TW202249412A - 馬達控制裝置及具備該裝置的驅動系統 - Google Patents

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Abstract

本發明的馬達控制裝置藉由不使用轉子位置感測器的無感測器控制而控制交流同步馬達。此馬達控制裝置包含：第一位置推測器，係依照第一推測方法來推測在固定座標系上的前述交流同步馬達之轉子的位置；第二位置推測器，係依照與前述第一推測方法不同的第二推測方法來推測在固定座標系上的前述交流同步馬達之轉子的位置；及驅動控制手段，係根據前述第一位置推測器及前述第二位置推測器的推測結果來驅動前述交流同步馬達。

Description

馬達控制裝置及具備該裝置的驅動系統 [關聯申請案]
本申請案根據2021年1月18日提出申請的日本特許出願2021-5622號來主張優先權，藉由引用而將該申請案之全部的內容納入本說明書中。
本發明係關於一種藉由無感測器控制而控制交流同步馬達的馬達控制裝置及具備該裝置之驅動系統。
交流同步馬達係指將永久磁鐵內建於轉子，且以接受交流電流之供給而作動的方式所構成的電動馬達，包括無刷直流(DC)馬達、步進(stepping)馬達等。簡而言之，除了接受直流電流的供給並使用換向器(commutator)改變繞組電流方向之構成以外的電動機，包括在交流馬達的範疇內，而將永久磁鐵內建於轉子的電動馬達包含於同步馬達的範疇。
用於交流同步馬達之典型上的馬達控制裝置係控制將直流轉換成交流的反向器(inverter，也可稱為「逆變器」)，而從該反向器對電 動馬達供給交流電流。為了適切地控制反向器，必須有轉子位置的資訊。因此，利用用以檢測轉子之旋轉位置的轉子位置檢測器的輸出而控制反向器。
已知有藉由推測轉子位置並根據所推測的轉子位置來控制反向器而驅動交流馬達的方式取代轉子位置檢測器。上述的控制方式稱為「無位置感測器控制」或簡稱為「無感測器控制」。藉由省去轉子位置檢測器，就不須要考慮轉子位置檢測器的安裝位置精度及與轉子位置檢測器關聯的配線。而且，無感測器控制具有也可適用於在實體上不能夠配置轉子位置檢測器的馬達及適用於轉子位置檢測器無法承受使用環境之用途的馬達的優點。
典型上的無感測器控制中的轉子位置的推測係利用感應電壓法。所指的感應電壓法係使用電壓指令及電流檢測值，藉由根據馬達模型(motor model)而進行的演算求出感應電壓，並利用該感應電壓來推測轉子位置的方法。更具體而言，設想相對於與轉子同步旋轉的dq旋轉座標系的dq軸具有△θ的軸誤差的γδ旋轉座標系。在該γδ旋轉座標系的γδ軸上進行感應電壓的推測，以使△θ成為零的方式進行輸出推測速度的PLL(Phase-Locked Loop：鎖相迴路)控制(專利文獻1)。此外，已知有使用適應性觀測器(adaptive observer)來推測轉子磁通位置，以使轉子磁通的d軸成分成為零的方式進行速度推測的方法(專利文獻2)。這些方法可以適用於產生比較大的感應電壓的中高速區域。
包含零速度的低速區域則因感應電壓較小，所以感應電壓的推測困難，因此使用其他的方法。具體而言，藉由在dq軸上對電壓指令重 疊高頻電壓指令，並檢測電流相對於該高頻電壓指令的響應，演算馬達電感所包含的轉子位置的資訊。藉此方式，獲得軸誤差△θ並以使軸誤差△θ成為零的方式進行速度推測(專利文獻3)。
在全速度區域進行無感測器控制的手法方面，已提案有組合前述的兩種方法的方式。具體而言，在低速區域係使用將高頻電壓指令重疊之後者的手法。在中速區域係使用將高頻重疊電壓減小而以適應性磁通觀測器來獲得推測位置之前者的手法(專利文獻4)。再者，也公開有將以雙方的推測方法獲得的推測位置予以加權，而即使有施加負荷也能夠平順地進行控制之切換的手法(專利文獻5)。
[先前技術文獻]
[專利文獻]
專利文獻1：日本特開2008-011616號公報，第0007至0016段
專利文獻2：日本再表02-091558號公報，式子(18)
專利文獻3：日本特開2002-058294號公報，第0076段，算式8
專利文獻4：日本再表2010-109528號公報，請求項5、6
專利文獻5：日本再表2014-128887號公報，第0063段，圖6
專利文獻6：日本特開2006-158046號公報，第0005段
專利文獻7：日本特開平8-256496號公報
專利文獻8：日本特開平10-94298號公報，第0001段、第0042段
非專利文獻1：Z. Chen及另外三人、「An Extended Electromotive Force Model for Sensorless Control of Interior Permanent-Magnet Synchronous Motors」、IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRIAL ELECTRONICS, VOL. 50, NO. 2, APRIL 2003、p.288~295
非專利文獻2：T. Aihara及另外四人、「Sensorless Torque Control of Salient-Pole Synchronous Motor at Zero-Speed Operation」、IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, VOL. 14, NO. 1, JANUARY 1999、p.202~208
要實現在從零速度至高速區域為止的全速度區域穩定地且以高響應進行驅動的無位置感測器控制為困難之事。此乃起因於從在低速區域的控制手法轉移至在中速區域的控制手法時的控制切換的問題、以及在低速區域之位置推測的響應性的不佳所致。
重疊高頻電壓的手法如在專利文獻6也被指出問題，有會產生起因於高頻電流而造成的振動的問題。而且，由於高頻電壓的頻率頂多為未滿數百Hz，所以位置演算的週期較長。而且，藉由將不那麼高的頻率的高頻電壓指令進行解調處理到dq軸上的電流響應，會進一步降低位置演算的響應。因此，只要是使用高頻重疊方式，在低速區域的位置演算的響應性就會受到該限制。
再者，進行在dq旋轉座標系之dq軸上的推測時，能夠演算的量並非轉子位置本身，而是位置誤差△θ。為了求得轉子位置，必須藉由使用前述的PLL控制而輸出速度且對該速度進行積分，而演算在固定於定 子之αβ固定座標系上的位置θ。然而，PLL控制器的響應性有界限。再者，△θ的演算上，由於使用在推測旋轉座標系(γδ旋轉座標系)的電流值等，所以一旦因急加減速或急負荷而使△θ變大時，推測精度就劣化。因此，在低速區域與中高速區域分別演算的△θ會產生偏差。從而，在用於低速區域的推測(低速推測)與用於中高速區域的推測(中高速推測)的切換區域，會發生推測位置不穩定或顫動(chattering)。
上述問題點所導致的實用上的問題的例子如以下所述。例如，馬達在高速區域運轉中，因急負荷而迫使馬達停止的狀態時，則從中高速推測切換至低速推測。此時，馬達會有失步(step out)或朝向與指令方向反方向失控的情形。在急加減速時也會發生同樣的問題。
如以上所述，以無感測器控制進行交流同步馬達的控制時，會產生起因於響應性的變差而造成的異常。
因此，本發明的一實施型態係提供一種能夠高速地推測轉子位置，藉此能夠實現響應性優異的控制之馬達控制裝置及具備該裝置的驅動系統。
本發明之一實施型態提供一種藉由不使用轉子位置感測器的無感測器控制而控制交流同步馬達的馬達控制裝置。此馬達控制裝置包含：第一位置推測器，係依照第一推測方法來推測在固定座標系上的前述交流同步馬達之轉子的位置；第二位置推測器，係依照與前述第一推測方法不同的第二推測方法來推測在固定座標系上的前述交流同步馬達之轉子的位置；及驅動控制手段，係根據前述第一位置推測器及前述第二位置推 測器的推測結果來驅動前述交流同步馬達。
依據此構成，由於第一推測方法及第二推測方法皆係用以推測在固定座標系上之轉子的位置，所以第一位置推測器及第二位置推測器皆能夠高速地進行位置推測。因此，根據第一位置推測器及第二位置推測器之推測結果而為之交流同步馬達的控制具有優異的響應性。
本發明之一實施型態，係前述第一推測方法及前述第二推測方法皆以不進行轉子位置之誤差的推測的方式推測轉子的位置。依據此構成，由於不須經過轉子位置之誤差的推測，即能夠高速地推測轉子的位置，所以能夠以優異的響應性控制交流同步馬達。
本發明之一實施型態，係前述第一推測方法及前述第二推測方法皆不使用以使轉子位置之誤差成為零的方式輸出轉子之推測速度的PLL(Phase-Locked Loop：鎖相迴路)控制，而推測轉子的位置。依據此構成，由於能夠達到高速的位置推測，所以能夠以優異的響應性控制交流同步馬達。
本發明之一實施型態，係前述第一位置推測器相對於與定子之一個電角度週期對應之轉子的旋轉而輸出具有兩個週期之變動的推測位置信號，前述第二位置推測器相對於與定子之一個電角度週期對應之轉子的旋轉而輸出具有一個週期之變動的推測位置信號。
本發明之一實施型態，係前述第一位置推測器輸出相對於與定子之一個電角度週期對應之轉子的旋轉具有兩個週期之變動的推測位置信號，前述第二位置推測器輸出相對於與定子之一個電角度週期對應之轉子的旋轉具有一個週期之變動的推測位置信號，前述馬達控制裝置更包含 週期轉換器，該週期轉換器係將前述第一位置推測器的推測位置信號轉換成相對於與定子之一個電角度週期對應之轉子的旋轉具有一個週期之變動之週期信號的推測位置信號。
依據此構成，由於可獲得由相對於與定子之一個電角度週期對應之轉子的旋轉具有一個週期之變動之週期信號構成的兩個種類的推測位置信號，所以可容易地將這些信號合成而能夠獲得妥當的推測位置信號。
本發明之一實施型態，係前述第一位置推測器根據對前述交流同步馬達施加位置檢測電壓向量時於該交流同步馬達的繞組電流產生的電流漣波來捕獲該交流同步馬達之電感的變化而推測轉子的位置。如此的第一位置推測器適用於包含零速度之低速區域中的轉子位置的推測。
本發明之一實施型態，係前述第二位置推測器根據擴展感應電壓推測值來推測轉子的位置。如此的第二位置推測器適合用於推測在產生顯著感應電壓的中高速區域中的轉子位置。
本發明之一實施型態，係更包含推測位置合成器，該推測位置合成器係依據前述轉子之旋轉速度或擴展感應電壓向量長度而將屬於前述第一位置推測器輸出的推測位置信號之第一推測位置信號與屬於前述第二位置推測器輸出的推測位置信號之第二推測位置信號予以切換，或是予以加權之後進行合成而產生合成推測位置。前述驅動控制手段依照前述推測位置合成器產生的前述合成推測位置來驅動前述交流同步馬達。
依據此構成，藉由切換第一推測位置信號及第二推測位置信號，或是予以加權之後進行合成，能夠獲得適切的合成推測位置。由於第一及第二推測位置信號的切換或加權合成係依據轉子的旋轉速度或擴展感 應電壓向量長度來進行，所以能夠在寬廣的旋轉速度區域正確地產生表示轉子位置的合成推測位置。藉此，能夠適切地控制交流同步馬達。
此外，較佳為具備週期轉換器，該週期轉換器係當前述第一位置推測器輸出相對於與定子之一個電角度週期對應之轉子的旋轉具有兩個週期之變動的推測位置信號，而前述第二位置推測器輸出相對於與定子之一個電角度週期對應之轉子的旋轉具有一個週期之變動的推測位置信號時，將前述第一位置推測器的推測位置信號轉換成相對於與定子之一個電角度週期對應之轉子的旋轉具有一個週期之變動之週期信號的推測位置信號，且將此週期轉換器產生的推測位置信號作為前述第一推測位置信號使用。此情形下，由於第一及第二推測位置信號皆係相對於與定子之一個電角度週期對應之轉子的旋轉具有一個週期之變動的週期信號，所以可容易地將這些信號合成而能夠獲得妥當的合成推測位置。此情形下，合成推測位置也是相對於與定子之一個電角度週期對應之轉子的旋轉具有一個週期之變動之週期信號。
本發明之一實施型態，係前述馬達控制裝置更包含第一補償器及第二補償器，該第一補償器及第二補償器係依據馬達電流及轉子旋轉速度而各自對前述第一推測位置信號及前述第二推測位置信號進行補償。再者，另一個實施型態，係前述馬達控制裝置更包含合成推測位置補償器，該合成推測位置補償器係依據馬達電流及轉子旋轉速度而對前述合成推測位置進行補償。藉由這些構成，由於能夠更正確地推測轉子位置，所以能夠更適切地控制交流同步馬達。
本發明之一實施型態，係前述第一位置推測器係根據對前述 交流同步馬達施加位置檢測電壓向量時於該交流同步馬達的繞組電流產生的電流漣波，來捕獲該交流同步馬達之電感的變化而推測轉子的位置者。前述推測位置合成器於轉子之旋轉速度達預定值以上的高速度區域中，以不使用前述第一推測位置信號的方式產生前述合成推測位置。再者，於前述高速度區域中，停止前述位置檢測電壓向量的施加。
依據此構成，由於在高速度區域藉由感應電壓而能夠進行正確的位置推測，所以不須使用第一推測位置信號而可產生前述合成推測位置。藉此方式，能夠根據正確的推測位置來適切地控制交流同步馬達。而且，在高速度區域藉由停止位置檢測電壓向量的施加，能夠抑制對交流同步馬達之驅動的影響，而且能夠謀求振動等的抑制。
本發明之一實施型態，係提供一種驅動系統，該驅動系統係包含：交流同步馬達；反向器，係對前述交流同步馬達供給交流電流；及前述的馬達控制裝置，係控制前述反向器。依據此構成，能夠以優異的響應性驅動交流同步馬達。
本發明之上述的或另其他的目的、特徵及效果可參照所附的圖式並藉由以下所述的實施型態的說明而更清楚明白。
1:控制器
1a:處理器
1b:記憶體
2:反向器
3u,3v,3w:電流檢測器
4u,4v,4w:電流微分檢測器
5u:U相繞組
5v:V相繞組
5w:W相繞組
7:直流電源
8A,8B:供電線
9u:U相電流線
9v:V相電流線
9w:W相電流線
11:位置控制器
12:速度控制器
13:電流控制器
14:PWM產生器
15:位置推測器
16:速度推測器
20u,20v,20w:橋式電路
21u,21v,21w:上臂切換元件
22u,22v,22w:下臂切換元件
23u,23v,23w:中點
24u,24v,24w:寄生二極體
25u,25v,25w:寄生二極體
26:電容器
100:馬達控制裝置
131:dq電流控制器
132:反dq轉換器
133:二相三相轉換器
134:三相二相轉換器
135:dq轉換器
151:第一位置推測器
152:第二位置推測器
153:推測位置合成器
154:週期轉換器
161:第一補償器
162:第二補償器
163:合成位置補償器
M:交流馬達
S1~S17:步驟
Iu:U相線電流
Iv:V相線電流
Iw:W相線電流
dIu:U相的電流微分值
dIv:V相的電流微分值
dIw:W相的電流微分值
iu,iv,iw:相電流
d Iuvw:電流微分值
θfb:推測位置
θcmd:位置指令
ωfb:推測速度
ωcmd:速度指令
I d cmd,I q cmd:電流指令
Vu:U相電壓指令
Vv:V相電壓指令
Vw:W相電壓指令
Iα,Iβ:二相電流值、電流檢測值
Id:d軸電流值、馬達電流
Iq:q軸電流值、馬達電流
V d cmd:d軸電壓指令
V q cmd:q軸電壓指令
Vαcmd,Vβcmd:αβ座標系的電壓指令
V0~V7:電壓向量
Us,Vs,Ws:位置推測用三相信號
R:繞組電阻
gu,gv,gw:電流微分檢測增益
α:電感振幅
Lu,Lv,Lw:自電感
Muv,Mvw,Mwu:互電感
Ld,Lq,Mdq,Lα,Lβ,Mαβ:電感
圖1A係用以說明本發明之一實施型態之設有馬達控制裝置之驅動系統之構成的方塊圖。
圖1B係用以說明前述馬達控制裝置具有的控制器之功能性的構成的方塊圖。
圖2A係顯示前述控制器之加權位置推測器之構成例的方塊圖。
圖2B係顯示前述控制器之加權位置推測器之其他構成例的方塊圖。
圖3係用以說明前述馬達控制裝置具有的反向器之構成例的電路圖。
圖4A及圖4B顯示與反向器之八個狀態對應的電壓向量。
圖5係顯示交流馬達之模型的電路圖，顯示△接線的三相馬達模型。
圖6A係顯示交流馬達M之低速旋轉時(包含停止狀態)的電壓、電流及電流微分的波形圖例。
圖6B係顯示交流馬達M之低速旋轉時(包含停止狀態)的電壓、電流及電流微分的其他波形圖例。
圖7係顯示交流馬達之模型的電路圖，顯示Y接線的三相馬達模型。
圖8顯示UVW固定座標上的理想的正弦波之電感的一例。
圖9A、圖9B及圖9C顯示與理想的正弦波之電感有關，計算αβ固定座標系上的電感Lα、Lβ、Mαβ、dq旋轉座標系上的電感Ld、Lq、Mdq、及電感的m、n、s成分而繪成圖的例子。
圖10A、圖10B及圖10C顯示依據理想的正弦波的電感來計算施加三種電壓向量時之電流微分值的例子。
圖11A、圖11B及圖11C顯示在磁分析中，對於三相的表面磁鐵式馬達，在馬達的q軸電流為零的狀態下，輸入前述三種電壓向量，使轉子位置旋轉一個電角度週期情形下的電流微分值。
圖11D顯示位置推測用三相信號Us、Vs、Ws。圖11E顯示在αβ固定座標系上的位置推測用二相信號αs、βs，以及根據該等信號所求得的推測位置。
圖12A及圖12B分別顯示以磁分析求取得到圖11A至圖11E的狀態時之馬達電感Lu、Lv、Lw、Muv、Mvw、Mwu與各相線圈之交鏈磁通(interlinkage flux)的結果。
圖13A及圖13B分別顯示以磁分析求取q軸電流為正時之馬達電感Lu、Lv、Lw、Muv、Mvw、Mwu與各相線圈之交鏈磁通的結果。圖13C及圖13D分別顯示以磁分析求取q軸電流為負時之馬達電感Lu、Lv、Lw、Muv、Mvw、Mwu與各相線圈之交鏈磁通的結果。
圖14A顯示q軸電流為正時的位置推測用三相信號Us、Vs、Ws。圖14B顯示q軸電流為負時的位置推測用三相信號Us、Vs、Ws。圖14C顯示針對q軸電流為正及負時演算而得的推測位置。圖14D顯示針對q軸電流為正及負時，推測位置之相對於理想推測角度的誤差。
圖15A顯示平移修正後的推測位置。圖15B顯示平移修正後的推測位置的誤差。
圖16A顯示諧波修正後的推測位置。圖16B顯示諧波修正後的推測位置的誤差。
圖17A及圖17B分別顯示將圖12A所示之在UVW固定座標上的電感轉換成在αβ固定座標系及dq旋轉座標系的電感的結果。圖17C顯示對應的成分m、n、s。
圖18A、圖18B及圖18C分別顯示馬達電流為零且使用三種電壓向量獲得的電流微分值。
圖18D顯示以同相的電流微分值的差分所構成的位置推測用三相信號Us、Vs、Ws。圖18E顯示依據該位置推測用三相信號Us、Vs、Ws演算後的推測位置。
圖19A、圖19B及圖19C顯示以固定相激磁對馬達線施加U相為零、V相為正、W相為負的電流，並從外部強制性地旋轉馬達時之電流微分值的取得結果。
圖20A顯示依據圖18A、圖18B及圖18C之電流微分值的結果僅使用兩種電壓向量所構成之位置推測用三相信號Us、Vs、Ws。圖20B顯示使用該位置推測用三相信號Us、Vs、Ws演算推測位置的結果。
圖21A顯示依據圖18A、圖18B及圖18C之電流微分值的結果藉由同相的差分構成位置推測用三相信號Us、Vs、Ws的例子。圖21B顯示使用該位置推測用三相信號Us、Vs、Ws演算推測位置的結果。
圖22A顯示將21A的信號Vs、Ws設成兩倍並重新演算後的位置推測用三相信號Us、Vs、Ws。圖22B顯示使用該位置推測用三相信號Us、Vs、Ws演算推測位置的結果。
圖23係顯示藉由使用脈衝施加的第一推測方法產生的兩個週期信號、與藉由使用擴展感應電壓之第二推測方法產生的一個週期信號。
圖24係用以說明藉由將兩個週期信號轉換成一個週期信號的週期轉換器所進行之處理的流程圖。
圖25顯示藉由圖24之處理所為之週期轉換結果的例子。
圖26係顯示藉由推測位置合成器所為之第一及第二推測位置信號的加權合成或切換合成之例子的流程圖。
圖27係顯示藉由圖26之處理所為之加權合成或切換合成之處理結果的例子。
圖28係顯示與急加速動作有關的實驗結果。
圖29係顯示與急停止動作有關的實驗結果。
圖30係顯示對推測位置加以補償(修正)而進行了急停止動作之實驗的結果。
以下說明之實施型態，係解決以往的技術中由於在低速區域與中高速區域的推測演算皆輸出位置誤差△θ，所以需要另外追加的PLL控制來獲得推測位置θ等問題，而在全速度區域實現高響應的無感測器控制。此實施型態皆使用演算在αβ固定座標系之轉子位置推測的第一推測方法及第二推測方法。第一推測方法及第二推測方法皆不經過推測在旋轉座標系中的位置誤差△θ而推測在固定座標系上的轉子的位置。進而言之，第一及第二推測方法皆不使用以使旋轉座標系中的轉子的位置誤差△θ成為零的方式輸出轉子之推測速度的PLL控制，而推測在固定座標系上的轉子的位置。從而，由於能夠達到高速的位置推測，所以能夠實現響應性優異的馬達控制。
第一推測方法具體而言係根據藉由每一PWM控制週期施加的電壓產生的電流漣波(ripple)來獲得在αβ固定座標系之推測位置的方 法，亦即為適合於在低速區域的轉子位置推測的推測方法。第二推測方法係將最小維度觀測器應用於擴展感應電壓的演算以獲得在αβ固定座標系之推測位置的方法，亦即適合於在中高速區域的轉子位置推測的推測方法。在作為第二推測方法方面，能夠採用例如非專利文獻1及專利文獻7所記載的方法。
本實施型態係根據推測速度或擴展感應電壓向量長度而將第一及第二推測方法雙方的推測結果進行切換或加權合成，藉此作成最終的推測位置(合成推測位置)。藉此，不須使用PLL控制即能夠實現在包含馬達停止時的全速度區域中達成高響應且平順的無感測器控制。
對於以第一推測方法及第二推測方法各自求得的推測位置不同的問題，能夠利用以使各自的推測位置接近真實的位置的方式施予補償的手法來解決。
例如，使用電流漣波檢測的第一推測方法所獲得的推測位置(第一推測位置)會因馬達電流而產生較大的誤差。因此，取決於馬達電流來對第一推測位置進行補償。於第一推測方法中，也會有因電流漣波檢測的S/N比(信號對雜訊比)而不得不使用數位濾波器(digital filter)的情形，而依據速度也會發生推測位置演算的延遲。因此，對於以第一及第二推測方法所獲得的推測結果，以接近真實的推測值的方式施予依電流及速度所進行的補償之後，進行加權而作成最終的推測位置(合成推測位置)。藉此，即使馬達高速旋轉中施加急負荷而迫使馬達停止的情形下，依據負荷或速度所為的推測位置誤差也變小而能夠穩定地進行控制的轉移(推測方法的轉移)。
如以上構成方式，可獲得於包含從停止到高速的全速度區域的無感測器驅動中，即使馬達進行如瞬間停止的急負荷或急加減速，也能夠達到穩定且高響應的馬達控制裝置。
以下參照所附圖式詳細地說明本發明的實施型態。
圖1A係用以說明本發明之一實施型態之設有馬達控制裝置之驅動系統之構成的方塊圖。馬達控制裝置100係用以驅動交流馬達M(交流同步馬達)的裝置(交流馬達控制裝置)。更具體而言，馬達控制裝置100不使用檢測交流馬達M之轉子位置的轉子位置檢測器(轉子位置感測器)來控制交流馬達M，即所謂藉由無感測器控制而驅動交流馬達M。交流馬達M可為於轉子內建有永久磁鐵的同步馬達，更具體而言，可為表面磁鐵式同步馬達(SPMSM)。在本實施型態中，交流馬達M為三相永磁式同步馬達，具有U相繞組5u、V相繞組5v及W相繞組5w。以下將此等繞組予以總稱時稱為「繞組5uvw」。圖1A顯示將繞組5uvw設成Y接線(也稱為「Y型接線」)的例子，惟也可如後述的方式將繞組5uvw設成△接線。
在此例子中，馬達控制裝置100具有反饋系統，該反饋系統設置有位置控制迴路、速度控制迴路及電流控制迴路，並以進行依據位置指令而控制交流馬達M的轉子位置之位置伺服控制的方式所構成。關於電流控制係採用向量控制。來自外部的指示不限於位置指令，可為速度指令，也可為轉矩指令(電流指令)。被給予速度指令時，不使用位置控制迴路。被給予轉矩指令時，僅使用電流控制迴路而不使用位置控制迴路及速度控制迴路。
轉子位置係不使用轉子位置檢測器而是使用由電流微分檢 測器4uvw所獲得的信號來推測。更具體而言，根據電流微分值來製成用以表示交流馬達M之各相繞組之電感之變動的位置推測用信號，並根據該位置推測用信號來推測轉子位置。表面磁鐵式同步馬達原理上由於無突顯性，所以無法進行使用電感變化的磁極檢測，然而使用釹磁鐵等磁力較強的磁鐵時，由於鐵心的磁飽和而使電感產生若干的變化。
針對具體的構成來進行說明時，馬達控制裝置100係以包含控制器1、電流檢測器3u、3v、3w及電流微分檢測器4u、4v、4w，並控制反向器2的方式構成。反向器2將由直流電源7供給的直流電流轉換成交流電流，並供給至交流馬達M的繞組5uvw。由馬達控制裝置100、反向器2及交流馬達M構成驅動系統。
反向器2與交流馬達M係以與U相、V相及W相對應的三條電流線9u、9v、9w(以下於總稱時稱為「電流線9uvw」)連接。於此等電流線9uvw之各者配置有電流檢測器3u、3v、3w及電流微分檢測器4u、4v、4w。電流檢測器3u、3v、3w(以下於總稱時稱為「電流檢測器3uvw」)各自檢測流通於對應的相之電流線9uvw的線電流，亦即U相線電流Iu、V相線電流Iv及W相線電流Iw(以下於總稱時稱為「線電流Iuvw」)。電流微分檢測器4u、4v、4w(以下於總稱時稱為「電流微分檢測器4uvw」)係檢測流通於對應的相之電流線9uvw之線電流的時間變化，亦即U相、V相及W相的電流微分值d Iu、d Iv、d Iw(以下於總稱時稱為「電流微分值d Iuvw」)的電流微分值檢測手段。
交流馬達M的繞組5uvw設成Y接線時，線電流Iuvw相等於流通於各相的繞組5uvw的相電流iu、iv、iw(以下於總稱時稱為「相電 流iuvw」)。交流馬達M的繞組5uvw設成△接線時，線電流Iuvw與相電流iuvw的關係如後述的式子(3)所示。
線電流及相電流具有與流動於交流馬達M的繞組5uvw之繞組電流對應的值。
控制器1根據位置指令θcmd來控制反向器2。控制器1具有作為電腦的形態，且包含處理器(CPU)1a與作為記錄有由處理器1a執行之程式之記錄媒體的記憶體1b。
圖1B係用以說明控制器1之功能性的構成的方塊圖。控制器1係以藉由處理器1a執行程式而實現複數個功能處理部之功能的方式構成。複數個功能處理部包含位置控制器11、速度控制器12、電流控制器13、PWM產生器14、加權位置推測器15及速度推測器16。電流控制器13包含dq電流控制器131、反dq轉換器132、二相三相轉換器133、三相二相轉換器134及dq轉換器135。
加權位置推測器15使用電流微分檢測器4uvw輸出的信號亦即電流微分值d Iuvw與從三相二相轉換器134供給的檢測電流值Iα、Iβ(圖面標記為Iα、β)，來進行推測交流馬達M之轉子的位置的演算，並將推測位置θ(=θnew)反饋給位置控制器11。位置控制器11根據推測位置θfb來產生使轉子位置與位置指令θcmd一致的速度指令ωcmd並供給至速度控制器12。如以上的方式構成位置控制迴路。
轉子的推測位置θ也供給至速度推測器16。速度推測器16進行取得推測位置θ的時間變化而推測轉子速度的演算，並將推測速度ω(=ωnew)供給至速度控制器12。速度控制器12根據推測速度ωfb來產生 用以使轉子速度與速度指令ωcmd一致的電流指令I d cmd、I q cmd(圖面標記為Id、q cmd)並供給至電流控制器13。以此方式構成速度控制迴路。
以電流檢測器3uvw檢測的線電流Iuvw(正確為線電流Iuvw的檢測值)供給至電流控制器13。電流控制器13產生用以使線電流Iuvw符合電流指令I d cmd、I q cmd的U相電壓指令Vu、V相電壓指令Vv及W相電壓指令Wv(以下於總稱時稱為「電壓指令Vuvw」)並供給至PWM產生器14。以此方式構成電流控制迴路。
PWM產生器14係產生與電壓指令Vuvw對應的PWM控制信號(脈波寬度調變信號)而供給至反向器2的脈波寬度調變信號生成手段。藉由PWM產生器14，對應於電壓指令Vuvw的電壓經由電流線9uvw而施加於交流馬達M的繞組5uvw之間。
速度控制器12產生依照dq旋轉座標系的d軸電流指令I d cmd及q軸電流指令I q cmd並供給至電流控制器13。dq旋轉座標系係將交流馬達M之轉子的磁通方向設為d軸，將與d軸正交的方向設為q軸來定義，且依據轉子的旋轉角(電角度)進行旋轉的旋轉座標系。三相二相轉換器134將電流檢測器3uvw檢測的三相的線電流Iuvw轉換成屬於二相固定座標系的αβ座標系的二相電流值Iα、Iβ。dq轉換器135將αβ座標系的二相電流值Iα、Iβ進行座標轉換而轉換成dq旋轉座標系的d軸電流值I d及q軸電流值Iq。此dq旋轉座標系的電流值Id、Iq(圖面標記為I d、q)被供給至dq電流控制器131。dq電流控制器131係以使d軸電流值I d及q軸電流值Iq分別與d軸電流指令I d cmd及q軸電流指令I q cmd一致的方式產生dq旋轉座標系的電壓指令，亦即d軸電壓指令V d cmd及q軸 電壓指令V q cmd。此電壓指令V d cmd、V q cmd(圖面標記為Vd、q cmd)於反dq轉換器132中被座標轉換成αβ座標系的電壓指令V αcmd、V βcmd(圖面標記為Iα、β cmd)。進而，此αβ座標系的電壓指令V αcmd、V βcmd藉由二相三相轉換器133而被座標轉換成三相的電壓指令Vuvw。此三相的電壓指令Vuvw供給至PWM產生器14。
加權位置推測器15將推測位置θ(=θnew)供給至反dq轉換器132及dq轉換器135。推測位置θ係使用於dq旋轉座標系與αβ座標系之間的座標轉換演算，且使用於速度推測器16中的速度推測演算。速度推測器16產生將加權位置推測器15產生的目前演算週期的推測位置θ(=θnew)與前演算週期的推測位置θ(=θold)的差分θnew-θold並作為轉子旋轉速度ω(=ωnew)。
電流控制器13係為了依照從位置推測器15供給的推測位置θ來驅動交流馬達M而控制PWM產生器14的驅動控制手段。
圖2A係用以說明加權位置推測器15之構成例的方塊圖。加權位置推測器15包含第一位置推測器151及第二位置推測器152。加權位置推測器15更包含推測位置合成器153。第一位置推測器151依照第一推測方法來推測在屬於固定座標系的αβ座標系上的轉子位置(角度)。第二位置推測器152依照第二推測方法來推測在αβ座標系上的轉子位置(角度)。第一推測方法及第二推測方法係相互不同的位置推測方法。第一位置推測器151在本實施型態中係根據由電流微分檢測器4uvw檢測的電流微分值d I uvw來演算交流馬達M之轉子的推測位置。第二位置推測器152在本實施型態中係根據αβ電壓指令值V αcmd、V βcmd及αβ電流檢測值Iα、 Iβ來演算交流馬達M之轉子的推測位置θ。
第一位置推測器151在本實施型態中係輸出相對於與交流馬達M之定子之一個電角度週期對應之轉子的旋轉具有兩個週期之變動的推測位置信號。第二位置推測器152在本實施型態中係輸出相對於與交流馬達M之定子之一個電角度週期對應之轉子的旋轉具有一個週期之變動的推測位置信號。因此，加權位置推測器15更包含週期轉換器154，該週期轉換器154係將第一位置推測器151產生的推測位置信號θ1pre轉換成相對於與定子之一個電角度週期對應之轉子的旋轉具有一個週期的變動的第一推測位置信號θ1。
推測位置合成器153將第一推測位置信號θ1與屬於第二位置推測器152產生的推測位置信號之第二推測位置信號θ2予以合成而產生合成推測位置信號θ(=θnew)。更具體而言，推測位置合成器153係將第一推測位置信號θ1與第二推測位置信號θ2予以切換或是予以加權並合成，而產生合成推測位置信號θ(=θnew)。
加權位置推測器15更包含第一補償器161及第二補償器162。第一補償器161依據dq座標系的馬達電流Id、Iq及轉子旋轉速度ω(=ωold(前演算週期所演算的轉子旋轉速度))而對第一推測位置信號θ1進行補償(修正)。第二補償器162依據dq座標系的馬達電流Id、Iq及轉子旋轉速度ω(=ωold)而對第二推測位置信號θ2進行補償(修正)。推測位置合成器153在本實施型態中係將以第一補償器161所補償的第一推測位置信號θ1c及以第二補償器162所補償的第二推測位置信號θ2c予以合成而產生合成推測位置信號θ(=θnew)。此合成推測位置信號θ(=θnew)成為加權位 置推測器15的輸出，亦即推測位置θ。
也可不以第一補償器161及第二補償器162各自對第一推測位置信號θ1及第二推測位置信號θ2進行補償，而改以如圖2B所示，不對第一推測位置信號θ1及第二推測位置信號θ2進行補償，而以推測位置合成器153進行合成，再藉由合成位置補償器163對其所合成的合成推測位置信號進行與馬達電流Id、Iq及轉子旋轉速度ω(=ωold)對應的補償。此補償後的合成推測位置信號θnew就成為加權位置推測器15的輸出，亦即推測位置θ。
圖3係用以說明反向器2之構成例的電路圖。三個相的橋式電路20u、20v、20w並聯地連接於直流電源7所連接的一對供電線8A、8B之間。一對供電線8A、8B之間更連接有用於平滑化的電容器26。
各個橋式電路20u、20v、20w(以下於總稱時稱為「橋式電路20uvw」)係以上臂切換元件21u、21v、21w(以下於總稱時稱為「上臂切換元件21uvw」)與下臂切換元件22u、22v、22w(以下於總稱時稱為「下臂切換元件22uvw」)的串聯電路構成。於各個橋式電路20uvw中，上臂切換元件21uvw與下臂切換元件22uvw之間的中點23u、23v、23w連接有用以與交流馬達M之對應的繞組5uvw連接的電流線9uvw。
切換元件21uvw、22uvw典型上為功率金屬氧化物半導體電晶體(power MOS transistor)，內建有相對於直流電源7往反方向連接的寄生二極體24u、24v、24w；寄生二極體25u、25v、25w。
電流微分檢測器4uvw係以檢測出屬於流通於各相的電流線9uvw之線電流Iuvw的時間微分值之電流微分值d Iuvw的方式構成。
從控制器1供給來的PWM控制信號被輸入切換元件21uvw、22uvw的閘極，藉此，切換元件21uvw、22uvw會導通(on)/關斷(off)。各個橋式電路20uvw的上臂切換元件21uvw及下臂切換元件22uvw的對係以一方為導通時另一方為關斷的方式被控制。將控制成上臂切換元件21uvw為導通而下臂切換元件22uvw為關斷的狀態的PWM控制信號值定義為「1」，而將控制成上臂切換元件21uvw為關斷而下臂切換元件22uvw為導通的狀態的PWM控制信號值定義為「0」。如此一來，PWM控制信號可以採用能夠由三維的向量所顯現的八個模式(pattern；狀態)。此八個模式(狀態)能夠以(1,0,0)、(1,1,0)、(0,1,0)、(0,1,1)、(0,0,1)、(1,0,1)、(0,0,0)、(1,1,1)的方式進行成分標示。此等模式之中的前面的六個模式(1,0,0)、(1,1,0)、(0,1,0)、(0,1,1)、(0,0,1)、(1,0,1)對應於電壓施加於交流馬達M之繞組5uvw之間的狀態。剩餘的兩個模式(0,0,0),(1,1,1)對應於電壓未施加於繞組5uvw之間的狀態。
圖4A顯示與上述八個模式(狀態)對應的電壓向量V0至V7。與電壓施加於繞組之間的六個模式對應的電壓向量V1(1,0,0)、V2(1,1,0)、V3(0,1,0)、V4(0,1,1)、V5(0,0,1)、V6(1,0,1)如圖4B所示，能夠藉由將電角度360度的區間六等分的六個電壓向量來表現。電壓向量V0(0,0,0)及V7(1,1,1)係電壓未施加於繞組5uvw之間的零電壓向量。
以下為了簡化記述，會有省略將向量的成分予以區分的句點(逗號)來記述的情形。再者，於以下的說明中，「施加電壓向量」等表示乃指反向器2被控制在以該電壓向量表示的狀態，且與其對應的電壓施加於交流馬達M之意。
第一位置推測器151依照第一推測方法來推測於轉子旋度低的低速區域(包含停止狀態)中的轉子位置。第二位置推測器152依照第二推測方法來推測於轉子旋度較高的中高速區域中的轉子位置。以下，首先說明使用於在低速區域之轉子位置推測的第一推測方法，其後，說明使用於在中高速區域之轉子位置推測的第二推測方法。
圖5係顯示交流馬達M之模型的電路圖，顯示△接線的三相馬達模型。此模型的電壓方程式如以下式子(1)。
Figure 111101861-A0202-12-0023-2
Vu,v,w：端子電壓 R：相電阻
Iu,v,w：線電流 Lu,v,w：各相的自電感
iu,v,w：相電流 Muv,vw,wu：相間的互電感
在此，設想在低速度區域的位置推測，由於馬達的旋轉速度非常低時能夠忽略感應電壓的項，電感的時間變化成分遠比電流的時間變化小，所以假定為電感之時間微分的項可忽略。如以下所述，將UVW座標系上的電感矩陣放在Muvw並找到其反矩陣M-1uvw，使用此矩陣來記述相電流微分值時，可獲得以下式子(2)。
Figure 111101861-A0202-12-0024-3
在△接線的馬達可檢測出的如前述為線電流Iuvw。線電流Iuvw與各相繞組的相電流iuvw的關係及該等的時間微分的關係如以下式子(3)。
Figure 111101861-A0202-12-0024-4
使用此式子而將上述式子(2)變形，而記述施加電壓向量V1(100)、V3(010)、V5(001)時的線電流Iuvw之相對於時間t的微分值時，如以下式子(4)。其中，關於表示因各相繞組5uvw的電阻R(相電阻)引起的電壓降的項(上述式子(2)的第二項)，藉由檢測出施加電壓向量(000)或(111)的期間之線電流微分值而能夠取得大致相等的值，由於藉由減去該值而能夠實質地刪除，所以在此予以忽略。更具體而言，根據線電流微分值來構成以下說明的位置推測用三相信號Us、Vs、Ws時，由於省去繞組電阻R的電壓降的項也無妨，所以為了使說明簡單，在此表示預先省去了電壓降之項之後的線電流微分值。
Figure 111101861-A0202-12-0025-5
以下述式子(5)的方式來定義使用施加三種電壓向量V1(100)、V3(010)、V5(001)時的電流微分值時的位置推測用三相信號Us、Vs、Ws。於以下式子(5)中，gu、gv、gw為各線電流的電流微分檢測增益。以下式子(5)係以從同相的電流微分的差將各相的增益gu、gv、gw提出至括號外的方式來定義位置推測用三相信號Us、Vs、Ws而成者。
Figure 111101861-A0202-12-0025-6
由於PWM電壓Vu、Vv、Vw(上臂切換元件為導通時施加於各相的端子電壓)在三相之間實質地相等，所以設為V=Vu=Vv=Vw，將式子(4)代入式子(5)時，位置推測用三相信號就如以下式子(6)所示呈循環對稱多項式。由於上述的位置推測用三相信號係以即便發生高轉矩時馬達會磁飽和而使電感變動，其影響也會等效地顯現於三相之方式定義，所以可抑制位置檢測誤差。
Figure 111101861-A0202-12-0025-7
用於位置檢測的三種電壓向量不限於V1(100)、V3(010)、V5(001)，例如使用V2(011)、V6(101)、V4(110)之三種的電壓向量時，同樣地也能夠導出位置推測用三相信號。
也能夠使用兩種電壓向量來製成位置推測用三相信號。具體而言，使用施加兩種電壓向量V1(100)、V3(010)時的電流微分值時，例如能夠如以下式子(7)的方式定義位置推測用三相信號。各相的電流微分檢測增益不同時，位置推測用三相信號則為如式子(8)所示。電流微分檢測增益相等時(g=gu=gv=gw)成為如式子(9)所示，且為與式子(6)中檢測增益全部相同時等效的式子。
Figure 111101861-A0202-12-0026-8
Figure 111101861-A0202-12-0026-9
Figure 111101861-A0202-12-0026-10
使用施加兩種電壓向量時的電流微分值時，由於必須減去不同相的信號來產生位置推測用三相信號之中的兩個相，所以無法固定住電流微分檢測器4uvw的增益。從而，於使用如在高電流下磁性體會飽和而使增益減少種的構成的電流微分檢測器4uvw(電流變壓器等)的情形時就 難以應用。然而，在電流微分檢測器4uvw之增益為所有的相都相等，且無因電流值所造成的變動時則為有效，藉由減少用於位置檢測之電壓向量的種類數，具有位置檢測的響應性提高的優點。依據上述的式子(4)而可明顯易見具有以下式子(10)的關係，所以藉由將項替換而能夠以施加其他兩種電壓向量時的電流微分值同樣地定義位置推測用三相信號。
Figure 111101861-A0202-12-0027-11
不論任何的方式，由於在為了進行位置檢測而使用兩種電壓向量時，都必須藉由不同相的差分來產生位置推測用三相信號之其中任一相，所以會受到電流微分檢測器4uvw之增益所造成的影響。
也可僅針對兩個相來進行電流微分的檢測，並使用全部相的電流和為零的關係而藉由演算來求得剩餘的一個相的電流微分。
對如上述的方式求得的位置推測用三相信號進行三相二相轉換，並藉由取反正切而能夠如以下式子(11)的方式求得轉子推測位置。
Figure 111101861-A0202-12-0027-12
使用馬達電角度θ及標準化後的電感振幅α而如以下式子(12)的方式設各相之標準化後的自電感(self-inductance)Lu、Lv、Lw。在此，以表面磁鐵式馬達等作為對象，並假設為互電感(mutual inductance)較小。標準化後的自電感Lu、Lv、Lw係以電感的偏移(offset)L0標準化而成者。偏移L0係藉由在dq旋轉座標系的電感Ld、Lq而以L0=(Ld+Lq)/2表示，各相的電感振幅L1係以L1=(Ld-Lq)/2表示。標準化後的電 感振幅α能夠以α=L1/L0表示，為電感振幅L1相對於偏移L0的比。
Figure 111101861-A0202-12-0028-13
當使用上述的式子(6)計算使用三種電壓向量時的位置推測用三相信號，可得下述式子(13)。設α<<1，當忽略α之二次方以上的項時，就能夠近似成式子(14)而可獲得三相正弦波的信號。
如以上的方式，可獲得對於一個週期的電角度具有兩個週期的變動的推測位置。使用兩種電壓向量時也相同。
Figure 111101861-A0202-12-0028-14
圖6A及圖6B顯示交流馬達M低速旋轉時(包含停止狀態)的電壓、電流及電流微分值的波形圖例。圖6A及圖6B之(a)顯示施加於U相電流線9u的U相線電壓的波形。圖6A及圖6B之(b)顯示施加於V相電流線9v的V相線電壓的波形。圖6A及圖6B之(c)顯示施加於W相電流線9w的W相線電壓的波形。再者，圖6A及圖6B之(d)(e)(f)顯示電流檢測器3uvw各自輸出的U相線電流Iu、V相線電流Iv及W相線電流Iw 的變化。圖6A及圖6B之(g)(h)(i)顯示U相、V相及W相的線電流的時間微分值，亦即分別顯示U相電流微分值d Iu、V相電流微分值d Iv及W相電流微分值d Iw的變化，且對應於電流微分檢測器4uvw的輸出。
如圖3所示，反向器2係以六個切換元件21uvw、22uvw所構成的三相反向器，且將連接於交流馬達M的U相、V相及W相的繞組5uvw的三個端子連接於電源電壓Vdc(PWM電壓)或接地電位(0V)之其中任一者。如前述方式，將連接於電源電壓Vdc的狀態(上臂切換元件21uvw導通的狀態)表現為「1」，將連接於0V的狀態(上臂切換元件21uvw關斷的狀態)表現為「0」。如此一來，所產生的電壓向量如圖4A所示為V0(0,0,0)至V7(1,1,1)八個種類。此等電壓向量之中，V0(0,0,0)及V7(1,1,1)為所有的繞組端子呈同電位，施加於繞組5uvw之間的電壓呈零的零電壓向量。剩餘的六個電壓向量V1至V6為電壓施加於繞組5uvw之間的非零電壓向量。
PWM產生器14藉由將從電流控制器13輸出的各相電壓指令Vuvw與三角波載波信號進行比較，而產生將反向器2的切換元件21uvw、22uvw予以導通/關斷的PWM控制信號。例如，PWM頻率(三角波載波信號的頻率)為14kHz，此頻率對應於大約70μ秒週期。低速旋轉時，由於相電壓指令Vuvw較低，所以不對繞組5uvw之間施加電壓的零電壓向量V0、V7的期間變長。圖6A及圖6B顯示將零電壓向量V0的期間T0及零電壓向量V7的期間T7各設為PWM週期之大致一半，並使交流馬達M停止的狀態的波形。
PWM產生器14不僅具有產生PWM控制信號的功能，並且 具有於零電壓向量V0或V7的期間施加用於轉子位置檢測的電壓向量V1、V3、V5(位置檢測電壓向量)的功能。施加位置檢測電壓向量的時間遠比PWM週期(例如大約70μ秒)短，而且遠比PWM週期的一半短。更具體而言，施加位置檢測電壓向量的時間較佳為PWM週期的10%以下，更佳為PWM週期的5%以下。
為了使施加位置檢測的電壓向量V1、V3、V5所造成的影響最小化，較佳為施加各個位置檢測的電壓向量之後，立即以與位置檢測的電壓向量相同的時間施加反轉了該位置檢測的電壓向量而成的反轉電壓向量V4(011)、V6(101)、V2(110)，而抵銷由位置檢測的電壓向量所造成的電流。圖6A顯示施加上述的反轉電壓向量的例子，圖6B顯示不施加反轉電壓向量的例子。
於每一PWM週期依U相、V相、W相的順序施加電壓向量V1、V3、V5及抵銷該電壓向量V1、V3、V5的反轉電壓向量V4、V6、V2。藉此，使施加用於位置檢測之電壓向量的影響在三相呈均等。
如圖6A及圖6B之(d)(e)(f)及圖6A及圖6B之(g)(h)(i)所表示，依據位置檢測的電壓向量及反轉電壓向量的施加(圖6A的情形係更依據反轉電壓向量的施加)，U相、V相及W相電流產生變化，且U相、V相及W相電流微分檢測電壓產生變化。當藉由使用電流變壓器等電流微分檢測器直接檢測電流微分值而施加位置檢測電壓向量時，各相的電流微分檢測電壓就瞬時地變化。因此，實質上能夠以位置檢測電壓向量的施加時間(例如3μ秒)檢測出電流微分值。與位置檢測電壓向量的施加對應的時序(timing)成為應對電流微分值取樣(sampling)的電流微分值取得時序(以符 號「★」表示)。此外，關於各相的電流值，係於施加用於馬達驅動之電壓向量的期間內的電流值取得時序(以符號「●」表示)，電流檢測器3uvw的輸出被取樣。
藉由將如上述方式所檢測出的電流微分值代入式子(5)，能夠獲得位置推測用三相信號Us、Vs、Ws。進而，藉由進行式子(11)的演算，能夠獲得馬達電角度θ。上述的演算係藉由第一位置推測器151(參照圖2A及圖2B)來進行。使用兩種電壓向量時，進行式子(7)的演算來取代式子(5)而能夠獲得位置推測用三相信號Us、Vs、Ws。
刪除繞組電阻中的電壓降所構成的項(式子(2)的第2項)時，也會取得電壓向量為V7(111)或V0(000)之狀態的電流微分值，只要從施加位置檢測電壓向量V1(100)、V3(010)、V5(001)時取得的電流微分值減去即可。
前述的式子的展開係基於圖5所示的△接線的模型而考量者，以下表示Y接線的情形也相同。考量如圖7之模型，使用中點電位Vn而如式子(15)的方式設電壓方程式。
Figure 111101861-A0202-12-0031-15
當與式子(2)同樣地使用電感矩陣的反矩陣來表示電流微分時就成為式子(16)。
Figure 111101861-A0202-12-0031-16
與式子(4)的導出同樣地，當表示施加位置檢測電壓向量 V1(100)、V3(010)、V5(001)時之線電流(Y接線時相電流相等)的微分值就成為式子(17)。
Figure 111101861-A0202-12-0032-17
在此，使用以下式子(18)針對中點電位Vn來解式子(16)時，就成為式子(19)。
Figure 111101861-A0202-12-0032-18
Figure 111101861-A0202-12-0032-19
當如式子(5)的方式以同相的差分來定義位置推測用三相信號就可獲得式子(20)，而與式子(6)同樣地成為將電流微分之增益提到括號外的循環對稱多項式。從而，Y接線及△接線都同樣地，即使產生高轉矩時馬達磁飽和而使電感變動，其影響也會等效地顯現於三相，因此可抑制位置檢測誤差。使用V4(011)、V6(101)、V2(110)作為位置檢測電壓向量時也相同。使用兩種位置檢測電壓向量時，也與△接線之情形相同，會受到電流微分檢測器4uvw之增益的影響。
Figure 111101861-A0202-12-0033-20
以下說明有關從UVW固定座標系轉移至αβ固定座標系及dq旋轉座標系時的電感矩陣的轉換。
如以下式子(21)的方式定義從UVW固定座標系轉移至αβ固定座標系的轉換矩陣Tαβ及一般反矩陣T+ αβ。
Figure 111101861-A0202-12-0033-21
再者，如以下式子(22)的方式定義從αβ固定座標系轉移至dq旋轉座標系的轉換矩陣Tdq及反矩陣T-1dq。
Figure 111101861-A0202-12-0033-22
各個的轉換矩陣與其反矩陣的乘積如以下式子(23)。
Figure 111101861-A0202-12-0033-23
UVW固定座標統之相的電壓方程式係使用馬達激起電壓而如以下式子(24)。藉由對該式子(24)從左方乘以式子(21)的αβ轉換矩陣Tαβ，於電感矩陣與電流之間插入單位矩陣，即能夠如式子(25)的方式定義在αβ固定座標系上的電壓方程式。
Figure 111101861-A0202-12-0033-24
Figure 111101861-A0202-12-0034-25
在此，依據iu+iv+iw=0，以下式子(26)成立，因此，由於僅式子(23)第1式第1項留存，所以使用αβ轉換矩陣的乘積T+ αβTαβ成為單位矩陣的方式。
Figure 111101861-A0202-12-0034-26
同樣地，從屬於αβ固定座標系之相之電壓方程式的式子(25)的左邊乘以dq轉換矩陣Tdq(式子22)並插入單位矩陣(參照式子(23)的第2式)，則如以下式子(27)所示，可獲得在dq旋轉座標系的電壓方程式。
Figure 111101861-A0202-12-0034-27
依據式子(25)、(27)的導出，在各個座標系的電感矩陣Mαβ、Mdq如以下式子(28)的方式定義。
Figure 111101861-A0202-12-0034-28
在此，定義以UVW座標系的電感成分所構成的以下式子(29)的量m、n、s。
Figure 111101861-A0202-12-0034-29
當依據式子(28)來計算在各座標系的電感矩陣，使用式子 (29)的m、n、s表示αβ固定座標系或dq固定座標系上的電感時，可得以下式子(30)、(31)。
Figure 111101861-A0202-12-0035-30
Figure 111101861-A0202-12-0035-31
再者，從αβ固定座標系至dq固定座標系的電感轉換可由以下式子(32)表示。
Figure 111101861-A0202-12-0035-32
圖8顯示UVW固定座標上的理想的正弦波之電感的一例。此例子係將自電感及互電感的振幅各自設為0.1、0.02，將偏移各自設為1.3、-0.11，假設相間的相移(phase shift)為120°的正弦波。
關於上述理想的正弦波的電感，當使用式子(29)、(30)、(31)而計算αβ固定座標系上的電感Lα、Lβ、Mαβ、dq旋轉座標系上的電感Ld、Lq、Mdq及m、n、s成分並加以繪圖時，就如圖9A、圖9B及圖9C所示。如一般所知者，dq旋轉座標系上的電感Ld、Lq皆無對於轉子位置的依存性，此例子為Lq=1.34、Ld=1.48。此外，凸極比Lq/Ld=1.10。
再者，圖10A、圖10B及圖10C顯示使用式子(4)並依據圖8所示的理想的正弦波的電感來計算電流微分值所得的結果。圖10A顯示施加電壓向量V1(100)時之電流微分值，圖10B顯示施加電壓向量V3(010)時之電流微分值，圖10C顯示施加電壓向量V5(001)時之電流微分值。圖10A、圖10B及圖10C都顯示U相、V相及W相之相對於轉子電角度之 電流微分值的變化。此外，檢測增益及電壓設為1。
舉一例來說，圖11A至圖11E顯示利用磁分析對三相的表面磁鐵式馬達在馬達的q軸電流為零的狀態下輸入前述三種電壓向量，使轉子位置旋轉電角度一個週期時的電流微分值，與使用式子(5)及式子(11)演算後的位置推定的結果。圖11A顯示施加電壓向量V1(100)時之電流微分值，圖11B顯示施加電壓向量V3(010)時之電流微分值，圖11C顯示施加電壓向量V5(001)時之電流微分值。圖11D顯示依據式子(5)所演算之位置推測用三相信號Us、Vs、Ws。再者，圖11E顯示依據式子(11)演算後的在αβ固定座標系上的位置推測用二相信號αs、βs以及根據該等信號所求得的推測位置θ。可得知位置推測用三相信號Us、Vs、Ws呈諧波重疊的波形，然而可以大略視為正弦波，能夠演算推測位置θ。
圖12A及圖12B分別顯示以磁分析求取得到圖11A至圖11E的狀態時之馬達電感Lu、Lv、Lw、Muv、Mvw、Mwu與各相線圈(繞組)之交鏈磁通的結果。與圖8相比較，可得知電感從理想的正弦波偏移，以及如式子(13)所示存在有電感的偏移量與其振幅之比α(標準化後的電感振幅)的高階項，係成為圖11D的位置推測用三相信號Us、Vs、Ws成為非理想的正弦波的理由。
接著，圖13A、圖13B、圖13C及圖13D顯示在馬達的q軸電流為正或負的狀態施予同樣的分析後的結果。圖13A及圖13B分別顯示以磁分析求取q軸電流為正時之馬達電感Lu、Lv、Lw、Muv、Mvw、Mwu與各相線圈(繞組)之交鏈磁通的結果。圖13C及圖13D分別顯示以磁分析求取q軸電流為負時之馬達電感Lu、Lv、Lw、Muv、Mvw、Mwu與各相 線圈(繞組)之交鏈磁通的結果。這些圖中，轉子電角度之正負的定義係定義為以在無負載下q軸電流為正時轉子電角度往正前進的方向(進角方向)。換言之，將q軸電流為正時產生的轉矩的方向設為轉子電角度的正方向。
可得知線圈的交鏈磁通與電流為零時相比較，q軸電流為正的狀態時往前進方向(轉矩產生方向)偏移，為負的狀態時往延遲方向(轉矩產生方向)偏移。關於電感，包含因d軸正方向或負方向的磁致電阻(magneto resistance)的不同而使振幅改變，或槽組合(slot combination)所造成的諧波。然而，可考量為本質上自電感Lu、Lv、Lw及互電感Muv、Mvw、Mwu的相位都會轉移至與線圈的交鏈磁通的相位轉移同方向。
圖14A、圖14B及圖14C顯示施加q軸電流時的位置推測用三相信號與推測位置的分析結果。圖14A顯示q軸電流為正時，依據式子(5)所演算獲得的位置推測用三相信號Us、Vs、Ws。圖14B顯示q軸電流為負時，依據式子(5)所演算獲得的位置推測用三相信號Us、Vs、Ws。圖14C顯示針對q軸電流為正及負的各情形時，依據式子(11)所演算獲得的推測位置θ。圖14C將使用於分析的轉子電角度(分析上的真值)作為理想推測角度而一併顯示。再者，圖14D顯示針對q軸電流為正及負的各情形時，推測位置之相對於理想推測角度的誤差(推測角度誤差)。
可得知伴隨著電感的相移(phase shift)，推測位置θ與理想推測角度相比較，q軸電流為正時推測位置往正方向(轉矩產生方向)相移，為負時往負方向(轉矩產生方向)相移。當與推測位置θ的理想推測角度的偏移變大時，轉矩就減小，最差的情況會有馬達失步之虞。
因此，導入以q軸電流之函數表示的修正量。舉一例來說， 將比例常數k(k>0)乘以q軸電流值Iq而設為修正量C1(C1=k．Iq)，並進行從修正前的推測位置θ減去此修正量C1的平移修正(第一修正)。此平移修正係將推定位置θ向轉矩產生方向偏移達修正量C1(第一修正量)的絕對值的操作。圖15A顯示關於q軸電流為正及負的各情況，平移修正後的推測位置θC1(=θ-C1)。再者，圖15B顯示平移修正後的推測位置θC1之相對於理想推測角度的推測角度誤差。
可得知修正前有±50°程度的推測角度誤差(參照圖14D)會被抑制在±20°以內，隨著q軸電流的增加(絕對值的增加)之電感的相移所造成的推測誤差能夠利用此修正來解決。
此例子係使用比例式作為q軸電流的函數，然而若導入使用與q軸電流相關之包含更高階的項之函數的修正量而進行平移修正，相對於q軸電流的變化，可獲得更接近理想推測值的值。
算出上述的平移修正後的推測位置θC1之後，進而進行諧波修正(第二修正)而縮小推測角度誤差。
例如，導入相對於推測位置θ具有n倍(n為大於或等於2的自然數，例如n=3)的諧波的修正量C2作為諧波修正量。更具體而言，導入以下式子(33)的諧波修正量C2(第二修正量)作為將q軸電流值Iq設為振幅的n倍諧波。諧波修正量C2係推測位置θ及q軸電流值Iq的函數，更詳細而言，係將推測位置θ(也可稱為平移修正後的推測位置θC1)使用於相位後的諧波成分與q軸電流值之函數的乘積。在以下式子(33)中，q軸電流值的函數為q軸電流值本身，然而也可為例如將比例常數乘以q軸電流值而得的函數，也可為包含更高階項的函數。
C2=Sin(nθ C1+δ)×Iq‧‧‧(33)
從平移修正後的推測位置θC1更減去此諧波修正量C2。如此一來，諧波修正後的推測位置θC2如以下式子(34)所示。
θ C2=θ C1-Iq‧Sin(nθ C1+δ)=θ-C1-Iq‧Sin(n(θ-C1)+δ)‧‧‧(34)
n=3時，修正後的推測位置θC2及推測角度誤差如圖16A及圖16B分別所示者。在此，只要是以使推測誤差減小的方式選擇相位偏移δ即可。
如圖16B所示，藉由進行平移修正且進行諧波修正，將推測位置誤差抑制到未滿±8°，藉此，能夠減少因推測位置誤差所造成的轉矩漣波(torque ripple)。圖16A及圖16B之例子的諧波修正係僅減少三維的諧波，惟也可進行更高階的諧波修正，與平移修正同樣地，若藉由關於q軸電流而包含更高階項的修正量來進行修正，能夠更減少推測位置誤差。
再者，q軸電流所造成的電感相移比較小時，也可省去平移修正而僅進行諧波修正。此情形下，由於C1=0，所以修正後的推測位置θC2如以下式子(35)所示。
θ C2=θ-Iq‧Sin(nθ+δ)‧‧‧(35)
再者，也可省去諧波修正而僅進行平移修正。
再者，上述的例子相對於q軸電流值Iq及修正前的推測位置θ，使用函數來決定修正量C1、C2，惟也可事先將修正量表格化來取代函數。再者，也可事先將對應的修正後推測位置本身表格化以取代使用函數或表格來產生修正量。
上述的平移修正及/或諧波修正係藉由第一補償器161(參 照圖2A)來進行，且產生修正後的推測位置θ1C。亦即，設為推測位置θ1C=θC2即可。僅進行平移修正時，推測位置θ1C=θC1。
上述的例子說明了表面磁鐵式馬達，惟使用嵌入磁鐵式馬達的情形雖有程度上的差異，惟會產生線圈之交鏈磁通位移所造成的電感的波形位移，且同樣地諧波會重疊於推測值。
圖17A及圖17B分別顯示使用式子(29)、(30)、(31)將圖12A所示之在UVW固定座標系上的電感轉換成在αβ固定座標系及dq旋轉座標系的電感的結果。圖17C顯示對應的成分m、n、s。
由於圖12A的電感變化並非完全的正弦波形狀，所以在dq旋轉座標系的電感Ld、Lq都顯現轉子位置依存性。另外，可得知dq軸之干涉成分亦即互電感Mdq非零。當從圖17A的結果來求得時，相對於轉子電角度之平均的電感分別為Ld=1.4、Lq=1.5，平均的凸極比Lq/Ld=1.07。
藉由上述方式，可得知無激磁時的凸極比平均為7%程度，而且即使依據轉子電角度而呈如1%之凸極比較小的表面貼磁式馬達也能夠以充足的精度來進行位置推測。
以下顯示準備三相表面磁鐵式馬達作為與前述分析相同條件之實際的馬達，對此馬達施加前述的PWM模式，將藉由電流的大小所造成之磁性體的飽和而使增益變動的電流變壓器使用作為電流微分檢測器4uvw而進行了電流微分值的取得及位置推測的結果。
圖18A、圖18B及圖18C分別顯示馬達電流為零且使用三種電壓向量V1(100)、V3(010)、V5(001)所獲得的電流微分值。圖18D顯 示以同相的電流微分值的差分並依照式子(5)所構成的位置推測用三相信號Us、Vs、Ws。圖18E顯示依據該位置推測用三相信號Us、Vs、Ws並依照式子(11)演算後的推測位置。可得知電流值為零時，能夠與分析結果同樣地演算推測位置。
圖19A、圖19B及圖19C顯示以固定相激磁對馬達線施加U相為零、V相為正、W相為負的電流，並從外部強制性地旋轉馬達時之電流微分值的取得結果。圖19A、圖19B及圖19C顯示分別施加電壓向量V1(100)、V3(010)、V5(001)而取得電流微分值的結果。橫軸的轉子電角度與激磁角相位的關係為在轉子電角度0°為d軸激磁，在90°為q軸激磁，在180°為反d軸激磁。
例如，將原本應可獲得相同位準的信號值之電壓向量V1(100)的模式的U相信號(參照圖19A)、與電壓向量V3(010)之模式的V相信號(參照圖19B)及電壓向量V5(001)之模式的W相信號(參照圖19C)作比較，就可瞭解V相與W相的信號會因構成電流微分檢測器4uvw之電流變壓器的磁性體的飽和的影響而衰減到一半程度。
圖20A顯示依據圖18A、圖18B及圖18C之電流微分值的結果，僅使用其利用兩種電壓向量V5(001)、V3(010)的式子(7)來構成位置推測用三相信號Us、Vs、Ws的結果。圖20B顯示使用該位置推測用三相信號Us、Vs、Ws並依據式子(11)演算推測位置θ的結果。
如式子(7)所示，由於信號Vs與信號W係以不同的相的差分構成的信號，所以係以不同增益之信號的差分所構成。因減去不同增益之信號，故無法良好地演算三相信號，無法正確地演算推測位置。
可看出位置推測用三相信號呈單純的偏移。再者，由於此例子係使V相及W相的電流的絕對值相等，所以V相及W相的增益相等，可以說是與發生偏移的情形相似的舉動。然而，現實上UVW相的電流會隨著時間而改變，各相的增益也無特別的限制地運作。因此，實際上因式子(8)的增益的和或差分而顯現的項，位置推測用三相信號會依據馬達電流而複雜地變化。從而，難以進行修正。
因此，為了進行轉子位置檢測而使用兩種電壓向量時，較佳為使用具有能夠避免磁性體飽和之構造的元件的電流微分檢測器。例如，較佳為利用使用空心線圈之電流變壓器等元件。
圖21A顯示依據圖18A、圖18B及圖18C之電流微分值的結果，使用式子(5)並藉由同相的差分構成位置推測用三相信號Us、Vs、Ws的例子，圖21B顯示使用該位置推測用三相信號Us、Vs、Ws，並依據式子(11)演算推測位置的結果。可得知藉由減去同相的信號，可抑制電流微分檢測器4uvw之增益的影響，能夠演算推測位置。推測位置的失真係起因於式子(6)所顯示之整個式子中被提出至括號外的增益gu、gv、gw。具體而言，由於增益gv、gw為增益gu的大致一半，所以位置推測用三相信號Vs與Ws的振幅為位置推測用三相信號Us的大致一半的情形係推測位置失真的原因。
修正上述的失真乃容易之事，僅須將對應於電流的增益分別加上位置推測用三相信號即可。圖22A顯示將圖21A的信號Vs、Vw設成兩倍而重新演算後的位置推測用三相信號Us、Vs、Ws。圖22B顯示使用此等信號並利用式子(11)演算推測位置的結果。可得知位置推測用三相信 號之三相呈對稱的形狀，也無推測位置的失真。
將依據電流的增益乘以位置估計用三相信號的修正，也可替換成依據電流使電流微分檢測增益gu、gv、gw(以下有總合記載為「guvw」的情形)可變的演算。例如，也可根據馬達之各相的線電流Iuvw的絕對值｜Iuvw｜並依照以下式子(36)的函數來決定各相的增益guvw。若依據式子(36)的函數，各相的線電流Iuvw的絕對值為第一常數I1(I1>0)以下時，該相的增益guvw成為固定的第一增益g1(g1>0)，各相的線電流Iuvw的絕對值大於第二常數I2(I2>0)時，該相的增益guvw成為固定的第二增益g2(g2>0)。然後，各相的線電流Iuvw的絕對值大於第一常數I1而為第二常數I2以下時，該相的增益guvw係在第一增益g1與第二增益g2之間，依據該相的線電流Iuvw的絕對值而線性地變動。
Figure 111101861-A0202-12-0043-33
也可事先測量電流微分檢測之相對於馬達電流的增益，並以式子(36)進行擬合(fitting)來決定常數I1、I2、g1、g2。再者，也可預先將擬合的結果表格化，並藉由參照表格而決定與電流對應之各相的增益guvw。
再者，依據以式子(36)加上高階項而得的函數來決定增益guvw。
信號振幅改變的情形並非受到電流微分檢測器4uvw之增益的影響。若電角度為0°則呈d軸激磁而加強磁鐵的磁通，若電角度為180° 則呈反d軸激磁並成為減弱磁鐵的磁通之方向的激磁。由於一旦減弱磁鐵的磁通就接近無磁鐵的狀態，因核心的飽和產生的電感的位置依存性消失，所以信號振幅會改變。
藉由進行將與電流對應的增益乘以位置推測用三相信號的修正，即使電流突波微小時，也能夠將由如電流變壓器的磁性體構成的檢測元件使用於電流微分檢測器4uvw。藉此方式，能夠高靈敏度地檢測電流微分值。
即使不使用電流變壓器等電流微分檢測元件時，一般也難以使全部UVW相的電流微分檢測增益完全相同，三相的電流微分檢測增益不同時，藉由使用上述的演算處理而能夠減少位置推測誤差。
此外，在使用如上述的推測位置的無感測器控制中，存在有相對於一個馬達電角度週期，推測位置會顯現兩個週期所造成的不穩定性。因此，會有初始激磁位置呈反相位之虞。此情況會造成問題時，例如將利用磁飽和的初始位置推測方法(例如參照非專利文獻2)予以併用來決定初始激磁位置即可。本實施型態中，由於推測位置係在αβ固定座標上獲得，所以若是初始激磁位置呈反相位所造成的初始激磁的激磁相位偏移不構成問題，則藉由將推測位置的兩個週期信號轉換成一個週期信號而直接使用於dq轉換的座標系，即使不進行初始位置推測也能夠使馬達以同步的方式旋轉。
接著，針對第二位置推測器152所為之位置推測(第二推測方法)的具體例進行說明。
在本實施型態中，第二位置推測器152係在αβ座標系上藉 由擴展感應電壓觀測器來推測轉子的位置。由於此方法係於非專利文獻1及專利文獻7等詳細說明的方法，在此僅為概述。
在αβ座標系的馬達的電壓方程式係能夠使用微分演算符p(時間微分演算符)而描述成如下列式子(37)。
Figure 111101861-A0202-12-0045-34
以使用dq座標系的電感Ld、Lq而如式子(39)的方式來表現在αβ座標系的電感Lα、Lβ、Lαβ。再者，當也使用在dq座標系的電流id、iq(=Id、Iq)而將式子(37)變形時，即成為式子(38)。假設無在dq座標系的電感的角度依存性，且電感Ld、Lq的時間微分為零。依存於馬達位置θ之項係彙整於式子(38)的第二項，而將其定義為擴展感應電壓向量e(式子(40))。此外，式子中的記號“‧”係表示作用範圍僅有該變數(於式子(38)中僅iq)的一階時間微分的微分演算符。以下相同。
Figure 111101861-A0202-12-0045-35
Figure 111101861-A0202-12-0045-36
Figure 111101861-A0202-12-0045-37
一旦將式子(38)變形而導出狀態方程式時，就獲得式子(41)、(42)。當要導出擴展感應電壓的時間微分亦即式子(42)時，即將d軸電流id 之一階時間微分及q軸電流iq之二階時間微分以及角速度ω之一階時間微分皆近似於零。
Figure 111101861-A0202-12-0046-38
求擴展感應電壓推測值e^(其中，記號“^”表示推測值。以下相同)之最小維度狀態觀測器(擴展感應電壓觀測器)成為式子(43)、(44)。觀測器增益G以例如與速度之絕對值成比例的方式決定即可。
Figure 111101861-A0202-12-0046-39
將式子(43)代入式子(44)而注意GJ=JG而進行變形時，即成為式子(45)。
Figure 111101861-A0202-12-0046-40
為了移除電流微分檢測值，當導入參數ξ=eˆ+Gi而進行轉換時，即成為式子(46)，能夠依據電流檢測值i及電壓檢測值v來求得ξ的一階時間微分。
Figure 111101861-A0202-12-0046-41
因此，藉由將式子(46)時間積分而能夠獲得ξ，如式子(47)再次進行變數轉換而能夠擴展感應電壓推測值e^。
藉由採用擴展感應電壓的偏角而如式子(48)獲得推測位置。
Figure 111101861-A0202-12-0047-43
θ=arg(e α + i ．e β )…(48)
其中，式子(48)中的i為虛數單位。
第二位置推測器152(參照圖2A、圖2B)從三相二相轉換器134(參照圖1B)獲得αβ固定座標系的電流檢測值Iα、Iβ而作為式子(46)中的電流i使用，而從反dq轉換器132(參照圖1B)獲得αβ固定座標系的電流指令值Vαcmd、Vβcmd來作為式子(46)的電壓檢測值V使用。藉此，第二位置推測器152藉由式子(47)求得感應電壓推測值e^(e^α,e^β)，進而依據式子(48)求得轉子推測位置θ2。
接著，針對第一位置推測器151(參照圖2A、圖2B)產生的推測位置信號的週期轉換，亦即週期轉換器154的作用進行說明。
第一位置推測器151根據伴隨著轉子的旋轉之電感的變動，換言之，利用電感依存於轉子的旋轉位置的現象而進行位置推測。因此，第一位置推測器151產生的推測位置信號相對於與定子之一個電角度週期對應的轉子之旋轉具有兩個週期的變動。因此，如前述，藉由週期轉換器154(參照圖2A、圖2B)，將第一位置推測器151產生的推測位置信號轉換成相對於與定子之一個電角度週期對應的轉子之旋轉具有一個週期的變動的第一推測位置信號。
在低速區域藉由檢測電流漣波並依據演算馬達電感所包含的位置的資訊的第一位置推測器151，而以式子(11)、(14)等所示的方式獲 得以電角度一個週期進行兩個週期變動的信號。在中高速區域藉由依照由擴展感應電壓觀測器所進為之式子(47)、(48)演算推測位置的第二位置推測器152，而獲得以電角度一個週期進行一個週期變動的信號。
舉一具體例，圖23顯示以160[r/min]之無負荷的條件使額定旋轉速度3000[r/min]的表面磁鐵式同步馬達旋轉，並使用前述兩種類的推測方法來進行位置推測，而繪製成電角度兩個週期份量的結果。可得知相對於以擴展感應電壓之位置推測(以第二位置推測器152所為的第二推測方法)係相對於轉子之一個電角度可獲得一個週期的推測位置，以脈衝施加之位置推測(以第一位置推測器151所為的第一推測方法)係相對於轉子之一個電角度可獲得兩個週期的推測位置。
由於以脈衝施加之位置推測(第一推測方法)係相對於一個電角度為兩個週期的信號，所以必須轉換成一個週期。此週期轉換係藉由週期轉換器154(參照圖2A、圖2B)來進行。
圖24顯示用於週期轉換器154所為之週期轉轉換的處理例。此處理例係以預定的演算週期重複進行。以下的說明中，所謂的「一個週期信號」乃指對應於電角度的一個週期，而從下限值(具體上為0)至上限值msk(與電角度的一個週期對應的值，例如2048)，依據轉子位置而反覆單調遞增之變化的信號。再者，所謂的「兩個週期信號」乃指對應於電角度的二分之一個週期，而從下限值至上限值msk/2(與電角度的一個週期對應的值的二分之一)，依據轉子位置而反覆單調遞增之變化的信號。亦即，一個週期信號係在電角度的一個週期中具有一個週期的信號，兩個週期信號係在電角度的一個週期中具有兩個週期的信號。如圖23所示，使用擴展 感應電壓的第二推測方法係產生一個週期信號，使用脈衝施加的第一推測方法係產生兩個週期信號。如從圖23可理解的情況，兩個週期信號具有與一個週期信號一致的區間及相對於一個週期信號偏移相當於電角度之二分之一的量的區間。
當依照圖24記載的步驟時，若於某時刻能夠獲得一個週期信號，則僅以各演算週期中的現在的兩個週期信號(該週期信號中的兩個週期信號)就能夠連續地產生一個週期的信號。
具體地說明，係求取前次(前演算週期)之一個週期信號值1cyc_t-1與這一次(現在的演算週期)之兩個週期信號值2cyc_t的差分的絕對值wk1(步驟S1)。判定其差分的絕對值wk1是否為未達一個電角度的值msk(例如2048)之四分之一(步驟S2。第一判定)。若wk1<msk/4(步驟S2：是)，則判定為符合週期，而將兩個週期信號值2cyc_t直接暫時使用作為這一次的一個週期信號值1cyc_t(步驟S3)。若wk1≧msk/4(步驟S2：否)，則判定為偏移半個週期，而將一個電角度週期的值msk的二分之一加上兩個週期信號值2cyc_t所獲得的2cyc_t+msk/2暫時使用作為這一次的一個週期信號值1cyc_t(步驟S4)。
僅根據此第一判定所進行的處理若前次的一個週期信號值1cyc_t-1與這一次的兩個週期信號值2cyc_t皆為週期交界亦即0附近的值時，會有因測量雜訊而無法正確地處理的情形。例如，一個電角度的值msk=2048時，轉子位置在0時之理想的信號值為1cyc_t-1=2cyc_t，惟因雜訊而變成獲得如1cyc_t-1=2038、2cyc_t=10的信號值。此時，較佳為這一次的一個週期信號值1cyc_t=10。然而，當根據前述的第一判定來進行 處理時，則為wk1=2028(=2038-10)，由於未滿wk1<512(=msk/4)(步驟S2：否)，而成為一個週期信號值1cyc_t=10+1024=1034(步驟S4)，而輸出偏移半週期的值。
為了避免上述情況，乃求取進行根據前述的第一判定(步驟S2)的處理(步驟S3、S4)所獲得的一個週期信號值1cyc_t與前演算週期的一個週期信號值1cyc_t-1的差分的絕對值wk2(步驟S5)，進一步進行第二判定(步驟S6)。亦即，若msk/4<wk2<3＊msk/4(步驟S6：是)，則判定為根據第一判定(步驟S2)所獲得的一個週期信號值1cyc_t(步驟S3、S4)偏移半週期，而以成為1cyc_t=1cyc_t-msk/2的方式修正值並輸出(步驟S7)。若步驟S6的判斷為否定，由於根據第一判定的處理(步驟S2、S3、S4)所求得的一個週期信號值1cyc_t為正確的值，所以不進行步驟S7的修正。
前述的例子的情形中，在僅根據第一判定的處理(步驟S2、S3、S4)時判定為一個週期信號值1cyc_t=1034，惟藉由加上根據第二判定的處理(步驟S6、S7)，就成wk2=｜2038-1034｜=1004，滿足512(=msk/4)以上且1536(=3＊msk/4)以下。因此，修正成一個週期信號值1cyc_t=1034-1024=10之正確的位置，即使測定值含有雜訊，也能夠獲得正確的一個週期信號值。
對於所獲得的一個週期信號值1cyc_t進一步進行依據電角度一個週期的值msk的餘數演算(Mod演算(演算符%))(步驟S8)，而輸出0至msk(=2048)的範圍的一個週期信號值1cyc_t。預先將電角度一個週期的值msk設為2的指數冪(亦即2n(其中n為自然數))，而將Mod演算替換 成邏輯積(AND)的位元演算。
某時刻應賦予的正確的一個週期信號係能夠使用例如利用鐵心的飽和的初始位置推測法(參照非專利文獻2)等而獲得。
圖25顯示馬達為與圖23同樣的驅動狀態時，依照圖24的步驟而將利用依據電流漣波獲得推測位置的第一推測方法所獲得的兩個週期信號轉換成一個週期信號的結果。一個電角度的值msk設成2048。可得知會產生良好的一個週期信號。
如以上所述，藉由第一推測方法及第二推測方法可獲得相對於在αβ固定座標系上的電角度一個週期的轉子的旋轉具有一個週期之兩個種類的推測位置信號。因此，藉由推測速度或擴展感應電壓向量長度而是否切換要使用的推測位置信號、或是將兩個種類的推測位置信號予以加權並合成。藉此，能夠在全速度區域求取正確的推測位置，從而，能夠達成在全速度區域的無感測器控制。
圖26係顯示藉由推測位置合成器153(參照圖2A及圖2B)所為之處理的一例。在圖2A的構成中，推測位置合成器153係將以第一及第二補償器161、162各自所補償後的第一及第二推測位置信號θ1c、θ2c予以加權並合成，在圖2B的構成係將補償前的第一及第二推測位置信號θ1、θ2予以加權並合成。在此說明，將藉由使用脈衝施加的第一推測方法所為之第一推測位置信號θ1c、θ1表示的轉子推測位置予以彙整而總稱為「第一推測位置θPWM」。同樣地，將藉由使用擴展感應電壓的第二推測方法所為之第二推測位置信號θ2c、θ2表示的轉子推測位置予以彙整而總稱為「第二推測位置θEMF」。
推測位置的加權係鋸齒形波狀的加權計算。具體而言，可求取相對於第一推測位置θPWM之第二推測位置θEMF的差分dif(步驟S11)。調查是否在一個電角度週期msk(例如2048)之一半的範圍外。亦即，調查是否dif<-msk/2(步驟S12)、以及是否dif>msk/2(步驟S14)。若為dif<-msk/2(步驟S12：是)，則將對一個電角度週期的值msk加算差分值dif後所得的值msk+dif代入變數wk3(步驟S13)。若為dif>msk/2(步驟S14：是)，則將從一個電角度週期的值msk減去差分值dif後所得的值msk-dif代入變數wk3(步驟S15)。差分dif若在一個電角度週期的值msk的一半的範圍內(-msk/2≦dif≦msk/2)(步驟S12、S14雙方為否)，則將差分dif代入變數wk3(步驟S16)。然後，依照下列式子(49)將依據加權係數ρ(0≦ρ≦1)對變數wk加權後所得的值ρ．wk3代入第一推測位置θPWM，對此進行依據一個電角度的值msk所為之餘數演算Mod(演算符%)而求取加權合成後的合成推測位置θWT(步驟S17)。
θ WT=(θ PWM+ρ×wk3)%msk…(49)
wk3=dif時(步驟S16)的情形下，成為θPWM+ρ×wk3=θPWM+ρ(θEMF-θPWM)=(1-ρ)θPWM+ρθEMF，可知將第一推測位置θPWM及第一推測位置θEMF加權並合成。餘數演算Mod(演算符%)係用以在0至msk的範圍將合成結果作成鋸齒波形狀地週期變化的推測位置信號的演算。
例如，真實的轉子位置的值為「5」時，求得第一推測位置θPWM=2038及第一推測位置θEMF=20。設加權係數ρ=0.5時，可獲得加權後的合成推測位置θWT=5的演算結果的情形為適當。為了獲得上述的結 果，係求兩個推測位置θPWM、θEMF的差分dif(步驟S11)，若其差分dif在±msk/2以內，則將其值作為表示兩個推測位置間的距離之變數wk3使用，若差分dif超過msk/2，則將從一個電角度值msk減去差分dif後所得的值作為表示兩個推測位置間的距離之變數wk3使用，若差分dif小於-msk/2，則將差分dif加上一個電角度值msk後所得的值作為表示兩個推測位置間的距離之變數wk3使用(步驟S12至S16)。將加權係數ρ乘上其變數之後，加上任一推測位置θPWM、θEMF(圖26的例子為第一推測位置θPWM)即可。
前述例子的情形由於差分dif=-2018(=20-2038)，所以變數wk3=2048-2018=30。因此，合成推測位置θWT=(2038+0.5×30)%2048=5，可得知能夠獲得正確的加權結果。
圖26的步驟係使用分歧處理，而於式子(50)表示以Mod演算或位元轉移演算高速地進行處理的方法。演算結果與依照圖26的步驟的情形等效。
式子(50)的變數wk為與圖26的wk3等效的演算結果，能夠獲得如ρ=0時θWT=θPWM、ρ=0時θWT=θEMF的加權結果。
Figure 111101861-A0202-12-0053-44
舉一例來說明，圖27顯示θPWM及θEMF各自具有一定量的雜訊，且使θEMF相對於θPWM及偏置達+512時，針對在0≦ρ≦1的範圍使ρ變化時的合成推測位置θWT進行使用式子(50)之演算後所得的結果。 θWT在ρ=0時與θPWM一致，在ρ=1時與θEMF一致。再者，可得知θWT在ρ為0與1之間的值時，能夠也包含雜訊的大小並伴隨著ρ的變化而平順地加權。此例子中，係為了視覺上易瞭解而使θEMF偏置，惟實際上係顯示θEMF與θPWM為大致相同的值。當然，此情形下若是使用式子(50)，亦能夠正確地進行加權並合成。
依據推測速度或擴展感應電壓向量e(參照式子(40))的向量長度而使加權係數ρ轉移，藉此能夠依據轉子的旋轉速度適切地對第一推測方法與第二推測方法進行加權，能夠使推測方法平順地轉移。式子(51)顯示其一例。式子(51)中，將推測速度設為ω、加權開始速度設為ωs、加權結束速度設為ωe，使加權係數ρ相對於推測速度ω成比例(線性地)變化。在未達加權開始速度ωs的低速度區域為ρ=0，僅使用以第一推測方法所為的推測結果。同樣地，在超過加權結束速度ωe的高速度區域為ρ=1，而僅使用以第二推測方法所為的推測結果。
Figure 111101861-A0202-12-0054-45
也可使用擴展感應電壓的向量長度｜e｜來取代推測速度ω，也可不以比例(線性)而是以其他的函數(非線性函數)來定義加權係數ρ。
於式子(51)中，當設定ωs≒ωe時，以速度ωs將加權係數ρ從0切換至1。此乃實質地取代進行加權而以特定的速度切換推測方法，亦即相當於切換合成。
以式子來表示由圖2A之構成所為的加權合成時，則如式子(52)的第一行所示。式子中，△θ1表示以第一補償器161所為的補償量，且 θ1C=θ1+△θ1。同樣地，△θ2表示以第二償器162所為的補償量，且θ2C=θ2+△θ2。式子(52)的第一行能夠如同式子第三行的方式進行變形。此成為圖2B之構成所達成之加權合成的表現。同式子第三行的第一項表示補償前的加權合成，同式子第三行的第二項表示加權合成後的補償。因此，依據圖2A及圖2B之其中任一構成都可實質地達成等效的處理。
θnew=(1-ρ)θ 1C+ρθ 2C=(1-ρ)(θ 1+△θ 1)+ρ(θ 2+△θ 2)=(1-ρ)θ 1+ρθ 2+{(1-ρ)△θ 1+ρ△θ 2}…(52)
此外，以第一補償器161所為的補償(修正)也可為參照前述的圖15及圖16所說明的處理(參照式子(34)、(35))。
在作為實施例方面，設式子(51)的加權開始速度ωs=600[r/min]、加權結束速度ωe=1200[r/min]，以演算加權合成推測位置θnew的方式設計控制器1(參照圖1A)(程式)。其中，省略了補償器161、162、163(參照圖2A及圖2B)。藉由此控制器1來進行交流馬達M的速度控制，以30[ms(毫秒)]從0至1600[r/min]進行急加速。以圖28顯示將此時的加權係數ρ的遷移、推測速度ω的時間變化以及合成推測位置θnew繪圖所得的結果。
可得知加權係數ρ在600至1200[r/min]之間因應速度而線性地變化，而於急加速時，加權後的合成推測位置θnew也不會大幅地變動，而係平順地變化。
例如，於專利文獻8中揭示有以不須要磁極位置檢測器的方式實現在低速區域與高速區域之間的急劇且不間斷的加速減速性能之同步 電動機的控制方法。於專利文獻8中揭示有以1.5[s]的加速率進行±1300[r/min]之正轉反轉的實驗結果。上述的實施例中的加速率為專利文獻8之加速率的30倍左右。
雖然也能夠縮小加權的速度區域ωs至ωe，然而該情形下，當在低速區域與中高速區域之推測位置的誤差不足夠小時，在推測方法切換的速度區域ωs至ωe就會造成顫動而會有控制變得不穩定的情形。加權的開始速度ωs與結束速度ωe只要是可適用根據使用脈衝施加之第一推測方法之速度的上限，與可充分地獲得使用擴展感應電壓推測之第二推測方法之精度之速度的下限來確定即可。
在作為其他的實驗方面，在使用以前述的實施例的方式所設定的控制器1以3000[r/min]的指令速度對交流馬達M進行速度控制的狀態下，賦予急負荷而以30[ms]左右的減速時間使交流馬達M急停止。圖29顯示此情形下的加權係數ρ、推測速度ω、加權合成推測位置θnew及q軸電流iq的時間變化。
從中高速往低速度的轉移，亦即從第二推測方法往第一推測方法之轉移的期間，如以參照符號PE表示的方式，於合成推測位置發生電角度30度左右的較大的誤差。乃此於依據第一及第二推測方法所為之兩個推測結果產生較大的偏差時發生，當合成推測位置的誤差變得更大時，就會有發生失步的情形。此乃於使用脈衝施加的第一推測方法中，藉由依據施加q軸電流iq使馬達的電感相位改變而使推測位置偏移(參照前述的圖14A及圖14B)，或起因於為了使用擴展感應電壓之第二推測方法而使用的濾波器等而導致的遲延(推測值之相對於速度的遲延)的影響。
上述的問題可藉由第一及第二補償器161、162(參照圖2A)的發揮作用而解決。亦即，依據dq軸電流id、iq與推測速度ω而對以第一及第二推測方法所獲得的第一推測位置信號θ1、θ2加以補償，並將該進行過補償的第一及第二推測位置信號θ1c、θ2c予以加權而進行合成。圖30顯示對第一推測位置信號θ1、θ2施加與q軸電流iq及推測速度ω的一次結合a．iq+b．ω(其中a、b為常數)成比例那樣的補償，而進行與圖29的實驗例同樣的運轉條件之實驗的結果。因急負荷所造成的急停止使第一及第二推測方法轉移的期間於合成推測位置也不會發生實質的誤差，可獲得平順的合成推測位置。
此實驗例係將急負荷所造成的急停止的情形予以再現的例子，惟上述的補償在因外部負荷而造成流通大的q軸電流iq的狀態下位置推測方法轉移時也會發揮同樣的效果。
補償的程度能夠藉由預先進行的調整而設定。例如，於馬達安裝位置檢測用的編碼器等來檢測理想位置(真實的位置)，於任意的dq軸電流或速度下，以使推測位置與理想位置之間的偏移變小的方式確定補償的程度即可。若先進行如此方式的調整而將補償程度函數化或表格化，則之後就不需要位置檢測器。
上述方式的補償係可在位置推測器151、152輸出在馬達固定座標系上的推測位置後進行者。使用如在馬達旋轉座標系上輸出位置誤差△θ的位置推測器的情形下，無法直接修正推測位置，必須調整用以演算位置誤差△θ的馬達參數以獲得真實的推測位置，此乃困難的方式。
如以上的方式，揭示了對於在固定座標系上的推測位置，進 行利用電流漣波所為的推測(第一推測方法)與依據擴展感應電壓所為的推測(第二推測方法)這兩種推測方法，並藉由使該兩種推測方法轉移而能夠達到高響應且穩定的無感測器控制。於進行依據擴展感應電壓所為的推測(第二推測方法)的速度區域(中高速區域)，除了與急劇的減速對應的情形之外，基本上不須要依據電漣波所為的推測(第一推測方法)。
用於第一推定方法而施加的電壓向量模式(voltage vector pattern)會產生縮小用以施加用於驅動馬達之驅動電壓之可使用的時間幅度(在PWM控制週期中施加驅動用的電壓的時間)的問題，以及以電壓向量模式之數量與PWM控制週期之乘積的週期因電流振動而發生的高頻噪音的問題。為了防止發生此等問題，在僅使用擴展感應電壓之推測(第二推測方法)之結果的速度區域(超過加權結束速度ωe的高速區域)，較佳為以不施加圖6A及圖6B之位置檢測電壓向量模式的方式控制PWM產生器14(參照圖1B)。
以上已說明了本發明的實施型態，然而本發明也能夠以其他的型態來實施。
例如，前述的圖1B顯示有從外部賦予指令位置而進行位置控制的構成，惟也可省去位置控制器11而從外部對速度控制器12賦予指令速度以進行速度控制。進而，也可省去速度控制器12而從外部對dq電流控制器131賦予指令電流以進行轉矩控制。
再者，藉由對dq電流控制器131的輸出施加用以補償速度電動勢的電壓而進行dq軸的無干擾控制，也可依據速度而施予弱場控制。
在作為其他的變更方面，在前述的實施型態的說明使用的擴 展感應電壓的推測方面，係使用以式子(43)、(44)表示的觀測器，惟也可原直接使用以式子(40)表示的擴展感應電壓向量。再者，也可使用不須經過位置誤差△θ的推測即能夠演算在馬達固定座標系上的推測位置之其他的位置推測器而構成加權位置推測器15。
再者，加權位置推測器15也可構成為具備三個以上會輸出在馬達固定座標系上的推測位置的位置推測器，並以將該等位置推測器所得之推測位置予以合成。例如，也構成為利用使用電流漣波的位置推測器、使用擴展感應電壓的位置推測器、使用磁通觀測器的位置推測器等三個位置推測器作為輸出在固定座標系上的推測位置的位置推測器，並對此等位置推測器所為之推測位置進行加權並合成。藉此方式，能夠構成更高精度的位置推測器。
再者，於圖1B係藉由電流微分檢測器4uvw直接檢測電流漣波(電流微分值)，惟也可檢測電流的變化量(變量)以取代具備電流微分檢測器4uvw。例如，也可分別檢測位置檢測電壓向量之施加的前後的電流值，而將該等的差分作為表示電流漣波的值使用。
以上已針對本發明的實施型態詳細地進行了說明，這些說明僅係用以使本發明的技術內容達到清楚明白的具體例，本發明不應解釋為限定於這些具體例，本發明的範圍僅藉由所附的申請專利範圍來界定。
15:位置推測器
151:第一位置推測器
152:第二位置推測器
153:推測位置合成器
154:週期轉換器
161:第一補償器
162:第二補償器
d I uvw:電流微分值
Iα,Iβ:二相電流值
Id:d軸電流值
Iq:q軸電流值
V α cmd,V β cmd:αβ座標系的電壓指令

Claims (11)

  1. 一種馬達控制裝置，係藉由不使用轉子位置感測器的無感測器控制而控制交流同步馬達者，該馬達控制裝置包含：
    第一位置推測器，係依照第一推測方法來推測在固定座標系上的前述交流同步馬達之轉子的位置；
    第二位置推測器，係依照與前述第一推測方法不同的第二推測方法來推測在固定座標系上的前述交流同步馬達之轉子的位置；及
    驅動控制手段，係根據前述第一位置推測器及前述第二位置推測器的推測結果來驅動前述交流同步馬達。
  2. 如請求項1所述之馬達控制裝置，其中，前述第一推測方法及前述第二推測方法皆不進行轉子位置之誤差的推測而推測轉子的位置。
  3. 如請求項1所述之馬達控制裝置，其中，前述第一推測方法及前述第二推測方法皆不使用以使轉子位置之誤差成為零的方式輸出轉子之推測速度的PLL(Phase-Locked Loop：鎖相迴路)控制而推測轉子的位置。
  4. 如請求項1至3中任一項所述之馬達控制裝置，其中，前述第一位置推測器係輸出相對於與定子之一個電角度週期對應之轉子的旋轉具有兩個週期之變動的推測位置信號，
    前述第二位置推測器係輸出相對於與定子之一個電角度週期對應之轉子的旋轉具有一個週期之變動的推測位置信號。
  5. 如請求項1至3中任一項所述之馬達控制裝置，其中，前述第一位置推測器係輸出相對於與定子之一個電角度週期對應之轉子的旋轉具有兩個週期之變動的推測位置信號，
    前述第二位置推測器係輸出相對於與定子之一個電角度週期對應之轉子的旋轉具有一個週期之變動的推測位置信號，
    前述馬達控制裝置更包含週期轉換器，該週期轉換器係將前述第一位置推測器的推測位置信號，轉換成相對於與定子之一個電角度週期對應之轉子的旋轉具有一個週期之變動之週期信號的推測位置信號。
  6. 如請求項1至3中任一項所述之馬達控制裝置，其中，前述第一位置推測器根據對前述交流同步馬達施加位置檢測電壓向量時於該交流同步馬達的繞組電流產生的電流漣波來捕獲該交流同步馬達之電感的變化而推測轉子的位置。
  7. 如請求項1至3中任一項所述之馬達控制裝置，其中，前述第二位置推測器根據擴展感應電壓推測值來推測轉子的位置。
  8. 如請求項7所述之馬達控制裝置，其更包含推測位置合成器，該推測位置合成器係依據前述轉子之旋轉速度或擴展感應電壓向量長度，而將屬於前述第一位置推測器輸出的推測位置信號之第一推測位置信號與屬於前述第二位置推測器輸出的推測位置信號之第二推測位置信號予以切換或是予以加權之後進行合成，而產生合成推測位置，
    前述驅動控制手段依照前述推測位置合成器產生的前述合成推測位置來驅動前述交流同步馬達。
  9. 如請求項8所述之馬達控制裝置，其更包含第一補償器及第二補償器，該第一補償器及第二補償器係依據馬達電流及轉子旋轉速度而各自對前述第一推測位置信號及前述第二推測位置信號進行補償，或
    更包含合成推測位置補償器，該合成推測位置補償器係依據馬達電流及轉子旋轉速度而對前述合成推測位置進行補償。
  10. 如請求項8所述之馬達控制裝置，其中，前述第一位置推測器係根據對前述交流同步馬達施加位置檢測電壓向量時於該交流同步馬達的繞組電流產生的電流漣波來捕獲該交流同步馬達之電感的變化而推測轉子的位置者，
    前述推測位置合成器於轉子之旋轉速度達預定值以上的高速度區域中，以不使用前述第一推測位置信號的方式產生前述合成推測位置，
    於前述高速度區域中，停止前述位置檢測電壓向量的施加。
  11. 一種驅動系統，係包含：
    交流同步馬達；
    反向器，係對前述交流同步馬達供給交流電流；及
    請求項1至10中任一項所述之馬達控制裝置，係控制前述反向器。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3612636B2 (ja) 1996-09-18 2005-01-19 有限会社シー・アンド・エス国際研究所 同期電動機のベクトル制御方法
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JP3897970B2 (ja) 2000-09-12 2007-03-28 株式会社デジタル エディタ装置およびエディタプログラムを記録した記録媒体
JP2006158046A (ja) 2004-11-26 2006-06-15 Yaskawa Electric Corp 交流電動機のセンサレス制御方法および装置
JP4895703B2 (ja) 2006-06-28 2012-03-14 三洋電機株式会社 モータ制御装置
JP5168536B2 (ja) * 2007-03-06 2013-03-21 株式会社ジェイテクト モータ制御装置
JP5308109B2 (ja) * 2008-09-17 2013-10-09 ルネサスエレクトロニクス株式会社 同期電動機の駆動システム
JP5277866B2 (ja) 2008-10-29 2013-08-28 セイコーエプソン株式会社 圧電振動片、および圧電デバイス
US8239629B2 (en) 2009-03-31 2012-08-07 Micron Technology, Inc. Hierarchical memory architecture to connect mass storage devices
JP5934640B2 (ja) 2012-12-28 2016-06-15 富士フイルム株式会社 積層体およびその製造方法ならびにガス分離膜
KR101582034B1 (ko) 2013-04-29 2015-12-31 주식회사 엘지화학 점착제 조성물
JP2016100964A (ja) * 2014-11-20 2016-05-30 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 車両用動力伝達装置の電動ポンプ用回転電機制御装置
JP6514164B2 (ja) * 2016-09-06 2019-05-15 株式会社東芝 同期電動機の回転位置装置，空調機及び洗濯機

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