KR20150064143A - 가변 주파수 체배기 전력 컨버터를 위한 시스템 및 방법 - Google Patents

가변 주파수 체배기 전력 컨버터를 위한 시스템 및 방법 Download PDF

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쿠람 케이. 아프리디
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메사추세츠 인스티튜트 오브 테크놀로지
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Abstract

DC 전력을 DC 전력으로 컨버팅하기 위한 전력 컨버터는 인버터 스테이지를 포함하고, 이 인버터 스테이지는 2개 이상의 스위칭된 인버터들을 가지며, 소스로부터 DC 전력을 수신하고, 스위칭된 AC 출력 전력 신호를 생성하도록 구성된다. 변환 스테이지는 인버터 스테이지로부터 스위칭된 출력 전력 신호를 수신하고, 출력 전력 신호를 성형하고, 성형된 전력 신호를 생성하도록 커플링된다. 2개 이상의 스위칭된 인버터들을 가지며, 성형된 전력 신호를 수신하고, 이 성형된 전력 신호를 DC 출력 전력 신호로 컨버팅하도록 커플링된 정류기 스테이지가 포함된다. 제어기 회로는, 전력 컨버터에 의해 생성된 기본 주파수의 고조파인 주파수를 갖는 출력 신호를 초래하는 주파수 또는 듀티 사이클에서 스위칭된 인버터들 중 적어도 하나가 스위칭되는 가변 주파수 체배기 모드에서 전력 컨버터를 동작시키도록 커플링된다.

Description

가변 주파수 체배기 전력 컨버터를 위한 시스템 및 방법{SYSTEMS AND METHODS FOR A VARIABLE FREQUENCY MULTIPLIER POWER CONVERTER}
관련 기술분야에 공지되어 있는 바와 같이, 전력 일렉트로닉스는 에너지 과제들을 처리하기 위한 주요 기술이다. 이들의 확장된 이용과 연계된 전력 일렉트로닉스의 성능에서의 개선은 전기 소모에서의 극적 감소(일부 추정에 의하면 20-30%만큼)를 초래할 수 있다. 그러나, 전기 소모에 있어서 이러한 감소를 달성하는 것은, 증가된 효율을 가짐과 동시에 기존의 시스템들보다 더 작고 덜 비싼 시스템들을 요구한다. 이러한 전력 일렉트로닉스는 (부하들 및 소스들의 개선된 능력 및 효율을 통한) 에너지 소모의 감소 및 (예를 들어, 역률에서의 개선들을 통한) 전기 그리드 자체의 효율의 개선 둘 모두를 위해 중요하다. 현재, 그리드-인터페이스 레벨 효율들에 있어서 전력 일렉트로닉스는 통상적으로 전부하(full load)에서 약 70-90%의 범위 내에 있다. 또한, 이 효율은 통상적으로 감소된 부하들에서 급속도로 떨어져, 평균 효율뿐만 아니라 손실들이 70%-90% 범위보다 더 낮게 된다. 예를 들어, 전원 손실들은 전자 제품이 소모하는 전체 에너지의 20 내지 70%를 차지한다고 추정된다. 마찬가지로, 열등한 역률이 간접적으로 상업용 건물에서의 에너지 소모의 2.8%만큼을 초래한다고 추정된다. 따라서, 개선된 피크 및 평균 효율, 개선된 역률을 가지며, 또한 더 많은 채택과 이용을 가능하게 하기 위한 감소된 크기, 중량 및 비용을 갖는 전력 일렉트로닉스를 제공하는 것이 필요하다.
이러한 개선들이 이루어질 수 있는 하나의 영역은 고전압 DC 또는 AC 입력들(즉, 그리드-스케일 전압들)과 저전압 DC 출력들 사이의 인터페이스를 제공하는 전원에 존재한다. 이는 AC 그리드로부터 DC 부하들, 예컨대 컴퓨터들, 전자 디바이스들 및 LED 조명으로의 에너지의 공급을 포함하는데, 이는 큰 전기 에너지의 사용, 및 상당한 에너지가 현재 손실되는 장소 모두를 나타낸다. 국내 전기 에너지 사용의 28% 초과가 "잡다한(miscellaneous)" 부하들 － 전원 프론트 엔드들을 갖는 전자 디바이스들을 포함함 － 로 간다는 점이 보고되었다. 또한, 전자 부하들로 가는 에너지의 백분율은 다른 부하들의 레이트의 두배로 증가하고 있다. 전체 미국 국내 에너지 소모의 4%만큼이, 대체로 열등한 평균 전원 효율들 때문에, 전자 부하들에 대한 전원 손실들로 갈 수 있다. 또한, 대부분의 전원들에서의 역률 보정의 부재는 꽤 상당할 수 있는 추가적인 간접(시스템-레벨) 손실들을 산출한다. 이는 엄청난 에너지의 낭비 및 불필요한 방출의 생성을 나타낸다.
개선된 전력 컨버전은 DC 입력 시스템들에 대해 또한 중요하다. (공칭으로 380V DC에서의) DC 분배는 때때로 상업용 건물들 및 데이터 센터들에서의 AC 분배에 대한 대안으로서 간주되는데, 그 이유는 그것이 더 높은 효율, 더 효과적인 역률 보정의 관리, 및 분포된 재생가능한 소스와 에너지 저장소의 더 용이한 통합을 제공하기 때문이다. 예를 들어, 초기 시연들은, 380V DC 분배 아키텍쳐가 데이터 센터들에서 표준 208 V AC 분배에 비해 약 15%의 에너지 절감을 초래할 수 있음을 보여 주었다. 이는 DC 분배 시스템들에서 더 높은 분배 전압 및 더 적은 전압 컨버전 스테이지들이 요구되기 때문이다.
DC 분배의 효율성은, 380 V(실제로 260V-410V)로부터의 전압을 조명 및 전자 부하들에 필요한 더 낮은 전압들로 컨버팅하는 DC-DC 컨버터들에 적어도 부분적으로 의존한다. 이러한 DC 분배 아키텍쳐들이 먼저 배치될 것으로 예상되는 데이터 센터들에서, 380V DC 소스는, 서버들에 전력을 공급하기 위해 각각의 "랙"(즉, 다수의 장비 모듈들을 장착하기 위한 프레임 또는 인클로저)에 위치된 DC-DC 컨버터를 사용하여 12V로 컨버팅될 필요가 있을 것이다. 이러한 아키텍쳐에서 비용을 감소시키기 위해서, 극도로 높은 효율의 컨버터들(예를 들어, 97% 이상의 범위의 효율들을 갖는 컨버터)이 필요할 것이다.
고전압 DC 또는 AC 소스들로부터 저전압 DC 부하들로 에너지를 전달하는 고성능 전력 컨버터들은, AC 그리드(예를 들어, 240V AC까지) 및 DC 분배 시스템들(260-410V DC)과 부합하는 입력 전압들 및 수 볼트 내지 수십 볼트의 출력 전압들을 가지고, 훨씬 더 낮은 평균 효율들로 최대 90-95%(5-10% 손실)의 효율들을 달성한다. 더 큰 효율, 역률, 및 고전압 DC 또는 AC 소스들로부터 저전압 DC 부하들로 에너지를 전달하는 전력 컨버터들의 소형화를 달성하는 기술들은 설계하기 어려울 수 있는데, 그 이유는 높은 입력 전압과 큰 전압 컨버전 비들(conversion ratios)이 (예를 들어, 변압기들 및 인덕터들에서) 큰 반도체 스위치 및 자기 코어 손실들을 초래하고, 광범위한 동작 범위의 입력 전압(예를 들어, 1.6:1 이상) 및 전력(예를 들어, 10:1 이상)이 많은 설계 기법들에 대해 제약들을 두기 때문이다.
스위칭된 컨버터 내에서 고효율 전력 컨버전을 달성하기 위한 한 가지 기법은 제로 전압 스위칭(zero-voltage switching; "ZVS")(여기서, 트랜지스터가 스위치 온 또는 오프될 때에 트랜지스터 전압이 제로에 가깝게 됨) 및/또는 제로 전류 스위칭(zero-current switching; "ZCS")(여기서, 트랜지스터가 스위치 온 또는 오프될 때에 트랜지스터 전류가 제로에 가깝게 됨)을 이용하는 것을 포함한다. 소프트 스위칭 없이, 트랜지스터 스위칭 손실은 컨버터의 효율을 감소시킬 수 있으며, 전력 밀도를 제한한다.
불행히도, 이용가능한 소프트 스위칭 회로들이 특정 동작 조건들 하에서 매우 높은 효율들을 달성할 수 있는 한편, 광범위하게 변하는 입력 전압 및 전력 레벨들에 걸친 동작 요건들을 고려할 때에 성능이 크게 열화되는 경향이 있다. 특히, 종래의 회로 설계 및 제어 방법들을 이용하면, 전력이 최대값으로부터 감소되며 입력 전압이 공칭값으로부터 변하므로, 바람직한 회로 파형(예를 들어, ZVS/ZCS 스위칭, 최소 전도 전류 등)을 유지하는 것이 어렵다.
예를 들어, 공진 소프트 스위칭된 인버터들(예를 들어, 직렬, 병렬, 직렬-병렬, LLC 컨버터들 등)을 제어하기 위한 한 가지 기법은 주파수 제어 기법인데, 여기서 출력 전압은 컨버터 스위칭 주파수를 변조함으로써 부하와 입력 전압 변동들에도 불구하고 조절된다. 고전압 레벨들에서 중요한 ZVS 스위칭을 달성하기 위한 유도성 부하 요건들 때문에, 전력은 스위칭 주파수를 증가시킴으로써 이러한 컨버터들에서 감소할 수 있는데, 이는 스위칭 손실을 악화시킬 수 있다. 넓은 주파수 동작은 또한 자기 컴포넌트들 및 EMI 필터들의 설계를 보다 어렵게 한다. 또한, 공진 탱크 설계에 따라, 컨버터에서의 순환 전류들은 전력을 백오프시키지 않을 수 있고, 이는 전력 전송 효율을 감소시킬 수 있다.
고정된 주파수에서 브리지 컨버터들에 적용될 수 있는 대안적인 방법은 위상 시프트 제어인데, 여기서 다수의 인버터 레그들의 상대적 타이밍이 전력을 제어하기 위해 변조된다. 그러나, 위상 시프트 제어를 이용하는 종래의 풀 브리지 공진 컨버터들은 스위칭 시간에 2개의 인버터 레그들 사이에 비대칭 전류 레벨들을 겪는데, 그 이유는 출력 전력을 감소시키기 위해 레그들이 아웃페이징(outphasing)되기 때문이다. 그 결과는, 리딩(leading) 인버터 레그에서의 트랜지스터들이 큰 전류들에서 턴오프하기 시작하는 것이다. 또한, 아웃페이징이 증가함에 따라, 래깅(lagging) 인버터 레그에서의 트랜지스터들은 ZVS 턴온 능력을 잃는다. 이들 인자들은 추가의 손실을 초래하며, 부분 부하들에서의 더 낮은 컨버터 효율로 이어져, 결과적으로 열등한 설계 트레이드오프들로 이어지게 된다.
비대칭 클램핑 모드 제어 및 비대칭 펄스 폭 제어와 같은 다른 고정된 주파수 제어 기법들이 또한 개발되어 왔다. 그러나, 이들 기법들은 출력 전력이 감소됨에 따라 제로 전압 스위칭(ZVS) 능력을 또한 잃는다. 따라서, 이들은 또한 넓은 부하 범위에 걸쳐 높은 효율을 유지하지 못한다. 넓은 입력 전압 및 전력 범위들에 걸쳐 동작할 때에 감소된 손실을 제공할 수 있으며, 큰 스텝 다운 전압 컨버전을 제공할 수 있는 회로 설계들 및 연관된 제어들에 대한 명백한 필요성이 존재한다.
주파수 체배기 회로들은 극도로 높은 주파수 RF 애플리케이션들에서 사용될 수 있으며, 스위칭된-모드 인버터들 및 전력 증폭기들에서 때때로 사용된다. 그러나, 주파수 체배기 인버터의 출력 전력이 요구되는 디바이스 정격에 대하여 본질적으로 낮기 때문에, 주파수 체배기 회로들은 통상적으로 DC-DC 컨버터들에서는 사용되지 않는다.
본 명세서에 설명된 개념들, 시스템들 및 기법들에 따르면, DC-DC 전력 컨버터는 인버터 스테이지를 포함하고, 이 인버터 스테이지는 2개 이상의 스위칭된 인버터들을 가지며, 소스로부터 DC 전력을 수신하고, 스위칭된 AC 출력 전력 신호를 생성하도록 구성된다. 변환 스테이지는 인버터 스테이지로부터 스위칭된 출력 전력 신호를 수신하고, 이 출력 전력 신호를 성형하고, 성형된 전력 신호를 생성하도록 커플링되며, 변환 스테이지는 기본 동작 주파수를 갖는다. 2개 이상의 스위칭된 인버터들을 갖는 정류기 스테이지는 성형된 전력 신호를 수신하고, 이 성형된 전력 신호를 DC 출력 전력 신호로 컨버팅하도록 커플링된다. 제어기 회로는 인버터 및/또는 정류기를 가변 주파수 체배기(variable frequency multiplier) 모드에서 동작시키도록 구성된다.
이 특정 배열을 이용하여, 가변 주파수 체배기("VFX") 전력 컨버터가 제공된다. 기본 스위치 주파수 모드 및 고조파 스위치 주파수 모드 양쪽 모두에서 동작할 수 있는 인버터 및/또는 정류기 스테이지들을 갖는 전력 컨버터를 제공함으로써, 동일한 부하 범위에 걸친 종래 기술의 전력 컨버터들의 효율 특성들보다 더 높은, 넓은 부하 범위에 걸친 효율 특성을 갖는 VFX 전력 컨버터가 제공된다. 또한, 일 실시예에서, 넓은 입력 전압 및 전력 범위들에 걸쳐 동작할 때, 동일한 넓은 입력 전압 및 전력 범위들에 걸쳐 동작하는 종래 기술의 전력 컨버터들의 손실 특성과 비교하여 감소된 손실 특성을 갖는, 본 명세서에 설명된 VFX 전력 컨버터가 제공된다. 또한, 일 실시예에서, 본 명세서에 설명된 VFX 전력 컨버터는 종래 기술의 전력 컨버터들의 스텝 다운 전압 컨버전들과 비교하여 상대적으로 큰 스텝 다운 전압 컨버전을 또한 제공할 수 있다.
다른 실시예에서, DC-DC 전력 컨버터는 인버터 스테이지를 포함하고, 이 인버터 스테이지는 2개 이상의 스위칭된 인버터들을 가지며, 그 입력에서 DC 전력을 수신하고, 그 출력에서 스위칭된 AC 출력 전력 신호를 생성하도록 구성된다. 변환 스테이지는 인버터 스테이지의 출력으로부터 스위칭된 출력 전력 신호를 수신하고, 이 출력 전력 신호를 성형하여 그 출력에서 성형된 전력 신호를 생성한다. 2개 이상의 스위칭된 인버터들을 갖는 정류기 스테이지는 그 입력에서 성형된 전력 신호를 수신하고, 그 출력에서 성형된 전력 신호를 DC 출력 전력 신호로 컨버팅한다. 제어기 회로는, 인버터 스테이지 또는 정류기 스테이지 내의 스위칭된 인버터들 중 적어도 하나가, 전력 컨버터에 의해 생성된 기본 주파수의 고조파인 주파수를 갖는 출력 신호를 초래하는 주파수 또는 듀티 사이클에서 스위칭되는 가변 주파수 체배기 모드에서 전력 컨버터를 동작시키도록 커플링된다. 일부 실시예들에서, 인버터 스테이지 및 정류기 스테이지 모두에서의 스위칭된 인버터들 중 적어도 하나는 고조파 주파수 또는 듀티 사이클에서 스위칭된다.
이 특정 배열을 이용하여, 다수의 동작 모드들이 가능한 전력 컨버터가 제공된다. 기본 스위칭 주파수를 이용하여 인버터들을 스위칭함으로써, 전력 컨버터는 최대 출력 전압(또는 전력) 모드를 제공하도록 동작한다. 고조파 스위칭 주파수를 이용하여 인버터들을 스위칭함으로써, 전력 컨버터는 더 낮은 전력 동작 모드에 진입한다. 인버터 스테이지 및 정류기 스테이지 중 어느 하나 또는 둘 모두가 전력 컨버터의 원하는 전체 동작 모드를 달성하기 위해 다수의 모드들에서 동작될 수 있다는 점이 인식되어야 한다.
전술한 특징들은 다음의 도면의 설명으로부터 보다 충분히 이해될 수 있다. 이들 도면들은 개시된 기술의 설명과 이해를 돕는다. 모든 가능한 실시예를 예시하고 설명하는 것이 종종 비현실적이고 불가능하기 때문에, 제공된 도면들은 하나 이상의 예시적인 실시예들을 도시한다. 따라서, 도면들은 본 명세서에 설명된 개념들, 시스템들, 회로들 및 기법들의 범위를 제한하는 것으로 의도되지는 않으며, 이와 같이 제한하는 것으로 해석되어서는 안 된다. 도면들에서의 동일한 번호들은 동일한 엘리먼트들을 나타낸다.
도 1은 가변 주파수 체배기("VFX") 전력 컨버터의 블록도이다.
도 2는 다수의 인버터 및 정류기 회로들을 갖는 VFX 전력 컨버터의 블록도이다.
도 3은 도 1 또는 도 2의 전력 컨버터들과 동일하거나 유사할 수 있는 전력 컨버터의 스테이지로서 사용될 수 있는 인버터의 개략도이다.
도 4는 도 3의 인버터와 동일하거나 유사할 수 있는 인버터의 스위치들을 동작시키는 일련의 스위칭 신호들에 대한 진폭 대 시간의 플롯이다.
도 5는 인버터의 출력 신호 진폭 대 인버터의 스위칭 듀티 사이클의 플롯이다.
도 6a 및 도 6b는 인버터의 출력의 그래프들이다.
도 7은 스택화된 인버터를 갖는 전력 컨버터의 개략도이다.
도 8a 및 도 8b는 인버터의 입력 및 출력 신호들의 그래프들이다.
도 9는 공진 탱크 회로를 갖는 전력 컨버터 회로의 개략도이다.
도 10은 한 쌍의 공진 탱크 회로들을 갖는 전력 컨버터 회로의 개략도이다.
도 11은 반파 정류기 회로의 개략도이다.
도 11a는 도 11의 반파 정류기와 연관된 일련의 파형들이다.
도 12a 및 도 12b는 정류기 회로의 일련의 개략도들이다.
도 12c는 도 12a 및 도 12b의 정류기 회로와 연관된 파형들의 플롯이다.
VFX 전력 컨버터 개념들, 시스템들 및 기법들을 설명하기 이전에, 일부 도입 개념들 및 용어들이 설명된다. 종래 기술의 전력 컨버터들의 효율과 비교하여 상대적으로 높은 효율을 갖는 가변 주파수 체배기("VFX") 전력 컨버터(때때로 본 명세서에서 "전력 컨버터" 또는 보다 단순하게 "컨버터"라고도 지칭됨)를 제공하기 위한 개념들, 시스템들 및 기법들은 도면들과 관련하여 본 명세서에서 설명된다. 본 명세서에서 이용된 바와 같이, "전기 그리드"(또는 보다 단순하게 "그리드")라는 용어는 공급자들로부터 소비자들로 전기를 전달하기 위한 상호접속된 네트워크를 지칭하며, 임의의 특정 물리적 레이아웃이나 범위(breadth)를 암시하도록 취해져서는 안 된다. 따라서, 본 명세서에서 이용된 바와 같이, "그리드"라는 용어는 전체 대륙의 전기 네트워크, 지역 전송 네트워크(regional transmission network)를 지칭할 수 있거나, 또는 로컬 공공 설비(local utility)의 전송 그리드 또는 분배 그리드와 같은 서브네트워크를 설명하기 위해 이용될 수 있다.
이제 도 1을 참조하면, 가변 주파수 체배기("VFX") 전력 컨버터(100)는, 인버터 스테이지(102)에 대응하는 제1 스테이지, 변환 스테이지(108)에 대응하는 제2 스테이지 및 정류기 스테이지(112)에 대응하는 제3 스테이지를 갖는 3개의 스테이지를 포함하는 것으로 여기에 도시되어 있다.
일 실시예에서, 인버터 스테이지(102)는 그 입력에서 DC 입력 신호(104)를 수신하고, 그 출력에서 중간 AC 출력 신호(106)를 제공한다. 변환 스테이지(108)는 그 입력에서 AC 출력 신호(106)를 수신하고, 전압 변환, 전기적 절연 및 파형 성형 등을 제공하여 그 출력에서 AC 출력 신호(110)를 제공하는 것을 포함하지만 이에 제한되지는 않는 하나 이상의 방식으로 AC 출력 신호(106)를 변환하거나 이에 대해 작용한다. 정류기 스테이지(112)는 그 입력에서 AC 출력 신호(110)를 수신하고, AC 출력 신호(110)를, 데이터 센터 내의 서버들과 같은 전자 디바이스들에 또는 다른 DC 부하들에 전력을 제공하는 것을 포함하지만 이에 제한되지는 않는 다양한 방식들에서 사용하기에 적절한 DC 출력 신호(114)로 컨버팅한다.
제어기 회로(116)가 인버터 스테이지(102) 및/또는 정류기 스테이지(112)에 커플링된다. 제어기 회로(116)는 인버터 스테이지(102) 및/또는 정류기 스테이지(112)의 스위칭 동작을 제어하도록 구성된다. 아래에 논의되는 바와 같이, 인버터 스테이지(102)는, DC 입력 신호(104)를 AC 출력 신호(106)로 컨버팅하도록 협력하여 동작가능한 하나 이상의 스위치들을 포함한다. 유사하게, 정류기 스테이지(112)는, AC 신호(110)를 다시 DC 출력 신호(114)로 컨버팅하도록 협력하여 동작가능한 하나 이상의 스위치들을 포함한다. 제어기 회로(116)는 이들 스위치들의 동작 및 타이밍을 제어하도록 커플링된다.
제어기 회로(116)는, 입력 신호(104)의 전력 또는 전압과 출력 신호(114)의 원하는 출력 전력 또는 전압에 따라, 다양한 주파수들에서 인버터 스테이지(102) 및/또는 정류기 스테이지(112)를 제어할 수 있다. DC/DC 컨버터가 도시되어 있지만, 입력 및/또는 출력 포트에서의 정류 및/또는 반전 스테이지의 추가에 의해, 컨버터(100)는 AC/DC, DC/AC 또는 AC/AC 컨버터로서 또한 기능할 수 있다.
또한, 컨버터(100)는 전압에서의 넓은 동작 범위(예를 들어, 큰 컨버전 비들 - 예컨대, 요구되는 컨버전 비에서의 큰 변동들, 및 큰 스텝 다운 변환) 및 전력에서의 넓은 동작 범위에 걸쳐 동작할 수 있다. 특히, 동작 주파수, 듀티 사이클, 및/또는 인버터(102) 및/또는 정류기(112)의 다른 타이밍을 변경함으로써, 제어기(116)는, 컨버터(100)가 상이한 입력 전압 또는 전력, 출력 전압 또는 전력 등으로 동작하고 있을 때에 컨버터(100)의 효율을 증가시키도록 컨버터(100)의 동작 모드를 변경할 수 있다. 사실상, 컨버터(100)는, 컨버터(100)의 고효율 동작이 유지될 수 있는 범위를 증가시키기 위해서 상이한 입력 및 출력 전압들을 보상하도록 제어기(100)의 동작 모드를 "시프트 기어들(shift gears)"로 변경할 수 있다.
하나의 예시적인 실시예에서, 제어기(116)는, 변환 스테이지(108)를 통해 전력이 전송되는 우세 주파수(dominant frequency)를 변경하지 않고 컨버터(100)의 동작 모드를 변경할 수 있다. 다시 말하면, 제어기(116)는 인버터 스테이지(104)의 기본 주파수의 정수배인 고조파 주파수에서 인버터(104)를 동작시키고/시키거나, 변환 스테이지(108) 또는 정류기 스테이지(112)의 기본 주파수의 정수배인 고조파 주파수인 주파수에서 변환 스테이지(108)를 동작시킬 수 있다. 정류기 스테이지(112)의 동작 주파수를 변경함으로써, 컨버터(100)는, 이것이 바람직한 애플리케이션들에서 정류기 스테이지(112)를 통해 자연적인 스텝 다운 전압 컨버전을 또한 제공할 수 있는데, 이는 변환 스테이지(108)와 연관된 부담 및 전력 손실을 감소시킬 수 있다.
이제 도 2를 참조하면, 전술된 컨버터(100)와 동일하거나 유사할 수 있는 컨버터(100b)는, 다수의 인버터 회로들(도 2의 예시적인 실시예에서는 2개의 예시적인 인버터 회로들(200 및 202)이 도시되어 있음)을 포함하는 인버터 스테이지(102)를 포함한다. 2개의 인버터 회로들이 도시되어 있지만, 인버터 스테이지(102)는 설계에 의해 요구될 때에 또는 원하는 성능 특성들을 충족하기 위해 1개, 2개 또는 그 이상의 인버터 회로들을 포함할 수 있다. 통상의 기술자라면, 본 명세서에 제공된 설명을 읽은 후에, 인버터 스테이지(102)에 포함시킬 인버터들의 개수를 선택하는 방법을 이해할 것이다. 유사하게, 정류기 스테이지(112)는 다수의 정류기 회로들(204 및 206)을 포함한다. 2개의 정류기 회로들이 도시되어 있지만, 정류기 스테이지(112)는 원하는 경우에 1개, 2개 또는 그 이상의 정류기 회로들을 포함할 수 있다. 역시, 통상의 기술자라면, 본 명세서에 제공된 설명을 읽은 후에, 정류기 스테이지(112)에 포함시킬 정류기들의 개수를 선택하는 방법을 이해할 것이다.
아래에 논의되는 바와 같이, 인버터 회로들(200 및 202) 및 정류기 회로들(204 및 206)은 제어 단자들을 갖는 내부 스위칭 엘리먼트들(또는 보다 단순하게 "스위치들")을 포함한다. 일부 예시적인 실시예들에서, 이들 스위치들은 하나 이상의 전계 효과 트랜지스터(FET)들에 의해 구현된다. 제어기(116)는 스위치들의 동작을 제어하기 위해서 스위칭 엘리먼트 제어 단자들(예를 들어, FET들의 게이트들)에 커플링될 수 있다. 실시예들에서, 제어기(116)는 인버터(202)의 스위칭 동작과 독립적으로 인버터(200)의 스위칭 동작을 제어하고, 정류기(206)의 스위칭 동작과 독립적으로 정류기(204)의 스위칭 동작을 제어할 수 있다. 예를 들어, 제어기(116)는 하나의 주파수 또는 듀티 사이클에서 인버터(200)를 동작시키는 동시에, 다른 주파수 및/또는 듀티 사이클에서 인버터(202)를 동작시킬 수 있다. 물론, 제어기(116)는 원하는 경우에 동일한 주파수 및 듀티 사이클에서 인버터들(200 및 202)을 동작시킬 수 있다. 동일한 개념이 정류기들(204 및 206)에 적용된다 － 제어기(116)는 서로 독립적으로 정류기(204 및 206)를 동작시킬 수 있다.
변환 스테이지(108)는 소위 임피던스 제어 네트워크(Impedance Control Network; "ICN")를 포함한다. 그러나, 듀얼-액티브 브리지 시스템에서 사용되는 것과 같은 공진 컨버전 네트워크들 및/또는 유도성 변압기 네트워크를 포함하는 다른 타입들의 변환 스테이지들이 또한 사용될 수 있다. 변환 스테이지(108)는, 동작 범위에 걸쳐 트랜지스터들의 동시적인 제로 전압 스위칭(ZVS) 및 근사 제로 전류 스위칭(ZCS)을 유지하고, 응력 및 스위칭 손실을 감소시키고(그리고 이상적으로는 최소화하고), 컨버터(100b)가 높은 효율 및 전력 밀도 양쪽 모두를 가지면서 구현될 수 있게 하기 위해, 동작 파형들을 성형하도록 동작한다. 예시적인 컨버터(100b)가 임피던스 제어 네트워크를 포함하는 것으로 도시되어 있지만, 가변 주파수 체배 제어기(116), 인버터 스테이지(102) 및/또는 정류기 스테이지(112)는, 직렬-공진 컨버터들, 병렬-공진 컨버터들, 직렬/병렬 공진 컨버터들, LLC 컨버터들, 및 듀얼-액티브 브리지 컨버터들 및 관련 변형물들(예컨대, 더 복잡한 인버터 또는 정류기 구조들을 사용함), 이중-단부형 순방향 컨버터들(double-ended forward converters) 등을 포함하는 다른 공진 및 비-공진 전력 컨버터들을 포함하는, 다른 컨버터 시스템들에 포함될 수 있다는 점이 또한 인식될 것이다.
인버터 회로들(200 및 202)이 도 2의 예시적인 실시예에서 병렬 구성으로 커플링되는 것으로 도시되어 있지만, 인버터 스테이지(102) 내의 인버터 회로들은 직렬로, 병렬로, 또는 직렬과 병렬 접속들의 조합으로 커플링될 수 있다는 것이 인식되어야 한다. 유사하게, 정류기 스테이지(112) 내의 정류기 회로들도 또한 직렬로, 병렬로, 또는 직렬과 병렬 접속들의 조합으로 커플링될 수 있다.
위에서 주지된 바와 같이, 컨버터들(100 및 100b)은, 입력 전력이나 전압 및 출력 전력이나 전압의 넓은 동작 범위에 걸쳐 고효율 성능을 유지하기 위해 인버터 스테이지 및/또는 정류기 스테이지의 주파수 체배기 동작 모드들을 이용한다.
하나의 예시적인 실시예에서, 컨버터들(100 및 100b)은, 예컨대, 감소된 출력 전압 및/또는 출력 전력 조건들에 대해 또는 높은 입력-전압 조건들에 대해 동작 범위를 증가시키기 위해서 인버터 및/또는 정류기의 추가적인 동작 모드를 이용한다. 이러한 상황에서, 컨버터의 유효 동작 범위(efficient operating range)를 확장하며 (예를 들어, 낮은 전력 및 낮은 출력 전압들에 대해) 그 성능을 개선하기 위해서 주파수 체배가 이용될 수 있다.
이 개념을 예시하기 위해서, 도 3은 인버터 회로들(200 및 202)과 동일하거나 유사할 수 있는 예시적인 인버터 회로(300)를 도시한다. 인버터 회로(300)는 스택화된 브리지 인버터로 지칭될 수 있는데, 그 이유는 입력 전압 VIN,TOT가 스택화된 커패시터들(302 및 304)에 걸쳐 VDC의 2개의 공칭적으로 동일한 값들로 분할되기 때문이다(여기서, VDC는 공칭적으로 약 0.5*VIN,TOT와 동일하다). 커패시터들(304 및 306)에 걸친 전압은 수동적으로, 또는 스위치들(308-314)의 동작을 제어할 수 있는 제어기(116)에 의한 액티브 제어를 통하여 유지될 수 있다. 도 3에 도시된 에너지 저장 및 스위칭 엘리먼트 컴포넌트들(이는 반도체 디바이스들일 수 있음)은 이상적으로는 전체 버스 전압의 1/2에 대해 정격화된다(rated). 엘리먼트(302)에 걸치는 것으로 도시된 인버터 출력 전압(Vo)은 부하 네트워크에 대한 입력(예를 들어, 변환 스테이지(108)에 대한 입력)을 나타낸다. 2개의 하프 브리지들(병렬로 된 입력 포트들을 가짐)을 포함하는 종래의 풀 브리지 인버터 구조가 또한 사용될 수 있다. 역방향으로 구동되는 경우(즉, 단자(316)에서 입력 전력을 제공하고, 적절한 타이밍에 AC 전류에 대하여 단자(318)에서 출력 전력 신호를 생성함), 이 구조는 또한 스택화된 브리지 정류기의 역할을 할 수 있다는 점에 유의한다.
동작 시에, 입력 전압(Vin)은 2개로 분할되는데, 여기서 이상적으로 0.5·VIN,TOT에 대응하는 전압 레벨(VDC)을 갖는 각각의 하프 브리지가 제공된다(즉, VDC = 0.5·VIN,TOT). 병렬로 된 입력들을 갖는 2개의 하프 브리지들을 포함하는 종래의 풀 브리지 인버터가 또한 사용될 수 있다는 점에 유의해야 한다. 하부 하프 브리지 인버터(320)와 상부 하프 브리지 인버터(322)의 듀티비들(D1 및 D2) 및 이들 사이의 시간 지연(Δt)에 부가하여, 구성 하프 브리지 인버터들의 기본 스위칭 주기를 제어함으로써, 인버터 회로(300)는 부하 네트워크(미도시됨)를 구동하는데 필요한 주파수(f0)(동작 주기 T0 = 1/f0)에서 바람직한 특성들을 갖는 출력 파형들(vo(t))을 생성할 수 있다. 인버터 시스템은, 기본 인버터 스위칭 주파수 fA = 1/TA의 배수(즉, 고조파)인 출력 주파수(f0)를 합성하도록(즉, 스택화된 브리지 인버터가 주파수 체배기로서 동작하도록) 제어될 수 있다. 또한, 동작 포인트들의 적절한 선택을 통해, 체배기 비를 변화시켜, 동작 시에 소위 "기어 시프트들"을 제공하는 한편, 소프트 스위칭 및 다른 원하는 동작 특성들을 보존할 수 있다.
이제 도 4를 참조하면, 도 3의 인버터 회로(300)의 하프 브리지들(320 또는 32) 중 하나의 하프 브리지의 푸리에 분석을 예시하는 그래프가 도시되어 있다. 이 그래프는 듀티비(D)를 갖는 동작 주기(TA)당 하나의 펄스를 가지고 동작하는 하프 브리지들 중 하나의 하프 브리지의 출력을 예시한다. 파형은 시간 지연 없이 시간에 있어서 우함수(even)로서 도시되어 있다. 추가적인 지연(Δt)이 추가될 수 있다.
구성 하프 브리지들 중 하나가 도 4에 예시된 바와 같이 우함수 동작 파형으로 주기(TA) 및 듀티비(D1)를 가지고 동작되는 경우, 하프 브리지 출력 전압 파형은 다음의 푸리에 급수로서 표현될 수 있다.
Figure pct00001
이제 도 5를 참조하면, 이 파형의 기본파 및 그 고조파들의 진폭이 듀티비의 함수(2·Vdc/π의 최대값으로 정규화됨)로서 도시되어 있다. 하프 브리지 인버터들의 듀티비들, 지연들 및 스위칭 주기들은 상이한 동작 모드들을 전개하도록 선택될 수 있다.
사이클의 절반의 지연(Δt = 0.5), 하프 브리지들 사이에서 TA를 가지고, 그리고 동일한 듀티비들(D1 = D2 = 0.5)을 가지고 원하는 출력 주파수(예를 들어, TA = T0)에서 인버터들을 동작시키는 것은 도 6a에 도시된 바와 같은 출력 파형을 초래한다. 이것은 이용될 정상 인버터 동작이며, 본 출원에서는 "기본 모드" 동작이라고 지칭된다. 그러나, 하프 브리지 인버터들이 원하는 출력의 것의 절반인 기본 주파수에서 동작되는 경우(예를 들어, TA = 2·T0; D1 = 0.25; D2 = 0.75; 및 Δt = 0), 도 6b의 출력 파형(vo)을 산출하는 "주파수 2배기" 동작 모드가 달성된다. 이 동작 포인트는 하프 브리지 파형들의 기본파를 소거하고, 그것의 2차 고조파(도 5 참조)를 강화한다. 결과적으로, 도 6b의 출력 파형은 도 6a의 출력 파형과 동일한 주파수(f0)를 갖지만, 출력 진폭의 절반을 가질 수 있으며, 개별 트랜지스터들은 절반의 레이트로 스위칭한다(게이팅 및 스위칭 손실을 감소시킴). (예를 들어, f0에서 유도성 부하를 갖는) 부하 네트워크로부터의 전류는 기본 모드에서처럼 각각의 천이에서 개별 트랜지스터들에 소프트 스위칭 기회들을 제공한다. 이러한 방식으로 동작되면, 인버터는 가변 체배기 비들(이 경우 1과 2)을 갖는 주파수 체배기의 역할을 한다. 이러한 가변 주파수 체배기(VFX) 동작에 의해 제공되는 융통성은, 유효하게 전력 및 전압의 넓은 범위들에 걸치는 한편, 다른 시스템 동작 특성들을 보존하는데 있어서 중요하다.
이제 도 7을 참조하면, 전술된 컨버터 회로들과 동일하거나 유사할 수 있는 공진 컨버터 회로(700)는, 또한 스택화되어 있는 한 쌍의 스택화된 브리지들(702 및 704)을 포함한다. 이는 고전압 입력에 대해 저전압 디바이스들을 이용하는 이점을 갖는다. 많은 옵션들 중 특히, 이 회로는, 유효 동작 범위를 확장하기 위해 체배기 모드들(주파수 2배기 및 4배기 모드들을 포함함)에서 뿐만 아니라, 기본 모드에서 동작될 수 있다.
이제 도 8a 및 도 8b를 참조하면, 컨버터(700)의 동작을 나타내는 파형들이 도시되어 있다. 파형들(802a 및 802b)은 컨버터의 정류된 출력 전류를 나타낸다. 점선들(804a 및 804b)은 컨버터의 평균 출력 전류를 나타낸다. 파형들(806a 및 806b)은 하나의 인버터 스위치에 걸친 전압을 도시하고, 정현 파형들(808a 및 808b)은 결합기 네트워크의 연관된 브랜치를 통과하는 전류를 도시한다. 도 8a 및 도 8b는 컨버터(700)의 2개의 동작 모드들을 예시한다. 도 8a에서, 모든 4개의 하프 브리지 인버터 스위칭들은 500kHz에서 50% 듀티비로 스위칭하며, 도 8b에서, 2개의 인버터들은 250kHz에서 25% 듀티비로 스위칭하고, 다른 2개의 인버터들은 75% 듀티비로 스위칭한다. 제2 모드는, 예를 들어, 파형들(802a 및 804a)과 비교하여 감소된 높이의 파형들(802b 및 804b)에 의해 알 수 있는 바와 같이, 낮은 출력 전력에서 높은 효율을 유지하는 것을 돕는 전압에서 자동 스텝 다운을 제공한다.
위의 예들은 임피던스 제어 네트워크("ICN") 컨버터 시스템에 적용될 때에 확장가능하다. ICN은 스위치 카운트를 감소시키고/시키거나 추가적인 체배기 동작 모드를 달성하기 위해 이용될 수 있다.
도 9를 참조하면, 예를 들어, ICN 컨버터(900)(전술된 컨버터 회로들과 동일하거나 유사할 수 있음)는 인버터들(902 및 904)을 포함한다. 인버터들(902 및 904)은 도 1의 제어기(116)와 같은 제어기에 의해 VFX 구성에서 동작될 수 있다. 다시 말하면, 인버터들(902 및 904)은 기본 주파수 및 듀티 사이클 비에서(즉, 기본 모드에서) 동작될 수 있거나, 또는 기본 주파수 및 듀티 사이클의 배수인 주파수 및 듀티 사이클에서 동작될 수 있다. 인버터들(902 및 904)은 제어기(116)에 의해 동일한 주파수에서 동작될 수 있거나, 또는 상이한 주파수들에서 동작될 수 있다.
기본 모드에서, 하프 브리지 인버터들(902 및 904)은, 앞서 설명된 바와 같이, D=0.5에서 위상 시프트 제어 하에서 원하는 출력 주파수 f0에서 동작한다. 체배기 모드에서, 제어기(116)는 (2차 고조파 성분을 최대화하는 D1 = 0.25 및 D2 = 0.75를 가지고) 원하는 출력 주파수의 절반에서 하프 브리지 인버터들을 동작시킨다. 이 경우, 하프 브리지 인버터들의 기본 출력 성분들의 부분적 소거가 (ICN 제어 요건들로 인해) 달성된다. 이는 바람직하지 않은 기본 성분을 감쇠시키기 위해 ICN 네트워크(906)의 필터링 특징들에 의해 증강된다. 동작 시에, f0/2에서의 출력의 주파수 성분은 체배기 모드에서 시스템의 동작 범위에 대해 무시가능한 영향을 미친다. 따라서, 인버터들의 주파수 및/또는 듀티 사이클을 변경함으로써, 회로는, 입력 전압들과 전력들 및 출력 전압들과 전력들의 넓은 범위에 걸쳐 더 낮은 출력 전력, 스위칭 손실 및 전도 손실(conduction loss)에서 동작할 수 있다.
또한, 추가적인 체배기 동작 모드들을 구현하는 것도 가능하다. 예를 들어, 기본 모드 및 2배기 모드에 부가하여, 도 7에 도시된 컨버터(700)는, 예를 들어, f0 아래의 성분들을 경감하기 위해 직접 소거와 필터링의 조합을 이용하여, 주파수 4배기 모드(각각의 하프 브리지가 기본 주파수의 1/4에서 동작됨)에서 제어기(116)에 의해 동작될 수 있다. 대안적으로, 상부 브리지(702) 및 하부 브리지(704)는 위상 시프트된 브리지의 등가 파형들을 제공하기 위해, 그러나 각각의 스택화된 브리지에 대해 기본 모드와 2배기 모드 사이에서 모드들을 스위칭하기 위한 추가된 능력을 가지고, 서로에 대해 위상 시프트될 수 있다.
주파수 및 듀티 사이클의 제어 및/또는 컨버터의 버스트 온 및 오프 대신에 또는 이에 부가하여, 인버터들 사이의 위상 시프트를 제어함으로써 컨버터의 출력 전력을 제어하는 것도 또한 가능하다. 이 경우, 도 9에 도시된 바와 같이, 무손실 결합기(예를 들어, 도 1의 변환 스테이지(108))가 저항 억제 네트워크로 증강되어, 인버터들의 근사-저항성 부하를 여전히 유지하는 임피던스 제어 네트워크를 형성할 수 있다. 이러한 결합기-RCN 임피던스 제어 네트워크를 이용하면, 도 10에 도시된 바와 같이, 2개의 인버터들에 의해 보여지는 서셉턴스가 출력 전력의 함수로서 일정하게 되고, 네거티브(즉, 유도성)이고, 공칭 입력 및 출력 전압들에 대해 임의로 작아질 수 있다. 입력 및 출력 전압들이 이들의 공칭 값들로부터 변함에 따라, 서셉턴스가 약간, 그러나 결합기-RCN 임피던스 제어 네트워크를 이용하지 않는 변동보다는 훨씬 더 적게 변한다. 따라서, 인버터들에 의해 보여지는 어드미턴스는 공칭 입력 및 출력 전압에서 전체 출력 전력 범위에 걸쳐 순수하게 전도성이 될 수 있고, 입력 및 출력 전압에서의 적절하게 넓은 변동에 대해 주로 전도성이 될 수 있다.
VFX 인버터 스테이지를 이용한 추가적인 동작 모드들의 이용가능성은 넓은 입력 및 출력 전력 범위들에 걸쳐 효율적인 동작을 가능하게 한다. 또한, 체배기 모드에서 더 낮은 합성된 구동 전압들이 이용될 수 있기 때문에, 증가된 입력 전압 범위들 또는 출력 전압 범위들에 걸쳐 효율적으로 동작하기 위해 이 기법이 적용될 수 있다.
도 10을 참조하면, 전술된 인버터들이 DC를 AC로 컨버팅하는 것으로 여기에 도시되어 있지만, 인버터 구조는 역방향으로 구동되는 경우에 AC를 DC로 컨버팅하기 위해 또한 사용될 수 있다(즉, VFX 정류기를 형성함)는 점이 또한 인식될 것이다. 따라서, 인버터의 가변 체배로부터 초래되는 동작 모드의 변경들이 DC-DC 컨버터의 정류기 부분에 적용될 수 있다. VFX 인버터 구조들 및 정류기 구조들이 (예를 들어, 듀얼-액티브 브리지 또는 스택화된 브리지 또는 이중-스택화된 브리지 구성에서 또는 도 10에서와 같은 ICN 컨버전 시스템에서) 함께 쌍을 이루어, 훨씬 더 넓은 동작 범위들을 획득할 수 있다. 이는 인버터 부분과 정류기 부분들을 상이한 동작 모드들로 동작시킴으로써 달성될 수 있다.
예를 들어, 도 10의 컨버터 회로(1000)는 인버터 스테이지 및 정류기 스테이지를 포함한다. 인버터 스테이지는, 인버터(1006)와 인버터(1008)를 포함하는 스택화된 인버터 구조를 포함한다. 정류기 스테이지는 인버터(1010) 및 인버터(1012)를 포함한다. 일 실시예에서, 전술된 바와 같이, 제어기(예를 들어, 도 1의 제어기(116))는 기본 주파수와 듀티 사이클에서 또는 기본 주파수와 듀티 사이클의 배수에서 인버터 스테이지의 인버터들(1006 및 1008)을 동작시킬 수 있다. 전술된 바와 같이, 제어기는 인버터들(1006 및 1008)을 동일한 모드에서 또는 서로 상이한 모드들에서 또한 동작시킬 수 있다.
유사하게, 전술된 바와 같이, 제어기는 기본 주파수와 듀티 사이클에서 또는 기본 주파수와 듀티 사이클의 배수에서 정류기 스테이지의 인버터(1010) 및 인버터(1012)를 동작시킬 수 있다. 전술된 바와 같이, 제어기는 인버터들(1006 및 1008)을 동일한 모드에서 또는 서로 상이한 모드들에서 또한 동작시킬 수 있다.
일 실시예에서, 정류기 스테이지는, 변환 스테이지에 대한 부담을 감소시키기 위한 추가적인 전압 스텝 다운을 도 11a의 연관된 파형에 대해 제공하는, 도 11에 도시된 바와 같은 하프 브리지 정류기로서 구현될 수 있다.
도 12a 및 도 12b는 도 11의 등가 하프 브리지 정류기와 비교하여 추가적인 2의 인자의 스텝 다운을 제공할 수 있는 스위칭된 커패시터 정류기의 예를 도시한다. 이는 저전압 디바이스들(예를 들어, 출력 전압에 대해서만 정격화됨) 및 게이트 구동 회로를 이용하여 달성된다. 도 12a 및 도 12b와 연관된 파형 패턴은 도 12c에 예시되어 있다.
일부 예시적인 실시예들에서, 인버터 구조 및 정류기 구조의 동작 모드는 자연적인 전압 또는 전력 스텝 다운을 제공할 수 있다. 도 8a 및 도 8b와 관련하여 위에서 주지된 바와 같이, 기본 주파수 및/또는 듀티 사이클 외의 주파수 및/또는 듀티 사이클에서 인버터들 중 하나 이상을 동작시키는 것은 인버터들의 출력에서의 전압 스텝 다운을 초래할 수 있다. 따라서, 제어기 회로는, 인버터들(1006 또는 1008) 중 하나 이상을 기본 동작 모드 외의 가변 주파수 체배기 모드에서 동작시킴으로써 인버터들(1006 및 1008)을 포함하는 정류기 스테이지의 출력 전압을 스텝 다운할 수 있다.
실시예들에서, 제어기는 인버터 스테이지 내의 인버터들 중 하나 이상을 가변 주파수 모드로 동작시키고/시키거나, 정류기 스테이지 내의 인버터들 중 하나 이상을 가변 주파수 모드로 동작시킬 수 있다. 그렇게 함으로써, 컨버터 회로는, 원하는 애플리케이션에 따라, 넓은 범위의 입력 전압들과 전력 및 출력 전압들과 전력에 걸쳐 고효율을 달성할 수 있다.
이 특허의 대상인 다양한 개념들, 구조들 및 기법들을 예시하는 역할을 하는 바람직한 실시예들을 설명하였으므로, 이들 개념들, 구조들 및 기법들을 포함하는 다른 실시예들이 이용될 수 있다는 점이 이제 통상의 기술자에게 명백해질 것이다. 따라서, 특허의 범위가 설명된 실시예들로 제한되어서는 안 되며, 오히려 다음의 청구항들의 사상 및 범위에 의해서만 제한되어야 한다는 점이 인지된다. 본 명세서에 인용된 모든 참조들은 참조로 본 명세서에 완전히 포함되어 있다.

Claims (26)

  1. 전력 컨버터로서,
    2개 이상의 스위칭된 인버터들(switched inverters)을 가지며, 소스로부터 제1 입력을 수신하고, 스위칭된 AC 출력 전력 신호를 생성하도록 구성된 인버터 스테이지;
    상기 인버터 스테이지로부터 상기 스위칭된 출력 전력 신호를 수신하고, 상기 출력 전력 신호를 성형(shape)하고, 성형된 전력 신호를 생성하도록 커플링된 변환 스테이지(transformation stage) － 상기 변환 스테이지는 기본(fundamental) 동작 주파수를 가짐 －;
    2개 이상의 스위칭된 인버터들을 가지며, 상기 성형된 전력 신호를 수신하고, 상기 성형된 전력 신호를 DC 출력 전력 신호로 컨버팅하도록 커플링된 정류기 스테이지; 및
    상기 변환 스테이지를 통해 전력이 전송되는 주파수를 변경하지 않으면서 상기 인버터 스테이지 및 상기 정류기 스테이지 중 적어도 하나에서의 스위칭 엘리먼트들의 스위칭 주파수 및 듀티비가 변경되도록, 기본 스위칭 주파수 또는 고조파 스위칭 주파수 중 하나에 대응하는 스위칭 주파수에서 상기 인버터 스테이지 및 상기 정류기 스테이지 중 적어도 하나를 동작시키도록 커플링된 제어기 회로
    를 포함하는 전력 컨버터.
  2. 제1항에 있어서,
    기본 스위칭 주파수 또는 고조파 스위칭 주파수 중 하나에 대응하는 스위칭 주파수에서 상기 인버터 스테이지 및 상기 정류기 스테이지 중 적어도 하나를 동작시키는 것은, 상기 변환 스테이지의 상기 기본 동작 주파수의 고조파인 주파수에서 상기 인버터 스테이지 및 상기 정류기 스테이지 중 적어도 하나를 동작시키는 것을 포함하는 전력 컨버터.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 인버터 스테이지는 가변 주파수 체배기(VFX: variable frequency multiplier) 인버터 스테이지로서 제공되며, 상기 제어기 회로는, 상기 VFX 인버터 스테이지가 상기 변환 스테이지의 상기 기본 동작 주파수의 고조파에 대응하는 스위칭 주파수에서 동작하도록 상기 VFX 인버터 스테이지에 커플링되는 전력 컨버터.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 정류기 스테이지는 가변 주파수 체배기(VFX) 정류기 스테이지로서 제공되며, 상기 제어기 회로는, 상기 VFX 정류기 스테이지가 상기 변환 스테이지의 상기 기본 동작 주파수의 고조파에 대응하는 스위칭 주파수에서 동작하도록 상기 VFX 정류기 스테이지에 커플링되는 전력 컨버터.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 인버터 스테이지는 가변 주파수 체배기(VFX) 인버터 스테이지로서 제공되며, 상기 제어기 회로는, 상기 VFX 인버터 스테이지가 상기 변환 스테이지의 상기 기본 동작 주파수의 고조파에 대응하는 스위칭 주파수에서 동작하도록 상기 VFX 인버터 스테이지에 커플링되고;
    상기 정류기 스테이지는 가변 주파수 체배기(VFX) 정류기 스테이지로서 제공되며, 상기 제어기 회로는, 상기 VFX 정류기 스테이지가 상기 변환 스테이지의 상기 기본 동작 주파수의 고조파에 대응하는 스위칭 주파수에서 동작하도록 상기 VFX 정류기 스테이지에 커플링되는 전력 컨버터.
  6. 전력 컨버터로서,
    2개 이상의 스위칭된 인버터들을 가지며, 소스로부터 제1 입력을 수신하고, 스위칭된 AC 출력 전력 신호를 생성하도록 구성된 인버터 스테이지;
    상기 인버터 스테이지로부터 상기 스위칭된 출력 전력 신호를 수신하고, 상기 출력 전력 신호를 성형하고, 성형된 전력 신호를 생성하도록 커플링된 변환 스테이지 － 상기 변환 스테이지는 기본 동작 주파수를 가짐 －;
    2개 이상의 스위칭된 인버터들을 가지며, 상기 성형된 전력 신호를 수신하고, 상기 성형된 전력 신호를 DC 출력 전력 신호로 컨버팅하도록 커플링된 정류기 스테이지; 및
    가변 주파수 체배기 모드에서 상기 전력 컨버터를 동작시키도록 커플링된 제어기 회로
    를 포함하는 전력 컨버터.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 제어기 회로는, 기본 스위칭 주파수 또는 고조파 스위칭 주파수 중 하나에 대응하는 스위칭 주파수에서 상기 인버터 스테이지 및 상기 정류기 스테이지 중 적어도 하나를 동작시킴으로써, 가변 주파수 체배기 모드에서 상기 전력 컨버터를 동작시키는 전력 컨버터.
  8. 제2항에 있어서,
    기본 스위칭 주파수 또는 고조파 스위칭 주파수 중 하나에 대응하는 스위칭 주파수에서 상기 인버터 스테이지 및 상기 정류기 스테이지 중 적어도 하나를 동작시키는 것은, 상기 인버터 스테이지 및 상기 정류기 스테이지 중 적어도 하나가 에너지 업 또는 다운을 혼합하도록 상기 인버터 스테이지 및 상기 정류기 스테이지 중 적어도 하나를 동작시키는 것을 포함하는 전력 컨버터.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 인버터 스테이지는 스택화된 인버터(stacked inverter)를 포함하는 전력 컨버터.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 인버터 스테이지는, 자신의 스위칭된 인버터들이 상이한 모드들에서 동작되는 것을 허용하도록 구성되는 전력 컨버터.
  11. 제1항에 있어서,
    상기 변환 스테이지는, 전압 레벨 변환을 수행하거나, 파형 성형 동작을 수행하거나, 전기적 절연을 제공하거나, 또는 이들의 조합을 수행함으로써, 상기 출력 전력 신호를 성형하도록 구성되는 전력 컨버터.
  12. 제1항에 있어서,
    상기 제어기 회로는, 상기 인버터 스테이지, 상기 정류기 스테이지, 또는 이들 모두를 가변 주파수 체배기 모드에서 구동하도록 구성되는 전력 컨버터.
  13. 제1항에 있어서,
    상기 제어기 회로는, 상기 인버터 스테이지를 가변 주파수 체배기 모드에서 동작시키거나, 상기 정류기 스테이지를 가변 주파수 체배기 모드에서 동작시키거나, 또는 이들 모두를 수행함으로써, 상기 전력 컨버터를 가변 주파수 체배기 모드에서 동작시키도록 구성되는 전력 컨버터.
  14. 제1항에 있어서,
    상기 제어기는, 상기 정류기 스테이지를 가변 주파수 체배기 모드에서 동작시킴으로써, 또는 상기 인버터 스테이지 및 상기 정류기 스테이지 모두를 가변 주파수 체배기 모드에서 동작시킴으로써, 상기 전력 컨버터를 가변 주파수 체배기 모드에서 동작시키도록 구성되는 전력 컨버터.
  15. 제1항에 있어서,
    상기 제어기는 상기 인버터 스테이지의 스위칭된 인버터들 중 하나 이상을 기본 모드에서 동작시키고, 상기 인버터 스테이지의 스위칭된 인버터들 중 하나 이상을 가변 주파수 체배기 모드에서 동작시키도록 구성되는 전력 컨버터.
  16. 제1항에 있어서,
    상기 제어기는, 상기 정류기 스테이지의 스위칭된 인버터들 중 하나 이상을 가변 주파수 체배기 모드에서 동작시키면서 상기 정류기 스테이지의 스위칭된 인버터들 중 하나 이상을 기본 모드에서 동작시키도록 구성되는 전력 컨버터.
  17. 제1항에 있어서,
    상기 제어기는, 상기 변환 스테이지의 상기 기본 주파수의 배수인 주파수에서 상기 스위칭된 인버터들 중 적어도 하나를 스위칭함으로써, 상기 전력 인버터를 상기 가변 주파수 모드에서 동작시키도록 구성되는 전력 컨버터.
  18. 제1항에 있어서,
    상기 제어기는, 상기 인버터 출력에서 고차 고조파 동작 주파수를 강화하는 듀티 사이클에서 상기 스위칭된 인버터들 중 적어도 하나를 스위칭함으로써, 상기 전력 인버터를 상기 가변 주파수 모드에서 동작시키도록 구성되는 전력 컨버터.
  19. 제1항에 있어서,
    상기 제어기는, 상기 인버터 스테이지 내의 상기 인버터들의 스위칭 사이에 시간 지연을 추가함으로써, 상기 정류기 스테이지 내의 상기 인버터들의 스위칭 사이에 시간 지연을 추가함으로써, 또는 이들 모두를 수행함으로써, 상기 전력 인버터를 상기 가변 주파수 모드에서 동작시키도록 구성되는 전력 컨버터.
  20. 제6항에 있어서,
    상기 제어기 회로는, 주파수 2배기 동작 모드를 달성하기 위해서 원하는 출력 주파수의 절반인 기본 주파수에서 상기 인버터 스테이지 내의 상기 인버터들 중 적어도 하나를 동작시키는 전력 컨버터.
  21. DC 전력을 DC 전력으로 컨버팅하기 위한 전력 컨버터로서,
    2개 이상의 스위칭된 인버터들을 가지며, 소스로부터 DC 전력을 수신하고, 스위칭된 AC 출력 전력 신호를 생성하도록 구성된 인버터 스테이지;
    상기 인버터 스테이지로부터 상기 스위칭된 출력 전력 신호를 수신하고, 상기 출력 전력 신호를 성형하고, 성형된 전력 신호를 생성하도록 커플링된 변환 스테이지 － 상기 변환 스테이지는 기본 동작 주파수를 가짐 －;
    2개 이상의 스위칭된 인버터들을 가지며, 상기 성형된 전력 신호를 수신하고, 상기 성형된 전력 신호를 DC 출력 전력 신호로 컨버팅하도록 커플링된 정류기 스테이지; 및
    상기 전력 컨버터에 의해 생성되는 상기 기본 주파수의 고조파인 주파수를 갖는 출력 신호를 초래하는 주파수 또는 듀티 사이클에서 상기 스위칭된 인버터들 중 적어도 하나가 스위칭되는 가변 주파수 체배기 모드에서, 상기 전력 컨버터를 동작시키도록 구성된 제어기 회로
    를 포함하는 전력 컨버터.
  22. 제21항에 있어서,
    상기 출력 신호는 상기 인버터 스테이지의 출력인 전력 컨버터.
  23. 제21항에 있어서,
    상기 출력 신호는 상기 정류기 스테이지의 출력인 전력 컨버터.
  24. 제21항에 있어서,
    상기 출력 신호는, 상기 가변 주파수 체배기 모드로 인해 감쇠되는 전압 또는 전력 레벨을 갖는 전력 컨버터.
  25. 제21항에 있어서,
    상기 제어기 회로는 상기 인버터 스테이지의 상기 인버터들 중 하나 이상을 상기 가변 주파수 체배기 모드에서 동작시키거나, 상기 정류기 스테이지의 상기 인버터들 중 하나 이상을 상기 가변 주파수 체배기 모드에서 동작시키거나, 또는 이들 모두를 수행하도록 구성되는 전력 컨버터.
  26. 제25항에 있어서,
    상기 제어기 회로는 상기 인버터 스테이지의 상기 인버터들 중 하나 이상을 기본 모드에서 동작시키거나, 상기 정류기 스테이지의 상기 인버터들 중 하나 이상을 기본 모드에서 동작시키거나, 또는 이들 모두를 수행하도록 구성되는 전력 컨버터.
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