KR20230131267A

KR20230131267A - 모터 제어 장치 및 이를 구비한 구동 시스템

Info

Publication number: KR20230131267A
Application number: KR1020237027883A
Authority: KR
Inventors: 히카루 우미노
Original assignee: 오리엔탈모터가부시끼가이샤
Priority date: 2021-01-18
Filing date: 2022-01-12
Publication date: 2023-09-12
Also published as: US20240178775A1; CN116802988A; WO2022154027A1; TW202249412A; EP4280452A1; JP2022110307A

Abstract

모터 제어 장치는, 회전자 위치 센서를 사용하지 않는 센서리스 제어에 의해 교류 동기 모터를 제어한다. 이 모터 제어 장치는, 고정 좌표계 상에서의 상기 교류 동기 모터의 회전자의 위치를 제1 추정 방법에 따라 추정하는 제1 위치 추정기와, 고정 좌표계 상에서의 상기 교류 동기 모터의 회전자의 위치를 상기 제1 추정 방법과는 다른 제2 추정 방법에 따라 추정하는 제2 위치 추정기와, 상기 제1 위치 추정기 및 상기 제2 위치 추정기의 추정 결과에 기초하여, 상기 교류 동기 모터를 구동하는 구동 제어 수단을 포함한다.

Description

모터 제어 장치 및 이를 구비한 구동 시스템

관련 출원

본 출원은 2021년 1월 18일에 일본 특허청에 제출된 일본 특허출원 2021-5622호에 기초한 우선권을 주장하는 것으로, 본 출원의 전체 내용은 인용에 의해 여기에 포함된다.

기술 분야

본 발명은 센서리스 제어(sensorless control)에 의해 교류 동기 모터를 제어하는 모터 제어 장치 및 이를 구비한 구동 시스템에 관한 것이다.

교류 동기 모터란, 회전자에 영구 자석을 내장하고, 교류 전류의 공급을 받아 작동하도록 구성된 전동 모터를 말하며, 브러시리스(brushless) DC 모터, 스테핑 모터 등을 포함한다. 단적으로는, 직류 전류의 공급을 받아 정류자를 이용하여 권선 전류의 방향을 변화시키는 구성 이외의 전동 모터는 교류 모터의 범주에 포함되며, 회전자에 영구 자석을 내장하는 전동 모터는 동기 모터의 범주에 포함된다.

교류 동기 모터를 위한 전형적인 모터 제어 장치는, 직류를 교류로 변환하는 인버터를 구비하고, 이 인버터에 의해 전동 모터에 교류 전류를 공급한다. 인버터를 적절하게 제어하기 위해서는, 회전자 위치 정보가 필요하다. 따라서 회전자의 회전 위치를 검출하는 회전자 위치 검출기의 출력을 이용하여 인버터가 제어된다.

회전자 위치 검출기를 사용하는 대신, 회전자 위치를 추정하고, 추정한 회전자 위치에 기초하여 인버터를 제어함으로써 교류 모터를 구동하는 방식이 알려져 있다. 이러한 제어 방식은 ‘위치 센서리스 제어 (position sensorless control)’, 또는 간단히 ‘센서리스 제어(sensorless control)’라고 불린다. 회전자 위치 검출기를 생략함으로써, 회전자 위치 검출기의 실장 위치 정밀도 및 회전자 위치 검출기에 관련된 배선을 고려할 필요가 없어진다. 게다가 센서리스 제어는, 물리적으로 회전자 위치 검출기를 배치할 수 없는 모터나, 회전자 위치 검출기가 사용 환경에서 버틸 수 없는 용도의 모터에도 적용할 수 있다는 이점이 있다.

전형적인 센서리스 제어에서 회전자 위치 추정은, 유기(誘起) 전압법에 의해 이루어진다. 유기 전압법이란, 전압 지령 및 전류 검출값을 사용하여 모터 모델에 기초한 연산으로 유기 전압을 구하고, 그 유기 전압을 이용하여 회전자 위치를 추정하는 방법이다. 보다 구체적으로는, 회전자와 동기하여 회전하는 dq 회전 좌표계의 dq축에 대해, Δθ의 축 오차를 갖는 γδ 회전 좌표계를 상정한다. 이 γδ 회전 좌표계의 γδ축상에서 유기 전압을 추정하고, Δθ가 0이 되도록 추정 속도를 출력하는 PLL(phase-locked loop) 제어를 행한다(특허문헌 1). 이밖에 dq축상에서 적응 옵저버를 이용하여 회전자 자속 위치를 추정하고, 회전자 자속의 d축 성분이 0이 되도록 속도를 추정하는 방법도 알려져 있다(특허문헌 2). 이들 방법은 비교적 큰 유기 전압이 발생하는 중고속 영역에서 적용 가능하다.

0속도를 포함하는 저속 영역에서는 유기 전압이 작기 때문에, 유기 전압을 추정하기 어려우므로 다른 방법이 사용된다. 구체적으로는 dq축상에서 전압 지령에 대해 고주파 전압 지령을 중첩하고, 그 고주파 전압 지령에 대한 전류의 응답을 검출함으로써, 모터 인덕턴스에 포함되는 회전자 위치의 정보를 연산한다. 이를 통해 축 오차 Δθ를 얻고, 축 오차 Δθ가 0이 되도록 속도를 추정한다(특허문헌 3).

전체 속도 영역에서 센서리스 제어를 행하는 방법으로서, 전술한 두 개의 방법을 조합하는 것이 제안되었다. 구체적으로는, 저속 영역에서는 고주파 전압 지령을 중첩하는 후자의 방법을 이용한다. 중고속에서는 고주파 중첩 전압을 작게하고 적응 자속 옵저버로 추정 위치를 얻는 전자의 방법을 이용한다(특허문헌 4). 또한 양측의 추정 방법에 의해 얻어지는 추정 위치에 가중치를 부여해, 부하가 걸려 있어도 원활한 제어 전환을 가능하게 하는 방법도 공개되었다(특허문헌 5).

특허문헌 1: 일본특허공개 2008-011616호 공보, 단락 0007~0016 특허문헌 2: 일본재공표특허 02-091588호 공보, 식(18) 특허문헌 3: 일본특허공개 2002-058294호 공보, 단락 0076, 수식 8 특허문헌 4: 일본재공표특허 2010-109528호 공보, 청구항 5, 6 특허문헌 5: 일본재공표특허 2014-128887호 공보, 단락 0063, 도 6 특허문헌 6: 일본특허공개 2006-158046호 공보, 단락 0005 특허문헌 7: 일본특허공개 H08-256496호 공보 특허문헌 8: 일본특허공개 H10-094298호 공보, 단락 0001, 0042 비특허문헌 1: Z. Chen 외 ３명,「An Extended Electromotive Force Model for Sensorless Control of Interior Permanent-Magnet Synchronous Motors」, IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRIAL ELECTRONICS, VOL. 50, NO. 2, APRIL 2003、 p.288~295 비특허문헌 2: T. Aihara 외 4명, 「Sensorless Torque Control of Salient-Pole Synchronous Motor at Zero-Speed Operation」, IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, VOL. 14, NO. 1, JANUARY 1999、p.202~208

0속도부터 고속 영역까지의 전체 속도 영역에서 안정적으로 높은 응답률로 구동하는 위치 센서리스 제어를 실현하기는 어렵다. 이는, 저속 영역에서의 제어 방법에서 중속 영역에서의 제어 방법으로 천이할 때의 제어 전환의 문제와, 저속 영역에서의 위치 추정의 응답성이 나쁜 것에 기인한다.

고주파 전압을 중첩하는 방법은, 특허문헌 6에서도 지적된 것처럼, 고주파 전류로 인한 진동의 문제가 발생한다. 또한 고주파 전압의 주파수는 기껏해야 수백 Hz 미만이기 때문에, 위치 연산의 주기가 길다. 나아가 그다지 높지 않은 주파수의 고주파 전압 지령을 dq축상에서의 전류의 응답으로 복조 처리함으로써, 위치 연산의 응답은 더욱 낮아진다. 따라서, 고주파 중첩 방식을 사용하는 한, 저속 영역에서의 위치 연산의 응답성은 그 제한을 받는다.

뿐만 아니라 dq 회전 좌표계의 dq축상에서 추정하는 경우, 연산이 가능한 양은, 회전자 위치 그 자체가 아니라 위치 오차 Δθ이다. 회전자 위치를 구하기 위해서는, 상기 PLL 제어를 이용하여 속도를 출력하고 그 속도를 적분함으로써, 고정자에 고정된 αβ 고정 좌표계상의 위치 θ를 연산할 필요가 있다. 그러나 PLL 제어기의 응답성에는 한계가 있다. 또한 Δθ의 연산에는, 추정 회전 좌표계(γδ 회전 좌표계)에서의 전류값 등을 사용하기 때문에, 급가감속이나 급부하에 의해 Δθ가 커지면 추정 정밀도가 악화된다. 따라서, 저속 영역과 중고속 영역에서 각각 연산되는 Δθ에 편차가 발생한다. 이 때문에 저속 영역에 대한 추정(저속 추정)과 중고속 영역에 대한 추정(중고속 추정)의 전환 영역에서 추정 위치가 불규칙적으로 되거나, 채터링(chattering)을 일으키기도 한다.

이들에 의해 야기되는 실용상의 문제의 예는 다음과 같다. 예를 들어 모터가 고속 영역에서 작동하는 중에 급부하로 인해 모터가 정지되는 상황에서는, 중고속 추정에서 저속 추정으로 전환된다. 이 때, 모터가 탈조되거나, 지령 방향과는 반대 방향으로 폭주하는 경우가 있다. 급가감속에서도 같은 문제가 발생한다.

이와 같이 센서리스 제어로 교류 동기 모터를 제어하는 경우, 응답성이 나쁜 것에 기인하는 장해가 발생한다.

따라서 본 발명의 일 실시형태는, 회전자 위치를 고속으로 추정할 수 있어 응답성이 우수한 제어를 실현할 수 있는 모터 제어 장치 및 이를 구비하는 구동 시스템을 제공한다.

본 발명의 일 실시형태는, 회전자 위치 센서를 사용하지 않는 센서리스 제어에 의해 교류 동기 모터를 제어하는 모터 제어 장치를 제공한다. 이 모터 제어 장치는, 고정 좌표계 상에서의 상기 교류 동기 모터의 회전자의 위치를 제1 추정 방법에 따라 추정하는 제1 위치 추정기와, 고정 좌표계 상에서의 상기 교류 동기 모터의 회전자의 위치를 상기 제1 추정 방법과는 다른 제2 추정 방법에 따라 추정하는 제2 위치 추정기와, 상기 제1 위치 추정기 및 상기 제2 위치 추정기의 추정 결과에 기초하여, 상기 교류 동기 모터를 구동하는 구동 제어 수단을 포함한다.

이 구성에 따르면, 제1 추정 방법 및 제2 추정 방법은 모두 고정 좌표계 상에서의 회전자의 위치를 추정하기 때문에, 제1 위치 추정기 및 제2 위치 추정기는 모두 위치 추정을 고속으로 실시할 수 있다. 따라서, 제1 위치 추정기 및 제2 위치 추정기의 추정 결과에 기초한 교류 동기 모터의 제어는, 우수한 응답성을 갖는다.

본 발명의 일 실시형태에서, 상기 제1 추정 방법 및 상기 제2 추정 방법은 모두 회전자 위치의 오차를 추정하지 않고 회전자의 위치를 추정한다. 이 구성에 따라, 회전자 위치 오차의 추정을 거치지 않고 회전자의 위치를 고속으로 추정할 수 있으므로, 우수한 응답성으로 교류 동기 모터를 제어할 수 있다.

본 발명의 일 실시형태에서, 상기 제1 추정 방법 및 상기 제2 추정 방법은 모두 회전자 위치의 오차가 0이 되도록 회전자의 추정 속도를 출력하는 PLL(phase-locked loop) 제어를 사용하지 않고 회전자의 위치를 추정한다. 이 구성에 따라 고속 위치 추정이 가능하므로, 우수한 응답성으로 교류 동기 모터를 제어할 수 있다.

본 발명의 일 실시형태에서 상기 제1 위치 추정기는, 고정자의 1 전기각 주기에 상당하는 회전자의 회전에 대해 2주기의 변동을 갖는 추정 위치 신호를 출력하고, 상기 제2 위치 추정기는, 고정자의 1 전기각 주기에 상당하는 회전자의 회전에 대해 1주기의 변동을 갖는 추정 위치 신호를 출력한다.

본 발명의 일 실시형태에서 상기 제1 위치 추정기는, 고정자의 1 전기각 주기에 상당하는 회전자의 회전에 대해 2주기의 변동을 갖는 추정 위치 신호를 출력하고, 상기 제2 위치 추정기는, 고정자의 1 전기각 주기에 상당하는 회전자의 회전에 대해 1주기의 변동을 갖는 추정 위치 신호를 출력하고, 상기 모터 제어 장치는, 상기 제1 위치 추정기의 추정 위치 신호를 고정자의 1 전기각 주기에 상당하는 회전자의 회전에 대해 1주기의 변동을 갖는 주기 신호의 추정 위치 신호로 변환하는 주기 변환기를 추가로 포함한다.

이 구성에 의해, 고정자의 1 전기각 주기에 상당하는 회전자의 회전에 대해 1주기의 변동을 갖는 주기 신호로 이루어진 2종류의 추정 위치 신호를 얻을 수 있으므로, 이들을 용이하게 합성하여 타당한 추정된 위치 신호를 얻을 수가 있다.

본 발명의 일 실시형태에서 상기 제1 위치 추정기는, 상기 교류 동기 모터에 위치 검출 전압 벡터가 인가될 때 당해 교류 동기 모터의 권선 전류에 발생하는 전류 리플에 기초하여 당해 교류 동기 모터의 인덕턴스의 변화를 포착하여 회전자의 위치를 추정한다. 이러한 제1 위치 추정기는, 0속도를 포함하는 저속 영역의 회전자 위치를 추정하기에 적합하다.

본 발명의 일 실시형태에서 상기 제2 위치 추정기는, 확장 유기 전압 추정값에 기초하여 회전자의 위치를 추정한다. 이러한 제2 위치 추정기는, 유의미한 유기 전압이 발생하는 중고속 영역의 회전자 위치를 추정하기에 적합하다.

본 발명의 일 실시형태에서는, 상기 제1 위치 추정기가 출력하는 추정 위치 신호인 제1 추정 위치 신호와, 상기 제2 위치 추정기가 출력하는 추정 위치 신호인 제2 추정 위치 신호를 상기 회전자의 회전 속도 또는 확장 유기 전압 벡터 길이에 따라 전환하거나 가중치를 부여하여 합성하여, 합성 추정 위치를 생성하는 추정 위치 합성기를 추가로 포함한다. 그리고 상기 구동 제어 수단은 상기 추정 위치 합성기가 생성하는 상기 합성 추정 위치에 따라 상기 교류 동기 모터를 구동한다.

이 구성에 따르면, 제1 추정 위치 신호 및 제2 추정 위치 신호를 전환하거나 가중치를 부여하여 합성함으로써, 적절한 합성 추정 위치를 얻을 수 있다. 제1 및 제2 추정 위치 신호의 전환 또는 가중 합성은, 회전자의 회전 속도 또는 확장 유기 전압 벡터 길이에 따라 수행되기 때문에 넓은 회전 속도 영역에서 회전자 위치를 정확하게 나타내는 합성 추정 위치를 생성할 수 있다. 이를 통해 교류 동기 모터를 적절하게 제어할 수 있다.

덧붙여, 제1 위치 추정기가 고정자의 1 전기각 주기에 상당하는 회전자의 회전에 대해 2주기의 변동을 갖는 추정 위치 신호를 출력하고, 상기 제2 위치 추정기가 고정자의 1 전기각 주기에 상당하는 회전자의 회전에 대해 1주기의 변동을 갖는 추정 위치 신호를 출력하는 경우에는, 상기 제1 위치 추정기의 추정 위치 신호를 고정자의 1 전기각 주기에 상당하는 회전자의 회전에 대해 1주기의 변동을 갖는 주기 신호의 추정 위치 신호로 변환하는 주기 변환기를 구비하고, 이 주기 변환기가 생성하는 추정 위치 신호를 상기 제1 추정 위치 신호로서 이용하는 것이 바람직하다. 이 경우, 제1 및 제2 추정 위치 신호는 모두 고정자의 1 전기각 주기에 상당하는 회전자의 회전에 대해 1주기의 변동을 갖는 주기 신호이기 때문에, 이들을 용이하게 합성하여 타당한 합성 추정 위치를 얻을 수가 있다. 이 경우, 합성 추정 위치는 또한, 고정자의 1 전기각 주기에 상당하는 회전자의 회전에 대해 1주기의 변동을 갖는주기 신호가 된다.

본 발명의 일 실시형태에서 상기 모터 제어 장치는, 모터 전류 및 회전자 회전 속도에 따라 상기 제1 추정 위치 신호 및 상기 제2 추정 위치 신호를 각각 보상하는 제1 보상기 및 제2 보상기를 추가로 포함한다. 또한 다른 실시형태에서 상기 모터 제어 장치는, 모터 전류 및 회전자 회전 속도에 따라 상기 합성 추정 위치를 보상하는 합성 추정 위치 보상기를 추가로 포함한다. 이들 구성에 따라 보다 정확하게 회전자 위치를 추정할 수 있으므로, 교류 동기 모터를 보다 적절히 제어할 수 있다.

본 발명의 일 실시형태에서 상기 제1 위치 추정기는, 상기 교류 동기 모터에 위치 검출 전압 벡터가 인가될 때 당해 교류 동기 모터의 권선 전류에 발생하는 전류 리플에 기초하여 당해 교류 동기 모터의 인덕턴스의 변화를 포착하여 회전자의 위치를 추정하는 것이다. 그리고 상기 추정 위치 합성기는, 회전자의 회전 속도가 소정 값 이상이 되는 고속 영역에서, 상기 제1 추정 위치 신호를 사용하지 않고 상기 합성 추정 위치를 생성한다. 또한 상기 고속 영역에서 상기 위치 검출 전압 벡터의 인가가 정지된다.

이 구성에 따르면, 고속 영역에서는 유기 전압에 의해 정확한 위치 추정이 가능하기 때문에, 제1 추정 위치 신호를 사용하지 않고 합성 추정 위치가 생성된다. 이에 따라 정확한 추정 위치에 기초하여 교류 동기 모터를 적절히 제어할 수 있다. 뿐만 아니라 고속 영역에서는 위치 검출 전압 벡터의 인가를 정지함으로써, 교류 동기 모터의 구동에 미치는 영향을 억제할 수 있으며, 진동 등의 억제를 도모할 수 있다.

본 발명의 일 실시형태는, 교류 동기 모터와, 상기 교류 동기 모터에 교류 전류를 공급하는 인버터와, 상기 인버터를 제어하는 상술한 모터 제어 장치를 포함하는 구동 시스템을 제공한다. 이 구성에 따라 우수한 응답성으로 교류 동기 모터를 구동할 수 있다.

본 발명에서 상술한 또는 또 다른 목적, 특징 및 효과는, 첨부 도면을 참조하여 후술하는 실시형태의 설명에 의해 명확해진다.

도 1a는 본 발명의 일 실시형태에 따른 모터 제어 장치를 구비한 구동 시스템의 구성을 설명하기 위한 블록도이다.
도 1b는 상기 모터 제어 장치에 구비되는 컨트롤러의 기능적인 구성을 설명하기 위한 블록도이다.
도 2a는 상기 컨트롤러의 가중 위치 추정기의 구성예를 나타낸 블록도이다.
도 2b는 상기 컨트롤러의 가중 위치 추정기의 다른 구성예를 나타낸 블록도이다.
도 3은 상기 모터 제어 장치에 구비된 인버터의 구성예를 설명하기 위한 전기 회로도이다.
도 4a 및 4b는 인버터의 8개 상태에 대응하는 전압 벡터를 나타낸다.
도 5는 교류 모터의 모델을 나타내는 전기 회로도로, Δ결선된 3상 모터 모델을 나타낸다.
도 6a는 교류 모터(M)의 저속 회전 시(정지 상태 포함)의 전압, 전류 및 전류 미분의 파형도의 예를 나타낸다.
도 6b는 교류 모터(M)의 저속 회전 시(정지 상태 포함)의 전압, 전류 및 전류 미분의 다른 파형도의 예를 나타낸다.
도 7은 교류 모터의 모델을 나타내는 전기 회로도로, Y결선된 3상 모터 모델을 나타낸다.
도 8은 UVW 고정 좌표 상의 이상적인 정현파 인덕턴스의 예를 나타낸다.
도 9a, 9b 및 9c는 이상적인 정현파 인덕턴스와 관련하여, αβ 고정 좌표계상의 인덕턴스(L_α, L_β, M_αβ), dq 회전 좌표계상의 인덕턴스(Ld, Lq, Mdq) 및 인덕턴스의 m, n, s 성분을 계산하여 플롯한 예를 나타낸다.
도 10a, 10b 및 10c는 이상적인 정현파 인덕턴스로부터 3종의 전압 벡터를 인가할 때의 전류 미분값을 계산한 예를 나타낸다.
도 11a, 11b 및 11c는 자기 해석에서, 3상 표면 자석형 모터에 대해, 모터의 q축 전류가 0인 상태에서, 상기 3종의 전압 벡터를 입력하고, 회전자 위치를 전기각 1주기 회전시켰을 때의 전류 미분값을 나타낸다.
도 11d는 위치 추정용 3상 신호(Us, Vs, Ws)를 나타낸다. 도 11e는 αβ 고정 좌표계 상에서의 위치 추정용 2상 신호(αs, βs) 및 이들에 기초하여 얻어진 추정 위치를 나타낸다.
도 12a 및 도 12b는, 도 11a 내지 도 11e가 얻어진 상태일 때의 모터 인덕턴스(Lu, Lv, Lw, Muv, Mvw, Mwu)와 각 상 코일의 쇄교 자속을 자기 해석으로 구한 결과를 각각 나타낸다.
도 13a 및 도 13b는 q축 전류가 양일 때의 모터 인덕턴스(Lu, Lv, Lw, Muv, Mvw, Mwu)와 각 상 코일의 쇄교 자속을 자기 해석으로 구한 결과를 각각 나타낸다. 도 13c 및 도 13d는 q축 전류가 음일 때의 모터 인덕턴스(Lu, Lv, Lw, Muv, Mvw, Mwu)와 각 상 코일의 쇄교 자속을 자기 해석으로 구한 결과를 각각 나타낸다.
도 14a는 q축 전류가 양인 경우의 위치 추정용 3상 신호(Us, Vs, Ws)를 나타낸다. 도 14b는 q축 전류가 음인 경우의 위치 추정용 3상 신호(Us, Vs, Ws)를 나타낸다. 도 14c는 q축 전류가 양 및 음인 각 경우에 대해 연산한 추정 위치를 나타낸다. 도 14d는 q축 전류가 양 및 음인 각 경우에 대해 이상적인 추정 각도에 대한 추정 위치의 오차를 나타낸다.
도 15a는 병진 보정 후의 추정 위치를 나타낸다. 도 15b는 병진 보정 후의 추정 위치의 오차를 나타낸다.
도 16a는 고조파 보정 후의 추정 위치를 도시한다. 도 16b는 고조파 보정 후의 추정 위치의 오차를 나타낸다.
도 17a 및 도 17b는, 도 12a에 나타낸 UVW 고정 좌표 상의 인덕턴스를 αβ 고정 좌표계 및 dq 회전 좌표계에서의 인덕턴스로 변환한 결과를 각각 나타낸다. 도 17c는 대응되는 성분(m, n, s)을 나타낸다.
도 18a, 도 18b 및 도 18c는, 모터 전류가 0이고 3종의 전압 벡터를 사용하여 얻은 전류 미분값을 각각 나타낸다.
도 18d는 동상의 전류 미분값의 차분으로 구성된 위치 추정용 3상 신호(Us, Vs, Ws)를 나타낸다. 도 18e는 그 위치 추정용 3상 신호(Us, Vs, Ws)로부터 연산한 추정 위치를 나타낸다.
도 19a, 도 19b 및 도 19c는, 모터선에, U상이 0, V상이 양, W상이 음인 전류를 고정상 여자로 인가하고, 외부로부터 강제적으로 모터를 회전시켰을 때의 전류 미분값의 취득 결과를 나타낸다.
도 20a는, 도 18a, 도 18b 및 도 18c의 전류 미분값의 결과로부터 2종의 전압 벡터만을 사용하여 구성한 위치 추정용 3상 신호(Us, Vs, Ws)를 나타낸다. 도 20b는 그 위치 추정용 3상 신호(Us, Vs, Ws)를 이용하여 추정 위치를 연산한 결과를 나타낸다.
도 21a는, 도 18a, 도 18b 및 도 18c의 전류 미분값의 결과로부터 위치 추정용 3상 신호(Us, Vs, Ws)를 동상의 차분에 의해 구성한 예를 나타낸다. 도 21b는 그 위치 추정용 3상 신호(Us, Vs, Ws)를 이용하여 추정 위치를 연산한 결과를 나타낸다.
도 22a는, 도 21a의 신호(Vs, Ws)를 두 배로 재연산한 위치 추정용 3상 신호(Us, Vs, Ws)를 나타낸다. 도 22b는 이들을 이용하여 추정 위치를 연산한 결과를 나타낸다.
도 23은, 펄스 인가를 이용한 제1 추정 방법에 의해 생성되는 2주기 신호와, 확장 유기 전압을 이용한 제2 추정 방법에 의해 생성되는 1주기 신호를 나타낸다.
도 24는, 2주기 신호를 1주기 신호로 변환하는 주기 변환기에 의한 처리를 설명하기 위한 흐름도이다.
도 25는, 도 24의 처리에 따른 주기 변환 결과의 예를 나타낸다.
도 26은, 추정 위치 합성기에 의한 제1 및 제2 추정 위치 신호의 가중 합성 또는 전환 합성의 예를 나타내는 흐름도이다.
도 27은, 도 26의 처리에 따른 가중 합성 또는 전환 합성의 처리 결과의 예를 도시한다.
도 28은, 급가속 동작에 관한 실험 결과를 나타낸다.
도 29는, 급정지 동작에 관한 실험 결과를 나타낸다.
도 30은, 추정 위치에 대한 보상(보정)을 추가하여 급정지 동작 실험을 행한 결과를 나타낸다.

이하에서는, 종래의 기술에서는, 저속 영역과 중고속 영역에서의 추정 연산이 모두 위치 오차 Δθ를 출력하기 때문에, 추정 위치 θ를 얻기 위해서는 별도의 PLL 제어가 필요하다는 문제를 해소하고, 전체 속도 영역에서 높은 응답률의 센서리스 제어를 실현하는 실시형태를 설명한다. 이 실시형태는 모두 αβ 고정 좌표계에서 회전자 추정 위치를 연산하는 제1 추정 방법 및 제2 추정 방법을 사용한다. 제1 및 제2 추정 방법은 모두 회전 좌표계의 위치 오차 Δθ의 추정을 거치지 않고 고정 좌표계 상에서의 회전자의 위치를 추정한다. 또한, 제1 및 제2 추정 방법은 모두 회전 좌표계의 회전자의 위치 오차 Δθ가 0이 되도록 회전자의 추정 속도를 출력하는 PLL 제어를 이용하지 않고, 고정 좌표계 상에서의 회전자의 위치를 추정한다. 따라서, 고속으로 위치 추정이 가능하기 때문에, 응답성이 우수한 모터 제어를 실현할 수 있다.

제1 추정 방법은, 구체적으로는 PWM 제어 주기마다 인가되는 전압에 의해 발생하는 전류 리플을 바탕으로 αβ 고정 좌표계에서의 추정 위치를 얻는 방법으로, 저속 영역에서의 회전자 위치 추정에 적합한 추정 방법이다. 제2 추정 방법은, 확장 유기 전압의 연산에 최소 차원 옵저버를 적용하여 αβ 고정 좌표계에서의 추정 위치를 얻는 방법으로, 중고속 영역에서의 회전자 위치 추정에 적합한 추정 방법이다. 제2 추정 방법으로는, 예를 들면, 비특허문헌 1 및 특허문헌 7에 기재된 방법을 채용할 수 있다.

이 실시형태는 제1 및 제2 추정 방법 모두의 추정 결과를, 추정 속도 또는 확장 유기 전압 벡터 길이에 기초하여 전환하거나, 가중치를 부여하여 합성하여, 최종적인 추정 위치(합성 추정 위치)로 한다. 이를 통해 PLL 제어를 이용하지 않고 모터 정지 시에도 포함되는 전체 속도 영역에서, 높은 응답률로 순조롭게 센서리스 제어를 실현할 수 있다.

제1 추정 방법 및 제2 추정 방법에 의해 각각 구해지는 추정 위치가 다른 문제에 대해서는, 각각의 추정 위치가 참 위치에 가까워지도록 보상을 가함으로써 해결할 수 있다.

예를 들면, 전류 리플 검출을 이용한 제1 추정 방법에 의한 추정 위치(제1 추정 위치)는 모터 전류에 의해 큰 오차를 발생시킨다. 따라서 모터 전류에 따라 제1 추정 위치를 보상한다. 제1 추정 방법에서는, 전류 리플 검출의 S/N 비(신호 대 잡음비)에 따라서 디지털 필터를 사용할 수밖에 없는 경우도 있으며, 속도에 따라 추정 위치 연산의 지연도 발생한다. 따라서, 제1 및 제2 추정 방법에 의한 추정 결과에 대해, 참 추정값에 가까워지도록 전류 및 속도에 의한 보상을 가한 후, 가중치를 부여하여 최종적인 추정 위치(합성 추정 위치)로 한다. 이로써 모터가 고속 회전 중에 급부하가 걸려 모터가 정지되어야만 하는 경우에도, 부하나 속도에 의한 추정 위치 오차가 작아져 안정적으로 제어를 천이(추정 방법의 천이)할 수 있게 된다.

이렇게 해서, 정지부터 고속도 포함하는 전체 속도 영역의 센서리스 구동에서, 모터가 순간 정지하는 급부하나, 급가감속이 행해졌을 경우에도 안정적으로 높은 응답률의 모터 제어 장치를 얻을 수 있다.

이하에서는 본 발명의 실시형태를 첨부 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.

도 1a는 본 발명의 일 실시형태에 따른 모터 제어 장치를 구비한 구동 시스템의 구성을 설명하기 위한 블록도이다. 모터 제어 장치(100)는 교류 모터(M)(교류 동기 모터)를 구동하기 위한 장치(교류 모터 제어 장치)이다. 보다 구체적으로 모터 제어 장치(100)는, 교류 모터(M)의 회전자의 위치를 검출하는 회전자 위치 검출기(회전자 위치 센서)를 사용하지 않고 교류 모터(M)를 제어하는, 이른바 센서리스 제어를 통해 교류 모터(M)를 구동한다. 교류 모터(M)는 회전자에 영구 자석을 내장한 동기 모터로, 보다 구체적으로는 표면 자석형 동기 모터(SPMSM)일 수 있다. 교류 모터(M)는, 본 실시형태에서는 3상 영구 자석 동기 모터로, U상 권선(5u), V상 권선(5v) 및 W상 권선(5w)을 갖는다. 아래에서 이들 권선을 총칭할 때에는 ‘권선(5uvw)’이라고 한다. 도 1a에는 권선(5uvw)을 Y결선한 예를 나타냈으나, 후술하는 것처럼 권선(5uvw)은 Δ결선될 수도 있다.

모터 제어 장치(100)는, 본 예에서는, 위치 제어 루프, 속도 제어 루프 및 전류 제어 루프를 구비한 피드백 시스템을 가지며, 위치 지령에 따라 교류 모터(M)의 회전자 위치를 제어하는 위치 서보 제어를 행하도록 구성된다. 전류 제어에 관해서는 벡터 제어를 채용했다. 외부로부터의 지령은, 위치 지령으로 한정되지 않으며, 속도 지령일 수도 있고 토크 지령(전류 지령)일 수도 있다. 속도 지령이 주어지면 위치 제어 루프는 사용되지 않는다. 토크 지령이 주어지면 전류 제어 루프만 사용되며, 위치 제어 루프 및 속도 제어 루프는 사용되지 않는다.

회전자 위치는, 회전자 위치 검출기를 이용하지 않고 전류 미분 검출기를 통해 얻은 신호를 이용하여 추정된다. 보다 구체적으로는, 전류 미분값에 기초하여 교류 모터(M)의 각 상 권선의 인덕턴스의 변동을 나타내는 위치 추정용 신호를 작성하고, 그 위치 추정용 신호에 기초하여 회전자 위치가 추정된다. 표면 자석형 동기 모터는, 원리상 돌극성(saliency)이 없으므로, 인덕턴스 변화를 이용한 자극은 검출할 수 없다고 알려져 있으나, 네오듐 자석처럼 자력이 강한 자석을 사용하는 경우에는, 철심의 자기 포화에 의해 인덕턴스가 약간 변화한다.

구체적인 구성에 대해 설명하면, 모터 제어 장치(100)는, 컨트롤러(1)와, 전류 검출기(3u, 3v, 3w)와, 전류 미분 검출기(4u, 4v, 4w)를 포함하며, 인버터(2)를 제어하도록 구성된다. 인버터(2)는, 직류 전원(7)으로부터 공급되는 직류 전류를 교류 전류로 변환하여, 교류 모터(M)의 권선(5uvw)에 공급한다. 모터 제어 장치(100)와, 인버터(2)와, 교류 모터(M)에 의해 구동 시스템이 구성된다.

인버터(2)와 교류 모터(M)는, U상, V상 및 W상에 대응되는 세 개의 전류 라인(9u, 9v, 9w)(이하, 총칭할 때에는 ‘전류 라인(9uvw)’)으로 접속된다. 이들 전류 라인(9uvw)의 각각에, 전류 검출기(3u, 3v, 3w) 및 전류 미분 검출기(4u, 4v, 4w)가 배치된다. 전류 검출기(3u, 3v, 3w)(이하, 총칭할 때에는 ‘전류 검출기(3uvw)’)는, 대응되는 상의 전류 라인(9uvw)을 흐르는 선(線)전류, 즉, U상 선전류(Iu), V상 선전류(Iv) 및 W상 선전류(Iw)(이하, 총칭할 때에는 ‘선전류(Iuvw)’)를 각각 검출한다. 전류 미분 검출기(4u, 4v, 4w)(이하, 총칭할 때에는 ‘전류 미분 검출기(4uvw)’)는, 대응되는 상의 전류 라인(9uvw)을 흐르는 선전류의 시간 변화, 즉, U상, V상 및 W상의 전류 미분값(dIu, dIv, dIw)(이하, 총칭할 때에는 ‘전류 미분값(dIuvw)’)을 검출하는 전류 미분값 검출 수단이다.

교류 모터(M)의 권선(5uvw)이 Y결선되어 있을 때에는, 선전류(Iuvw)는 각 상의 권선(5uvw)에 흐르는 상전류(iu, iv, iw)(이하, 총칭할 때에는 ‘상전류(iuvw)’)와 같다. 교류 모터(M)의 권선(5uvw)이 Δ결선되어 있을 때에는, 선전류(Iuvw)와 상전류(iuvw)의 관계는 후술하는 식(3)으로 나타낼 수 있다.

선전류 및 상전류는, 교류 모터(M)의 권선(5uvw)에 흐르는 권선 전류에 대응되는 값을 갖는다.

컨트롤러(1)는 위치 지령(θcmd)에 기초하여 인버터(2)를 제어한다. 컨트롤러(1)는 컴퓨터로서의 형태를 가지며, 프로세서(CPU)(1a)와, 프로세서(1a)가 실행하는 프로그램을 기록한 기록 매체로서의 메모리(1b)를 포함한다.

도 1b는 컨트롤러(1)의 기능적인 구성을 설명하기 위한 블록도이다. 컨트롤러(1)는, 프로세서(1a)가 프로그램을 실행함으로써 복수의 기능 처리부의 기능을 실현하도록 구성된다. 복수의 기능 처리부는, 위치 제어기(11), 속도 제어기(12), 전류 제어기(13), PWM 생성기(14), 가중 위치 추정기(15) 및 속도 추정기(16)를 포함한다. 전류 제어기(13)는, dq 전류 제어기(131)와, 역 dq변환기(132)와, 2상 3상 변환기(133)와, 3상 2상 변환기(134)와, dq 변환기(135)를 포함한다.

가중 위치 추정기(15)는, 전류 미분 검출기(4uvw)가 출력한 신호, 즉 전류 미분값(dIuvw)과, 3상 2상 변환기(134)로부터 공급되는 검출 전류값(I_α, I_β)(도면에는 I_α,β로 표기)을 사용하여, 교류 모터(M)의 회전자의 위치를 추정하는 연산을 행하고, 추정 위치(θ)(=θnew)를 위치 제어기(11)로 피드백한다. 위치 제어기(11)는, 추정 위치(θ)에 기초하여, 회전자 위치를 위치 지령(θcmd)과 일치시키기 위한 속도 지령(ωcmd)을 생성하고, 속도 제어기(12)에 공급한다. 이렇게 하여 위치 제어 루프가 구성된다.

회전자의 추정 위치(θ)는 속도 추정기(16)에도 공급된다. 속도 추정기(16)는, 추정 위치(θ)의 시간 변화를 구해 회전자 속도를 추정하는 연산을 행하고, 추정 속도(ω)(=ωnew)를 속도 제어기(12)에 공급한다. 속도 제어기(12)는, 추정 속도(ω)에 기초하여 회전자 속도를 속도 지령(ωcmd)과 일치시키기 위한 전류 지령(Idcmd, Iqcmd)(도면에는 Ｉd,q cmd로 표기)을 생성하고, 전류 제어기(13)에 공급한다. 이렇게 하여 속도 제어 루프가 구성된다.

전류 제어기(13)에는, 전류 검출기(3uvw)에서 검출되는 선전류(Iuvw)(정확하게는 선전류(Iuvw)의 검출값)가 공급된다. 전류 제어기(13)는, 선전류(Iuvw)를 전류 지령(Idcmd, Iqcmd)과 정합시키기 위한 U상 전압 지령(Vu), V상 전압 지령(Vv) 및 W상 전압 지령(V_w)(이하, 총칭할 때에는 ‘전압 지령(Vuvw)’)을 생성하고, PWM 생성기(14)에 공급한다. 이렇게 하여 전류 제어 루프가 구성된다.

PWM 생성기(14)는, 전압 지령(Vuvw)에 따른 PWM 제어 신호(펄스폭 변조 신호)를 생성하여 인버터(2)에 공급하는 펄스폭 변조 신호 생성 수단이다. PWM 생성기(14)에 의해, 전압 지령(Vuvw)에 따른 전압이 전류 라인(9uvw)을 통해 교류 모터(M)의 권선(5uvw) 사이로 인가된다.

속도 제어기(12)는, dq 회전 좌표계에 따른 d축 전류 지령(Idcmd) 및 q축 전류 지령(Iqcmd)을 생성하여, 전류 제어기(13)에 공급한다. dq 회전 좌표계는, 교류 모터(M)의 회전자의 자속 방향을 d축으로 하고, 그것에 직교하는 방향을 q축으로 하여 정의되며, 회전자의 회전각(전기각)에 따라 회전하는 회전 좌표계이다. 3상 2상 변환기(134)는, 전류 검출기(3uvw)가 검출하는 3상 선전류(Iuvw)를 2상 고정 좌표계인 αβ 좌표계의 2상 전류값(I_α, I_β)으로 변환한다. dq 변환기(135)는, αβ 좌표계의 2상 전류값(I_α, I_β)을 좌표 변환하여 dq 회전 좌표계의 d축 전류값(Id) 및 q축 전류값(Iq)으로 변환한다. 이 dq 회전 좌표계의 전류값(Id, Iq)(도면에는 Id,q로 표기)이 dq 전류 제어기(131)에 공급된다. dq 전류 제어기(131)는, d축 전류값(Id) 및 q축 전류값(Iq)을 d축 전류 지령(Idcmd) 및 q축 전류 지령(Iqcmd)과 각각 일치시키도록 dq 회전 좌표계의 전압 지령인 d축 전압 지령(Vdcmd) 및 q축 전압 지령(Vqcmd)을 생성한다. 이 전압 지령(Vdcmd, Vqcmd)(도면에는 Vd,q cmd로 표기)이, 역 dq 변환기(132)에서, αβ 좌표계의 전압 지령(Vαcmd, Vβcmd)(도면에는 Vα,β cmd로 표기)으로 좌표 변환된다. 또한, αβ 좌표계의 전압 지령(Vαcmd, Vβcmd)은 2상 3상 변환기(133)에 의해 3상 전압 지령(Vuvw)으로 좌표 변환된다. 이 3상 전압 지령(Vuvw)이 PWM 생성기(14)에 공급된다.

가중 위치 추정기(15)는, 추정 위치(θ)(=θnew)를 역 dq 변환기(132) 및 dq 변환기(135)에 공급한다. 추정 위치(θ)는, dq 회전 좌표계와 αβ 좌표계 사이의 좌표 변환 연산을 위해 사용되며, 또한, 속도 추정기(16)에서의 속도 추정 연산에 사용된다. 속도 추정기(16)는, 가중 위치 추정기(15)가 생성하는 이번 연산 주기의 추정 위치(θ)(=θnew)와 이전 연산 주기의 추정 위치(θ)(=θold)의 차분(θnew-θold)을 회전자 회전 속도(ω)(=ωnew)로 하여 생성한다.

전류 제어기(13)는, 가중 위치 추정기(15)로부터 공급되는 추정 위치(θ)에 따라 교류 모터(M)를 구동하기 위해 PWM 생성기(14)를 제어하는 구동 제어 수단이다.

도 2a는, 가중 위치 추정기(15)의 구성예를 설명하기 위한 블록도이다. 가중 위치 추정기(15)는 제1 위치 추정기(151)와 제2 위치 추정기(152)를 포함한다. 가중 위치 추정기(15)는 추정 위치 합성기(153)를 추가로 포함한다. 제1 위치 추정기(151)는, 고정 좌표계인 αβ 좌표계 상에서의 회전자 위치(각도)를 제1 추정 방법에 따라 추정한다. 제2 위치 추정기(152)는, αβ 좌표계 상에서의 회전자 위치(각도)를 제2 추정 방법에 따라 추정한다. 제1 추정 방법 및 제2 추정 방법은 서로 다른 위치 추정 방법이다. 제1 위치 추정기(151)는, 본 실시형태에서는 전류 미분 검출기(4uvw)에 의해 검출되는 전류 미분값(dIuvw)에 기초하여, 교류 모터(M)의 회전자의 추정 위치를 연산한다. 제2 위치 추정기(152)는, 본 실시형태에서는 αβ 전압 지령값(Vαcmd, Vβcmd) 및 αβ 전류 검출값(I_α, I_β)에 기초하여, 교류 모터(M)의 회전자의 추정 위치(θ)를 연산한다.

제1 위치 추정기(151)는, 본 실시형태에서는 교류 모터(M)의 고정자의 1 전기각 주기에 상당하는 회전자의 회전에 대해 2주기의 변동을 갖는 추정 위치 신호를 출력한다. 제2 위치 추정기(152)는, 본 실시형태에서는 교류 모터(M)의 고정자의 1 전기각 주기에 상당하는 회전자의 회전에 대해 1주기의 변동을 갖는 추정 위치 신호를 출력한다. 따라서 가중 위치 추정기(15)는, 제1 위치 추정기(151)가 생성하는 추정 위치 신호(θ_1pre)를, 고정자의 1 전기각 주기에 상당하는 회전자의 회전에 대해 1주기의 변동을 갖는 제1 추정 위치 신호(θ₁)로 변환하는 주기 변환기(154)를 추가로 포함한다.

추정 위치 합성기(153)는, 제1 추정 위치 신호(θ₁)와 제2 위치 추정기(152)가 생성하는 추정 위치 신호인 제2 추정 위치 신호(θ₂)를 합성하여, 합성 추정 위치 신호(θ)(=θnew)를 생성한다. 보다 구체적으로 추정 위치 합성기(153)는, 제1 추정 위치 신호(θ₁)와 제2 추정 위치 신호(θ₂) 사이를 전환하거나 또는 가중치를 부여하여 합성해, 합성 추정 위치 신호(θ)(=θnew)를 생성한다.

가중 위치 추정기(15)는, 제1 보상기(161) 및 제2 보상기(162)를 추가로 포함한다. 제1 보상기(161)는, dq 좌표계의 모터 전류(Id, Iq) 및 회전자 회전 속도(ω)(=ωold(이전 연산 주기에 연산된 회전자 회전 속도))에 따라, 제1 추정 위치 신호(θ₁)를 보상(보정)한다. 제2 보상기(162)는, dq 좌표계의 모터 전류(Id, Iq) 및 회전자 회전 속도(ω)(=ωold)에 따라, 제2 추정 위치 신호(θ₂)를 보상(보정)한다. 추정 위치 합성기(153)는, 본 실시형태에서는 제1 보상기(161)에서 보상된 제1 추정 위치 신호(θ_1C) 및 제2 보상기(162)에서 보상된 제2 추정 위치 신호(θ_2C)를 합성하여, 합성 추정 위치 신호(θ)(=θnew)를 생성한다. 이 합성 추정 위치 신호(θ)(=θnew)가, 가중 위치 추정기(15)의 출력, 즉 추정 위치(θ)가 된다.

제1 추정 위치 신호(θ₁) 및 제2 추정 위치 신호(θ₂)를 제1 보상기(161) 및 제2 보상기(162)에서 각각 보상하는 대신, 도 2b와 같이 제1 추정 위치 신호(θ₁) 및 제2 추정 위치 신호(θ₂)를 보상하지 않고 추정 위치 합성기(153)에서 합성하고, 그 합성된 합성 추정 위치 신호에 대해, 합성 위치 보상기(163)(합성 추정 위치 보상기)에 의해, 모터 전류(Id, Iq) 및 회전자 회전 속도(ω)(=ωold)에 따른 보상을 실시할 수도 있다. 이 보상 후의 합성 추정 위치 신호(θnew)가 가중 위치 추정기(15)의 출력, 즉 추정 위치(θ)가 된다.

도 3은 인버터(2)의 구성예를 설명하기 위한 전기 회로도이다. 직류 전원(7)에 접속된 한 쌍의 전원 공급 라인(8A, 8B) 사이에 3상분의 브릿지 회로(20u, 20v, 20w)가 병렬로 접속된다. 한 쌍의 전원 공급 라인(8A, 8B) 사이에는 추가로 평활화를 위한 콘덴서(26)가 접속된다.

각 브릿지 회로(20u, 20v, 20w)(이하, 총칭할 때에는 ‘브릿지 회로(20uvw)’)는, 상부 암 스위칭 소자(21u, 21v, 21w)(이하, 총칭할 때에는 ‘상부 암 스위칭 소자(21uvw)’)와, 하부 암 스위칭 소자(22u, 22v, 22w)(이하, 총칭할 때에는 ‘하부 암 스위칭 소자(22uvw)’)의 직렬 회로로 구성된다. 각 브릿지 회로(20uvw)에서, 상부 암 스위칭 소자(21uvw)와 하부 암 스위칭 소자(22uvw) 사이의 중점(23u, 23v, 23w)에, 교류 모터(M)의 대응되는 권선(5uvw)과 접속하기 위한 전류 라인(9uvw)이 접속된다.

스위칭 소자(21uvw, 22uvw)는, 전형적으로는 파워 MOS 트랜지스터로, 직류 전원(7)에 대해 역방향으로 접속되는 기생 다이오드(24u, 24v, 24w; 25u, 25v, 25w)를 내장하고 있다.

전류 미분 검출기(4uvw)는 각 상의 전류 라인(9uvw)에 흐르는 선전류(Iuvw)의 시간 미분값인 전류 미분값(dIuvw)을 검출하도록 구성된다.

컨트롤러(1)로부터 공급되는 PWM 제어 신호는, 스위칭 소자(21uvw, 22uvw)의 게이트에 입력되고, 이로 인해 스위칭 소자(21uvw, 22uvw)가 온/오프된다. 각 브릿지 회로(20uvw)의 상부 암 스위칭 소자(21uvw) 및 하부 암 스위칭 소자(22uvw)의 쌍은, 한쪽이 온일 때 다른 쪽이 오프가 되도록 제어된다. 상부 암 스위칭 소자(21uvw)가 온이고 하부 암 스위칭 소자(22uvw)가 오프인 상태로 제어하는 PWM 제어 신호값을 ‘1’로 정의하고, 상부 암 스위칭 소자(21uvw)가 오프이고 하부 암 스위칭 소자(22uvw)가 온인 상태로 제어하는 PWM 제어 신호값을 ‘0’으로 정의한다. 그러면 PWM 제어 신호는, 3차원 벡터에 의해 표현할 수 있는 8개의 패턴(상태)을 가질 수 있다. 이 8개의 패턴(상태)은, (1,0,0), (1,1,0), (0,1,0), (0,1,1), (0,0,1), (1,0,1), (0,0,0), (1,1,1)과 같이 성분을 표기할 수 있다. 이들 패턴 중 처음 6개의 패턴 (1,0,0), (1,1,0), (0,1,0), (0,1,1), (0,0,1), (1,0,1)은, 교류 모터(M)의 권선(5uvw) 사이에 전압이 인가되는 상태에 해당한다. 나머지 2개의 패턴 (0,0,0), (1,1,1)은, 권선(5uvw) 사이에 전압이 인가되지 않는 상태에 해당한다.

도 4a는 상기 8개의 패턴(상태)에 대응되는 전압 벡터(V0~V7)를 나타낸다. 권선 사이에 전압이 인가되는 6개의 패턴에 대응되는 전압 벡터(V1(1,0,0), V2(1,1,0), V3(0,1,0), V4(0,1,1), V5(0,0,1), V6(1,0,1))는, 도 4b와 같이 전기각 360도의 구간을 6등분하는 6개의 전압 벡터로 표현할 수 있다. 전압 벡터(V0(0,0,0) 및 V7(1,1,1))은, 권선(5uvw) 사이에 전압이 인가되지 않는 0전압 벡터이다.

이하에서는 설명을 간소화하기 위해 벡터의 성분을 나누는 구점(쉼표)을 생략하여 설명하기도 한다. 또한, 아래 설명에서 ‘전압 벡터를 인가한다’와 같은 표현은, 당해 전압 벡터로 표현되는 상태로 인버터(2)가 제어되고, 그에 따른 전압이 교류 모터(M)에 인가되는 것을 의미한다.

제1 위치 추정기(151)는, 회전자 회전 속도가 낮은 저속 영역(정지 상태 포함)에서의 회전자 위치를 제1 추정 방법에 따라 추정한다. 제2 위치 추정기(152)는, 회전자 회전 속도가 비교적 높은 중고속 영역에서의 회전자 위치를 제2 추정 방법에 따라 추정한다. 이하에서는, 먼저 저속 영역에서의 회전자 위치 추정에 사용되는 제1 추정 방법에 대해 설명한 후, 중고속 영역에서의 회전자 위치 추정에 사용되는 제2 추정 방법에 대해 설명한다.

도 5는, 교류 모터(M)의 모델을 나타내는 전기 회로도로, Δ결선된 3상 모터 모델을 나타낸다. 이 모델의 전압 방정식은 아래 식(1)으로 나타낼 수 있다.

[수 1]

여기서는 저속 영역에서의 위치 추정을 상정하여, 모터의 회전 속도가 충분히 낮을 때에는 유기 전압의 항은 무시할 수 있으며, 인덕턴스의 시간 변화 성분은 전류의 시간 변화에 비해 충분히 작기 때문에, 인덕턴스의 시간 미분의 항은 무시할 수 있다고 가정했다. 하기와 같이, UVW 좌표계상의 인덕턴스 행렬을 Muvw로 두고, 그 역행렬 M^-1uvw를 구해, 이를 이용하여 상전류 미분값을 기술하면, 아래 식(2)를 얻을 수 있다.

[수 2]

Δ결선 모터에서 검출할 수 있는 것은, 전술한 것처럼 선전류(Iuvw)이다. 선전류(Iuvw)와 각 상 권선의 상전류(iuvw)의 관계, 및 이들의 시간 미분 관계는 아래 식(3)과 같다.

[수 3]

이를 이용하여 위 식(2)을 변형하여, 전압 벡터(V1(100), V3(010), V5(001))가 인가될 때의 선전류(Iuvw)의 시간(t)에 관한 미분값을 기술하면 아래 식(4)와 같다. 단, 각 상 권선(5uvw)의 전기 저항(R)(상저항)에 의한 전압 강하를 나타내는 항(위 식(2)의 제2항)에 대해서는, 전압 벡터(000) 또는 (111)을 인가하는 기간의 선류 미분값을 검출함으로써 거의 동일한 값을 얻을 수 있으며, 이를 차감함으로써 실질적으로 캔슬 가능하기 때문에 여기서는 무시한다. 보다 구체적으로는, 아래에 설명하는 위치 추정용 3상 신호(Us, Vs, Ws)를 선전류 미분값에 기초하여 구성할 때, 권선 저항(R)의 전압 강하의 항을 생략해도 무방하므로, 설명의 간소화를 위해 여기서는 전압 강하의 항을 미리 생략한 선전류 미분값을 나타낸다.

[수 4]

3종의 전압 벡터(V1(100), V3(010), V5(001))을 인가할 때의 전류 미분값을 사용하는 경우의 위치 추정용 3상 신호(Us, Vs, Ws)를 아래 식(5)와 같이 정의한다. 아래 식(5)에서, gu, gv, gw는 각 선전류의 전류 미분 검출 게인이다. 아래 식(5)는, 동상의 전류 미분의 차를 각 상의 게인(gu, gv, gw)을 포괄하도록 위치 추정용 3상 신호(Us, Vs, Ws)를 정의한 것이다.

[수 5]

　PWM 전압(Vu, Vv, Vw)(상부 암 스위칭 소자가 온일 때 각 상에 인가되는 단자 전압)은 3상 간에 실질적으로 동일하기 때문에, V=Vu=Vv=Vw로 하여 식(4)를 식(5)에 대입하면, 위치 추정용 3상 신호는 아래 식(6)과 같이 순환하는 대칭식이 된다. 이러한 위치 추정용 3상 신호는, 높은 토크 발생 시에 모터가 자기 포화되어 인덕턴스가 변동해도, 그 영향이 3상에 등가적으로 나타나도록 정의되어 있으므로, 위치 검출 오차가 억제된다.

[수 6]

위치 검출을 위한 3종의 전압 벡터는, V1(100), V3(010), V5(001)로 한정되지 않으며, 예를 들면, V2(011), V6(101), V4(110)의 3종의 전압 벡터를 사용하는 경우에도 마찬가지로 위치 추정용 3상 신호를 유도할 수 있다.

2종의 전압 벡터를 이용하여 위치 추정용 3상 신호를 작성할 수도 있다. 구체적으로는, 2종의 전압 벡터(V1(001), V3(010))을 인가할 때의 전류 미분값을 이용하는 경우, 예를 들면, 위치 추정용 3상 신호를 아래 식(7)과 같이 정의할 수 있다. 각 상의 전류 미분 검출 게인이 다른 경우에는, 위치 추정용 3상 신호는 식(8)과 같아진다. 전류 미분 검출 게인이 같은 경우(g=gu=gv=gw)에는 식(9)가 되며, 식(6)에서 검출 게인이 모두 동일한 경우와 등가인 식이 된다.

[수 7]

2종의 전압 벡터를 인가할 때의 전류 미분값을 이용하는 경우에는, 위치 추정용 3상 신호 중 2상분을 상이한 상의 신호를 뺀 값으로 생성할 필요가 있기 때문에, 전류 미분 검출기(4uvw)의 게인을 포괄할 수가 없다. 따라서, 높은 전류로 자성체가 포화되어 게인이 감소하는 구성의 전류 미분 검출기(4uvw)(변류기 등)를 사용하는 경우에는 적용하기 어렵다. 그러나 전류 미분 검출기(4uvw)의 게인이 모든 상에서 동일하고, 전류값에 의한 변동도 없는 경우에는 효과가 있어, 위치 검출을 위한 전압 벡터의 종류수를 줄임으로써, 위치 검출의 응답성이 높아진다는 이점이 있다. 위 식(4)를 통해 자명한 것처럼, 아래 식(10)의 관계가 있으므로, 항을 바꿈으로써, 다른 2종의 전압 벡터를 인가할 때의 전류 미분값으로 위치 추정용 3상 신호를 동일하게 정의할 수가 있다.

[수 8]

어쨌든 위치 검출을 위해 2종의 전압 벡터를 사용하는 경우, 위치 추정용 3상 신호 중 어느 하나의 상을 상이한 상의 차분에 의해 생성해야 하므로, 전류 미분 검출기(4uvw)의 게인의 영향을 받게 된다.

전류 미분의 검출은 2상에 대해서만 행하고, 전체 상의 전류합이 0이 되는 관계를 이용하여, 나머지 1상의 전류 미분을 연산을 통해 구할 수도 있다.

이와 같이 하여 구한 위치 추정용 3상 신호를 3상 2상 변환하고, 역탄젠트(逆正接)를 구함으로써, 아래 식(11)과 같이 회전자 추정 위치를 구할 수 있다.

[수 9]

　각 상의 규격화된 자기 인덕턴스(Lu, Lv, Lw)는 모터 전기각(θ) 및 규격화된 인덕턴스 진폭(α)을 사용하여, 아래 식(12)와 같이 나타낼 수 있다. 여기서 표면 자석형 모터 등을 대상으로 하여, 상호 인덕턴스가 작다고 가정했다. 규격화된 자기 인덕턴스(Lu, Lv, Lw)는 인덕턴스의 오프셋(L0)으로 규격화된 것이다. 오프셋(L0)은, dq 회전 좌표계에서의 인덕턴스(Ld, Lq)에 의해, L0=(Ld+Lq)/2로 나타낼 수 있으며, 각 상의 인덕턴스 진폭(L1)은 L1=(Ld-Lq)/2로 나타낼 수 있다. 규격화된 인덕턴스 진폭(α)은 α=L1/L0으로 나타낼 수 있으며, 오프셋(L0)에 대한 인덕턴스 진폭(L1)의 비율이다.

[수 10]

3종의 전압 벡터를 사용하는 경우의 위치 추정용 3상 신호를, 위 식(6)을 이용하여 계산하면 아래 식(13)이 된다. α<<1로 하고, α의 제곱 이상의 항을 무시하면 식(14)에 근사 가능하여, 3상 정현파의 신호를 얻을 수 있다.

이와 같이 전기각 1주기에 대해 2주기의 변동을 갖는 추정 위치를 얻을 수 있다. 2종의 전압 벡터를 사용하는 경우도 마찬가지이다.

[수 11]

도 6a 및 도 6b는 교류 모터(M)의 저속 회전 시(정지 상태 포함)의 전압, 전류 및 전류 미분의 파형도의 예를 나타낸다. 도 6a 및 도 6b의 (a)는 U상 전류 라인(9u)에 인가되는 U상 선전압의 파형을 나타낸다. 도 6a 및 도 6b의 (b)는 V상 전류 라인(9v)에 인가되는 V상 선전압의 파형을 나타낸다. 도 6a 및 도 6b의 (c)는 W상 전류 라인(9w)에 인가되는 W상 선전압의 파형을 나타낸다. 또한, 도 6a 및 도 6b의 (d)(e)(f)는 전류 검출기(3uvw)가 각각 출력하는 U상 선전류(Iu), V상 선전류(Iv) 및 W상 선전류(Iw)의 변화를 나타낸다. 도 6a 및 도 6b의 (g)(h)(i)는 U상, V상 및 W상의 선전류의 시간 미분값, 즉 U상 전류 미분값(dIu), V상 전류 미분값(dIv) 및 W상 전류 미분값(dIw)의 변화를 각각 나타내며, 전류 미분 검출기(4uvw)의 출력에 상당한다.

도 3에 나타내듯이 인버터(2)는, 6개의 스위칭 소자(21uvw, 22uvw)로 구성된 3상 인버터이며, 교류 모터(M)의 U상, V상 및 W상의 권선(5uvw)에 접속된 3개의 단자를 전원 전압(Vdc)(PWM 전압) 또는 그라운드 전위(0V) 중 하나에 접속시킨다. 전술한 것처럼, 전원 전압(Vdc)에 접속된 상태(상부 암 스위칭 소자(21uvw)가 온인 상태)를 ‘1’로, 0V에 접속된 상태(상부 암 스위칭 소자(21uvw)가 오프인 상태)를 ‘0’으로 표현한다. 그러면, 생성되는 전압 벡터는 도 4a에 나타낸 것처럼, V0(0,0,0)~V7(1,1,1)의 8종류이다. 이들 중 V0(0,0,0) 및 V7(1,1,1)은, 모든 권선 단자가 동전위가 되며, 권선(5uvw) 사이에 걸리는 전압이 0이 되는 0전압 벡터이다. 나머지 6개의 전압 벡터(V1~V6)는, 권선(5uvw) 사이에 전압이 인가되는 비 0전압 벡터이다.

PWM 생성기(14)는, 전류 제어기(13)로부터 출력되는 각 상전압 지령(Vuvw)과 삼각파 캐리어 신호를 비교하여, 인버터(2)의 스위칭 소자(21uvw, 22uvw)를 온/오프하는 PWM 제어 신호를 생성한다. 예를 들어, PWM 주파수(삼각파 캐리어 신호의 주파수)는 14kHz이며, 이것은 약 70μ초 주기에 상당한다. 저속 회전 시에는 상전압 지령(Vuvw)이 낮기 때문에, 권선(5uvw) 사이에 전압이 걸리지 않는 0전압 벡터(V0, V7)의 기간이 길어진다. 도 6a 및 도 6b에는 0전압 벡터(V0)의 기간(T0) 및 0전압 벡터(V7)의 기간(T7)을 PWM 주기의 거의 절반씩으로 하여, 교류 모터(M)를 정지시키는 상태의 파형이 나타나있다.

PWM 생성기(14)는, PWM 제어 신호를 생성하는 기능에 더하여 0전압 벡터(V0) 또는 0전압 벡터(V7)의 기간에, 회전자 위치 검출을 위한 전압 벡터(V1, V3, V5)(위치 검출 전압 벡터)를 인가하는 기능을 갖는다. 위치 검출 전압 벡터를 인가하는 시간은, PWM 주기(예를 들면, 약 70μ초)와 비교하여 충분히 짧고, 또한, PWM 주기의 절반과 비교하여 충분히 짧다. 보다 구체적으로는, 위치 검출 전압 벡터를 인가하는 시간은 PWM 주기의 10% 이하, 보다 바람직하게는 5% 이하인 것이 바람직하다.

위치 검출 전압 벡터(V1, V3, V5)의 인가에 의한 영향을 최소화하기 위해, 각 위치 검출 전압 벡터의 인가 직후에, 당해 위치 검출 전압 벡터를 반전시킨 반전 전압 벡터(V4(011), V6(101), V2(110))를 위치 검출 전압 벡터와 동일한 시간만큼 인가하여, 위치 검출 전압 벡터에 의한 전류를 상쇄하는 것이 바람직하다. 도 6a는 이러한 반전 전압 벡터를 인가하는 예를 나타내며, 도 6b는 반전 전압 벡터를 인가하지 않는 예를 나타낸다.

PWM 주기마다 U상, V상, W상에 순서대로 위치 검출 전압 벡터(V1, V3, V5) 및 이를 상쇄하는 반전 전압 벡터(V4, V6, V2)가 인가된다. 이로써 위치 검출을 위한 전압 벡터 인가의 영향이 3상에서 균등해진다.

도 6a 및 도 6b의 (d)(e)(f) 및 도 6a 및 도 6b의 (g)(h)(i)에 나타낸 것처럼, 위치 검출 전압 벡터의 인가에 따라(도 6a의 경우에는, 추가로 반전 전압 벡터의 인가에 따라) U상, V상 및 W상 전류가 변화하며, 또한, U상, V상 및 W상 전류 미분 검출 전압이 변화한다. 변류기 등의 전류 미분 검출기를 이용하여 전류 미분값을 직접적으로 검지함으로써, 위치 검출 전압 벡터가 인가되면, 각 상의 전류 미분 검출 전압이 순간적으로 변화한다. 따라서, 실질적으로 위치 검출 전압 벡터의 인가 시간(예를 들면, 3μ초)으로 전류 미분값을 검출할 수 있다. 위치 검출 전압 벡터의 인가에 대응되는 타이밍이 전류 미분값을 샘플링해야 하는 전류 미분값 취득 타이밍(‘★’로 표시)이 된다. 덧붙여 각 상의 전류값에 대해서는, 모터 구동을 위한 전압 벡터가 인가되는 기간 중의 전류값 취득 타이밍(‘●’로 표시)에서, 전류 검출기(3uvw)의 출력이 샘플링된다.

이와 같이 하여 검출된 전류 미분값을 식(5)에 대입함으로써, 위치 추정용 3상 신호(Us, Vs, Ws)를 얻을 수 있다. 또한, 식(11)의 연산을 행함으로써, 모터 전기각(θ)을 얻을 수 있다. 이러한 연산은 회전자 제1 위치 추정기(151)(도 2a 및 도2b 참조)에 의해 실행된다. 2종의 전압 벡터를 사용하는 경우에는, 식(5) 대신 식(7)의 연산을 행하여 위치 추정용 3상 신호(Us, Vs, Ws)를 얻을 수 있다.

권선 저항에서의 전압 강하에 의한 항(식(2)의 제2항)을 캔슬하는 경우에는, 전압 벡터가 V7(111) 또는 V0(000)인 상태의 전류 미분값도 취득하여, 위치 검출 전압 벡터(V1(100), V3(010), V5(001))를 인가했을 때에 취득되는 전류 미분값에서 제하면 된다.

전술한 식의 전개는 도 5와 같은 Δ결선의 모델을 기반으로 한 것이나, Y결선의 경우에도 동일하다는 것을 이하에 나타낸다. 도 7과 같은 모델을 고려하여, 중점 전위(Vn)를 이용하여 전압 방정식을 식(15)와 같이 설정한다.

[수 12]

식(2)와 마찬가지로 인덕턴스 행렬의 역행렬을 이용하여 전류 미분을 나타내면 식(16)이 된다.

[수 13]

식(4)의 도출과 마찬가지로 위치 검출 전압 벡터(V1(100), V3(010), V5(001))를 인가할 때의 선전류(Y결선에서는 상전류와 같음)의 미분값을 나타내면 식(17)이 된다.

[수 14]

여기서, 아래 식(18)을 이용하여 식(16)을 중점 전위(Vn)에 대해 풀면, 식(19)가 된다.

[수 15]

위치 추정용 3상 신호를 식(5)와 같이 동상의 차분으로 정의하면 식(20)을 얻을 수 있고, 식(6)과 마찬가지로 전류 미분의 게인이 포괄된 순환하는 대칭식이 된다. 따라서 Y결선도 Δ결선과 마찬가지로, 높은 토크 발생 시에 모터가 자기 포화되어 인덕턴스가 변동해도, 그 영향이 3상에 등가적으로 나타나므로, 위치 검출 오차가 억제된다. 위치 검출 전압 벡터로서 V4(011), V6(101), V2(110)을 사용하는 경우도 마찬가지이다. 2종의 위치 검출 전압 벡터를 사용한 경우에, 전류 미분 검출기(4uvw)의 게인의 영향을 받는 것도 Δ결선의 경우와 동일하다.

[수 16]

UVW 고정 좌표계로부터 αβ 고정 좌표 및 dq 회전 좌표계로 이동할 때의 인덕턴스 행렬의 변환에 대해 이하에 설명한다.

UVW 고정 좌표계로부터 αβ 고정 좌표계에 대한 변환 행렬(T_αβ) 및 일반 역행렬(T⁺ _αβ)을 아래 식(21)과 같이 정의한다.

[수 17]

또한, αβ 고정 좌표계로부터 dq 회전 좌표계에 대한 변환 행렬(Tdq)과 역행렬(T^-1dq)을 아래 식(22)와 같이 정의한다.

[수 18]

각각의 변환 행렬과 그 역행렬의 곱은 아래 식(23)과 같다.

[수 19]

UVW 고정 좌표계의 상의 전압 방정식은 모터 유기 전압(e)을 사용하여 아래 식(24)처럼 된다. 이에 왼쪽부터 식(21)의 αβ 변환 행렬(T_αβ)을 곱하여 인덕턴스 행렬과 전류 사이에 단위 행렬을 삽입함으로써, 식(25)와 같이 αβ 고정 좌표계 상에서의 전압 방정식을 정의할 수 있다.

[수 20]

여기서, iu+iv+iv=0 으로부터 아래 식(26)이 성립하기 때문에, 식(23) 제1식의 제1항만이 남는 것으로부터, αβ 변환 행렬의 곱(T⁺ _αβT_αβ)이 단위 행렬이 되는 것을 이용했다.

[수 21]

마찬가지로 αβ 고정 좌표계의 상의 전압 방정식인 식(25)의 왼쪽부터 dq 변환 행렬(T_dq)(식(22))을 곱하여, 단위 행렬(식(23)의 제2식 참조)을 삽입함으로써, 아래 식(27)과 같이 dq 회전 좌표계에서의 전압 방정식을 얻을 수 있다.

[수 22]

식(25), (27)의 도출을 통해, 각각의 좌표계에서의 인덕턴스 행렬(M_αβ, M_dq)은 아래 식(28)과 같이 정의할 수 있다.

[수 23]

여기서, UVW 좌표계의 인덕턴스 성분으로 구성된 아래 식(29)의 양(量)(m, n, s)을 정의한다.

[수 24]

식(28)로부터 각 좌표계에서의 인덕턴스 행렬을 계산하고, 식(29)의 m, n, s를 이용하여 αβ 고정 좌표계 또는 dq 회전 좌표계상의 인덕턴스를 나타내면, 아래 식(30), (31)이 된다.

[수 25]

또한, αβ 고정 좌표계로부터 dq 회전 좌표계에 대한 인덕턴스 변환은 아래 식(32)로 나타낼 수 있다.

[수 26]

도 8은 UVW 고정 좌표상의 이상적인 정현파 인덕턴스의 일례를 나타낸다. 본 예에서는 자기 인덕턴스 및 상호 인덕턴스의 진폭을 각각 0.1, 0.02로 하고, 오프셋을 각각 1.3, -0.11로 하여, 상간에 120° 위상 편이의 정현파를 가정했다.

이와 같은 이상적인 정현파의 인덕턴스에 관해, 식(29), (30), (31)을 이용하여, αβ 고정 좌표계상의 인덕턴스(L_α, L_β, M_αβ), dq 회전 좌표계상의 인덕턴스(Ld, Lq, Mdq) 및 m, n, s 성분을 계산하고 플롯하면, 도 9a, 9b 및 9c처럼 된다. 일반적으로 알려진 것과 같이 dq 회전 좌표계상의 인덕턴스(Ld, Lq)는 모두 회전자 위치에 의존하지 않으며, 본 예에서는 Lq=1.34, Ld=1.48이 된다. 또한, 돌극비(salient ratio) Lq/Ld=1.10이 된다.

또한, 도 8에 나타낸 이상적인 정현파의 인덕턴스로부터 식(4)를 이용하여 전류 미분값을 계산한 결과를 도 10a, 도 10b 및 도 10c에 나타낸다. 도 10a는 전압 벡터(V1(100))을 인가했을 때의 전류 미분값을 나타내고, 도 10b는 전압 벡터(V3(010))를 인가했을 때의 전류 미분값을 나타내고, 도 10c는 전압 벡터(V5(001))를 인가했을 때의 전류 미분값을 나타낸다. 모두 회전자 전기각에 대한 U상, V상 및 W상의 전류 미분값의 변화를 나타낸다. 검출 게인 및 전압은, 1로 했다.

예를 들어 자기 해석에서, 3상의 표면 자석형 모터에 대해, 모터의 q축 전류가 0인 상태에서, 상기 3종의 전압 벡터를 입력하고, 회전자 위치를 전기각 1주기 회전시킨 경우의 전류 미분값과, 식(5) 및 식(11)을 이용하여 연산한 위치 추정의 결과를 도 11a 내지 도 11e에 나타낸다. 도 11a는 전압 벡터(V1(100))을 인가했을 때의 전류 미분값을 나타내고, 도 11b는 전압 벡터(V3(010))를 인가했을 때의 전류 미분값을 나타내고, 도 11c는 전압 벡터(V5(001))를 인가했을 때의 전류 미분값을 나타낸다. 도 11d는 식(5)에 의해 연산된 위치 추정용 3상 신호(Us, Vs, Ws)를 나타낸다. 또한, 도 11e는 식(11)에 의해 연산된 αβ 고정 좌표계 상에서의 위치 추정용 2상 신호(αs, βs), 및 이에 기초하여 구해진 추정 위치(θ)를 나타낸다. 위치 추정용 3상 신호(Us, Vs, Ws)는 고조파가 중첩된 파형을 이루나 대체로 정현파로 간주할 수 있어, 추정 위치(θ)를 연산할 수 있음을 알 수 있다.

도 12a 및 도 12b는, 도 11a 내지 도 11e가 얻어진 상태일 때의 모터 인덕턴스(Lu, Lv, Lw, Muv, Mvw, Mwu)와 각 상 코일(권선)의 쇄교 자속을 자기 해석으로 구한 결과를 각각 나타낸다. 도 8과의 비교를 통해, 인덕턴스가 이상적인 정현파로부터 어긋나 있는 것, 및 식(13)에 나타내듯이 인덕턴스의 오프셋량과 그 진폭의 비α(규격화된 인덕턴스 진폭)의 고차 항이 존재하는 것이, 도 11d의 위치 추정용 3상 신호(Us, Vs, Ws)가 이상적인 정현파가 아닌 이유임을 알 수 있다.

다음으로, 모터의 q축 전류가 양 또는 음인 상태에서 동일하게 해석한 결과를 도 13a, 도 13b, 도 13c 및 도 13d에 나타낸다. 도 13a 및 도 13b는, q축 전류가 양일 때의 모터 인덕턴스(Lu, Lv, Lw, Muv, Mvw, Mwu)와 각 상 코일(권선)의 쇄교 자속을 자기 해석으로 구한 결과를 각각 나타낸다. 도 13c 및 도 13d는, q축 전류가 음일 때의 모터 인덕턴스(Lu, Lv, Lw, Muv, Mvw, Mwu)와 각 상 코일(권선)의 쇄교 자속을 자기 해석으로 구한 결과를 각각 나타낸다. 이들 도면에서 회전자 전기 각도의 양과 음의 정의는, 무부하로 q축 전류가 양인 경우에 회전자 전기 각도가 플러스로 진행하는 방향(진각 방향)으로 정의했다. 바꿔 말하면, q축 전류가 양일 때 발생되는 토크의 방향을 회전자 전기 각도의 양의 방향으로 했다.

코일의 쇄교 자속은, 전류가 0일 때에 비해, q축 전류 양의 상태에서는 진각 방향(토크 발생 방향)으로, 음의 상태에서는 지연각 방향(토크 발생 방향)으로 어긋남을 알 수 있다. 인덕턴스에 대해서는, d축 양의 방향 또는 음의 방향의 자기 저항의 차이에 의해 진폭이 변화되거나, 슬롯 조합에 의해 고조파가 포함된다. 그러나 본질적으로 자기 인덕턴스(Lu, Lv, Lw) 및 상호 인덕턴스(Muv, Mvw, Mwu)의 위상은, 모두 코일의 쇄교 자속의 위상 시프트와 동일한 방향으로 시프트된다고 생각할 수 있다.

도 14a, 도 14b 및 도 14c에, q축 전류가 인가된 경우의 위치 추정용 3상 신호와 추정 위치의 해석 결과를 나타낸다. 도 14a는 q축 전류가 양인 경우에 대해, 식(5)에 의해 연산된 위치 추정용 3상 신호(Us, Vs, Ws)를 나타낸다. 도 14b는 q축 전류가 음인 경우에 대해, 식(5)에 의해 연산된 위치 추정용 3상 신호(Us, Vs, Ws)를 도시한다. 도 14c는 q축 전류가 양 및 음인 경우에 대해, 식(11)에 의해 연산된 추정 위치(θ)를 나타낸다. 또한, 도 14c에는, 해석에 사용한 회전자 전기각(해석 상의 참값)을 이상 추정 각도로서 함께 나타냈다. 또한, 도 14d에는 q축 전류가 양 및 음인 각 경우에 대해, 이상 추정 각도에 대한 추정 위치의 오차(추정 각도 오차)를 나타낸다.

인덕턴스의 위상 시프트에 따라, 추정 위치(θ)는 이상 추정 각도에 비해, q축 전류가 양인 경우는 추정 위치가 양의 방향(토크 발생 방향)으로, 음인 경우에는 음의 방향(토크 발생 방향)으로 시프트되는 것을 알 수 있다. 추정 위치(θ)의 이상 추정 각도로부터 크게 어긋날수록 토크가 감소하며, 최악의 경우에는 모터가 탈조될 우려가 있다.

여기서 q축 전류의 함수로 표현되는 보정량을 도입한다. 일례로서, 비례 상수 k(k>0)를 q축 전류값(Iq)에 곱해 보정량 C1(C1=k·Iq)로 하고, 이 보정량 C1을 보정 전의 추정 위치(θ)에서 차감하는 병진 보정(제1 보정)을 행한다. 이 병진 보정은, 토크 발생 방향으로 보정량 C1(제1 보정량)의 절대값만큼 추정 위치(θ)를 이동시키는 조작이다. q축 전류가 양 및 음인 각 경우에 대해, 병진 보정 후의 추정 위치 θ_C1(=θ-C1)을 도 15a에 나타낸다. 아울러 병진 보정 후의 추정 위치 θ_C1의 이상 추정 각도에 대한 추정 각도 오차를 도 15b에 나타낸다.

보정 전에는 ±50°정도였던 추정 각도 오차(도 14d 참조)는, ±20° 이내로 억제되어 q축 전류의 증가(절대값의 증가)에 따른 인덕턴스의 위상 시프트에 의한 추정 오차는, 이 보정으로 해결할 수 있음을 알 수 있다.

본 예에서는 q축 전류의 함수로서 비례식을 사용했으나, q축 전류에 관한 보다 고차의 항을 포함하는 함수를 이용한 보정량을 도입하여 병진 보정을 하면, q축 전류의 변화에 대해 더욱 이상 추정값에 가까운 값을 얻을 수 있다.

이러한 병진 보정 후의 추정 위치 θ_C1을 산출한 후, 추가로 고조파 보정(제2 보정)을 하여 추정 각도 오차를 작게 한다.

예를 들면, 고조파 보정량으로서, 추정 위치(θ)에 대해 n배(n은 2 이상의 자연수. 예를 들면, n=3)의 고조파를 갖는 보정량 C2를 도입한다. 보다 구체적으로는, q축 전류값(Iq)을 진폭으로 하는 n배 고조파로서, 아래 식(33)의 고조파 보정량 C2(제2 보정량)를 도입한다. 고조파 보정량 C2는, 추정 위치(θ) 및 q축 전류값(Iq)의 함수로, 보다 상세하게는 추정 위치(θ)(병진 보정 후의 추정 위치 θ_C1이라고도 할 수 있음)를 위상에 이용한 고조파 성분과 q축 전류값의 함수와의 곱이다. q축 전류값의 함수는, 아래 식(33)에서는 q축 전류값 자체이나, 예를 들면, q축 전류값에 비례 상수를 곱한 함수일 수도 있고, 보다 고차의 항을 포함하는 함수일 수도 있다.

　이 고조파 보정량 C2를, 병진 보정 후의 추정 위치 θ_C1으로부터 추가로 차감한다. 이로써 고조파 보정 후의 추정 위치 θ_C2는 아래 식(34)으로 나타낼 수 있다.

n=3인 경우, 보정 후의 추정 위치 θ_C2 및 추정 각도 오차는, 도 16a 및 도 16b에 각각 나타낸 것과 같다. 여기서 위상 오프셋(δ)은 추정 오차를 작게 하도록 선택할 수 있다.

도 16b와 같이 병진 보정에 추가로 고조파 보정을 함으로써, 추정 위치 오차는 ±8° 미만으로 억제된다. 이로써 추정 위치 오차에 의한 토크 리플을 저감시킬 수 있다. 도 16a 및 도 16b의 예의 고조파 보정에서는, 3차 고조파만을 저감했으나, 더욱 고차의 고조파 보정을 할 수도 있고, 병진 보정과 마찬가지로 q축 전류에 관해 고차의 항을 포함하는 보정량에 의해 보정하면, 추정 위치 오차를 보다 적게할 수 있다.

또한, q축 전류에 의한 인덕턴스 위상 시프트가 작은 경우에는, 병진 보정을 생략하고 고조파 보정만을 해도 된다. 이 경우, C1=0이기 때문에, 보정 후의 추정 위치 θ_C2는 아래 식(35)과 같아진다.

또한, 고조파 보정을 생략하고 병진 보정만을 할 수도 있다.

또한, 상기 예에서는 q축 전류값(Iq) 및 보정 전의 추정 위치(θ)에 대해, 함수를 이용하여 보정량 C1, C2를 정했지만, 함수를 사용하는 대신에 사전에 보정량을 테이블로 작성할 수도 있다. 또한, 보정량을 함수나 테이블을 이용하여 생성하는 대신에, 대응되는 보정 후의 추정 위치 자체를 테이블로 작성할 수도 있다.

이러한 병진 보정 및/또는 고조파 보정이 제1 보상기(161)(도 2 참조)에 의해 행해져, 보정 후의 추정 위치 θ_1C가 생성된다. 즉, 추정 위치 θ_1C=θ_C2로 하면 된다. 병진 보정만을 행하는 경우는 추정 위치 θ_1C=θ_C1이다.

상기 예에서는, 표면 자석형 모터에 대해 설명했으나, 매립 자석형 모터를 사용한 경우에도, 정도의 차이는 있지만, 코일의 쇄교 자속이 시프트함에 따라 인덕턴스의 파형의 시프트가 생기고, 또한, 추정값에 고조파가 중첩되는 것은 마찬가지이다.

도 17a 및 도 17b는, 도 12a에 나타낸 UVW 고정 좌표상에서의 인덕턴스를, 식(29), (30), (31)을 사용하여 αβ 고정 좌표계 및 dq 회전 좌표계에서의 인덕턴스로 변환한 결과를 각각 나타낸다. 도 17c는, 대응되는 성분 m, n, s를 나타낸다.

도 12a의 인덕턴스 변화가 완전한 정현파 형상이 아니기 때문에, dq 회전 좌표계에서의 인덕턴스(Ld, Lq)에는 모두 회전자 위치 의존성이 나타난다. 또한, dq축의 간섭 성분인 상호 인덕턴스(Mdq)가 0이 아님을 알 수 있다. 도 17a의 결과로부터 구하면, 회전자 전기각에 대한 평균 인덕턴스는, 각각 Ld=1.4, Lq=1.5, 평균 돌극비 Lq/Ld=1.07이 된다.

이에 의해, 무여자 시의 돌극비가 평균 7% 정도, 또한, 회전자 전기각에 따라서는 1% 정도가 되는, 돌극비가 작은 표면 자석형 모터에서도 충분한 정밀도로 위치 추정이 가능함을 알 수 있다.

상기 해석과 같은 조건의 실기() 모터로서 3상 표면 자석형 모터를 준비하고, 이 모터에 상기 PWM 패턴을 인가하여, 전류의 크기에 따른 자성체의 포화에 의해 게인이 변동하는 변류기를 전류 미분 검출기(4uvw)로 이용하여 전류 미분값을 취득하고, 또 위치를 추정한 결과를 아래에 나타낸다.

도 18a, 도 18b 및 도 18c는, 모터 전류가 0이고 3종의 전압 벡터(V1(100), V3(010), V5(001))를 사용하여 얻은 전류 미분값을 각각 나타낸다. 도 18d는, 동상의 전류 미분값의 차분으로부터 식(5)에 따라 구성한 위치 추정용 3상 신호(Us, Vs, Ws)를 나타낸다. 그리고 도 18e는, 그 위치 추정용 3상 신호(Us, Vs, Ws)로부터 식(11)에 따라 연산된 추정 위치를 나타낸다. 전류가 0일 때는, 해석 결과와 마찬가지로 추정 위치를 연산할 수 있음을 알 수 있다.

도 19a, 도 19b 및 도 19c는, 모터선에, U상이 0, V상이 양, W상이 음인 전류를 고정상 여자로 인가하고, 외부로부터 강제적으로 모터를 회전시켰을 때의 전류 미분값의 취득 결과를 나타낸다. 도 19a, 도 19b 및 도 19c는 전압 벡터(V1(100), V3(010, V5(001))를 각각 인가하여 전류 미분값을 취득한 결과를 나타낸다. 가로축의 회전자 전기 각도와 여자각 위상의 관계는, 회전자 전기 각도 0°에서 d축 여자, 90°에서 q축 여자, 180°에서 역 d축 여자가 된다.

예를 들어 본래 동일한 레벨의 신호값을 얻을 수 있는 전압 벡터(V1(100))의 패턴의 U상 신호(도 19a 참조)와, 전압 벡터(V3(010))의 패턴의 V상 신호(도 19b 참조), 및 전압 벡터(V5(001))의 패턴의 W상 신호(도 19C 참조)를 비교하면 알 수 있듯이, V상과 W상의 신호가 전류 미분 검출기(4uvw)의 변류기를 구성하는 자성체 포화의 영향으로 인해 절반 정도로 감쇠했다.

도 20a는, 도 18a, 도 18b 및 도 18c의 전류 미분값의 결과로부터 2종의 전압 벡터(V5(001), V3(010))만을 사용하는 식(7)을 이용하여, 위치 추정용 3상 신호(Us, Vs, Ws)를 구성한 결과를 나타낸다. 그리고 도 20b는, 그 위치 추정용 3상 신호(Us, Vs, Ws)를 이용하여, 식(11)에 의해 추정 위치(θ)를 연산한 결과를 나타낸다.

식(7)과 같이, 신호(Vs)와 신호(Ws)는 상이한 상의 차분으로 구성되는 신호이기 때문에, 게인이 상이한 신호의 차분으로 구성된다. 게인이 상이한 신호를 차감함으로써, 3상 신호를 제대로 연산할 수 없어, 추정 위치를 올바르게 연산할 수 없다.

위치 추정용 3상 신호는 단순한 오프셋을 하는 것처럼 보인다. 또한, 본 예에서는, V상 및 W상의 전류의 절대값을 같게 하므로, V상과 W상의 게인이 같으며, 오프셋이 발생하는 경우와 유사한 동작이라고 할 수 있다. 그러나 현실적으로 UVW상의 전류는 시간이 지남에 따라 변하며, 각 상의 게인도 특별한 구속없이 거동한다. 따라서 실제로는 식(8)의 게인의 합이나 차분에 의해 나타나는 항에 의해, 위치 추정용 3상 신호는 모터 전류에 따라 복잡하게 변화한다. 이 때문에 보정을 하기가 어렵다.

따라서 회전자 위치를 검출하기 위해 2종의 전압 벡터를 사용하는 경우, 자성체의 포화를 회피할 수 있는 구조의 소자를 사용한 전류 미분 검출기를 사용하는 것이 바람직하다. 예를 들면, 공심 코일을 이용한 변류기 등의 소자를 사용하는 것이 바람직하다.

도 21a는, 도 18a, 도 18b 및 도 18c의 전류 미분값의 결과를 가지고, 식(5)를 이용하여 위치 추정용 3상 신호(Us, Vs, Ws)를 동상의 차분에 의해 구성한 예를 나타내며, 도 21b는, 위치 추정용 3상 신호(Us, Vs, Ws)를 이용하여 식(11)로 추정 위치를 연산한 결과를 나타낸다. 동상의 신호를 차감함으로써, 전류 미분 검출기(4uvw)의 게인의 영향을 억제하여, 추정 위치를 연산할 수 있음을 알 수 있다. 추정 위치의 왜곡은 식(6)에 나타나는, 식 전체를 포괄하는 게인(gu, gv, gw)에 기인한다. 구체적으로는, 게인 gv, gw이 게인 gu의 거의 절반이 되기 때문에, 위치 추정용 3상 신호 Vs와 Ws의 진폭이 위치 추정용 3상 신호 Us의 거의 절반이 되는 것이, 추정 위치의 왜곡의 원인이다.

이를 보정하는 것은 용이한데, 전류에 따른 게인을 위치 추정용 3상 신호에 각각 인가하면 된다. 도 21a의 신호(Vs, Ws)를 2배로 연산한 위치 추정용 3상 신호(Us, Vs, Ws)를 도 22a에 나타내고, 이를 이용하여 식(11)을 통해 추정 위치를 연산한 결과를 도 22b에 나타난다. 위치 추정용 3상 신호는 3상이 대칭인 형태가 되어, 추정 위치의 왜곡도 없어진 것을 알 수 있다.

전류에 따른 게인을 위치 추정용 3상 신호에 곱하는 보정은, 전류 미분 검출 게인(gu, gv, gw)(이하, 총칭하여 ‘guvw’라고 하기도 함)을 전류에 따라 가변시키는 연산으로 치환할 수도 있다. 예를 들어, 모터의 각 상의 선전류(Iuvw)의 절대값 |Iuvw|을 바탕으로, 각 상의 게인(guvw)을 식(36)의 함수에 따라 결정할 수도 있다. 식(36)의 함수에 따르면, 각 상의 선전류(Iuvw)의 절대값이 제1 상수(I₁)(I₁>0) 이하인 경우, 당해 상의 게인(guvw)은 일정한 제1 게인(g₁)(g₁>0)이 되고, 각 상의 선전류(Iuvw)의 절대값이 제2 상수(I₂)(I₂>I₁)보다 큰 경우에는 당해 상의 게인(guvw)은 일정한 제2 게인(g₂)(g₂>g₁)이 된다. 그리고 각 상의 선전류(Iuvw)의 절대값이, 제1 상수(I₁)보다 크고, 제2 상수(I₂) 이하일 때에는, 당해 상의 게인(guvw)은 제1 게인(g₁)과 제2 게인(g₂) 사이에서, 당해 상의 선전류(Iuvw)의 절대값에 따라 선형으로 변동한다.

[수 27]

미리 모터 전류에 대한 전류 미분 검출의 게인을 측정하고, 식(36)으로 피팅하여 상수(I₁, I₂, g₁, g₂)를 결정할 수도 있다. 또한, 피팅한 결과를 테이블로 작성하고, 테이블을 참조하여 전류에 따른 각 상의 게인(guvw)을 결정할 수도 있다.

또한, 식(36)에 의해 고차의 항을 더한 함수를 통해, 게인(guvw)을 결정할 수도 있다.

신호 진폭의 변화는 전류 미분 검출기(4uvw)의 게인의 영향이 아니다. 전기각 0°에서는 d축 여자가 되어 자석의 자속을 강하게 하며, 전기각 180°에서는 역d축 여자가 되어 자석의 자속을 약화시키는 방향으로 여자된다. 자석의 자속을 약화시키면 자석이 없는 상태에 가까워져, 코어의 포화로 인한 인덕턴스의 위치 의존성이 점점 사라지기 때문에, 신호 진폭이 변화한다.

전류에 따른 게인을 위치 추정용 3상 신호에 곱하는 보정을 실시함으로써, 전류 리플이 미소한 경우에도, 변류기와 같은 자성체로 구성되는 검출 소자를 전류 미분 검출기(4uvw)에 사용할 수 있다. 이에 따라 높은 감도로 전류 미분값을 검출할 수 있다.

변류기 등의 전류 미분 검출 소자를 사용하지 않는 경우에도, 일반적으로 UVW상의 모든 전류 미분 검출 게인을 완전히 동일하게 하기는 어렵다. 3상 전류 미분 검출 게인이 서로 다른 경우에 이 연산 처리를 이용함으로써 위치 추정 오차를 저감시킬 수 있다.

덧붙여 상기와 같은 추정 위치를 이용한 센서리스 제어에서는, 모터 전기각 1주기에 대해 추정 위치가 2주기로 나타나는 것에 의한 부정성이 있다. 이로 인해 초기 여자 위치가 역 위상이 될 우려가 있다. 이것이 문제가 되는 경우, 예를 들면, 자기 포화를 이용한 초기 위치 추정 방법(예를 들면, 비특허문헌 2를 참조)을 병용하여 초기 여자 위치를 결정하면 된다. 본 실시형태에서 추정 위치는 αβ 고정 좌표상에서 얻어지므로, 초기 여자 위치가 역 위상이 되는 것으로 인한 초기 여자의 여자 위상 편이가 문제가 되지 않는다면, 추정 위치의 2주기 신호를 1주기 신호로 변환하여, dq 변환의 좌표계에 직접 사용함으로써, 초기 위치 추정을 하지 않고서도 모터를 동기화하여 회전시킬 수 있다.

다음으로, 제2 위치 추정기(152)에 의한 위치 추정(제2 추정 방법)의 구체예에 대해 설명한다.

제2 위치 추정기(152)는, 이 실시형태에서는 αβ 좌표계상에서 확장 유기 전압 옵저버에 의해 회전자의 위치를 추정한다. 이 방법은, 비특허문헌 1 및 특허문헌 7 등에 상세히 설명되어 있는 방법이므로, 여기서는 개략적인 설명에 그친다.

αβ 좌표계에서의 모터의 전압 방정식은 미분 연산자 p(시간 미분 연산자)를 이용하여 아래 식(37)로 나타낼 수 있다.

[수 28]

αβ 좌표계에서의 인덕턴스(L_α, L_β, L_αβ)를 dq 좌표계에서의 인덕턴스(Ld, Lq)를 이용하여 식(39)와 같이 표현한다. 또한, dq 좌표계에서의 전류(id, iq)(=Id, Iq)도 사용하여 식(37)을 변형하면, 식(38)이 된다. dq 좌표계에서의 인덕턴스의 각도 의존성은 없다고 하고, 인덕턴스(Ld, Lq)의 시간 미분이 0이라고 가정했다. 식(38)의 제2항에 모터 위치(θ)에 의존하는 항이 정리되며, 이것을 확장 유기 전압 벡터(e)로 정의한다(식(40)). 덧붙여, 식 중 기호 “·”는, 작용 범위가 당해 변수만(식(38)에서는 iq만)인 일계(first order) 시간 미분을 나타내는 미분 연산자이다. 이하 동일.

[수 29]

식(38)을 변형하여 상태 방정식을 도출하면, 식(41) 및 (42)를 얻을 수 있다. 확장 유기 전압의 시간 미분인 식(42)의 도출에 있어서, d축 전류(id)의 일계 시간 미분 및 q축 전류(iq)의 이계 시간 미분 및 각속도(ω)의 일계 시간 미분을 모두 0에 근사했다.

[수 30]

　확장 유기 전압 추정값(e^)(단, 기호 “^”는 추정값을 나타낸다. 이하 동일)를 구하는 최소 차원 상태 옵저버(확장 유기 전압 옵저버)는, 식(43) 및 (44)가 된다. 옵저버 게인(G)은 예를 들면, 속도의 절대값에 비례하도록 결정할 수 있다.

[수 31]

식(44)에 식(43)을 대입하여, GJ=JG 임에 주의하여 변형하면 식(45)가 된다.

[수 32]

전류 미분 검출값을 소거하기 위해, 매개 변수 ξ=e^+Gi를 도입하여 변환하면 식(46)이 되고, ξ의 일계 시간 미분을, 전류 검출값(i) 및 전압 검출값(v)에 의해 구할 수 있다.

[수 33]

따라서, 식(46)을 시간 적분함으로써 ξ를 얻을 수 있으며, 식(47)과 같이 변수 변환을 다시 행함으로써 확장 유기 전압 추정값(e^)을 얻을 수 있다.

추정 위치는 확장 유기 전압의 편각을 취함으로써 식(48)과 같이 주어진다.

[수 34]

제2 위치 추정기(152)(도 2a, 도 2b 참조)는, 3상 2상 변환기(134)(도 1b 참조)로부터 αβ 고정 좌표계의 전류 검출값(I_α, I_β)을 얻어 식(46)에서의 전류(i)로서 사용하고, 역 dq 변환기(132)(도 1b 참조)로부터 αβ 고정 좌표계의 전압 지령값(Vαcmd, Vβcmd)를 얻어, 식(46)의 전압 검출값(v)으로서 사용한다. 이를 통해 제2 위치 추정기(152)는, 식(47)에 의해 유기 전압 추정값(e^)(e^_α, e^_β)를 구하고, 또한, 식(48)에 의해 회전자 추정 위치(θ₂)를 구한다.

다음으로 제1 위치 추정기(151)(도 2a, 도 2b 참조)가 생성하는 추정 위치 신호의 주기 변환, 즉, 주기 변환기(154)의 작용에 대해 설명한다.

제1 위치 추정기(151)는 회전자의 회전에 따른 인덕턴스의 변동에 기초하여, 다시 말하면, 인덕턴스가 회전자의 회전 위치에 의존하는 것을 이용하여 위치 추정을 행한다. 이 때문에 제1 위치 추정기(151)가 생성하는 추정 위치 신호는, 고정자의 1 전기각 주기에 상당하는 회전자의 회전에 대해 2주기의 변동을 갖는다. 따라서, 전술한 것처럼 주기 변환기(154)(도 2a 및 도 2b 참조)에 의해, 제1 위치 추정기(151)가 생성하는 추정 위치 신호가, 고정자의 1 전기각 주기에 상당하는 회전자의 회전에 대해 1주기의 변동을 갖는 제1 추정 위치 신호로 변환된다.

저속 영역에서는 전류 리플을 검출함으로써 모터 인덕턴스에 포함되는 위치의 정보를 연산하는 제1 위치 추정기(151)에 의해, 식(11), (14) 등에 나타난 것처럼 전기각 1주기에서 2주기 변동하는 신호를 얻을 수 있다. 중고속 영역에서는 확장 유기 전압 옵저버에 의해 식(47), (48)에 따라 추정 위치를 연산하는 제2 위치 추정기(152)에 의해, 전기각 1주기에서 1주기 변동하는 신호를 얻을 수 있다.

구체예로서, 정격 회전 속도 3000[r/min]의 표면 자석형 동기 모터를, 160[r/min]의 무부하 조건에서 회전시켜, 상기 두 종류의 추정 방법을 사용하여 위치를 추정하고, 전기각 2주기분 플롯한 결과를 도 23에 나타낸다. 확장 유기 전압에서의 위치 추정(제2 위치 추정기(152)에 의한 제2 추정 방법)에서는 회전자의 1 전기각 회전에 대해 1주기의 추정 위치를 얻을 수 있으나, 펄스 인가에서의 위치 추정(제1 위치 추정기(151)에 의한 제1 추정 방법)에서는, 회전자의 1 전기각 회전에 대해 2주기의 추정 위치를 얻을 수 있음을 알 수 있다.

펄스 인가에서의 위치 추정(제1 추정 방법)에서는, 1 전기각에 2주기의 신호가 되므로 1주기로의 변환이 필요해진다. 이 주기 변환은 주기 변환기(154)(도 2a 및 도 2b 참조)에 의해 수행된다.

도 24는 주기 변환기(154)에 의한 주기 변환 처리예를 나타낸다. 본 처리는 소정의 연산 주기로 반복하여 실행된다. 아래 설명에서 ‘1주기 신호’란, 전기각의 1주기에 대응하여, 하한값(구체적으로는 0)부터 상한값 msk(전기각의 1주기에 대응되는 값. 예를 들면, 2048)까지, 회전자 위치에 따라 단조 증가하는 변화를 반복하는 신호를 말한다. 또한, ‘2주기 신호’는, 전기각의 1/2주기에 대응하여, 하한값부터 상한값 msk/2(전기각의 1주기에 대응되는 값의 1/2)까지, 회전자 위치에 따라 단조 증가하는 변화를 반복하는 신호를 말한다. 즉, 1주기 신호는 전기각의 1주기 동안 1주기를 갖는 신호이고, 2주기 신호는 전기각의 1주기 동안 2주기를 갖는 신호이다. 도 23에 나타낸 것처럼, 확장 유기 전압을 이용하는 제2 추정 방법은 1주기 신호를 생성하고, 펄스 인가를 이용하는 제1 추정 방법은 2주기 신호를 생성한다. 도 23에서 알 수 있듯이 2주기 신호는, 1주기 신호와 일치하는 구간과 1주기 신호에 대해 전기각의 1/2만큼 값이 어긋나는 구간을 갖는다.

도 24에 기재된 순서에 따르면, 임의의 시각에 한 번이라도 올바른 1주기 신호가 얻어진다면, 각 연산 주기에서의 현재의 2주기 신호(당해 연산 주기에서의 2주기 신호)만으로 1주기의 신호를 연속적으로 생성할 수가 있다.

구체적으로 설명하면, 전회(전 연산 주기)의 1주기 신호값 1cyc_t-1과 금회(현 연산 주기)의 2주기 신호값 2cyc_t와의 차분의 절대값 wk1이 구해진다(단계 S1). 이 차분의 절대값 wk1이 1 전기각의 값 msk(예를 들면, 2048)의 1/4 미만인지의 여부를 판정한다(단계 S2. 제1 판정). wk1<msk/4이면(단계 S2: 예), 주기가 맞다고 판정하고, 2주기 신호값 2cyc_t를 그대로 금회의 1주기 신호값 1cyc_t로서 일시적으로 사용한다(단계 S3). wk1msk/4이면(단계 S2: 아니오), 반 주기 어긋난다고 판정하고, 2주기 신호값 2cyc_t에 1 전기각의 값 msk의 1/2분을 가산한 2cyc_t+msk/2를 금회 1주기 신호값 1cyc_t로서 일시적으로 사용한다(단계 S4).

이 제1 판정에 기초한 처리만으로는, 전회의 1주기 신호값 1cyc_t-1과 금회의 2주기 신호값 2cyc_t가 모두 주기 경계인 0 부근의 값인 경우, 측정 노이즈로 인해 올바르게 처리할 수 없는 경우가 있다. 예를 들면, 1 전기각의 값 msk=2048인 경우, 회전자 위치가 0에 있을 때의 이상적인 신호값은 1cyc_t-1=2cyc_t=0이나, 노이즈로 인해 1cyc_t-1=2038, 2cyc_t=10과 같은 신호값이 얻어졌다고 가정한다. 이 때, 금회의 1주기 신호값 1cyc_t=10이 되면 바람직하다. 그러나 상기 제1 판정에 기초한 처리를 행하면, wk1=2028(=2038-10)이 되고, wk1<512(=msk/4)를 만족시키지 않기 때문에(단계 S2: 아니오), 1주기 신호값 1cyc_t=10+1024=1034가 되어(단계 S4), 반 주기 어긋난 값을 출력한다.

이를 피하기 위해, 상기 제1 판정(단계 S2)에 기초한 처리(단계 S3, S4)를 행하여 얻어진 1주기 신호값 1cyc_t와, 전 연산 주기의 1주기 신호 1cyc_t-1과의 차분의 절대값 wk2를 구하여(단계 S5), 추가로 제2 판정을 행한다(단계 S6). 즉, msk/4<wk2<3*msk/4이면(단계 S6: 예), 제1 판정(단계 S2)에 기초하여 얻어진 1주기 신호값 1cyc_t(단계 S3, S4)가 반 주기 어긋났다고 판정하여, 1cyc_t=1cyc_t-msk/2와 같이 값을 수정하여 출력한다(단계 S7). 단계 S6의 판정이 부정이면, 제1 판정에 기초한 처리(단계 S2, S3, S4)를 통해 구한 1주기 신호값 1cyc_t가 올바른 값이므로, 단계 S7의 수정은 수행되지 않는다.

상기 예의 경우, 제1 판정에 기초한 처리(단계 S2, S3, S4)만으로는 1주기 신호값 1cyc_t=1034로 판정되었으나, 제2 판정에 기초한 처리(단계 S6, S7)를 추가함으로써 wk2=|2038-1034|=1004가 되어, 512(=msk/4) 이상이면서 또한, 1536(=3*msk/4) 이하를 만족한다. 따라서, 1주기 신호값 1cyc_t=1034-1024=10으로 올바른 위치로 수정되며, 측정값에 노이즈가 포함되어도 올바른 1주기 신호값을 얻을 수 있다.

얻어진 1주기 신호값 1cyc_t에는, 또한, 전기각 1주기의 값 msk에 의한 잉여 연산(Mod 연산(연산자%))이 이루어지며(단계 S8), 0~msk(=2048)의 범위의 1주기 신호값 1cyc_t가 출력된다. 전기각 1주기의 값 msk를 2의 거듭제곱(즉, 2ⁿ(단, n은 자연수))으로 하고, Mod 연산을 논리곱(AND)의 비트 연산으로 대체할 수도 있다.

임의의 시각에 주어져야 하는 올바른 1주기 신호는, 예를 들면, 철심의 포화를 이용한 초기 위치 추정법(비특허문헌 2 참조) 등을 이용하여 얻을 수 있다.

도 25는 모터가 도 23과 동일한 구동 상태일 때, 전류 리플에 의해 추정 위치를 얻는 제1 추정 방법을 통해 얻은 2주기 신호를, 도 24의 순서에 따라 1주기 신호로 변환한 결과를 나타낸다. 1 전기각의 값 msk는 2048로 했다. 양호한 1주기 신호가 생성됨을 알 수 있다.

따라서, αβ 고정 좌표계상의 전기각 1주기의 회전자의 회전에 대해 1주기를 갖는 두 종류의 추정 위치 신호를 제1 추정 방법 및 제2 추정 방법에 의해 얻을 수 있다. 따라서, 추정 속도 또는 확장 유기 전압 벡터 길이에 따라, 사용하는 추정 위치 신호를 전환하거나, 두 종류의 추정 위치 신호를 가중치를 부여하여 합성한다. 이로써, 전체 속도 영역에서 확실한 추정 위치를 구할 수 있으므로, 전체 속도 영역에서의 센서리스 제어가 가능해진다.

도 26은 추정 위치 합성기(153)(도 2a 및 도 2b 참조)에 의한 처리의 일례를 나타낸다. 추정 위치 합성기(153)는, 도 2a의 구성에서는 제1 및 제2 보상기(161, 162)에서 각각 보상된 후의 제1 및 제2 추정 위치 신호(θ_1C, θ_2C)를 가중치를 부여하여 합성하고, 도 2b의 구성에서는 보상 전의 제1 및 제2 추정 위치 신호(θ₁, θ₂)를 가중치를 부여하여 합성한다. 여기에서는, 펄스 인가를 이용한 제1 추정 방법에 따른 제1 추정 위치 신호(θ_1C, θ₁)가 나타내는 회전자 추정 위치를 총칭하여 ‘제1 추정 위치(θ_PWM)’라고 한다. 마찬가지로, 확장 유기 전압을 이용한 제2 추정 방법에 의한 제2 추정 위치 신호(θ_2C, θ₂)가 나타내는 회전자 추정 위치를 총칭하여 ‘제2 추정 위치(θ_EMF)’라고 한다.

추정 위치의 가중은, 톱니파 형상의 가중치 계산을 통해 이루어진다. 구체적으로는, 제1 추정 위치(θ_PWM)에 대한 제2 추정 위치(θ_EMF)의 차분 dif를 구한다(단계 S11). 이 차분 dif가 1 전기각 주기의 값 msk(예를 들면, 2048)의 절반 범위를 벗어나는지의 여부를 확인한다. 즉, dif<-msk/2인지의 여부(단계 S12), 및 dif>msk/2인지의 여부(단계 S14)를 확인한다. dif<-msk/2이면(단계 S12: 예), 변수 wk3에 1 전기각 주기의 값 msk에 차분 dif를 가산한 값 msk+dif를 대입한다(단계 S13). dif>msk/2이면(단계 S14: 예), 변수 wk3에 1 전기각 주기의 값 msk로부터 차분 dif를 뺀 값 msk-dif를 대입한다(단계 S15). 차분 dif가 1 전기각 주기의 값 msk의 절반 범위 내(-msk/2≤dif≤msk/2)이면(단계 S12, S14 모두 아니오), 변수 wk3에 차분 dif가 대입된다(단계 S16). 그리고 아래 식(49)에 따라, 가중 계수(ρ)(0≤ρ≤1)에 의해 변수 wk3에 가중치를 부여한 값 ρ·wk3이 제1 추정 위치(θ_PWM)에 가산되고, 이에 대해 1 전기각의 값 msk에 의한 잉여 연산 Mod(연산자 %)를 수행하여, 가중 합성된 합성 추정 위치(θ_WT)를 구할 수 있다(단계 S17).

wk3=dif인 경우(단계 S16)에는, θ_PWM+ρ×wk3=θ_PWM+ρ(θ_EMF-θ_PWM)=(1-ρ)θ_PWM+ρθ_EMF가 되어, 제1 추정 위치(θ_PWM) 및 제2 추정 위치(θ_EMF)가 가중되어 합성되었음을 알 수 있다. 잉여 연산 Mod(연산자%)는, 합성 결과를 0 내지 msk의 범위에서 톱니파 형상으로 주기적으로 변화하는 추정 위치 신호로 하기 위한 연산이다.

예를 들어, 참 회전자 위치의 값이 ‘5’일 때, 제1 추정 위치 θ_PWM=2038 및 제2 추정 위치 θ_EMF=20을 구할 수 있다고 가정한다. 가중 계수 ρ=0.5로 할 때, 가중 후의 합성 추정 위치 θ_WT=5라는 연산 결과를 얻는 것이 적당하다. 이와 같은 결과를 얻기 위해, 두 추정 위치(θ_PWM, θ_EMF)의 차분 dif를 구하고(단계 S11), 그 차분 dif가 ±msk/2 이내이면 그 값을, msk/2를 초과하면 1 전기각 값 msk에서 차분 dif를 차감한 값을, 차분 dif가 -msk/2보다 작으면 1 전기각 값 msk에 차분 dif를 더한 값을, 두 추정 위치 사이의 거리를 나타낸 변수 wk3으로 하여 사용한다(단계 S12 내지 S16). 그 변수에 가중 계수(ρ)를 곱한 후에, 어느 한 쪽의 추정 위치(θ_PWM, θ_EMF)(도 26의 예에서는 제1 추정 위치 θ_PWM)에 더하면 된다.

상기 예의 경우, 차분 dif=-2018(=20-2038)이므로, 변수 wk3=2048-2018=30이 된다. 따라서, 합성 추정 위치 θ_WT=(2038+0.5×30)%2048=5가 되어, 올바른 가중 결과가 얻어지는 것을 알 수 있다.

도 26의 순서에서는 분기 처리를 이용하고 있으나, Mod 연산 또는 비트 시프트 연산으로 고속으로 처리하는 방법을 식(50)에 나타낸다. 연산 결과는 도 26의 절차에 따른 경우와 등가이다.

식(50)의 변수 wk는, 도 26의 wk3와 등가인 연산 결과로, ρ=0에서 θ_WT=θ_PWM, ρ=1에서 θ_WT=θ_EMF가 되는 것처럼 가중 결과를 얻을 수 있다.

[수 35]

일예로, θ_PWM 및 θ_EMF가 각각 일정량의 노이즈를 가지며, 또한, θ_EMF를 θ_PWM에 대해 +512만큼 오프셋시켰을 경우에, 0≤ρ≤1의 범위에서 ρ를 변화시켰을 때의 합성 추정 위치(θ_WT)에 대해, 식(50)을 이용하여 연산한 결과를 도 27에 나타낸다. θ_WT는 ρ=0 일 때 θ_PWM과 일치하고, ρ=1일 때 θ_EMF와 일치한다. 또한, θ_WT는 ρ가 0과 1 사이의 값일 때, 노이즈의 크기를 포함하여 ρ의 변화에 따라 순조롭게 가중치를 부여했음을 알 수 있다. 이 예에서는, 시각적으로 알기 쉽게 하기 위해서 θ_EMF를 오프셋했으나, 실제로는 θ_EMF와 θ_PWM은 대체로 동일한 값을 나타낸다. 물론, 그 경우에도 식(50)을 사용하면 올바르게 가중하여 합성하는 것이 가능하다.

가중 계수(ρ)를 추정 속도 또는 확장 유기 전압 벡터(e)(식(40) 참조)의 벡터 길이에 따라 천이시킴으로써, 제1 추정 방법과 제2 추정 방법을 회전자의 회전 속도에 따라 적절하게 가중치를 부여할 수 있으며, 추정 방법을 순조롭게 천이시킬 수 있다. 일례를 식(51)에 나타낸다. 식(51)에서는, 추정 속도를 ω, 가중 개시 속도를 ω_s, 가중 종료 속도를 ω_e로 하고, 가중 계수(ρ)를 추정 속도(ω)에 비례하여(선형으로) 변화시켰다. 가중 개시 속도(ω_s) 미만의 저속 영역에서는 ρ=0이며, 제1 추정 방법에 의한 추정 결과만이 사용된다. 마찬가지로 가중 종료 속도(ω_e)를 초과하는 고속 영역에서는 ρ=1이며, 제2 추정 방법에 의한 추정 결과만이 사용된다.

[수 36]

추정 속도 ω 대신 확장 유기 전압의 벡터 길이 |e|를 이용할 수도 있고, 비례(선형)가 아닌 다른 함수(비선형 함수)로 가중 계수(ρ)를 정의할 수도 있다.

식(51)에서 ω_s≒ω_e로 설정하면, 속도 ω_s에서, 가중 계수(ρ)가 0에서 1로 전환된다. 이것은 실질적으로는 가중치를 부여하는 대신 특정 속도로 추정 방법이 전환되는 것, 즉 전환 합성에 해당한다.

도 2a의 구성에 의한 가중 합성을 수식으로 나타내면, 식(52)의 제1행과 같다. 식에서 Δθ₁은 제1 보상기(161)에 의한 보상량을 나타내며, θ_1C=θ₁+Δθ₁이다. 마찬가지로 Δθ₂는 제2 보상기(162)에 의한 보상량을 나타내며, θ_2C=θ₂+Δθ₂이다. 식(52)의 제1행은 같은 식의 제3행처럼 변형할 수 있다. 이것은 도 2b의 구성에 따른 가중 합성의 표현이 된다. 같은 식 제3행의 제1항은, 보상 전의 가중 합성을 나타내고, 같은 식 제3행의 제2항은 가중 합성 후의 보상을 나타낸다. 따라서 도 2a 및 도 2b의 어느 구성에 의해서도, 실질적으로 등가 처리가 가능하다.

아울러 제1 보상기(161)에 의한 보상(보정)은, 전술한 도 15 및 도 16을 참조하여 설명한 처리일 수도 있다(식(34), (35) 참조).

실시예로서, 식(51)의 가중 개시 속도 ω_s=600[r/min], 가중 종료 속도 ω_e=1200[r/min]로 하여, 가중치를 부여한 합성 추정 위치(θnew)를 연산하도록 컨트롤러(1)(도 1a 참조)를 설계(프로그래밍)했다. 단, 보상기(161, 162, 163)(도 2a 및 도 2b 참조)는 생략했다. 이 컨트롤러(1)에 의해 교류 모터(M)의 속도를 제어하고, 0~1600[r/min]까지 30[ms(밀리초)]로 급가속했다. 이 때의 가중 계수(ρ)의 추이, 추정 속도(ω)의 시간 변화 및 합성 추정 위치(θnew)를 플롯한 결과를 도 28에 나타낸다.

가중 계수(ρ)는 600~1200[r/min] 사이에서 속도에 따라 선형으로 변화하고 있으며, 급가속 시에도 가중 후 합성 추정 위치(θnew)가 큰 변동 없이 매끄럽게 변화하고 있는 것이 이해합니다.

예를 들면, 특허문헌 8에는, 자극 위치 검출기를 필요로 하지 않고, 저속 영역과 고속 영역 사이에서 급격하고 끊김 없는 가감속 성능을 실현하는, 동기 전동기의 제어 방법이 개시되어 있다. 이 특허문헌 8에는, ±1300[r/min]의 정회전 역전을 1.5[s]라는 가속 레이트에서 실험한 결과가 나타나 있다. 상기 실시예의 가속 레이트는, 특허문헌 8의 가속 레이트의 30배 정도이다.

가중 속도 영역 ω_s~ω_e를 좁히는 것도 가능하나, 그 경우는 저속과 중고속에서의 추정 위치의 오차가 충분히 작지 않으면, 추정 방법 전환의 속도 영역 ω_s~ω_e에서 채터링을 일으켜 제어가 불안정해지기도 한다. 가중 개시 속도(ω_s)와 가중 종료 속도(ω_e)는, 펄스 인가를 이용하는 제1 추정 방법이 적용할 수 있는 속도의 상한과, 확장 유기 전압 추정을 이용하는 제2 추정 방법의 정밀도가 충분히 얻어지는 속도의 하한에 근거하여 결정할 수 있다.

다른 실험으로서, 상기 실시예와 같이 설정한 컨트롤러(1)를 이용하여 교류 모터(M)를 3000[r/min]의 지령 속도로 속도 제어한 상태에서, 급부하를 주어 30[ms]정도의 감속 시간으로 교류 모터(M)를 급정지시켰다. 이 경우의 가중 계수(ρ), 추정 속도(ω), 가중 합성 추정 위치(θnew) 및 q축 전류(iq)의 시간 변화를 도 29에 나타낸다.

중고속 영역에서 저속 영역으로의 천이 시, 즉, 제2 추정 방법에서 제1 추정 방법으로 천이하는 기간에, 참조 부호(PE)로 나타내듯이 전기각으로 30도 정도의 큰 오차가 합성 추정 위치에 발생한다. 이것은 제1 및 제2 추정 방법에 의한 두 개의 추정 결과에 큰 편차가 생긴 경우에 일어나는데, 합성 추정 위치의 오차가 더욱 커지면 탈조될 수도 있다. 이것은, 펄스 인가를 이용한 제1 추정 방법에서, q축 전류(iq)가 인가됨으로 인해 모터의 인덕턴스 위상이 변화함으로써 추정 위치가 어긋나는 것이나(전술한 도 14a 및 도 14b 참조), 확장 유기 전압을 이용한 제2 추정 방법에 사용되는 필터 등에 기인한 지연(속도에 대한 추정값의 지연)의 영향이다.

이 문제는 제1 및 제2 보상기(161, 162)(도 2a 참조)의 기능에 의해 해결될 수 있다. 즉, 제1 및 제2 추정 방법으로 얻은 제1 및 제2 추정 위치 신호(θ₁, θ₂)에 대해, dq 축 전류(id, iq)와 추정 속도(ω)에 따라 보상을 가하고, 그 보상을 추가한 제1 및 제2 추정 위치 신호(θ_1C, θ_2C)를 가중치를 부여하여 합성한다. 제1 및 제2 추정 위치 신호(θ₁, θ₂)에 대해, q축 전류(iq) 및 추정 속도(ω)의 1차 결합 a·iq+b·ω(단, a, b는 정수)에 비례하는 보상을 추가하고, 도 29의 실험예와 동일한 운전 조건에서 실험을 실시한 결과를 도 30에 나타낸다. 급부하에 의한 급정지로 제1 및 제2 추정 방법이 천이되는 기간에도, 합성 추정 위치에는 실질적인 오차가 발생하지 않고, 순조롭게 합성 추정 위치를 얻을 수 있다.

이 실험예는 급부하에 의한 급정지의 경우를 재현한 것이나, 상기 보상은, 외부 부하에 의해 큰 q축 전류(iq)가 흐르는 상태에서, 위치 추정 방법이 천이되는 경우에도 마찬가지의 효과를 발휘한다.

보상의 정도는, 사전 조정을 통해 설정할 수 있다. 예를 들어 모터에 위치 검출용 엔코더 등을 장착하여 이상 위치(참 위치)를 검출하고, 임의의 dq축 전류나 속도에서, 추정 위치와 이상 위치가 어긋나는 것이 작아지도록 보상 정도를 결정하면 된다. 이러한 조정을 통해 보상 정도를 함수화 또는 테이블화해 두면, 그 후에는 위치 검출기가 불필요하다.

상기와 같은 보상은 위치 추정기(151, 152)가 모터 고정 좌표계상의 추정 위치를 출력하기 때문에 가능한 것이다. 모터 회전 좌표계상에서 위치 오차 Δθ를 출력하는 위치 추정기를 사용하면, 추정 위치를 직접 보정할 수 없으며, 위치 오차Δθ를 연산하기 위한 모터 파라미터를 조정하여 참 추정 위치를 얻을 수 있도록 해야하므로, 어려움이 있다.

이상과 같이, 고정 좌표계 상에서의 추정 위치를 전류 리플에 의한 추정(제1 추정 방법)과 확장 유기 전압에 의한 추정(제2 추정 방법)의 두 종류로 행하고, 이들을 천이시킴으로써, 높은 응답률로 안정적인 센서리스 제어를 할 수 있음을 나타냈다. 확장 유기 전압에 의한 추정(제2 추정 방법)을 행하는 속도 영역(중고속 영역)에서는, 급격한 감속에 대응하는 경우를 제외하고는 본질적으로는 전류 리플에 의한 위치 추정(제1 추정 방법)은 불필요하다.

제1 추정 방법에서 인가되는 전압 벡터 패턴은, 모터를 구동하기 위한 구동 전압을 인가하는데 이용할 수 있는 시간 폭(PWM 제어 주기 중 구동용 전압이 인가되는 시간)을 좁히는 문제와, 전압 벡터 패턴의 개수와 PWM 제어 주기의 곱의 주기로 전류가 진동함으로써 발생하는 고주파 소음의 문제를 일으킨다. 이들을 방지하기 위해, 확장 유기 전압의 추정(제2 추정 방법)만의 결과를 이용하는 속도 영역(가중 종료 속도(ω_e)를 초과하는 고속 영역)에서는, 도 6a 및 도 6b의 위치 검출 전압 벡터 패턴을 인가하지 않도록 PWM 생성기(14)(도 1b 참조)를 제어하는 것이 바람직하다.

이상, 본 발명의 일 실시형태에 대해 설명했으나, 본 발명은 또 다른 형태로 실시할 수도 있다.

예를 들면, 전술한 도 1b에는, 외부로부터 지령 위치를 부여하여 위치 제어를 하는 구성을 나타냈으나, 위치 제어기(11)를 생략하고 속도 제어기(12)에 외부로부터 지령 속도를 부여하여 속도 제어를 할 수도 있다. 또한, 속도 제어기(12)를 생략하고 dq 전류 제어기(131)에 외부로부터 지령 전류를 부여하여 토크를 제어할 수도 있다.

또한, dq 전류 제어기(131)의 출력에 속도 기전력을 보상하는 전압을 인가함으로써, dq축의 비간섭 제어를 행할 수도 있으며, 속도에 따라 약화 계자 제어를 추가할 수도 있다.

다른 변경으로서, 상기 실시형태의 설명에서 이용한 확장 유기 전압의 추정에는 식(43), (44)로 표시되는 옵저버를 사용했으나, 식(40)으로 나타내는 확장 유기 전압 벡터를 그대로 사용할 수도 있다. 또한, 위치 오차 Δθ의 추정을 거치지 않고 모터 고정 좌표계상의 추정 위치를 연산할 수 있는 다른 위치 추정기를 이용하여, 가중 위치 추정기(15)를 구성할 수도 있다.

또한, 가중 위치 추정기(15)는, 모터 고정 좌표계 상의 추정 위치를 출력하는 위치 추정기를 3개 이상 구비하고, 이들에 의한 추정 위치를 합성하도록 구성될 수도 있다. 예를 들어 고정 좌표계상의 추정 위치를 출력하는 위치 추정기로서, 전류 리플을 사용하는 위치 추정기, 확장 유기 전압을 사용하는 위치 추정기, 자속 옵저버를 사용하는 위치 추정기의 3개의 위치 추정 장치를 사용하여, 이들에 의한 추정 위치를 가중치를 부여하여 합성하도록 구성할 수도 있다. 이렇게 하면 보다 높은 정밀도의 위치 추정기를 구성할 수 있다.

또한, 도 1b에서는 전류 미분 검출기(4uvw)에 의해 전류 리플(전류 미분값을 직접적으로 검출했으나, 전류 미분 검출기(4uvw)를 구비하는 대신 전류의 변화량(변분)을 검출할 수도 있다. 예를 들면, 위치 검출 전압 벡터의 인가 전후의 전류값을 각각 검출하고, 이들의 차분을 전류 리플을 나타내는 값으로서 이용할 수도 있다.

본 발명의 실시형태에 대해 상세히 설명했으나, 이들은 본 발명의 기술적 내용을 분명히 하기 위해 이용한 구체적인 예에 지나지 않으므로, 본 발명은 이들의 구체예로 한정하여 해석되어서는 안 되며, 본 발명의 범위는 첨부한 특허청구의 범위에 의해서만 한정된다.

1：컨트롤러
2：인버터
3u, 3v, 3w: 전류 검출기
4u, 4v, 4w: 전류 미분 검출기
5u, 5v, 5w: 권선
11: 위치 제어기
12：속도 제어기
13：전류 제어기
14：PWM 생성기
15：가중 위치 추정기
16: 속도 추정기
100：모터 제어 장치
131：dq 전류 제어기
132：역 dq 변환기
135：dq 변환기
151：제1 위치 추정기
152：제2 위치 추정기
153：추정 위치 합성기
154：주기 변환기
161：제1 보상기
162：제2 보상기
163：합성 위치 보상기

Claims

회전자 위치 센서를 사용하지 않는 센서리스 제어에 의해 교류 동기 모터를 제어하는 모터 제어 장치로서,
고정 좌표계 상에서의 상기 교류 동기 모터의 회전자의 위치를 제1 추정 방법에 따라 추정하는 제1 위치 추정기와,
고정 좌표계 상에서의 상기 교류 동기 모터의 회전자의 위치를 상기 제1 추정 방법과는 다른 제2 추정 방법에 따라 추정하는 제2 위치 추정기와,
상기 제1 위치 추정기 및 상기 제2 위치 추정기의 추정 결과에 기초하여, 상기 교류 동기 모터를 구동하는 구동 제어 수단을 포함하는, 모터 제어 장치.
청구항 1에 있어서,
상기 제1 추정 방법 및 상기 제2 추정 방법은 모두 회전자 위치의 오차를 추정하지 않고 회전자의 위치를 추정하는, 모터 제어 장치.
청구항 1에 있어서,
상기 제1 추정 방법 및 상기 제2 추정 방법은 모두 회전자 위치의 오차가 0이 되도록 회전자의 추정 속도를 출력하는 PLL(phase-locked loop) 제어를 사용하지 않고 회전자의 위치를 추정하는, 모터 제어 장치.
청구항 1 내지 3 중 어느 한 항에 있어서,
상기 제1 위치 추정기는, 고정자의 1 전기각 주기에 상당하는 회전자의 회전에 대해 2주기의 변동을 갖는 추정 위치 신호를 출력하고,
상기 제2 위치 추정기는, 고정자의 1 전기각 주기에 상당하는 회전자의 회전에 대해 1주기의 변동을 갖는 추정 위치 신호를 출력하는, 모터 제어 장치.
청구항 1 내지 3 중 어느 한 항에 있어서,
상기 제1 위치 추정기는, 고정자의 1 전기각 주기에 상당하는 회전자의 회전에 대해 2주기의 변동을 갖는 추정 위치 신호를 출력하고,
상기 제2 위치 추정기는, 고정자의 1 전기각 주기에 상당하는 회전자의 회전에 대해 1주기의 변동을 갖는 추정 위치 신호를 출력하고,
상기 모터 제어 장치는, 상기 제1 위치 추정기의 추정 위치 신호를, 고정자의 1 전기각 주기에 상당하는 회전자의 회전에 대해 1주기의 변동을 갖는 주기 신호의 추정 위치 신호로 변환하는 주기 변환기를 추가로 포함하는, 모터 제어 장치.
청구항 1 내지 5 중 어느 한 항에 있어서,
상기 제1 위치 추정기는, 상기 교류 동기 모터에 위치 검출 전압 벡터가 인가될 때 당해 교류 동기 모터의 권선 전류에 발생하는 전류 리플에 기초하여 당해 교류 동기 모터의 인덕턴스의 변화를 포착하여 회전자의 위치를 추정하는, 모터 제어 장치.
청구항 1 내지 6 중 어느 한 항에 있어서,
상기 제2 위치 추정기는, 확장 유기 전압 추정값에 기초하여 회전자의 위치를 추정하는, 모터 제어 장치.
청구항 7에 있어서,
상기 제1 위치 추정기가 출력하는 추정 위치 신호인 제1 추정 위치 신호와, 상기 제2 위치 추정기가 출력하는 추정 위치 신호인 제2 추정 위치 신호를, 상기 회전자의 회전 속도 또는 확장 유기 전압 벡터 길이에 따라 전환하거나 가중치를 부여하여 합성하여, 합성 추정 위치를 생성하는 추정 위치 합성기를 추가로 포함하며,
상기 구동 제어 수단은, 상기 추정 위치 합성기가 생성하는 상기 합성 추정 위치에 따라 상기 교류 동기 모터를 구동하는, 모터 제어 장치.
청구항 8에 있어서,
모터 전류 및 회전자 회전 속도에 따라 상기 제1 추정 위치 신호 및 상기 제2 추정 위치 신호를 각각 보상하는 제1 보상기 및 제2 보상기를 추가로 포함하거나, 또는
모터 전류 및 회전자 회전 속도에 따라 상기 합성 추정 위치를 보상하는 합성 추정 위치 보상기를 추가로 포함하는, 모터 제어 장치.
청구항 8 또는 9에 있어서,
상기 제1 위치 추정기는, 상기 교류 동기 모터에 위치 검출 전압 벡터가 인가될 때 당해 교류 동기 모터의 권선 전류에 발생하는 전류 리플에 기초하여 당해 교류 동기 모터의 인덕턴스의 변화를 포착하여 회전자의 위치를 추정하는 것이며,
상기 추정 위치 합성기는, 회전자의 회전 속도가 소정 값 이상이 되는 고속 영역에서, 상기 제1 추정 위치 신호를 사용하지 않고 상기 합성 추정 위치를 생성하고,
상기 고속 영역에서 상기 위치 검출 전압 벡터의 인가가 정지되는, 모터 제어 장치.
교류 동기 모터와,
상기 교류 동기 모터에 교류 전류를 공급하는 인버터와,
상기 인버터를 제어하는, 청구항 1 내지 10 중 어느 한 항의 모터 제어 장치를 포함하는, 구동 시스템.