KR20140047523A - 쌍방향 ｄｃ／ｄｃ 컨버터 - Google Patents

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KR20140047523A
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KR1020130100466A
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구니오 마츠바라
유키히로 니시카와
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후지 덴키 가부시키가이샤
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Abstract

직류 전압원(1, 2)에 접속된 브릿지 회로(18, 19)와, 그 교류측을 절연하는 절연 트랜스(17)와, 브릿지 회로(18, 19)의 교류측과 절연 트랜스(17) 사이의 LC 공진 회로와, 직류 전압원(1, 2)의 전압, 전류를 검출하는 검출 회로(20, 21)와, 반도체 스위치 소자(5∼12)를 제어하는 제어 회로(22, 23)를 구비한다. 제어 회로(22, 23)는, LC 공진 주파수 fr 부근에서 고정 주파수 제어하는 제어 수단(22a, 23a)과, fr보다 낮은 주파수로 주파수 변조 제어하는 제어 수단(22b, 23b)을 각각 갖는다. 제어 회로(22)는 직류 전압원 1→2의 파워 플로우에서는 제어량(22c)에 기초하여 고정 주파수 제어와 주파수 변조 제어를 전환하고, 제어 회로(23)는 직류 전압원 2→1의 파워 플로우에서는 제어량(23c)에 기초하여 고정 주파수 제어와 주파수 변조 제어를 전환한다. 이에 따라, 입출력 전압 범위가 넓은 용도에도 적용 가능하게 한다.

Description

쌍방향 ＤＣ／ＤＣ 컨버터{BI-DIRECTIONAL DC/DC CONVERTER}
본 발명은, 특히 입출력 전압 범위가 넓은 용도, 예컨대 배터리의 충전기에 적용되는 절연형 및 공진형 쌍방향 DC/DC 컨버터에 관한 것이다.
도 4는 종래의 절연형 쌍방향 DC/DC 컨버터를 나타내고 있다.
도 4에서, 도면부호 1은 제1 직류 전압원(그 전압값을 V1로 함), 2는 제2 직류 전압원(마찬가지로 V2로 함), 3, 4는 평활용 콘덴서, 17은 절연 트랜스, 18은 제1 브릿지 회로, 19는 제2 브릿지 회로, 24는 평활용 리액터이다. 또한, 절연 트랜스(17)의 1차, 2차 권선을 N1, N2로 하고, 각각의 권수(卷數)도 동일한 부호로 나타내는 것으로 한다.
제1 브릿지 회로(18)는, 파워 플로우가 직류 전압원(1)→직류 전압원(2)일 때 직류 전력을 교류 전력으로 변환하고, 파워 플로우가 직류 전압원(2)→직류 전압원(1)일 때 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 반도체 스위치 소자에 의해 구성되어 있다. 또, 제2 브릿지 회로(19)는, 파워 플로우가 직류 전압원(1)→직류 전압원(2)일 때 교류 전력을 직류 전력으로 변환하고, 파워 플로우가 직류 전압원(2)→직류 전압원(1)일 때 직류 전력을 교류 전력으로 변환하는 반도체 스위치 소자에 의해 구성되어 있다.
제1, 제2 브릿지 회로(18, 19)를 구성하는 반도체 스위치 소자에는, 예컨대 다이오드가 역병렬로 접속된 IGBT나 MOSFET 등의 역방향 도통형의 소자가 사용된다.
이 종류의 쌍방향 DC/DC 컨버터와 동등한 종래 기술은, 예컨대 특허문헌 1에 개시되어 있다.
도 4에서, 제1, 제2 브릿지 회로(18, 19)는 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 기능과, 직류 전력을 교류 전력으로 변환하는 기능을 각각 가지고 있다. 이 때문에, 파워 플로우에 따라서 개별적으로 전용 회로를 설치할 필요가 없어, 회로의 간략화 및 장치의 소형화를 가능하게 하고 있다.
여기서, 특허문헌 1에 개시되어 있는 쌍방향 DC/DC 컨버터는 펄스폭 변조(PWM) 제어에 의한 하드 스위칭을 수행한다. 이 때문에, 예컨대 파워 플로우가 직류 전압원(1)→직류 전압원(2)인 경우, 정류 동작하고 있는 제2 브릿지 회로(19)의 반도체 스위치 소자가 오프(다이오드가 역회복)일 때, 반도체 스위치 소자의 양단에는 직류 전압원(2)의 전압 V2을 넘는 서지 전압(V2+ΔV)이 인가된다. 이 때문에, 제2 브릿지 회로(19)를 구성하는 반도체 스위치 소자에는, 일반적으로 발생 손실이 큰 고내압의 소자가 필요하게 되어, 장치 효율이 낮아진다고 하는 문제가 있다. 이 문제는 파워 플로우가 직류 전압원(2)→직류 전압원(1)인 경우의 제1 브릿지 회로(18)에서도 마찬가지로 생긴다.
상기 문제를 해결하는 종래 기술로서, LC 공진 회로의 공진 현상을 이용하여 펄스 주파수 변조(PFM) 제어하는 공진형 쌍방향 DC/DC 컨버터가 알려져 있고, 이 종류의 종래 기술은, 예컨대 특허문헌 2에 개시되어 있다.
도 5는 종래의 공진형 쌍방향 DC/DC 컨버터의 메인 회로 구성도이다. 도 5에서, 도 4에 기재한 회로 요소와 동일한 기능을 갖는 것에는 동일한 부호를 붙여 설명을 생략하고, 이하에서는 상이한 부분을 주로 설명한다.
우선, 도 5에서, 도면부호 13, 14는 공진용 리액터, 15, 16은 공진용 콘덴서이다. 또, 제1 브릿지 회로(18)는 다이오드가 역병렬로 접속된 반도체 스위치 소자로서의 IGBT(5∼8)에 의해 구성되고, 마찬가지로, 제2 브릿지 회로(19)는 IGBT(9∼12)에 의해 구성되어 있다. 또한, G1∼G8은 IGBT(5∼12)의 게이트(게이트 신호도 동일한 부호로 함)를 나타낸다.
도 6 및 도 7은 IGBT(5∼12)의 게이트 신호(G1∼G8)를 생성하는 제어 수단의 구성도이다.
도 6은 IGBT(5∼8)의 게이트 신호(G1∼G4)를 생성하기 위한 구성이며, 직류 전압원(2)의 전압 V2 및 전류 I2를 검출하는 제2 검출 회로(21)와, 이 검출 회로(21)에 의한 검출값을 이용하여 게이트 신호(G1∼G4)를 생성하는 제1 제어 회로(25)를 구비한다. 또, 도 7은 IGBT(9∼12)의 게이트 신호(G5∼G8)를 생성하기 위한 구성이며, 직류 전압원(1)의 전압 V1 및 전류 I1을 검출하는 제1 검출 회로(20)와, 이 검출 회로(20)에 의한 검출값을 이용하여 게이트 신호(G5∼G8)를 생성하는 제2 제어 회로(26)를 구비한다.
모든 게이트 신호(G1∼G8)는 도시하지 않은 게이트 구동 회로를 통해 IGBT(5∼12)에 부여된다.
도 5에서, 파워 플로우가 직류 전압원(1)→직류 전압원(2)일 때에는, 정류 동작하는 반도체 스위치 소자(9∼12)의 다이오드가 역회복할 때 인가되는 전압이 직류 전압원(2)의 전압 V2에 클램프된다. 또, 파워 플로우가 직류 전압원(2)→직류 전압원(1)일 때에는, 정류 동작하는 반도체 스위치 소자(5∼8)의 다이오드가 역회복할 때 인가되는 전압이 직류 전압원(1)의 전압 V1에 클램프된다.
이 때문에, 반도체 스위치 소자(5∼12)로서, 일반적으로 발생 손실이 작은 저내압 소자를 사용할 수 있어, 도 4에 나타낸 쌍방향 DC/DC 컨버터보다 높은 장치 효율을 얻는 것이 가능하다.
전술한 바와 같이, 주파수 변조 제어되는 공진형 쌍방향 DC/DC 컨버터를 이용하면, 장치 효율을 향상시킬 수 있다.
그러나, 이 경우, 특허문헌 3에 지적되어 있는 바와 같이, 부하의 대소에 따라 스위칭 주파수에 대한 출력 전압의 특성이 변화해 버리고, 특히 경부하나 무부하의 경우에는, 스위칭 주파수를 무한히 증가시키더라도 출력 전압을 일정값 이하로 할 수 없기 때문에, 배터리의 충전기와 같이 입출력 전압 범위가 넓은 용도에 적용하는 것은 어려웠다.
일본 특허 공개 제2001-037226호 공보(단락 [0016]∼[0041], 도 2 등) 일본 특허 공개 제2011-120370호 공보(단락 [0010]∼[0044], 도 1, 도 2 등) 일본 특허 공개 제2002-262569호 공보(단락 [0002], [0003])
전술한 특허문헌 3에 지적되어 있는 문제점을 구체적으로 설명하면, 이하와 같다.
도 5에 나타낸 공진형 쌍방향 DC/DC 컨버터의 장치 사양으로서, 예컨대 제1 직류 전압원(1)의 전압이 V1이고, 제2 직류 전압원(2)의 전압을 V2 ( min )∼V2 ( max )의 범위에서 제어하는 것으로 한다. 이 때, 파워 플로우가 직류 전압원(1)→직류 전압원(2)의 동작을 기준으로 하여 장치를 설계하면, 전술한 바와 같이, 공진형 쌍방향 DC/DC 컨버터에서는, 경부하시 또는 무부하시에 출력 전압을 일정값 이하로 할 수 없기 때문에, 절연 트랜스(17)의 권수비(a)는 a=N1/N2=V1/V2 ( min )이 된다.
그 결과, 파워 플로우가 직류 전압원(1)→직류 전압원(2)인 경우, 제2 브릿지 회로(19)로부터의 최소 출력 전압은 V2 ( min )=(1/a)×V1[그 때의 IGBT(5∼8)의 스위칭 주파수는 공진용 리액터(13) 및 공진용 콘덴서(15)를 포함하는 LC 회로의 공진 주파수 fr로 설정됨], 최대 출력 전압은 V2 ( max )=(1/a)×V1×α(α: 스위칭 주파수를 공진 주파수 fr 이하로 했을 때의 전압 변환 게인)이 되어, V2 ( min )∼V2 ( max )의 범위의 전압이 출력된다.
다음으로, 파워 플로우가 직류 전압원(2)→직류 전압원(1)인 경우, 제2 브릿지 회로(19)에의 입력 전압이 최소 입력 전압 V2 ( min )일 때에는, V1=a×V2 ( min )이 되고, IGBT(9∼12)의 스위칭 주파수를 공진 주파수 fr로 설정함으로써, 전압 V1을 출력할 수 있다. 그러나, 제2 브릿지 회로(19)에의 입력 전압이 최대 입력 전압 V2 ( max )일 때에는, V1<a×V2( max )이 되므로, 스위칭 주파수를 fr보다 증가시킬 필요가 있다.
전술한 바와 같이, 공진형 쌍방향 DC/DC 컨버터에서는 스위칭 주파수를 무한히 증가시키더라도 출력 전압을 일정값 이하로 제어할 수 없기 때문에, 경부하 또는 무부하시에는, 원하는 출력 전압 V1을 얻을 수 없을 우려가 있다.
즉, 펄스 주파수 변조 제어를 이용한 공진형 쌍방향 DC/DC 컨버터는, 입출력 전압 범위가 넓은 장치에 대한 적용이 어렵다는 것을 알 수 있다.
따라서, 본 발명의 해결 과제는 입출력 전압 범위가 넓은 용도에도 적용 가능한 공진형 쌍방향 DC/DC 컨버터를 제공하는 것이다.
상기 과제를 해결하기 위해, 본 발명의 쌍방향 DC/DC 컨버터는, 청구항 1에 기재하는 바와 같이, 제1 직류 전압원에 접속된 제1 브릿지 회로와, 제2 직류 전압원에 접속된 제2 브릿지 회로와, 제1 브릿지 회로의 교류측과 제2 브릿지 회로의 교류측 사이에 LC 공진 회로를 통해 접속된 절연 트랜스와, 제1 직류 전압원의 전압 및 전류를 검출하는 제1 검출 회로와, 제2 직류 전압원의 전압 및 전류를 검출하는 제2 검출 회로와, 제1 브릿지 회로의 반도체 스위치 소자를 제어하는 제1 제어 회로와, 제2 브릿지 회로의 반도체 스위치 소자를 제어하는 제2 제어 회로를 구비한다.
또한, 제1, 제2 제어 회로는, 상기 LC 공진 회로의 공진 주파수 부근에서 제1, 제2 브릿지 회로의 반도체 스위치 소자를 고정 주파수 제어하는 제어 수단과, 상기 공진 주파수보다 낮은 주파수로 제1, 제2 브릿지 회로의 반도체 스위치 소자를 주파수 변조 제어하는 제어 수단을 각각 구비한다.
그리고, 제1 제어 회로는, 제1 직류 전압원으로부터 제2 직류 전압원에 전력을 공급할 때, 제2 검출 회로의 검출값에 따라 결정되는 제어량에 기초하여, 제1 브릿지 회로에 대한 고정 주파수 제어와 주파수 변조 제어를 제1 전환 수단에 의해 전환하고, 제2 제어 회로는, 제2 직류 전압원으로부터 제1 직류 전압원에 전력을 공급할 때, 제1 검출 회로의 검출값에 따라 결정되는 제어량에 기초하여, 제2 브릿지 회로에 대한 고정 주파수 제어와 주파수 변조 제어를 제2 전환 수단에 의해 전환하는 것이다.
청구항 2에 기재하는 바와 같이, 제1 제어 회로는, 제2 직류 전압원의 전압을 제1 브릿지 회로의 고정 주파수 제어 영역에서 출력 가능한 최대 전압 이상의 값으로 제어하는 경우에, 제1 전환 수단을 조작하여, 제1 브릿지 회로의 제어를 고정 주파수 제어로부터 주파수 변조 제어로 전환한다.
청구항 3에 기재하는 바와 같이, 제2 제어 회로는, 제1 직류 전압원의 전압을 제2 브릿지 회로의 주파수 변조 제어 영역에서 출력 가능한 최소 전압을 하회하는 값으로 제어하는 경우에, 제2 전환 수단을 조작하여, 제2 브릿지 회로의 제어를 주파수 변조 제어로부터 고정 주파수 제어로 전환한다.
여기서, 상기 고정 주파수 제어로는, 청구항 4 또는 청구항 5에 기재하는 바와 같이, 각 브릿지 회로를 펄스폭 변조 제어 또는 위상 변조 제어하는 것이 바람직하다.
본 발명에 의하면, 제1 직류 전압원과 제2 직류 전압원 사이에서 직류 전압을 쌍방향으로 변환할 때 출력 가능한 전압 범위를 확대할 수 있어, 예컨대 배터리의 충전기로서 적합한 쌍방향 DC/DC 컨버터를 실현할 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시형태에 따른 쌍방향 DC/DC 컨버터의 메인 회로 구성도이다.
도 2는 도 1에서의 제1 브릿지 회로에 대한 게이트 신호를 작성하기 위한 제어 수단의 구성도이다.
도 3은 도 1에서의 제2 브릿지 회로에 대한 게이트 신호를 작성하기 위한 제어 수단의 구성도이다.
도 4는 종래의 쌍방향 DC/DC 컨버터의 메인 회로 구성도이다.
도 5는 종래의 공진형 쌍방향 DC/DC 컨버터의 메인 회로 구성도이다.
도 6은 도 5에서의 제1 브릿지 회로에 대한 게이트 신호를 작성하기 위한 제어 수단의 구성도이다.
도 7은 도 5에서의 제2 브릿지 회로에 대한 게이트 신호를 작성하기 위한 제어 수단의 구성도이다.
이하, 도면에 따라서 본 발명의 실시형태를 설명한다.
도 1은 본 발명의 실시형태에 따른 공진형 쌍방향 DC/DC 컨버터의 메인 회로 구성도이다. 이 메인 회로는 도 5와 동일하지만, 회로 구성을 명확하게 하기 위해 다시 설명한다.
도 1에서, 제1 직류 전압원(1)(그 전압값을 V1로 함)과 평활용 콘덴서(3)의 병렬 접속 회로의 양단에는, 제1 브릿지 회로(18)의 한 쌍의 직류 단자가 접속되어 있다. 이 제1 브릿지 회로(18)는 다이오드가 역병렬로 접속된 IGBT(5∼8)에 의해 구성되고, 한 쌍의 교류 단자의 사이에는, 공진용 리액터(13)와 절연 트랜스(17)의 한쪽 권선(N1)과 공진용 콘덴서(15)가 직렬로 접속되어 있다.
절연 트랜스(17)의 다른쪽 권선(N2)의 일단은 공진용 리액터(14)를 통해 제2 브릿지 회로(19)의 한쪽 교류 단자에 접속되고, 권선(N2)의 타단은 공진용 콘덴서(16)를 통해 제2 브릿지 회로(19)의 다른쪽 교류 단자에 접속되어 있다.
제2 브릿지 회로(19)는 제1 브릿지 회로(18)와 마찬가지로, 다이오드가 역병렬로 접속된 IGBT(9∼12)에 의해 구성되어 있다. 그리고, 제2 브릿지 회로(19)의 한 쌍의 직류 단자의 사이에는, 제2 직류 전압원(2)(그 전압값을 V2로 함)과 평활용 콘덴서(4)의 병렬 접속 회로가 접속되어 있다.
또한, 공진용 리액터(13, 14)의 인덕턴스값은 같고, 공진용 콘덴서(15, 16)의 용량값도 같은 것으로 하고, 이하에서는, 공진용 리액터(13) 및 공진용 콘덴서(15)[공진용 리액터(14) 및 공진용 콘덴서(16)]를 포함하는 LC 회로의 공진 주파수를 fr로 한다.
다음으로, 도 2는 IGBT(5∼8)의 게이트 신호(G1∼G4)를 생성하는 제어 수단의 구성도이고, 도 3은 IGBT(9∼12)의 게이트 신호(G5∼G8)를 생성하는 제어 수단의 구성도이다.
우선, 도 2에 나타내는 제어 수단은, 직류 전압원(2)의 전압 V2 및 전류 I2를 검출하는 제2 검출 회로(21)와, 이 제2 검출 회로(21)의 출력 신호를 이용하여 IGBT(5∼8)의 게이트 신호(G1∼G4)를 생성하는 제1 제어 회로(22)를 구비한다.
또, 도 3에 나타내는 제어 수단은, 직류 전압원(1)의 전압 V1 및 전류 I1을 검출하는 제1 검출 회로(20)와, 이 제1 검출 회로(20)의 출력 신호를 이용하여 IGBT(9∼12)의 게이트 신호(G5∼G8)를 생성하는 제2 제어 회로(23)를 구비한다.
모든 게이트 신호(G1∼G8)는 도시하지 않은 게이트 구동 회로를 통해 IGBT(5∼12)에 부여된다.
여기서, 제1 제어 회로(22)는 공진 주파수 fr 부근의 고정 주파수의 캐리어를 이용하여 게이트 신호를 생성하는 고정 주파수 제어 수단(22a)과, 공진 주파수 fr보다 낮은 주파수의 캐리어를 이용하여 게이트 신호를 생성하는 주파수 변조(펄스 주파수 변조) 제어 수단(22b)을 구비한다. 또한, 고정 주파수 제어 수단(22a)에 의한 제어에는, 예컨대 펄스폭 변조(PWM) 제어나 위상 변조 제어를 이용할 수 있다.
그리고, 제2 검출 회로(21)에 의한 전압 V2, 전류 I2의 검출값에 따라 결정되는 제어량(22c)에 기초하여, 전압 V2의 크기에 따라서 전환 수단(22d)을 조작함으로써, 고정 주파수 제어 수단(22a) 또는 주파수 변조 제어 수단(22b)을 선택하여 IGBT(5∼8)에 대한 게이트 신호(G1∼G4)를 생성한다.
동일하게 하여, 제2 제어 회로(23)는, 공진 주파수 fr 부근의 고정 주파수의 캐리어를 이용하여 게이트 신호를 생성하는 고정 주파수 제어 수단(23a)과, 공진 주파수 fr보다 낮은 주파수의 캐리어를 이용하여 게이트 신호를 생성하는 주파수 변조(펄스 주파수 변조) 제어 수단(23b)을 구비하고, 제1 검출 회로(20)에 의한 전압 V1, 전류 I1의 검출값에 따라 결정되는 제어량(23c)에 기초하여, 전압 V2의 크기에 따라서 전환 수단(23b)을 조작함으로써, 고정 주파수 제어 수단(23a) 또는 주파수 변조 제어 수단(23b)을 선택하여 IGBT(9∼12)에 대한 게이트 신호(G5∼G8)를 생성한다. 상기 고정 주파수 제어 수단(23a)도 펄스폭 변조 제어나 위상 변조 제어를 행하는 것이다.
또한, 도 2의 제어량(22c)은 전압 V2 및 전류 I2의 검출값을 각각의 지령값에 일치시키기 위한 제어량이고, 도 3의 제어량(23c)은 전압 V1 및 전류 I1의 검출값을 각각의 지령값에 일치시키기 위한 제어량이다.
장치 사양으로서, 종래 기술과 마찬가지로, 제1 직류 전압원(1)의 전압이 V1일 때 제2 직류 전압원(2)의 전압을 V2 ( min )∼V2 ( max )의 범위에서 제어하는 것으로 하고, 파워 플로우가 직류 전압원(1)→직류 전압원(2)인 동작을 기준으로 설계하는 것으로 한다.
이 경우, 도 2에서의 고정 주파수 제어 수단(22a)과 주파수 변조 제어 수단(22b)을 전환 수단(22d)에 의해 전환할 때의 전압 V2의 크기를, V2 ( min )∼V2 ( max )의 중간값 V2( mid )로 설정한다. 즉, V2 ( mid )를 기준으로 하여 전압 V2가 V2 ( mid ) 미만이면 고정 주파수 제어 수단(22a)을 선택하고, V2( mid ) 이상이면 주파수 변조 제어 수단(22b)을 선택하는 것이며, 바꿔 말하면, 주파수 변조 제어 수단(22b)의 동작시의 최저 출력 전압을 V2 ( mid )로 한다. 또한, 절연 트랜스(17)의 권수비(a)를 a=N1/N2=V1/V2 ( mid )로 한다.
이에 따라, 부하의 대소에 상관없이, 고정 주파수 제어 수단(22a)과 주파수 변조 제어 수단(22b)이 전환될 때의 전압 V2( mid ) 및 주파수가 고정되고, 고정 주파수 제어시의 스위칭 주파수는 항상 공진 주파수 fr가 되고, 주파수 변조 제어시의 스위칭 주파수는 공진 주파수 fr보다 낮은 값으로 제어되게 된다.
즉, 파워 플로우가 직류 전압원(1)→직류 전압원(2)인 경우, 제1 제어 회로(22)는 제어량(22c)에 따라서, 제2 직류 전압원(2)의 전압을 V2 ( mid ) 미만의 값으로 제어할 때에는, 제1 브릿지 회로(18)를 고정 주파수 제어로 전환하고, 제2 직류 전압원(2)의 전압을 V2 ( mid ) 이상의 전압으로 제어할 때에는, 제1 브릿지 회로(18)를 주파수 변조 제어(스위칭 주파수<fr)로 전환하도록, 전환 수단(22d)을 조작한다.
이에 따라, 제1 직류 전압원(1)의 전압이 V1일 때, 제2 직류 전압원(2)의 전압 V2를 V2 ( min )∼V2 ( max )의 범위에서 변화시킬 수 있다.
또, 파워 플로우가 직류 전압원(2)→직류 전압원(1)인 경우, 제2 제어 회로(23)는 제어량(23c)에 따라서, 제2 직류 전압원(2)의 전압 V2가 V2 ( mid ) 미만일 때에는, 제2 브릿지 회로(19)를 주파수 변조 제어(스위칭 주파수<fr)로 전환하여 제1 직류 전압원(1)의 전압을 V1로 제어하고, 또, 제2 직류 전압원(2)의 전압 V2가 V2 ( mid ) 이상이며, 목적으로 하는 전압 V1이 주파수 변조 제어에 의해 출력 가능한 전압을 하회할 때에는, 제2 브릿지 회로(19)를 고정 주파수 제어(스위칭 주파수=fr)로 전환하여 제1 직류 전압원(1)의 전압을 V1로 제어하도록, 전환 수단(23d)을 조작한다.
이에 따라, 제2 브릿지 회로(19)의 전압이 V2 ( min )∼V2 ( max )의 범위에 있을 때, 제1 직류 전압원(1)의 전압을 V1로 제어할 수 있다.
이상과 같이, 본 실시형태에 의하면, 파워 플로우가 직류 전압원(1)→직류 전압원(2), 직류 전압원(2)→직류 전압원(1)이 되는 어느 동작에서도, 브릿지 회로의 제어 방식으로서 고정 주파수 제어와 주파수 변조 제어를 전환함으로써, 제1 직류 전압원(1)의 전압을 V1로 하고, 제2 직류 전압원(2)의 전압을 V2 ( min )∼V2 ( max )로 하는 입출력 전압의 관계를 유지할 수 있다.
상기 실시형태에서는, 제1, 제2 브릿지 회로(18, 19)를 구성하는 반도체 스위치 소자로서 IGBT를 이용한 경우를 설명했지만, 반도체 스위치 소자로서 MOSFET를 이용한 경우라도 물론 동일한 효과를 얻을 수 있다.
1, 2 : 직류 전압원 3, 4 : 평활용 콘덴서
5∼12 : 반도체 스위치 13, 14 : 공진용 리액터
15, 16 : 공진용 콘덴서 17 : 절연 트랜스
18, 19 : 브릿지 회로 20, 21 : 검출 회로
22, 23 : 제어 회로 22a, 23a : 고정 주파수 제어 수단
22b, 23b : 주파수 변조 제어 수단 22c, 23c : 제어량
22d, 23d : 전환 수단

Claims (5)

  1. 절연 트랜스를 통해 제1 직류 전압원과 제2 직류 전압원 사이에서 서로 전력을 공급할 수 있는 쌍방향 DC/DC 컨버터에 있어서,
    제1 직류 전압원에 접속된 복수의 반도체 스위치 소자를 포함하는 제1 브릿지 회로와, 제2 직류 전압원에 접속된 복수의 반도체 스위치 소자를 포함하는 제2 브릿지 회로와, 제1 브릿지 회로의 교류측과 제2 브릿지 회로의 교류측 사이에 접속된 상기 절연 트랜스와, 제1, 제2 브릿지 회로 중 적어도 하나의 브릿지 회로의 교류측과 상기 절연 트랜스의 사이에 접속된 리액터 및 콘덴서를 포함하는 LC 공진 회로와, 제1 직류 전압원의 전압 및 전류를 검출하는 제1 검출 회로와, 제2 직류 전압원의 전압 및 전류를 검출하는 제2 검출 회로와, 제1 브릿지 회로의 반도체 스위치 소자를 제어하는 제1 제어 회로와, 제2 브릿지 회로의 반도체 스위치 소자를 제어하는 제2 제어 회로를 구비하고,
    제1 제어 회로는, 상기 LC 공진 회로의 공진 주파수 부근에서 제1 브릿지 회로의 반도체 스위치 소자를 고정 주파수 제어하는 제어 수단과, 상기 공진 주파수보다 낮은 주파수로 제1 브릿지 회로의 반도체 스위치 소자를 주파수 변조 제어하는 제어 수단을 구비하며,
    제2 제어 회로는, 상기 LC 공진 회로의 공진 주파수 부근에서 제2 브릿지 회로의 반도체 스위치 소자를 고정 주파수 제어하는 제어 수단과, 상기 공진 주파수보다 낮은 주파수로 제2 브릿지 회로의 반도체 스위치 소자를 주파수 변조 제어하는 제어 수단을 구비하고,
    제1 제어 회로는, 제1 직류 전압원으로부터 제2 직류 전압원에 전력을 공급할 때, 제2 검출 회로의 검출값에 따라 결정되는 제어량에 기초하여, 제1 브릿지 회로에 대한 고정 주파수 제어와 주파수 변조 제어를 전환하는 제1 전환 수단을 가지며,
    제2 제어 회로는, 제2 직류 전압원으로부터 제1 직류 전압원에 전력을 공급할 때, 제1 검출 회로의 검출값에 따라 결정되는 제어량에 기초하여, 제2 브릿지 회로에 대한 고정 주파수 제어와 주파수 변조 제어를 전환하는 제2 전환 수단을 갖는 것을 특징으로 하는 쌍방향 DC/DC 컨버터.
  2. 제1항에 있어서, 제1 제어 회로는, 제2 직류 전압원의 전압을 제1 브릿지 회로의 고정 주파수 제어 영역에서 출력 가능한 최대 전압 이상의 값으로 제어하는 경우에, 제1 전환 수단을 조작하여, 제1 브릿지 회로의 제어를 고정 주파수 제어로부터 주파수 변조 제어로 전환하는 것을 특징으로 하는 쌍방향 DC/DC 컨버터.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서, 제2 제어 회로는, 제1 직류 전압원의 전압을 제2 브릿지 회로의 주파수 변조 제어 영역에서 출력 가능한 최소 전압을 하회하는 값으로 제어하는 경우에, 제2 전환 수단을 조작하여, 제2 브릿지 회로의 제어를 주파수 변조 제어로부터 고정 주파수 제어로 전환하는 것을 특징으로 하는 쌍방향 DC/DC 컨버터.
  4. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 고정 주파수 제어로서, 반도체 스위치 소자를 펄스폭 변조 제어하는 것을 특징으로 하는 쌍방향 DC/DC 컨버터.
  5. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 고정 주파수 제어로서, 반도체 스위치 소자를 위상 변조 제어하는 것을 특징으로 하는 쌍방향 DC/DC 컨버터.
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