KR20140020911A - 모듈간 통신 장치 - Google Patents

Abstract

본 발명은 모듈간 통신 장치에 관한 것으로, 반사를 보다 적게 하고, 통신 채널을 유도 결합보다 고속·광대역으로 한다. 종단 부재로 종단된 신호 선로와 귀환 신호 선로를 구비한 모듈을 적층하여 신호 선로끼리 및 귀환 신호 선로끼리의 사이에서 용량 결합 및 유도 결합을 사용하여 결합할 때에 종단 부재의 임피던스를, 모듈끼리의 결합 상태에서의 근접 효과를 반영한 결합계 임피던스로 한다.

Description

모듈간 통신 장치{INTER-MODULE COMMUNICATION DEVICE}

본 발명은 모듈간 통신 장치에 관한 것이며, 예를 들어 근접한 모듈간의 무선 데이터 통신을 고속으로 행하기 위한 구성에 관한 것이다.

최근 들어, 메모리 카드와 PC의 사이에서 비접촉으로 데이터 통신을 행하는 등의 복수의 모듈이 근접했을 때에 고속으로 무선 데이터 통신을 할 수 있는 모듈간 통신 장치가 개발되어 있다. 이러한 모듈간 통신 장치로는, 그 밖에, 반도체 집적 회로 칩을 봉인한 패키지를 복수 적층한 PoP(패키지 온 패키지)에서, 패키지 너머로 무선으로 반도체 집적 회로 칩간 통신하는 것도 기대된다.

본 발명자는, 프린트 기판(Printed Circuit Board; PCB)이나 반도체 집적 회로 칩의 배선에 의해 형성되는 코일의 유도 결합, 즉 자계 결합을 사용하여, 실장 기판간이나 반도체 집적 회로 칩간에서 데이터 통신을 행하는 전자 회로를 제안하고 있다(예를 들어, 비특허문헌 1 내지 비특허문헌 3 참조).

비특허문헌 1에 의하면, 패키지 중에 봉인된 반도체 집적 회로 칩의 배선으로 형성된 코일과 패키지 표면에 장착된 플렉시블 프린트 기판(Flexible Printed Circuits; FPC)의 코일에 의한 유도 결합을 사용하여, 패키지에 봉인된 반도체 집적 회로 칩 내의 데이터를 패키지의 밖에서 검지하여, 반도체 집적 회로 칩이나 반도체 집적 회로 칩으로 구성되는 시스템의 평가나 디버그에 사용할 수 있다.

또한, 비특허문헌 2에 의하면, 1개의 패키지 중에 적층 실장된 프로세서 반도체 집적 회로 칩과 메모리 반도체 집적 회로 칩이 각각의 반도체 집적 회로 칩의 배선으로 형성된 코일 쌍에 의한 유도 결합을 사용하여 양자간에서 고속으로 통신할 수 있다. 이 기술을 응용하면, 프로세서를 실장한 패키지와 메모리를 실장한 패키지가 적층 실장된 상태에서, 패키지에 형성된 코일의 유도 결합을 사용한 무선 데이터 통신에 의해, 프로세서가 메모리에 데이터를 판독 기입할 수 있다.

또한, 비특허문헌 3에 의하면, 프린트 기판 상의 코일 쌍에 의한 유도 결합을 사용하여, 메모리 카드와 PC가 비접촉으로 데이터 통신할 수 있다.

한편, 마이크로스트립 라인이나 버스 라인을 근접 결합시켜서, 용량 결합 및 유도 결합을 이용하여 데이터를 무선 통신하는 것도 제안되어 있다(예를 들어, 특허문헌 1 내지 특허문헌 7 참조). 특허문헌 1에 의하면, 평행하게 배치한 2개의 전송 선로를 포함하는 차동 전송 선로를 서로 동일한 방향으로 평행하게 배치하여, 2개의 모듈간을 무선 통신할 수 있다.

또한, 특허문헌 2에 의하면, 이동 가능한 드라이버 스테이지를 결합 요소를 통해 2개의 대칭적으로 배치된 도체와 전자 결합 또는 용량 결합함으로써, 쌍방향 전송 시스템을 구축할 수 있다.

또한, 특허문헌 3에 의하면, 그라운드 플레인 상에 유전체막을 통해 배치한 2개의 마이크로스트립 라인을 방향성 결합기로서 사용하고, 2개의 마이크로스트립 라인에 차동 신호를 입력하여, 2개의 모듈간에서 무선 통신할 수 있다.

또한, 특허문헌 4 내지 특허문헌 7에 의하면, 2개의 버스 배선의 일부를 병행하여 배치함으로써, 용량 결합 및 유도 결합에 의해 복수의 프린트 회로 기판간에서 무선 통신을 행할 수 있다.

일본 특허 공개 제2008-278290호 공보 일본 특허 공표 제2003-533130호 공보 일본 특허 공개 제2007-049422호 공보 일본 특허 공개 (평)07-141079호 공보 일본 특허 공개 제2001-027918호 공보 일본 특허 공개 제2002-123345호 공보 일본 특허 공개 제2004-318451호 공보

H. Ishikuro, T. Sugahara, and T. Kuroda, "An Attachable Wireless Chip Access Interface for Arbitrary Data Rate by Using Pulse-Based Inductive-Coupling through LSI Package", IEEE International Solid-State Circuits Conference(ISSCC '07), Dig. Tech. Papers, pp.360-361, 608, Feb. 2007 K. Niitsu, Y. Shimazaki, Y. Sugimori, Y. Kohama, K. Kasuga, I. Nonomura, M. Saen, S. Komatsu, K. Osada, N. Irie, T. Hattori, A. Hasegawa, and T. Kuroda, "An Inductive-Coupling Link for 3D Integration of a 90nm CMOS Processor and a 65nm CMOS SRAM", IEEE International Solid-State Circuits Conference(ISSCC '09), Dig. Tech. Papers, pp.480-481, Feb.2009 S. Kawai, H. Ishikuro, and T. Kuroda, "A 2.5Gb/s/ch Inductive-Coupling Transceiver for Non-Contact Memory Card", IEEE International Solid-State Circuits Conference(ISSCC '10), Dig. Tech. Papers, pp.264-265, Feb. 2010

코일을 사용한 자계 결합의 경우, 모듈간 또는 반도체 집적 회로 칩간 무선 데이터 통신에 사용하는 코일에는, 통상의 코일과 마찬가지로, 인덕턴스(L) 이외에 캐패시턴스(C)가 기생하므로, 어떤 주파수, 즉 자기 공진 주파수에서 LC 공진한다. 통신에서 사용되는 신호의 주파수가 이 자기 공진 주파수에 근접하면, 신호가 변화한 후에도 당분간 계속해서 흔들리기 때문에 고속으로 통신하면 심볼간 간섭을 발생시켜, 신뢰성이 높은 통신을 할 수 없다는 문제가 있다.

코일의 유도 결합으로 실현할 수 있는 통신 속도의 상한은, 코일의 자기 공진 주파수의 약 1/3 내지 1/2 정도이다. 코일의 자기 공진 주파수는, 코일의 LC곱의 평방근에 역비례한다. 통신 거리가 멀어질수록 큰 코일이 필요하게 되므로, C가 커지고, 자기 공진 주파수가 내려간다.

적층된 반도체 집적 회로 칩간의 통신의 경우에는, 예를 들어 통신 거리가 50㎛ 정도이므로, 코일의 직경은 그의 2배인 100㎛ 정도이다. 이 경우에는 채널의 대역은 10GHz 이상이 되고, 통신 속도는 송수신기의 회로에서 정해진다.

그러나, 모듈간의 통신이 되면 통신 거리가 길어진다. 예를 들어, 통신 거리가 1mm인 경우에는, 직경이 1mm 정도인 코일이 필요하게 되고, PCB 상의 코일의 자기 공진 주파수는 3GHz 정도가 되므로, 통신 속도는 통신 채널에서 정해지고, 1Gb/s(매초 1G 비트) 정도가 상한이 된다.

따라서, 4Gb/s의 통신 속도를 실현하기 위해서는, 4조의 코일을 도 39와 같이 배치해서 4개의 통신로를 병렬로 사용하여 패러렐 통신해야만 한다. 이때, 인접 통신로간에서 크로스 토크(cross talk)가 발생하지 않도록, 코일은 일정한 거리를 두고 배치된다. 또한, 도면에서의, T_x 및 R_x는 각각 송신 회로 및 수신 회로이다.

여기서, 송수신기를 구비한 집적 회로와 코일의 사이의 배선 길이가 정렬되지 않거나, 또는 송수신기의 특성이 편차가 있으면, 도 39에 나타내는 신호 파형에 도시한 바와 같이, 각 채널에서 수신된 신호의 타이밍이 정렬되지 않고 신호 스큐(skew)가 발생하여 신호의 동기가 곤란해진다.

통신 거리가 멀어지고 코일이 커질수록, 또한 통신 속도가 빨라지고 코일의 수가 많아질수록, 코일과 집적 회로의 배선은 길어지기 때문에 신호 지연도 커진다. 가령 배선 길이를 같게 정렬시켜도, 집적 회로나 코일의 제조 편차에 의한 신호 지연의 편차는 커진다. 이와 같이, 종래의 패러렐 통신에서는 통신 채널의 병렬 수에 상한이 있어, 통신 채널의 고속화가 과제였다.

또한, 송수신기를 구비한 집적 회로를 코일의 가까이에 설치할 수 없는 경우에는, 양자를 전송 선로로 접속해야 한다. 이때, 전송 선로의 임피던스(특성 임피던스라고 함)는 신호 대역에서 크게 변화하지 않지만, 코일의 임피던스는 주파수에 비례하여 변화한다. 따라서, 양자의 접속점에서 임피던스를 정합시키는 것이 곤란하고, 신호가 반사하여 신호 품질이 열화되어, 신뢰성이 높은 통신을 할 수가 없다.

예를 들어, 4Gb/s로 디지털 신호를 전송하기 위해서는, 전형적으로는 신호의 상승 시간이나 하강 시간을 50ps 정도로 설계한다. 이 디지털 신호에는 1/(2×50ps)=10GHz까지의 주파 성분이 포함되어 있으므로, 신호 주기(1/10G=100ps)에 비해 충분히 짧지 않은, 예를 들어 1/40보다 큰 지연, 즉 100ps/40=2.5ps의 지연을 발생하는 거리를 신호 전송시킬 때는, 전송 선로로서의 취급이 필요하게 된다.

진공 중을 전파하는 10GHz의 신호의 파장은 30mm이므로, 2.5ps의 지연은 (30mm/100ps)×2.5ps=0.75mm의 거리에 대응한다. 실제로는, 비유전율이 4 정도인 내연성 유리 기재 에폭시 수지 적층판 FR4에서는 파장 단축 효과에 의해 전파 속도가 절반이 되므로, 2.5ps의 지연은 0.75mm/2=0.37mm에 대응한다.

즉, 약 0.4mm보다 긴 거리의 경우에는 전송 선로로서의 취급이 필요하게 되어, 임피던스의 정합이 필요하게 된다. 즉, 코일의 유도 결합을 통신로에 사용한 종래 기술에서는, 송수신기를 구비한 집적 회로를 코일로부터 0.4mm 이내에 설치할 필요가 있었다. 그러나, 직경이 1mm인 코일을 크로스 토크하지 않도록 이격하여 배치한 상태에서 0.4mm 이내에 접속할 수 있는 것은, 기껏해야 4개의 코일까지로, 그 이상의 코일과의 접속은 곤란해진다. 또한, 기기의 설계 제약상, 집적 회로 장치를 이격된 곳에 배치하고자 하는 경우는 많이 있다.

한편, 마이크로스트립 라인을 근접 배치하여 용량 결합 및 유도 결합에 의해 무선 통신을 행하는 방식의 경우에, 임피던스 정합에 대하여 충분히 고려되어 있지 않기 때문에, 신호에 반사가 발생한다는 문제가 있다.

즉, 본 발명자는, 예의 연구한 결과, 2개의 모듈이 근접하면, 전송 선로의 임피던스는 근접 효과에 의해 다른 쪽의 전송 선로의 영향을 받아, 단체의 전송 선로의 특성 임피던스(Z₀)와 상이한 값이 되어, 이러한 임피던스의 변화를 무시할 수 없다는 결론에 이르렀다.

2개의 모듈이 접근할수록 근접 효과가 커지고, 전송 선로의 임피던스는 보다 작아진다. 이러한 결합 상태에 있는 전송 선로의 임피던스를 고려하여 임피던스 정합을 취하지 않으면, 2개 또는 그 이상의 모듈을 근접 배치해서 무선 통신을 행하면 장해가 발생하게 된다. 본 명세서에서는 이러한 결합 상태에 있는 전송 선로의 임피던스를 결합계 임피던스라고 칭하며, Z_{0 - coupled}로 나타낸다.

또한, 특허문헌 1의 경우에는, 결합계 임피던스(Z_{0 - coupled})를 전혀 고려하고 있지 않고, 단체의 전송 선로의 특성 임피던스(Z₀)밖에 고려하지 않고 있으므로, 신호의 반사가 발생하여 고속 통신이 곤란해진다는 문제가 있다. 또한, 싱글 전송의 구성이어도 된다는 취지의 언급도 있지만, 구체적 구성은 전혀 개시되어 있지 않다.

또한, 특허문헌 3의 경우에도, 결합계 임피던스(Z_{0 - coupled})는 물론, 임피던스 정합에 대해서는 전혀 특별한 주의를 기울이고 있지 않으므로, 신호의 반사가 발생하여 고속 통신이 곤란해진다는 문제가 있다. 또한, 2개의 모듈을 서로 동일한 방향으로 평행하게 배치하고 있는데, 그라운드 플레인을 사용하고 있으므로, 서로 대향할 필요가 있어, 대향시킬 때의 위치 정렬 정밀도도 문제가 된다. 또한, 그라운드 플레인을 사용하고 있으므로, 3개 이상의 모듈을 적층할 수 없다는 문제도 있다. 또한, 특허문헌 3의 경우에는, 데이터를 캐리어 신호를 사용해서 변조하여 통신하고 있으므로, 송수신 회로의 구성이 복잡화된다는 문제도 있다.

또한, 특허문헌 4 내지 특허문헌 7의 경우에도, 결합계 임피던스(Z_{0 - coupled})를 전혀 고려하고 있지 않고, 단체의 전송 선로의 특성 임피던스(Z₀)밖에 고려하지 않고 있으므로, 신호의 반사가 발생하여 고속 통신이 곤란해진다는 문제가 있다. 또한, 구체적 구성이 버스 배선과 프린트 회로 기판에 관한 것이며, 버스 배선과 프린트 회로 기판을 사용하여 동일 기판 상에 결합기가 구성되어 있으므로, 2개의 모듈간의 통신에 대응할 수 없다는 문제가 있다.

따라서, 본 발명은 결합계 임피던스로서 정합을 취함으로써 반사를 보다 적게 하여, 통신 채널을 유도 결합보다 고속(광대역)으로 하는 것을 목적으로 한다.

(1) 상기의 과제를 해결하기 위해서, 본 발명은 모듈간 통신 장치에 있어서, 특성 임피던스가 Z₀₁의 임피던스를 갖는 제1 신호 선로와, 상기 제1 신호 선로의 귀환 경로를 제공하는 제1 귀환 신호 선로와 상기 제1 신호 선로와 상기 제1 귀환 신호 선로를 종단하는 제1 종단 부재와, 송수신 회로를 구비한 제1 반도체 집적 회로 장치를 적어도 갖는 제1 모듈과, 특성 임피던스가 Z₀₂의 임피던스를 갖는 제2 신호 선로와, 상기 제2 신호 선로의 귀환 경로를 제공하는 제2 귀환 신호 선로와 상기 제2 신호 선로와 상기 제2 귀환 신호 선로를 종단하는 제2 종단 부재와, 송수신 회로를 구비한 제2 반도체 집적 회로 장치를 적어도 갖는 제2 모듈을, 서로 대향시켜서 근접 배치함과 동시에, 상기 제1 종단 부재 및 상기 제2 종단 부재의 임피던스가, 상기 Z₀₁ 및 Z₀₂와는 다른 상기 제1 모듈과 상기 제2 모듈의 결합 상태에서의 근접 효과를 반영한 결합계 임피던스인 것을 특징으로 한다.

이와 같이, 각 모듈에, 제1 모듈과 제2 모듈의 결합 상태에서의 근접 효과를 반영한 결합계 임피던스를 갖는 종단 부재를 사용하고 있으므로, 신호의 반사를 효과적으로 없앨 수 있다. 또한, 캐리어 신호를 사용하여 변조하지 않고, 기저 대역에서 통신하고 있으므로, 보다 간단한 구성에 의해 고속 통신이 가능하게 된다.

(2) 또한, 본 발명은 상기 (1)에서, 상기 제1 신호 선로가, 제1 절연성 기판 상에 설치된 신호 파장의 1/10 이상의 길이를 갖는 신호 선로이며, 상기 제1 반도체 집적 회로 장치가 상기 제1 신호 선로와 상기 제1 귀환 신호 선로에 접속되고, 상기 제2 신호 선로가, 제2 절연성 기판 상에 설치된 신호 파장의 1/10 이상의 길이를 갖는 신호 선로이며, 상기 제2 반도체 집적 회로 장치가 상기 제2 신호 선로와 상기 제2 귀환 신호 선로에 접속되고, 상기 제1 신호 선로와 상기 제2 신호 선로가 그의 적어도 일부가 적층 방향에서 보아 투영적으로 겹치며, 상기 제1 귀환 신호 선로와 상기 제2 귀환 신호 선로가 그의 적어도 일부가 적층 방향에서 보아 투영적으로 겹쳐서, 상기 제1 신호 선로와 상기 제2 신호 선로의 사이에 용량 결합 및 유도 결합을 사용해서 신호 결합이 발생하고, 상기 제1 귀환 신호 선로와 제2 귀환 신호 선로의 사이에 용량 결합 및 유도 결합을 사용해서 귀환 신호 결합이 발생하고, 상기 신호 결합에 의해 상기 제2 신호 선로에 상기 제1 신호 선로의 신호가 전송되도록 적층하는 것을 특징으로 한다.

(3) 또한, 본 발명은 상기 (2)에서, 상기 귀환 신호 결합이 상기 신호 결합과 동일하거나 또는 그것보다 강한 것을 특징으로 한다. 이와 같이, 상기 귀환 신호 결합이 상기 신호 결합과 동일하거나 또는 그것보다 강해지도록 설정함으로써, 결합 전송 선로의 짝수 모드 임피던스 및 홀수 모드 임피던스가 명확하게 규정되어, 실제의 사용 조건하에서는 이들 임피던스가 크게 변동하지 않으므로, 종단 처리가 용이해진다.

(4) 또한, 본 발명은 상기 (2)에서, 상기 제1 귀환 신호 선로가 상기 제1 신호 선로에 대하여 코플레이너(coplanar) 구조를 형성하고, 상기 제2 귀환 신호 선로가 상기 제2 신호 선로에 대하여 코플레이너 구조를 형성하는 것을 특징으로 한다. 이와 같이, 귀환 신호 선로를 신호 선로에 대하여 코플레이너 구조로 함으로써 노이즈 내성을 높일 수 있다.

(5) 또한, 본 발명은 상기 (4)에서, 상기 제1 귀환 신호 선로가 상기 제1 신호 선로의 양측에 대하여 대칭 구조를 갖고, 상기 제2 귀환 신호 선로가 상기 제2 신호 선로의 양측에 대하여 대칭 구조를 갖는 것을 특징으로 한다. 이와 같이, 귀환 신호 선로를 신호 선로에 대하여 대칭 구조로 함으로써, 동상 노이즈 제거비가 향상되어, 노이즈 내성을 보다 높일 수 있다.

(6) 또한, 본 발명은 상기 (2)에서, 상기 제1 절연성 기판의 상기 제1 신호 선로를 배치한 면과 반대측의 면에 제1 전자 실드(shield)층을 갖고, 상기 제2 절연성 기판의 상기 제2 신호 선로를 배치한 면과 반대측의 면에 제2 전자 실드층을 갖는 것을 특징으로 한다. 이렇게 전자 실드층을 설치함으로써, 외부로부터 전자계 노이즈가 침입하는 것을 저감할 수 있고, 그에 의해 노이즈 내성을 보다 높일 수 있다.

(7) 또한, 본 발명은 상기 (2)에서, 상기 제1 신호 선로와 상기 제2 신호 선로의 간격 또는 상기 제1 신호 선로와 상기 제2 신호 선로의 겹침의 폭 중 어느 하나가 신호의 전반 방향에서 상이하게 됨으로써, 상기 제1 신호 선로와 상기 제2 신호 선로의 결합 상태가 상기 신호의 전반 방향에서 상이한 것을 특징으로 한다.

이와 같이, 제1 신호 선로와 제2 신호 선로의 결합 상태를 신호의 전반 방향에서 상이하게 함으로써, 신호 선로의 결합 계수의 주파수 특성을 평탄하게 하여, 광대역의 결합기를 실현할 수 있다.

(8) 또한, 본 발명은 상기 (2)에서, 상기 제1 모듈 또는 제2 모듈 중 한쪽이, 상기 제1 신호 선로 또는 제2 신호 선로에 대하여 더미 결합기를 사이에 두고, 제3 신호 선로 및 상기 제3 신호 선로의 귀환 경로를 제공하는 제3 귀환 신호 선로를 갖고, 상기 제3 신호 선로와 상기 제3 귀환 신호 선로를 종단하는 제3 종단 부재와, 상기 제3 신호 선로와 상기 제3 귀환 신호 선로에 접속된 송수신 회로를 구비한 제3 반도체 집적 회로 장치를 갖는 것을 특징으로 한다.

이와 같이, 한쪽의 모듈에 2조의 신호 선로와 귀환 신호 선로의 쌍을 설치함으로써, 1개의 전송 선로에서 복수로 분기한 결합 통신을 실현할 수 있다.

(9) 또한, 본 발명은 상기 (2)에서, 상기 제1 신호 선로가, 상기 제1 모듈과 상기 제2 모듈의 결합 상태에서의 근접 효과를 반영한 결합계 임피던스를 갖는 제1 인출용 전송 선로를 통해 상기 제1 반도체 집적 회로 장치와 접속하고, 상기 제2 신호 선로가, 상기 결합계 임피던스를 갖는 제2 인출용 전송 선로를 통해 상기 제2 반도체 집적 회로 장치와 접속하고 있는 것을 특징으로 한다.

이와 같이, 인출용 전송 선로를 설치함으로써, 반도체 집적 회로 장치를 신호 선로로부터 이격한 위치에 배치할 수 있어, 설계 자유도가 증가한다.

(10) 또한, 본 발명은 상기 (9)에서, 상기 제1 절연성 기판의 상기 제1 신호 선로를 배치한 면과 반대측의 면에 적어도 제1 신호 선로에 대향하는 부분이 결락부로 되어 있는 제1 플레인을 갖고, 상기 제2 절연성 기판의 상기 제2 신호 선로를 배치한 면과 반대측의 면에 적어도 제2 신호 선로에 대향하는 부분이 결락부로 되어 있는 제2 플레인을 갖는 것을 특징으로 한다.

이와 같이, 플레인, 전형적으로는 그라운드 플레인을 설치한 경우에는, 적어도 제1 신호 선로 및 제2 신호 선로에 대향하는 부분을 결락부로 함으로써, 결합기의 배선간에 전기력선을 집중시킬 수 있어, 결합기의 결합도를 높일 수 있다.

(11) 또한, 본 발명은 상기 (9)에서, 상기 제1 신호 선로의 선 폭이, 상기 제1 인출용 전송 선로의 선 폭보다 크거나 또는 같고, 상기 제2 신호 선로의 선 폭이, 상기 제2 인출용 전송 선로의 선 폭보다 크거나 또는 같은 것을 특징으로 한다. 이러한 선 폭의 관계로 설정함으로써, 결합기의 결합도를 크게 할 수 있다.

(12) 또한, 본 발명은 상기 (9)에서, 상기 제1 신호 선로와 상기 제2 신호 선로가 적층 방향에서 보아 서로 정렬된 상태에서, 상기 제1 인출용 전송 선로와 상기 제2 인출용 전송 선로가 서로 상이한 방향으로 연장되어 있는 것을 특징으로 한다. 이와 같이, 인출용 전송 선로를 상이한 방향으로 인출함으로써, 인출용 전송 선로간의 결합을 약하게 하면, 인출용 전송 선로의 결합계 임피던스는 특성 임피던스와 같아지므로, 모듈간의 거리의 변동의 영향을 받지 않고 임피던스를 설계할 수 있다.

(13) 또한, 본 발명은 상기 (9)에서, 상기 제1 인출용 전송 선로와 상기 제2 인출용 전송 선로의 대향 간격이, 상기 제1 신호 선로와 상기 제2 신호 선로의 대향 간격보다 넓은 것을 특징으로 한다. 이와 같은 구성을 채용함으로써, 인출용 전송 선로간의 결합을 약하게 할 수 있다.

(14) 또한, 본 발명은 상기 (9)에서, 상기 제1 절연성 기판의 상기 제1 인출용 전송 선로를 배치한 면과 반대의 면으로서, 상기 제2 모듈에 대향하는 면에, 상기 제1 인출용 전송 선로를 실드하는 제1 보조 전자 실드층을 갖는 것을 특징으로 한다. 이와 같은 구성을 채용함으로써, 인출용 전송 선로간의 결합을 약하게 할 수 있다.

(15) 또한, 본 발명은 상기 (9)에서, 상기 제1 신호 선로와 상기 제1 인출용 전송 선로의 결합부의 측면이 곡면으로 이루어지고, 상기 제2 신호 선로와 상기 제2 인출용 전송 선로의 결합부의 측면이 곡면으로 이루어지는 것을 특징으로 한다. 이와 같은 구성에 의해, 임피던스의 급격한 변화가 없어지므로, 임피던스를 거의 균일하게 할 수 있고, 그에 의해 반사를 저감할 수 있으므로, 보다 광대역의 결합기를 실현할 수 있다.

(16) 또한, 본 발명은 상기 (9)에서, 상기 제1 신호 선로의 상기 제1 인출용 전송 선로와의 결합부의 반대측의 단부에 제1 임피던스 조정용 전송 선로를 갖고, 상기 제1 임피던스 조정용 전송 선로에 제1 임피던스 정합 회로가 접속되고, 상기 제2 신호 선로의 상기 제2 인출용 전송 선로와의 결합부의 반대측의 단부에 제2 임피던스 조정용 전송 선로를 갖고, 상기 제2 임피던스 조정용 전송 선로에 제2 임피던스 정합 회로가 접속되어 있는 것을 특징으로 한다.

이와 같이, 임피던스 조정용 전송 선로와 임피던스 정합 회로를 설치함으로써, 결합 선로의 임피던스의 제조 편차가 있거나 또는 선로간 거리의 변동이 있어도 임피던스 정합을 고정밀도로 취할 수 있고, 그에 의해, 신호의 반사를 방지하여 고속 통신이 가능하게 된다.

(17) 또한, 본 발명은 상기 (16)에서, 상기 제1 절연성 기판의 상기 제1 신호 선로를 배치한 면과 반대측의 면에 적어도 제1 신호 선로에 대향하는 부분이 결락부로 되어 있는 제1 플레인을 갖고, 상기 제2 절연성 기판의 상기 제2 신호 선로를 배치한 면과 반대측의 면에 적어도 제2 신호 선로에 대향하는 부분이 결락부로 되어 있는 제2 플레인을 갖는 것을 특징으로 한다.

이와 같이, 플레인, 전형적으로는 그라운드 플레인을 설치한 경우에는, 적어도 제1 신호 선로 및 제2 신호 선로에 대향하는 부분을 결락부로 함으로써, 결합기의 배선간에 전기력선을 집중시킬 수 있어, 결합기의 결합도를 높일 수 있다.

(18) 또한, 본 발명은 상기 (16)에서, 상기 제1 신호 선로의 선 폭이, 상기 제1 인출용 전송 선로의 선 폭 및 상기 제1 임피던스 조정용 전송 선로의 선 폭보다 크거나 또는 같고, 상기 제2 신호 선로의 선 폭이, 상기 제2 인출용 전송 선로의 선 폭 및 상기 제2 임피던스 조정용 전송 선로의 선 폭보다 크거나 또는 같은 것을 특징으로 한다. 이러한 선 폭의 관계로 설정함으로써, 결합기의 결합도를 크게 할 수 있다.

(19) 또한, 본 발명은 상기 (9)에서, 상기 제1 신호 선로의 상기 제1 인출용 전송 선로와의 결합부의 반대측의 단부에 제3 인출용 전송 선로를 갖고, 상기 제3 인출용 전송 선로에 송수신 회로를 구비한 반도체 집적 회로 장치가 접속되어 있고, 상기 제2 신호 선로의 상기 제2 인출용 전송 선로와의 결합부의 반대측의 단부에 제4 인출용 전송 선로를 갖고, 상기 제4 인출용 전송 선로에 송수신 회로를 구비한 반도체 집적 회로 장치가 접속되어 있는 것을 특징으로 한다. 이와 같은 구성을 채용함으로써, 하나의 결합기로 동시 통신 가능한 2개의 채널을 설치할 수 있으므로, 데이터 통신 속도를 2배로 할 수 있다.

(20) 또한, 본 발명은 상기 (2)에서, 상기 제1 귀환 신호 선로가 상기 제1 신호 선로와 차동 선로를 구성하고, 상기 제2 귀환 신호 선로가 상기 제2 신호 선로와 차동 선로를 구성하는 것을 특징으로 한다.

이와 같이, 차동 신호 선로로 함으로써, 싱글엔드(single end)에 비해 동상 노이즈에 대한 내성이 높고, 또한 임피던스의 제어가 용이하여, 코플레이너 구조의 귀환 경로를 반드시 필요로 하지 않기 때문에, 설계가 용이해진다.

(21) 또한, 본 발명은 상기 (20)에서, 상기 제1 절연성 기판의 상기 제1 신호 선로를 배치한 면과 반대측의 면에 제1 전자 실드층을 갖고, 상기 제2 절연성 기판의 상기 제2 신호 선로를 배치한 면과 반대측의 면에 제2 전자 실드층을 갖는 것을 특징으로 한다. 이 경우도, 차동에 의한 설계 자유도에 더하여, 노이즈 내성을 보다 높일 수 있다.

(22) 또한, 본 발명은 상기 (20)에서, 상기 제1 신호 선로와 상기 제2 신호 선로의 간격 또는 상기 제1 신호 선로와 상기 제2 신호 선로의 겹침의 폭 중 어느 하나가 신호의 전반 방향에서 상이하게 됨으로써, 상기 제1 신호 선로와 상기 제2 신호 선로의 결합 상태가 상기 신호의 전반 방향에서 상이한 것을 특징으로 한다. 이 경우도, 차동에 의한 설계 자유도에 더하여, 신호 선로의 결합 계수의 주파수 특성을 평탄하게 하여, 광대역의 결합기를 실현할 수 있다.

(23) 또한, 본 발명은 상기 (20)에서, 상기 제1 모듈 또는 제2 모듈 중 한쪽이, 상기 제1 신호 선로 또는 제2 신호 선로에 대하여 더미 결합기를 사이에 두고, 제3 신호 선로 및 상기 제3 신호 선로와 차동 선로를 구성하는 귀환 경로를 제공하는 제3 귀환 신호 선로를 갖고, 상기 제3 신호 선로와 상기 제3 귀환 신호 선로를 종단하는 제3 종단 부재와, 상기 제3 신호 선로와 상기 제3 귀환 신호 선로에 접속된 송수신 회로를 구비한 제3 반도체 집적 회로 장치를 갖는 것을 특징으로 한다. 이 경우도, 차동에 의한 설계 자유도에 더하여, 1개의 전송 선로에서 복수로 분기한 결합 통신을 실현할 수 있다.

(24) 또한, 본 발명은 상기 (20)에서, 상기 제1 신호 선로와 상기 제1 귀환 신호 선로가 각각 상기 제1 모듈과 상기 제2 모듈의 결합 상태에서의 근접 효과를 반영한 결합 임피던스를 가지며 상기 제1 반도체 집적 회로 장치와 접속하는 인출용 전송 선로를 갖고, 상기 제2 신호 선로와 상기 제2 귀환 신호 선로가 각각 상기 결합계 임피던스를 가지며 상기 제2 반도체 집적 회로 장치와 접속하는 인출용 전송 선로를 갖는 것을 특징으로 한다. 이와 같이, 인출용 전송 선로를 설치함으로써, 반도체 집적 회로 장치를 신호 선로로부터 이격한 위치에 배치할 수 있어, 차동에 의한 설계 자유도에 더하여 설계 자유도가 더욱 증가한다.

(25) 또한, 본 발명은 상기 (24)에서, 상기 제1 절연성 기판의 상기 제1 신호 선로를 배치한 면과 반대측의 면에 적어도 제1 신호 선로에 대향하는 부분이 결락부로 되어 있는 제1 플레인을 갖고, 상기 제2 절연성 기판의 상기 제2 신호 선로를 배치한 면과 반대측의 면에 적어도 제2 신호 선로에 대향하는 부분이 결락부로 되어 있는 제2 플레인을 갖는 것을 특징으로 한다.

이와 같이, 플레인, 전형적으로는 그라운드 플레인을 설치한 경우에는, 적어도 제1 신호 선로 및 제2 신호 선로에 대향하는 부분을 결락부로 함으로써, 결합기의 배선간에 전기력선을 집중시킬 수 있어, 결합기의 결합도를 높일 수 있다.

(26) 또한, 본 발명은 상기 (24)에서, 상기 제1 신호 선로 및 상기 제1 귀환 신호선의 선 폭이 상기 인출용 전송 선로의 선 폭보다 크거나 또는 같고, 상기 제2 신호 선로 및 상기 제1 귀환 신호선의 선 폭이 상기 인출용 전송 선로의 선 폭보다 크거나 또는 같은 것을 특징으로 한다. 이러한 선 폭의 관계로 설정함으로써, 결합기의 결합도를 크게 할 수 있다.

(27) 또한, 본 발명은 상기 (24)에서, 상기 제1 신호 선로와 상기 제1 귀환 신호선의 간격이 상기 인출용 전송 선로끼리의 간격보다 크거나 또는 같고, 상기 제2 신호 선로와 상기 제2 귀환 신호선의 간격이 상기 인출용 전송 선로끼리의 간격보다 크거나 또는 같은 것을 특징으로 한다. 이러한 간격의 관계로 설정함으로써, 결합기의 간격이 충분히 넓어지고, 결합기 부분의 특성 임피던스는 결합 상대로부터의 영향만으로 정해지므로, 설계가 용이해진다.

(28) 또한, 본 발명은 상기 (24)에서, 상기 제1 신호 선로와 상기 제1 귀환 신호선의 간격이, 상기 제1 신호 선로 및 상기 제1 귀환 신호선의 선 폭보다 크거나 또는 같고, 상기 제2 신호 선로와 상기 제2 귀환 신호선의 간격이, 상기 제2 신호 선로 및 상기 제2 귀환 신호선의 선 폭보다 크거나 또는 같은 것을 특징으로 한다.

이러한 선 폭과 간격의 관계로 설정함으로써, 차동 결합이 허술해지므로, 설계가 용이해진다. 특히, 간격이 선 폭보다 2배 이상이 되면, 결합이 충분히 허술해지므로 바람직하다. 단, 3배 이상 이격하면 임피던스에 영향이 없어진다.

(29) 또한, 본 발명은 상기 (24)에서, 상기 제1 신호 선로와 상기 제2 신호 선로가 적층 방향에서 보아 서로 정렬된 상태에서, 상기 제1 반도체 집적 회로 장치와 접속하는 인출용 전송 선로와, 상기 제2 반도체 집적 회로 장치와 접속하는 인출용 전송 선로가 서로 상이한 방향으로 연장되어 있는 것을 특징으로 한다. 이 경우도, 차동에 의한 설계 자유도에 더하여, 모듈간의 거리의 변동의 영향을 받지 않고 임피던스를 설계할 수 있다.

(30) 또한, 본 발명은 상기 (24)에서, 상기 제1 반도체 집적 회로 장치와 접속하는 인출용 전송 선로와 상기 제2 반도체 집적 회로 장치와 접속하는 인출용 전송 선로의 대향 간격이, 상기 제1 신호 선로와 상기 제2 신호 선로의 대향 간격보다 넓은 것을 특징으로 한다. 이 경우도, 차동에 의한 설계 자유도에 더하여, 인출용 전송 선로간의 결합을 약하게 할 수 있다.

(31) 또한, 본 발명은 상기 (24)에서, 적어도 상기 제1 절연성 기판의 상기 제1 인출용 전송 선로를 배치한 면과 반대의 면으로서, 상기 제2 모듈에 대향하는 면에, 상기 제1 반도체 집적 회로 장치와 접속하는 인출용 전송 선로를 실드하는 제1 보조 전자 실드층을 갖는 것을 특징으로 한다. 이 경우도, 차동에 의한 설계 자유도에 더하여, 인출용 전송 선로간의 결합을 약하게 할 수 있다.

(32) 또한, 본 발명은 상기 (24)에서, 상기 제1 신호 선로와 상기 인출용 전송 선로의 결합부의 측면이 곡면으로 이루어지고, 상기 제1 귀환 신호 선로와 상기 인출용 전송 선로의 결합부의 측면이 곡면으로 이루어지고, 상기 제2 신호 선로와 상기 인출용 전송 선로의 결합부의 측면이 곡면으로 이루어지고, 상기 제2 귀환 신호 선로와 상기 인출용 전송 선로의 결합부의 측면이 곡면으로 이루어지는 것을 특징으로 한다. 이 경우도, 차동에 의한 설계 자유도에 더하여, 임피던스를 거의 균일하게 할 수 있고, 그에 의해 반사를 저감할 수 있으므로, 보다 광대역의 결합기를 실현할 수 있다.

(33) 또한, 본 발명은 상기 (24)에서, 상기 제1 신호 선로의 상기 제1 반도체 집적 회로 장치와 접속하는 인출용 전송 선로와의 결합부의 반대측의 단부에 제1 임피던스 조정용 전송 선로를 갖고, 상기 제1 임피던스 조정용 전송 선로에 제1 임피던스 정합 회로가 접속되고, 상기 제2 신호 선로의 상기 제2 반도체 집적 회로 장치와 접속하는 인출용 전송 선로와의 결합부의 반대측의 단부에 제2 임피던스 조정용 전송 선로를 갖고, 상기 제2 임피던스 조정용 전송 선로에 제2 임피던스 정합 회로가 접속되어 있는 것을 특징으로 한다. 이 경우도, 차동에 의한 설계 자유도에 더하여, 신호의 반사를 방지하여 고속 통신이 가능하게 된다.

(34) 또한, 본 발명은 상기 (24)에서, 상기 제1 신호 선로 및 상기 제1 귀환 신호 선로의 상기 제1 반도체 집적 회로 장치와 접속하는 인출용 전송 선로와의 결합부의 반대측 각각의 단부에 송수신 회로를 구비한 반도체 집적 회로 장치와 접속하는 인출용 전송 선로를 가짐과 동시에, 상기 제2 신호 선로 및 상기 제2 귀환 신호 선로의 상기 제2 반도체 집적 회로 장치와 접속하는 인출용 전송 선로와의 결합부의 반대측 각각의 단부에 송수신 회로를 구비한 반도체 집적 회로 장치와 접속하는 인출용 전송 선로를 갖고, 상기 각 인출용 전송 선로의 임피던스는 상기 Z₀₁ 및 Z₀₂와는 다른 상기 제1 모듈과 상기 제2 모듈의 결합 상태에서의 근접 효과를 반영한 결합계 임피던스인 것을 특징으로 한다. 이 경우도, 차동에 의한 설계 자유도에 더하여 설계 자유도가 더욱 증가한다.

(35) 또한, 본 발명은 상기 (34)에서, 상기 제1 절연성 기판의 상기 제1 신호 선로를 배치한 면과 반대측의 면에 적어도 제1 신호 선로에 대향하는 부분이 결락부로 되어 있는 제1 플레인을 갖고, 상기 제2 절연성 기판의 상기 제2 신호 선로를 배치한 면과 반대측의 면에 적어도 제2 신호 선로에 대향하는 부분이 결락부로 되어 있는 제2 플레인을 갖는 것을 특징으로 한다.

이와 같이, 플레인, 전형적으로는 그라운드 플레인을 설치한 경우에는, 적어도 제1 신호 선로 및 제2 신호 선로에 대향하는 부분을 결락부로 함으로써, 결합기의 배선간에 전기력선을 집중시킬 수 있어, 결합기의 결합도를 높일 수 있다.

(36) 또한, 본 발명은 상기 (34)에서, 상기 제1 신호 선로 및 상기 제1 귀환 신호선의 선 폭이 상기 각 인출용 전송 선로의 선 폭보다 크거나 또는 같고, 상기 제2 신호 선로 및 상기 제1 귀환 신호선의 선 폭이 상기 각 인출용 전송 선로의 선 폭보다 크거나 또는 같은 것을 특징으로 한다. 이러한 선 폭의 관계로 설정함으로써, 결합기의 결합도를 크게 할 수 있다.

(37) 또한, 본 발명은 상기 (34)에서, 상기 제1 신호 선로와 상기 제1 귀환 신호선의 간격이 상기 각 인출용 전송 선로끼리의 간격보다 크거나 또는 같고, 상기 제2 신호 선로와 상기 제2 귀환 신호선의 간격이 상기 각 인출용 전송 선로끼리의 간격보다 크거나 또는 같은 것을 특징으로 한다. 이러한 간격의 관계로 설정함으로써, 결합기의 간격이 충분히 넓어져, 결합기 부분의 특성 임피던스는 결합 상대로부터의 영향만으로 정해지므로, 설계가 용이해진다.

(38) 또한, 본 발명은 상기 (24)에서, 상기 제1 신호 선로와 상기 제1 귀환 신호선의 간격이, 상기 제1 신호 선로 및 상기 제1 귀환 신호선의 선 폭보다 크거나 또는 같고, 상기 제2 신호 선로와 상기 제2 귀환 신호선의 간격이, 상기 제2 신호 선로 및 상기 제2 귀환 신호선의 선 폭보다 크거나 또는 같은 것을 특징으로 한다.

이러한 선 폭과 간격의 관계로 설정함으로써, 차동 결합이 허술해지므로, 설계가 용이해진다. 특히, 간격이 선 폭보다 2배 이상이 되면, 결합이 충분히 허술해지므로 바람직하다. 단, 3배 이상 이격되면 임피던스에 영향이 없어진다.

본 발명의 모듈간 통신 장치에 의하면, 결합계 임피던스로서 정합을 취함으로써, 반사를 보다 적게 하여, 통신 채널을 유도 결합보다 고속(광대역)으로 하는 것이 가능하게 된다.

도 1은 본 발명의 실시 형태의 모듈간 통신 장치의 개념적 사시도이다.
도 2는 본 발명의 실시예 1의 모듈간 통신 장치의 개념적 사시도이다.
도 3은 본 발명의 실시예 1의 모듈간 통신 장치의 단면도이다.
도 4는 본 발명의 실시예 1의 결합기의 주파수 특성의 설명도이다.
도 5는 본 발명의 실시예 1에서의 결합기의 크기와 결합기의 특성의 관계의 설명도이다.
도 6은 본 발명의 실시예 1에 관한 전자계 해석 시뮬레이션 결과의 설명도이다.
도 7은 본 발명의 실시예 2의 모듈간 통신 장치의 개념적 단면도이다.
도 8은 본 발명의 실시예 3의 모듈간 통신 장치의 구성 설명도이다.
도 9는 본 발명의 실시예 4의 모듈간 통신 장치의 구성 설명도이다.
도 10은 본 발명의 실시예 5의 모듈간 통신 장치의 구성 설명도이다.
도 11은 실시예 5의 구성에 관한 전자계 시뮬레이션에 의한 주파수 특성의 설명도이다.
도 12는 본 발명의 실시예 6의 모듈간 통신 장치의 구성 설명도이다.
도 13은 본 발명의 실시예 7의 모듈간 통신 장치의 개념적 투영 평면도이다.
도 14는 본 발명의 실시예 8의 모듈간 통신 장치의 설명도이다.
도 15는 본 발명의 실시예 9의 모듈간 통신 장치의 개념적 사시도이다.
도 16은 본 발명의 실시예 10의 모듈간 통신 장치의 구성 설명도이다.
도 17은 본 발명의 실시예 11의 모듈간 통신 장치의 개념적 투영 평면도이다.
도 18은 본 발명의 실시예 12의 모듈간 통신 장치의 개념적 단면도이다.
도 19는 본 발명의 실시예 13의 모듈간 통신 장치의 개념적 단면도이다.
도 20은 본 발명의 실시예 14의 모듈간 통신 장치의 구성 설명도이다.
도 21은 본 발명의 실시예 15의 모듈간 통신 장치의 구성 설명도이다.
도 22는 본 발명의 실시예 16의 모듈 단체의 개념적 평면도이다.
도 23은 본 발명의 실시예 16의 종단 임피던스 제어 회로의 일례의 설명도이다.
도 24는 본 발명의 실시예 17의 모듈간 통신 장치의 개념적 사시도이다.
도 25는 본 발명의 실시예 18의 모듈간 통신 장치의 구성 설명도이다.
도 26은 본 발명의 실시예 19의 모듈간 통신 장치의 개념적 사시도이다.
도 27은 본 발명의 실시예 19의 모듈간 통신 장치의 특성 설명도이다.
도 28은 본 발명의 실시예 19의 모듈간 통신 장치의 다른 특성 설명도이다.
도 29는 본 발명의 실시예 19의 모듈간 통신 장치를 구성하는 송수신 회로의 구성 설명도이다.
도 30은 본 발명의 실시예 19의 모듈간 통신 장치를 구성하는 송수신 회로의 동작 파형의 일례의 설명도이다.
도 31은 본 발명의 실시예 19에서의 주파수 특성의 실측 결과의 설명도이다.
도 32는 유사 랜덤 데이터를 사용하여 데이터 통신을 행했을 때의, 비트 오류율(BER)과 데이터 전송 속도의 관계의 실측 데이터의 설명도이다.
도 33은 본 발명의 실시예 20의 모듈간 통신 장치의 개념적 사시도이다.
도 34는 본 발명의 실시예 21의 모듈간 통신 장치의 구성 설명도이다.
도 35는 본 발명의 실시예 22의 모듈간 통신 장치의 개념적 사시도이다.
도 36은 본 발명의 실시예 23의 모듈간 통신 장치의 구성 설명도이다.
도 37은 임피던스의 선 폭 의존성 및 간격 의존성의 설명도이다.
도 38은 결합기와 인출용의 전송 선로의 접속 부분의 패턴의 설명도이다.
도 39는 종래의 코일을 사용한 모듈간 데이터 통신의 구성 설명도이다.

여기서, 도 1을 참조하여, 본 발명의 실시 형태의 모듈간 통신 장치를 설명한다. 도 1은, 본 발명의 실시 형태의 모듈간 통신 장치의 개념적 사시도이며, 2개의 모듈(1₁, 1₂)이 서로 근접 배치되어 전송 선로간의 용량 결합 및 유도 결합에 의해 무선으로 데이터 통신을 행한다.

각 모듈(1₁, 1₂)은, 각각 절연성 기판(2₁, 2₂) 상에 설치된 신호 파장의 1/10 이상의 길이를 갖고, 특성 임피던스가 Z₀의 임피던스를 갖는 결합기가 되는 신호 선로(3₁, 3₂)와 신호 선로(3₁, 3₂)의 귀환 경로를 제공하는 귀환 신호 선로(4₁, 4₂)를 갖는다. 각 신호 선로(3₁, 3₂)와 귀환 신호 선로(4₁, 4₂)는 종단 부재(5₁, 5₂)로 접속됨과 동시에, 각 신호 선로(3₁, 3₂)와 귀환 신호 선로(4₁, 4₂)의 사이에는 송수신 회로를 구비한 반도체 집적 회로 장치(6₁, 6₂)가 접속되어 있다.

이때, 각 신호 선로(3₁, 3₂)끼리 및 각 귀환 신호 선로(4₁, 4₂)끼리는, 적층 방향에서 보아 적어도 그의 일부가 투영적으로 겹치고, 각 신호 선로(3₁, 3₂)끼리의 사이 및 귀환 신호 선로(4₁, 4₂)끼리의 사이에 용량 결합 및 유도 결합에 의한 신호 결합 및 귀환 신호 결합이 발생하도록 근접하여 적층한다.

여기에서는, 귀환 신호 결합이 신호 결합과 동일하거나 또는 그것보다 강해지도록 설정한다. 그에 의해, 결합 전송 선로의 짝수 모드 임피던스 및 홀수 모드 임피던스가 명확하게 규정되므로, 실제의 사용 조건하에서는 이들 임피던스가 크게 변동되지 않아, 종단 처리가 용이해진다.

또한, 종단 부재(5₁, 5₂)의 임피던스는, 단체에서의 전송 선로의 특성 임피던스(Z₀)가 아니라, 모듈(1₁)과 모듈(1₂)의 결합 상태에서의 근접 효과를 반영한 결합계 임피던스(Z_{0 - coupled})로 한다. 종단 부재(5₁, 5₂)로는, 저항 또는 트랜지스터를 사용한다.

절연성 기판(2₁, 2₂)으로서, 절연성이면 무엇이든지 좋으며, 부드럽고 기판의 두께가 75㎛ 정도로 얇아, 메모리 카드와 같은 작은 장치에 실장하기 쉬운 FPC가 적합하지만, PCB나 반도체 기판이나 패키지 내의 기판이어도 된다.

FPC의 경우에는, 기판의 양면에 형성된 두께가 30㎛ 정도의 구리박과 기판을 관통하여 배선할 수 있는 비아(via)를 인쇄 가공하여 전송 선로를 형성할 수 있고, 전송 선로의 특성 임피던스는 50Ω이 일반적인데, 결합계 임피던스의 값으로 한다.

메모리 카드와 PC의 사이의 데이터 통신 등의 응용을 상정했을 경우의 통신 거리는 1mm 전후이다. 또한, 도 1은 2개의 모듈(1₁, 1₂)이 근접하는 경우를 도시하고 있지만, 모듈의 수는 3개 이상이라도 상관없다. 또한, 모듈(1₁, 1₂)을 근접해서 적층하는 경우에는, 동일한 방향인 상태로 적층해도 되고, 동일한 면이 대향하도록 반전시켜서 적층해도 된다. 또한, 3개 이상의 모듈을 적층하는 경우에는, 동일한 방향인 상태로 적층한다.

또한, 귀환 신호 선로(4₁, 4₂)는 신호 선로(3₁, 3₂)에 대하여 코플레이너 구조가 되도록 해도 되거나, 또는 신호 선로(3₁, 3₂)와 함께 차동 선로를 구성하도록 해도 된다. 차동 신호 선로의 경우에는, 싱글엔드에 비해 동상 노이즈에 대한 내성이 높고, 또한 임피던스의 제어가 용이하여, 코플레이너 구조의 귀환 경로를 반드시 필요로 하지 않으므로, 설계가 용이해진다.

또한, 신호 선로(3₁, 3₂)의 결합 상태는, 신호 선로(3₁, 3₂)끼리의 간격 또는 신호 선로(3₁, 3₂)끼리의 겹침의 폭 중 어느 하나를 신호의 전반 방향에서 상이하게 하여, 다절 결합기로 해도 되고, 신호 선로(3₁, 3₂)의 결합 계수의 주파수 특성을 평탄하게 하여, 광대역의 결합기를 실현할 수 있다.

또한, 신호 선로(3₁, 3₂)와 반도체 집적 회로 장치(6₁, 6₂)의 접속은, 직접 접속해도 되거나, 또는 신호 선로(3₁, 3₂)보다 폭이 좁은 인출용의 전송 선로를 사용하여 접속해도 된다. 인출용의 전송 선로끼리의 결합은 약한 것이 바람직하므로, 서로의 대향 간격을 신호 선로(3₁, 3₂)의 대향 간격보다 넓게 하거나, 또는 투영적인 겹침을 적게 하는 것이 바람직하고, 그에 의해, 전송 선로의 결합계 임피던스는 단체의 특성 임피던스(Z₀)에 거의 같아지므로, 설계가 용이해진다.

이와 같이, 본 발명의 실시 형태에 의하면, 통신 채널의 대역을 종래의 유도 결합보다 광대역(10Gb/s 이상)으로 할 수 있으므로, 통신의 고속화가 가능하다. 또한, 본 발명을 사용하면, 통신 채널의 임피던스를 통신 대역의 범위에서 거의 변화하지 않고 길이에 대해서도 균일해지도록 구성할 수 있으므로, 송수신 회로와의 접속점에서 임피던스 정합을 취하거나, 정합이 취해진 저항으로 종단할 수 있고, 통신 채널로부터 이격된 곳에 송수신기를 구비한 집적 회로를 배치할 수 있어, 설계의 자유도가 증가한다. 또한, 보다 많은 채널을 배치하여 접속할 수 있으므로, 통신의 고속화를 이룰 수 있다.

본 발명의 다른 적용 분야로는, 회로 기판이 상하로 배열되어 복수 배치되었을 때에, 종래의 커넥터나 백 플레인에 의한 배선 접속을 사용하지 않고 무선으로 데이터 통신하는데 이용할 수 있다. 또는, 장치 내에서 회전하는 모듈과 그의 주변에서 고정된 모듈 사이의 무선 데이터 통신에 이용할 수 있다.

실시예 1

이상을 전제로 하여, 이어서 도 2 내지 도 6을 참조하여, 본 발명의 실시예 1의 모듈간 통신 장치를 설명한다. 도 2는 본 발명의 실시예 1의 모듈간 통신 장치의 개념적 사시도이며, 도 3은 그의 단면도이다. 전송 선로 결합기는, 길이가 L(전형적으로는 5mm)이고 폭이 W(전형적으로는 2mm)인 직사각형을 한 신호 선로(12₁, 12₂)로 구성된다. 주변에 코플레이너 전송로에서 신호의 귀환 경로(리턴 패스)(13₁, 13₂)가 설치되어 있다. 이들 신호 선로(12₁, 12₂) 및 귀환 경로(13₁, 13₂)는, FPC의 기판(11₁, 11₂)의 표면에 형성된 두께가 30㎛ 정도인 구리박을 가공하여 형성한다.

전송 선로의 임피던스(전압과 전류의 비)는 선로의 장소에 의존하지 않고, 대상으로 하는 신호 대역 내에서 주파수에 거의 의존하지 않고 일정 값이다. 전송 선로의 "특성"을 표현하는 특성 임피던스(Z₀)의 값은, 신호 선로(12₁, 12₂)와 귀환 경로(13₁, 13₂)의 레이아웃으로 정해지고, 기판(11₁, 11₂)의 유전율이나 투자율로 정해진다.

그러나, 2개의 모듈(10₁, 10₂)이 근접하면, 신호 선로(12₁, 12₂)의 임피던스는 근접 효과에 의해 다른 쪽의 신호 선로(12₂, 12₁)의 영향을 받아, Z₀과 상이한 값이 된다. 2개의 모듈(10₁, 10₂)이 접근할수록 근접 효과가 커지고, 신호 선로(12₁, 12₂)의 임피던스는 보다 작아진다.

결합 상태에 있는 신호 선로(12₁, 12₂)의 임피던스를 본 명세서에서는 결합계 임피던스라고 칭하고 Z_{0 - coupled}로 나타낸다. 종래는 특성 임피던스(Z₀)를 제어했지만, 본 발명에서는 결합계 임피던스(Z_{0 - coupled})를 제어하는 점이 본질적으로 상이하다.

디지털 신호를 신호 처리하여 송수신하는 송수신기를 구비한 반도체 집적 회로 장치(15₁, 15₂)를 신호 선로(12₁, 12₂)의 부근, 예를 들어 10Gb/s로 디지털 신호를 전송하는 경우에는 0.4mm 이하의 거리에 설치하여 배선 접속한다. 송수신기의 출력 또는 입력 임피던스는, 결합계 임피던스(Z_{0 - coupled})와 동일한 저항(반도체 집적 회로 장치(15₁, 15₂) 내에 설치되고, 도면에는 표시되어 있지 않음)을 사용하여, 신호 선로(12₁, 12₂) 사이에서 임피던스 정합되어 있다. 또한, 신호 선로(12₁, 12₂)의 타단부와 귀환 경로(13₁, 13₂)의 사이는, 결합계 임피던스(Z_{0 - coupled})와 동일한 저항(14₁, 14₂)을 사용해서 종단되어 임피던스 정합되어 있다.

임피던스의 제어는, 저항 대신에 트랜지스터의 트랜스 컨덕턴스(g_m)를 조정함으로써도 실현할 수 있다. 트랜스 컨덕턴스(g_m)는, 트랜지스터의 게이트·소스간의 전압이나 드레인에 흐르는 전류나 트랜지스터의 채널 형상에 따라서 바꿀 수 있다. (이후, 저항에서 설명이나 도시되어 있는 경우에는, 트랜지스터의 트랜스 컨덕턴스를 사용하는 경우도 포함함)

전송 선로 결합의 결과, 한쪽의 신호 선로(12₁, 12₂)에 신호에 따른 전류가 흐르면, 다른 쪽의 신호 선로(12₂, 12₁)에 그것과 동일한 방향 및 역방향의 전류가 흘러서 신호를 전송한다.

2개의 모듈(10₁, 10₂)은, 양쪽 모두 고정 설치되어 있어서 항상 통신할 수 있는 경우와, 모듈이 이동하여 거리가 접근했을 때에 통신할 수 있는 경우가 있다. 전자의 예로는, 패키지간 통신이나 보드간 통신이 있다. 후자의 예로는, 비접촉 메모리 카드나, 패키지 너머의 프로브 장치나, 회전부와의 데이터 통신의 경우 등이 있다. 모듈은 플라스틱 등으로 봉인되고, 2개의 모듈의 사이에 접착용 수지나 공간이 들어가는 경우가 있다.

신호 선로(12₁, 12₂)가 설치되는 면은, FPC의 기판(11₁, 11₂)의 대향면이나 그의 반대면이어도 된다. 또한, 도 2는, 반대면에 설치하는 경우를 나타내고 있고, 도 3은 대향면에 설치하는 경우를 나타내고 있다. 어쨌든, 결합하는 전송 선로 결합기 사이에는 유전체(전형적인 비유전율은 3 내지 5)와 공간(비유전율은 1)이 있다.

도 4는, 본 발명의 실시예 1의 결합기의 주파수 특성의 설명도이며, 도 4의 (a)에 도시한 바와 같이, 한쪽의 신호 선로(12₁)의 양쪽 단자를 단자(1)와 단자(2), 다른 쪽의 신호 선로(12₂)의 양쪽 단자를, 단자(1)와 동일한 측의 단자를 단자(3), 반대측을 단자(4)라고 칭한다. 단자(2)와 단자(4)가 종단되어, 단자(1)로부터 신호가 입력되고, 단자(3)으로부터 신호가 출력되는 경우를 생각한다.

전송 선로 결합으로 신호가 전송되는 통신 채널의 주파수 특성(S₃₁)의 전형 예를 도 4의 (b)에 나타내었다. 결합 강도가 최대에서 3dB 내려간 주파수를 f_L과 f_H로 나타내면, f_L과 f_H의 중심 주파수(f₀)는, λ를 신호의 파장, v를 신호의 속도로 하면, 하기의 식 (1)로 표시된다.

비유전율이 4인 유전체 중에서 10GHz의 신호의 파장은 약 14mm이므로, λ/4는 약 3.7mm이다. 주파수와 파장은 역비례하므로, λ/4가 5mm가 되는 것은 주파수가 약 7GHz일 때이다. 전송 선로 결합에서는 전송 선로 결합기의 길이(L)를 1/4 파장(λ/4)으로 설계하므로, L=5mm로 하면 f₀=7GHz가 되고, L=7mm로 하면 f₀=5GHz가 된다.

또한, 결합 강도가 최대에서 3dB 내려간 주파수 f_H에서 f_L의 사이의 주파수 영역은 결합 강도가 주파수에 거의 의존하지 않아, 신호 파형을 변형시키지 않고 전송할 수 있으므로, 이 영역을 신호 대역이라고 생각한다. f_L은 약 0.5×f₀이며, f_H는 약 14×f₀이므로, 신호 대역인 f_H-f_L은 약 f₀이 된다. 통신 속도는 신호 대역에 비례하므로, 전송 선로 길이(L)를 작게 할수록 광대역이 되어, 고속 통신이 가능하게 된다. 이렇게 신호 대역의 요구로부터, 전송 선로 결합기의 길이(L)를 정한다.

또한, 결합 강도가 충분히 크지 않으면, 신호 노이즈비를 크게 취하지 않으므로, 신뢰성이 높은 통신을 할 수 없다. 전압 신호 감쇠의 절댓값(C)(데시벨 값)은 하기의 식 (2)로 주어진다.

여기에서 Z_0e는 전송 선로쌍의 짝수 모드에서의 특성 임피던스, Z_0o는 전송 선로쌍의 홀수 모드에서의 특성 임피던스이다.

2개의 신호 선로(12₁, 12₂)가 결합하고 있을 때, 양쪽 전송 선로를 흐르는 신호는, 동일한 방향의 신호(예를 들어 양쪽 모두 저에서 고로 변화함)와 역방향의 신호(한쪽이 저에서 고로 변화할 때 다른 쪽은 고에서 저로 변화함)의 합성으로 표현할 수 있다. 즉, 짝수 모드에서 전파하는 신호 성분을 V_even, 홀수 모드에서 전파하는 신호 성분을 V_odd라 하면, 선로(1)와 선로(2)의 신호 V₁과 V₂는, V_odd=V₁-V₂, V_even=0.5(V₁+V₂)로부터, V₁=V_even+0.5V_odd, V₂=V_even-0.5V_odd로 나타낼 수 있다.

동상 신호에 대한 전송 선로 쌍의 결합계 임피던스를 짝수 모드 임피던스(Z_0e)라고 칭하고, 역상 신호에 대한 전송 선로의 결합계 임피던스를 홀수 모드 임피던스(Z_0o)라고 칭한다. 짝수 모드에서는 신호가 동상으로 변화하므로, 신호가 역상으로 변화하는 홀수 모드에 비해, 선로간의 캐패시턴스가 실효적으로 감소한다.

임피던스는 캐패시턴스에 역비례하므로, 짝수 모드 임피던스(Z_0e)는 홀수 모드 임피던스(Z_0o)보다 커진다. (Z_0e-Z_0o)/(Z_0e+Z_0o)는 1 이하의 값이므로, 이 차가 클수록 C의 값은 작아져 결합 강도가 강해진다. 또한, 결합계 임피던스(Z_{0 - coupled})는 Z_0e와 Z_0o로부터, 하기의 식 (3)과 같이 결정된다.

신호 선로(12₁, 12₂)의 종단을 결합계 임피던스(Z_{0 - coupled})와 같은 저항으로 종단하거나, 또는 결합계 임피던스(Z_{0 - coupled})와 같은 특성 임피던스(Z₀)를 갖는 전송 선로와 접속함으로써 정합을 취해 신호의 반사를 억제하면서, 또한 결합 강도가 커지도록 결합기의 치수를 설계한다.

도 5에 이들의 관계를 전자계 해석 시뮬레이터로 조사한 결과를 나타낸다. 도 5의 (a)는 신호 선로의 폭(W), 간격(d) 및 위치 어긋남(s)의 설명도이며, 도 5의 (b)는 Z_0o와 Z_0e의 선 폭(W) 및 위치 어긋남(S) 의존성의 설명도이며, 도 5의 (c)는 전압 신호 감쇠(C)와 선 폭(W)의 상관 관계의 위치 어긋남(S) 의존성의 설명도이다. 배선 폭(W)에 의해 결합기의 주파수 특성은 변화하여, W가 클수록 결합이 강하다. 또한, 전송 선로의 위치가 어긋날수록 결합은 약해지지만, 전송 선로의 폭의 절반 정도가 어긋나도(예를 들어, W=3mm이고 s=1.5mm), 결합 강도는 3dB 낮아지는(즉 절반이 되는) 정도이다.

여기서, 짝수 모드 및 홀수 모드의 임피던스(Z_0o, Z_0e)는, 각각 신호 선로(12₁)와 귀환 경로(13₁)의 사이의 용량과 인덕턴스, 신호 선로(12₂)와 귀환 경로(13₂)의 사이의 용량과 인덕턴스, 및 신호 선로(12₁)와 신호 선로(12₂)의 사이의 용량과 인덕턴스로 결정된다. 이때 귀환 경로(13₁)와 귀환 경로(13₂)의 사이의 결합이 약하면, 신호 기준 전위가 정해지지 않아 결합 전송 선로의 짝수 모드 임피던스 및 홀수 모드 임피던스가 명확하게 규정되지 않는다. 그 결과, 실제의 사용 조건하에서는 이들 임피던스가 크게 변동하게 되어 종단 처리가 곤란해진다.

이 문제를 회피하기 위해서, 귀환 경로(13₁)와 귀환 경로(13₂)의 사이도, 신호 선로(12₁, 12₂) 사이와 같거나 또는 그 이상의 결합이 필요해진다.

본 발명의 실시예 1에 의하면, 결합계 임피던스(Z_{0 - coupled})를 기초로 하여 임피던스 정합하고 있으므로, 신호의 반사가 적어져 고속 통신이 가능해짐과 동시에, 도 6에 도시한 바와 같이, 코일을 사용한 유도 결합만의 경우보다 광대역의 무선 통신로를 실현할 수 있다.

실시예 2

이어서, 도 7을 참조하여, 본 발명의 실시예 2의 모듈간 통신 장치를 설명한다. 도 7은 본 발명의 실시예 2의 모듈간 통신 장치의 개념적 단면도이며, 기판(11₁, 11₂) 상에 볼록 형상 부재(16₁, 16₂)를 설치하고, 그 위에 걸치도록 신호 선로(12₁, 12₂)를 설치한 것이며, 그 밖의 구성은 상기의 실시예 1과 마찬가지이다. 이 경우의 볼록 형상 부재(16₁, 16₂)는, 예를 들어 자외선 경화형 수지로 형성한다.

결합기를 구성하는 신호 선로(12₁, 12₂)는 만곡되어 있으므로, 신호 선로(12₁, 12₂)끼리의 간격이 서서히 변화하여, 결합기의 중앙에서 가장 가까워지고, 선로간의 결합 용량이 커진다. 그 결과, 짝수 모드 임피던스(Z_0o)와 홀수 모드 임피던스(Z_0e)의 차가 커져, 결합 강도가 커진다.

결합 강도가 강해지는 결과, 수신측의 신호 강도를 크게 할 수 있다. 또한, 결합 강도가 장소에 따라 상이하여, 하기 식 (4)와 같이 그것들의 중첩이 결합 전송 선로 전체의 결합 계수(C_total(f))가 된다.

이와 같이, 위치의 함수인 C(x)를 C_total(f)이 평탄해지도록 조정함으로써, 결합 전송 선로의 대역을 증가시킬 수 있다. 또한, FPC와 같이 기판(11₁, 11₂)이 부드러운 경우에는, 기판(11₁, 11₂) 그 자체를 보울(bowl) 형상으로 성형해도 된다.

이와 같이, 본 발명의 실시예 2에서는, 통신 거리의 단축에 의해 전송 선로간의 결합 계수를 크게 할 수 있어, 수신기측의 S/N비를 높게 할 수 있다. 특히, 연속적으로 변화하는 결합 계수의 강도를 조정함으로써, 전송 선로의 결합 계수의 주파수 특성을 평탄하게 할 수 있어, 주파수 대역을 확장할 수 있다. 또한, 결합 전송 선로의 임피던스가 불연속으로 변화하는 것을 방지할 수 있어, 종단 처리가 용이하게 된다. 그 결과, 신호 전송의 신뢰성을 향상시킬 수 있다. 또한, 이와 같은 구성은, 후술하는 귀환 경로를 신호 선로와 차동 선로를 구성하도록 했을 경우에도 적용되는 것이다.

실시예 3

이어서, 도 8을 참조하여, 본 발명의 실시예 3의 모듈간 통신 장치를 설명한다. 도 8의 (a)는 모듈 단체의 개념적 평면도이며, 도 8의 (b)는 본 발명의 실시예 3의 모듈간 통신 장치의 개념적 단면도이다. 본 발명의 실시예 3에서는, 결합기의 신호 전송 방향이 되는 신호 선로(12₁, 12₂)에 대하여 좌우 양측에 결합기에 대하여 선 대칭이 되도록 귀환 경로(13₁, 13₂)를 형성한다.

본 발명의 실시예 3에서는, 귀환 경로가 신호 선로(12₁, 12₂)의 양측에 대칭으로 되어 있으므로, 신호 선로(12₁, 12₂)의 일단부(A)에서부터 타단부(B)를 향해 흐른 전류가, 신호 선로(12₁, 12₂)의 양쪽 가로의 귀환 경로를 통해 타단부(B)에서부터 일단부(A)의 방향으로 복귀되므로, 동일 형상의 2개의 코일이 가로로 배열되어 거기에 전류가 역방향으로 흐르고 있는 상태와 동일해진다.

그때, 상기 2개의 코일에 동일한 크기의 자계가 노이즈로서 관통하면, 그의 영향으로 2개의 코일에 출현하는 노이즈 신호는 역방향으로 되어 상쇄된다. 따라서, 동상 노이즈 제거비가 높아지고, 노이즈 내성이 높아진다.

실시예 4

이어서, 도 9를 참조하여, 본 발명의 실시예 4의 모듈간 통신 장치를 설명한다. 도 9의 (a)는 모듈 단체의 개념적 평면도이며, 도 9의 (b)는 본 발명의 실시예 4의 모듈간 통신 장치의 개념적 단면도이다. 본 발명의 실시예 4는, 상술한 실시예 3의 모듈에 대하여 기판(11₁, 11₂)의 이면에 결합기를 내포하도록 차단층(17₁, 17₂)을 설치한 것이다. 이 차단층(17₁, 17₂)은, FPC의 기판(11₁, 11₂)의 다른 쪽의 면에 형성되어 있는 구리박에 의해 형성된다. 또한, 도면에서는 결합기와 반도체 집적 회로 장치(15₁, 15₂)가 동일한 평면 상에 배치되어 있지만, 반도체 집적 회로 장치(15₁, 15₂)는 비아를 사용하여 반대측에 배치해도 상관없다.

이와 같이, 본 발명의 실시예 4에서는, 차단층(17₁, 17₂)을 설치하고 있으므로, 차단층(17₁, 17₂)에 의해 외부로부터의 전자계 노이즈가 결합기에 침입하는 것을 저감한다. 그 결과, 노이즈 내성이 높아진다. 또한 반대로, 결합기를 사용한 무선 통신의 영향이 외부에 전자기적 잡음으로서 방사되는 것(즉 전자 방해)을 차단층에 의해 저감한다. 그 결과, 전자 환경 적합성이 높아진다. 또한, 이와 같은 구성은, 후술하는 귀환 경로를 신호 선로와 차동 선로를 구성하도록 했을 경우에도 적용되는 것이다.

실시예 5

이어서, 도 10 및 도 11을 참조하여, 본 발명의 실시예 5의 모듈간 통신 장치를 설명한다. 도 10의 (a)는 본 발명의 실시예 5의 모듈간 통신 장치의 결합기의 개념적 사시도이며, 도 10의 (b)는 개념적 평면도이고, 도 10의 (c)는 결합부의 설명도이다.

전송 선로 결합기의 배선 폭을 바꿈으로써 결합기의 주파수 특성이 바뀐다. 따라서, 신호 선로(12₁, 12₂)의 배선 폭을 균일하게 하지 않고 변화시킴으로써 더욱 광대역의 결합기를 실현할 수 있다. 즉, 서로 다른 폭의 결합기를 복수 접속하여 다절(多節)로 하면 된다. 그러나, 배선 폭을 바꾸면 배선의 임피던스를 일정 값으로 제어하는 것이 곤란해져서, 신호의 다중 반사가 발생한다. 따라서, 본 발명의 실시예 5에서는, 선 폭을 일정하게 하여 임피던스를 일정하게 제어하면서, 신호 선로(12₁, 12₂)가 겹쳐서 결합하는 개소가 다절이 되어 각각의 선 폭이 상이하도록 전송 선로 결합기를 굴곡시켰다.

도 11은, 실시예 5의 구성에 관한 전자계 시뮬레이션에 의한 주파수 특성의 설명도이며, 신호 대역 12.6GHz, 결합 강도 S₃₁-14.5dB을 실현할 수 있다. 이와 같이, 다절의 구조로 했을 경우, 중복 부분이 큰 장소일수록 선로간의 결합 용량이 커진다. 그 결과 짝수 모드와 홀수 모드 임피던스(Z_0o, Z_0e)의 차가 커지고, 결합 강도(C)가 커진다.

n번째의 절의 결합 강도를 C_n이라 하면, 그 절에서 결합하여 수신단에 전해지는 신호의 강도는, 위상의 변화도 고려하여 하기의 식 (5)가 된다.

단, 각 절의 길이를 L, 신호의 속도 및 주파수를 각각 v, f로 하고, θ=2Lf/v로 한다.

전체의 결합 계수(C_total)는 각 절로부터 수신단에 전해지는 신호의 중첩이 되기 때문에, 하기의 식 (6)으로 표시된다.

따라서, 각 절의 결합 강도 C_n을, C_total(f)이 평탄해지도록 조정함으로써, 결합 전송 선로의 대역을 증가시킬 수 있다. 신호 반사를 방지하기 위해 곡면으로 전송 선로를 구성한 경우도 마찬가지의 생각으로, 결합 계수의 주파수 특성을 평탄하게 하여, 광대역의 결합기를 실현할 수 있다.

이와 같이, 본 발명의 실시예 5에서는, 신호 선로(12₁, 12₂)를 다절로 하고 있으므로, 단절의 결합기보다 광대역의 결합 통신로를 실현할 수 있다. 또한, 이와 같은 구성은, 후술하는 귀환 경로를 신호 선로와 차동 선로를 구성하도록 했을 경우에도 적용되는 것이다.

실시예 6

이어서, 도 12를 참조하여, 본 발명의 실시예 6의 모듈간 통신 장치를 설명한다. 도 12의 (a)는, 본 발명의 실시예 6의 모듈간 통신 장치의 한쪽의 신호 선로의 개념적 평면도이며, 도 12의 (b)는 다른 쪽의 신호 선로의 개념적 평면도이며, 도 12의 (c)는 결합부의 설명도이다.

도 12의 (a) 및 (b)에 도시한 바와 같이, 본 발명의 실시예 6에서는, 다른 다절 결합기의 실현 방법으로서, 신호 선로(12₁, 12₂)를 곡선적으로 굽혀서 절의 수를 매우 많게 한 것이다.

이와 같이, 본 발명의 실시예 6에서는, 결합 개소가 연속적으로 조금씩 변화하기 때문에, 임피던스의 급격한 변화가 적어, 더욱 광대역화가 가능하다. 또한, 이와 같은 구성은, 후술하는 귀환 경로를 신호 선로와 차동 선로를 구성하도록 했을 경우에도 적용되는 것이다.

실시예 7

이어서, 도 13을 참조하여, 본 발명의 실시예 7의 모듈간 통신 장치를 설명한다. 도 13은, 본 발명의 실시예 7의 모듈간 통신 장치의 개념적 투영 평면도이다. 도 13에 도시한 바와 같이, 신호 선로(12₁, 12₂)가 서로 교차하여, 교차 부분에 결합기를 구성한다.

일정한 폭으로 임피던스도 균일한 신호 선로(12₁, 12₂)를 비스듬히 교차시키면, 교차 부분의 폭이 교차부의 중앙에서 넓어지고 양측에서 좁아지기 때문에, 상술한 실시예 5와 마찬가지로 광대역이 된다. 또한, 신호 선로(12₁, 12₂)의 상대 위치가 평면의 어떠한 방향으로 어긋나든, 교차 부분의 형상은 일정해지기 때문에, 모듈의 위치 어긋남에 의존하지 않고 결합 특성이 일정해지는 효과도 있다.

이와 같이, 본 발명의 실시예 7에서는, 신호 선로(12₁, 12₂)를 비스듬히 교차시켜서 배치하고 있으므로, 광대역의 무선 통신로를 실현할 수 있다. 또한, 모듈(10₁, 10₂)의 상대 위치가 어긋나도 통신로의 특성이 변화하지 않는 특징이 있다. 또한, 이와 같은 구성은, 후술하는 귀환 경로를 신호 선로와 차동 선로를 구성하도록 했을 경우에도 적용되는 것이다.

실시예 8

이어서, 도 14를 참조하여, 본 발명의 실시예 8의 모듈간 통신 장치를 설명한다. 도 14는, 본 발명의 실시예 8의 모듈간 통신 장치의 설명도이며, 2개의 모듈을 평면도로서 나타내고 있다. 도시한 바와 같이, 한쪽의 모듈(10₁)에 설치한 1개의 신호선(12₁)과 다른 쪽의 모듈(10₂)에 설치한 복수의 신호 선로(12₂, 12₃)를 결합시킨 것이다.

모듈(10₁)의 반도체 집적 회로 장치(15₁)로부터 송신된 신호를, 모듈(10₂)의 반도체 집적 회로 장치(15₂) 및 반도체 집적 회로 장치(15₃)에 동시에 전송할 수 있다. 이 경우, 결합에 사용되지 않는 곳에, 반도체 집적 회로 장치에 접속되지 않는 결합기, 즉 더미 결합기(20)를 설치함으로써, 신호 선로(12₁)의 임피던스를 일정하게 하고, 결합계 임피던스(Z_{0 - coupled})의 제어를 용이하게 할 수 있다. 또한, 도면에서는, 다른 쪽의 모듈(10₂)에 2개의 결합기를 설치하고 있지만, 3개 이상의 결합기를 설치해도 된다.

이와 같이, 본 발명의 실시예 8에서는, 한쪽의 모듈에 복수의 결합기를 설치하고 있으므로, 하나의 전송 선로에서 복수로 분기한 결합 통신을 실현할 수 있어, 하나의 반도체 집적 회로 칩에서 복수의 반도체 집적 회로 칩으로 데이터 통신할 수 있다. 또한, 이와 같은 구성은, 후술하는 귀환 경로를 신호 선로와 차동 선로를 구성하도록 했을 경우에도 적용되는 것이다.

실시예 9

이어서, 도 15를 참조하여, 본 발명의 실시예 9의 모듈간 통신 장치를 설명한다. 도 15는, 본 발명의 실시예 9의 모듈간 통신 장치의 개념적 사시도이다. 신호 선로(12₁, 12₂)의 결합계 임피던스(Z_{0 - coupled})와 같은 특성 임피던스(Z₀)의 전송 선로(18₁, 18₂)로 신호 선로(12₁, 12₂)와 반도체 집적 회로 장치(15₁, 15₂)를 접속하고 있다. 신호 선로(12₁, 12₂)의 결합부에서는 강한 결합을 실현하고, 반도체 집적 회로 장치(15₁, 15₂)와 신호 선로(12₁, 12₂)를 접속하는 인출선용의 전송 선로(18₁, 18₂)의 부분에서는 결합하지 않는 것이 바람직하다.

그 때문에, 전송 선로(18₁, 18₂)는 결합부보다 가는 선 폭을 사용한다. 전형적으로는, 신호 선로(12₁, 12₂)의 선 폭이 2mm인 것에 반해, 전송 선로(18₁, 18₂)의 선 폭은 0.3mm이다. 전송 선로(18₁, 18₂)와 신호 선로(12₁, 12₂)의 접합부에서는, 임피던스의 큰 부정합이 발생하지 않도록, 테이퍼 형상으로 선 폭의 차이를 서서히 정렬시키는 것이 바람직하다. 또한, 신호 선로(12₁, 12₂)의 결합계 임피던스와 전송 선로(18₁, 18₂)의 특성 임피던스를 정렬시킨 결과, 귀환 경로(13₁, 13₂)의 형상도 실시예 1과는 상이하다.

양쪽 모듈(10₁, 10₂)의 인출용의 전송 선로(18₁, 18₂) 사이의 결합이 전혀 없는 경우에는, 인출용의 전송 선로(18₁, 18₂)의 결합계 임피던스(Z_{0 - coupled})는 특성 임피던스(Z₀)와 동일해진다. 그 경우, 신호 선로(12₁, 12₂)의 결합계 임피던스(Z_{0 -coupled})를 예를 들어 50Ω으로 하면, 신호 선로(12₁, 12₂) 자체의 특성 임피던스(Z₀)는 50Ω보다 높게, 인출용의 전송 선로(18₁, 18₂)의 특성 임피던스(Z₀)는 50Ω으로 설계한다.

또는, 양쪽 모듈(10₁, 10₂)의 인출용의 전송 선로(18₁, 18₂) 사이의 결합이 약간 있어, 인출용의 전송 선로(18₁, 18₂)의 결합계 임피던스(Z_{0 - coupled})를 50Ω으로 하기 위해서는, 그의 특성 임피던스를 50Ω보다 약간 높게, 예를 들어 55Ω으로 설계한다.

상술한 실시예 1에서는, 송수신기를 구비한 반도체 집적 회로 장치(15₁, 15₂)를 신호 선로(12₁, 12₂)의 바로 근처(예를 들어 0.4mm 이내)에 설치해야 했지만, 본 발명의 실시예 9에서는, 인출용의 전송 선로(18₁, 18₂)를 설치하고 있으므로, 송수신기를 구비한 반도체 집적 회로 장치(15₁, 15₂)를 신호 선로(12₁, 12₂)로부터 이격된 곳에라도 설치할 수 있으므로, 설계의 자유도가 증가한다.

또한, 반도체 집적 회로 장치(15₁, 15₂)와 전송 선로(18₁, 18₂)와 신호 선로(12₁, 12₂)가, 그의 종단에서 임피던스가 정합하고 있으므로 신호의 반사가 일어나지 않아, 높은 신뢰성으로 고속 통신할 수 있다.

실시예 10

이어서, 도 16을 참조하여, 본 발명의 실시예 10의 모듈간 통신 장치를 설명한다. 도 16의 (a)는 본 발명의 실시예 10의 모듈간 통신 장치의 개념적 단면도이며, 도 16의 (b)는 개념적 평면도이며, 도 16의 (c)는 도 16의 (b)에서의 A-A'를 연결하는 일점 쇄선에 따른 단면도이며, 도 16의 (d)는 도 16의 (b)에서의 B-B'를 연결하는 일점 쇄선에 따른 단면도이다.

이 실시예 10에서는, 실시예 9의 코플레이너 구조 대신에 마이크로스트립 구조를 채용한 것이며, 기판(11₁, 11₂)의 이면에 플레인(31₁, 31₂)을 설치하고, 비아(32₁, 32₂) 및 랜드(33₁, 33₂)를 통해 저항(14₁, 14₂)과 접속하고 있다.

이 경우, 결합기를 구성하는 신호 선로(12₁, 12₂)의 부분에서, 플레인(31₁, 31₂)을 배제함으로써, 결합기의 배선간에 전기력선을 집중시킬 수 있어, 결합기의 결합도를 높일 수 있다. 또한, 이 플레인(31₁, 31₂)은, 일반적으로는 접지된 그라운드 플레인이지만, 반드시 접지하고 있을 필요는 없다.

또한, 도 16의 (c) 및 도 16의 (d)에 도시한 바와 같이, 신호 선로(12₁, 12₂)의 폭(W₁)을 전송 선로(18₁, 18₂)의 폭(w₁)보다 좁게 하고 있으므로, 후술하는 실시예 23에서 상세하게 설명한 바와 같이, 결합기의 결합도를 크게 할 수 있다.

실시예 11

이어서, 도 17을 참조하여, 본 발명의 실시예 11의 모듈간 통신 장치를 설명한다. 도 17은, 본 발명의 실시예 11의 모듈간 통신 장치의 개념적 투영 평면도이다. 도시한 바와 같이, 인출용의 전송 선로(18₁, 18₂)가 모듈(10₁, 10₂) 사이에서 거의 결합하지 않도록, 모듈(10₁)과 모듈(10₂)의 인출용의 전송 선로(18₁, 18₂)의 연장 방향을 서로 반대 방향으로 하였다.

인출용의 전송 선로(18₁, 18₂)의 결합이 거의 없으므로, 인출용의 전송 선로(18₁, 18₂)의 결합계 임피던스(Z_{0 - coupled})는 특성 임피던스(Z₀)와 같아지고, 따라서, 신호 선로(12₁, 12₂)의 결합부의 결합계 임피던스(Z_{0 - coupled})와 같아지도록 인출용의 전송 선로(18₁, 18₂)의 특성 임피던스를 설계하면, 신호의 반사가 일어나지 않는다.

이와 같이, 인출용의 전송 선로(18₁, 18₂)의 연장 방향을 서로 반대 방향으로 하여 결합이 일어나지 않도록 하고 있으므로, 모듈(10₁, 10₂) 사이의 거리의 변동의 영향을 받지 않고 임피던스를 설계할 수 있으므로 확실하게 설계할 수 있다. 또한, 이와 같은 구성은, 후술하는 귀환 경로를 신호 선로와 차동 선로를 구성하도록 했을 경우에도 적용되는 것이다.

실시예 12

이어서, 도 18을 참조하여, 본 발명의 실시예 12의 모듈간 통신 장치를 설명한다. 도 18은, 본 발명의 실시예 12의 모듈간 통신 장치의 개념적 단면도이다. 도시한 바와 같이, 인출용의 전송 선로(18₁, 18₂)가 모듈(10₁, 10₂) 사이에서 거의 결합하지 않도록, 신호 선로(12₁, 12₂)를 스루 비아(through via)(19₁, 19₂)를 사용하여 기판(11₁, 11₂)의 인출용의 전송 선로(18₁, 18₂)를 설치한 면과 반대측의 면에 형성하고, 신호 선로(12₁, 12₂)끼리 마주 보도록 모듈(10₁)과 모듈(10₂)을 배치함으로써, 인출용의 전송 선로(18₁, 18₂)의 거리를 크게 이격하였다. 또한, 귀환 경로(13₁, 13₂)도 인출용의 전송 선로(18₁, 18₂)와 동일한 면에 설치한다.

본 발명의 실시예 12에서는, 결합기가 되는 신호 선로(12₁, 12₂)를 설치한 기판면에는 반도체 집적 회로 장치(15₁, 15₂)나 저항(14₁, 14₂) 등의 소자가 존재하지 않으므로, 신호 선로(12₁, 12₂)끼리를 보다 가까이 배치하여 결합을 강하게 하고, 인출용의 전송 선로(18₁, 18₂)끼리를 보다 멀리 배치하여 결합을 약하게 할 수 있다. 또한, 이와 같은 구성은, 후술하는 귀환 경로를 신호 선로와 차동 선로를 구성하도록 했을 경우에도 적용되는 것이다.

실시예 13

이어서, 도 19를 참조하여, 본 발명의 실시예 13의 모듈간 통신 장치를 설명한다. 도 19는, 본 발명의 실시예 13의 모듈간 통신 장치의 개념적 단면도이다. 도시한 바와 같이, 실시예 11과는 달리, 양쪽 모듈(10₁, 10₂)의 기판(11₁, 11₂)이 동일한 방향으로 배치되어 있다. 이때, 신호 선로(12₁, 12₂)의 거리를 짧게 하고, 인출용의 전송 선로(18₁, 18₂) 사이의 거리를 길게 하기 때문에, 하측의 모듈(10₂)에 입체 구조(21)를 구비하여, 신호 선로(12₂)를 들어올리고 있다.

본 발명의 실시예 13에서는, 기판(11₁, 11₂)의 방향을 동일하게 한 상태에서, 신호 선로(12₁, 12₂)끼리를 보다 가까이 배치하여 결합을 강하게 하고, 인출용의 전송 선로(18₁, 18₂)끼리를 보다 멀리 배치하여 결합을 약하게 할 수 있다. 또한, 이와 같은 구성은, 후술하는 귀환 경로를 신호 선로와 차동 선로를 구성하도록 했을 경우에도 적용되는 것이다.

실시예 14

이어서, 도 20을 참조하여, 본 발명의 실시예 14의 모듈간 통신 장치를 설명한다. 도 20의 (a)는 모듈 단체의 개념적 평면도이며, 도 20의 (b)는 본 발명의 실시예 14의 모듈간 통신 장치의 개념적 단면도이다. 본 발명의 실시예 14는, 기판(11₁, 11₂)을 동일한 방향으로 적층하고, 상부측에 배치되는 모듈(10₁)의 기판(11₁)의 이면의 인출용의 전송 선로(18₁)를 덮는 위치에 차단층(22₁)을 설치한 것이다.

이와 같이, 본 발명의 실시예 14에서는, 차단층(221)을 설치하고 있으므로, 인출용의 전송 선로(18₁, 18₂)끼리의 결합을 없앨 수 있다.

본 발명의 실시예 14에서는, 차단층(22₁)을 설치하고 있으므로, 기판(11₁, 10₂)에 비아나 입체 구조를 필요로 하지 않고, 반도체 집적 회로 장치(15₁, 15₂)와 전송 선로(18₁, 18₂)와 신호 선로(12₁, 12₂)를, 그의 종단에서 임피던스가 정합할 수 있고, 따라서 신호의 반사가 일어나지 않아, 높은 신뢰성으로 고속 통신할 수 있다. 또한, 이와 같은 구성은, 후술하는 귀환 경로를 신호 선로와 차동 선로를 구성하도록 했을 경우에도 적용되는 것이다.

실시예 15

이어서, 도 21을 참조하여, 본 발명의 실시예 15의 모듈간 통신 장치를 설명한다. 도 21은, 모듈 단체의 개념적 평면도이며, 도 21의 (b)는 본 발명의 실시예 15의 모듈간 통신 장치의 개념적 단면도이다. 도시한 바와 같이, 인출용의 전송 선로(18₁, 18₂)와 신호 선로(12₁, 12₂)의 접합부의 측면을 곡선으로 한 것이다.

본 발명의 실시예 15에서는, 전송 선로(18₁, 18₂)와 신호 선로(12₁, 12₂)의 접합부의 측면을 곡선으로 하고 있으므로, 임피던스의 급격한 변화를 없애고, 임피던스를 가능한 한 균일하게 하고 있다. 그 결과, 임피던스가 거의 균일해지므로 신호의 반사를 저감할 수 있어 광대역의 결합기를 실현할 수 있다. 또한, 이와 같은 구성은, 후술하는 귀환 경로를 신호 선로와 차동 선로를 구성하도록 했을 경우에도 적용되는 것이다.

실시예 16

이어서, 도 22 및 도 23을 참조하여, 본 발명의 실시예 16의 모듈간 통신 장치를 설명한다. 도 22는, 모듈 단체의 개념적 평면도이다. 도시한 바와 같이, 신호 선로(12₁)(12₂) 타단부에도 전송 선로(18₃)(18₄)를 설치하고, 이 전송 선로(18₃)(18₄)에 종단 임피던스 정합 회로(23₁)(23₂)를 내장한 반도체 집적 회로 장치(15₁)(15₂)에 접속한 것이다. 또한, 반도체 집적 회로 칩을 결합기의 바로 근처에 설치할 수 있으면 전송 선로를 통하지 않고 직접 배선으로 양자를 접속해도 된다.

임피던스의 정합 기능의 모두 또는 일부가 반도체 집적 회로 장치(15₁)(15₂)의 내부에 탑재되어, 임피던스를 조정할 수 있게 되어 있다. 결합 전송로의 선 폭 등 파라미터의 제조 편차, 또는 선로간 거리의 변동에 의해 결합계 임피던스(Z_{0 -coupled})가 변화한 경우에, 정합용 임피던스의 값이 고정이면, 임피던스 부정합이 발생하여, 결합 계수가 저하된다. 신호 반사 등을 모니터하거나 해서 Z_{0 - coupled}의 값을 검출하고, 그의 변화에 따라서 종단 임피던스를 적응 조정한다.

도 23은, 종단 임피던스 제어 회로의 일례의 설명도이며, 모듈(10₂)의 반도체 집적 회로 장치(15₁)에는, 출력 임피던스가 가변인 송신기가 신호 선로(12₂)에 접속되어 있다. 동일한 레플리카(replica) 송신 회로가 탑재되어, 신호 선로(12₂)의 타단부에 접속하는 가변 종단부 저항과 동일한 레플리카 종단 저항에 접속된다. 예를 들어, 전송 선로의 결합 계수가 최대가 되는 주파수에 따른 패턴(00110011·· 등)을 송신기로부터 출력하고, 그때의 송신기와 레플리카 송신기의 출력 신호를 모니터한다.

결합 전송 선로의 임피던스와 송신기 및 종단 저항의 값이 동일할 때, 송신기의 출력과 레플리카 송신기의 출력 신호 레벨이 동일한 값이 된다. 이 값을 예를 들어 피크 검출 회로에서 검출하여 비교기로 비교해서 양자가 일치하도록, R_t의 값을 변화시킨다. 이때, 전송 선로의 타단부의 종단도 동일한 값으로 설정한다. 이때, 임피던스 정합이 취해지기 전이므로, 저속 통신 모드 등을 사용하여 타단부의 가변 종단 저항의 값을 설정한다.

양자가 일치한 R_t의 값을 레지스터 등에 유지하고, 이후 이 설정값을 사용한다. 통신시에도 모니터 회로를 동작시켜서 저항 제어를 행하면, 통신 거리가 변동하거나 하여, 전송 선로의 임피던스가 변화한 경우에도 최적의 종단 저항값을 유지할 수 있다.

이와 같이, 본 발명의 실시예 15에서는, 종단 임피던스 조정 회로(23₁, 23₂)를 설치하고 있으므로, 결합 선로의 임피던스가 제조 편차, 선로간 거리의 변동에 의해 변화해도, 임피던스 정합이 취해지기 때문에, 신호의 반사를 방지하여 고속 통신이 가능하다. 또한, 반도체 집적 회로 장치(15₁, 15₂)를 신호 선로(12₁, 12₂)의 바로 근처에 설치할 수 있으면 전송 선로(18₁, 18₂)를 통하지 않고 직접 배선으로 양자를 접속해도 된다. 또한, 이와 같은 구성은, 후술하는 귀환 경로를 신호 선로와 차동 선로를 구성하도록 했을 경우에도 적용되는 것이다.

실시예 17

이어서, 도 24를 참조하여, 본 발명의 실시예 17의 모듈간 통신 장치를 설명한다. 도 24는, 본 발명의 실시예 17의 모듈간 통신 장치의 개념적 사시도이다. 도시한 바와 같이, 신호 선로(12₁, 12₂)의 타단부에도 전송 선로(18₅, 18₆)를 설치하고, 반도체 집적 회로 장치(15₅, 15₆)와 접속하여, 각 접속점에서 결합계 임피던스로서의 임피던스 정합을 취한다.

결합기의 한쪽 단자(1)로부터 단자(2)에 전류를 흘리면, 다른 쪽의 결합기의 단자(4)로부터 단자(3)에 흐르는 전류(역방향 전류)가 단자(3)로부터 단자(4)에 흐르는 전류(순방향 전류)에 비해 충분히 큰 경우에, 예를 들어 100배 큰 경우에, 단자(1)로부터 입력한 신호를 단자(3)로부터 출력하는 것과 동시에, 단자(2)로부터 입력한 신호를 단자(4)로부터 출력할 수 있으므로, 1개의 결합기로 2개의 독립된 통신로를 형성할 수 있다. 단자(1)로부터 입력한 신호를 단자(3)로부터 출력하는 것과 동시에, 단자(4)로부터 입력한 신호를 단자(2)로부터 출력할 수도 있다.

S₃₁/s₄₁을 분리 계수라 칭하면, 분리 계수(S₃₁/s₄₁)를 충분히 크게 할 수 없을 때, 그의 원인으로는 주로 2가지를 생각할 수 있다. 하나는, 신호의 반사이다. 임피던스의 정합을 보다 완벽하게 취하면, 분리 계수(S₃₁/s₄₁)를 높게 할 수 있다. 두번째는, 짝수 모드와 홀수 모드에서의 신호 전파 지연의 차이이다.

예를 들어, 마이크로스트립 라인과 같이, 비유전체율이 상이한 재질을 사용하면, 짝수 모드와 홀수 모드에서 전기력선이 지나는 장소가 상이함으로써, 신호 전파 지연의 차가 발생하여, 결합기의 먼 쪽 단부에서 노이즈가 발생하는 것이 원인이다. 따라서, 재료의 유전체율을 가능한 한 정렬시키면, 분리 계수를 높게 할 수 있다.

본 발명의 실시예 17에 의하면, 하나의 결합기로 동시 통신 가능한 2개의 채널을 설치할 수 있으므로, 데이터 통신 속도를 2배로 높게 할 수 있다.

실시예 18

이어서, 도 25를 참조하여, 본 발명의 실시예 18의 모듈간 통신 장치를 설명한다. 도 25의 (a)는 본 발명의 실시예 18의 모듈간 통신 장치의 개념적 단면도이며, 도 25의 (b)는 개념적 평면도이며, 도 25의 (c)는, 도 25의 (b)에서의 A-A'를 연결하는 일점 쇄선에 따른 단면도이며, 도 25의 (d)는 도 25의 (b)에서의 B-B'를 연결하는 일점 쇄선에 따른 단면도이다.

이 실시예 18에서는, 실시예 17의 코플레이너 구조 대신 마이크로스트립 구조를 채용한 것이며, 기판(11₁, 11₂)의 이면에 플레인(31₁, 31₂)을 설치하고 있다.

이 경우도, 결합기를 구성하는 신호 선로(12₁, 12₂)의 부분에서, 플레인(31₁, 31₂)을 배제함으로써, 결합기의 배선간에 전기력선을 집중시킬 수 있어, 결합기의 결합도를 높일 수 있다. 또한, 이 플레인(31₁, 31₂)은, 일반적으로는 접지된 그라운드 플레인이지만, 반드시 접지하고 있을 필요는 없다.

또한, 도 25의 (c) 및 도 25의 (d)에 도시한 바와 같이, 신호 선로(12₁, 12₂)의 폭(W₁)을 전송 선로(18₁, 18₂, 18₅, 18₆)의 폭(w₁)보다 좁게 하고 있으므로, 후술하는 실시예 23에서 상세하게 설명한 바와 같이, 결합기의 결합도를 크게 할 수 있다.

실시예 19

이어서, 도 26 내지 도 32를 참조하여, 본 발명의 실시예 19의 모듈간 통신 장치를 설명한다. 도 26은, 본 발명의 실시예 19의 모듈간 통신 장치의 개념적 사시도이다. 도시한 바와 같이, 귀환 경로(24₁, 24₂)를 신호 선로(12₁, 12₂)와 동일한 구성으로 하여 차동 결합기로 한 것이다. 이 경우도, 귀환 경로(24₁, 24₂)와 신호 선로(12₁, 12₂)를 결합계 임피던스(Z_{0 - coupled})와 같은 특성 임피던스(Z₀)를 갖는 저항(14₁, 14₂)으로 종단한다.

1개의 선로의 특성 임피던스가 예를 들어 50Ω이면, 차동 임피던스(Z_diff)는 약 100Ω이 된다. 정확하게는 2개의 선로, 즉 귀환 경로(24₁, 24₂)와 신호 선로(12₁, 12₂)가 멀어, 전형적으로는 선로 폭의 3배 이상 이격되어 결합하지 않는 경우에는 100Ω이 되지만, 2개의 선로가 접근하여 근접 효과가 나타나면 100Ω보다 조금 작아, 전형적으로는 10% 정도 작아진다.

길이 5mm의 2개의 선로의 폭(W)과 간격(S)을 다양하게 바꾼 결합기의 결합계 임피던스(Z_{0 - coupled}), 결합 계수(C), 대역(3-dB BW)을 전자 해석 시뮬레이션으로 구한 결과를 하기 표에 나타내었다. 통신 거리는 1mm이다.

폭이 0.5mm이고 간격이 1.5mm 내지 2.5mm일 때에 결합 계수(C)가 높고, 대역(3-dB BW)도 넓다. 단, 임피던스는 100Ω 정도이고, 차동 임피던스는 200Ω 정도가 된다. 이와 같이, 전송 선로 결합기의 치수는, 임피던스나 결합 계수나 대역 등의 설계 목표값과, 기판의 재질 등의 물성값으로 결정된다.

또한, 종단 저항은, 예를 들어 1.6mm×0.8mm 정도의 크기의 부품이므로, 전송 결합기의 간격이 1.5mm 내지 2.5mm일 때는, 전송 결합기의 종단을 완만하게 구부려서 간격을 1.6mm 정도로 하여 종단 저항과 접속하기 쉽게 한다. 또한, 급격하게 구부리면 임피던스가 균일하게 되지 않아 바람직하지 않다.

도 27 및 도 28은, 본 발명의 실시예 19의 모듈간 통신 장치의 특성 설명도이다. 도 27의 (a)는 본 발명의 실시예 19의 모듈간 통신 장치의 등가 회로도이며, 여기에서는 결합기, 즉 귀환 경로(24₁, 24₂)와 신호 선로(12₁, 12₂)의 폭(W)을 0.5mm, 간격(S)을 1.5mm, 거리(d)를 1mm로 한다.

도 27의 (b)는, 결합 계수(S₃₁)의 주파수 특성의 결합기 길이 의존성의 설명도이며, 여기에서는, 결합기의 길이(L)를 각각 4mm, 6mm, 10mm로 했을 때의 결합 계수(S₃₁)를 실측한 결과를 나타낸다. 도시한 바와 같이, L을 짧게 하면 중심 주파수가 L에 역비례해서 높아지고, 중심 주파수에 비례하여 대역이 넓어진다.

도 28의 (a)는, 결합 계수(S₃₁)의 주파수 특성의 결합기의 위치 어긋남 의존성의 설명도이며, 도시한 바와 같이, 도 27의 (a)에 나타내는 방향으로 어긋났을 경우도 결합 계수는 거의 변화하지 않는다. 이러한 점에서, 모듈의 상대 위치가 바뀌어도 모듈간에서 통신이 가능한 것을 알 수 있다.

도 28의 (b)는, 결합 계수(S₃₁)의 주파수 특성의 결합기의 간격(d) 의존성의 설명도이며, 결합기의 폭(W)을 0.5mm, 간격(S)을 1.5mm, 길이(L)를 6mm로 하고, 거리(d)를 각각 0.5mm, 1mm, 1.5mm로 했을 때의 결합 계수(S₃₁)를 실측한 결과를 나타낸다. 도시한 바와 같이, 모듈 간격(d)이 벌어져 통신 거리가 길어지면 결합 계수(S₃₁)은 낮아지지만, 대역은 거의 변함없다. 따라서, 통신 거리에 따라, 수신기의 입력단의 증폭기의 게인(gain)을 조정하면, 거리가 변화해도 동일한 속도로 통신할 수 있다.

도 29는, 본 발명의 실시예 19의 모듈간 통신 장치를 구성하는 송수신 회로의 구성 설명도이며, 도 30은 동작 파형의 일례의 설명도이다. 송신측의 모듈에서 송신 디지털 데이터에 따라 출력 버퍼의 출력 전압값을 변화시키면, 차동 결합기에 흐르는 전류가 변화하고, 수신 모듈측에서는 송신 모듈측의 전류의 방향에 대하여 역방향으로, 송신측의 신호 파형을 미분한 신호가 발생한다. 미분 신호가 발생하는 이유는, 결합기의 저역에서, 자계 결합과 마찬가지의 주파수 특성을 갖기 때문이다.

수신기에서는, 수신 신호를 광대역 저노이즈 증폭기로 증폭한 후에 히스테리시스 비교기를 통해서 원래의 신호를 복원한다. 통신로에서 신호가 미분될 때의 송수신의 방법으로는, 그 밖에도 다양하게 생각할 수 있다. 예를 들어, 수신기에서 적분 회로를 사용하여 적분해도 된다. 또는, 송신기와 수신기에서 조합하여 적분해도 된다. 적분 연산은, 아날로그 회로에서 행해도 되고, 디지털 신호 처리로 행해도 상관없다.

도 31은, 본 발명의 실시예 19에서의 주파수 특성의 실측 결과의 설명도이며, 시뮬레이션 결과와 거의 동일한 주파수 특성이 얻어졌다.

도 32는, 유사 랜덤 데이터를 사용하여 데이터 통신을 행했을 때의, 비트 오류율(BER)과 데이터 전송 속도의 관계의 실측 데이터의 설명도이며, 실시예 19의 구성에 의해, 높은 신뢰성으로 고속의 데이터 통신을 할 수 있음을 알 수 있다.

이와 같이, 본 발명의 실시예 19에서는, 차동 구성이므로 싱글엔드에 비해 동상 노이즈에 대한 내성이 높다. 또한, 결합계 임피던스(Z_{0 - coupled})의 제어를 하기 쉬워, 귀환 경로가 없어도 되므로, 설계가 간단하다. 또한, 이 실시예 17에서는 차동 선로의 한쪽이 신호 경로이고 다른 쪽이 귀환 경로인데, 차동 선로 이외에 귀환 경로를 설치해도 상관없다.

실시예 20

이어서, 도 33을 참조하여, 본 발명의 실시예 20의 모듈간 통신 장치를 설명한다. 도 33은, 본 발명의 실시예 20의 모듈간 통신 장치의 개념적 사시도이다. 이 실시예 18에서는, 신호 선로(12₁, 12₂) 및 귀환 경로(24₁, 24₂) 모두에 인출용의 전송 선로(25₁, 25₂, 26₁, 26₂)를 설치한 것이다.

이 경우도, 반도체 집적 회로 장치(15₁, 15₂)와 전송 선로(25₁, 25₂, 26₁, 26₂)와 신호 선로(12₁, 12₂) 및 귀환 경로(24₁, 24₂)가 각각 임피던스 정합하여 접속되고, 신호 선로(12₁, 12₂) 및 귀환 경로(24₁, 24₂)의 종단도 임피던스 정합되어 있다.

모듈(10₁)과 모듈(10₂)의 전송 선로(25₁, 25₂, 26₁, 26₂)끼리는 결합하지 않는 것이 바람직하므로, 예를 들어 전송 선로(25₁, 25₂, 26₁, 26₂)는 신호 선로(12₁, 12₂) 및 귀환 경로(24₁, 24₂)보다 좁은 선 폭을 사용하거나, 또는 적층 방향에서 보아 투영적으로 동일 위치에 배치되지 않도록, 각각의 전송 선로를 이격하여 레이아웃하는 것이 바람직하다.

상기 도면에서는 차동 전송로가 조밀하게 결합하고, 전형적으로는 전송 선로(25₁, 25₂, 26₁, 26₂)의 간격이 폭의 3배 이내에 배치되어 결합하고 있다. 이 경우, 차동 선로 이외에 별도로, 귀환 경로를 예를 들어 전송 선로(25₁, 25₂, 26₁, 26₂)의 이웃에 평행하게 설치하거나, 또는 FCB의 반대면에 설치해도 된다.

본 발명의 실시예 20에서는, 인출용의 전송 선로(25₁, 25₂, 26₁, 26₂)를 설치하고 있으므로, 차동 특성에 의한 효과에 더하여, 송수신기를 구비한 반도체 집적 회로 장치(15₁, 15₂)를 신호 선로(12₁, 12₂) 및 귀환 경로(24₁, 24₂)로부터 이격된 곳에라도 설치할 수 있으므로, 설계의 자유도가 증가한다.

실시예 21

이어서, 도 34를 참조하여, 본 발명의 실시예 21의 모듈간 통신 장치를 설명한다. 도 34의 (a)는, 본 발명의 실시예 21의 모듈간 통신 장치의 개념적 단면도이며, 도 34의 (b)는 개념적 평면도이며, 도 34의 (c)는, 도 34의 (b)에서의 A-A'를 연결하는 일점 쇄선에 따른 단면도이며, 도 34의 (d)는, 도 34의 (b)에서의 B-B'를 연결하는 일점 쇄선에 따른 단면도이다.

이 실시예 21에서는, 실시예 20에 마이크로스트립 구조를 채용한 것이며, 기판(11₁, 11₂)의 이면에 플레인(31₁, 31₂)을 설치하고, 비아(32₁, 32₂) 및 랜드(33₁, 33₂)를 통해 저항(14₁, 14₂)과 접속하고 있다.

이 경우, 결합기를 구성하는 신호 선로(12₁, 12₂) 및 귀환 경로(24₁, 24₂)의 부분에서, 플레인(31₁, 31₂)을 배제함으로써, 결합기의 배선간에 전기력선을 집중시킬 수 있어, 결합기의 결합도를 높일 수 있다. 또한, 이 경우도, 플레인(31₁, 31₂)은, 일반적으로는 접지된 그라운드 플레인이지만, 반드시 접지하고 있을 필요는 없다.

또한, 도 34의 (c) 및 도 34의 (d)에 도시한 바와 같이, 신호 선로(12₁, 12₂) 및 귀환 경로(24₁, 24₂)의 폭(W₁)을 전송 선로(25₁, 25₂, 26₁, 26₂)의 폭(w₁)보다 좁게 하고 있으므로, 후술하는 실시예 23에서 상세하게 설명한 바와 같이, 결합기의 결합도를 크게 할 수 있다. 또한, 신호 선로(12₁, 12₂)와 귀환 경로(24₁, 24₂)의 간격(S₁)을 전송 선로(25₁, 25₂)와 전송 선로(26₁, 26₂)의 간격(s₁)보다 넓게 하고 있으므로, 이 점에서도 결합기의 결합도를 크게 할 수 있다.

실시예 22

이어서, 도 35를 참조하여, 본 발명의 실시예 22의 모듈간 통신 장치를 설명한다. 도 35는, 본 발명의 실시예 22의 모듈간 통신 장치의 개념적 사시도이다. 이 실시예 22에서는, 신호 선로(12₁, 12₂) 및 귀환 경로(24₁, 24₂)의 타단부에도 인출용의 전송 선로(25₃, 25₄, 26₃, 26₄)를 설치하고, 이 인출용의 전송 선로(25₃, 25₄, 26₃, 26₄)에 반도체 집적 회로 장치(15₅, 15₆)를 접속한 것이다.

본 발명의 실시예 22에서는, 차동 특성에 의한 효과에 더하여, 하나의 결합기로 동시 통신 가능한 2개의 채널을 설치할 수 있으므로, 데이터 통신 속도를 2배로 높게 할 수 있다.

실시예 23

이어서, 도 36 내지 도 38을 참조하여, 본 발명의 실시예 23의 모듈간 통신 장치를 설명한다. 도 36의 (a)는 본 발명의 실시예 23의 모듈간 통신 장치의 개념적 단면도이며, 도 36의 (b)는 개념적 평면도이며, 도 36의 (c)는 도 36의 (b)에서의 A-A'를 연결하는 일점 쇄선에 따른 단면도이며, 도 36의 (d)는 도 36의 (b)에서의 B-B'를 연결하는 일점 쇄선에 따른 단면도이다.

이 실시예 23에서는, 실시예 22에 마이크로스트립 구조를 채용한 것이며, 기판(11₁, 11₂)의 이면에 플레인(31₁, 31₂)을 설치함과 동시에, 신호 선로(12₁, 12₂)와 귀환 경로(24₁, 24₂)의 간격(S₁)을 전송 선로(25₁, 252, 253, 254)와 전송 선로(26₁, 26₂, 26₃, 26₄)의 간격(s₁)보다 넓게 하고 있다.

이 경우, 결합기를 구성하는 신호 선로(12₁, 12₂) 및 귀환 경로(24₁, 24₂)의 부분에서, 플레인(31₁, 31₂)을 배제함으로써, 결합기의 배선간에 전기력선을 집중시킬 수 있어, 결합기의 결합도를 높일 수 있다. 또한, 이 경우도, 플레인(31₁, 31₂)은, 일반적으로는 접지된 그라운드 플레인이지만, 반드시 접지하고 있을 필요는 없다.

여기서, 플레인(31₁, 31₂)을 설치하는 의의를 상세하게 설명한다. 차동형 결합기에 연결되는 인출용의 전송 선로(25₁, 25₂, 25₃, 25₄, 26₁, 26₂, 26₃, 26₄)에는, 신호 선로(12₁, 12₂) 및 귀환 경로(24₁, 24₂)의 간격이 폭의 3배 이상으로 배치되어 허술하게 결합하고 있는 경우와, 간격이 폭의 3배 이내로 배치되어 조밀하게 결합하고 있는 경우가 있다. 허술하게 결합하고 있는 경우에는, 선로의 차동 모드의 특성 임피던스를 규정하기 위해서, 도시한 바와 같이 플레인(31₁, 31₂) 상에 배치될 필요가 있다.

한편, 조밀하게 결합하고 있는 경우도, 노이즈에 대한 내성을 높이기 위해서, 또한 동상 모드의 특성 임피던스도 규정하기 위해서, 도시한 바와 같이 플레인(31₁, 31₂) 상에 배치되는 것이 바람직하다. 단, 결합기의 부분에서는 플레인(31₁, 31₂)을 배제함으로써, 결합기의 배선간에 전기력선을 집중시킬 수 있어, 결합기의 결합도를 높일 수 있다.

이어서, 전송 선로(25₁, 25₂, 25₃, 25₄, 26₁, 26₂, 26₃, 26₄)와, 신호 선로(12₁, 12₂) 및 귀환 경로(24₁, 24₂)의 간격 및 폭의 관계를 설명한다. 플레인(31₁, 31₂)과 전송 선로(25₁, 25₂, 25₃, 25₄, 26₁, 26₂, 26₃, 26₄)의 거리(t)는 전형적으로는 0.02mm 정도(플렉시블 기판인 경우) 내지 0.1mm 정도(FR4 회로 기판인 경우)이다. 차동의 특성 임피던스를 예를 들어 100Ω으로 할 경우(각 선단상에서 50Ω에 상당), 선 폭(w₁)과 간격(s₁)은, 전형적으로는 0.1 내지 0.4mm 정도가 된다.

인출용의 전송 선로(25₁, 25₂, 25₃, 25₄, 26₁, 26₂, 26₃, 26₄)와 결합기를 구성하는 신호 선로(12₁, 12₂) 및 귀환 경로(24₁, 24₂)의 접속 부분에서의 신호의 반사를 방지하기 위해서는, 전송 선로(25₁, 25₂, 25₃, 25₄, 26₁, 26₂, 26₃, 26₄)와 결합기의 임피던스를 정합시킬 필요가 있다. 결합기 부분의 특성 임피던스(Z_ver)는 짝수 모드 임피던스(Z_{even , ver}) 및 홀수 모드 임피던스(Z_{odd , ver})를 사용하여 상술한 식 (3)과 마찬가지로 하기의 식 (7)로 표시된다.

전송 선로(25₁, 25₂, 25₃, 25₄, 26₁, 26₂, 26₃, 26₄)의 특성 임피던스를 예를 들어 100Ω으로 할 경우, 결합기 부분의 차동의 특성 임피던스(Z_ver)도 100Ω(단상에서 50Ω)이 되도록 Z_{even , ver}, Z_{odd , ver}를 설정한다.

도 37은, 임피던스의 선 폭 의존성 및 간격 의존성의 설명도이며, 도 37의 (a)는 짝수 모드 임피던스(Z_{even , ver})의 선 폭 의존성 및 간격 의존성의 설명도이며, 도 37의 (b)는 홀수 모드 임피던스(Z_{odd , ver})의 선 폭 의존성 및 간격 의존성의 설명도이다. 또한, 여기에서는, 결합기간 거리(d₁)=1mm인 경우의 값을 전자계 해석 시뮬레이터로 구한 결과를 나타내고 있다.

도 37에 도시한 바와 같이, 신호 선로(12₁, 12₂) 및 귀환 경로(24₁, 24₂)의 간격(S₁)을 일정하게 하고 선 폭(W₁)을 넓게 하면 선간 용량이 커지고, Z_{even , ver}, Z_odd,ver 모두 감소한다. 또한, 선 폭(W₁)을 일정하게 하고 간격(S₁)을 넓게 취하면, 비스듬히 대향하는 선간 거리의 증가에 따라 용량이 감소하고, 또한 자속이 형성되는 면적이 커지기 때문에, Z_{even , ver}, Z_{odd , ver}은 증대된다.

한편, 결합기간의 결합도는, 상술한 식 (2)와 마찬가지로, 하기의 식 (8)로 표시된다.

따라서, Z_{even , ver}, Z_{odd , ver}의 차를 크게 취함으로써 결합을 강하게 할 수 있다.

도 37로부터, 예를 들어 W₁=0.5mm, s₁=0.2mm로 하면, Z_{even , ver}≒60Ω, Z_{odd , ver}≒45Ω이 되고, Z_ver≒50Ω이 된다. 이때 결합도는 -17dB 정도가 된다. 이어서, W₁=2mm, s₁=0.8mm 정도로 하면, Z_{even , ver}≒80Ω, Z_{odd , ver}≒30Ω이 되고, Z_ver≒50Ω이 된다. 이때 결합도는 -7dB 정도가 되고, 앞의 경우보다 결합이 강해진다.

W₁과 s₁을 더 넓게 취하면 결합도를 더욱 높일 수 있지만, 결합기의 크기가 커져 실장 효율이 열화된다는 점, 또한 결합기의 길이 방향과의 균형에서 주파수 대역이 변화된다는 점 등의 이유에 의해, W₁과 s₁에는 상한이 있다.

또한, 선 폭이나 간격이 넓을수록 결합부의 맞춤 오차의 영향을 받기 어려워, 전형적으로는 W₁>0.3mm가 필요하다. 이러한 이유로부터 W₁≥w₁이 되도록 설계함으로써 결합도를 크게 할 수 있다.

또한, 결합기의 선 폭(W₁)을 크게 함으로써, 1대의 결합기를 대향시켜서 결합시키는 경우에, 위치 정렬의 오차가 발생해도 결합도가 그다지 저하되지 않아, 위치 정렬의 오차 허용 범위를 크게 하여 실장을 용이하게 하는 효과도 발생한다.

또한, 결합기의 간격(S₁)이 좁아지면, 결합기 부분의 특성 임피던스는, 다른 3개의 결합기로부터의 영향을 받으므로, 설계가 매우 어려워진다. 한편, 결합기의 간격(S₁)을 충분히 넓게 설정하면, 결합기 부분의 특성 임피던스는, 결합 상대로부터의 영향만으로 결정되므로, 설계가 용이해진다. 따라서 설계의 용이함의 관점에서도 S₁≥s₁로 하는 것이 바람직하다.

또한, 결합기의 간격(S₁)이 선 폭(W₁)보다 커질수록, 차동 결합이 허술해지므로 설계가 용이해진다. 특히, 간격(S₁)이 선 폭(W₁)의 2배 이상이 되면 결합이 충분히 허술해지므로 바람직하다. 한편, 간격(S₁)이 선 폭(W₁)의 3배 이상이 되면, 얼마만큼 간격(S₁)을 이격시켜도 임피던스에 영향이 없어진다.

따라서, 이 실시예 23에서는, 결합기를 구성하는 신호 선로(12₁, 12₂) 및 귀환 경로(24₁, 24₂)의 선 폭(W₁) 또는 간격(S₁)을 인출용의 전송 선로(25₁, 25₂, 26₁, 26₂)의 선 폭(w₁)과 간격(s₁)보다 크게 하고 있으므로, 결합기의 결합도를 크게 할 수 있다.

도 38은, 결합기를 구성하는 신호 선로(12₁, 12₂) 및 귀환 경로(24₁, 24₂)와 인출용의 전송 선로(25₁, 25₂, 25₃, 25₄, 26₁, 26₂, 26₃, 26₄)의 접속 부분의 패턴의 설명도이며, 어떠한 경우에든 마찬가지의 효과를 얻을 수 있다.

이상의 본 발명의 각 실시예를 설명해 왔지만, 본 발명은 구체적으로 나타낸 구성에 한정되는 것은 아니고, 서로 작용이 모순되지 않는 한, 각 특징적 구성을 조합해도 됨은 말할 필요도 없다. 예를 들어, 상술한 바와 같이, 차동 구성의 실시예 17 내지 실시예 19에 기재된 발명에 대하여 실시예 2, 실시예 4, 실시예 5, 실시예 6, 실시예 7, 실시예 8, 실시예 10, 실시예 11, 실시예 12, 실시예 13, 실시예 14 또는 실시예 15의 구성을 적절히 조합해도 되는 것이다.

Claims (38)

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7. 특성 임피던스가 Z₀₁의 임피던스를 갖는 제1 신호 선로와,
   상기 제1 신호 선로의 귀환 경로를 제공하는 제1 귀환 신호 선로와,
   상기 제1 신호 선로와 상기 제1 귀환 신호 선로를 종단하는 제1 종단 부재와,
   송수신 회로를 구비한 제1 반도체 집적 회로 장치
   를 적어도 갖는 제1 모듈과,
   특성 임피던스가 Z₀₂의 임피던스를 갖는 제2 신호 선로와,
   상기 제2 신호 선로의 귀환 경로를 제공하는 제2 귀환 신호 선로와,
   상기 제2 신호 선로와 상기 제2 귀환 신호 선로를 종단하는 제2 종단 부재와,
   송수신 회로를 구비한 제2 반도체 집적 회로 장치
   를 적어도 갖는 제2 모듈을,
   서로 대향시켜서 근접 배치함과 동시에,
   상기 제1 종단 부재 및 상기 제2 종단 부재의 임피던스가, 상기 Z₀₁ 및 Z₀₂와는 다른 상기 제1 모듈과 상기 제2 모듈의 결합 상태에서의 근접 효과를 반영한 결합계 임피던스이며,
   상기 제1 신호 선로와 상기 제2 신호 선로가 그의 적어도 일부가 적층 방향에서 보아 투영적으로 겹치며,
   상기 제1 귀환 신호 선로와 상기 제2 귀환 신호 선로가 그의 적어도 일부가 적층 방향에서 보아 투영적으로 겹치고,
   상기 제1 신호 선로와 상기 제2 신호 선로의 사이에 용량 결합 및 유도 결합을 사용하여 신호 결합이 발생하고, 상기 제1 귀환 신호 선로와 제2 귀환 신호 선로의 사이에 용량 결합 및 유도 결합을 사용하여 귀환 신호 결합이 발생하고,
   상기 신호 결합에 의해 상기 제2 신호 선로에 상기 제1 신호 선로의 신호가 전송되도록 적층되고,
   상기 제1 신호 선로와 상기 제2 신호 선로의 간격 또는 상기 제1 신호 선로와 상기 제2 신호 선로의 겹침의 폭 중 어느 하나가 신호의 전반(傳搬) 방향에서 상이하게 됨으로써 상기 제1 신호 선로와 상기 제2 신호 선로의 결합 상태가 상기 신호의 전반 방향에서 상이한 것을 특징으로 하는 모듈간 통신 장치.
8. 특성 임피던스가 Z₀₁의 임피던스를 갖는 제1 신호 선로와,
   상기 제1 신호 선로의 귀환 경로를 제공하는 제1 귀환 신호 선로와,
   상기 제1 신호 선로와 상기 제1 귀환 신호 선로를 종단하는 제1 종단 부재와,
   송수신 회로를 구비한 제1 반도체 집적 회로 장치
   를 적어도 갖는 제1 모듈과,
   특성 임피던스가 Z₀₂의 임피던스를 갖는 제2 신호 선로와,
   상기 제2 신호 선로의 귀환 경로를 제공하는 제2 귀환 신호 선로와,
   상기 제2 신호 선로와 상기 제2 귀환 신호 선로를 종단하는 제2 종단 부재와,
   송수신 회로를 구비한 제2 반도체 집적 회로 장치
   를 적어도 갖는 제2 모듈을,
   서로 대향시켜서 근접 배치함과 동시에,
   상기 제1 종단 부재 및 상기 제2 종단 부재의 임피던스가, 상기 Z₀₁ 및 Z₀₂와는 다른 상기 제1 모듈과 상기 제2 모듈의 결합 상태에서의 근접 효과를 반영한 결합계 임피던스이며,
   상기 제1 신호 선로와 상기 제2 신호 선로가 그의 적어도 일부가 적층 방향에서 보아 투영적으로 겹치며,
   상기 제1 귀환 신호 선로와 상기 제2 귀환 신호 선로가 그의 적어도 일부가 적층 방향에서 보아 투영적으로 겹치고,
   상기 제1 신호 선로와 상기 제2 신호 선로의 사이에 용량 결합 및 유도 결합을 사용하여 신호 결합이 발생하고, 상기 제1 귀환 신호 선로와 제2 귀환 신호 선로의 사이에 용량 결합 및 유도 결합을 사용하여 귀환 신호 결합이 발생하고,
   상기 신호 결합에 의해 상기 제2 신호 선로에 상기 제1 신호 선로의 신호가 전송되도록 적층되고,
   상기 제1 모듈 또는 제2 모듈 중 한쪽이, 상기 제1 신호 선로 또는 제2 신호 선로에 대하여 더미 결합기를 사이에 두고, 제3 신호 선로 및 상기 제3 신호 선로의 귀환 경로를 제공하는 제3 귀환 신호 선로를 갖고,
   상기 제3 신호 선로와 상기 제3 귀환 신호 선로를 종단하는 제3 종단 부재와,
   상기 제3 신호 선로와 상기 제3 귀환 신호 선로에 접속된 송수신 회로를 구비한 제3 반도체 집적 회로 장치
   를 갖는 것을 특징으로 하는 모듈간 통신 장치.
9. 특성 임피던스가 Z₀₁의 임피던스를 갖는 제1 신호 선로와,
   상기 제1 신호 선로의 귀환 경로를 제공하는 제1 귀환 신호 선로와,
   상기 제1 신호 선로와 상기 제1 귀환 신호 선로를 종단하는 제1 종단 부재와,
   송수신 회로를 구비한 제1 반도체 집적 회로 장치
   를 적어도 갖는 제1 모듈과,
   특성 임피던스가 Z₀₂의 임피던스를 갖는 제2 신호 선로와,
   상기 제2 신호 선로의 귀환 경로를 제공하는 제2 귀환 신호 선로와,
   상기 제2 신호 선로와 상기 제2 귀환 신호 선로를 종단하는 제2 종단 부재와,
   송수신 회로를 구비한 제2 반도체 집적 회로 장치
   를 적어도 갖는 제2 모듈을,
   서로 대향시켜서 근접 배치함과 동시에,
   상기 제1 종단 부재 및 상기 제2 종단 부재의 임피던스가, 상기 Z₀₁ 및 Z₀₂와는 다른 상기 제1 모듈과 상기 제2 모듈의 결합 상태에서의 근접 효과를 반영한 결합계 임피던스이며,
   상기 제1 신호 선로와 상기 제2 신호 선로가 그의 적어도 일부가 적층 방향에서 보아 투영적으로 겹치며,
   상기 제1 귀환 신호 선로와 상기 제2 귀환 신호 선로가 그의 적어도 일부가 적층 방향에서 보아 투영적으로 겹치고,
   상기 제1 신호 선로와 상기 제2 신호 선로의 사이에 용량 결합 및 유도 결합을 사용하여 신호 결합이 발생하고, 상기 제1 귀환 신호 선로와 제2 귀환 신호 선로의 사이에 용량 결합 및 유도 결합을 사용하여 귀환 신호 결합이 발생하고,
   상기 신호 결합에 의해 상기 제2 신호 선로에 상기 제1 신호 선로의 신호가 전송되도록 적층되고,
   상기 제1 신호 선로가, 상기 제1 모듈과 상기 제2 모듈의 결합 상태에서의 근접 효과를 반영한 결합계 임피던스를 갖는 제1 인출용 전송 선로를 통해 상기 제1 반도체 집적 회로 장치와 접속하고,
   상기 제2 신호 선로가, 상기 결합계 임피던스를 갖는 제2 인출용 전송 선로를 통해 상기 제2 반도체 집적 회로 장치와 접속하고 있는 것을 특징으로 하는 모듈간 통신 장치.
10. 제9항에 있어서, 상기 제1 절연성 기판의 상기 제1 신호 선로를 배치한 면과 반대측의 면에 적어도 제1 신호 선로에 대향하는 부분이 결락부로 되어 있는 제1 플레인을 갖고,
    상기 제2 절연성 기판의 상기 제2 신호 선로를 배치한 면과 반대측의 면에 적어도 제2 신호 선로에 대향하는 부분이 결락부로 되어 있는 제2 플레인을 갖는 것을 특징으로 하는 모듈간 통신 장치.
11. 제9항에 있어서, 상기 제1 신호 선로의 선 폭이 상기 제1 인출용 전송 선로의 선 폭보다 크거나 또는 같고,
    상기 제2 신호 선로의 선 폭이 상기 제2 인출용 전송 선로의 선 폭보다 크거나 또는 같은 것을 특징으로 하는 모듈간 통신 장치.
12. 제9항에 있어서, 상기 제1 신호 선로와 상기 제2 신호 선로가 적층 방향에서 보아 서로 정렬된 상태에서, 상기 제1 인출용 전송 선로와 상기 제2 인출용 전송 선로가 서로 상이한 방향으로 연장되어 있는 것을 특징으로 하는 모듈간 통신 장치.
13. 제9항에 있어서, 상기 제1 인출용 전송 선로와 상기 제2 인출용 전송 선로의 대향 간격이,
    상기 제1 신호 선로와 상기 제2 신호 선로의 대향 간격보다 넓은 것을 특징으로 하는 모듈간 통신 장치.
14. 제9항에 있어서, 적어도 상기 제1 절연성 기판의 상기 제1 인출용 전송 선로를 배치한 면과 반대의 면으로서, 상기 제2 모듈에 대향하는 면에, 상기 제1 인출용 전송 선로를 실드(shield)하는 제1 보조 전자 실드층을 갖는 것을 특징으로 하는 모듈간 통신 장치.
15. 제9항에 있어서, 상기 제1 신호 선로와 상기 제1 인출용 전송 선로의 결합부의 측면이 곡면으로 이루어지고,
    상기 제2 신호 선로와 상기 제2 인출용 전송 선로의 결합부의 측면이 곡면으로 이루어지는 것을 특징으로 하는 모듈간 통신 장치.
16. 제9항에 있어서, 상기 제1 신호 선로의 상기 제1 인출용 전송 선로와의 결합부의 반대측의 단부에 제1 임피던스 조정용 전송 선로를 갖고,
    상기 제1 임피던스 조정용 전송 선로에, 제1 임피던스 정합 회로가 접속되고,
    상기 제2 신호 선로의 상기 제2 인출용 전송 선로와의 결합부의 반대측의 단부에 제2 임피던스 조정용 전송 선로를 갖고,
    상기 제2 임피던스 조정용 전송 선로에, 제2 임피던스 정합 회로가 접속되어 있는 것을 특징으로 하는 모듈간 통신 장치.
17. 제16항에 있어서, 상기 제1 절연성 기판의 상기 제1 신호 선로를 배치한 면과 반대측의 면에 적어도 제1 신호 선로에 대향하는 부분이 결락부로 되어 있는 제1 플레인을 갖고,
    상기 제2 절연성 기판의 상기 제2 신호 선로를 배치한 면과 반대측의 면에 적어도 제2 신호 선로에 대향하는 부분이 결락부로 되어 있는 제2 플레인을 갖는 것을 특징으로 하는 모듈간 통신 장치.
18. 제16항에 있어서, 상기 제1 신호 선로의 선 폭이, 상기 제1 인출용 전송 선로의 선 폭 및 상기 제1 임피던스 조정용 전송 선로의 선 폭보다 크거나 또는 같고,
    상기 제2 신호 선로의 선 폭이, 상기 제2 인출용 전송 선로의 선 폭 및 상기 제2 임피던스 조정용 전송 선로의 선 폭보다 크거나 또는 같은 것을 특징으로 하는 모듈간 통신 장치.
19. 제9항에 있어서, 상기 제1 신호 선로의 상기 제1 인출용 전송 선로와의 결합부의 반대측의 단부에 제3 인출용 전송 선로를 갖고,
    상기 제3 인출용 전송 선로에, 송수신 회로를 구비한 반도체 집적 회로 장치가 접속되어 있고,
    상기 제2 신호 선로의 상기 제2 인출용 전송 선로와의 결합부의 반대측의 단부에 제4 인출용 전송 선로를 갖고,
    상기 제4 인출용 전송 선로에, 송수신 회로를 구비한 반도체 집적 회로 장치가 접속되어 있는 것을 특징으로 하는 모듈간 통신 장치.
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22. 특성 임피던스가 Z₀₁의 임피던스를 갖는 제1 신호 선로와,
    상기 제1 신호 선로의 귀환 경로를 제공하는 제1 귀환 신호 선로와,
    상기 제1 신호 선로와 상기 제1 귀환 신호 선로를 종단하는 제1 종단 부재와,
    송수신 회로를 구비한 제1 반도체 집적 회로 장치
    를 적어도 갖는 제1 모듈과,
    특성 임피던스가 Z₀₂의 임피던스를 갖는 제2 신호 선로와,
    상기 제2 신호 선로의 귀환 경로를 제공하는 제2 귀환 신호 선로와,
    상기 제2 신호 선로와 상기 제2 귀환 신호 선로를 종단하는 제2 종단 부재와,
    송수신 회로를 구비한 제2 반도체 집적 회로 장치
    를 적어도 갖는 제2 모듈을,
    서로 대향시켜서 근접 배치함과 동시에,
    상기 제1 종단 부재 및 상기 제2 종단 부재의 임피던스가, 상기 Z₀₁ 및 Z₀₂와는 다른 상기 제1 모듈과 상기 제2 모듈의 결합 상태에서의 근접 효과를 반영한 결합계 임피던스이며,
    상기 제1 신호 선로와 상기 제2 신호 선로가 그의 적어도 일부가 적층 방향에서 보아 투영적으로 겹치며,
    상기 제1 귀환 신호 선로와 상기 제2 귀환 신호 선로가 그의 적어도 일부가 적층 방향에서 보아 투영적으로 겹치고,
    상기 제1 신호 선로와 상기 제2 신호 선로의 사이에 용량 결합 및 유도 결합을 사용하여 신호 결합이 발생하고, 상기 제1 귀환 신호 선로와 제2 귀환 신호 선로의 사이에 용량 결합 및 유도 결합을 사용하여 귀환 신호 결합이 발생하고,
    상기 신호 결합에 의해 상기 제2 신호 선로에 상기 제1 신호 선로의 신호가 전송되도록 적층되고,
    상기 제1 귀환 신호 선로가 상기 제1 신호 선로와 차동 선로를 구성하고,
    상기 제2 귀환 신호 선로가 상기 제2 신호 선로와 차동 선로를 구성하고,
    상기 제1 신호 선로와 상기 제2 신호 선로의 간격 또는 상기 제1 신호 선로와 상기 제2 신호 선로의 겹침의 폭 중 어느 하나가 신호의 전반 방향에서 상이하게 됨으로써, 상기 제1 신호 선로와 상기 제2 신호 선로의 결합 상태가 상기 신호의 전반 방향에서 상이한 것을 특징으로 하는 모듈간 통신 장치.
23. 특성 임피던스가 Z₀₁의 임피던스를 갖는 제1 신호 선로와,
    상기 제1 신호 선로의 귀환 경로를 제공하는 제1 귀환 신호 선로와,
    상기 제1 신호 선로와 상기 제1 귀환 신호 선로를 종단하는 제1 종단 부재와,
    송수신 회로를 구비한 제1 반도체 집적 회로 장치
    를 적어도 갖는 제1 모듈과,
    특성 임피던스가 Z₀₂의 임피던스를 갖는 제2 신호 선로와,
    상기 제2 신호 선로의 귀환 경로를 제공하는 제2 귀환 신호 선로와,
    상기 제2 신호 선로와 상기 제2 귀환 신호 선로를 종단하는 제2 종단 부재와,
    송수신 회로를 구비한 제2 반도체 집적 회로 장치
    를 적어도 갖는 제2 모듈을,
    서로 대향시켜서 근접 배치함과 동시에,
    상기 제1 종단 부재 및 상기 제2 종단 부재의 임피던스가, 상기 Z₀₁ 및 Z₀₂와는 다른 상기 제1 모듈과 상기 제2 모듈의 결합 상태에서의 근접 효과를 반영한 결합계 임피던스이며,
    상기 제1 신호 선로와 상기 제2 신호 선로가 그의 적어도 일부가 적층 방향에서 보아 투영적으로 겹치며,
    상기 제1 귀환 신호 선로와 상기 제2 귀환 신호 선로가 그의 적어도 일부가 적층 방향에서 보아 투영적으로 겹치고,
    상기 제1 신호 선로와 상기 제2 신호 선로의 사이에 용량 결합 및 유도 결합을 사용하여 신호 결합이 발생하고, 상기 제1 귀환 신호 선로와 제2 귀환 신호 선로의 사이에 용량 결합 및 유도 결합을 사용하여 귀환 신호 결합이 발생하고,
    상기 신호 결합에 의해 상기 제2 신호 선로에 상기 제1 신호 선로의 신호가 전송되도록 적층되고,
    상기 제1 귀환 신호 선로가 상기 제1 신호 선로와 차동 선로를 구성하고,
    상기 제2 귀환 신호 선로가 상기 제2 신호 선로와 차동 선로를 구성하고,
    상기 제1 모듈 또는 제2 모듈 중 한쪽이, 상기 제1 신호 선로 또는 제2 신호 선로에 대하여 더미 결합기를 사이에 두고, 제3 신호 선로 및 상기 제3 신호 선로와 차동 선로를 구성하는 귀환 경로를 제공하는 제3 귀환 신호 선로를 갖고,
    상기 제3 신호 선로와 상기 제3 귀환 신호 선로를 종단하는 제3 종단 부재와,
    상기 제3 신호 선로와 상기 제3 귀환 신호 선로에 접속된 송수신 회로를 구비한 제3 반도체 집적 회로 장치
    를 갖는 것을 특징으로 하는 모듈간 통신 장치.
24. 특성 임피던스가 Z₀₁의 임피던스를 갖는 제1 신호 선로와,
    상기 제1 신호 선로의 귀환 경로를 제공하는 제1 귀환 신호 선로와,
    상기 제1 신호 선로와 상기 제1 귀환 신호 선로를 종단하는 제1 종단 부재와,
    송수신 회로를 구비한 제1 반도체 집적 회로 장치
    를 적어도 갖는 제1 모듈과,
    특성 임피던스가 Z₀₂의 임피던스를 갖는 제2 신호 선로와,
    상기 제2 신호 선로의 귀환 경로를 제공하는 제2 귀환 신호 선로와,
    상기 제2 신호 선로와 상기 제2 귀환 신호 선로를 종단하는 제2 종단 부재와,
    송수신 회로를 구비한 제2 반도체 집적 회로 장치
    를 적어도 갖는 제2 모듈을,
    서로 대향시켜서 근접 배치함과 동시에,
    상기 제1 종단 부재 및 상기 제2 종단 부재의 임피던스가, 상기 Z₀₁ 및 Z₀₂와는 다른 상기 제1 모듈과 상기 제2 모듈의 결합 상태에서의 근접 효과를 반영한 결합계 임피던스이며,
    상기 제1 신호 선로와 상기 제2 신호 선로가 그의 적어도 일부가 적층 방향에서 보아 투영적으로 겹치며,
    상기 제1 귀환 신호 선로와 상기 제2 귀환 신호 선로가 그의 적어도 일부가 적층 방향에서 보아 투영적으로 겹치고,
    상기 제1 신호 선로와 상기 제2 신호 선로의 사이에 용량 결합 및 유도 결합을 사용하여 신호 결합이 발생하고, 상기 제1 귀환 신호 선로와 제2 귀환 신호 선로의 사이에 용량 결합 및 유도 결합을 사용하여 귀환 신호 결합이 발생하고,
    상기 신호 결합에 의해 상기 제2 신호 선로에 상기 제1 신호 선로의 신호가 전송되도록 적층되고,
    상기 제1 귀환 신호 선로가 상기 제1 신호 선로와 차동 선로를 구성하고,
    상기 제2 귀환 신호 선로가 상기 제2 신호 선로와 차동 선로를 구성하고,
    상기 제1 신호 선로와 상기 제1 귀환 신호 선로가 각각 상기 제1 모듈과 상기 제2 모듈의 결합 상태에서의 근접 효과를 반영한 결합 임피던스를 가지며 상기 제1 반도체 집적 회로 장치와 접속하는 인출용 전송 선로를 갖고,
    상기 제2 신호 선로와 상기 제2 귀환 신호 선로가 각각 상기 결합계 임피던스를 가지며 상기 제2 반도체 집적 회로 장치와 접속하는 인출용 전송 선로를 갖는 것을 특징으로 하는 모듈간 통신 장치.
25. 제24항에 있어서, 상기 제1 절연성 기판의 상기 제1 신호 선로를 배치한 면과 반대측의 면에 적어도 제1 신호 선로에 대향하는 부분이 결락부로 되어 있는 제1 플레인을 갖고,
    상기 제2 절연성 기판의 상기 제2 신호 선로를 배치한 면과 반대측의 면에 적어도 제2 신호 선로에 대향하는 부분이 결락부로 되어 있는 제2 플레인을 갖는 것을 특징으로 하는 모듈간 통신 장치.
26. 제24항에 있어서, 상기 제1 신호 선로 및 상기 제1 귀환 신호선의 선 폭이 상기 인출용 전송 선로의 선 폭보다 크거나 또는 같고,
    상기 제2 신호 선로 및 상기 제1 귀환 신호선의 선 폭이 상기 인출용 전송 선로의 선 폭보다 크거나 또는 같은 것을 특징으로 하는 모듈간 통신 장치.
27. 제24항에 있어서, 상기 제1 신호 선로와 상기 제1 귀환 신호선의 간격이 상기 인출용 전송 선로끼리의 간격보다 크거나 또는 같고,
    상기 제2 신호 선로와 상기 제2 귀환 신호선의 간격이 상기 인출용 전송 선로끼리의 간격보다 크거나 또는 같은 것을 특징으로 하는 모듈간 통신 장치.
28. 제24항에 있어서, 상기 제1 신호 선로와 상기 제1 귀환 신호선의 간격이, 상기 제1 신호 선로 및 상기 제1 귀환 신호선의 선 폭보다 크거나 또는 같고,
    상기 제2 신호 선로와 상기 제2 귀환 신호선의 간격이, 상기 제2 신호 선로 및 상기 제2 귀환 신호선의 선 폭보다 크거나 또는 같은 것을 특징으로 하는 모듈간 통신 장치.
29. 제24항에 있어서, 상기 제1 신호 선로와 상기 제2 신호 선로가 적층 방향에서 보아 서로 정렬된 상태에서, 상기 제1 반도체 집적 회로 장치와 접속하는 인출용 전송 선로와, 상기 제2 반도체 집적 회로 장치와 접속하는 인출용 전송 선로가 서로 상이한 방향으로 연장되어 있는 것을 특징으로 하는 모듈간 통신 장치.
30. 제24항에 있어서, 상기 제1 반도체 집적 회로 장치와 접속하는 인출용 전송 선로와 상기 제2 반도체 집적 회로 장치와 접속하는 인출용 전송 선로의 대향 간격이,
    상기 제1 신호 선로와 상기 제2 신호 선로의 대향 간격보다 넓은 것을 특징으로 하는 모듈간 통신 장치.
31. 제24항에 있어서, 적어도 상기 제1 절연성 기판의 상기 제1 인출용 전송 선로를 배치한 면과 반대의 면으로서, 상기 제2 모듈에 대향하는 면에, 상기 제1 반도체 집적 회로 장치와 접속하는 인출용 전송 선로를 실드하는 제1 보조 전자 실드층을 갖는 것을 특징으로 하는 모듈간 통신 장치.
32. 제24항에 있어서, 상기 제1 신호 선로와 상기 인출용 전송 선로의 결합부의 측면이 곡면으로 이루어지고,
    상기 제1 귀환 신호 선로와 상기 인출용 전송 선로의 결합부의 측면이 곡면으로 이루어지고,
    상기 제2 신호 선로와 상기 인출용 전송 선로의 결합부의 측면이 곡면으로 이루어지고,
    상기 제2 귀환 신호 선로와 상기 인출용 전송 선로의 결합부의 측면이 곡면으로 이루어지는 것을 특징으로 하는 모듈간 통신 장치.
33. 제24항에 있어서, 상기 제1 신호 선로의 상기 제1 반도체 집적 회로 장치와 접속하는 인출용 전송 선로와의 결합부의 반대측의 단부에 제1 임피던스 조정용 전송 선로를 갖고,
    상기 제1 임피던스 조정용 전송 선로에 제1 임피던스 정합 회로가 접속되고,
    상기 제2 신호 선로의 상기 제2 반도체 집적 회로 장치와 접속하는 인출용 전송 선로와의 결합부의 반대측의 단부에 제2 임피던스 조정용 전송 선로를 갖고,
    상기 제2 임피던스 조정용 전송 선로에 제2 임피던스 정합 회로가 접속되어 있는 것을 특징으로 하는 모듈간 통신 장치.
34. 제24항에 있어서, 상기 제1 신호 선로 및 상기 제1 귀환 신호 선로의 상기 제1 반도체 집적 회로 장치와 접속하는 인출용 전송 선로와의 결합부의 반대측 각각의 단부에 송수신 회로를 구비한 반도체 집적 회로 장치와 접속하는 인출용 전송 선로를 가짐과 동시에,
    상기 제2 신호 선로 및 상기 제2 귀환 신호 선로의 상기 제2 반도체 집적 회로 장치와 접속하는 인출용 전송 선로와의 결합부의 반대측 각각의 단부에 송수신 회로를 구비한 반도체 집적 회로 장치와 접속하는 인출용 전송 선로를 갖고,
    상기 각 인출용 전송 선로의 임피던스는 상기 Z₀₁ 및 Z₀₂와는 다른 상기 제1 모듈과 상기 제2 모듈의 결합 상태에서의 근접 효과를 반영한 결합계 임피던스인 것을 특징으로 하는 모듈간 통신 장치.
35. 제34항에 있어서, 상기 제1 절연성 기판의 상기 제1 신호 선로를 배치한 면과 반대측의 면에 적어도 제1 신호 선로에 대향하는 부분이 결락부로 되어 있는 제1 플레인을 갖고,
    상기 제2 절연성 기판의 상기 제2 신호 선로를 배치한 면과 반대측의 면에 적어도 제2 신호 선로에 대향하는 부분이 결락부로 되어 있는 제2 플레인을 갖는 것을 특징으로 하는 모듈간 통신 장치.
36. 제34항에 있어서, 상기 제1 신호 선로 및 상기 제1 귀환 신호선의 선 폭이 상기 각 인출용 전송 선로의 선 폭보다 크거나 또는 같고,
    상기 제2 신호 선로 및 상기 제1 귀환 신호선의 선 폭이 상기 각 인출용 전송 선로의 선 폭보다 크거나 또는 같은 것을 특징으로 하는 모듈간 통신 장치.
37. 제34항에 있어서, 상기 제1 신호 선로와 상기 제1 귀환 신호선의 간격이 상기 각 인출용 전송 선로끼리의 간격보다 크거나 또는 같고,
    상기 제2 신호 선로와 상기 제2 귀환 신호선의 간격이 상기 각 인출용 전송 선로끼리의 간격보다 크거나 또는 같은 것을 특징으로 하는 모듈간 통신 장치.
38. 제34항에 있어서, 상기 제1 신호 선로와 상기 제1 귀환 신호선의 간격이, 상기 제1 신호 선로 및 상기 제1 귀환 신호선의 선 폭보다 크거나 또는 같고,
    상기 제2 신호 선로와 상기 제2 귀환 신호선의 간격이, 상기 제2 신호 선로 및 상기 제2 귀환 신호선의 선 폭보다 크거나 또는 같은 것을 특징으로 하는 모듈간 통신 장치.

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