CN109075781A - 电力用半导体元件的驱动电路以及电动机驱动装置 - Google Patents

电力用半导体元件的驱动电路以及电动机驱动装置 Download PDF

Info

Publication number
CN109075781A
CN109075781A CN201780016135.9A CN201780016135A CN109075781A CN 109075781 A CN109075781 A CN 109075781A CN 201780016135 A CN201780016135 A CN 201780016135A CN 109075781 A CN109075781 A CN 109075781A
Authority
CN
China
Prior art keywords
semiconductor element
power semiconductor
voltage
diode
driving circuit
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201780016135.9A
Other languages
English (en)
Other versions
CN109075781B (zh
Inventor
竹泽龙
竹泽龙一
小西惠介
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp filed Critical Mitsubishi Electric Corp
Publication of CN109075781A publication Critical patent/CN109075781A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN109075781B publication Critical patent/CN109075781B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors

Landscapes

  • Electronic Switches (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

电力用半导体元件的驱动电路(100)具有：电力用半导体元件(F1)；栅极驱动绝缘电源(1)，其用于对电力用半导体元件(F1)的栅极(G)进行驱动；防止电压上升用二极管(D3)，其阳极与电力用半导体元件(F1)的栅极(G)连接；正向偏置电源用齐纳二极管(ZD1)，其阴极与防止电压上升用二极管(D3)的阴极连接，阳极与电力用半导体元件(F1)的发射极(E)连接；以及电压调整二极管(Dx)，其阴极与防止电压上升用二极管(D3)的阴极以及正向偏置电源用齐纳二极管(ZD1)的阴极连接，阳极与栅极驱动绝缘电源(1)的正极(11)连接。

Description

电力用半导体元件的驱动电路以及电动机驱动装置
技术领域
本发明涉及具有用于防止过电流损坏或过电压损坏的保护功能的电力用半导体元件的驱动电路以及使用该驱动电路对电动机进行驱动的电动机驱动装置。
背景技术
就逆变器之类的电力变换装置而言，在电力用半导体元件的栅极‐发射极间施加的栅极电压越高，则栅极电流越增加，栅极电容的充电速度越上升。由此，通断速度也上升，因此通断损耗减少。
然而，在输出短路或输出接地发生时，如果过电流流过电力用半导体元件，则集电极‐发射极饱和电压VCE(SAT)上升，通过VCE(SAT)的变化量即ΔVCE(SAT)、基于栅极‐集电极间电容CGC以及栅极‐发射极间电容CGE的电容比而得到的电压(CGE÷(CGC+CGE×ΔVCE(SAT)))施加于栅极‐发射极间。由此，与通常时相比，栅极电压上升，超过额定值的电流流过电力用半导体元件，引起过电流损坏。另外，截止时的浪涌电压上升，引起过电压损坏。
因此，通过诸如将高耐压的缓冲电容器连接于电力用半导体元件的集电极‐发射极间这样的方法，对浪涌电压进行吸收而防止过电压损坏。
作为用于使电力用半导体元件的一个例子即绝缘栅型双极晶体管(InsulatedGate Bipolar Transistor：下面，称为IGBT)的栅极电压的上升减少，使得在超过额定值的电流流过电力用半导体元件的情况下不会产生元件破损的技术，存在专利文献1所记载的技术。在专利文献1中示出了如下技术，即，将金属‐氧化物‐半导体‐场效应晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor：下面，称为MOSFET)连接于感测IGBT的发射极与主IGBT的发射极之间，将其用作可变的感测电阻。如果集电极电流增加，则流过MOSFET的漏极电流也增加，感测电压增大。如果该感测电压超过经由二极管与主IGBT的栅极连接的其他MOSFET的栅极阈值，则作为感测电阻使用的MOSFET变为接通状态，因此，能够减少主IGBT的栅极电压的上升。
另外，专利文献1还记载有以下述方式减少栅极电压的上升，即，如果栅极电压上升，则在与IGBT的栅极连接的PNP晶体管的发射极‐基极间流过电流而变为接通状态时，瞬时地将栅极电压钳位为与齐纳二极管连接的电容器的电压。
专利文献1：日本特开平10-32476号公报
发明内容
根据专利文献1的技术，能够使输出短路或输出接地发生时的栅极电压的上升减少、或者能够检测出输出短路或输出接地的发生。但是，由于需要使用了诸如带感测的IGBT、晶体管或MOSFET等的电压检测电路之类的部件或电路，因此存在电路规模变大、成本升高的问题。
本发明就是鉴于上述情况而提出的，其目的在于得到一种电力用半导体元件的驱动电路，该驱动电路能够简单且廉价地减少输出短路发生时或输出接地发生时的栅极电压的上升。
为了解决上述问题，实现目的，本发明具有：电力用半导体元件；栅极驱动绝缘电源，其用于对电力用半导体元件的栅极进行驱动；防止电压上升用二极管，其阳极与电力用半导体元件的栅极连接；以及正向偏置电源用齐纳二极管，其阴极与防止电压上升用二极管的阴极连接，阳极与电力用半导体元件的发射极连接。并且，本发明的特征在于，具有电压调整二极管，该电压调整二极管的阴极与防止电压上升用二极管的阴极以及正向偏置电源用齐纳二极管的阴极连接，阳极与栅极驱动绝缘电源的正极连接。
发明的效果
本发明涉及的电力用半导体元件的驱动电路具有下述效果，即，能够简单且廉价地减少输出短路发生时或输出接地发生时的栅极电压的上升。
附图说明
图1是本发明的实施方式1涉及的电力用半导体元件的驱动电路的概略结构图。
图2是表示实施方式1涉及的电力用半导体元件的栅极电压的电压波形的图。
图3是说明通过实施方式1涉及的电力用半导体元件的驱动电路中的二极管进行的栅极电压的调整的图。
图4是为了说明实施方式1涉及的电力用半导体元件的驱动电路的优点而未使用实施方式1的另一驱动电路的概略结构图。
图5是表示图4所示的驱动电路中的电力用半导体元件的栅极电压的电压波形的图。
图6是为了说明实施方式1涉及的电力用半导体元件的驱动电路的优点而未使用实施方式1的其他驱动电路的概略结构图。
图7是表示图6所示的驱动电路中的电力用半导体元件的栅极电压的电压波形的图。
图8是本发明的实施方式3涉及的电动机驱动装置的概略结构图。
具体实施方式
下面，基于附图详细地说明本发明的实施方式涉及的电力用半导体元件的驱动电路以及电动机驱动装置。此外，本发明并不限定于本实施方式。
实施方式1.
图1是本发明的实施方式1涉及的电力用半导体元件的驱动电路100的概略结构图。在图1中，电力用半导体元件的驱动电路100具有栅极驱动绝缘电源1、绝缘放大器2、防止电压上升用二极管D3、正向偏置电源用齐纳二极管ZD1、电压调整二极管Dx、短路能量吸收电容器C1、电源稳定化用电容器C2、C3、滤波电容器C4、限流电阻R1、负载电阻R3、反向偏置电源用二极管D2、下拉电阻R2、栅极电阻RG、电力用半导体元件F1、F2。绝缘放大器2是用于防止低电压侧电路的误动作、故障，使栅极驱动信号得到绝缘放大的绝缘放大器，其具体例是光电耦合器。此外，并非必须设置绝缘放大器2。电压调整二极管Dx是通过一个二极管或多个二极管的串联连接而构成的。此外，电压调整二极管Dx也可以是将多个二极管并联连接。电源稳定化用电容器C2以及C3分别是为了正向偏置以及反向偏置时的电源的稳定化而设置的。
在图1中，上桥臂以及下桥臂即电力用半导体元件F1以及F2是作为形成于硅(下面，称为Si)基板的IGBT而示出的，但也可以是形成于Si基板的MOSFET。
在图1中，电压调整二极管Dx的阴极与正向偏置电源用齐纳二极管ZD1的阴极以及防止电压上升用二极管D3的阴极连接。防止电压上升用二极管D3的阳极与电力用半导体元件F1的栅极G连接。电压调整二极管Dx的阳极与栅极驱动绝缘电源1的正极11连接。用于去除噪声的短路能量吸收电容器C1以及负载电阻R3与正向偏置电源用齐纳二极管ZD1并联连接。并且，反向偏置电源用二极管D2的阴极、限流电阻R1的一端以及电源稳定化用电容器C3的一端与正向偏置电源用齐纳二极管ZD1的阳极连接。反向偏置电源用二极管D2的阳极、限流电阻R1的另一端以及电源稳定化用电容器C3的另一端与栅极驱动绝缘电源1的负极12连接。并且，在栅极驱动绝缘电源1的正极11与正向偏置电源用齐纳二极管ZD1的阳极之间连接有电源稳定化用电容器C2。
绝缘放大器2的VCC端子与栅极驱动绝缘电源1的正极11连接，VEE端子与栅极驱动绝缘电源1的负极12连接。并且，滤波电容器C4连接于绝缘放大器2的VCC端子以及VEE端子间。绝缘放大器2的输出端子即Vout端子经由栅极电阻RG与上桥臂即电力用半导体元件F1的栅极G连接。绝缘放大器2经由电力用半导体元件F1的栅极G将电力用半导体元件F1控制为正向偏置状态或反向偏置状态。
并且，在电力用半导体元件F1的栅极G与发射极E之间连接有下拉电阻R2。此外，下桥臂即电力用半导体元件F2的栅极G的驱动电路也具有与上面说明的用于对电力用半导体元件F1的栅极G进行驱动的电路结构相同的电路结构，但为了将图示简化，在图1中将其省略。电力用半导体元件的驱动电路100的针对电动机的输出端子是输出端子101，在输出端子101连接有电力用半导体元件F1的发射极E以及电力用半导体元件F2的集电极C。
在电力用半导体元件的驱动电路100中，通过如图1所示那样设置电压调整二极管Dx，从而相对于通过正向偏置电源用齐纳二极管ZD1钳位后的齐纳电压VZD1而以电压调整二极管Dx的正向电压VDX的量升压。这里，齐纳电压是指，向齐纳二极管施加反向偏置，电流开始从阴极向阳极流动的电压。另外，正向电压是指，向二极管施加正向偏置，电流开始从阳极向阴极流动的电压。
这里，如果输出端子101输出三相交流输出的1个交流输出，则将输出其他交流输出的输出端子和输出端子101短路这一情况称作输出短路。另外，将输出端子101接地这一情况称作输出接地。
图2是表示实施方式1涉及的电力用半导体元件F1的栅极电压VG的电压波形的图。此外，在针对栅极电压VG随时间(t)的变化的以下说明中，设为图1的绝缘放大器2的晶体管21处于接通状态，VCC端子和Vout端子连接。
未发生输出短路以及输出接地的通常时的电力用半导体元件F1的栅极电压VG如图2所示，成为从正向偏置电源用齐纳二极管ZD1的齐纳电压VZD1和电压调整二极管Dx的正向电压VDX之和减去由绝缘放大器2产生的压降VE以及由栅极电阻RG产生的压降VR得到的电压(VZD1+VDX－VE－VR)。此外，如果将从绝缘放大器2的VCC端子输出的电压设为VCC，将从Vout端子输出的电压设为Vout，则压降VE＝VCC－Vout。
这里，如果将发生输出短路或输出接地的时刻设为ts，则如图2所示，在时刻ts，电力用半导体元件F1的集电极C以及发射极E间的电流增大，栅极电压VG试图上升，但经由防止电压上升用二极管D3流动有与电压上升的量相应的电流，因此向齐纳电压VZD1加上防止电压上升用二极管D3的正向电压VD3得到的电压(VZD1+VD3)的值增大。而且，如果(VZD1+VD3)的值变得大于上述的(VZD1+VDX－VE－VR)的值，则栅极电压VG上升为(VZD1+VD3)。
即，如图2所示，通常时的栅极电压(VZD1+VDX－VE－VR)＜输出短路或输出接地发生后的栅极电压(VZD1+VD3)。其结果，通常时的栅极电压与输出短路或输出接地发生后的栅极电压之差即上升值ΔV1＝VD3+VE+VR－VDX。
根据实施方式1涉及的电力用半导体元件的驱动电路100，通过选择构成电压调整二极管Dx的各个二极管的特性以及串联连接的二极管的数量，从而能够对正向电压VDX的值进行调整。这里，在电压调整二极管Dx由串联连接的多个二极管构成的情况下，正向电压VDX为串联连接的多个二极管的正向电压的合计值。
这里，为了简单起见，针对VE、VR、VD3，考虑为某个恒定的值。在为了对电力用半导体元件进行驱动而希望将栅极电压设定为例如15V的情况下，在本实施方式中，需要以使得通常时的栅极电压(VZD1+VDX－VE－VR)成为15V的方式选定齐纳电压VZD1以及正向电压VDX。另一方面，短路后的栅极电压(VZD1+VD3)优选为与通常时的15V接近的值，以防止短路时的电力用半导体元件的损坏。VD3是二极管的正向电压等某个恒定的值，因此需要以使得短路后的栅极电压接近15V的方式选定齐纳电压VZD1。
因此，在本实施方式中，以使得短路后的栅极电压接近15V的方式对齐纳电压VZD1进行选定，在此基础上，以使得通常时的栅极电压(VZD1+VDX－VE－VR)成为15V的方式选定正向电压VDX即可。
即，在本实施方式中，通常时的栅极电压(VZD1+VDX－VE－VR)包含齐纳电压VZD1和正向电压VDX，短路后的栅极电压包含齐纳电压VZD1。因此，通过对该齐纳电压VZD1和正向电压VDX进行调整，从而能够在电力用半导体元件的驱动时得到希望的通常时栅极电压(VZD1+VDX－VE－VR)，并且能够使短路时的栅极电压(VZD1+VD3)的值接近通常时的栅极电压(VZD1+VDX－VE－VR)的值。其结果，能够减少输出短路或输出接地发生时的栅极电压的上升值ΔV1。由此，能够防止因过电流以及过电压引起的电力用半导体元件的损坏。
电压调整二极管Dx的特性是指，诸如构成电压调整二极管Dx的各个二极管的正向电压之类的电压特性。因此，特性的选择具体来讲是指，以适于上述调整的方式决定诸如正向电压为0.6V的PN结二极管、正向电压为0.3V的肖特基势垒二极管之类的构成电压调整二极管Dx的二极管的种类。如果决定了各个二极管的正向电压的值，则通过选择串联连接的二极管的数量而执行上述调整。另外，也可以对PN结二极管和肖特基势垒二极管进行组合等而将串联连接的二极管的种类设为多个种类。
对于实施方式1涉及的电力用半导体元件的驱动电路100而言，无需使用了诸如晶体管或MOSFET之类的高价元件的电压检测电路，不需要考虑电压检测电路的因噪声引起的误动作。另外，由于在栅极电压的生成中利用以往所必须的正向偏置电源用齐纳二极管ZD1，因此能够节省空间且以低成本实现。
另外，对于电力用半导体元件的驱动电路100而言，用于生成上桥臂即电力用半导体元件F1的栅极驱动电力的栅极驱动绝缘电源1、和用于生成下桥臂即电力用半导体元件F2的栅极驱动电力的省略了图示的栅极驱动绝缘电源被绝缘。而且，上桥臂侧栅极驱动信号由绝缘放大器2进行绝缘放大，省略了图示的下桥臂侧的下桥臂侧栅极驱动信号也由省略了图示的绝缘放大器进行绝缘放大。由此，能够针对电力用半导体元件F1以及F2分别生成正向偏置电压和反向偏置电压，能够在电力用半导体元件F1以及F2各自断开时施加反向偏置，因此，能够防止因电力用半导体元件F1以及F2的截止时产生的栅极峰值电压引起的误触发即错误地成为接通状态。
图3是说明通过实施方式1涉及的电力用半导体元件的驱动电路100中的二极管进行的栅极电压的调整的图。正向偏置电源用齐纳二极管ZD1的齐纳电压VZD1显示出正的温度系数，因此齐纳电压VZD1由于温度上升而上升。另一方面，构成电压调整二极管Dx的各个二极管的正向电压Vf显示出负的温度系数，因此正向电压Vf由于温度上升而下降，因此电压调整二极管Dx的正向电压VDX下降。考虑到该特性，通过以使得因温度上升引起的特性变化相抵消的方式对正向偏置电源用齐纳二极管ZD1的齐纳二极管以及电压调整二极管Dx的二极管进行选定，从而能够降低栅极电压的温度依赖性、即改善温度特性。
此外，如图3所示，对于正向偏置电源用齐纳二极管ZD1的齐纳电压VZD1可取的值，根据齐纳二极管的商品的种类，是15V、16V、18V这样分散的值，因此有时通过正向偏置电源用齐纳二极管ZD1单体的选择难以对栅极电压的值进行调整。另外，与用于电压调整二极管Dx的二极管相比，齐纳二极管的尺寸较大，如果搭载多个，则有时电路规模变大。
因此，对于电力用半导体元件的驱动电路100而言，通过针对用于电压调整二极管Dx的二极管而使用正向电压Vf为0.3V左右的肖特基势垒二极管，从而能够使电压调整易于进行，进一步减小电路规模。
具体来讲，在正向偏置电源用齐纳二极管ZD1的齐纳电压VZD1＝15V、防止电压上升用二极管D3的正向电压VD3＝0.6V、且由绝缘放大器2产生的压降VE以及由栅极电阻RG产生的压降VR之和为1V时，如果将5个正向电压Vf＝0.3V的二极管串联连接，则VDX＝1.5V。
在该情况下，通常时的栅极电压(VZD1+VDX－VE－VR)＝15.5V，输出短路或输出接地发生后的栅极电压(VZD1+VD3)＝15.6V。即，根据实施方式1涉及的电力用半导体元件的驱动电路100，通过设置电压调整二极管Dx而进行的栅极电压的调整，由此能够减少输出短路或输出接地发生时的栅极电压的上升。同时，还能够实现栅极电压的温度特性的改善。
此外，在本实施方式中，与正向偏置电源用齐纳二极管ZD1并联连接的短路能量吸收电容器C1是为了使正向偏置电源稳定化，并且经由防止电压上升用二极管D3对短路时的电压上升量的能量进行吸收而连接的。另外，与正向偏置电源用齐纳二极管ZD1并联连接的负载电阻R3是为了对短路能量吸收电容器C1的能量进行消耗而连接的。
图4是为了说明实施方式1涉及的电力用半导体元件的驱动电路100的优点而未使用实施方式1的另一驱动电路200的概略结构图。与电力用半导体元件的驱动电路100相同的标号的结构要素具有相同的功能，因此省略说明。另外，与图1相同地，下桥臂用驱动电路省略了图示。在下面，对驱动电路200和电力用半导体元件的驱动电路100的差异进行说明。
驱动电路200不具有图1的电压调整二极管Dx，正向偏置电源用齐纳二极管ZD1的阴极与栅极驱动绝缘电源1的正极11连接，阳极与电力用半导体元件F1的发射极E连接。另外，通过电源稳定化用电容器C2对电压上升量的能量进行吸收，通过栅极电阻RG消耗能量，因此，驱动电路200不具有短路能量吸收电容器C1以及负载电阻R3。而且，在驱动电路200设置有在电力用半导体元件的驱动电路100未设置的防止电压上升用齐纳二极管ZD2，分别使防止电压上升用齐纳二极管ZD2的阴极与电力用半导体元件F1的栅极G连接，阳极与电力用半导体元件F1的发射极E连接。
图5是表示图4所示的驱动电路200中的电力用半导体元件F1的栅极电压VG的电压波形的图。此外，在针对栅极电压VG随时间(t)的变化的以下说明中，设为图4的绝缘放大器2的晶体管21处于接通状态，VCC端子和Vout端子连接。
在驱动电路200的情况下，如图5所示，通常时的电力用半导体元件F1的栅极电压VG成为从正向偏置电源用齐纳二极管ZD1的齐纳电压VZD1减去由绝缘放大器2产生的压降VE以及由栅极电阻RG产生的压降VR得到的电压(VZD1－VE－VR)。与此相对，时刻ts的输出短路或输出接地发生后的栅极电压VG成为防止电压上升用齐纳二极管ZD2的齐纳电压VZD2。
因此，如图5所示，通常时的栅极电压(VZD1－VE－VR)＜输出短路或输出接地发生后的栅极电压VZD2，通常时的栅极电压与输出短路或输出接地发生后的栅极电压之差即上升值ΔV2＝VZD2+VE+VR－VZD1。
这里，通过选定齐纳电压与防止电压上升用齐纳二极管ZD2的齐纳电压VZD2相比高出压降的量的正向偏置电源用齐纳二极管ZD1，从而能够使通常时的栅极电压接近输出短路或输出接地发生后的栅极电压。由此，能够减少输出短路或输出接地发生时的栅极电压的上升值ΔV2。
然而，防止电压上升用齐纳二极管ZD2所使用的齐纳二极管昂贵，在驱动电路200的结构的情况下，需要与电力用半导体元件的驱动电路相应量的、即与桥臂的数量相应的防止电压上升用齐纳二极管ZD2，因此引起成本提高且电路规模变大。具体而言，在试图利用电力用半导体元件的驱动电路200实现3相逆变器的情况下，上桥臂以及下桥臂分别需要有3相，因此防止电压上升用齐纳二极管ZD2合计需要6个。另外，如果针对防止电压上升用齐纳二极管ZD2使用齐纳电压与通常时的栅极电压接近的齐纳二极管，则即使在通常时也流过齐纳电流，因此存在发热变大的问题。
即使在试图实现3相逆变器的情况下，也能够在3相共通地使用下桥臂所用的栅极驱动绝缘电源。因此，在试图利用实施方式1涉及的电力用半导体元件的驱动电路100实现3相逆变器的情况下，电压调整二极管Dx合计为4个即可。因此，根据实施方式1涉及的电力用半导体元件的驱动电路100，即使不设置复杂的电路，也能够简单且廉价地减少输出短路发生时或输出接地发生时的栅极电压的上升。
图6是为了说明实施方式1涉及的电力用半导体元件的驱动电路100的优点而未使用实施方式1的其他驱动电路300的概略结构图。与电力用半导体元件的驱动电路100相同标号的结构要素具有相同的功能，因此省略说明。另外，与图1相同地，下桥臂用驱动电路省略了图示。在下面，对驱动电路300和电力用半导体元件的驱动电路100的差异进行说明。
驱动电路300成为从图1中将电压调整二极管Dx、负载电阻R3以及短路能量吸收电容器C1除去的结构。
图7是表示图6所示的驱动电路300中的电力用半导体元件F1的栅极电压VG的电压波形的图。此外，在针对栅极电压VG随时间(t)的变化的以下说明中，设为图6的绝缘放大器2的晶体管21处于接通状态，VCC端子和Vout端子连接。
在驱动电路300的情况下，如图7所示，通常时的电力用半导体元件F1的栅极电压VG成为从正向偏置电源用齐纳二极管ZD1的齐纳电压VZD1减去由绝缘放大器2产生的压降VE以及由栅极电阻RG产生的压降VR得到的电压(VZD1－VE－VR)。而且，时刻ts的输出短路或输出接地发生后的栅极电压VG成为(VZD1+VD3)。其结果，通常时的栅极电压与输出短路或输出接地发生后的栅极电压之差即上升值ΔV3＝VD3+VE+VR。
电力用半导体元件的驱动电路100的上升值ΔV1以及驱动电路200的上升值ΔV2能够通过电压调整而接近0，与此相对，驱动电路300中的输出短路或输出接地发生时的栅极电压的上升值ΔV3上升了防止电压上升用二极管D3的正向电压VD3以及由绝缘放大器2以及栅极电阻RG产生的压降的量(VE+VR)。
即，如果对实施方式1涉及的电力用半导体元件的驱动电路100、驱动电路200以及驱动电路300中的输出短路或输出接地发生时的电力用半导体元件F1的栅极电压的上升值即ΔV1、ΔV2以及ΔV3进行比较，则在以使得上升值变小的方式选定了齐纳二极管以及二极管的情况下，ΔV1≈ΔV2＜ΔV3。
在图4的驱动电路200的结构中，也能够使得发生了输出短路或输出接地之类的故障时的栅极电压的上升值即ΔV2变小，能够使ΔV1和ΔV2成为大致相等的值。但是，如上所述，在试图实现3相逆变器的情况下，在驱动电路200的结构中，需要6个防止电压上升用齐纳二极管ZD2，产生成本提高和电路规模变大的问题。另一方面，在实施方式1涉及的电力用半导体元件的驱动电路100中，不需要新设置齐纳二极管。
另外，在驱动电路200中，正向偏置电源用齐纳二极管ZD1以及防止电压上升用齐纳二极管ZD2的齐纳电压的因温度上升引起的特性波动成为问题。但是，根据实施方式1涉及的电力用半导体元件的驱动电路100，能够通过设置电压调整二极管Dx来降低栅极电压的温度依赖性而改善温度特性，因此该问题也能够得到解决。
实施方式2.
在图1的实施方式1涉及的电力用半导体元件的驱动电路100中，例示出使用了在Si基板形成的电力用半导体元件F1以及F2的例子，但在实施方式2中，对于图1的电力用半导体元件F1以及F2，使用在碳化硅(下面，称为SiC)基板形成的MOSFET或IGBT。除此以外，与实施方式1相同。
与在Si基板形成的电力用半导体元件相比，在SiC基板形成的电力用半导体元件的接通电阻小，通断损耗小。另外，通过通断的高频化，能够实现滤波器等无源部件的小型化，因此优选以高速通断进行驱动。在以高速通断对形成于SiC基板的MOSFET进行驱动的情况下，导通时以及截止时的电流变化率(di/dt)大，因栅极电压上升引起的针对元件的影响更显著。
与由在Si基板形成的IGBT构成的电力用半导体元件相同地，由在SiC基板形成的MOSFET构成的电力用半导体元件是电压驱动型的通断元件，能够利用与图1相同的电路结构进行驱动。然而，由在SiC基板形成的MOSFET构成的电力用半导体元件的MOS沟道部分的载流子迁移率低，因此在相同的栅极电压的情况下，沟道部分的电阻与在Si基板形成的IGBT相比变大。因而，为了充分发挥由在SiC基板形成的MOSFET构成的电力用半导体元件的低接通电阻性能，需要提高栅极电压。
由在Si基板形成的IGBT构成的电力用半导体元件通过将栅极电压设为10V至15V左右而通常成为足够低的接通电阻，但由在SiC基板形成的MOSFET构成的电力用半导体元件则是通过将栅极电压提高至18V左右而成为足够低的接通电阻。
在图1的电力用半导体元件的驱动电路100中，通过选择构成电压调整二极管Dx的二极管的特性以及连接数量而能够对正向电压VDX的值进行调整。因此，在实施方式2中，在将形成于SiC基板的MOSFET用于图1的电力用半导体元件的驱动电路100的电力用半导体元件F1、F2的情况下，即使使用与图1相同的栅极驱动绝缘电源1，也能够提高栅极电压。因此，能够以足够低的接通电阻使用由在SiC基板形成的MOSFET构成的电力用半导体元件F1、F2。因此，在以高速通断对电力用半导体元件F1、F2进行驱动的情况下，也能够利用与实施方式1相同的电路结构来减少输出短路或输出接地发生时的栅极电压的上升值ΔV1。
此外，为了将栅极电压升高至18V左右，优选根据需要而对防止电压上升用二极管D3的特性进行调整、或由多个二极管构成防止电压上升用二极管D3，提高正向电压VD3。
另外，已知如下课题，即，在SiC基板形成的电力用半导体元件的针对短路电流的耐性低。如果在短路时流过过电流，则电力用半导体元件由于过电流而发热，但在Si基板形成的电力用半导体元件的接通电阻具有正的温度系数。即，对于在Si基板形成的电力用半导体元件而言，由于接通电阻随着温度上升而上升，因此显示出随着发热而抑制过电流、抑制热失控的特性。另一方面，与在Si基板形成的电力用半导体元件相比，在SiC基板形成的电力用半导体元件的接通电阻的正的温度系数小。因此，对于在SiC基板形成的电力用半导体元件而言，存在如下问题，即，即使短路时的发热变大，抑制过电流的效果也小，产生热失控而使短路时的耐性变低。因此，在使用形成于SiC基板的电力用半导体元件的情况下，特别希望抑制短路时的栅极电压的上升值，使用本实施方式的效果大。
在本实施方式中，示出了在SiC基板形成的电力用半导体元件，但当然也可以使用在GaN(氮化镓)基板、Ga2O3(氧化镓)基板、金刚石等宽带隙半导体基板形成的电力用半导体元件。
实施方式3.
图8是本发明的实施方式3涉及的电动机驱动装置10的概略结构图。在图8中，在图1所示的电力用半导体元件的驱动电路100的输入端子连接有转换器4，在转换器4连接有交流电源3。转换器4将来自交流电源3的交流电力变换为直流电力而输入至电力用半导体元件的驱动电路100的输入端子。电力用半导体元件的驱动电路100的输入端子是电力用半导体元件F1的集电极C以及电力用半导体元件F2的发射极E。电力用半导体元件的驱动电路100作为将来自转换器4的直流电力变换为交流电力的逆变器起作用。输出端子101与输出其他2相的交流输出的输出端子一起连接至电动机5。
电动机驱动装置10具有图8的电力用半导体元件的驱动电路100以及转换器4，还具有用于输出其他2相的交流输出的转换器以及电力用半导体元件的驱动电路，但在图8中，省略了用于输出其他2相的交流输出的转换器以及电力用半导体元件的驱动电路的记载。另外，在图8中，与图1相同地，下桥臂用驱动电路省略了图示。电动机驱动装置10通过3个输出端子而对电动机5的扭矩进行控制。
电动机驱动装置10在通过转换器4将来自交流电源3的交流电力变换为直流电力，从转换器4的正极侧向电动机5的电流的供给以及从电动机5向转换器4的负极侧的电流的导入中应用了逆变器，该逆变器搭载有电力用半导体元件的驱动电路100。因此，能够减少输出短路或输出接地发生时的栅极电压的上升，能够防止电动机驱动装置10的故障。
另外，对于图8的电力用半导体元件F1、F2，使用在Si基板形成的MOSFET或在SiC基板形成的MOSFET也能够得到与上述相同的效果。
以上的实施方式所示出的结构表示的是本发明的内容的一个例子，也可以与其他公知技术进行组合，还可以在不脱离本发明的主旨的范围对结构的一部分进行省略、变更。
标号的说明
1栅极驱动绝缘电源，2绝缘放大器，3交流电源，4转换器，5电动机，10电动机驱动装置，11正极，12负极，21晶体管，100电力用半导体元件的驱动电路，101输出端子，200、300驱动电路，ZD1正向偏置电源用齐纳二极管，ZD2防止电压上升用齐纳二极管，D3防止电压上升用二极管，Dx电压调整二极管，C1短路能量吸收电容器，C2、C3电源稳定化用电容器，C4滤波电容器，R1限流电阻，R3负载电阻，D2反向偏置电源用二极管，R2下拉电阻，RG栅极电阻，F1、F2电力用半导体元件，E发射极，C集电极，G栅极。

Claims (7)

1.一种电力用半导体元件的驱动电路，其特征在于，具有：
电力用半导体元件；
栅极驱动绝缘电源，其用于对所述电力用半导体元件的栅极进行驱动；
防止电压上升用二极管，其阳极与所述电力用半导体元件的栅极连接；
正向偏置电源用齐纳二极管，其阴极与所述防止电压上升用二极管的阴极连接，阳极与所述电力用半导体元件的发射极连接；以及
电压调整二极管，其阴极与所述防止电压上升用二极管的阴极以及所述正向偏置电源用齐纳二极管的阴极连接，阳极与所述栅极驱动绝缘电源的正极连接。
2.根据权利要求1所述的电力用半导体元件的驱动电路，其特征在于，
所述电压调整二极管是将多个二极管串联连接而构成的。
3.根据权利要求1或2所述的电力用半导体元件的驱动电路，其特征在于，
所述电压调整二极管包含PN结二极管或肖特基势垒二极管。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的电力用半导体元件的驱动电路，其特征在于，
还具有绝缘放大器，该绝缘放大器与所述栅极驱动绝缘电源的正极以及负极连接，经由所述电力用半导体元件的栅极将所述电力用半导体元件控制为正向偏置状态或反向偏置状态。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的电力用半导体元件的驱动电路，其特征在于，
所述电力用半导体元件是在硅基板形成的绝缘栅型双极晶体管或金属‐氧化物‐半导体‐场效应晶体管。
6.根据权利要求1至4中任一项所述的电力用半导体元件的驱动电路，其特征在于，
所述电力用半导体元件是在碳化硅基板形成的金属‐氧化物‐半导体‐场效应晶体管。
7.一种电动机驱动装置，其特征在于，具有：
权利要求1至6中任一项所述的电力用半导体元件的驱动电路，其输出端子与电动机连接；以及
转换器，其将来自交流电源的交流电力变换为直流电力而输入至所述电力用半导体元件的驱动电路的输入端子。
CN201780016135.9A 2017-03-30 2017-03-30 电力用半导体元件的驱动电路以及电动机驱动装置 Active CN109075781B (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2017/013371 WO2018179274A1 (ja) 2017-03-30 2017-03-30 電力用半導体素子の駆動回路およびモータ駆動装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN109075781A true CN109075781A (zh) 2018-12-21
CN109075781B CN109075781B (zh) 2020-01-21

Family

ID=61968212

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201780016135.9A Active CN109075781B (zh) 2017-03-30 2017-03-30 电力用半导体元件的驱动电路以及电动机驱动装置

Country Status (3)

Country Link
JP (1) JP6312946B1 (zh)
CN (1) CN109075781B (zh)
WO (1) WO2018179274A1 (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN117040516A (zh) * 2022-08-31 2023-11-10 安世半导体科技(上海)有限公司 基于半导体的晶体管的电压栅极驱动器、功率开关器件及相应方法

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN86101151A (zh) * 1985-02-08 1986-11-19 株式会社东芝 绝缘栅双极晶体管的激励电路
JP3632385B2 (ja) * 1997-07-30 2005-03-23 株式会社デンソー 誘導性負荷の駆動回路
CN100578937C (zh) * 2005-03-01 2010-01-06 三菱电机株式会社 用于串联二极管的备用电路
CN104247263A (zh) * 2012-04-18 2014-12-24 丰田自动车株式会社 电力变换器
JP2015232796A (ja) * 2014-06-10 2015-12-24 ニチコン株式会社 レギュレータ回路
CN105932647A (zh) * 2016-06-03 2016-09-07 山东大学 一种高压sic器件过流检测与保护电路、装置及方法

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6395728A (ja) * 1986-10-13 1988-04-26 Fuji Electric Co Ltd Ｉｇｂｔの過電流保護回路
EP1184984B1 (en) * 2000-02-25 2003-10-22 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Power module
JP5309923B2 (ja) * 2008-11-21 2013-10-09 富士電機株式会社 半導体素子の駆動回路
JP5542719B2 (ja) * 2011-03-04 2014-07-09 三菱電機株式会社 電力用半導体素子の駆動保護回路
JP6156073B2 (ja) * 2013-11-08 2017-07-05 株式会社明電舎 半導体スイッチング素子の保護回路および電力変換装置

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN86101151A (zh) * 1985-02-08 1986-11-19 株式会社东芝 绝缘栅双极晶体管的激励电路
JP3632385B2 (ja) * 1997-07-30 2005-03-23 株式会社デンソー 誘導性負荷の駆動回路
CN100578937C (zh) * 2005-03-01 2010-01-06 三菱电机株式会社 用于串联二极管的备用电路
CN104247263A (zh) * 2012-04-18 2014-12-24 丰田自动车株式会社 电力变换器
JP2015232796A (ja) * 2014-06-10 2015-12-24 ニチコン株式会社 レギュレータ回路
CN105932647A (zh) * 2016-06-03 2016-09-07 山东大学 一种高压sic器件过流检测与保护电路、装置及方法

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN117040516A (zh) * 2022-08-31 2023-11-10 安世半导体科技(上海)有限公司 基于半导体的晶体管的电压栅极驱动器、功率开关器件及相应方法

Also Published As

Publication number Publication date
JPWO2018179274A1 (ja) 2019-04-04
CN109075781B (zh) 2020-01-21
WO2018179274A1 (ja) 2018-10-04
JP6312946B1 (ja) 2018-04-18

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI793498B (zh) 電子電路及操作一電子電路之方法
KR101438283B1 (ko) 반도체 스위치 및 전력 변환 장치
US20090168471A1 (en) Circuit device having a free wheeling diode, circuit device and power converter using diodes
CN112019200A (zh) 包括故障安全下拉电路的功率器件和电子开关器件
CN102780474B (zh) 绝缘栅极双极型晶体管控制电路
CN105553235A (zh) 半导体驱动装置及使用该半导体驱动装置的电力变换装置
CN110289842B (zh) 半导体装置
JP2012222393A (ja) スイッチング回路
CN108736703A (zh) 最小化宽带隙半导体器件中的振铃
CN109314509A (zh) 驱动装置
CN111971884A (zh) 栅极驱动电路和栅极驱动方法
Ma Driving GaN power transistors
US10784770B2 (en) Conversion circuit
US10784768B2 (en) Conversion circuit and conversion circuitry
CN111555596B (zh) 一种具有可调负压的SiC MOSFET栅极串扰抑制驱动电路
CN109075781A (zh) 电力用半导体元件的驱动电路以及电动机驱动装置
US9397207B2 (en) Gated thyristor power device
US20210057980A1 (en) Rectifying circuit and power supply device
CN110352548B (zh) 功率模块、反向导通igbt及驱动电路
CN113162373A (zh) 一种带有死区时间控制的全GaN集成栅驱动电路
CN111725978A (zh) 具有负压关断和串扰抑制功能的SiC MOSFET栅极驱动电路
Kizu et al. Evolution of SiC products for industrial application
CN106849924B (zh) 一种集成光触发一体化igbt结构及设计方法
CN110491933A (zh) 低寄生电感高可靠级联增强型GaN HEMT器件
Sundaresan et al. Comparison of energy losses in high-current 1700 V switches

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant