KR20140101780A - 고속 싱글 엔디드―차동 컨버터 - Google Patents

Abstract

싱글 엔디드-차동 신호 컨버터가 개시된다. 싱글 엔디드 신호는 DC 성분을 차단하기 위해 고대역 통과 필터를 통과한다. 필터링된 신호의 양 및 음의 버전은 공동으로 컨버터의 차동 출력으로서 사용된다. 고대역 통과 필터의 출력이 안정화하는 것을 기다리지 않고 입력 신호에 대한 정밀한 측정을 가능하게 하기 위해, 차동 출력은 필터링된 신호의 중간점을 나타내는 다이나믹하게 발생되는 신호만큼 오프셋된다. 이러한 오프셋은 신호가 최초 인가된 때 중간점을 나타내는 값을 포착함으로써 발생된다. 이러한 포착된 값은 고대역 통과 필터의 시간 상수와 일치하는 시간 상수를 가지도록 변하는 것이 허용된다. 이 컨버터는 테스트 기기가 측정하도록 특별하게 설정되지 않은 포맷으로 테스트 신호를 발생시키는 피시험 유닛에 테스트 기기를 연결하는데 사용될 수 있다.

Description

고속 싱글 엔디드―차동 컨버터{FAST SINGLE-ENDED TO DIFFERENTIAL CONVERTER}

본 발명은 일반적으로 전자 시스템의 테스트에 관한 것이고, 더욱 상세하게는 신호 컨버터에 관한 것이다.

다양한 종류의 피시험 전자 유닛을 테스트하기 위한 테스트 기기가 공지되어 있다. 예컨대, 인쇄 회로 기판 및 다른 전자 어셈블리를 테스트하기 위한 기기가 공지되어 있다. 테스트 기기가 다양한 형태를 취할 수 있으나, 테스트 기기는 테스트 신호를 발생 또는 측정하기 위한 회로를 포함한다. 전자 유닛을 완전히 테스트하기 위해, 테스트 기기는 발생 또는 측정된 테스트 신호의 복수의 파라미터를 제어하도록 프로그래밍 가능할 수 있다. 예를 들어, 정교한 기기에서는, 테스트 신호의 크기 및 타이밍(timing)에 모두 관련된 파라미터들이 프로그래밍될 수 있다. 따라서, 테스트 기기는 정교한 전자 디바이스일 수 있다.

테스트 기기는 전자 유닛의 수명 중 여러 단계동안 사용될 수 있다. 테스트 기기는 그 유닛이 현장에 설치된 후 수리하기 위해 사용될 수도 있다. 이러한 역할에서, 테스트 기기는 교체되어야 하는 고장난 컴포넌트를 식별하기 위해 사용될 수 있고, 또는 취해질 수 있는 다른 교정 조치를 식별하는데 사용될 수 있다. 다른 시나리오에서, 테스트 기기는 전자 유닛의 제조시 사용될 수 있다. 이러한 기능에서, 이러한 기기는 테스트의 결과가 그 테스트의 결과에 대한 어느 동작을 조절함으로써 디바이스의 제조에 영향을 주기 위해 사용될 수 있도록, 결함을 식별하는데 사용될 수 있다. 예를 들어, 유닛을 패키징하여 고객에게로 운반되게 하는 제조 단계는 유닛에 대한 테스트가 그 유닛이 적절하게 작동하고 있음을 나타낼 때에만 수행될 수 있다. 테스트가 유닛이 적절하게 작동하지 않음을 나타내면, 그 유닛은 그 유닛을 재생 또는 폐기시키기 위한 다른 공정이 수행되도록 전환될 수 있다.

테스트를 행하는 구체적인 이유와는 관계없이, 테스트 기기는 피시험 유닛의 특성에 따라 상이한 방식으로 유닛에 연결될 수 있다. 예를 들어, 몇몇 시나리오에서, 테스트 기기는 피시험 기기 내의 테스트 포인트에 기계적 및 전기적 연결을 만들기 위해, 프로브(probe)를 포함하는 테스트 설비(fixture)를 통해 피시험 유닛에 연결될 수 있다. 다른 시나리오에서, 테스트 기기는 피시험 유닛의 동작적 입력 및 출력에 연결될 수 있다. 예를 들어, 버스를 통해 다른 전자 유닛에 연결되도록 설계된 전자 유닛은 버스에 연결되도록 설계된 전자 유닛 상의 포트를 통해 테스트될 수 있다. 연결 특성과 관계없이, 테스트 기기는 그 종류의 연결에 나타날 수 있는 테스트 신호를 발생 및 측정하도록 구성될 수 있다.

본 발명자는 몇몇 테스트 시스템에서, 컨버터를 통해 피시험 유닛에 테스트 기기를 연결함으로써 테스트가 신속하고 경제적으로 수행될 수 있음을 인지하고 알게 되었다. 테스트 기기가 차동 신호 포맷을 사용하는 버스 상에서 테스트 신호를 발생 및 측정하는 것이 사용가능한 실시예에서, 컨버터는 테스트 기기의 기능이 차동 신호를 사용하지 않는 버스와 인터페이싱하는(interface) 피시험 유닛을 테스트하기 위해 사용되는 것을 가능하게 한다. 하나 이상의 컨버터는, 예컨대, 광 신호를 차동 포맷으로 변환하기 위해 사용될 수 있다.

또한, 본 발명자는 제1 트랜지션(transition)과 함께 시작하는 정밀하게 변환하는 컨버터가 테스트의 경제성 및/또는 정확성을 높일 수 있음을 인지하고 알게 되었다. 이러한 컨버터가 테스트 시스템에서 사용되는 것이 유리하지만, 이러한 컨버터는 또한 싱글 엔디드-차동 변환(single-ended to differential conversion)이 바람직한 다른 시스템에서 사용될 수도 있다.

따라서, 본 개시물의 몇몇 형태는 싱글 엔디드 입력부에서의 신호를 차동 출력부에서의 신호로 변환하기 위한 컨버터로서 구현될 수 있다.

본 발명의 하나의 형태에 따라, 싱글 엔디드 입력부에서의 싱글 엔디드 입력 신호를 차동 출력부에서의 차동 출력 신호로 변환하기 위한 컨버터가 제공된다. 이 컨버터는 제1 입력부 및 제2 출력부를 가진 제1 회로를 포함할 수 있다. 제1 입력부는 제1 시간 상수를 가진 싱글 엔디드 입력 신호를 입력하기 위해 싱글 엔디드 입력부에 연결될 수 있다. 제1 회로는 제1 입력부에서 싱글 엔디드 입력 신호의 중간점을 나타내는 중간점 값을 포착하고, 제1 출력부에서 제1 입력 신호를 추적하는 출력 신호를 제공하도록 구성될 수 있다. 출력 신호는 제1 차동 출력 신호 및 제2 차동 출력 신호를 발생시키도록 구성될 수 있다.

몇몇 실시예에서, 제1 회로는 포착된 중간점 값을 기초로 하는 전압을 제1 출력부에서 제공하도록 구성될 수 있고, 이 전압은 제1 시간 상수를 나타내는 제2 시간 상수에 따라 쇠퇴한다.

본 발명의 다른 형태에 따라, 컨버터 회로의 동작 방법이 제공될 수 있다. 이 방법은 고대역 통과 필터를 통해 입력 신호를 연결함으로써 필터링된 신호를 발생시키는 단계를 포함한다. 이 방법은 필터링된 신호의 중간점의 쇠퇴를 나타내는 신호를 발생시키는 단계를 더 포함한다. 이 방법은 쇠퇴를 나타내는 신호를 기초로 하여 오프셋(offset), 및 필터링된 신호를 기초로 하여 차동 신호의 제1 성분 및 차동 신호의 제2 성분을 발생시키는 단계를 더 포함한다.

본 발명의 다른 형태에 따라, 출력부를 가진 피시험 유닛을 테스트하기 위한 시스템이 제공될 수 있다. 이 시스템은 차동 입력부 상에서 동작하도록 구성된 데이터 처리 회로를 구비한 테스트 기기를 포함한다. 이 시스템은 피시험 유닛의 출력부와 데이터 처리 회로의 차동 입력부 사이에 연결된 컨버터를 더 포함한다. 이 컨버터는 피시험 유닛의 출력부에 연결된 입력부를 가진 고대역 통과 필터를 더 포함하고, 이 필터는 필터 출력부를 가진다. 이 컨버터는 필터 출력부에서의 신호의 중간점의 쇠퇴를 나타내는 신호를 발생시키도록 구성된 제1 서브 회로를 더 포함한다. 이 컨버터는 쇠퇴를 나타내는 신호를 기초로 하여 오프셋, 및 필터 출력부에서의 신호를 기초로 하여 차동 신호의 제1 성분 및 차동 신호의 제2 성분을 발생시키도록 구성된 제2 서브 회로를 더 포함한다.

상기 내용은 제한하지 않는 본 발명의 개요이며, 본 발명은 첨부된 청구항에 의해 정의된다.

첨부된 도면은 축척에 따라 그려지도록 의도되지 않았다. 도면에서, 다수의 도면에 도시된 각각의 동일하거나 거의 동일한 컴포넌트들은 유사한 부재번호로 표시된다. 명료함을 위해, 모든 도면에서 모든 컴포넌트에 라벨이 붙여지지는 않을 수 있다.
도 1은 본 발명의 몇몇 실시예에 따른 컨버터를 사용하는 예시적인 테스트 시스템의 개략적인 도면이다.
도 2a는 싱글 엔디드 입력 신호, RC 시간 상수를 가진 고대역 통과 필터를 통과한 후의 싱글 엔디드 입력 신호, 및 필터링된 신호의 중간점에서의 쇠퇴를 나타내는 신호의 상대값을 보여주는 3개의 중첩된 플롯이다.
도 2b는 필터링된 신호의 중간점에스의 쇠퇴를 나타내는 신호, 필터링된 신호로부터 발생되는 차동 신호의 비반전 성분 및 차동 신호의 반전 성분의 상대값을 보여주는 3개의 중첩된 플롯이다.
도 3은 도 2b의 차동 신호를 발생시키도록 구성된 예시적인 컨버터의 기능 블록도이다.
도 4는 도 2b의 차동 신호를 발생시키도록 구성된 예시적인 컨버터의 전기 회로도이다.

본 발명자는 테스트 시스템에서 사용하기에 매우 적합한 싱글 엔디드-차동 신호 컨버터(single ended to differential signal converter)를 착안하였다. 이 컨버터는 피시험 유닛을 완전히 테스트하기 위해 다수의 신호를 측정하는 테스트 시스템에 통합되기 위해, 복수의 그러한 컨버터가 충분히 소형으로 그리고 충분히 저렴한 비용을 가지도록 만들어질 수 있게끔 하는 간단한 구성의 것이다. 그럼에도 불구하고, 테스트 시스템은 피시험 유닛을 테스트하는데 사용되는 측정들을 신속하고 정확하게 행할 수 있다.

컨버터는 고대역 통과 필터로서 역할하는 하나 이상의 컴포넌트를 입력단( input stage)으로서 포함할 수 있다. 고대역 통과 필터는 정상 상태에서 필터링된 신호가 중간점을 기준으로 변하도록 입력 신호의 임의의 DC 성분을 제거할 수 있다. 이러한 중간점은 신호 트랜지션(transition)의 저전압 및 고전압에 의해 형성된 2개의 종점(end point) 내부 또는 외부의 임의의 점을 나타낼 수 있다. 하나의 예에서, 이러한 점은 50% 지점일 수 있으나, 본 발명은 "중간점"의 임의의 특정한 정의로 제한되지 않는다. 그 다음, 이러한 필터링된 신호는 공동으로 차동 출력을 나타내는 2개의 출력 신호를 발생시키기 위해 비반전 및 반전 증폭기를 모두 통과할 수 있다.

고대역 통과 필터가 결국 일정한 DC 성분을 가진 신호를 출력할 것이지만, 필터링된 출력 신호는 트랜지션 성분을 포함할 것이다. 입력 신호가 필터에 처음 인가된 때, 필터 출력에서의 신호는 최초에 중간점을 기준으로 진동하는 AC 성분, 및 시간에 따라 이러한 중간점의 변화로서 반영될 수 있는 트랜지션 성분을 가질 것이다. 필터의 출력이 안정화된 때, 중간점을 나타내는 신호는 필터의 시간 상수에 의존하는 속도로 변할 것이다. 그러나, 이러한 트랜지션 성분이 충분히 작은 레벨로 변할 때까지, 트랜지션 성분은 비반전 및 반전 증폭기의 출력에 영향을 줄 것이다.

테스트 시스템에 의해 측정된 신호에 영향을 주는 트랜지션 응답을 가지는 것을 회피하기 위해, 트랜지션 성분과 연관된 중간점의 변화를 포함하는, 중간점을 나타내는 신호가 발생될 수 있다. 트랜지션 성분을 나타내는 이러한 신호는 필터 출력에서의 신호 내의 중간점의 변화의 효과를 상쇄하기 위한 오프셋(offset) 신호로서 사용될 수 있다.

이러한 오프셋 신호는 필터 출력의 중간점의 초기 값을 나타내는 값을 포착함으로써 발생될 수 있다. 이러한 값은 고대역 통과 필터의 값과 일치하는 시간 상수를 가진 회로 내에서 포착될 수 있다. 포착된 값은 필터 출력에서의 신호의 중간값의 쇠퇴(decay)와 유사한 속도로 변할 것이다. 이러한 포착된 값은, 그것이 쇠퇴가 허용되어 있으므로, 반전 및 비반전 버전의 필터 출력에 대한 오프셋으로서 사용될 수 있다. 결과적인 반전 및 비반전 신호는 싱글 엔디드 입력 신호의 차동 표현을 제공한다.

이러한 차동 표현은 고대역 통과 필터의 출력에서의 신호가 안정화된 때 도입되는 오류에서 자유롭다. 결과적으로, 필터가 안정되는 것을 기다리는 것과 관련된 지연(delay)없이 그 신호에 대한 정밀한 측정이 이루어질 수 있다. 필터를 안정화시켜야 할 필요성을 회피하는 것은 신호에 대한 측정이 신속하고도 정확하게 이루어지는 것을 가능하게 한다.

테스트 시스템에서, 피시험 유닛은 테스트 일부로서 측정된 다수의 출력을 발생시킬 수 있다. 차동 신호를 측정하도록 조절된 테스트 기기에 의해 측정된 싱글 엔디드 신호를 발생시키는 피시험 유닛에 대하여, 각각의 출력에 대하여 컨버터가 사용될 수 있다. 몇몇 실시예에서, 각각의 컨버터 회로는 각각의 컨버터의 크기 및 비용이 비시험 유닛의 각각의 출력상에서 컨버터가 통합될 수 있도록 간단하게 구현된다.

몇몇 실시예에서, 이러한 컨버터는 소수의 간단한 컴포넌트를 포함할 수 있다. 예를 들어, 고대역 통과 필터는 저항성 컴포넌트와 직렬로 연결된 커패시터일 수 있다. 중간점의 초기값을 포착하기 위한 서브 회로는 스위칭 서브 회로를 통해 필터 출력에 연결된 용량성 컴포넌트를 포함할 수 있다. 스위칭 서브 회로는 입력 신호가 컨버터에 최초로 인가된 때에만 용량성 컴포넌트로 신호를 통과시키는 다이오드를 포함하도록 구성될 수 있다. 이러한 방식으로, 용량성 컴포넌트는 필터링된 신호의 임의의 트랜젼트 성분을 포함한, 필터 출력에서의 신호의 초기값을 기초로 충전될 수 있다.

잡혀진 전하량(charge)이 중간점을 나타냄을 보장하기 위해, 중간점의 초기값을 포착하기 위한 서브 회로는 신호 피크가 아니라, 중간점을 나타내는 전하량이 포착되도록, 용량성 디바이더(divider)를 포함할 수 있다. 또한, 이러한 서브 회로는 포착된 값이 필터링된 신호의 중간값의 전하량의 속도와 일치하는 속도로 쇠퇴하도록, 초기값을 포착하기 위한 서브 회로에 RC 시간 상수를 제공하기 위해 용량성 전압 디바이더 내의 커패시터에 연결된 저항을 포함할 수 있다.

저항, 커패시터, 및 다이오드로 컨버터를 구성하는 것은 단순하고 저비용의 구조를 제공한다. 복수의 입력을 가진 테스트 기기에 대하여, 이러한 회로는 실제로 구성될 수 있고, 각각의 복수 입력에 대하여 복제될 수 있다. 그러나, 다른 구현방법도 차동 신호를 생성함에 있어 오프셋으로서 사용하기 위한 필터링된 싱글 엔디드 신호의 중간점의 변화를 나타내는 신호를 발생시키는데 적합함을 이해해야 한다.

또한, 이러한 컨버터가 테스트 시스템과 연결되어 사용되는 것으로 도시되었으나, 컨버터가 그러한 목적으로 사용되는 것이 본 발명의 필수조건은 아니다. 이러한 컨버터는 싱글 엔디드 신호가 차동 신호로 변환되어야 하는 임의의 시나리오에서 사용될 수 있다. 따라서, 예시적인 테스트 시스템(100)을 도시하는 도 1은 싱글 엔디드-차동 컨버터가 사용될 수 있는 단지 하나의 예시적인 환경을 제공할 뿐이다.

도 1의 실시예에서, 버스 테스트 기기(102)는 차동 신호를 수신하도록 구성될 수 있다. 하나의 예로서, 버스 테스트 기기(102)는 MIL-STD-1553 버스를 테스트하도록 구성될 수 있다. 여기서, 이러한 기기는 몇몇 다른 종류의 버스에 연결하도록 구성된, 피시험 유닛을 테스트하기 위해 사용될 수도 있다. 특수한 예로서, 피시험 유닛(104)은 MIL-STD-1773 버스에 연결하도록 구성될 수 있다. MIL-STD-1773 버스는 차동이 아닌 광 신호를 사용한다. 따라서, 피시험 유닛(104)에 의해 출력된 광 신호가 전기 형태로 변환된다 하더라도, 그것은 테스트 기기(102)로의 입력과 호환가능한 차동 신호는 아닐 것이다.

테스트 시스템(100)은 N개의 채널(106a...106n)을 포함하며, 이들 각각의 채널은 피시험 유닛(104)에 의해 제공되는 싱글 엔디드 신호를 테스트 기기(102)에 제공하기에 적합한 차동 형태로 변환하기 적합한 회로를 포함한다. 채널의 개수, N은 피시험 유닛(104)에 의해 제공되는 출력의 개수에 대응할 수 있으며, 그러므로 임의의 적합한 값을 취할 수 있다. 테스트 시스템(100)은 임의의 특정한 채널 개수로 동작하도록 제한되지 않는다. 도시된 각각의 채널은 광 컨버터(108) 및 전기 컨버터(110)를 포함한다. 도시된 예에서는 각각의 채널이 동일하지만, 테스트 시스템(100)은 이 점에 대하여 제한되지 않으며, 본 발명의 다양한 형태들은 동일한 채널을 포함하는 테스트 시스템으로 한정되지 않는다. 광 컨버터(108)는 피시험 유닛(104)에 의해 출력된 광 신호(109)를 전기 컨버터(110)에 의한 프로세싱에 적합한 싱글 엔디드 전기 신호(111)로 변환할 수 있다. 그 다음, 전기 컨버터(110)는 광 컨버터(108)로부터 수신된 싱글 엔디드 전기 신호(111)에 대하여 오퍼레이팅하여, 테스트 기기(102)에 의한 수신에 적합한 차동 전기 신호(112)를 출력할 수 있다.

광 컨버터(108)는 임의의 적합한 광 컨버터일 수 있고, 임의의 적합한 형태를 취할 수 있고, 그리고 피시험 유닛(104)으로부터의 광 신호(109)를, 전기 컨버터(110)로 제공되는 싱글 엔디드 전기 신호(111)로 변환하기 위한 임의의 적합한 방법으로 동작할 수 있다. 그러므로, 테스트 시스템(100)은 광 컨버터에 관하여, 광 컨버터의 구성 또는 동작에 관하여 제한되지 않는다.

전기 컨버터(110)는 여기 서술된 본 발명의 다양한 형태에 따라 싱글 엔디드 전기 신호를 차동 전기 신호(112)로 변환하는 임의의 적합한 타입의 전기 컨버터일 수 있다. 적합한 전기 컨버터(110)의 제한하지 않는 예는 도 3 및 4를 참조하여 아래에 더욱 상세하게 서술된다. 그러나, 간단히 말하자면, 전기 컨버터(110)는 광 컨버터(108)로부터 싱글 엔디드 전기 신호(111)를 수신하고, 임의의 DC 성분을 제거하기 위해 고대역 통과 필터를 통해 싱글 엔디드 전기 신호(111)를 필터링함으로써 동작할 수 있다. 고대역 통과 필터는 필터링된 신호의 안정화 시간을 발생시키는 것과 연관된 RC 시간 상수를 가질 수 있다. 필터링된 신호의 중간점 전압이 판정될 수 있고, 전기 컨버터(110)의 고대역 통과 필터의 RC 시간 상수와 유사한, 또는 실질적으로 동등한 시간 상수를 가지고 변하도록 설정될 수 있다. 이러한 변하는 중간 값은 테스트 기기(102)에 제공되는 차동 전기 신호(112)를 야기하는, 싱글 엔디드 전기 신호(111)의 반전 및 비반전 표현을 모두 발생시키기 위한 오프셋 또는 기준값으로서 사용될 수 있다.

상술된 바와 같이, 그리고 도 3 및 4에 대하여 아래에 제공된 추가 설명으로부터 더 잘 알 수 있는 바와 같이, 전기 컨버터(110)는, 적어도 몇몇 실시예에서, 간단한 전기 컴포넌트로 형성될 수 있으며, 이는 전기 컨버터가 비교적 낮은 비용으로 간단하게 제조되는 것을 가능하게 한다. 또한, 전기 컨버터(110)는, 적어도 몇몇 실시예에서, 전기 컨버터(110)가 테스트 시스템의 동작 속도를 저하시키지 않으면서, 테스트 시스템(100)과 같은, 테스트 시스템 내에 구현될 수 있도록, 고속으로 동작할 수 있다. 여기 서술된 기술들은 차동 신호를 발생시키는데 사용되는 고대역 통과 필터(예컨대, 전기 컨버터(110)의 고대역 통과 필터)의 안정화 이전에 싱글 엔디드 신호로부터 정밀한 차동 신호의 발생을 가능하게 하여, 고속 테스트 환경에서 상당한 시간 지연을 회피할 수 있다. 이러한 정밀한 차동 신호는 싱글 엔디드 소스로부터 전달된 에너지를 나타내는 값을 포함할 수 있다.

도 2a는 싱글 엔디드 입력 신호의 상대 값, 고대역 통과 필터를 통과한 후의 싱글 엔디드 입력 신호(즉, 필터링된 신호), 및 필터링된 신호의 중간점을 나타내는 신호를 보여주는 3개의 중첩된 플롯을 도시한다. 신호(202a)는 도 1의 전기 컨버터(110)와 같은, 본 발명의 하나의 형태에 따른 전기 컨버터에 제공될 수 있는 것과 같은 교류(AC) 입력 신호를 나타낸다. 그러므로, 신호(202a)는, 예컨대, 도 1의 신호(111)에 대응할 수 있으나, 모든 실시예가 이점에 관하여 한정되는 것은 아니다. 신호(202b)는 신호(202a)가 고대역 통과 필터(예컨대, 전기 컨버터(110) 내의 고대역 통과 필터)를 통과한 후의 신호(202a)에 대응한다. 필터는 전형적으로 필터의 RC 시간 상수에 의해 특징지어 질 수 있는, 그것과 연관된 안정화 시간을 가진다. 신호(202b)는 시변(time varying) 오프셋 또는 중간점을 가진 일정한 신호 진폭을 보인다. 신호(202c)는 신호(202b)의 중간점 값, 및 도시된 바와 같이, 신호(202b)를 발생시키기 위해 사용된 필터의 RC 시간 상수에 따라 정상상태 값으로의 변화 또는 쇠퇴를 나타낸다. 도 2a를 참조하여 알 수 있듯이, 신호(202c)의 값이 정상 상태(제한하지 않는 예로서, 대략 2.5볼트와 동등함)에 도달한 때, 신호(202b)의 피크값은 신호(202a)의 피크 값과 실질적으로 동등하게 된다.

도 2b는 (도 2a의 202c와 같은) 필터링된 신호의 중간점 값을 나타내는 신호의 상대 값, 여기 서술된 본 발명의 다양한 형태에 따라 발생된 차동 신호의 비반전 성분, 및 차동 신호의 반전된 성분를 보여주는 3개의 중첩된 플롯을 도시한다. 더욱 상세하게는, 도 2b의 신호(202c)는 도 2a의 신호(202c)에 대응할 수 있다. 신호(202d)는 신호(202c)를 오프셋 값으로서 사용하는 여기 서술된 기술에 따라 발생된 차동 신호의 제1 성분에 대응한다. 도 2b의 제한하지 않는 예로서, 신호(202d)는 차동 신호의 비반전 성분에 대응할 수 있다. 신호(202e)는 차동 신호의 반전 성분에 대응할 수 있다(즉, 신호(202d)의 값과 동등하지만 반대인 값을 가진다). 신호(202d 및 202e)가 동일한 입력 신호로부터 만들어지고 동일한 신호(즉, 중간점)를 추적하기 때문에, 신호(202d 및 202e)에 의해 형성되는 차동 신호 진폭은 제1 펄스에서 시작하여 모든 펄스에 대하여 실질적으로 동일하게 유지된다. 일정한 차동 전압 진폭을 유지하는 것을 더욱 예측가능한 트랜지션 시간을 촉진한다. 차동 신호 진폭 및 타이밍 파라미터는 반복적인 테스트 결과를 만들기 위한 자동 테스트 장비에서 종종 중요하다.

아래에 상세히 서술한 바와 같이, 신호(202d 및 202e)는 신호(202c)를, 예컨대, 오프셋 값으로 사용하여 생성될 수 있다. 제한하지 않는 예로서, 신호(202d)는 도 2a의 신호(202b)에 대한 오프셋으로서 신호(202c)를 사용하고, (예컨대, 증폭기를 통해 또는 임의의 다른 적합한 방법으로) 이득 팩터를 선택적으로 적용함으로써, 적어도 일부, 생성될 수 있다. 본 제한하지 않는 예에서, 신호(202e)는, 예컨대, 신호(202b)의 반전된 버전을 발생시키고, 이득 팩터(그것이 신호(202d)를 발생하는데 사용된다면, 신호(202d)를 발생시키는데 적용된 것과 동일한 이득 팩터)를 선택적으로 적용한 때, 오프셋으로서 202c의 값을 사용함으로써 형성될 수 있다. 이러한 동작은 또한 아래에 서술된 도 3을 참조하여 더 이해될 수 있다. 또한, 싱글 엔디드 신호로부터 차동 신호를 발생시키기 위해 신호(202c)를 사용하는 다른 방법도 가능함을 이해해야 한다.

도 3은 도 2a 및 2b에 대하여 서술되고 도시된 방식으로 싱글 엔디드 입력 신호를 차동 신호로 변환하기 위해 사용될 수 있는, 도 1에 도시된 전기 컨버터(110)와 같은, 전기 컨버터의 제한하지 않는 예를 도시한다. 도시된 바와 같이, 도 3의 전기 컨버터(110)는 임의의 적합한 방법으로 발생될 수 있는 진동하는 싱글 엔디드 입력 신호(302)를 수신한다(예컨대, 신호(302)는 피시험 유닛의 출력을 나타낼 수도 있고, 피시험 유닛으로부터의 광 신호 출력의 전기 버전을 나타낼 수도 있고, 또는 임의의 다른 적합한 방식으로 만들어질 수도 있다). 진동하는 싱글 엔디드 입력 신호(302)는 싱글 엔디드 형태의 AC 커플링된 출력 신호(306)를 제공하는 AC 커플링 회로(304)(AC coupling circiut)에 제공된다. AC 커플링 회로(304)는 고대역 통과 필터를 포함할 수 있고, 그러므로 싱글 엔디드 신호(302)로부터 DC 성분을 제거하도록 동작할 수 있다. 이러한 점에서, AC 커플링 회로(304)로부터 출력된 신호(306)는 신호(302)의 필터링된 버전을 나타낼 수 있다. AC 커플링 회로(304)가 고대역 통과 필터를 포함하는 이러한 실시예에서, 필터는 임의의 적합한 방법으로 임의의 적합한 컴포넌트들로 이루어질 수 있고, 그들과 연관된 RC 신호 상수를 가질 수 있다. 306 상의 DC 바이어스 포인트(bias point)는 제어될 수 있다(즉, 저항 디바이더에 의해).

전기 컨버터(110)의 제1 회로(308)는 AC 커플링 회로(304)의 출력 신호(306)를 수신하기 위해 AC 커플링 회로(304)에 연결될 수 있다. 회로(308)는 AC 커플링 회로(304)에 의해 출력된 필터링된 신호의 중간점 값을 나타내는 신호를 발생시킬 수 있다. 필터링된 신호의 중간점은 AC 커플링 회로(304)의 필터의 시간 상수와 일치하는(즉, 필터의 안정화 시간과 일치하는) 정상 상태 값까지 변하거나 쇠퇴할 수 있다. 도시된 제한하지 않는 실시예에서, 회로(308)는 제1 에지 검출기(310), 스위치(312), 디바이더(314), 및 쇠퇴 블록(316)을 포함한다. 그러나, 임의의 적합한 컴포넌트 및 컴포넌트의 배열이 실질적으로 동일한 기능을 수행하기 위해 사용될 수 있으며, 도시된 컴포넌트 및 배열은 제한하지 않는 예로서 제공된 것임을 이해해야 한다.

제1 에지 검출기(310)는 AC 커플링 회로(304)에 의해 출력된 신호(306)의 초기 값을 포착하기 위해 스위치(312)와 결합하여 동작한다. 제1 에지 검출기(310)가 신호(306)의 제1 에지를 검출한 때(예컨대, 신호(320)가 AC 커플링 회로(304)에 최초 인가된 때, 또는 일반적으로 신호(306) 내의 제1 트랜지션이 검출된 때), 제1 에지 검출기(310)는 스위치(312)의 제어 입력에 제어 신호(311)를 제공하고, 그로 인해 스위치(312)가 제1 에지를 스위치의 제1 단자에서 제2 단자로 통과시키게 하여, 제1 에지가 블록(314)에 도달할 수 있게 한다. 스위치(312)를 제어한 후, 신호(306)의 전압은 306 상에 에지, 에지의 일부분을 만들기 위해 디바이더(314)에 의해 나누어질 수 있고, 쇠퇴 블록(136)에 인가될 수 있다. 디바이더(314)는 스위치(312)가 닫힌 때 포착된 초기값이 신호(306)의 중간점과 관련된 값임을 보장하기 위해 사용될 수 있다. 그러므로, 디바이더(314)는 임의의 적합한 인수(facctor)로 신호(306)의 전압을 나눌 수 있고, 임의의 적합한 형태를 취할 수 있다. 도시된 제한하지 않는 실시예에 따라, 디바이더(314)는 신호(306)의 전압을 2의 인수로 나눌 수 있다. 하나의 제한하지 않는 예에 따라, 디바이더는 용량성 디바이더일 수 있으나, 다른 종류의 디바이더도 사용가능하다. 제1 에지를 검출한 후, 스위치(312)는 신호(306)의 후속 값이 스위치(312)로 제공되지 않도록 개방될 수 있다.

쇠퇴 블록(136)은 적합한 오차(tolerance) 내에서, 신호(306)의 중간점 값이 쇠퇴하는 속도와 일치하는 속도로 디바이더(314)에 의해 포착된 초기 전압으로부터 쇠퇴하는 출력 신호(318)를 제공하도록 동작할 수 있다. 이러한 방식으로, 출력 신호(318)는 입력 신호의 중간점을 추적한다. 신호(306)의 중간점 값이 AC 커플링 회로(304)의 필터의 RC 시간 상수에 의해 좌우되는 속도로 감소할 수 있으므로, 쇠퇴 블록(136)은 AC 커플링 회로(304)의 필터의 RC 시간 상수에 의해 좌우되는 속도로 쇠퇴하는 출력 신호(318)를 제공하도록 구성될 수 있다. 즉, 적어도 하나의 제한하지 않는 실시예에 따라, 쇠퇴 블록(136), 및 그러므로 회로(308)는 AC 커플링 회로(304)의 필터의 것과 실질적으로 동일한 RC 시간 상수를 나타내도록 구성될 수 있다. 그러므로, 쇠퇴 블록(136)은 그러한 기능을 수행하기 위한 임의의 적합한 형태를 취할 수 있고, 몇몇 실시예에서 간단하고 저 비용의 부품으로 형성될 수 있다.

도시된 바와 같이, 전기 컨버터(110)는 차동 신호의 컴포넌트를 발생시키기 위해 사용될 수 있는, 합산 회로(320a 및 320b)를 더 포함한다. 도 3의 제한하지 않는 예에서, 합산 회로(320a)는 이득 모듈(322a)을 통과한 AC 커플링 회로(304)에 의해 출력된 필터링된 신호에 기인하는 신호를 수신하고, 1 - 이득 모듈(322a) 내에서 인가된 이득 값을 인가하는 이득 모듈(324a)을 통과한, 쇠퇴 블록(136)에 의해 출력된 신호(318)에 기인하는 오프셋 신호를 합산한다. 그러므로, 신호(306)의 중간점 전압을 나타내는, 이득 모듈(324a)을 통과한 신호(318)는 이득 모듈(322a)을 통과한 신호(306)에 기인하는 신호에 더해지기 위한 오프셋으로서 사용된다. 합산 회로(320a)로부터의 출력 신호(325a)는 차동 신호의 비가역 성분을 나타낼 수 있다.

합산 회로(320b)는 이득 모듈(322b)을 통과한 AC 커플링 회로(304)로부터의 신호(306)의 반전된 버전인 신호를 수신하고, 1 + 이득 모듈(322b)의 이득 값을 인가하는, 이득 모듈(324b)을 통과한 신호(318)에 기인하는 신호를 합산한다. 그러므로, 최종 신호(325b)는 차동 신호의 반전된 성분을 나타낼 수 있고, 차동 신호는 신호(325a 및 325b)를 포함한다. 합산 회로(320b)로 공급되는 입력 신호를 만들기 위해 신호(306)의 반전은 임의의 적합한 방법으로(예컨대, AC 커플링 회로(304)와 합산 회로(320b) 사이의 인버터에 의해, 또는 임의의 다른 적합한 방법으로) 일어날 수 있다.

합산 회로(320a 및 320b)는 서술된 합산을 수행하기 위한 임의의 적합한 형태를 취할 수 있다. 더 나아가, 이득 모듈(322a 및 322b)의 이득 값은 임의의 적합한 값일 수 있는데, 예를 들면, 이득 값은 ½ 또는 임의의 적절한 값일 수 있다. 몇몇 실시예에서, 이득의 절대값은 1보다 작을 것이다. 그러므로, 전기 컨버터(110), 및 더욱 일반적으로 본 발명의 다양한 형태들은 임의의 특정 종류의 합산 회로 또는 이득 값을 사용하는 것으로 제한되지 않는다.

합산 회로(320a 및 320b)는 전기 컨버터(110)의 제2 및 제2 회로로서 간주될 수 있다. 그러나, 전기 컨버터(110) 내의 서브 회로의 이러한 묘사는 제한의 목적이 아니라, 도시된 것을 쉽게 이해하기 위해 서술된 것일 뿐이다. 도시된 컨버터의 다양한 컴포넌트들이 하나 이상의 "회로"를 형성하기 위해 함께 그룹화될 수도 있음을 이해해야 한다.

또한, 도 3은 컨버터의 간단한 도면임을 이해해야 한다. 예를 들어, AC 커플링 회로(304)는 0이 아닌 중간점으로 안정화되는 출력 신호를 제공할 수 있다. 도시된 바와 같이, 예컨대, 도 2a에서, AC 커플링 회로(304)로부터 출력되는 필터링된 신호는 2.5V의 전압 레벨 부근에서 진동할 수 있다. 사용되는 특정 레벨과 무관하게, 이러한 DC 바이어스가 존재한다면, 이러한 DC 바이어스에 대한 조절은 임의의 적절한 방식으로 행해질 수 있다. 예컨대, DC 바이어스는 신호(318) 내에 반영될 수 있다. 대안으로서, DC 바이어스는 쇠퇴 블록(136) 내에 발생된 쇠퇴를 나타내는 신호와 결합하여, 합산 회로(320a 및 320b)로의 DC 바이어스에 비례하는 크기만큼 보상될 수 있다. 그러나, 다른 구현에서, DC 바이어스는 차동 출력 내의 공통 모드 컴포넌트(common mode component)로서 표현될 수도 있다.

도 4는 도 3의 종류의 회로의 제한하지 않는 상세한 구현을 도시한다. 도시된 바와 같이, 컨버터(400)는 신호(302)의 수신에 응답하여 신호(306)를 산출하도록 구성된 AC 커플링 회로(404)를 포함한다. 스위칭 회로(408) 및 쇠퇴 블록(410)은 협력하여 AC 커플링 회로(404)에 의해 산출된 신호(306)의 중간점 전압을 나타내는 신호(318)를 산출하도록 기능한다. 합산 및 증폭 회로(412a 및 412b)는 성분: V_o-(음의 차동 성분) 및 V_o+(양의 차동 성분)을 가진 차동 신호를 산출하도록 동작한다. 이러한 예는 412a 및 412b가 별개의 증폭기임을 보여주지만, 이 회로는 차동 출력을 가진 단일 디바이스를 사용하여 구현될 수도 있다. 다른 회로 배열도 가능하고, 도 4에 도시된 컴포넌트의 종류 및 컴포넌트의 구성은 제한하지 않는 예임을 이해해야 한다.

이 예에서, AC 커플링 회로(404)는 한 쌍의 저항(R2 및 R3) 및 커패시터(C1)로 이루어진다. C1은 입력 신호(302)와 직렬로 연결되고, DC 차단 커패시터로서 역할한다. 도 4에 도시된 바와 같이, C1은 전압 디바이더를 형성하기 위해 직렬로 연결되어 있는 저항(R2 및 R3)에 연결된다. 이 예에서, 저항(R2 및 R3)은 전압원(V2)에 의해 제공되는 전압의 절반과 같은 AC 커플링 회로(404)의 출력에 일정한 오프셋 전압을, 커패시터(C1)가 연결되어 있는 노드에서, 제공하기 위해 각각 동일한 값을 가진다. 이 예에서, 전압원(V2)은 5볼트의 전압소스이고, 도 2a에 도시된 바와 같이 2.5볼트의 AC 커플링된 신호(306) 내의 일정한 오프셋 전압을 생성한다.

당업자들은 AC 커플링 회로(404)를 형성하기 위해 사용되는 컴포넌트의 특정한 값이 본 발명에 중요한 것이 아님을 이해할 것이다. 그러나, 이 예에서는, 저항(R2 및 R3)는 500옴의 값을 가진다. 커패시터(C1)는10 나노패럿(nF)의 값을 가진다. 이러한 값들은 C1의 값과 병렬인 R2 및 R3의 유효 저항의 곱에 비례하는 AC 커플링 회로(404)에 대한 시간 상수를 제공한다. 이 RC 값은 AC 커플링 회로(404)의 시간 상수 및 신호 중간값의 트랜젼트 성분이 감쇠하는 속도를 정의할 것이다.

쇠퇴 블록(410)은 AC 커플링 회로(404)에 의해 출력된 신호(306)의 변화와 관련된 시간 상수와 일치하는 속도로 변하는 성분을 포함하는 오프셋 신호(318)를 산출할 것이다. 이 실시예에서, 신호(318)는 또한 AC 커플링 회로(404)에 의해 출력된 고정 오프셋과 일치하는 DC 성분을 포함할 것이다. 따라서, 도 4는 쇠퇴 블록(410)이 전압원(V3) 및 전압 디바이더를 포함함을 보여준다. 이 예에서, 전압원(V3)은 V2와 동일한 5볼트의 전압을 가진다. 고정 오프셋 전압은 전압 디바이더를 형성하기 위해 연결된 저항(R6 및 R11) 사이의 노드에서 제공된다. 이 예에서, 저항(R6 및 R11)은 저항(R6 및 R11) 사이의 노드에서의 전압이 전압원(V3)의 전압의 절반과 동일하도록 동등한 저항이다. 이러한 고정 DC 오프셋은 본 제한하지 않는 예에서, 비반전 버퍼 증폭기로서 연결된, 증폭기(EAMP3)의 비반전 입력에서의 신호의 컴포넌트를 형성한다.

입력 신호의 제1 상승 에지상에서, 증폭기(EAMP3)의 비반전 단자(405)로의 입력 신호의 제2 성분은 커패시터(C2 및 C3)에 의해 형성된 전압 디바이더로부터 도출된다. 도 4에서 알 수 있듯이, 커패시터(C2)는 EAMP3의 비반전 입력 노드(405)로의 스위칭 회로(408)의 출력부에 연결된다. 따라서, 스위칭 회로(408)가 입력 신호(302)의 제1 에지를 나타내는 신호를 출력한 때, 커패시터(C2 및 C3)는 이 에지가 AC 커플링 회로(404)의 출력의 고정 중간점을 초과하는 크기에 비례하는 레벨까지 충전할 것이다. 이 에지가 제거되고 스위칭 회로(408)가 오프(OFF) 상태로 되돌아가면, 커패시터(C2 및 C3) 사이의 노드에서의 전압은 신호(306)의 중간점의 트랜지션 컴포넌트의 대략 절반과 동등할 것이다. 스위칭 회로(408)가 커패시터(C2)로부터 연결해제되면, 커패시터(C2)는 다이오드(D4)가 리버스 바이어싱되므로 노드(405)에 최소의 영향을 미칠 것이고, C(3)는 쇠퇴 블록(410)의 RC 시간 상수에 의해 결정된 속도로 방전할 것이다. 이러한 예에서, RC 시간 상수는 커패시터(C2 및 C3)와 저항기(R6 및 R11)의 구성을 기초로 계산될 수 있다. 커패시터(C2 및 C3) 및 저항기(R6 및 R11)의 값은 이러한 컴포넌트의 RC 시간 상수가 AC 커플링 회로(404)의 컴포넌트의 RC 시간 상수와 일치하도록 선택될 수 있다. 이러한 방식으로, 노드(405) 상의 전압은 노드(306) 상의 전압과 동일한 속도로 쇠퇴할 수 있다.

저항기(420)는 옵션이다. 그러나, 도시된 실시예에서, 저항기(420)는 다이오드(D4)와 병렬로 연결된다. 이러한 예에서, D1에 걸친 저항기(420)는 리셋 방법의 하나의 옵션이고, 커패시터(C2)에 초기 상태를 제공한다. 이 저항기가 사용되지 않는다면, 다이오드(D4)에 걸친 누설 전류(leakage current)가 커패시터(C2)를 리셋시킬 수 있다. 다른 구현 또한 가능하다. 예를 들어, 저항기(420)는 노드(406)로부터, 리셋 기능을 제공하기 위한 대안의 방법으로서 접지 또는 다른 레퍼런스(reference)에 연결될 수 있다. 이 저항의 중간점 신호의 시간 상수에 대한 영향은 고려되어야 한다. 저항기(420)가 존재하는 실시예에서, 신호(405)에 대한 저항기의 영향이 고려되어야 한다. R6 및 R11에 비해 저항기(420)의 큰 값이 신호(405)에 최소한의 영향을 주도록 선택될 수 있다.

스위칭 회로(408)는 임의의 적절한 방식으로 구현될 수 있다. 이 예에서, 스위칭 회로(408)는 다이오드(D4)로 구현된다. D4는 자신에 걸친 전압 강하를 최소화하기 위한 쇼트키 다이오드인 것이 바람직하다. 다이오드(D4)에 걸친 포워드 강하는 R6 및 R11을 선택할 때 고려되어야 한다. 이 예에서, D4의 강하에 의해 초래되는 전압 오차는 고려되지 않는다. 이 다이오드는 커패시터(C2)가 방전되고 양의 들어가는(going) 신호가 증폭기(EAMP1)의 비반전 입력에 인가된 때, EAMPl의 출력은 다이오드(D4)를 포워드 바이어싱하여, 커패시터(C2)로의 EAMPl의 입력에 인가되는 상승 에지 신호에 비례하는 전압을 커플링하도록, 연결해제된다. 이러한 방법으로, 상승 에지 신호가 스위칭 회로(408)의 입력에 인가된 때, 스위칭 회로(408)의 출력은, 상시 에지 신호의 값에 비례하여, 그것에 연결된 커패시터(C2) 및 커패시터(C3)를 충전시킬 것이다. 역으로, 커패시터(C2)가 이미 충전되어 있고, C2에 걸친 전압과 같거나 작은 전압이 스위칭 회로(408)로의 입력에 인가될 때, EAMPl의 출력은 다이오드(D4)를 포워드 바이어싱할 만큼 충분하지 못할 것이다. 도 2a에서 알 수 있듯이, AC 커플링된 신호(예컨대, 도 2a의 신호(202b)의 제1 에지는 최대 값을 가진다. 따라서, 커패시터(C2 및 C3)는 그 최대값을 기초로 충전될 것이다. AC 커플링된 신호의 후속 피크의 값은 점점 쇠퇴하므로, EAMPl의 출력은 다시 다이오드(D4)를 포워드 바이어싱하도록, C2에서의 포착된 전압보다 더 크지 않을 것이다. 이러한 방법으로, 커패시터(C2)가 AC 커플링 회로(404)의 출력의 제1 에지를 기초로 충전되고나면, 그것은 리버스 바이어싱된 다이오드(D4)에 의해 효과적으로 연결해제된다.

D4에 걸친 큰 값의 저항기는 리셋을 제공하기 위해 사용될 수 있다. C2에 걸친 전압은 데이터 전송을 시작하기 전에 일정한 값으로 리셋될 수 있다. 큰 값의 저항기의 저항이 충분히 크다면, 영향을 미치는 중간점 및 시간 상수에 대한 제한된 영향을 가질 것이다. 대안으로서, 이러한 리셋은 임의의 다른 적합한 회로 구성에 의해 제공될 수도 있다. 예를 들어, C2에 걸친 스위치는 데이터 전송 전에 커패시터를 리셋하기 위한 수단이 될 수 있다.

임의의 적합한 컴포넌트 값이 선택될 수 있음을 이해될 것이다. 하나의 예로서, C2 및 C3는 100pF의 값을 가질 수 있다. 저항기(R6 및 R11)는 50킬로옴의 값을 가질 수 있다. 이 예에서, C2 및 C3는 중간점 신호를 만들기 위해 최초 트랜젼트 전압을 나누는데 기여한다. C3의 값 및 R6 및 R11의 병렬 조합은 C1과 R2 및 R3의 병렬 조합에 의해 형성된 노드(306)의 시간 상수와 실질적으로 일치하는 시간 상수를 형성한다.

도 4는 또한 합산 및 증폭 회로(412A 및 412B)에 대한 예시적인 구성을 제공한다. 이 경우에, 합산 및 증폭 회로(412B)는 비반전 합산 증폭기로서 구성된다. 합산 및 증폭 회로(412B)로의 제1 입력은 AC 커플링 회로(404)의 출력의 버퍼링된 버전이다. 합산 및 증폭 회로(412B)로의 제2 입력은 쇠퇴 블록(410)의 출력으로부터 유도되며, 이는 중간점의 전하량을 나타내는 성분을 포함하여, 입력 신호(302)의 중간값을 나타낸다.

합산 및 증폭 회로(412A)는 이 예에서 반전 합산 증폭기로서 구성된다. 합산 및 증폭 회로(412A)로의 입력은 합산 및 증폭 회로(412B)로 제공되는 것과 동일하다. 그러나, 합산 및 증폭 회로(412A)의 반전 구성으로 인해, 이 회로의 출력은 합산 및 증폭 회로(412B)의 출력과 반대 극성을 가진 신호를 제공한다. 저항기(R13 및 R10)는 EAMP2의 이득을 설정하고, 저항기(R8 및 R14)는 EAMP6의 이득을 설정한다. 이러한 특수한 예에서, 저항기(R13)는 1킬로옴의 값을 가질 수 있다. 저항기(R10, R10, 및 R14)는 각각 500옴의 값을 가질 수 있다. 저항기(420)는 대략 1메가옴의 값을 가질 수 있다.

도 4의 예가 AC 커플링된 입력(308)에 비례하는 출력(412a 및 412b)을 식별하고 중간점(318)에 비례하는 오프셋을 가지지만, 신호 중간점(318) 및 AC 커플링된 입력(306)에 연결된 입력으로부터 생성되는 디지털 논리 신호와 같은 다른 신호들도 본 발명의 정신의 범위에 속한다. 하나의 예에서, AC 커플링된 입력이 중간점보다 크다면, 논리값 '하이'를 가진 디지털 출력이 생성될 수 있고, 한편 AC 커플링된 입력이 중간점보다 작다면, 논리값 '로우'를 가진 디지털 출력이 생성될 수 있다.

도 4를 참조함으로써, 여기 서술된 종류의 전기 컨버터가 간단한 컴포넌트를 사용하여 제조될 수 있으며, 이는 적어도 몇몇 실시예에서, 간단하고 저비용의 구성을 가능하게 함을 이해해야 한다. 예를 들어, 도시된 회로는 커패시터, 저항기, 다이오드, 및 증폭기를 포함한다. 이러한 회로는 저비용이며 쉽게 구성될 수 있다. 또한, 이 회로는 테스트 시스템 환경 또는 다른 환경을 포함하는 다양한 환경의 다른 컴포넌트들과 호환가능할 수 있다.

본 발명의 적어도 하나의 실시예의 몇몇 측면들이 서술되었으나, 당업자들에 의해 다양한 변형, 수정 및 개선이 쉽게 이루어질 것임을 이해해야 한다.

가능한 변형의 예로서, 상술된 회로는 양으로 가는 에지와 함께 시작하는 입력 신호에 대하여 구성된다. 당업자들은 입력 신호가 음으로 가는 에지와 함께 시작한다면, 제1 음으로 가는 에지를 통과시키도록 스위칭 회로에 대한 조정이 행해질 수 있다. 컨버터 내의 다른 극성들은 적절하게 조정될 수 있다.

더 나아가, 신호의 최초 인가시 컨버터의 동작이 서술되어 있음을 이해해야 한다. 몇몇 시나리오에서, 입력 신호 라인은 활성화될 것이며, 그 다음 다시 활성화되기 전까지 휴지(idle) 상태가 될 것이다. 이러한 실시예에서, 입력 신호 라인이 활성화되는 인스탠스 사이의 시간이 충분히 길기만 하다면, 필터링된 신호의 중간점을 나타내기 위해 잡혀진 전하량은 신호 라인이 활성화되는 시간까지 거의 0으로 쇠퇴할 것이다. 더욱이, C2에 걸친 전압은 신호 라인이 다시 활성화되기 전에 리셋되어야 한다. 그러므로, 신호 라인이 활성화되는 시간마다, 컨버터는 입력 신호의 최초 인가에 대한 것으로서 응답할 것이다. 그러나, 입력 신호가 동작중에 변한다면, 중간점을 나타내는 포착된 값을 리셋하기 위해, 다른 서브 회로가 포함될 수도 있으며, 또는 다른 회로 구성이 채용될 수도 있음을 이해해야 한다.

이러한 변형, 수정, 및 개선은 본 개시의 일부인 것으로 의도되었고, 본 발명의 정신 및 범위 내에 속하는 것으로 의도되었다. 따라서, 앞선 설명 및 도면은 단지 예시일 뿐이다.

본 발명의 다양한 형태들은 단독으로 또는 조합하여, 또는 앞서 서술된 실시예에서 구체적으로 서술되지 않았던 다양한 배열로 사용될 수 있으며, 그러므로 앞선 설명에 서술되거나 도면에 도시된 세부사항 및 컴포넌트의 배열에 그것을 적용함에 있어서 제한되지 않는다. 예를 들어, 하나의 실시예에서 서술된 형태는 다른 실시예에서 서술된 형태와 임의의 방식으로 결합될 수 있다.

또한, 본 발명은 방법으로 구현될 수 있다. 방법의 일부로서 수행되는 행동들은 임의의 적절한 방식으로 정돈될 수 있다. 따라서, 실시예는 실시예 내의 행동들이 도시된 것과 상이한 순서로 수행되도록 구성될 수 있고, 예시의 실시예에서 순차적 행동으로서 도시되어 있다 하더라도, 몇몇 행동을 동시에 수행하는 것을 포함할 수 있다.

청구항에서, "제1", "제2", "제3" 등과 같은 서수 용어의 사용은 그 자체가 임의의 우선순위, 우선권, 또는 하나의 청구 엘리먼트의 다른 청구 엘리먼트에 대한 순서, 또는 방법의 행동들이 수행되는 시간적 순서를 내포하는 것은 아니며, 단지 청구 엘리먼트들을 구별하기 위해 어느 이름을 가진 하나의 청구 엘리먼트를 동일한 이름(서수를 사용하면 다르지만)을 가진 다른 엘리먼트로부터 구별하기 위한 라벨로서 사용된 것이다.

또한, 여기 사용된 어법 및 용어들은 설명을 위한 것이며, 제한으로서 관지되지 않아야 한다. "포함하는", "구비한", 또는 "갖춘" 및 이들의 변형의 사용은 그 아래에 나열된 항목 및 그 동등물은 물론, 추가 항목들을 포함하는 것을 의미한다.

Claims (17)

1. 싱글 엔디드 입력부에서의 싱글 엔디드 입력 신호를 출력부에서의 출력 신호로 변환하기 위한 컨버터로서, 상기 컨버터는:
   제1 입력부 및 제2 출력부을 포함하는 제1 회로를 포함하고,
   상기 제1 입력부은 제1 시간 상수를 가진 싱글 엔디드 입력 신호를 수신하기 위해 상기 싱글 엔디드 입력부에 연결되어 있고,
   상기 제1 회로는 상기 제1 입력부에서의 상기 싱글 엔디드 입력의 중간점을 나타내는 값을 포착하고, 그리고
   상기 제1 입력 신호의 상기 중간점을 추적하는 출력 신호를 상기 제1 출력부에 제공하도록 구성되어 있는 것을 특징으로 하는 싱글 엔디드 입력부에서의 싱글 엔디드 입력 신호를 출력부에서의 출력 신호로 변환하기 위한 컨버터.
2. 제 1 항에 있어서, 상기 제1 회로는:
   상기 제1 입력 신호의 제1 에지를 수신하고 나머지 에지를 거부하는 회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 싱글 엔디드 입력에서의 싱글 엔디드 입력 신호를 출력에서의 출력 신호로 변환하기 위한 컨버터.
3. 제 1 항에 있어서, 상기 싱글 엔디드 입력 신호는 제1 시간 상수를 가지고, 상기 제1 회로는 상기 제1 시간 상수를 나타내는 제2 시간 상수를 가진 상기 출력 신호 변화를 가짐으로써 상기 제1 입력 신호의 상기 중간점을 추적하기 위한 상기 출력 신호를 제공하도록 구성된 것을 특징으로 하는 싱글 엔디드 입력에서의 싱글 엔디드 입력 신호를 출력에서의 출력 신호로 변환하기 위한 컨버터.
4. 제 3 항에 있어서, 상기 제1 회로는:
   제2 입력부, 제1 오프셋 입력부 및 제2 출력부를 포함하는 제2 회로를 더 포함하고,
   상기 제2 입력부는 상기 싱글 엔디드 입력부에 연결되어 있고, 상기 제1 오프셋 입력부는 상기 제1 출력부에 연결되어 있고, 상기 제2 회로는 상기 제1 오프셋 입력부에서의 제1 오프셋 신호에 비례하는 크기만큼 오프셋된, 상기 제2 입력부에서의 제2 입력 신호에 비례하는 제2 출력 신호를 상기 제2 출력부에 제공하도록 구성되어 있는 것을 특징으로 하는 싱글 엔디드 입력에서의 싱글 엔디드 입력 신호를 출력에서의 출력 신호로 변환하기 위한 컨버터.
5. 제 1 항에 있어서, 상기 제1 회로는:
   제2 입력부, 제1 오프셋 입력부 및 제2 출력부를 포함하는 제2 회로를 더 포함하고,
   상기 제2 입력부는 상기 싱글 엔디드 입력부에 연결되어 있고, 상기 제1 오프셋 입력부는 상기 제1 출력부에 연결되어 있고, 상기 제2 회로는 제2 디지털 출력 신호를 제2 출력부에 제공하도록 구성되어 있고, 상기 디지털 출력 신호의 논리 상태는 상기 제2 입력부와 상기 제1 오프셋 입력부 간의 비교에 의해 결정되는 것을 특징으로 하는 싱글 엔디드 입력에서의 싱글 엔디드 입력 신호를 출력에서의 출력 신호로 변환하기 위한 컨버터.
6. 제 2 항에 있어서, 상기 회로는 스위칭 회로 및 에너지 저장 장치를 포함하고, 상기 스위칭 회로는 상기 싱글 엔디드 입력부에서의 싱글 엔디드 입력 신호의 검출시, 상기 에너지 저장 장치에 제1 전압을 선택적으로 연결하도록 구성되어 있고, 상기 제1 전압은 상기 제1 입력부에서의 제1 입력 전압을 나타내는 것을 특징으로 하는 싱글 엔디드 입력에서의 싱글 엔디드 입력 신호를 출력에서의 출력 신호로 변환하기 위한 컨버터.
7. 제 6 항에 있어서, 상기 스위칭 회로는 상기 싱글 엔디드 입력부에서의 상기 싱글 엔디드 입력 신호의 검출에 후속하여, 상기 에너지 저장 장치에 도달하는 것으로부터 상기 제1 입력부에서의 상기 제1 입력 전압을 나타내는 상기 제1 전압을 선택적으로 차단하도록 더 구성되어 있는 것을 특징으로 하는 싱글 엔디드 입력에서의 싱글 엔디드 입력 신호를 출력에서의 출력 신호로 변환하기 위한 컨버터.
8. 제 1 항에 있어서, 상기 제1 회로는:
   제1 단자, 제2 단자 및 제어 입력부를 가진 스위치; 및
   상기 제1 입력부에 연결된 입력부 및 상기 스위치의 상기 제어 입력부에 연결된 출력부를 구비한 에지 검출기를 더 포함하고,
   상기 에지 검출기는 상기 싱글 엔디드 입력 신호 내의 제1 에지의 탐지시, 상기 제어 입력부를 변경하여 상기 스위치를 닫도록 구성되어 있고, 상기 제어 입력부를 변경하기 위해, 상기 제1 에지 후, 상기 제어 입력부를 변경하여 상기 스위치를 개방하도록 구성되어 있는 것을 특징으로 하는 싱글 엔디드 입력에서의 싱글 엔디드 입력 신호를 출력에서의 출력 신호로 변환하기 위한 컨버터.
9. 컨버터 회로의 동작 방법으로서,
   고대역 통과 필터를 통해 싱글 엔디드 입력 신호를 커플링함으로써, 필터링된 신호를 발생시키는 단계;
   상기 필터링된 신호의 중간점을 나타내는 신호를 발생시키는 단계; 및
   상기 필터링된 신호의 상기 중간점을 나타내는 발생된 신호를 기초로 하여 차동 신호의 제1 성분 및 상기 차동 신호의 제2 성분을 발생시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 컨버터 회로의 동작 방법.
10. 제 9 항에 있어서,
    상기 필터링된 신호의 트랜지션(transition)의 검출에 응답하여 상기 중간점을 나타내는 상기 신호의 초기 값을 정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 컨버터 회로의 동작 방법.
11. 제 10 항에 있어서,
    상기 중간점을 나타내는 상기 신호의 상기 초기 값을 정하는 단계는 상기 필터링된 신호의 상기 트랜지션의 검출에 응답하여 상기 필터링된 신호의 값에 비례하는 크기를 가진 전하량을 잡아두는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 컨버터 회로의 동작 방법.
12. 제 9 항에 있어서,
    상기 필터링된 신호의 상기 중간점을 나타내는 신호를 발생시키는 단계는 상기 필터링된 신호의 변화의 절반인 레벨을 나타내는 값을 가진 신호를 발생시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 컨버터 회로의 동작 방법.
13. 제 12 항에 있어서, 상기 차동 신호의 제1 성분 및 상기 차동 신호의 제2 성분을 발생시키는 단계는:
    상기 중간점을 나타내는 상기 신호만큼 오프셋된 상기 필터링된 신호에 양의 증폭을 제공함으로써, 상기 제1 성분을 발생시키는 단계; 및
    상기 중간점을 나타내는 상기 신호만큼 오프셋된 상기 필터링된 신호에 음의 증폭을 제공함으로써, 상기 제2 성분을 발생시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 컨버터 회로의 동작 방법.
14. 전자기기 제조 방법으로서,
    싱글 엔디드 응답 신호를 발생시키도록 상기 전자기기를 동작시키는 단계;
    상기 싱글 엔디드 응답 신호를 청구항 제9항의 방법에 따라 차동 신호로 변환하는 단계;
    상기 차동 신호에 대한 측정값을 만드는 단계; 및
    상기 차동 신호에 대한 측정값을 적어도 일부 기초로 하여 상기 전자 기기에 대한 제조 공정을 조건부 수행하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 전자기기 제조 방법.
15. 출력부를 가진 피시험 유닛을 테스트하는 시스템으로서,
    차동 입력부 상에서 동작하도록 구성된 데이터 처리 회로를 구비한 테스트 기기;
    상기 피시험 유닛의 출력부와 상기 데이터 처리 회로의 상기 차동 입력부 사이에 연결된 컨버터를 포함하고, 상기 컨버터는:
    상기 피시험 유닛에 연결된 입력부를 가진 고대역 통과 필터로서, 상기 고대역 통과 필터는 필터 출력부를 가진, 고대역 통과 필터;
    상기 필터 출력부에서의 신호의 중간점을 나타내는 신호를 발생시키도록 구성된 제1 서브 회로; 및
    상기 중간점을 나타내는 상기 신호를 기초로 하여 오프셋, 및 상기 필터 출력부에서의 상기 신호를 기초로 하여 차동 신호의 제1 성분 및 상기 차동 신호의 제2 성분을 발생시키도록 구성된 제2 서브 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 출력부를 가진 피시험 유닛을 테스트하는 시스템.
16. 제 15 항에 있어서,
    상기 제1 서브 회로는 상기 필터 출력부에서의 상기 신호 내의 트랜지션의 검출에 응답하여, 변화를 나타내는 상기 신호의 초기 값을 정하도록 구성된 컴포넌트를 포함하는 것을 특징으로 하는 출력부를 가진 피시험 유닛을 테스트하는 시스템.
17. 제 15 항에 있어서,
    상기 피시험 유닛의 출력부는 광 출력부이고; 그리고
    상기 시스템은 상기 피시험 유닛과 상기 컨버터 사이에 연결된 적어도 하나의 광 컨버터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 출력부를 가진 피시험 유닛을 테스트하는 시스템.

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