔·W·扬; 唐纳德·A·希特克; 卡森·R·怀特
Original assignee: HRL Laboratories LLC
Current assignee: HRL Laboratories LLC
Priority date: 2011-07-06
Filing date: 2012-07-05
Publication date: 2016-02-24
Anticipated expiration: 2032-07-05
Also published as: EP2730031B1; WO2013006732A3; CN103650355A; EP2730031A2; EP2730031A4; WO2013006732A2; US9054798B2; US20130009724A1

Abstract

本发明公开了用于改善非福斯特电路的稳定性的方法和电路。所述方法包括多个步骤，而所述电路包括多个装置，用于测量所述非福斯特电路的天线端口或输出端口处的噪声驼峰功率，将所测量的噪声驼峰功率与对应于所述非福斯特电路的期望操作状态的期望噪声功率水平进行比较，以及调整所述非福斯特电路，以便产生所述期望噪声功率水平，从而实现所述非福斯特电路的期望操作状态。

Description

非福斯特电路稳定电路和方法

相关申请的交叉引用

本申请要求于2011年7月6日提交的标题为“Non-fosterCircuitStabilizationMethod(非福斯特电路稳定方法)”的美国临时专利申请第61/505,028号的优先权，其全部内容通过引用合并于此。

技术领域

本公开涉及可以用来提升非福斯特电路的稳定性从而可以提升使用非福斯特电路的电路的稳定性的方法。

背景技术

非福斯特天线匹配网络使用非福斯特电路(NFCs)，理论上，非福斯特电路可以通过使用有源非福斯特电路来合成负电容器和负电感器，以克服传统无源电路的限制。电小天线(ESA)趋向于具有电容性电抗，而在电小天线匹配网络中使用负电容性电抗可以用来大大抵消天线的电容，从而在非常宽的频率范围上和天线产生良好的匹配。

传统的天线匹配电路(其使用无源元件、电容器和可能使用电感器)依赖于频率，所以理想的匹配仅发生在一个频率上(或用于复杂匹配网络的一小组频率上)。该匹配通常在靠近理想频率的频率上符合要求，但是随着期望频率越来越远离理想频率，匹配效果恶化从而天线性能受损。在现有技术中，该匹配效果劣化的问题通过随着接收器和/或发送器改变频率来调整天线匹配电路得到了解决。

该解决方法在仅需要具有相对小的带宽来适应其所采用的解调或调制技术的窄带接收器和发送器的设备场景中很有效。

然而，有很多应用用于需要在宽的带宽上做出响应或操作的宽带宽接收器和发送器。

在现有技术中，J.G.Linvill和StephenE.Sussman-Fort等人提出了用于ESA的非福斯特天线匹配电路，以改善天线系统的信噪比(SNR)。参见1953年6月出版的《美国无线电工程师学会会刊》(Proc.IRE)第41卷由J.G.Linvill撰写的文章《TransistorNegativeImpedanceConverters》和2009年8月出版的电气电子工程师学会(IEEE)的《天线和传播汇刊》(TransactionsonAntennaandPropagation)第57卷由StephenE.Sussman-Fort和RonaldM.Rudish撰写的文章《Non-FosterImpedanceMatchingofElectricallySmallAntennas》。他们讲解了宽带匹配方法和相应的匹配电路，诸如负阻抗倒置器(NII)或负阻抗变换器(NIC)。再参见1966年9月出版的《电子快报》(ElectronicsLetters)第二卷第9期由P.R.Hoskins撰写的文章《Stabilityofnegativeimpedanceconverters》。ESA通常被定义为其(有源元件的)最大尺寸不大于期望天线操作的最高频率下的λ/2π波长的天线。所以，λ/2π长度的偶极子、λ/2π直径的环形或λ/2π对角尺寸的贴片被认为是电小。

非福斯特网络被提出用来实现接收器和ESA之间的宽带匹配。非福斯特网络克服了与由增益-带宽理论所严格限制的无源匹配电路相关的窄带宽和增益欠佳的问题。图1示出了StephenE.Sussman-Fort发表的用于电小天线的非福斯特匹配配置。

图1中的非福斯特匹配网络采用串联/并联负电容器或电感器来实现宽带匹配。图2给出了实现串联负电容器来完成该匹配的一个示例。

通常，通过NFC中的正反馈来实现负电容，因此，当连接至不适当的负载阻抗时就会产生振荡。另一方面，当接近振荡时，NFC获得最佳增益性能。所以，通常需要严格的公差以实现非福斯特天线匹配电路。

尽管有一些在相当精确的实验室设置条件下使用NFC的例子，但是因为所需的电路参数通常作为环境因素(例如，天线物理放置的位置)、环境影响(例如温度)、电路制造公差和电路老化的函数而变化，所以目前还没有发现NFC用于工业品中。至今，这些问题的解决方案还没有出现。因此存在对更加强健的NFC的需要，要求该NFC在有环境变化和制造公差等的情况下还能在高性能匹配状态中保持稳定。

虽然强健的NFC对于ESA来说特别的重要，但是强健的NFC在很多其它的应用(例如，在匹配天线大于典型ESA的天线匹配电路的应用)中同样非常有用。

发明内容

本发明的技术提供了实现非福斯特电路的适应和/或优化的方法和电路。

附图说明

图1是在宽带上实现高增益和噪声系数减小的用于电小天线的非福斯特匹配方法的示意图(现有技术)。

图2示出了为了实现电小天线的宽带匹配而实现的串联负电容器和负电感器的一个现有技术示例。

图3是用于天线匹配的非福斯特串联负电容器的一个示例性示意图。

图3a是图3的示例性示意图的一个可能的实施例，其中，有源器件以及电阻器的电阻和电容器的电容被具体地标明在图上。

图4是通过闭环控制来完成非福斯特电路优化的一个实施例或配置的示意图，图4a示出了图4中的滤波器的影响和噪声驼峰到达18的输出处的信号强度指示。

图5通过图表(a)-(d)示出了具有闭环控制的非福斯特电路的仿真结果。

图6描述了不同的非福斯特电路信号增益vs.变容二极管电容，所述变容二极管电容可以通过控制电压V_CTRL来编程，其中：(a)通过天线在电场中但未连接至接收器时NFC上的接收信号电压V_ant和开路天线电压之比所衡量的天线的灵敏度，其中V_in是开路天线电压；(b)NFC上的接收信号电压V_ant和内部输入的参考噪声电压V_n之比；(c)(b)和(a)之比；以及(d)示出了信号强度从V_SIG1到V_SIG2变化的一组曲线，与没有输入信号的情况相比，当观察频带中有输入信号时，需要更大的控制电压改变。

图7是本文中所公开的非福斯特电路适应方法的流程图。

图8是应用至发送实施例的非福斯特电路。

具体实施方式

公开了一种非福斯特电路适应方法和电路，用于稳定非福斯特电路(NFC)，并且优选地用于使采用NFC的非福斯特宽带天线匹配最优化，优选地用于电小天线，以及优选地用于存在环境变化、电路构造公差和组件老化时。

所公开的方法和电路通过在外部信号或内部器件噪声中，按照迭代方式检测NFC输出信号，来使NFC最优化和稳定。为了抵消天线在用于宽带宽操作的宽带宽上的正电抗，典型的NFC采用有源反馈来实现期望的负阻抗/负电抗变换或倒置。传统NFC的有源反馈在整个系统内产生潜在的正反馈并且使NFC处于亚稳态。从而，该脆弱的亚稳态随后将期望的增益和灵敏度提供给微弱的接收信号，但是该脆弱的亚稳态也容易受前述的环境变化的影响。由于环境变化所带来的微弱扰动能够触发现有技术的NFC中的正反馈，导致NFC偏离其期望的亚稳态从而进入不受控的信号放大状态，从而引起振荡。在亚稳态状况和振荡状态之间，存在所观测到的中间状态，其中振荡还未发生，但是来自NFC中的有源器件的有源器件噪声和/或接收信号被以大增益显著放大。这种中间状态被称为“噪声放大状态”。来自NFC的放大的噪声和信号可能使NFC下游位置的接收器不灵敏。为了实现非福斯特天线匹配电路的实际应用，相关的NFC必须能够适应环境的变化并且能够动态地调整自身以便一直保持在亚稳态，而不是在噪声放大状态或振荡状态。所公开的自适应方法和电路提供了这样的期望特征。该自适应方法和电路的重要特征包括：

(1)自动控制：其提供自动控制回路以使NFC一直处于无稳定性问题的具有最大效率和峰值增益的最佳状态。

(2)自适应：其在变化的环境中应用适应性调整能力以达到最佳性能。

(3)软件可配置性：图7的方法可以以软件来实现，该软件在计算机上执行以辅助不同的非福斯特电路的优化。

(4)紧凑型和低功率实现：所公开的方法允许具有非常少的组件数量的紧凑型和低功率实现。

(5)自动增益控制：所公开的方法还提供了对接收器前端的期望的自动增益控制能力。

在接近振荡状态或不稳定状态时，NFC处于最佳状态。在接近振荡状态时，因为内部器件噪声在潜在的振荡频率附近被大幅度放大，所以产生大量的带限输出噪声(即，噪声驼峰)。因为该噪声驼峰是不期望的，所以从接近振荡状态的点开始微调NFC以避免噪声驼峰，从而使得NFC处于最佳状态。例如，在图3中所示的非福斯特电路中，一个器件的电流噪声在天线端口处被以下面的方程式(1)所表示的增益放大：

V_{ant} / i_{n} = \frac{C_{c} (1 + {SC}_{ant} R_{ant})}{S^{2} C_{c}^{2} (R_{ant} C_{ant} + g_{m} R_{rec} R_{ant} C_{ant}) - g_{m} (C_{ant} - C_{c}) + {SC}_{c} C_{ant} (g_{m} R_{rec} - 2)}

方程式(1)

在图3中，天线12被建模为电容器C_ant串联R_ant，天线所接收的输入信号被建模为V_in，其与C_ant和R_ant串联，并且器件通道电流噪声中的一个被建模为i_n。C_C是电容器，其数值通过NFC10被转换成负电容。C_C优选地被实现为可变电容器(例如，变容二极管)，其电容通过控制信号V_CTRL来控制。

图3a描述了基于图3的示意图的一个可能的实施例的详细示意图。在该实施例中，电容器C_C固定而可变电容器被实现为变容二极管C_VAR(受控于V_CTRL)，变容二极管C_VAR在该实施例中置于源自C_C的负电容所产生的地方。这在缺少足够小的变容二极管或电容器(图3的电路中的C_C)时用于提供针对所产生的负电容的频率调整范围，以按期望实现小负电容。例如，假设需要产生约-1pF的负电容，根据图3的电路在Cc处将需要+1pF的变容二极管。但是，+1pF的变容二极管不容易获得，所以在图3a的实施例中，电容器C_C是具有4.7pF数值的固定电容器，其在NFC的输出处产生-4.7pF的电容。可变电容器(变容二极管C_VAR)被置为与NFC的输出并联，所以由NFC所产生的-4.7pF的电容被变容二极管C_VAR的正电容值抵消。通过对其施加大约6伏特的控制电压V_CTRL，所选择的变容二极管C_VAR产生3.6pF的电容。

上面所讨论的实施例的优选的器件类型和电容器和电阻器的优选值等标明在图3a上，但这并不代表限制。这些器件类型以及电容器和电阻器值可以由本领域普通技术人员按照需要进行修改。图3a的电路的输入端口耦合至ESA12而其输出端口(此处实现了V_out)优选地经过耦合电容器耦合至与NFC10耦合的接收器或收发器的低噪声放大器(LNA)14。V_BIAS用来控制晶体管Q3和Q4以便在NFC的核心中产生期望的偏置电流。在这个实现中，交叉连接的晶体管Q1、Q2和电容器C_C构成了NFC10的核心，而所有其他元件在其外围以补充非福斯特阻抗匹配功能(C_C的数值通过电路输出处的负补(negativecomplement)来匹配)。例如，C_VAR被用来扩展NFC10的调整范围而Q3、Q4和各电阻器被用来提供期望的偏压。同时应该很显然的是，如果固定电容器和可变电容器都被用来获取期望的负电容调整范围，则可变电容器可以置于C_C处而固定电容器(或另一个可变电容器)可以被用在NFC10的输出处，其中在来自天线12的输入和实现V_out的输出之间实现负电容。

因为NFC10在其潜在的振荡频率附近可以产生可识别的噪声驼峰，所以通过检测该噪声驼峰功率，能够使NFC10处于其最优状态。优化顺序可以是：(1)测量天线端口(图3中的V_ant处)或NFC输出端口(图3中的V_out处)的噪声驼峰功率，(2)将所测得的噪声驼峰功率与对应于NFC的最优状态的期望功率进行比较，(3)通过诸如改变电容器值(例如，图3中的C_C或图3a中的C_VAR)等，来调整NFC，从而产生期望的噪声功率水平以实现最优状态。

当在潜在的振荡频率附近不存在信号时，该方案很有效并且能被构造为闭环控制电路。图4示出了一个可能的电路实施例，其中NFC10被用在接收器中以作为匹配电路11来将天线12匹配至接收器，其中接收器在接收器前端可选地包括低噪声放大器(LNA)14。该实施例中使用了混合器16，其优选地采用处于非福斯特电路的潜在振荡频率的来自本地振荡器(LO)的本地振荡器信号将NFC10的输出下变换为基带信号，之后，采用低通滤波器18来滤除带外的信号，并且提取潜在的振荡频率附近的信号，其中潜在的振荡频率是观察频带。如图4a所示，只要LO信号和非福斯特电路的潜在振荡频率之间的频率差在反馈回路的带宽范围内，LO信号就可以是靠近(与“处于”相反)非福斯特电路的潜在振荡频率。在该实施例中，采用了1MHz的带宽。但是可以根据期望使用不同的带宽，其应该优选地包括非福斯特电路的潜在噪声驼峰振荡的频率范围，并且还优选地足够小，从而减少输入信号落入其通带的机率。

随后的信号强度指示器20检测信号功率，并且采用运算放大器(OpAmp)22完成对非福斯特电路10的闭环控制，例如，将信号强度指示器20的输出与表示其输入端的期望噪声强度的信号V_SIG进行比较，之后在其输出端产生控制信号V_CTRL。

图5示出了通过图4的闭环示例性地控制非福斯特电路的仿真结果。其表明输入信号强度通过闭环控制从10mV至150mV跟随V_SIG控制。输入信号频谱也验证了这一点。图4的NFC10可以是负阻抗倒置器(NII)或负阻抗变换器(NIC)。图3示出了NFC10作为NII来基于C_C的值产生负电容的实施例，在该实施例中负电容被布置为与下列项的阻抗串联：(i)由R_ant和C_ant表示的天线12，(ii)由R_rec表示的接收器。可以替代使用NIC来产生在某些阻抗匹配电路11中有用的负电感。匹配电路11可以包括现有技术中其本身已知的各种储能电路配置中所布置的额外的电容器和/或电感器，但是其中具有一个或多个负电容器和/或一个或多个负电感器，从而提供比仅使用正电容器和/或电感器可能的带宽更宽的带宽。匹配电路11可以被实现为仅NIC或仅NII，或者可以被实现为除了一个或多个NIC或NII之外，还具有额外的电抗元件。

图5描绘了图4的非福斯特电路的仿真结果，其中，图表(a)中，V_SIG从0至25μsec时等于10mV，之后从25至50μsec时变换成150mV，之后再变回10mV；信号强度指示器通过闭环控制跟随V_SIG；在图表(b)中，非福斯特电路控制信号相应地改变；在图(c)中，输入信号频谱从20至25μsec时显示与10mV信号强度相对应的-86dBv的噪声驼峰；而图(d)中，信号频谱从45至50μsec时显示与131mV信号强度相对应的-54.5dBv的噪声驼峰。

假设在观察频带内不存在外部信号，图4中所示的控制电路可以控制NFC10，从而使其处于具有预定义的噪声水平的最优状态。然而，有时外部输入信号会落入观察频带内。如果该输入信号强于观察带内的噪声，则前述图4的控制电路可能不能如前述采用V_SIG来很好地优化非福斯特电路10。考虑到这个问题，存在非福斯特电路10优选地应该被分开优化的两种情况：

(1)如果在观察频带内没有外部信号，如上所述，则图4中所示的控制电路可以利用V_SIG作为表示最佳噪声水平的DC数值来优化NFC10，以从非福斯特电路(接近于振荡状态)实现最佳效率和峰值增益。

(2)如果在观察频带内有外部信号，则图4中所示的控制电路可以作为自动增益控制(AGC)电路，其通过设置V_SIG(其值通过包括LNA14的下游接收器确定)来将信号放大至期望的信号强度水平，以便不降低该接收器中LNA14后面的电路的灵敏度以及确保期望的噪声性能。该情况和上面的情况(1)的不同之处是：在观察频带内检测到的信号能量不仅包括NFC10所产生的噪声，还包括观察频带内经过天线12到达的输入信号。无线通信接收器通常包括LNA14、混合器、中频滤波器和可编程增益放大器(由于无线通信接收器被本领域所公知，所以为了简化说明起见，只对LNA14进行描述)。无线通信接收器的前端包括前述的LNA14，并且该接收器通常更期望来自接收器的前端电路的恒定的输出信号强度，例如，前述的LNA14的输出。在图4的实施例中，信号被天线12接收，之后经过NFC10去到LNA14，再之后经过LNA14的所述输出去到无线通信系统的其它部分。信号强度不应该大到降低接收器中后续电路(例如前面提到的混合器)的灵敏度，并且不应该小到由于后续电路中的噪声因素而降低接收器的灵敏度。为了最好地适应NFC10，可能需要与在情况(1)中使用的不同的NFC控制电压V_SIG，以确保NFC10结合LNA14一起将V_radio下的恒定输出信号提供至接收器的剩余部分。来自NFC10和LNA14的期望的输出信号水平由接收器的放大器以及混合器电路的噪声和线性特性来确定。相应的V_SIG将控制NFC10来提供该期望的输出信号强度(被LNA14放大后)，并且能够通过仿真或通过实际的测量来导出。

为了确定至控制环的V_SIG，首先假设NFC10在情况(1)下操作，其中设置V_SIG来优化对产生的噪声功率具有限制的NFC的阻抗匹配性能。接收器系统分析该条件下的接收信号并确定是否在观察频带内存在信号。如果在该频带内没有信号，则V_SIG优选地仍然保持原样。如果在观察频带内检测到信号，并且其强度大大高于NFC10所产生的噪声功率，例如大于6dB，则V_SIG可以被配置为不同的数值，以使得NFC10和LNA14提供接收器系统其它部分所期望的期望输出信号强度。因为在该情况下，观察频带内的大部分功率是由输入信号所贡献的，因此是来自NFC10的输出信号。此外，在上述情况(2)中，控制NFC10以设置NFC的增益，以从LNA14(例如)提供恒定的输出信号，从而，电压V_SIG本质上执行自动增益控制(AGC)功能。值得注意的是，在上述情况(2)中，观察频带内存在比NFC10所产生的噪声强得多的信号(在所给出的例子中大于6dB)。当信号较小并且低于接收器灵敏度水平时，则参考上述情况(1)按期望控制NFC10。

为了区分上述两种情况，即，观察频带内存在和不存在信号，优选地使用两点测量法。其基于一个事实，即，图4中的非福斯特电路稳定器回路响应于天线12处的输入信号而不是响应于NFC10的内部器件噪声来产生不同值的V_CTRL。方程式(2)给出输入信号放大系数，而方程式(3)示出了图3中所示的NIC10的内部器件噪声放大系数。图6通过图表(a)示出了来自天线12的接收信号电压V_ant相对于天线12的开路电压V_in的增益与负电容C_C的值的对比，通过图表(b)示出了来自NFC10的接收信号电压V_out相对于器件输入的参考噪声电压(V_n＝i_n/g_m)的增益，以及通过图(c)示出了两者之比。很显然的是，在潜在振荡频率附近，输出信号电压增益变化大大小于器件输入的参考噪声电压增益。这表明NFC10的控制电压(V_CTRL)的变化将引起比信号强度变化更大的噪声强度变化。因此，基于这一点，采用两点测量法来确定在观察带内是否存在信号。

图7是所公开的非福斯特电路适应方法的一个实施例的流程图。在图7的方法中，首先在步骤701将V_SIG设置为V_SIG1，并在步骤702测量非福斯特控制电压来作为V_CTRL1，之后将V_SIG改变为V_SIG2(参见步骤703)并且测量相应的非福斯特控制电压来作为V_CTRL2(参见步骤705)，其中V_SIG2>V_SIG1。如果V_CTRL1-V_CTRL2大于预先定义的阈值(V_THRESHOLD)，则观察带内不存在信号并且在步骤705中选择分支“否”；否则，观察带内存在信号并且在步骤705中选择分支“是”。

V_{ant} / V_{in} = \frac{{SC}_{ant} C_{c} (R_{rec} + 2 / g_{m}) - C_{ant}}{(R_{rec} + R_{ant} + 2 / g_{m}) {SC}_{ant} C_{c} + C_{c} - C_{ant}}

方程式(2)

V_{ant} / V_{n} = \frac{C_{c} (1 + {SC}_{ant} R_{ant}) g_{m}}{S^{2} C_{c}^{2} (R_{ant} C_{ant} + g_{m} R_{rec} R_{ant} C_{ant}) - g_{m} (C_{ant} - C_{c}) + {SC}_{c} C_{ant} (g_{m} R_{rec} - 2)}

方程式(3)

图6描绘了多个非福斯特电路信号增益vs.变容二极管电容，其中变容二极管可以通过控制电压V_CTRL被编程，在图6中：图表(a)示出了NFC处的接收信号电压V_ant相对于来自天线的电压V_in之比；图表(b)示出了NFC处的接收信号电压V_ant相对于内部器件输入的参考噪声电压V_n(V_n＝i_n/g_m)之比，图表(c)示出了图表(b)和图表(a)之比，而图表(d)示出了相比于不存在输入信号的情况，当观察带内存在输入信号时从V_SIG1到V_SIG2的信号强度改变需要更大的控制电压变化的一组曲线。

基于该两点测量技术，再次考虑图7中阐述的方法的实施例，可以根据步骤705的结果来确定观察带内是否存在输入信号。如果没有识别到输入信号，则该方法(参见步骤707)通过预定义的表示期望噪声驼峰水平的V_SIG，来将图4的NFC10配置为最优状态；如果存在外部信号(参见步骤707)，则图4所示的电路作为自动增益控制器来控制NFC以实现最佳信号接收质量。

在考虑图7中的剩余方框之前，首先来考虑如何确定上述参考图7所讨论的各种值。那些值优选地通过图4的电路的计算机仿真或通过图4电路的硬件测量来确定。如前面参考图6所述的，两点测量优选地用于区分观察频带内存在或不存在信号的情况。可以预期的是，当观察频带内存在信号时，V_CTRL2-V_CTRL1的数值大于不存在这样的信号的情况时的数值。可以通过实验或分析来确定V_CTRL2-V_CTRL1的阈值，从而区分这两种情况。现在，V_SIG被设置为非常小的值以定义V_CTRL1。之后，V_SIG被设置为较大的值以定义V_CTRL2。当不存在接收信号时，能够通过电路仿真或硬件测量来确定这两个值。当观察带内的接收信号比背景中所引入的和/或由NFC10所引入的噪声至少高6dB时，则假定观察带内存在接收信号，否则，则认为观察带内不存在信号。换句话说，如果存在比本底噪声高6dB的接收信号，该情形就被定义为“有信号”。如果不存在接收信号，或接收信号高于本底噪声的值小于6dB,，该情形就被定义为“无信号”。通过仿真或者硬件测量来再次确定“有信号”情形时的V_CTRL1和V_CTRL2。之后选取前面所述的两种情况的V_CTRL2-V_CTRL1的平均值作为阈值V_THRESHOLD的值。该6dB的数值用在此处仅作为示例性数值，用于为接收器提供足够好的信噪比(SNR)，从而从噪声背景中识别出信号。根据所使用的接收器的性能和所使用的任何信号处理方法，如有需要，可以使用上述6dB数值之外的其它数值。

一旦信号状态(观察频带内有信号和无信号)被确定，则能够设置相应的V_SIG。依靠仿真或硬件特征来确定与可以提供最佳性能(包括增益、灵敏度等)的噪声功率相对应的最佳的V_SIG。当频带内有信号存在时，V_SIG通常通过LNA14的接收器下游的电路来确定，其中LNA14需要能够提供最佳线性度和噪声的固定信号功率。

V_SIG的值可以根据系统性能要求确定。当检测频带内不存在信号时，V_SIG本质上决定测量的噪声驼峰功率以及非福斯特电路的增益。对于接收器中的应用而言，非福斯特电路输入的参考噪声必须小于目标最小接收功率(接收器灵敏度)减去系统所需信噪比(SNR)所得的数值。因此，目标噪声驼峰功率等于允许输入的参考噪声功率乘以非福斯特电路增益，该乘积可以根据给出的详细设计来计算或仿真得出。对于发送器中的应用而言，为符合FCC的规定，噪声驼峰功率必须小于由每个标准所规定的最大的带外噪声水平。当检测频带内存在信号时，V_SIG决定非福斯特电路的输出信号强度。该情形通常发生在接收模式期间，这是由于在非福斯特电路优化期间，能够控制发送器不发送任何信号。来自非福斯特电路的输出信号被发送至随后的电路，例如LNA或混合器。这些电路通常偏好特定的信号强度，以通过最小化噪声和失真的影响而获得最佳的信号质量。因此，可以通过分析其噪声和线性度性能来根据随后的电路所期望的输出信号强度确定V_SIG的值。值得注意的是，通过前述方法所确定的V_SIG的值可能不会让非福斯特电路在所有系统中都处于最佳状态。因此，在一些情况中，可能需要电路仿真或硬件测量来改善该V_SIG的值。

下面给出根据本技术的原理的示例，以便能够完全理解所示出的构思，但是并不代表所示出的构思仅可以被应用到该唯一示例或实施例。假设无线接收器在前端LNA14处优选为-30dBm的输出功率。该优选与所公开的NFC10无关。但是，存在用于LNA14的对应V_SIG1，以便向所给出的设计回路提供-30dBm的输出功率。如果该LNA具有20dB增益，即，NFC10的输出应该是-50dBm。可以采用仿真或直接测量来确定该V_SIG1，以从NFC10提供该-50dBm的输出，从而从LNA14(假设其增益为20dB)输出-30dBm。

关于上述的从LNA14输出的优选的-30dBm，该数值通过无线接收器的设计来确定，并且该数值可能由于不同接收器的功能设计的不同而不同。

同时，假设接收器不能发射超过-54dBm的输出，以避免与其它接收器的不必要的干扰。该数值由政府规定(例如，已由美国FCC发布)来设定。所以，可以计算NFC10可以输出多大的噪声功率。应当注意的是，在NFC的输出功率与其发射回天线12的功率之间存在关系。作为政府规定所针对的主题且符合政府规定的返回天线的发射，由于该关系(其可以被仿真和计算)而会影响NFC10所允许的输出。假设这两个数值之间没有差别(假设是1对1的关系)，则从NFC10输出的最大信号强度也被限制为-54dBm，因此来自LNA的最大信号强度为-34dBm。再次可以使用仿真或直接测量来确定V_SIG2，从而从LNA传送-34dBm的输出。

当期望的带宽内不存在信号(上述情况1)时，使用V_SIG2来确保来自NFC10的发射满足下面段落中所描述的要求。当识别出信号(情况2，比噪声大6dB)时，使用V_SIG1来确保LNA的输出信号强度一直是大约-30dBm(对于该特定实施例)，从而确保接收器的性能且满足发射限制。

LNA的输出信号强度和V_SIG之间的关系可以通过分析、仿真和测量来确定。所公开的回路具有从V_SIG至来自LNA的输出信号强度的增益，其由NIC增益G_NIC、混合器增益G_MIXER、滤波器增益G_filter、信号强度指示增益G_SSI和比较器增益G_COMP决定。其可以表示为以下简单的方程式：

(V_in-V_SIG)*G_COMP*G_NIC*G_MIX*G_filter*G_SSI＝V_SIG

其中，V_in＝V_NIC*G_MIX*G_filter*G_SSI。

其中，V_NIC是NIC的输出信号，其能够通过下面的方程式与LNA的输出相联系：

V_LNA＝V_NIC*G_LNA，其中G_LNA是LNA的增益。

通过上面这些方程式，可以根据期望的V_LNA计算得出V_SIG。关于V_LNA，如上述，其由接收器本身且由政府规定来确定。

回到图7，在通过步骤706或707将V_SIG设置为适当的数值之后，在步骤708进行一个测试，以确定V_SIG的数值是否应该随着校准时间的结束而被重新计算。如果校准时间已结束，则选取“是”分支，再次确定V_SIG。如果校准时间还没有结束，则选取“否”分支至步骤709并且使图4的反馈回路以之前确定的V_SIG的数值运行。针对校准时间所选择的数值取决于图4电路的使用环境的变化速度。如果环境改变非常快，则V_SIG需要频繁的重新校准。例如，如果天线12安装在移动的车辆上，则校准时间可能短至几毫秒。另一方面而言，在相对静止的环境中，可能使用诸如几秒的较长的校准时间。所以优选地通过天线在其信号环境中进行迁移的速度来控制针对校准时间所选择的数值。

图7中的功能可以通过本领域技术人员所公知的许多方式来实现。例如，实现图7中功能的装置可能是数字信号处理器、现场可编程门阵列或通用数字计算机。通用数字计算机可以包括非易失性存储器和执行存储在非易失存储器内的指令的处理器。

设置C_C是一个挑战。可以通过在方程式3中给出最大数值(即，使分母最小同时仍然能够实现的Cc的值)来计算C_C。导致分母为0的根给出复数的C_C值。之后，C_C减少约10-15％，然后使用其实部。这就提供了NFC的期望的高增益。

图4的实施例显然是接收器。图8示出了将NFC10应用为发送实施例。当在发送器中应用时，NFC10可以通过检测所产生的噪声功率来优化，其中，输出噪声功率必须小于由预期用途所指定的最大的带外功率水平。如以上针对图4的接收器的描述，可以利用类似的调整方法来确定期望的V_SIG。图8的控制回路随后确定V_CTRL并且使非福斯特电路处于最佳状态。

已经结合本发明的具体实施例而描述了本发明，本发明的修改将浮现在本领域技术人员眼前。因此，本发明不限于所公开的实施例，而是通过所附的权利要求进行具体的限定。

优选地包含本文中所描述的全部元件、部件和步骤。应当理解，对于本领域技术人员而言显而易见的是，任何这些元件、部件和步骤可以被其它的元件、部件和步骤来替换或者可以一起删除。

明显地，本文公开了一种用于改善非福斯特电路的稳定性的方法和电路。所述方法包括多个步骤，而所述电路包括多个装置，用于测量非福斯特电路的天线端口或输出端口的噪声驼峰功率，将测量的噪声驼峰功率与对应于非福斯特电路的期望操作状态的期望噪声功率水平进行比较，以及调整非福斯特电路，以便产生期望的噪声功率水平，从而实现非福斯特电路的期望操作状态。

构思

至少下列构思在本文中出现。

构思1.一种改善非福斯特电路的稳定性的方法，其包括：

在所述非福斯特电路的天线端口或输出端口测量噪声驼峰功率；

将测量到的噪声驼峰功率和与所述非福斯特电路的期望操作状态相对应的期望水平的噪声功率进行比较；

调整所述非福斯特电路，以产生所述期望水平的噪声功率，从而实现所述非福斯特电路的期望操作状态。

构思2.根据构思1所述的方法，还包括，在存在有效带内信号和不存在有效带内信号的两种情况之间进行区分，以确定期望噪声功率。

构思3.根据构思2所述的方法，其中，所述两种情况之间进行区分的步骤包括执行两点测量来区分在观察频带内存在信号的情况和在观察频带内不存在信号的情况。

构思4.根据构思2所述的方法，其中，有效带内信号是比所述非福斯特电路所产生的噪声至少大3dB的信号。

构思5.根据构思2所述的方法，其中，有效带内信号是比所述非福斯特电路的本底噪声至少大6dB的信号。

构思6.一种用于耦合天线和接收器的匹配电路，所述匹配电路包括：

非福斯特电路，其将所述天线耦合至所述接收器；

混合器，其具有耦合至所述非福斯特电路的输出端的第一输入端并且具有耦合至本地振荡器的第二输入端；

信号强度检测器，其用于测量所述混合器输出的信号的信号强度；

比较器电路，其用于将所述信号强度检测器的输出与对应于期望噪声水平的信号进行比较，所述比较器电路产生用于控制布置在所述非福斯特电路内的电抗元件的电抗的控制信号。

构思7.根据构思6所述的匹配电路，其中，所述非福斯特电路被实现为负阻抗倒置器，并且所述电抗元件是可变电容器，所述控制信号用于控制所述可变电容器的电容。

构思8.一种用于耦合天线和发送器的匹配电路，所述匹配电路包括：

可调非福斯特电路，其用于将所述天线耦合至所述发送器；

比较器电路，其用于将所述信号强度检测器的输出与对应于期望噪声水平的信号进行比较，所述比较器电路产生提供至所述非福斯特电路的调节信号。

构思9.一种用于耦合天线和发送器的匹配电路，所述匹配电路包括：

非福斯特电路，其用于将所述天线耦合至所述发送器；

构思10.一种稳定电路，其用于改善非福斯特电路的稳定性，所述稳定电路包括：

测量装置，用于测量所述非福斯特电路的天线端口或输出端口处的噪声驼峰功率；

比较装置，用于将所测量的噪声驼峰功率和与所述非福斯特电路的期望操作状态相对应的期望水平的噪声功率进行比较；以及

调整装置，用于调整所述非福斯特电路，以产生所述期望水平的噪声功率，从而实现所述非福斯特电路的期望操作状态。

构思11.根据构思10所述的稳定电路，其还包括区分装置，用于在存在有效带内信号和不存在有效带内信号的两种情况之间进行区分，以确定所述期望噪声功率。

构思12.根据构思11所述的稳定电路，其中，用于在所述两种情况之间进行区分的区分装置包括执行两点测量的装置，其执行两点测量来区分在观察频带内存在信号的情况和在观察频带内不存在信号的情况。

构思13.根据构思11所述的稳定电路，其中，有效带内信号是比所述非福斯特电路所产生的噪声至少大3dB的信号。

构思14.根据构思11所述的稳定电路，其中，有效带内信号是比所述非福斯特电路的本底噪声至少大6dB的信号。

Claims

1.一种改善非福斯特电路的稳定性的方法，其包括：

测量所述非福斯特电路的天线端口或输出端口处的噪声驼峰功率；

将测量到的噪声驼峰功率和与所述非福斯特电路的期望操作状态相对应的期望水平的噪声功率进行比较以产生控制信号；以及

以所述控制信号调整所述非福斯特电路，以产生所述期望水平的噪声功率，从而实现所述非福斯特电路的期望操作状态。

2.根据权利要求1所述的方法，还包括：在存在有效带内信号和不存在有效带内信号的两种情况之间进行区分，以确定所述期望水平的噪声功率。

3.根据权利要求2所述的方法，其中，在所述两种情况之间进行区分的步骤包括：执行两点测量来区分在观察频带内存在有效带内信号的情况和在观察频带内不存在有效带内信号的情况。

4.根据权利要求2或3所述的方法，其中，所述有效带内信号是比所述非福斯特电路所产生的噪声至少大3dB的信号。

5.根据权利要求2或3所述的方法，其中，所述有效带内信号是比所述非福斯特电路的本底噪声至少大6dB的信号。

6.一种用于耦合天线和接收器的匹配电路，所述匹配电路包括：

非福斯特电路，其将所述天线耦合至所述接收器；

信号强度检测器，其用于测量所述混合器输出的信号的信号强度；以及

比较器电路，其用于将所述信号强度检测器的输出与对应于期望噪声水平的信号进行比较并且产生用于控制布置在所述非福斯特电路内的电抗元件的电抗的控制信号从而实现所述非福斯特电路的期望操作状态。

7.根据权利要求6所述的匹配电路，其中，所述非福斯特电路被实现为负阻抗倒置器，并且所述电抗元件是可变电容器，所述控制信号用于控制所述可变电容器的电容。

8.一种用于耦合天线和发送器的匹配电路，所述匹配电路包括：

可调非福斯特电路，其用于将所述天线耦合至所述发送器；

混合器，其具有耦合至所述可调非福斯特电路的输出端的第一输入端并且具有耦合至本地振荡器的第二输入端；

比较器电路，其用于将所述信号强度检测器的输出与对应于期望噪声水平的信号进行比较并且产生提供至所述可调非福斯特电路的调节信号从而实现所述可调非福斯特电路的期望操作状态。

9.一种用于耦合天线和发送器的匹配电路，所述匹配电路包括：

非福斯特电路，其用于将所述天线耦合至所述发送器；

10.一种稳定电路，其用于改善非福斯特电路的稳定性，所述稳定电路包括：

比较装置，用于将所测量的噪声驼峰功率和与所述非福斯特电路的期望操作状态相对应的期望水平的噪声功率进行比较以产生控制信号；以及

调整装置，用于以所述控制信号调整所述非福斯特电路，以产生所述期望水平的噪声功率，从而实现所述非福斯特电路的期望操作状态。

11.根据权利要求10所述的稳定电路，其还包括区分装置，用于在存在有效带内信号和不存在有效带内信号的两种情况之间进行区分，以确定所述期望水平的噪声功率。

12.根据权利要求11所述的稳定电路，其中，用于在所述两种情况之间进行区分的区分装置包括执行两点测量的装置，其执行两点测量来区分在观察频带内存在有效带内信号的情况和在观察频带内不存在有效带内信号的情况。

13.根据权利要求11或12所述的稳定电路，其中，所述有效带内信号是比所述非福斯特电路所产生的噪声至少大3dB的信号。

14.根据权利要求11或12所述的稳定电路，其中，所述有效带内信号是比所述非福斯特电路的本底噪声至少大6dB的信号。