KR20130060143A - 반도체 스위치 및 전력 변환 장치 - Google Patents

반도체 스위치 및 전력 변환 장치 Download PDF

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Abstract

주소자의 출력 정전 용량의 증대를 방지하고, 접합 용량 충전 전류에 기인하는 턴온 손실을 억제하는 반도체 스위치 및 전력 변환 장치를 제공한다.
역도통 성능을 갖고, 고내압의 전압 구동형 스위칭 소자인 주소자(1)와, 주소자(1)에 비해 내압이 낮은 역류 방지 소자(3)와, 주소자(1)의 부극과 역류 방지 소자(3)의 부극을 접속하여 주소자(1)의 정극을 정극 단자로 하고, 역류 방지 소자(3)의 정극을 부극 단자로 하고, 정극 단자와 부극 단자간에 부극 단자로부터 정극 단자를 향하는 방향이 순방향이 되도록 접속하고, 주소자(1)와 동등한 내압을 갖는 고속 환류 다이오드(4)와, 주소자(1)의 정극에 플러스 전압이 인가되는 방향으로 접속하고, 적어도 주소자(1)의 내압보다 낮은 전압 펄스를 발생함과 함께 주소자(1) 또는 역류 방지 소자(3)가 오프되는 시기와 대략 동기하여 전압 펄스를 출력하는 예비 전압 인가 회로(5)를 구비한 반도체 스위치.

Description

반도체 스위치 및 전력 변환 장치{SEMICONDUCTOR SWITCH AND POWER CONVERSION DEVICE}
본 발명의 실시 형태는, 반도체 스위치 및 전력 변환 장치에 관한 것이다.
종래, 주회로의 스위칭 소자에 환류 다이오드가 역병렬 접속된 구성의 전력 변환 회로에 있어서는, 환류 다이오드의 역회복 전류가 흐름으로써 발생하는 손실이 저감되는 반도체 스위치 및 이 반도체 스위치를 구비한 전력 변환 장치가 요망되고 있다.
스위칭 소자에 고속 환류 다이오드가 역병렬 접속된 반도체 스위치에 있어서, 주전류가 역방향으로 흐르고 있을 때에 반도체 스위치를 오프했을 때(주소자와 보조 소자를 오프했을 때), 주소자의 양단간에 잔류하는 전압은 주소자와 보조 소자와 고속 환류 다이오드를 연결하는 회로 루프의 인덕턴스값과, 주전류의 크기의 곱으로 정해진다. 회로 루프의 인덕턴스는, 반도체 스위치의 스위칭 속도를 고속으로 하고 싶으면 가능한 한 작게 설계할 필요가 있으며, 이로 인해 주소자에 잔류하는 전압은 몇V 미만의 미소한 값이 되어 버리는 경우가 있었다.
여기서, 주소자 오프 중의 주소자의 출력 정전 용량에 대하여 고려할 필요가 있다. 예를 들어, 이러한 반도체 스위칭 소자의 특성으로서, 오프 중에 인가되고 있는 잔류 전압이 낮으면, 매우 큰 정전 용량을 내장하는 특성을 갖고 있다. 이것은, 출력 단자 전압이 낮으면 접합 부분의 공핍층의 두께가 얇아 매우 큰 정전 용량을 갖기 때문이다.
이와 같이 큰 정전 용량시, 직류 주회로에 2개의 반도체 스위치를 직렬 접속한 브리지 회로에 있어서, 상보적으로 동작하는 다른 한쪽의 반도체 스위치가 턴온하면, 이 큰 정전 용량을 향해 충전 전류가 흘러들어간다. 회로 임피던스가 매우 작기 때문에 이 충전 전류는 단락적인 대전류가 되고, 큰 손실을 발생시켜 버릴 가능성이 있었다.
본 발명의 실시 형태는 상술한 사정을 감안하여 이루어진 것이며, 주소자의 출력 정전 용량의 증대를 방지하고, 접합 용량 충전 전류에 기인하는 턴온 손실을 억제하는 반도체 스위치 및 전력 변환 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
실시 형태에 따르면 역도통 성능을 갖고, 고내압의 전압 구동형 스위칭 소자인 주소자와, 상기 주소자에 비해 내압이 낮은 역류 방지 소자와, 상기 주소자의 부극과 상기 역류 방지 소자의 부극을 접속하여 상기 주소자의 정극을 정극 단자로 하고, 상기 역류 방지 소자의 정극을 부극 단자로 하고, 상기 정극 단자와 상기 부극 단자간에 상기 부극 단자로부터 상기 정극 단자를 향하는 방향이 순방향이 되도록 접속하고, 상기 주소자와 동등한 내압을 갖는 고속 환류 다이오드와, 상기 주소자의 정극에 플러스 전압이 인가되는 방향으로 접속하고, 적어도 상기 주소자의 내압보다 낮은 전압 펄스를 발생함과 함께 상기 주소자 또는 상기 역류 방지 소자가 오프되는 시기와 대략 동기하여 상기 전압 펄스를 출력하는 예비 전압 인가 회로를 구비한 반도체 스위치가 제공된다.
도 1은, 제1 실시 형태의 반도체 스위치의 한 구성예를 개략적으로 도시하는 도면이다.
도 2는, 제1 실시 형태의 반도체 스위치의 다른 구성예를 개략적으로 도시하는 도면이다.
도 3은, 제1 실시 형태의 반도체 스위치의 다른 구성예를 개략적으로 도시하는 도면이다.
도 4는, 제2 실시 형태의 반도체 스위치의 한 구성예를 개략적으로 도시하는 도면이다.
도 5는, 제3 실시 형태의 반도체 스위치의 한 구성예를 개략적으로 도시하는 도면이다.
도 6은, 제4 실시 형태의 반도체 스위치의 한 구성예를 개략적으로 도시하는 도면이다.
도 7은, 제5 실시 형태의 반도체 스위치의 한 구성예를 개략적으로 도시하는 도면이다.
도 8은, 슈퍼 정션형 MOSFET의 용량 특성의 일례를 도시하는 도면이다.
도 9는, 슈퍼 정션형 MOSFET의 출력 충전 전하 특성의 일례를 도시하는 도면이다.
도 10은, 미세화 슈퍼 정션형 MOSFET의 용량 특성의 일례를 도시하는 도면이다.
도 11은, 제6 실시 형태의 반도체 스위치의 한 구성예를 개략적으로 도시하는 도면이다.
도 12는, 제7 실시 형태의 반도체 스위치의 한 구성예를 개략적으로 도시하는 도면이다.
도 13은, 제8 실시 형태의 반도체 스위치의 한 구성예를 개략적으로 도시하는 도면이다.
도 14는, 주소자와 역류 방지 소자와의 온/오프의 타이밍의 일례를 설명하기 위한 도면이다.
도 15는, 제9 실시 형태의 반도체 스위치의 한 구성예를 개략적으로 도시하는 도면이다.
도 16은, 제10 실시 형태의 반도체 스위치의 한 구성예를 개략적으로 도시하는 도면이다.
도 17은, 한 실시 형태의 전력 변환 장치의 한 구성예를 개략적으로 도시하는 도면이다.
이하, 실시 형태에 관한 반도체 스위치에 대하여 도면을 참조하여 설명한다.
도 1은, 제1 실시 형태의 반도체 스위치의 한 구성예를 개략적으로 도시하는 회로도이다. 본 실시 형태의 반도체 스위치는 주소자(1)와, 역류 방지 소자로서의 보조 소자(3)와, 고속 환류 다이오드(4)와, 예비 전압 인가 회로(5)를 구비하고 있다.
주소자(1)는 전압 구동형 스위칭 소자이며, 예를 들어 600V의 내압을 갖는 IGBT(절연 게이트 바이폴라 트랜지스터: Insulated Gate Bipolar Transistor)를 적용할 수 있다. 이 IGBT에는 역도통 다이오드(2A)를 역병렬 접속하여, 역도통 성능을 갖게 하고 있다. 주소자(1)의 내압은 바람직하게는 100V 이상, 보다 바람직하게는 200V 이상, 더욱 바람직하게는 250V 이상의 실현 가능한 전압인, 통상적으로는 250V 이상의 내압을 갖는 소자를 사용한다.
보조 소자(3)는 전압 구동형 스위칭 소자이며, 예를 들어 50V의 내압을 갖는 MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)를 적용할 수 있다. 보조 소자(3)는 주소자(1)보다도 저내압이다. 이와 같이 보조 소자(3)에 충분히 낮은 내압의 MOSFET를 사용함으로써, 보조 소자(3)의 도통 저항을 낮게 할 수 있으며, 보조 소자(3)의 반도체 칩을 작게 할 수 있다. 일반적으로, MOSFET의 도통 저항은 소자 내압의 2.5승에 비례한다는 것이 알려져 있고, 보조 소자(3)의 소자 내압을 낮게 함으로써 도통 저항 저감(도통 손실 저감)과, 칩 면적 저감(비용 상승 저감)을 동시에 만족할 수 있다.
고속 환류 다이오드(4)는, 주소자(1)와 동등한, 예를 들어 600V의 내압을 갖고, 주소자(1)에 역병렬 접속되어 있는 역도통 다이오드(2A)에 비해 칩 면적이 작고, 순방향의 전압 강하는 높지만, 역회복 특성이 우수한 특성인 것을 사용한다. 또한, 고속 환류 다이오드(4)는, 주소자(1)와 동등 또는 주소자(1)의 내압 이상의 내압을 갖고 있으면 좋고, 동등한 내압인 것으로 한정되는 것은 아니다. 또한, 다이오드는, 일반적으로 내압이 높아질수록 역회복 특성이 악화된 특성을 갖는다. 따라서, 고속 환류 다이오드(4)는, 예를 들어 역회복이 고속인 반면, 저내압 다이오드를 복수개 직렬로 접속하여 구성해도 좋다. 도통시의 전압 강하가 증가하여 버리지만, 고속 환류 다이오드(4)에는 주전류가 부극 단자(7)로부터 정극 단자(6)를 향해 흐르고 있을 때의 데드 타임 기간 중에밖에 통류하지 않으므로, 그 통류 시간 비율은 짧고, 증대되는 도통 손실도 근소한 것이다.
또한, 고속 환류 다이오드(4)에 규소보다 금제대가 넓은 반도체 재료(예를 들어, 탄화규소, 질화갈륨, 비화갈륨, 다이아몬드 등)로 이루어지는 다이오드를 적용하여 구성해도 좋다. 규소보다 금제대가 넓은 반도체의 다이오드를 사용함으로써, 보다 고내압이며 역회복이 고속인 특성을 얻을 수 있다. 또한, 금제대가 넓은 반도체 재료는 규소 반도체보다 고가이지만, 고속 환류 다이오드(4)는 데드 타임의 단시간만 통류하므로, 작은 칩 면적이어도 되기 때문에 비용 상승을 낮게 억제할 수 있다.
예비 전압 인가 회로(5)는 보조 소자(3)와 병렬이며, 보조 소자(3)의 정극에 플러스 전압이 인가되는 방향으로 접속된다. 예를 들어 보조 소자(3)가 오프되는 시기보다도 주소자(1)가 오프되는 시기가 느린 경우에는, 예비 전압 인가 회로(5)는 주소자(1)의 게이트 구동 신호가 오프되는 시기와 동기하여, 보조 소자(3)의 내압보다 낮은 전압 펄스, 예를 들어 30V의 전압 펄스를 출력한다.
주소자(1)의 부극인 에미터와 보조 소자(3)의 소스 단자를 접속하고, 주소자(1)의 정극인 콜렉터를 정극 단자(6)로 하고, 보조 소자(3)의 드레인 단자를 부극 단자(7)로 하고, 부극 단자(7)로부터 정극 단자(6)를 향해 주소자(1) 및 보조 소자(3)와 병렬한 고속 환류 다이오드(4)를 접속한다.
주소자(1)와 보조 소자(3)와의 게이트 단자는, 각각의 소자에 적당한 게이트 저항을 통해 각각의 게이트 단자에 공통의 게이트 구동 전압(8)과 접속한다. 게이트 구동 전압(8)은, 주소자(1)와 보조 소자(3)와의 게이트 단자에 접속된 게이트 저항을 통해 인가되고, 주소자(1)와 보조 소자(3)는 동기하여 온 및 오프하도록 구성되어 있다.
이와 같이 구성된 본 실시 형태에 있어서, 주전류가 역방향, 즉 부극 단자(7)로부터 정극 단자(6)를 향해 흐르고 있을 때에는, 주전류는 부극 단자(7)→보조 소자(3)→역도통 다이오드(2A)→정극 단자(6)의 경로로 통류하고 있다. 이때, 주소자(1) 및 보조 소자(3)가 오프되면, 보조 소자(3)가 오프됨으로써 주전류는 부극 단자(7)→고속 환류 다이오드(4)→정극 단자(6)의 경로로 전류(
Figure pat00001
)한다. 따라서, 정극 단자(6)의 경로로 전류하는 시기는 보조 소자(3)가 오프된 후 소정의 시간이 경과된 후이다. 이 전류한 시점에서, 예비 전압 인가 회로(5)로부터 30V의 펄스를 출력하면, 고속 환류 다이오드(4)가 도통하고 있으므로 30V의 펄스 전압은 주소자(1)의 콜렉터-에미터간에 인가된다. 이때, 고속 환류 다이오드(4)의 순방향 전압 강하분(통상 1 내지 2V)은 약간 전압이 저하된다. 따라서, 주소자(1)의 출력 단자에는, 대략 28 내지 29V의 전압이 인가된다.
또한, 보조 소자(3)의 출력에도 30V의 펄스 전압은 인가된다. 이 사이에 예비 전압 인가 회로(5)로부터 출력되는 전력은, 주소자(1)와 보조 소자(3)와의 출력 단자 전압의 충전에 필요로 되는 전력으로만 한정되고, 외부 주회로로 유출되지 않기 때문에, 적은 출력 전력이어도 된다.
고내압의 주소자의 경우, 주회로 전압에 비해 충분히 낮은 전압을 인가하는 것만으로, 출력 접합 용량이 급속하게 저하되는 특성을 나타낸다는 것이 알려져 있다. 주소자(1)에는, 대략 28 내지 29V의 전압이 인가되기 때문에 주소자(1)의 출력 접합 용량은 낮아져 있으며, 상보적으로 동작하는 다른 한쪽 반도체 스위치가 턴온했을 때의 단락적 대전류를 억제할 수 있다.
한편, 주전류가 순방향, 즉 정극 단자(6)로부터 부극 단자(7)를 향해 흐르고 있을 때에는, 주소자(1) 및 보조 소자(3)가 오프되면 주소자(1)가 전류의 차단을 행하므로, 오프된 순간에 주전압(통상 200 내지 400V 정도)이 주소자(1)의 양단간에 인가된다. 이 경우에는, 예비 전압 인가 회로(5)로부터 30V의 전압 펄스를 발생하여도 주전압보다 충분히 낮으므로, 고속 환류 다이오드(4)가 역저지되어 있으며, 예비 전압 인가 회로(5)로부터의 주소자(1)로의 충전 전류는 흐르지 않는다. 따라서, 예비 전압 인가 회로(5)로부터의 전력은 주로 보조 소자(3)를 충전하기 위해 소비되며, 매우 근소한 것이 된다.
상기와 같이 본 실시 형태에 따르면, 주전류가 역방향으로 환류하고 있을 때에 반도체 스위치를 오프했을 때, 주소자(1)의 양단간에 잔류하는 전압을 소정값 이상으로 확보함으로써, 주소자(1)의 출력 정전 용량의 증대를 방지하고, 접합 용량 충전 전류에 기인하는 턴온 손실을 억제할 수 있다.
도 2는, 상기 반도체 스위치의 변형예를 도시하는 회로도이다. 이 예에서는, 주소자(1)에 기생 다이오드(2B)를 포함하는 MOSFET를 적용하고, 보조 소자(역류 방지 소자)(3)로서 다이오드를 사용하고 있다. 보조 소자(3)는, 정극 단자(6)로부터 부극 단자(7)를 향하는 방향을 순방향으로 하여 주소자(1)의 에미터와 부극 단자(7)와의 사이에 접속되어 있다. 즉, 보조 소자(3)가 다이오드인 경우, 그 애노드가 주소자(1)의 부극과 접속하여 캐소드가 부극 단자(7)가 된다.
주소자(1)에 MOSFET를 적용하는 경우, MOSFET에는 기생 다이오드(2B)가 발생하여 버리기 때문에, 부극 단자(7)로부터 정극 단자(6)로의 역류를 방지하기 위해 보조 소자(3)로서 다이오드를 접속하는 것이 효과적이다. 또한, 주소자(1)에 IGBT를 적용하는 경우에도, IGBT에 역도통 다이오드(2A)를 부가하는 경우에는, 마찬가지로 역류 방지를 위해 보조 소자(3)로서 다이오드를 접속하면, 마찬가지의 효과를 얻을 수 있다.
도 2에 도시하는 반도체 스위치는, 보조 소자(3)의 구성 이외에는 상술한 제1 실시 형태의 반도체 스위치와 마찬가지의 구성이다. 이 변형예의 반도체 스위치도 상술한 제1 실시 형태의 반도체 스위치와 마찬가지의 효과, 즉 주전류가 역방향으로 환류하고 있을 때에 반도체 스위치를 오프했을 때, 주소자(1)의 양단간에 잔류하는 전압을 소정값 이상으로 확보함으로써, 주소자(1)의 출력 정전 용량의 증대를 방지하고, 접합 용량 충전 전류에 기인하는 턴온 손실을 억제할 수 있다.
도 3은, 상기 반도체 스위치의 다른 변형예를 도시하는 회로도이다. 이 예에서는, 예비 전압 인가 회로(5)는 주소자(1)와 병렬이며, 다이오드(제2 다이오드)(4')를 통해 주소자(1)의 정극에 플러스 전압이 인가되는 방향으로 접속된다. 다이오드(4')는, 예를 들어 고속 환류 다이오드(4)와 동등한 고내압의 고속 다이오드이다. 또한, 다이오드(4')는, 주소자(1)와 동등 또는 주소자(1)의 내압 이상의 내압을 갖고 있으면 좋고, 동등한 내압인 것으로 한정되는 것은 아니다. 예비 전압 인가 회로(5)는, 주소자(1) 및 보조 소자(3)가 오프된 타이밍에 적어도 주소자(1)의 내압보다 낮은 전압 펄스를 발생한다.
도 3에 도시하는 반도체 스위치는, 상기 예비 전압 인가 회로(5)의 구성 이외에는 상술한 제1 실시 형태의 반도체 스위치와 마찬가지의 구성이다. 이 변형예의 반도체 스위치도 상술한 제1 실시 형태의 반도체 스위치와 마찬가지의 효과, 즉 주전류가 역방향으로 환류하고 있을 때에 반도체 스위치를 오프했을 때, 주소자(1)의 양단간에 잔류하는 전압을 소정값 이상으로 확보함으로써, 주소자(1)의 출력 정전 용량의 증대를 방지하고, 접합 용량 충전 전류에 기인하는 턴온 손실을 억제할 수 있다.
이어서, 제2 실시 형태의 반도체 스위치에 대하여 도면을 참조하여 설명한다. 또한, 이하의 설명에 있어서 마찬가지의 기능을 갖는 구성에 대해서는 동일한 부호를 부여하여 상세한 설명을 생략한다.
도 4는, 제2 실시 형태의 반도체 스위치의 한 구성예를 개략적으로 도시하는 회로도이다. 본 실시 형태의 반도체 스위치는, 제1 실시 형태의 반도체 스위치에 대하여 주소자(1)와 보조 소자(3)와의 직렬 접속의 위치 관계를 교체한 구성이다. 이 경우, 주소자(1)와 보조 소자(3)와의 게이트는 다른 전위로 구동할 필요가 있으며, 포토 커플러(도시하지 않음) 등의 절연 수단으로 절연할 필요가 있다. 도 4에 도시하는 경우에는, 주소자(1)의 게이트는 게이트 구동 전압(8A)에 의해 구동되고, 보조 소자(3)의 게이트는 게이트 구동 전압(8B)에 의해 구동된다. 게이트 구동 전압(8A, 8B)은, 각각의 직류 전압원에 접속된 증폭기로부터 출력된다.
또한, 보조 소자(3)의 게이트 구동 전원은, 본 실시 형태의 반도체 스위치의 고전위측에 동종의 반도체 스위치가 있는 변환 회로의 경우에는, 고전위측의 주소자(1)의 게이트 구동 전원을 이용할 수 있다. 상기 이외의 구성은 상술한 제1 실시 형태의 반도체 스위치와 마찬가지이다.
본 실시 형태의 반도체 스위치에 있어서도 주전류가 역방향, 즉 부극 단자(7)로부터 정극 단자(6)를 향해 흐르고 있을 때에는, 주전류는 부극 단자(7)→역 도통 다이오드(2A)→보조 소자(3)→정극 단자(6)의 경로로 통류하고 있다. 이때, 주소자(1) 및 보조 소자(3)가 오프되면 보조 소자(3)가 오프됨으로써, 주전류는 부극 단자(7)→고속 환류 다이오드(4)→정극 단자(6)의 경로로 전류한다. 이 전류한 시점에 예비 전압 인가 회로(5)로부터 30V의 펄스를 출력하면, 고속 환류 다이오드(4)가 도통하고 있으므로, 30V의 펄스 전압은 주소자(1)의 콜렉터-에미터간에 인가된다. 이때, 고속 환류 다이오드(4)의 순방향 전압 강하분(통상 1 내지 2V)은 약간 전압이 저하된다. 따라서, 주소자(1)의 출력 단자에는 대략 28 내지 29V의 전압이 인가된다.
또한, 보조 소자(3)의 출력에도 30V의 펄스 전압은 인가된다. 이 사이에 예비 전압 인가 회로(5)로부터 출력되는 전력은, 주소자(1)와 보조 소자(3)의 출력 단자 전압의 충전에 필요로 되는 전력으로만 한정되고, 외부 주회로로 유출되지 않기 때문에, 적은 출력 전력이어도 된다.
한편, 주전류가 순방향, 즉 정극 단자(6)로부터 부극 단자(7)를 향해 흐르고 있을 때에는, 주소자(1) 및 보조 소자(3)가 오프되면 주소자(1)가 전류의 차단을 행하므로, 오프된 순간에 주전압(통상 200 내지 400V 정도)이 주소자(1)의 양단간에 인가된다. 이 경우에는, 예비 전압 인가 회로(5)로부터 30V의 전압 펄스를 발생하여도 주전압보다 충분히 낮으므로, 고속 환류 다이오드(4)가 역저지되어 있으며, 예비 전압 인가 회로(5)로부터의 주소자(1)로의 충전 전류는 흐르지 않는다. 따라서, 예비 전압 인가 회로(5)로부터의 전력은, 주로 보조 소자(3)를 충전하기 위해 소비되며, 매우 근소한 것이 된다.
상기와 같이 본 실시 형태에 따르면, 주전류가 역방향으로 환류하고 있을 때에 반도체 스위치를 오프했을 때, 주소자(1)의 양단간에 잔류하는 전압을 소정값 이상으로 확보함으로써, 주소자(1)의 출력 정전 용량의 증대를 방지하고, 접합 용량 충전 전류에 기인하는 턴온 손실을 억제할 수 있다.
이어서, 제3 실시 형태의 반도체 스위치에 대하여 도면을 참조하여 설명한다.
도 5는, 제3 실시 형태의 반도체 스위치의 한 구성예를 개략적으로 도시하는 회로도이다. 본 실시 형태의 반도체 스위치에 있어서, 주소자(1)에는 MOSFET(예를 들어 600V의 내압)를 적용하고 있다. 주소자(1)에는, 역도통 성능을 갖는 기생 다이오드(2B)가 내장되어 있다. 또한, 예비 전압 인가 회로(5)는, 직류 전압원(11)과 스위치(12)를 직렬 접속하여 구성되어 있다. 스위치(12)는 예를 들어 반도체 스위치 소자로서의 소형 반도체 스위치이다. 본 실시 형태의 반도체 스위치는 상기 이외의 구성은 상술한 제1 실시 형태의 반도체 스위치와 마찬가지이다.
본 실시 형태에 있어서, 주소자(1)에 저저항의 MOSFET를 적용함으로써, 주소자(1)의 도통 저항에 보조 소자(3)의 도통 저항분이 가산되게 되지만, 보조 소자(3)의 내압을 충분히 낮게 선정함으로써, 제1 실시 형태의 반도체 스위치와 마찬가지로 보조 소자(3)의 도통 저항은 매우 적어도 되기 때문에, 가산된 도통 저항의 증가분은 매우 근소해도 된다.
또한, 주전류가 역방향으로 흐를 때에도 주소자(1) 및 보조 소자(3)가 온 상태이면, 주전류는 고속 환류 다이오드(4)로 흐르지 않고 저저항의 주소자(1)와 보조 소자(3)와의 직렬 회로 쪽을 통류한다.
그 결과, 본 실시 형태의 반도체 스위치에 따르면, 주소자(1)에 IGBT를 적용한 제1 실시 형태의 반도체 스위치에 비해 순방향 및 역방향으로 통전할 때의 도통 손실을 저감할 수 있다.
상기와 같이 본 실시 형태에 따르면, 주전류가 역방향으로 환류하고 있을 때에 반도체 스위치를 오프했을 때, 주소자(1)의 양단간에 잔류하는 전압을 소정값 이상으로 확보함으로써, 주소자(1)의 출력 정전 용량의 증대를 방지하고, 접합 용량 충전 전류에 기인하는 턴온 손실을 억제할 수 있다.
이어서, 제4 실시 형태의 반도체 스위치에 대하여 도면을 참조하여 설명한다.
도 6은, 제4 실시 형태의 반도체 스위치의 한 구성예를 개략적으로 도시하는 회로도이다. 본 실시 형태의 반도체 스위치에서는, 예비 전압 인가 회로(5)는 직류 전압원(11)과 스위치(12)를 직렬 접속하여 구성하고 있다. 스위치(12)는, 소형 반도체 스위치로서의 p 채널형 MOSFET를 적용하고 있다. 이하, 본 실시 형태의 설명에 있어서 스위치(12)를 p 채널형 MOSFET(12)로 하여 설명한다.
p 채널형 MOSFET(12)의 게이트로는, 게이트 전압 레벨 시프터(13)와 적당한 게이트 저항을 통해 공통의 게이트 구동 전압(8)으로부터 접속된다. 게이트 전압 레벨 시프터(13)는, p 채널형 MOSFET(12)의 소스 전위가 주소자(1)의 에미터 전위 또는 보조 소자(3)의 소스 전위에 대하여 직류 전압원(11)의 전압만큼 높기 때문에, 이 전위차를 인상하여 게이트 전위를 맞추기 위해 필요하다. 따라서, 게이트 전압 레벨 시프터(13)의 전위 시프트 값은 대략 직류 전압원(11)의 전압과 동등하고, 직류 전압원(11)의 전압에 연동하여 정해지는 값이다. 또한, 게이트 전압 레벨 시프터(13)는, 콘덴서와, 그 콘덴서로의 충전 회로의 조합으로 구성하는 것도 가능하다. 본 실시 형태의 반도체 스위치는 상기 이외의 구성은 상술한 제1 실시 형태의 반도체 스위치와 마찬가지이다.
본 실시 형태의 반도체 스위치에 있어서, p 채널형 MOSFET(12)의 게이트 전위는 그 소스 전위보다 낮아짐으로써 온이 된다. 반대로, 주소자(1) 및 보조 소자(3)의 게이트는 전위가 낮아짐으로써 오프가 된다. 따라서, p 채널형 MOSFET(12)는, 주소자(1) 및 보조 소자(3)가 오프 상태가 되면 온이 되도록 동작하여, 주소자(1)가 오프된 시기에 주소자(1)에 직류 전압원(11)의 전압을 인가시킬 수 있다.
즉, 본 실시 형태에 따르면, 상술한 제1 실시 형태의 반도체 스위치와 동일한 효과를, 유일한 공통의 게이트 구동 전압(8)으로부터 제어하는 것이 가능해지고, 구성을 단순화할 수 있다.
상기와 같이 본 실시 형태에 따르면, 주전류가 역방향으로 환류하고 있을 때에 반도체 스위치를 오프했을 때, 주소자(1)의 양단간에 잔류하는 전압을 소정값 이상으로 확보함으로써, 주소자(1)의 출력 정전 용량의 증대를 방지하고, 접합 용량 충전 전류에 기인하는 턴온 손실을 억제할 수 있다.
이어서, 제5 실시 형태의 반도체 스위치에 대하여 도면을 참조하여 설명한다.
도 7은, 제5 실시 형태의 반도체 스위치의 한 구성예를 개략적으로 도시하는 회로도이다. 본 실시 형태의 반도체 스위치에 있어서, 예비 전압 인가 회로(5)는 직류 전압원으로서 펄스 전압원(9)과, 절연 트랜스(15)를 통해 펄스 전압원(9)으로부터 전압이 인가되는 역류 방지 다이오드(16)를 갖고 있다. 절연 트랜스(15)의 1차 회로에는 펄스 전압원(9)이 접속되고, 2차 회로는 역류 방지 다이오드(16)를 통해 보조 소자(3)와 병렬 접속되어 있다. 본 실시 형태의 반도체 스위치는 상기 이외의 구성은 상술한 제3 실시 형태의 반도체 스위치와 마찬가지이다.
본 실시 형태의 반도체 스위치에 있어서, 펄스 전압원(9)은 상이한 전위로부터의 전력의 공급이 가능해지고, 예를 들어 공통의 제어 전원으로부터 변환기를 구성하는 복수의 동일한 종류의 반도체 스위치로의 전력의 공급을 할 수 있어, 전원의 공통화가 가능해진다.
즉, 본 실시 형태에 따르면, 상술한 제3 실시 형태의 반도체 스위치와 동일한 효과를 발휘함과 함께, 예비 전압 인가에 필요로 되는 전력을 공통의 전원으로부터 공급하는 것이 가능해져, 각각 전원을 설치할 필요가 없어진다. 따라서, 반도체 스위치의 구성을 단순화할 수 있다.
또한, 공통의 제어 회로로부터의 펄스 전압 발생이 가능해지고, 보다 타이밍 정밀도가 높은 펄스를 발생하는 것이 가능해진다. 따라서, 본 실시 형태의 반도체 스위치에 따르면, 최적인 타이밍에 필요한 최소한의 펄스 전압이 발생할 수 있으며, 소비 전력의 절약이 가능해진다.
상기와 같이 본 실시 형태에 따르면, 주전류가 역방향으로 환류하고 있을 때에 반도체 스위치를 오프했을 때, 주소자(1)의 양단간에 잔류하는 전압을 소정값 이상으로 확보함으로써, 주소자(1)의 출력 정전 용량의 증대를 방지하고, 접합 용량 충전 전류에 기인하는 턴온 손실을 억제할 수 있다.
이어서, 상술한 제3 실시 형태 및 제5 실시 형태의 반도체 스위치의 특성의 일례에 대하여 설명한다.
도 8은, 슈퍼 정션형 MOSFET의 용량 특성의 일례를 도시하는 도면이다.
도 8은, 주소자(1)에 적용 가능한 600V 내압의 슈퍼 정션 구조를 갖는 종형 MOSFET의 용량 특성예를 나타내고 있다. 도 8에 있어서, 횡축은 주소자(1)의 출력 단자 전압인 드레인-소스간 전압(Vds)을 나타내고 있으며, 종축이 정전 용량값을 나타내고 있다.
출력 용량(Coss)의 특성에 주목하면, 출력 단자 전압이 매우 낮은 0V 근방에서는 높은 값을 나타내고 있지만, 출력 단자 전압의 상승에 따라 급속하게 저감되는 특성을 나타내고 있다. 예를 들어, 출력 단자 전압이 50V까지 상승하면, 출력 용량은 대충 1/40까지 저감된다. 이것은, 인가 전압이 낮은 경우에는, 공핍층이 아직 얇아 슈퍼 정션 구조에 의한 절첩된 넓은 면적을 갖기 때문에, 큰 정전 용량값을 나타내고 있지만, 인가 전압이 어느 정도 이상 가해져서 공핍층이 두꺼워지면, 슈퍼 정션 구조 유래의 절첩된 면이 아닌 평탄화된 절연면이 되기 때문에, 대폭으로 면적의 저하가 발생함으로써 초래된다.
도 9는, 이러한 출력 용량 특성을 출력 전압의 상승에 따라 주소자(1)에 충전되는 전하 특성(Qoss)으로서 도시한 도면이다. 도 9에 있어서도, 횡축은 주소자(1)의 출력 단자 전압인 드레인-소스간 전압(Vds)을 나타내고 있으며, 도 8의 용량 특성을 횡축의 Vds로 적분하여 구한 특성이다.
만일, 출력 용량이 Vds에 따르지 않고 일정한 정전 용량값을 나타내는 특성이면, 도 9의 특성은 원점으로부터 수직선적으로 상승하는 특성을 나타내겠지만, 도 9를 보면 드레인-소스간 전압(Vds)이 낮은 영역에서 급속한 상승을 나타내고, 50V에 대략 0.63[μC]까지 상승하여, 주회로 전압의 280V의 변환기에서의 적용을 상정하면, 90％의 전하 주입이 완료되었다.
즉, 주소자(1)가 슈퍼 정션 구조를 갖는 종형 MOSFET의 경우에는, 낮은 전압을 인가하는 것만으로 출력 정전 용량의 대폭적인 저하를 실현할 수 있다.
따라서, 이 경우, 주소자(1)의 출력 정전 용량을 대폭 저감하고, 접합 용량 충전 전류에 기인하는 턴온 손실의 효과적인 저감을 가능하게 한다.
이어서, 상술한 제3 실시 형태 및 제5 실시 형태의 반도체 스위치의 다른 특성예에 대하여 설명한다.
도 10은, 미세화한 슈퍼 정션 구조를 갖는 종형 MOSFET의 용량 특성예를 도시하고 있다. 도 10에 있어서, 횡축은 주소자(1)의 출력 단자 전압인 드레인-소스간 전압(Vds)을 나타내고 있으며, 종축이 정전 용량값(대수 메모리)을 나타내고 있다.
도 10에 있어서, 도 8에 도시한 일반적인 슈퍼 정션 MOSFET의 출력 용량 특성과 비교하면, 드레인-소스간 전압(Vds)이 보다 낮은 전압값에서 급저하되는 특성이 보인다. 이러한 특성은, 슈퍼 정션 구조의 종횡비가 높은 경우에 보여지고, 주소자(1)의 내압 600V의 1/30 정도의 미소 전압(약 20V)을 출력 단자에 인가하는 것만으로, 출력 용량이 1/100 이하로 급격하게 저하되는 특성을 나타낸다.
즉, 주소자(1)가 미세화된 슈퍼 정션 구조를 갖는 종형 MOSFET인 경우에는, 보다 낮은 예비 전압을 인가하는 것만으로 주소자(1)의 출력 정전 용량을 대폭 저감하고, 접합 용량 충전 전류에 기인하는 턴온 손실의 효과적인 저감을 가능하게 한다.
상기 도 8 내지 도 10에 주소자(1)의 특성의 일례를 나타냈지만, 내압의 1/20 이하의 미소 전압을 출력 단자에 인가함으로써, 출력 용량이 1/10 이하로 저하되는 특성을 갖는 MOSFET를 상술한 실시 형태의 반도체 스위치에 있어서 주소자(1)로서 채용함으로써, 더욱 효과적으로 주소자(1)의 출력 정전 용량의 증대를 방지하고, 접합 용량 충전 전류에 기인하는 턴온 손실을 억제할 수 있다.
이어서, 제6 실시 형태의 반도체 스위치에 대하여 도면을 참조하여 설명한다.
도 11은, 제6 실시 형태의 반도체 스위치의 한 구성예를 개략적으로 도시하는 회로도이다. 도 11에 있어서, 주소자(1)에는 MOSFET(예를 들어 600V의 내압)를 적용한다. 주소자(1)에는, 역도통 성능을 갖는 기생 다이오드(2B)가 내장되어 있다. 또한, 주소자(1)에는 역병렬로 고속 다이오드(17)를 접속하고 있다. 본 실시 형태의 반도체 스위치는 상기한 구성 이외에는 상술한 제3 실시 형태와 마찬가지이다.
본 실시 형태의 반도체 스위치에 있어서, 주전류가 역방향으로 흐르고 있을 때에 그 전류값이 커지면, 주소자(1)의 온 저항으로는 충분히 전압 강하를 낮게 유지할 수 없게 된다. 이 경우, 기생 다이오드(2B)에 전류가 분류(
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)되면, MOSFET의 기생 다이오드(2B)에 캐리어가 축적되고, 역회복 특성이 악화된다. 이때, 예비 전압 인가 회로(5)는, MOSFET의 기생 다이오드(2B)의 축적 캐리어를 배출하기 위해 여분의 전력을 주입할 필요가 발생한다.
본 실시 형태의 반도체 스위치의 구성에서는, 주소자(1)에 역병렬 접속한 고속 다이오드(17)에도 전류가 분류되기 때문에, MOSFET의 기생 다이오드(2B)로의 분류 전류를 경감할 수 있으며, 역회복 특성의 저하를 저감시키는 것이 가능해지고, 그 결과 예비 전압 인가 회로(5)의 소비 전력도 낮게 억제하는 것이 가능해진다.
즉, 본 실시 형태의 반도체 스위치에 따르면, 역방향 주전류가 커져도 주소자(1)인 MOSFET의 기생 다이오드(2B)의 역회복에 필요한 여분의 전력의 주입을 저감시킬 수 있다.
본 실시 형태에 따르면, 주전류가 역방향으로 환류하고 있을 때에 반도체 스위치를 오프했을 때, 주소자(1)의 양단간에 잔류하는 전압을 소정값 이상으로 확보함으로써, 주소자(1)의 출력 정전 용량의 증대를 방지하고, 접합 용량 충전 전류에 기인하는 턴온 손실을 억제할 수 있다.
이어서, 제7 실시 형태의 반도체 스위치에 대하여 도면을 참조하여 설명한다.
도 12는, 제7 실시 형태의 반도체 스위치의 한 구성예를 개략적으로 도시하는 회로도이다. 도 12에 있어서, 주소자(1)에는 MOSFET(예를 들어 600V의 내압)를 적용한다. 주소자(1)에는, 역도통 성능을 갖는 기생 다이오드(2B)가 내장되어 있다.
게이트 구동 증폭기(18)는 게이트 제어 신호(20)를 수신하고, 전류 증폭하여 게이트 구동 전압(8)을 출력한다. 이들의 전력은, 게이트 구동 전원(19)으로부터 공급한다. 게이트 구동 전원(19)은, 예비 전압 인가 회로(5)의 직류 전압원(11)으로의 전력 공급도 담당한다. 본 실시 형태에서는, 예비 전압 인가 회로(5)의 직류 전압원(11)으로서 콘덴서를 적용하고 있다. 게이트 구동 전원(19)과 예비 전압 인가 회로(5)와의 사이에는 저항기가 삽입되어, 게이트 구동 전원(19)의 변동을 억제함과 함께, 게이트 구동 전원(19)으로부터의 전류가 흐르는 것을 방지하고 있다. 본 실시 형태의 반도체 스위치는 상기한 구성 이외에는 상술한 제4 실시 형태와 마찬가지이다.
본 실시 형태의 반도체 스위치에 있어서, 주소자(1) 및 보조 소자(3)의 게이트 구동 전력과, 소형 반도체 스위치인 p 채널형 MOSFET(12)의 게이트 구동 전력과, 예비 전압 인가 회로(5)의 직류 전압원(11)의 전력 공급이 모두 게이트 구동 전원(19)에 의해 통일화되어, 전원의 단일화가 얻어진다.
즉, 본 실시 형태의 반도체 스위치에 따르면, 게이트 구동 전원(19)과 예비 전압 인가 전원(5)과의 공통화가 도모되어, 회로를 단순화할 수 있다.
본 실시 형태에 따르면, 주전류가 역방향으로 환류하고 있을 때에 반도체 스위치를 오프했을 때, 주소자(1)의 양단간에 잔류하는 전압을 소정값 이상으로 확보함으로써, 주소자(1)의 출력 정전 용량의 증대를 방지하고, 접합 용량 충전 전류에 기인하는 턴온 손실을 억제할 수 있다.
이어서, 제8 실시 형태의 반도체 스위치에 대하여 도면을 참조하여 설명한다.
도 13은, 제8 실시 형태의 반도체 스위치의 한 구성예를 개략적으로 도시하는 회로도이다. 도 13에 있어서, 게이트 구동 전원(19)으로부터 예비 전압 인가 회로(5)의 직류 전압원(11)으로의 전력 공급의 경로에 2개의 다이오드와 1개의 콘덴서를 포함하는 승압 회로(21)를 개재하고 있다. 2개의 다이오드는 전력 공급 경로에 직렬로 나란히 삽입되고, 2개의 다이오드의 접속 라인과 게이트 구동 증폭기(18)의 출력 라인과의 사이에 콘덴서가 접속되어 있다. 승압 회로(21)는, 게이트 구동 전원(19)으로부터 출력된 전압을 승압하여 직류 전압원(11)으로 출력한다. 본 실시 형태의 반도체 스위치는 상기한 구성 이외에는 상술한 제4 실시 형태와 마찬가지이다. 또한, 승압 회로(21)의 콘덴서와 게이트 구동 증폭기의 출력 라인과의 사이에는 충전 전류의 억제 및 증폭기 보호를 위해 저항이 삽입되어 있다.
이와 같이 구성된 본 실시 형태의 반도체 스위치에 있어서, 예를 들어 게이트 구동 전원(19)이 10V 내지 15V인 경우, 직류 전압원(11)은 승압 회로(21)의 콘덴서 및 게이트 구동 전압원(19)에 의해 충전되기 때문에 약 2배인 20V 내지 25V가 된다. 즉, 본 실시 형태의 반도체 스위치에 따르면, 예비 전압 인가 회로(5)의 직류 전압원(11)의 전압을 높일 수 있으므로, 출력 용량을 저감하기 위해 충분한 전압을 확보할 수 있다.
즉, 본 실시 형태의 반도체 스위치에 따르면, 주전류가 역방향으로 환류하고 있을 때에 반도체 스위칭 소자를 오프했을 때, 주소자(1)의 양단간에 잔류하는 전압을 소정값 이상으로 확보함으로써, 주소자(1)의 출력 정전 용량의 증대를 방지하고, 접합 용량 충전 전류에 기인하는 턴온 손실을 억제할 수 있다.
본 실시 형태에 따르면, 주전류가 역방향으로 환류하고 있을 때에 반도체 스위치를 오프했을 때, 주소자(1)의 양단간에 잔류하는 전압을 소정값 이상으로 확보 함으로써, 주소자(1)의 출력 정전 용량의 증대를 방지하고, 접합 용량 충전 전류에 기인하는 턴온 손실을 억제할 수 있다.
이어서, 상기 실시 형태의 반도체 스위치의 주소자(1) 및 보조 소자(3)의 구동 방법에 대하여 파형도를 사용하여 설명한다.
도 14는, 게이트 구동 증폭기(18)의 출력 전압 파형과, 주소자(1) 및 보조 소자(3)의 게이트 전압 파형과의 일례를 도시하는 도면이다. 또한, 도 14에서는 주소자(1) 및 보조 소자(3)가 MOSFET인 경우에 대하여 나타내고 있다. 본 실시 형태에 있어서, 주소자(1)의 게이트 구동 전압과 보조 소자(3)의 게이트 구동 전압은, 동일한 게이트 구동 증폭기(18)로부터 출력하고, 주소자(1)의 턴 오프의 순간이 보조 소자(3)의 턴 오프의 순간보다도 느려지도록 제어하는 제어 수단으로서의 게이트 저항을 삽입하고 있다. 구체적으로는, 주소자(1)의 턴 오프의 순간이 보조 소자(3)의 턴 오프의 순간보다도 느려지도록 양자의 게이트 저항을 조절하고 있다. 즉, 보조 소자(3)의 게이트 저항은 주소자(1)의 게이트 저항보다도 작아져 있다. 또한, 주소자(1)의 턴 오프의 순간이 보조 소자(3)의 턴 오프의 순간보다도 느려지도록 제어하는 제어 수단은 게이트 저항으로 한정되는 것은 아니며, 주소자(1)의 게이트와 소스와의 사이에 콘덴서를 삽입해도 좋다. 제어 수단으로서 삽입한 콘덴서의 용량을 조절함으로써 주소자(1)가 턴 오프하는 타이밍을 조절할 수 있다.
그 결과, 도 14의 파형도에 도시한 바와 같이, 게이트 구동 증폭기(18)의 출력 전압 파형의 오프 명령 시간으로부터의 지연 시간이 주소자(1) 쪽이 보조 소자(3)보다도 느려지게 되었다. 이로 인해, 주소자(1)는 보조 소자(3)가 턴 오프된 후에 턴 오프하게 되고, 역방향 전류를 차단할 때에 주소자(1)의 기생 다이오드(2B)로의 전류 분류를 억제할 수 있다. 따라서, 본 실시 형태의 예비 전압 인가 회로(5)로부터 MOSFET의 기생 다이오드(2B)의 축적 캐리어를 배출하기 위해, 주입하는 여분의 전력을 억제하는 것이 가능해진다.
즉, 본 실시 형태의 반도체 스위치에 따르면, 주소자(1)인 MOSFET의 기생 다이오드(2B)의 역회복에 필요로 되는 여분의 전력의 주입을 억제할 수 있다.
이어서, 제9 실시 형태의 반도체 스위치에 대하여 도면을 참조하여 설명한다.
도 15는, 제9 실시 형태의 반도체 스위치의 한 구성예를 개략적으로 도시하는 회로도이다. 본 실시 형태의 반도체 스위치는, 보조 소자(3)의 드레인 단자와 소스 단자간에 병렬로 접속된 콘덴서(22)를 더 갖고 있다. 콘덴서(22)는 고주파 특성이 양호한 것이며, 인덕턴스(L) 및 저항(R)이 작은 것이 바람직하다. 본 실시 형태의 반도체 스위치는 상기한 구성 이외에는 상술한 제8 실시 형태와 마찬가지이다.
본 실시 형태의 반도체 스위치에 있어서 주전류가 역방향, 즉 부극 단자(7)로부터 정극 단자(6)를 향해 흐르고 있을 때에, 전류가 완료될 때까지의 순간에 보조 소자(3)의 드레인과 소스간에 일시적으로 서지 전압(surge voltage)이 인가된다. 주소자(1)와, 보조 소자(3)와, 고속 환류 다이오드를 둘러싸는 배선 인덕턴스가 커짐에 따라, 이 서지 전압도 증대된다. 또한, 주전류의 증대에 따라서도 서지 전압이 증대된다. 또한, 보조 소자(3)의 출력 접합 용량이 작아도 서지 전압이 커진다. 또한, 고속 환류 다이오드(4)의 순방향 도통 성능이 회복될 때까지의 지연 시간에 의해서도 이 서지 전압은 증대된다. 또한, 보조 소자(3)의 게이트 저항을 작게 하여, 게이트 전압의 저감 레이트가 고속이 되어도 이 서지 전압은 증대된다.
이와 같이, 주전류가 역방향으로 흐르고 있을 때에 게이트 오프로 이행된 순간에 보조 소자(3)의 양단간에서 발생하는 서지 전압은, 다양한 요인으로부터 증대된다. 따라서, 본 실시 형태에서는, 보조 소자(3)의 양단에 콘덴서(22)를 부가하고, 서지 전압으로 콘덴서(22)를 충전함으로써 서지 전압을 흡수하고 있다. 또한, 이때, 콘덴서(22)에 충전된 전압은, 고속 환류 다이오드(4)를 통류하여 전류가 완료되면, 주소자(1)에 대하여 역방향의 전압을 인가하게 되어, 순간 온이 될 것 같은 주소자(1)에 내장되어 있는 기생 다이오드(2B)에 대하여 완전히 역회복시키기 위한 전압을 부여하게 되고, 상보적으로 동작하는 다른 한쪽의 반도체 스위치가 온되기 전에, 주소자(1)에 내장되어 있는 기생 다이오드(2B)의 역회복을 확실하게 완료시킬 수 있다.
즉, 본 실시 형태의 반도체 스위치에 따르면, 보조 소자(3)에 발생하는 서지 전압을 억제할 수 있고, 보조 소자(3)의 칩 면적을 작게 할 수 있고, 보다 저렴하게 구성 가능해진다.
또한, 본 실시 형태의 반도체 스위치에 따르면, 배선 인덕턴스가 어느 정도 높아도 양호해지기 때문에, 배선 인덕턴스를 줄이는 방책(예를 들어 배선 개수의 증대 등)을 실시할 필요가 없어진다. 이에 따라서도, 반도체 스위치를 저렴하게 구성 가능해진다.
또한, 본 실시 형태의 반도체 스위치에 따르면, 보조 소자(3)에서 발생하는 서지 전압의 발생을 염려하지 않아도 되기 때문에, 보조 소자(3)의 게이트 저항을 작게 하여 게이트 오프를 고속으로 할 수 있으며, 데드 타임을 짧게 할 수 있기 때문에 스위칭 손실도 저감할 수 있다. 그 결과로서, 고속 스위칭이 가능한 반도체 스위치를 제공할 수 있다.
또한, 주소자(1)인 MOSFET의 기생 다이오드(2B)의 역회복에 필요한 여분의 전력의 주입을 억제할 수 있다.
본 실시 형태에 따르면, 주전류가 역방향으로 환류하고 있을 때에 반도체 스위치를 오프했을 때, 주소자(1)의 양단간에 잔류하는 전압을 소정값 이상으로 확보 함으로써, 주소자(1)의 출력 정전 용량의 증대를 방지하고, 접합 용량 충전 전류에 기인하는 턴온 손실을 억제할 수 있다.
이어서, 제10 실시 형태의 반도체 스위치에 대하여 도면을 참조하여 설명한다.
도 16은, 제10 실시 형태의 반도체 스위치의 한 구성예를 개략적으로 도시하는 회로도이다. 도 16에 있어서, 보조 소자(3)의 소스 단자로부터 드레인 단자를 향해 보조 다이오드(23)를 병렬 접속한다. 보조 다이오드(23)는, 규소 반도체 재료에 의한 쇼트키 배리어 다이오드를 적용한다. 본 실시 형태의 반도체 스위치는 상기한 구성 이외에는 상술한 제9 실시 형태와 마찬가지이다.
본 실시 형태의 반도체 스위치에 있어서, 주전류가 순방향으로 흐르고 있을 때에 주전류가 커진 경우, 보조 소자의 도통 저항만으로는 전압 강하가 충분히 낮아지지 않아도, 병렬로 접속한 보조 다이오드(23)에 주전류가 분류되기 때문에, 전압 강하를 낮게 억제할 수 있다.
본 실시 형태의 반도체 스위치에 따르면, 주전류가 커진 경우에도 전압 강하를 적게 할 수 있으며, 손실을 저감시킬 수 있다. 이에 따라, 주전류로서 흘릴 수 있는 허용 최대 전류를 높일 수 있다.
본 실시 형태에 따르면, 주전류가 역방향으로 환류하고 있을 때에 반도체 스위치를 오프했을 때, 주소자(1)의 양단간에 잔류하는 전압을 소정값 이상으로 확보함으로써, 주소자(1)의 출력 정전 용량의 증대를 방지하고, 접합 용량 충전 전류에 기인하는 턴온 손실을 억제할 수 있다.
도 17은, 한 실시 형태에 관한 반도체 스위치를 적용하여 구성된 전력 변환 장치의 일례인 제1 전력 변환 장치의 회로 구성을 도시한 회로도이다.
제1 전력 변환 장치는, 도 17에 도시된 바와 같이 직류 주전원(100)으로부터 신장되는 플러스측 직류 모선(200) 및 마이너스측 직류 모선(300)의 사이에 반도체 스위치를 2개 직렬 접속하여 구성하는 브리지를 2조 배치한 단상 브리지 회로이다. 각 브리지의 플러스측의 반도체 스위치와 마이너스측의 반도체 스위치와의 사이의 접속점이 출력 단자(a, b)이다.
또한, 반도체 스위치에는, 상기 제1 실시 형태 내지 제10 실시 형태 중 어느 하나의 반도체 스위치를 채용하는 것이 가능함과 함께, 각 실시 형태의 구성에 대하여 다양한 생략, 치환, 변경한 반도체 스위치를 채용하는 것도 가능하다. 도 17에 나타내는 예에서는, 주소자(1) 및 보조 소자(3)에 MOSFET를 채용한 것이며, 제9 실시 형태와 마찬가지로 보조 소자(3)의 드레인 단자와 소스 단자간에 병렬로 접속된 콘덴서(22)를 더 갖고 있다. 예비 전압 인가 회로(5)는, 제3 실시 형태와 마찬가지로 직류 전압원(11)과 스위치(12)를 직렬 접속하여 구성하고 있다.
이와 같이 구성되는 제1 전력 변환 장치에서는 도통 전압이 매우 낮고, 고속 스위칭이 가능한 반도체 스위치를 배치함으로써 고효율(저손실)이며 저렴하고 고속 스위칭이 가능한 전력 변환 장치를 실현할 수 있다.
본 발명의 몇 개의 실시 형태를 설명했지만, 이들 실시 형태는 예로서 제시한 것이며, 발명의 범위를 한정하는 것은 의도하지 않고 있다. 이들 신규 실시 형태는, 그 밖의 다양한 형태로 실시되는 것이 가능하고, 발명의 요지를 일탈하지 않는 범위에서 다양한 생략, 치환, 변경을 행할 수 있다. 이들 실시 형태나 그 변형은 발명의 범위나 요지에 포함됨과 함께, 특허 청구 범위에 기재된 발명과 그의 균등한 범위에 포함된다.

Claims (19)

  1. 역도통 성능을 갖고, 고내압의 전압 구동형 스위칭 소자인 주소자와,
    상기 주소자에 비해 내압이 낮은 역류 방지 소자와,
    상기 주소자의 부극과 상기 역류 방지 소자의 부극을 접속하여 상기 주소자의 정극을 정극 단자로 하고, 상기 역류 방지 소자의 정극을 부극 단자로 하고, 상기 정극 단자와 상기 부극 단자간에 상기 부극 단자로부터 상기 정극 단자를 향하는 방향이 순방향이 되도록 접속하고, 상기 주소자와 동등한 내압을 갖는 고속 환류 다이오드와,
    상기 주소자의 정극에 플러스 전압이 인가되는 방향으로 접속하고, 적어도 상기 주소자의 내압보다 낮은 전압 펄스를 발생함과 함께 상기 주소자가 오프되는 시기와 대략 동기하여 상기 전압 펄스를 출력하는 예비 전압 인가 회로를 구비한 반도체 스위치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 역류 방지 소자는 상기 주소자와 대략 동기하여 온 및 오프하는 전압 구동형 스위칭 소자인 반도체 스위치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 역류 방지 소자는 다이오드인 반도체 스위치.
  4. 제1항에 있어서, 상기 예비 전압 인가 회로는 상기 역류 방지 소자와 병렬이며, 상기 역류 방지 소자의 정극 및 상기 고속 환류 다이오드를 통해 상기 주소자의 정극에 플러스 전압이 인가되는 방향으로 접속하고, 상기 역류 방지 소자의 내압보다 낮은 전압 펄스를 발생하는 반도체 스위치.
  5. 제1항에 있어서, 상기 예비 전압 인가 회로는 상기 주소자와 병렬로 접속되고,
    상기 예비 전압 인가 회로로부터 상기 주소자의 정극을 향하는 방향이 순방향이 되도록 접속되고, 상기 주소자와 동등한 내압을 갖는 제2 다이오드를 더 구비하는 반도체 스위치.
  6. 역도통 성능을 갖고, 고내압의 전압 구동형 스위칭 소자인 주소자와,
    상기 주소자에 비해 내압이 낮은 전압 구동형 스위칭 소자이며, 상기 주소자와 대략 동일한 시기에 온 및 오프하는 역류 방지 소자와,
    상기 주소자의 정극과 상기 역류 방지 소자의 정극을 접속하여 상기 역류 방지 소자의 부극을 정극 단자로 하고, 상기 주소자의 부극을 부극 단자로 하고, 상기 정극 단자와 상기 부극 단자간에 상기 부극 단자로부터 상기 정극 단자를 향하는 방향이 순방향이 되도록 병렬 접속하고, 상기 주소자와 동등한 내압을 갖는 고속 환류 다이오드와,
    상기 역류 방지 소자와 병렬이며, 상기 역류 방지 소자의 정극에 플러스 전압이 인가되는 방향으로 접속되고, 상기 역류 방지 소자의 내압보다 낮은 전압 펄스를 발생함과 함께, 상기 주소자 또는 상기 역류 방지 소자의 게이트 구동 신호가 오프되는 시기와 대략 동기하여 상기 전압 펄스를 출력하는 예비 전압 인가 회로를 구비한 반도체 스위치.
  7. 제1항 또는 제6항에 있어서, 상기 주소자는 MOSFET인 반도체 스위치.
  8. 제1항 또는 제6항에 있어서, 상기 예비 전압 인가 회로는 직류 전압원과, 상기 직류 전압원과 직렬로 접속된 반도체 스위치 소자를 구비하는 반도체 스위치.
  9. 제8항에 있어서, 상기 반도체 스위치 소자는 p 채널형 MOSFET인 반도체 스위치.
  10. 제1항 또는 제6항에 있어서, 상기 예비 전압 인가 회로는 직류 전압원과, 상기 직류 전압원이 1차 회로에 접속된 절연 트랜스와, 상기 절연 트랜스의 2차 회로에 접속된 역류 방지 다이오드를 구비하고 있는 반도체 스위치.
  11. 제7항에 있어서, 상기 주소자는 슈퍼 정션 구조를 갖는 종형 MOSFET인 반도체 스위치.
  12. 제1항 또는 제6항에 있어서, 상기 주소자는 출력 단자에 전압이 인가되어 있지 않을 때에 비해, 상기 주소자의 내압의 1/20 이하의 전압을 출력 단자에 인가함으로써 출력 용량이 1/10 이하로 저하되는 특성을 갖는 반도체 스위치.
  13. 제1항 또는 제6항에 있어서, 상기 주소자의 정극 및 부극의 양단에, 상기 주소자의 부극으로부터 정극을 향하는 방향을 순방향으로 하는 고속 다이오드를 병렬 접속하여 구성되는 것을 특징으로 하는 반도체 스위치.
  14. 제8항에 있어서, 상기 역류 방지 소자는 전압 구동형 스위칭 소자이며,
    상기 예비 전압 인가 회로의 상기 직류 전압원은, 상기 주소자 또는 상기 역류 방지 소자의 게이트 구동용 전원으로부터 공급되는 반도체 스위치.
  15. 제14항에 있어서, 상기 주소자 또는 상기 역류 방지 소자의 게이트 구동용 전원으로부터, 상기 예비 전압 인가 회로의 상기 직류 전압원으로의 전력 공급의 경로에 배치된 승압 회로를 더 구비하는 반도체 스위치.
  16. 제1항 또는 제6항에 있어서, 상기 주소자의 게이트 구동 전압과 상기 역류 방지 소자의 게이트 구동 전압은 동일 구동 회로로부터 출력하고,
    상기 주소자의 게이트와 상기 역류 방지 소자의 게이트에는 상기 주소자의 턴 오프의 순간이 상기 역류 방지 소자의 턴 오프의 순간보다도 느려지도록 제어하는 제어 수단을 더 구비하는 반도체 스위치.
  17. 제1항 또는 제6항에 있어서, 상기 역류 방지 소자의 정극 및 부극의 양단간에 병렬 접속된 콘덴서를 더 구비하는 반도체 스위치.
  18. 제1항 또는 제6항에 있어서, 상기 역류 방지 소자의 정극 및 부극의 양단에, 상기 역류 방지 소자의 부극으로부터 정극을 향하는 방향을 순방향으로 하도록 병렬 접속된 다이오드를 더 구비하는 반도체 스위치.
  19. 직류 주전원에 2개의 스위칭 소자를 직렬 접속하여 구성되는 브리지 회로를 1조 또는 복수조를 갖는 전력 변환 장치로서,
    상기 전력 변환 장치에 적용하는 상기 스위칭 소자 중 적어도 1개는 제1항 또는 제6항에 기재된 반도체 스위치인 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
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