KR20080072524A

KR20080072524A - 유도 전력 전달 방법, 유도 가열 방법, 동적 가열 제어방법, 전원 제어 장치 및 전류 펄스 발생 방법

Info

Publication number: KR20080072524A
Application number: KR1020077025677A
Authority: KR
Inventors: 발레리 카간
Original assignee: 이텀 테크놀러지스, 엘피
Priority date: 2005-11-01
Filing date: 2006-10-31
Publication date: 2008-08-06
Also published as: DE602006011206D1; BRPI0606517A2; EP1943879B1; CN101112123A; WO2007053583A8; JP2009518778A; US20060076338A1; US7279665B2; MX2007009778A; EP1943879A1; ATE452525T1; WO2007053583A1; CA2592673A1

Abstract

고조파 유도 전력을 제공하기 위한 방법 및 장치, 더욱 상세하게는 물체의 유도 가열을 위해 부하 회로에 고주파수 고조파의 원하는 양의 펄스 에너지를 제공하는 전류 펄스를 전달하기 위한 방법 및 장치를 개시한다. 그러한 전류 펄스의 형상 및/또는 주파수를 제어함으로써, 본 발명의 장치 및 방법을 이용하여, 가열기 코일에 의해 전달되는 유도 가열의 속도, 세기 및/또는 전력을 향상시킬 수 있고/있거나 유도 가열 전원의 수명을 향상시키거나 비용 및 복잡도를 줄일 수 있다. 특히 중요한 점은, 본 발명의 장치 및 방법을 이용하여, 가열기 코일에서 전류를 증가시키지 않더라도, 강자성 또는 기타 유도 가열된 부하에 유도 전달되는 전력을 상당히 증가시킬 수 있다는 것이다. 이는, 새로운 가열 응용을 가능하게 하고, 몇몇 공지된 응용에서, 가열기 코일의 에너지 소비 또는 냉각 요건을 감소시키고/감소시키거나 가열기 코일의 수명을 증가시킨다.

고조파, 고주파수, 전류 펄스, 유도 전력, 코일

Description

유도 전력 전달 방법, 유도 가열 방법, 동적 가열 제어 방법, 전원 제어 장치 및 전류 펄스 발생 방법{METHOD AND APPARATUS FOR PROVIDING HARMONIC INDUCTIVE POWER}

관련 출원

본 출원은 발명자가 Valery Kagan이며 2003년 7월 2일 출원된 발명의 명칭이 "유도 가열을 위한 장치 및 방법(Apparatus and Method for Inductive Heating)"인 미국 출원 일련 번호 제10/612,272호와 2004년 7월 2일 출원된 발명의 명칭이 "가열 시스템 및 방법(Heating Systems and Methods)"인 미국 출원 일련 번호 제10/884,851호의 우선권을 주장하고 있으며, 그들 내용 전체는 본원에서 참조로서 병합하고 있다.

본 발명은 고조파 유도 전력을 제공하기 위한 방법 및 장치에 관한 것으로, 특정 실시예에서는 유도 가열기 코일에서 고주파수 고조파를 제공하는 전류 펄스의 에너지 함량(energy content)을 조절하기 위한 전원 및 그 전원을 제어하는 방법에 관한 것이다.

통상의 유도 가열 시스템은 가열기 코일에 공진 주파수의 사인파(sinusiodal) 전류를 전달하는 공진 주파수 전원을 이용한다. 그러한 시스템에 서는, 부하에 전달되는 가열 전력을 증가시키기 위해, 가열기 코일에 많은 전류가 전달되어야 한다. 그러한 많은 전류를 이용하면, 스위칭 회로에서의 큰 전력 손실, 코일의 기생 가열, (공진 회로를 동조하기 위한) 대형 탱크 커패시터의 필요성 및 제어 회로의 복잡성을 비롯한, 다수의 문제들이 발생한다. 가장 주목할 점은, 그러한 시스템이 연속적인 시간 함수인 신호를 갖는 사인파 공진 주파수 전류를 부하에 전달한다는 것이다.

공지된 유도 가열 전원보다 효율적이고/효율적이거나 원하는 유도 가열 속도의 전달을 가능하게 하도록 유연하며 제어 가능한 유도 가열 시스템용 전원을 제공하는 것이 바람직할 것이다. 바람직하게는, 그러한 시스템은 종래 공지된 전원의 복잡성, 고장 및 비용 문제들 중 하나 이상을 해결할 것이다.

일 실시예에서, 본 발명은 물체의 유도 가열을 위해 전원 회로로부터 부하 회로에 유도 전력을 전달하는 방법 - 전원 회로는 부하 회로에 접속된 충전 회로를 포함하고, 상기 방법은 부하 회로의 임피던스 파라미터를 결정하는 단계, 충전 회로의 임피던스 파라미터를 결정하는 단계 및 물체의 유도 가열을 위해 결정된 부하 회로 및 충전 회로의 임피던스 파라미터에 기초하여 부하 회로 내에서 고주파수 고조파의 원하는 양의 펄스 에너지를 제공하는 전류 펄스를 부하 회로에 공급하는 단계를 포함함 - 을 제공한다. 일 실시예에서, 적어도 50%의 펄스 에너지가 고주파수 고조파에 존재하고, 더 바람직하게는, 적어도 90%의 펄스 에너지가 고주파수 고조파에 존재한다.

전원 회로는 충전 회로의 제어를 위해 스위칭 장치를 포함하는 것이 바람직하다. 본 발명의 방법은 원하는 전류 위상을 제공하기 위해 스위칭 장치의 온시간(t_on)을 결정하는 단계를 포함한다. 또한, 본 발명의 방법은 원하는 전류 위상을 제공하기 위해 스위칭 장치의 오프시간(t_off)을 결정하는 단계를 포함한다. t_on과 t_off는 충전 회로에 저장된 에너지의 상당한 부분(예를 들어, 적어도 50% 및 더 바람직하게는 적어도 90%)를 부하 회로에 전달할 수 있도록 결정되는 것이 바람직하다. t_on과 t_off는 충전 회로에 저장된 에너지의 사실상 모두를 부하 회로에 전달할 수 있도록 결정되는 것이 더 바람직하다.

부하 회로 내의 전류 펄스 신호는 전류 펄스 신호를 감쇠시키는 부하의 저항성 부하 소자에 따라 다를 것이다. 일반적으로, 높은 유도 가열 전력을 달성하기 위해서는, 부하에서 와류(eddy current) 저항이 높아짐에 따라 감쇠비가 높아지는 것이 바람직하고, 본 발명에 따르면, 가열기 코일 내의 전류는 낮다(P = I²R). 본 발명의 한 가지 이점은 유도 가열에 통상 이용되는 공진 사인파 신호와는 반대로, 고주파수 고조파를 갖는 전류 펄스를 이용하여, 그러한 상당히 감쇠된 부하를 구동(전원을 공급)할 수 있다는 것이다. 여러 실시예에서, 부하 회로는 0.01 내지 0.2 범위의 감쇠비를 가지며, 더 바람직하게는 0.05 내지 0.1 범위의 감쇠비를 갖는다. 이 감쇠비는 스위치를 개방하기 전에 펄스마다 각각 약 3회 내지 2회의 발진을 일으킬 수 있다.

다른 실시예에서, 본 발명의 방법은 결정된 임피던스 파라미터들 중 적어도 하나의 변화를 검출하기 위해, 물체의 가열 사이클 동안에 간헐적으로 사용될 수 있다. 다른 실시예에서, 본 발명의 방법은 부하 회로에 대한 원하는 전력 전달에 기초하여 충전 회로의 임피던스 파라미터를 변경하는 단계를 포함한다.

또 다른 실시예에서, 본 발명의 방법은 물체의 유도 가열을 위해 부하 회로에 고주파수 고조파를 갖는 전류 펄스를 전달하기 위한 전원 회로를 제공하는 단계를 포함한다. 전류 펄스의 전달 전에, (예를 들어, 시험 펄스를 제공하고 그 응답을 감시함으로써) 부하 회로의 임피던스 파라미터가 결정되고, 결정된 임피던스 파라미터에 기초하여 전류 펄스의 에너지 함량이 결정된다. 본 발명의 방법은 결정된 임피던스 파라미터의 변화를 찾기 위해 부하 회로의 응답을 감시하는 단계를 더 포함할 수 있다. 본 발명의 방법은 전압, 전류 스파이크, RMS 전류, 스위칭 주파수 및 온도의 한계를 비롯한, 전원 회로의 하나 이상의 한계에 기초하여 전류 펄스의 에너지 함량을 결정하는 단계를 더 포함할 수 있다. 또한, 감시 단계를 이용하여, 전원에 대한 입력, 부하 회로와 전원의 접속, 부하 회로 내의 가열기 코일의 고장, 물체의 가열 동안에 자기 결합의 손실이나 변화, 및 가열기 코일의 하나 이상의 권선들 간의 접촉에 있어서, 존재, 부재 또는 변화를 검출할 수 있다.

본 발명의 다른 실시예에 따르면, 가변 임피던스 파라미터를 갖는 부하 회로의 유도 가열을 위한 방법이 제공된다. 예를 들어, 소정의 부하의 경우, 저항, 커패시턴스 및/또는 인덕턴스는 모두 온도에 따라 변할 수 있다. 본 발명의 방법은 부하 회로의 하나 이상의 임피던스 파라미터를 결정하는 신호를 제공하는 단계 및 결정된 하나 이상의 임피던스 파라미터에 기초하여 부하 회로 내에서 고주파수 고조파를 제공하는 전류 펄스를 부하 회로에 공급하는 단계를 포함한다. 부하 회로는 물체의 유도 가열을 위해 자속(magnetic flux)을 생성하는 가열기 코일을 포함한다. 또한, 부하 회로의 가변 임피던스 파라미터는 가열기 코일의 변화와 가열기 코일과 물체 간의 자기 결합의 변화 중 하나 이상에 기초할 수도 있다.

또 다른 실시예에서, 물체의 유도 가열을 위해 부하 회로 내에서 고주파수 고조파의 원하는 양의 펄스 에너지를 제공하는 전류 펄스를 공급하는 단계, 가열 동안에 부하 회로의 하나 이상의 임피던스 파라미터를 결정하기 위한 신호를 공급하는 단계 및 결정된 하나 이상의 임피던스 파라미터에 기초하여 전류 펄스의 에너지 함량을 변경하는 단계를 포함하는 동적 가열 제어 방법이 제공된다. 또한, 예를 들어, 신호의 펄스 주파수(및 이에 따른 에너지 함량)를 증가시킴으로써 부하에 전달되는 전력을 증가시키는 것과 같이, 신호의 주파수(단위 시간당 펄스 수)를 변경함으로써 신호의 에너지 함량(여기서, 각각의 펄스는 동일한 에너지 함량을 가짐)을 변경할 수 있다.

또 다른 방법 실시예에서, 본 발명의 단계는 물체의 유도 가열을 위해 부하 회로 내에 고주파수 고조파를 갖는 전류 펄스를 공급하는 단계, 부하 회로의 하나 이상의 임피던스 파라미터를 결정하는 단계 및 부하 회로에 대한 하나 이상의 임피던스 파라미터와 원하는 전력 전달에 기초하여 전류 펄스의 에너지 함량을 결정하는 단계를 포함한다.

또 다른 실시예에서, 전원 회로로부터 전원 회로에 접속된 부하 회로에 유도 전력을 전달하는 방법이 제공된다. 본 발명의 방법은 물체의 유도 가열을 위해 부하 회로에 고주파수 고조파를 갖는 전류 펄스를 공급하는 단계, 전원 회로의 하나 이상의 제한을 결정하는 단계, 부하 회로의 하나 이상의 임피던스 파라미터를 결정하는 단계 및 하나 이상의 결정된 임피던스 파라미터 및 제한에 기초하여, 전원 회로의 제한 내에서 부하 회로에 원하는 전력을 전달하기 위한 전류 펄스의 에너지 함량을 결정하는 단계를 포함한다. 전원 회로는 부하 회로에 접속된 충전 회로를 포함할 수 있고, 본 발명의 방법은 충전 회로의 주파수 응답에 기초하여 충전 회로의 임피던스를 결정하는 단계를 포함한다. 본 발명의 방법은 부하 회로의 발진 주파수에 기초하여 부하 회로의 임피던스를 결정하는 단계를 더 포함할 수 있다. 발진 주파수는 부하 회로에 공급되는 전압 또는 전류의 연속적인 영점교차(zero crossing)를 감시함으로써 결정될 수 있다. 또한, 부하 회로에 전달되는 전력은 감쇠비(damping ratio)에 따라 다를 것이다. 감쇠비는 부하 회로에 공급된 전압 또는 전류의 연속적인 피크 진폭을 감시함으로써 결정될 수 있다.

본 발명의 다른 실시예에 따르면, 충전 회로 및 충전 회로에 접속된 부하 회로를 포함하는 전원 제어 장치가 제공된다. 스위칭 장치는 스위칭 장치의 온시간(on-time) 동안에 부하 회로에 전류 펄스를 전달하도록 충전 회로를 제어하고, 감시 및 제어 회로는 부하 회로 내에서 고주파수 고조파 내의 원하는 양의 펄스 에너지를 제공하도록 가열 사이클 동안에 스위칭 장치의 온시간 및 오프시간(off-time)을 제어한다.

여러 실시예에서, 감시 및 제어 회로는 충전 및 부하 회로 내의 전류를 감시함으로써 스위칭 장치의 개방 시간을 제어한다. 고주파수 고조파 내의 원하는 양의 펄스 에너지는 적어도 50%일 수 있다. 스위칭 장치는 충전 회로를 부하 회로에 접속하여, 충전 회로에 저장된 에너지의 적어도 50%(더 바람직하게는 적어도 90%)가 부하 회로에 전달되도록 할 수 있다. 스위칭 장치는 충전 회로를 부하 회로에 접속하여, 충전 회로로의 입력 전압이 U_D인 경우, 적어도 2U_D의 전압이 부하 회로에 전달되도록 할 수 있다. 스위칭 장치는 충전 회로를 부하 회로에 접속하여, 부하 회로에 전류 펄스를 전달하는 동안에 전류가 스위칭 장치를 통해 발진하도록 할 수 있다. 또한, 스위칭 장치는 충전 회로를 부하 회로에 접속하여, 다음 충전 사이클 동안 부하 회로의 영이 아닌(non-zero) 전류 상태를 달성할 수 있도록 충전 회로 내의 에너지를 저장한 상태로 남겨둘 수 있다. 온시간 및/또는 오프시간을 제어하여 스위치를 통해 사실상 영점(zero) 전류 상태를 달성할 수 있지만, 부하 회로도 충전 회로도 영점 전류 상태를 갖지 않는다. 감시 회로는 전류 펄스에서 전류 또는 전압의 연속적인 영점교차를 감시하고, 그러한 감시에 기초하여 전류 펄스의 원하는 형상과 주파수를 결정하기 위한 수단을 포함할 수 있다. 스위칭 장치는 병렬로 배치된 복수의 스위치를 포함할 수 있다. 또한, 본 발명의 장치는 부하 회로 내의 전류가 충전 회로를 통해 다시 흐르는 것을 방지하기 위한 수단을 포함할 수도 있다.

여러 실시예에서, 부하 회로는 0.01 내지 0.2 범위의 감쇠비, 더 바람직하게는 0.05 내지 0.1 범위의 감쇠비를 갖는다. 본 발명의 장치는 부하 회로에서 부하의 적어도 하나의 임피던스 파라미터를 결정하고/하거나 임피던스 파라미터의 변화로 인한 부하 회로의 응답을 감시하기 위한 신호를 제공하는 신호 발생기를 포함할 수 있다. 부하 회로는 강자성 또는 전도성 물체에 자기적으로 결합된 가열기 코일을 포함할 수 있다. 또한, 본 발명의 장치는 부하 회로에 공급된 전압 또는 전류의 영점교차 및/또는 부하 회로에서 전압 또는 전류의 연속적인 피크 진폭 중 하나 이상을 감시하기 위한 수단을 포함할 수 있다.

다른 실시예에서, 물체의 유도 가열을 위한 부하 회로 내에서 고주파수 고조파의 원하는 양의 펄스 에너지를 제공하는 전류 펄스를 생성하기 위한 방법이 제공된다. 본 발명의 방법은 고주파수 고조파를 갖는 전류 펄스를 발생시키는 단계를 포함하고, 각각의 펄스는 부하 회로에서 고주파수 고조파 내의 펄스 에너지의 적어도 50%를 전달하기 위한 적어도 하나의 급격하게 변하는 부분을 포함한다. 본 발명의 방법은 전류 펄스의 온/오프 타이밍을 제어하여 유도 가열을 위해 원하는 전류 신호로서 복수의 그러한 펄스들을 발생시키는 단계를 더 포함한다. 여러 실시예에서, 온/오프 타이밍을 제어하여 각각의 전류 펄스에서 2회 또는 3회의 발진을 일으킬 수 있다. 온/오프 타이밍은 또한 전류 펄스의 진폭이 전류 펄스의 최대 피크 진폭으로부터 적어도 50%정도 떨어진 후에 각각의 전류 펄스가 종료하도록 제어될 수 있다. 다른 방법으로는, 전류 펄스의 진폭이 적어도 75%, 적어도 90%, 또는 적어도 95%정도 떨어진 후에, 전류 펄스가 종료할 수 있다.

선택된 실시예에서, 온/오프 타이밍은, 각각의 전류 펄스가 동일 기본 주파수와 RMS 전류 진폭을 갖는 사인파 신호의 최대 변화율보다 적어도 5배 큰 최대 변화율을 갖는 적어도 하나의 급격하게 변하는 부분을 포함하도록 제어될 수 있다. 최대 변화율은 적어도 10배, 또는 적어도 20배 더 클 수 있다. 최대 변화율의 상한은 부하 회로의 전압 한계에 의해 결정될 수 있다. 또한, 온/오프 타이밍은, 각각의 전류 펄스가 전류 펄스의 최대 피크 진폭의 10% 아래 레벨로 감쇠되기 전에 적어도 2회의 완전 발진(complete oscillation) 사이클을 포함하도록 제어될 수 있다.

본 발명의 이들 및 기타 특징들은 다음 상세한 설명 및 도면을 참조하여 더 상세하게 이해될 것이다.

본 발명의 여러 실시예는 첨부된 도면과 함께 다음 설명을 참조함으로써 더 잘 이해될 수 있다.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 유도 가열 장치의 개략도로서, 본 발명의 장치는 전원 회로 및 부하 회로를 포함하고, 도 1a 및 도 1b는 부분 확대도이고, 도 1a는 스위치(20) 대신에 제공될 수 있는 다이오드를 도시하며 도 1b는 부하의 소자들을 도시함.

도 2는 도 1의 장치의 충전 회로 부분의 개략도.

도 3은 도 1의 장치의 부하 회로 부분의 개략도이고, 도 3a 및 도 3b는 부하 회로의 다른 스위치 실시예를 도시함.

도 4는 일 실시예에 따른 충전 커패시터 양단의 전압을 시간 함수로서 도시한 개략도.

도 5는 일 실시예에 따른 부하 회로에서 고주파수 고조파를 제공하는 복수의 전류 펄스를 도시한, 부하를 통하는 전류를 시간 함수로서 도시한 개략도.

도 6은 일 실시예에 따른 단일 펄스의 형상을 도시한, 부하 양단의 전압을 시간의 함수로서 도시한 개략도.

도 7은 일 실시예에 따른 부하에 전달되는 펄스의 전압과 전류의 개략도.

도 8은 일 실시예에 따른 교번하는 스위칭 시간 t_on 및 t_off를 도시한 인덕터(18)의 전류를 시간의 함수로서 도시한 개략도.

도 9는 원하는 전류 펄스 신호를 결정하는 방법의 블록도.

도 10은 원하는 전류 펄스 신호를 결정하는 다른 방법의 블록도.

일정 프로파일의 전류 펄스를 이용하여, (본원에서 가열기 코일로서 지칭되는) 가열 소자에 의해 전달되는 유도 가열의 속도, 세기 및/또는 전력을 향상시키고/향상시키거나 유도 가열 시스템의 수명을 향상시키거나 비용과 복잡도를 줄일 수 있다는 것을 알게 되었다. 선택된 실시예에 따르면, 이는 가열기 코일에서 전류를 대응하여 증가시키지 않더라도 달성될 수 있다. 여러 실시예에 따르면, 전류 펄스는 (부하에 전달되는 원하는 전력 레벨을 유지하면서) 낮은 기본 주파수의 이용을 가능하게 할 수 있고, 구조적 가열 및 냉각 소자와 결합하여 더 엄격한 온도 제어, 더 높은 전력 밀도 및/또는 사이클 시간 감소를 달성하기 위한 유도된(국소화된) 가열 및 냉각 효과를 가능하게 할 수 있다.

더 구체적으로는, 본원에서 고주파수 고조파를 제공하는 전류 펄스로서 지칭되는 이들 전류 펄스는 유도 가열 성능을 향상시키는 빠르게 변하는 전류 프로파일을 갖는다. 일반적으로, 전류 펄스는 비교적 긴 지연으로 분리되어 있는 개별 협폭(narrow width) 펄스인 것을 특징으로 하고, 이들 펄스는 코일에서 전류의 기본(또는 루트(root)) 주파수를 갖는 고조파를 제공하는 하나 이상의 급격하게 변하는 부분(큰 1차 도함수)을 포함한다. 가열기 코일에 그러한 펄스를 제공하면, 코일에서 제곱 평균(Root Mean Square; RMS) 전류를 증가시키지 않더라도 강자성 또는 기타 유도 가열식 부하에 유도 전달되는 전력을 상당히 증가시킬 수 있다. 이는 새로운 가열 응용을 가능하게 할 수 있고, 몇몇 공지된 응용에서는 에너지 소비 또는 냉각 요건을 줄이고/줄이거나 가열기 코일의 수명을 증가시킬 수 있다.

단독으로 또는 본원에서 설명되는 구조적 가열 및 냉각 소자와 함께, 이들 전류 펄스를 이용하여 처리될 수 있는 한 가지 문제는, 소정의 가열기 코일이 견딜 수 있으며 유용한 수명을 계속 제공할 수 있는 최대 허용 가능 또는 한계 RMS 전류(I_c _- _limit) 범위 내에 있으면서 유도 가열 전력을 증가시키고자 하는 것이다. 따라서, 소정 값의 I_c _- _limit, 코일 권선 수 N 및 전자기 접속 계수 Kc의 경우에, 이들 전류 펄스를 이용하여 유도 가열 전력을 증가시킬 수 있다. 또한, 종래 유도 가열 시스템과 달리, 이들 펄스는 예를 들어,

과 같은 높은 등가 저항(R_eq)을 갖는 부하에서 이용될 수 있고, 여기서, L_L은 부하 회로의 인덕턴스이고 C_L은 부하 회로의 커패시턴스이다.

가열기 코일 전류 제한 때문에 일어나는 문제에 대해 제안된 종래 해결 방안은, 전원의 공진 주파수를 증가시키는 것, 코일의 저항을 감소시키는 것 및/또는 가열기 코일의 냉각을 증가시키는 것(후자는 가열된 물체에서 냉각된 코일을 열적으로 분리하는 것을 필요로 함)을 포함한다. 공진 주파수가 증가하면, "공진 컨버터"로서 코일과 병렬로 특정 커패시터를 제공하여, 가열기 코일에 공급되는 사인파 전류의 공진 주파수를 조정(엄격하게 제어)한다. 이러한 해결 방안이 갖고 있는 한 가지 문제는 전원이 저항성 부하(부하 내의 저항성 코일 및/또는 높은 와류 저항)와 함께 동작하도록 적응되어 있지 않다는 것이다. 이러한 해결 방안의 다른 단점은 이들 고전력, 고주파수의 공진 컨버터에서 이용되는 증폭기의 비용이 높다는 것이다.

종래 유도 가열 시스템에서, 고조파는 일반적으로 바람직하지 않으며, 이에 따라 공진 가열 시스템에 공급되는 임의의 전류 신호 중 무의미한(평가절하된) 부분을 포함하게 된다. 이는 고주파수 고조파를 생성하기가 어려울 수 있고, 제어하기가 어려울 수 있으며, 바람직하지 않은 부작용을 일으킬 수 있기 때문에, 모든 전력용 전자 제품에서 고주파수 고조파를 이용하는 것을 일반적으로 싫어하는 것과 일관된다. 이러한 이유로, 전기 설비 회사는 자신의 고객이 잡음으로서 지칭되며 자신의 전기 설비에 간섭하는 고조파를 갖기를 원하지 않기 때문에 필터 커패시터를 이용하여 자신의 전력 전달 시스템에서 고조파를 제거하고 있다.

이와는 달리, 본원에서는 코일 전류의 루트 주파수를 초과하는 고조파를 전 류 펄스에 일부러 제공한다. 이들 개별 협폭 전류 펄스는 가파른 기울기(진폭 변화)를 포함하고, 펄스 간에 비교적 긴 지연이 제공된다. 이들은 펄스 간에 비교적 긴 지연을 갖는, 초핑되거나 발진하는 펄스로서 나타날 수 있다.

특히 유도 가열 전력이 높도록 고조파 진폭을 높게 유지하는 경우에, 고조파는 전류 펄스 신호의 유효 가열 주파수를 증가시킨다. 스펙트럼 분석기로 보면, 전류 펄스는 다수의 주파수 성분을 포함한다. 모든 고조파의 진폭은 예를 들어, 부하 회로에 대한 적당한 입력 전압을 선택함으로써 향상될 수 있고/있거나 선택 고조파의 진폭은 전류 펄스의 형상을 변경함으로써 향상될 수 있다.

이하, 본 발명의 여러 구현예들이 의존할 수 있는 여러 설계 요소를 일반적으로 설명한 후에, 본 발명의 구현예들을 설명한다.

고주파수 고조파를 갖는 원하는 전류 펄스는 고주파수 고조파 내에 많은 펄스 에너지를 발생시키기 위해 고속 스위칭을 제공하는 다양한 전자 장치에 의해 발생될 수 있다. 다상(multi-phase) 장치의 이용은 또한 펄스의 기본 주파수를 끌어올리는데 이용될 수 있다.

고주파수 고조파를 갖는 전류 펄스 신호를 전달하기 위한 전원을 구현하는 것과 관련하여, 다수의 문제가 발생할 수 있다. 문제의 한 가지 원인은 전류 펄스 신호 자체의 특성으로부터 기인한다. 개별 펄스의 높은 에너지 함량은 전원 및/또는 부하 회로의 선택 부분에서 과도하게 높은 레벨의 전압 및/또는 전류를 일으킬 수 있다. 따라서, 전원 및/또는 부하 회로의 소자에 의해 허용되는 전압, 전류, (전압이나 전류의) 변화율, 주파수 및/또는 온도 중 하나 이상에서의 한계가 인식 되지 않아야 하며 초과되지 않아야 한다.

펄스가 급격하게 변하는 부분을 포함하므로 영점교차와 같은 특정 전류 레벨에서 그러한 펄스를 개시하고/하거나 종료하는 것을 어렵게 만들기 때문에, 문제의 두 번째 원인이 발생할 수 있다. 그 결과, 바람직하게는, 전원 회로를 구동하기 위한 스위칭 장치는 특히 (펄스 생성의) 이전 사이클에서 발생하는 영이 아닌 상태를 감시하고 제어할 수 있어야 한다. 이들 영이 아닌 초기 상태는 전원 회로 및/또는 부하 회로의 하나 이상의 소자를 파괴할 수 있는(또는 그 수명을 줄일 수 있는) 잠재적으로 위험한 레벨의 전류 또는 전압을 일으킬 수 있다.

다른 문제는, 개별 전류 펄스의 에너지 함량과 펄스 간의 오프 타임(t_off) 모두에 의존하는 부하 회로에 대한 전력 전달이 부하 회로의 감쇠 특성에 따라 변할 것이라는 것이다. 감쇠 특성은 교류가 가열 코일을 통해 흐를 때 부하 회로에서 얼마나 많은 에너지가 소비될 수 있는지를 결정하며, 알려지지 않을 수 있다. 다른 알려지지 않은 요인으로는 가열 프로세스 자체 동안에 일어날 수 있는 동적 변화가 있고, 부하 회로 및/또는 전원의 특성은 가열 온도, 속도 및/또는 세기에 따라 변할 수 있다.

이들 제약 조건에서는, 부하 회로에서 물체의 유도 가열의 속도 및/또는 세기를 변경하기 위해 가변 레벨의 전력을 전달할 수 있는 고주파수 고조파를 갖는 전류 펄스를 제공하는 것이 바람직할 것이다. 또한, 물체를 유도 가열하는데 부하 회로를 이용하고 있는 동안을 비롯하여 동적으로 부하에 대한 전력 전달을 제어하 는 것이 바람직할 것이다. 또한, 가열기 코일과 가열된 물체 간의 자기 결합의 상이한 특성을 갖는 부하뿐만 아니라 (예를 들어, 상이한 재료, 권선 수, 코일 구성이나 와이어 직경 등의) 상이한 특성을 갖는 가열기 코일을 비롯한 상이한 부하 회로를 구동할 수 있는 전원을 제공하는 것이 바람직할 것이다. 또한, 소정의 한계 세트, 즉 전원 회로 및/또는 부하 회로의 소자 특성에 대해 부하에 전달되는 가열 전력을 최적화(최대화)하는 것이 바람직할 것이다. 또한, 전원 및/또는 부하 회로의 하나 이상의 소자들의 한계를 초과하는 것을 피하기 위해 사용(물체의 가열) 전에 또는 사용 동안에 전원 소자 특성 및/또는 부하 특성을 식별하고/식별하거나 확인할 수 있는 전원을 제공하는 것이 바람직할 것이다. 이들 식별 및/또는 확인 단계들은 예를 들어, 부하 특성, 전원에 대한 입력 신호의 특성, 가열기 코일이 전원에 적절히 부착되어 있는지, 가열기 코일이 고장났는지, 유도 결합이 가열 동안에 상실되거나 변했는지(예를 들어, 부하가 큐리 온도보다 높게 가열되어 투자율을 변화시키거나, 가열기 코일의 인접 권선과 접촉(컨택트)함으로써 부하 회로의 인덕턴스를 변화시키는지)를 식별하거나 확인하는 것을 포함할 수 있다. 이들 목적들 중 하나 이상은 본원에서 설명되는 전원 장치 및 방법의 다양한 실시예에 의해 달성된다.

상당한 양(예를 들어, 적어도 50%)의 고주파수 고조파를 포함하는 전류 펄스를 부하에 전달하는 것은 몇몇 기본 제약에 의해 제한된다. 가장 제한적인 것은 (진폭을 빠르게 변화시키는) 전류에서의 서지(surge)에 대한 요구, 및 이에 따라 그러한 전류 서지를 발생시키는데 필요한 전압에서의 높은 피크에 대한 요구이다. 가열 전력은 (RMS 전류와 RMS 전압 간에 위상 전이가 없는 경우) RMS 전류와 RMS 전압의 곱과 같기 때문에, RMS 전압을 높게 유지하는 것이 바람직하다. 짧은 지속 기간 및 급격한 에지를 갖는 펄스들이 생성되면, 이들은 일반적으로 많은 양의 고주파수 고조파를 가지나, 펄스 지속 기간이 감소함에 따라, 펄스들은 많은 양의 전력을 유지하기 위해 진폭을 증가시켜야 한다. 이러한 진폭의 증가는 높은 전압을 생성해야 한다는 이유와 높은 전압을 제어해야 한다는 이유의 2가지 이유 때문에 제한을 받는다.

고전압을 생성하기 위해, 몇몇 방법들 중 하나를 사용할 수 있다. 도 1을 참조하면, 일 방법에 따르면, 입력 전위 U_D는 단자 쌍(41 및 42) 양단에 인가된다. 스위치(20)가 닫히고 스위치(30)가 개방되면, 전류는 인덕터(18)와 커패시터(22)로 형성된 직렬 LC 회로를 통해 흐르고, 커패시터(22)는 입력 전압의 2배인 2U_D로 충전된다(도 4 참조). 일단 완전히 충전되면, 스위치(30)는 닫히고, 커패시터(22) 내의 사실상 모든 에너지는 부하(24)에 전달된다. 그러한 전달 다음에, 스위치(30)는 다음 충전 사이클 동안 개방된다. 입력 전압의 2배의 전압을 부하에 전달함으로써, 부하에 소정의 전력 전달을 유지하면서, 펄스 폭을 감소시키고/감소시키거나 전류 펄스 내의 고주파수 고조파의 비율을 증가시킬 수 있다. 다른 실시예에서, 커패시터(22)는 2U_D보다 큰 값으로 충전될 수 있다.

2U_D보다 높게 커패시터(22)를 충전하기 위한 일 방법에 따르면, 스위치(20 및 30)가 동시에 닫힘으로써, 전류가 인덕터(18), 스위치(20 및 30)를 통해 선형으 로 서지할 것이다. 전류 증가율(dI/dt)은 U_D(단자 쌍(41 및 42) 간의 전위)와 L_CH(충전 회로의 인덕턴스)의 함수일 것이다. 이때, 커패시터(22)는 크게 충전되지 않지만, 인덕터(18)에는 에너지가 저장된다. 그 다음에, 스위치(30)가 개방되면, 인덕터(18)의 자계에 저장된 에너지(1/2LI²)는 커패시터(22)를 임의의 시스템 손실을 제외한 (1/2CV²의 전위 에너지까지) 충전할 것이다. 커패시터(22) 양단에서 2U_D보다 큰 매우 높은 전압을 얻을 수 있다. 그 다음에, 스위치(30)가 닫히면, 커패시터(22) 내의 에너지는 부하에 전달된다. 스위치(30) 개방 시 스위치(30) 양단에서 발생된 전압 스파이크로 인해 스위치(30)가 고장 날 가능성이 있기 때문에, (C 및 I와 커패시터(22) 및 스위치(30)의 전압 제한에 기초하여) 언제 스위치(30)를 개방할지를 신중하게 선택해야 한다.

2U_D보다 크게 커패시터(22)를 충전하는 다른 방법은 몇 개의 충전 사이클을 사용하는 것이다. (인덕터(18)와 커패시터(20) 모두에서 에너지가 영인 상태로 시작하는) 첫 번째 충전 사이클에서, 스위치(20)는 닫히고, 스위치(30)는 개방되며, 커패시터(22)는 2U_D보다 낮게 충전되어, 인덕터(18)의 자계 내에 약간의 에너지가 저장된다. 그 다음에, 스위치(30)가 닫히면, 전류가 커패시터(22)에 저장된 에너지를 부하(24)에 전달하는 인덕터(18), 스위치(20) 및 스위치(30)를 통해 선형으로 서지한다. 스위치(20 및 30)가 닫히면, 전류는 커패시터(22)로부터 스위치(30)와 부하(24)의 인덕터(26)를 통해 발진한 후에(반시계 방향), 커패시터(22)로부터 인 덕터(26)를 통해 또한 다시 스위치(30)를 통해 반대 방향으로 흐른다(시계 방향; 도 3a 및 도 3b 참조). 이때, 스위치(30)의 개방은, 부하 회로의 발진으로 인해 스위치(30)를 통해 "위쪽으로(up)" 흐르는 전류와, 인덕터(18)를 통해 선형으로 증가하는 전류로 인해 스위치(30)를 통해 "아래쪽으로(down)" 흐르는 전류가 서로 충분히 상쇄하도록 타이밍될 수 있다. 그러면, 스위치(30)를 통해 사실상 어떤 전류도 흐르지 않을 것이므로, 스위치의 안전한 개방을 허용하고, 커패시터의 다음 충전을 위해 인덕터(18)의 자계에 저장된 약간의 에너지를 유지하게 된다. 이는 "영이 아닌(non-zero)" 초기 상태로 지칭되고, 결국 커패시터(22)가 일련의 사이클 동안에 2U_D보다 큰 값으로 충전되는 것을 허용한다(스위치의 전압 제한 내에서 동작하는 것과 관련하여 다음 섹션에서 설명되는, 도 8 참조). 인덕터(18)의 자계는 평형에 도달할 때까지 각각의 사이클에 따라 커지고, 한 사이클에서 다음 사이클까지 사실상 에너지 저장의 변화가 없다(즉, 각각의 사이클의 끝에서, 인덕터(18)와 커패시터(22)에 저장되어 부하(24)에 전달되는 에너지는 펄스마다 일정하다). 이러한 평형에 도달하기 위해서는 인덕터(18)와 커패시터(22)의 영 초기 상태에서 시작하여 몇 개의 사이클이 필요하다. 본 실시예의 다른 이점은 (개방 시 스위치에서의 낮은 전류 레벨로 인해) 스위치의 전압 한계를 초과하는 전위가 없어도 스위치(30)를 개방할 수 있다는 것이다.

도 1 내지 도 3의 스위칭 회로의 동작은 아래의 더 구체적인 실시예에서 더 상세히 설명될 것이다.

고전압 전위와 이에 대응하는 전류에서의 서지를 제어하고, 높은 스위칭 속도를 제공하기 위해, (도 1에 스위치(30)로 도시된 것과 같은) 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(insulated gate bi-polar transistor; IGBT)를 이용할 수 있다. IGBT는 각종 정격 전압 및 전류로 상업적으로 이용 가능하고, 특정 구현을 위해 선택될 수 있다. 다른 실시예에서, 단일의 대형 IGBT 대신에, 병렬인 복수의 소형 IGBT를 이용하여 부하를 구동할 수 있다. 이로 인해, 특히 원하는 전력 레벨이 증가할 때, 전원 회로의 스위칭 소자의 비용을 줄일 수 있다. 복수의 소형 IGBT를 이용하면, 신호의 주파수(단위 시간당 펄스 수)를 증가시킬 수 있으므로, 스위치의 전류 제한을 초과하지 않으면서, 전력을 증가시킬 수 있다.

발진 전류 펄스는 일정한 사인 펄스보다 많은 양의 고주파수 고조파를 가질 수 있기 때문에, 발진 전류 펄스(일정하지 않은 사인)를 생성하는 것이 바람직하다. 발진 전류 펄스를 생성하기 위해, 바이폴라 충전 커패시터(22)를 이용할 수 있다. 이 커패시터 상의 전하는 펄스의 지속 기간 동안 교번하는 측으로부터 수 회 부하를 통해 방출(방전)된다. 방전 동안에, IGBT 스위치(30)에서는 전류는 컬렉터로부터 이미터로만 흐를 수 있으며(도 3a 참조) 전류 I_L은 양쪽 방향으로 흐르고 있기 때문에, 스위칭 회로는 이러한 양방향 흐름에 적응하도록 설계되어야 한다. 한 가지 설계 방법으로는, 전류가 스위치를 돌아서 다시 흐를 수 있도록 스위치(30)와 병렬로 다이오드(33)를 제공하는 것이 있다(도 3a 참조).

당업자라면 알고 있는 바와 같이, 절연된 부하 회로는 단지 충전된 커패시터 와 저항성 부하(또는 임계 감쇠되거나 과감쇠되는 부하)만으로는 발진하지 않을 것이므로, 발진 펄스를 생성하기 위해서는 가열 코일 내에 약간의 인덕턴스가 있는 것이 바람직하다. 따라서, 가열 코일은 부하 회로의 중요한 부분이고, 충전 커패시터와 함께 특정 실시예에서 전류 펄스의 형상을 결정할 것이다.

가열 코일에 전달되는 전류 펄스 신호의 형상은 각각의 고주파수 고조파의 상대적인 양을 결정하지만, 신호의 형상과 진폭의 조합은 에너지 함량을 결정한다. 원하는 신호 형상은 많은 경우에 있어서 알려지지 않고 동적인 부하 파라미터에 따라 다를 것이다. 다음 예에서는, 우선 부하 파라미터들 중 하나 이상을 식별한 후에, 이를 사용하여 원하는 신호 형상을 결정할 것이다. 본 예에서 이용되는, 신호 형상은 충격 계수(duty cycle; 온시간과 오프시간의 비율)와 (온시간 동안의) 펄스 내의 파형 형상 모두를 기술한다.

이하, 본 발명의 여러 양태를 도시한 선택된 실시예를 설명할 것이다.

도 1은 (우측의) 부하 회로에 접속된 (좌측의) 전원 회로를 포함한 회로망(10)의 개략도이다. 회로망은 회로망 소자들의 배선(interconnection)을 포함하고, 회로망 소자들은 물리적 소자 또는 장치의 모델을 포함한다. 회로망은 도 2에 도시된 충전용 부회로망과 도 3에 도시된 부하용 부회로망을 비롯한 몇몇 부회로망으로 분할될 수 있다.

예를 들어, 전압원(12)은 브리지 회로(14)에 라인 주파수(60Hz), 115V의 입력 AC 신호를 제공한다. 브리지 회로(14)는 필터 커패시터(16)와 병렬로 배치되 어, 단자 쌍(41 및 42)에서 DC 전위 U_D를 제공한다. 도 2에 도시된 바와 같이, 이 DC 입력(전원) 전압 U_D는 전류 I _ch 가 충전 회로에서 흐르도록 해준다. 감시 및 제어 회로는 스위치(20 및 30)를 제어하고, 충전 및 부하 회로에서 전류 및/또는 전압을 감시한다.

충전용 부회로망은 스위치(20)를 닫고 스위치(30)를 개방함으로써 가동되어, 단자 쌍(41 및 42) 간에 직렬 LC 회로를 생성한다. 인덕터(18)는 DC 전류가 직렬 커패시터(22)를 통해 흘러서 이를 충전하도록 해준다. 커패시터(22)에 (전계로서) 저장된 에너지는 나중에 도 3의 부하 회로에 전력을 전달하는데 이용될 것이다. 인덕터(18)의 인덕턴스 L _ch 가 부하(26)의 인덕턴스 L _L 보다 훨씬 큰 값이 되도록 선택되어 부하가 충전 회로에 큰 영향을 미치지 않기 때문에, 도시 편의상, 부하(24)는 도 2에 도시되어 있지 않다. 이러한 선택이 이루어지지 않는 다른 예에서는, 인덕터(18)와 부하(26) 모두의 인덕턴스는 충전 회로의 응답(예를 들어, 충전 시간)을 결정하는데 있어서 고려될 것이다.

도 4에 도시된 바와 같이, 커패시터(22)의 충전 동안에 단자 쌍(43 및 44) 양단의 전압이 증가한다. 본 실시예에서, 충전 커패시터(22) 양단의 전압은, 도 4에 시각 t _max 에서 지점(38)으로서 도시되어 있는 최대 전위 2 U _D 에 사실상 접근하게 된다. 상술한 바와 같이, 스위치(30)의 개방이 "영점 전류(zero current)" 초기 조건으로 제한되면, 2 U _D 가 최대일 것이다. 상술한 바와 같이, 다른 실시예에서는, "영이 아닌" 초기 조건하에서 더 높은 전압 전위를 달성할 수 있다.

도 3에 도시된 바와 같이, 최대 전위 2 U _D 가 단자 쌍(43 및 44) 양단에 생성되면, 스위치(30)가 닫혀서, 커패시터(22)에 저장된 에너지가 부하(24)에 전달(방전)될 수 있도록 해준다. 도 3의 전력 전달 회로는 전류 I _L 이 부하(24)에 전달되는 직렬 RLC 회로이다. 부하는 유도성 소자(26)와 저항성 소자(28) 모두를 포함한다. 도 5에 도시된 바와 같이, 가열기 코일 내의 전류 I _L 은 고주파수 고조파를 갖는 전류 펄스를 포함한다. 본원에서 (스위칭) 온시간 t _on 으로 지칭되는 스위치(30)가 닫혀 있는 동안에, 전류 펄스는 부하(가열기 코일)에 전달된다. 부하의 저항성 소자(28)는 발진하는 전류 펄스를 감쇠시킨다. 이러한 현상은, 단일 펄스의 감쇠가 시간에 따라 펄스 진폭의 연속적인 감소를 일으키는 것으로 도시되어 있는 도 6 및 도 7에 가장 잘 도시되어 있다. 일단 진폭이 상당히 감소하면, 스위치(30)는 개방(오프시간 t _off 의 시작)되고, 다음 펄스를 발생시키기 위한 새로운 충전 사이클이 시작된다.

상술한 바와 같이, 본 발명의 여러 실시예에서는, 전원 회로 및/또는 부하 회로 소자의 수명을 상당히 감소시키고/감소시키거나 한계를 초과하지 않으면서 부하에 전달되는 전력을 극대화하는 것이 바람직하다. 이하, 이러한 방법의 여러 예를 설명할 것이다.

충전 회로의 인덕턴스 결정

도 2의 충전 회로는 (인덕터(18)와 부하(26)의 인덕턴스를 포함하는) 충전 회로의 인덕턴스를 (커패시터(22)의 커패시턴스를 알고 있을 때) 결정하기 위해 측정될 수 있는 주파수 f _ch 를 갖는다. 충전 커패시터(22)가 최대 전압(38; 도 4 참조)에 도달하는데 걸리는 측정 시간 t _max 는 수학식 1로부터 충전 회로의 주파수를 계산하는데 이용될 수 있다.

충전 커패시터(22)의 커패시턴스 C와 f _ch 를 알면, 충전 회로의 인덕턴스 L _ch 는 수학식 1a로부터 계산될 수 있다.

충전 회로의 인덕턴스는 나중에 스위치(30)에 대한 원하는 오프시간과 원하는 전류 신호 함수를 결정하는데 이용될 것이다.

부하 회로의 인덕턴스 결정

도 3의 부하 회로는 수학식 2를 이용하여 전류 I _L 의 2개의 연속적인 영점교차(예를 들어, 도 7의 지점(72 및 73) 참조) 간의 시간 t _cross 를 측정함으로써 결정될 수 있는 주파수 f _L 을 갖는다.

여기서, ω _L = 2π f _L 은 부하 회로의 대응하는 각 주파수(angular frequency)이다.

충전 커패시터(22)의 커패시턴스 C와 f _L 을 알면, 부하 회로의 인덕턴스 L _L 은 수학식 2a로부터 계산될 수 있다.

부하 회로의 인덕턴스는 나중에 스위치(30)의 원하는 온시간과 오프시간 값을 결정하는데 이용될 것이다.

부하 회로의 공진 저항 결정

도 3의 직렬 RLC 부하 회로는 본원에서

로서 지칭되는 공진 저항을 갖고, 이 공진 저항은 (충전 커패시터(22)의 커패시턴스 C와 부하 회로의 인덕턴스 L _L 을 알면) 수학식 3a를 이용하여 계산될 수 있다.

또한, 부하 회로는 수학식 3b를 이용하여 결정될 수 있는 각 공진 주파 수(angular resonant frequency) ω ₀ 을 갖는다.

부하 회로의 공진 저항과 각 주파수는 나중에 스위치(30)의 온시간 t _on 의 최적 값과 원하는 전류 신호 함수를 결정하는데 이용될 것이다.

감쇠비 결정

도 3과 같은 직렬 RLC 회로에서, 저항성 소자(28)는 도 5 내지 도 7에 도시된 바와 같이 전류 펄스 신호 I _L 을 감쇠시킨다. 그리스 문자 제타로 지시된 감쇠비는 2개의 연속적인 전류 피크 a ₁ , a ₂ (예를 들어, 도 7의 지점(71 및 74))를 측정하고 수학식 4a를 이용함으로써 결정될 수 있다.

다른 방법으로는, 2개의 연속적인 전압 피크의 진폭을 측정함으로써 감쇠비를 결정할 수 있다.

이 감쇠비는 나중에 원하는 전류 신호 함수를 선택하는데 이용된다.

부하 전류 결정

감쇠된 일정하지 않은 사인 전류 펄스 신호 I _L 의 전압(60)과 전류(50)의 시 간 경과에 따른 관계가 도 7에 도시되어 있다. 도 3의 제1 유도성 부하 회로망에서의 전류 I _L 은 전압(60)과 전류(50)의 2개의 연속적인 영점교차(지점(70 및 75)) 간의 시간으로서 도 7에 도시된 시간 t _lag 만큼 전압을 지연시킨다. 전력 전달을 극대화하기 위한 다음 선택에서 설명되는 바와 같이, 이 위상 차는 전력 전달에 영향을 줄 것이다.

높은 진폭의 전류 신호(50) 및 그 결과 높은 가열 전력을 얻기 위해서는, 높은 초기 전압(61)이 바람직하다. 도 6은 포락선(62) 내에서 감쇠되어 발진하는 전압 신호(60)를 도시하는 것으로, 부하에 전달되는 전류 펄스에서의 전압 진폭의 변화율을 도시한다.

본 실시예의 회로망 소자의 파라미터가 주어지면, 부하 회로에서 전류 펄스 신호 I _L 의 형상은 수학식 4b를 이용하여 결정될 수 있다.

여기서, U는 부하 양단의 초기 전압(도 6 및 도 7의 지점(61))이고,

는 이전에 수학식 3a에서 결정된 부하 회로의 공진 저항이고, ζ는 이전에 수학식 4a에서 결정된 부하 회로의 감쇠비이고, ω ₀ 는 수학식 3b에서 결정된 부하 회로의 각 공진 주파수이며, ω _L 은 수학식 2에서 f _L 로부터 결정된 부하 회로의 공진 주파수이 다.

그 다음에, 이 전류 함수 I(t)를 이용하여, 커패시터(22)의 방전을 위한 원하는 펄스 지속 기간(스위치(30)의 온시간)과 스위치(30)를 개방하기 위한 원하는 안전(예를 들어, 저전류) 시점을 계산할 수 있다.

전원 스위치의 전압 한계 내에서의 동작

상술한 바와 같이, 스위치(30)는 초과되지 않아야 하는 하나 이상의 한계들을 갖는 전원 소자들 중 하나이다. 본 예에서, 원하는 전류 펄스 신호는 스위치(30)의 전압 한계를 초과하는 것을 피하도록 결정된다.

스위치(30)는 스위치(30)를 통해 흐르는 총 전류 및/또는 커패시터(22)의 전압 한계에 따라 초과될 수 있는 전압 한계 U _max 를 가지며, 여기서 총 전류는 부하와 충전 회로 모두로부터의 성분 I _L 및 I _ch 를 포함할 수 있다.

일반적으로, 충전 회로 내의 전류 I _ch 가 낮을 때, 스위치(30)를 닫는(온시간을 시작하는) 것이 바람직하다. 이는 충전 커패시터(22)가 원하는 최대 전압(도 4의 지점(38))을 초과하는 것을 피하는 한 가지 이유이다. 인덕터(18)를 통한 충전 전류가 이 인덕터의 전류 한계를 초과하면, 스위치(30)는 닫힐 때 과도한 전류에 노출될 수 있다.

도 8은 2U_D보다 크게 커패시터(22)를 충전하는 상술한 방법에 대해, 영이 아닌 초기 조건으로 다수의 충전 사이클에 걸쳐 인덕터(18)를 통하는 전류 진폭(18) 을 도시한다. 첫 번째 충전 사이클(t₀ 내지 t₁) 동안에, 전류는 시각 t₁(온시간 시작)에서 지점(81)까지 점차 증가한다. 그 다음에, 스위치(30)가 닫히고, 커패시터(22)에 저장된 전하(초기 사이클에서 2U_D보다 작음)는 다음 시간 주기 t_on(t₁ 내지 t₂)에 걸쳐 부하에 전달된다. 에너지의 대부분 또는 모두가 부하에 전달된 후에, 스위치가(30)가 다음 충전 사이클의 시작인 t₂에서 개방된다. 두 번째인 그 다음 충전 사이클(t₂ 내지 t₃) 동안에, 전류는 인덕터(18)의 전류 한계를 초과하지 않고 지점(83)의 레벨로 증가할 수 있다. 이들 연속적인 충전 사이클 각각 동안에 전류 서지를 피하는 것이 바람직하다. t_off의 끝(t₃)에서, 커패시터(22)는 2U_D보다 크게 충전된 다음에, 다음 t_on(t₃ 내지 t₄) 동안에 부하에 전달된다. 결국(예를 들어, 10 내지 20회의 사이클 후에), 인덕터(18)와 커패시터(22)에 의해 부하에 전달되는 에너지가 펄스들마다 사실상 일정한 평형에 도달한다.

다른 고려 방법으로는, 충전 커패시터(22)에 저장된 에너지 중 대부분(예를 들어, 일 실시예에서는 적어도 50%, 다른 실시예에서는 적어도 90%) 또는 모두가 부하에 전달된 후에, 예를 들어, I _L 이 낮아질 때, 스위치(30)를 개방하는 것이 바람직하다.

오프시간의 시작 시, 스위치(30)가 개방되기 바로 전에, 스너버 회로(31; 도 3b)의 저항과 함께 스위치(30)를 통해 흐르는 전류의 합은 스위치(30) 양단의 임의의 전압 스파이크의 진폭(V = IR)을 결정할 것이다. 스위치(30) 양단의 전압 진폭 은 스위치를 통하는 총 전류와, 예를 들어, 스위치(30)와 병렬로 제공된 스너버(31)의 저항의 곱이다. 스위치(30) 개방(온시간의 시작) 시, 스위치(30)를 통하는 전류는 스위치(30)의 개방 바로 전에 부하 회로를 통해 흐르는 전류인 I _L 과 스위치(30)의 개방 바로 전에 충전 회로를 통해 흐르는 전류인 I _ch 모두를 포함할 것이다. 전류 I _ch 는 수학식 6d로부터 결정될 수 있다.

여기서, U _D 는 단자 쌍(41 및 42) 양단의 전원 전압이다.

L _ch 는 수학식 1a로부터 결정되고,

ω _ch 는 수학식 1로부터 결정되고(여기서, ω _ch = 2π f _ch ),

t _off 는 수학식 7a로부터 결정되며,

는 수학식 6e를 이용하여 계산될 수 있는 충전 회로의 공진 저항이다.

여기서, L _ch 는 충전 회로의 인덕턴스이고, L _L 은 부하 회로의 인덕턴스이며, C는 충전 회로의 커패시턴스이다.

개방 시 스위치(30)를 통하는 임의의 전압 스파이크의 진폭은 총 전류(I _ch + I _L )와 스너버 저항 R _S 의 곱으로 될 것이고, 수학식 4b는 부하 회로를 통하는 전류 I _L 을 결정하는데 이용될 수 있다. 총 전류의 값은 스위치(30)의 최대 전압 한계를 초과하지 않아야 한다. 가장 낮은 총 전류를 달성하기 위해서는, I _ch 와 I _L 이 스위치를 통해 반대 방향으로 흐르고 있으며 동일 진폭을 가져서 서로 효과적으로 상쇄될 때, 스위치를 개방하는 것이 바람직할 것이다.

최대 전력 전달을 위한 동작

시간당 부하(24)에 흐르는 에너지가 부하에 전달되는 전력이다. 이 전력은 단자 쌍(45 및 46) 양단에서 측정되는 부하(24)에서의 전압과 전류의 곱이다(도 1 및 도 3 참조). 최대 전력 전달의 경우, 단자 쌍(45 및 46) 양단에 최고 전압을 제공하는 것이 바람직하지만, 이는 스위치(30)의 전압 한계에 의해 제한될 것이다. 또한, 부하(24)를 통해 최대 전류 흐름을 제공하는 것이 바람직하지만, 이는 스위치(30)를 통하는 최대 허용 가능 전류에 의해 제한될 것이다.

스위치(30)의 최대 전류 I _max 와 최대 전압 U _max 를 이용하면, 수학식 7을 이용하여 최대 전력 전달을 위한 최적 온시간을 계산할 수 있다.

여기서,

스위치(30)에 대한 최대 오프시간은 수학식 7a를 이용하여 계산될 수 있다.

여기서, I _max 와 U _max 는 상술한 스위치(30)의 전류 및 전압 한계이고, L _ch 와 L _L 은 각각 충전 회로(18)와 부하(26)의 인덕턴스이다. 일반적으로, 최고 전위까지 커패시터(22)를 충전하는데 필요한 시간 양을 최소화함으로써 (부하에 어떤 에너지도 전달되지 않는) 오프시간을 최소화하는 것이 바람직하다.

충전 회로의 전류 한계 내에서의 동작

인덕터(18)의 전류 한계 및 정류기(14)의 전류 한계와 같은, 전원 회로의 추가적인 제한을 식별하고 감시할 수 있다. 인덕터(18)의 전류 한계를 초과하면, 인덕터의 코어가 포화되어 자신의 인덕턴스를 잃어버릴 것이고, 수학식 6d는 충전 회로에서 더 이상 전류를 제어하지 못할 것이다. 그러면, 스위치(30) 개방 시 스위 치(20 및 30)를 통해 큰 전류가 흐르게 되어 스위치의 전압 한계를 초과할 수 있다. 이러한 전류 서지를 방지하기 위해, 인덕터(18)와 직렬로 퓨즈를 제공할 수 있다.

최적 부하 주파수 결정

최적 부하 주파수 ω _opt 는 수학식 8을 이용하여 결정될 수 있다.

따라서, 최적 부하 주파수는 스위치(30)의 최대 전압 U _max 와 최대 전류 I _max 뿐만 아니라, (수학식 2a에 의해 결정되는) 부하 회로의 인덕턴스 L _L 에 따라 결정된다.

최적 부하 회로 주파수를 알면, 수학식 8a를 이용하여 그 주파수를 얻는데 적당한 충전 커패시터(22)를 선택할 수 있다.

여기서, ω _opt 는 ω _L 로 대체된다.

고역률 ( Power Factor ) 유지

상술한 바와 같이, 부하에 전달되는 전력은 (부하 양단의) 전압과 (부하를 통하는) 전류의 곱이다. 도 7에 도시된 바와 같이, 전압과 전류가 상이한 위상각 을 가지면, 기준인 I _rms 에 대해 측정된 페이저 V _rms 의 각은 역률각인 θ로서 알려져 있고, cosθ는 역률로서 알려져 있다. 전력 분석기로 평균 전력 P _av 를 측정하고, 전압계로 V _rms 의 절대값을 측정하며, 전류계로 I _rms 의 절대값을 측정하는 것이 일반적이다. 이들 3개의 측정 값으로부터, 수학식 9a를 이용하여 cosθ를 결정할 수 있다.

부하에 전달되는 전력을 최적화하기 위해 고역률을 유지하는 것이 바람직하다. 가열 동안의 역률 감소는 가열 속도를 감시하거나 부하에서의 전류와 전압의 영점교차 간의 시점을 감시함으로써 검출될 수 있다. 역률각은 도 3의 직렬 부하 회로에서 C, L 및 R 중 하나 이상의 값을 조정함으로써 변경될 수 있다.

부하로부터의 전류가 인덕터(18)를 통해 거꾸로 흐르고 있으면 역률이 감소할 수 있다. 이는 인덕터(18)와 단자(43) 간에 다이오드를 설치함으로써 방지할 수 있다(도 1a 참조).

부하 회로 감시

부하 파라미터(예를 들어, 투자율 및 저항률)의 변화들을 검출하기 위해 부하 회로를 감시하는 것이 바람직할 수 있다. 이들 변화는 (전류 펄스 신호의 다양한 고주파수 고조파 성분에 의해 결정되는) 전류 펄스 신호의 유효 주파수 및/또는 감쇠비에 대한 부하에서의 응답을 감시함으로써 검출될 수 있다. 다른 방법으로는, 그러한 감시를 이용해서, 부하 회로로의 원하는 전력 전달에 기초하여 (예를 들어, 제어 가능 정류기 또는 가변 커패시터를 이용하여) 부하 및/또는 충전 회로의 임피던스 파라미터를 변경할 수 있다.

도 9 및 도 10은 부하 회로를 감시하는 2가지 다른 방법을 도시한다. 도 9의 방법에서는, 저전력 조사 펄스(investigative pulse)를 발생시켜, 부하의 응답을 감시하고(102), 그 응답으로부터 고주파수 고조파를 갖는 원하는 전류 펄스를 발생시키는 구동 신호를 결정한 다음에(103), 그 구동 신호를 이용하여 부하에 전력을 공급한다(104). 저전력 펄스는, (커패시터(22)가 U_D 평형에 도달할 때까지) 과도하게 긴 충전 시간의 낮은 입력 전압에 의해, 또는 별도의 신호 발생 회로에 의해 도 1의 회로에서 생성될 수 있다.

도 10의 다른 방법에서, 부하는 부하에서 고주파수 고조파를 갖는 전류 펄스를 선택함으로써 구동되고(111), 부하 응답은 변화를 찾기 위해 감시된다(112). 변화가 일어나면, 구동 신호를 조정하고(113), 그 결과 스위치(30)의 온시간 및/또는 오프시간의 조정과 같이, 전류 펄스 신호를 조정하게 된다.

부하 파라미터의 변화는 예를 들어, 전력계, 전압계, 전류계 또는 전력 분석기에 의해 감시되고 측정될 수 있다. 그러한 계측기의 출력은 예를 들어, 스위치(30)의 개방 및 닫힘을 제어하기 위한 피드백 제어 시스템에 공급될 수 있다(예를 들어, 도 1의 감시 및 제어 회로(15) 참조). 피드백 제어 시스템은 프로세서, 마이크로컨트롤러, 아날로그 개별 소자, PC 기반 소프트웨어, 내장형 신호 프로세서 및/또는 전자식 피드백 및 제어 처리를 위한 기타 방법들 중 하나 이상을 포함할 수 있다. 사용자 인터페이스는 정보를 감시 및/또는 입력 및/또는 출력하는데 제공될 수 있다.

부하 회로의 임피던스 파라미터는 저항 R, 커패시턴스 C 및 인덕터스 L을 포함한다. 임피던스는 저항 R과 리액턴스 X의 벡터 합이고, 여기서, 용량성 리액턴스는 1/(ωC)이며 유도성 리액턴스는 ωL이다.

(도 1의 실시예의 경우에) 임피던스 파라미터는 도 1b에 더 구체적으로 도시되어 있다. 이들 파라미터는 가열기 코일 저항 R_coil 및 가열기 코일 인덕턴스 L_coil을 포함한다. 가열 중인 물체는 와류 회로(91)에 자기적으로 결합된 1차 코일(92)을 갖는 변압기로서 표현되고, 이 와류 회로(91)는 2차 코일(93), 와류 저항 R_ec 및 인덕턴스 L_article을 포함한다.

부하 회로의 총 저항(28; 도 1)은 (표피 효과(skin effect)를 고려할 때) 유효 주파수의 가열기 코일의 옴 저항(R_coil; 도 1b) 및 부하의 와류 회로(91; 도 1b)의 와류 저항(R_ec; 도 1b)을 포함한다.

부하 회로의 총 커패시턴스는 커패시터(22)의 커패시턴스 및 가열기 코일과 접지(도시 생략) 간의 커패시턴스이다.

부하 회로의 총 인덕턴스(26; 도 1)는 가열기 코일의 인덕턴스(L_coil; 도 1b), 부하 회로의 누설 인덕턴스(도시 생략) 및 와류 회로의 인덕턴스(L_article; 도 1b)이다.

충전 회로의 임피던스 파라미터들은 부하 회로의 파라미터들과 동일하게 규정되지만, 인덕터(18)의 리액턴스와 정류기/필터 회로(14/16)의 리액턴스를 더 포함한다.

커패시터(22) 내의 사실상 모든 에너지가 각각의 펄스에 전달되는 예시된 실시예에서의 전류 펄스의 에너지는

으로서 표현될 수 있다.

더 일반적으로, 개별 펄스의 에너지는 펄스의 시간 간격(t_on)에서 함수 I²R의 적분을 취한 것으로서 표현될 수 있다.

전류 펄스의 푸리에 변환은 기본 주파수에 대한 고주파수 고조파 내의 펄스 에너지의 양을 결정하는데 이용될 수 있다. 주기 함수(전류 펄스는 주기 함수임)를 푸리에 변환하면 푸리에 급수로 된다.

여기서,

ω = 2πf = 기본 각 주파수,

f = 1/T = 기본 주파수,

t = 시간,

T = 이 주기 함수의 주기,

A₀ = 상수,

A₁, A₂, A₃,... = 제1, 제2, 제3 고조파의 진폭.

고주파수 고조파는 (제1 고조파 또는 루트인) 기본 주파수보다 높은(기본 주파수의 배수인) 주파수의 고조파를 의미한다. "루트" 주파수는 신호를 분할할 수 있으며 또한 그 신호가 주기성을 갖도록 할 수 있는 최소 시간이다. 고주파수 고조파는 루트 주파수보다 높은 주파수를 갖는 신호이고, 루트 주파수와 함께 원하는 신호를 구성한다. 일반적으로, 부하에 전달되는 전력이 높도록, 고조파 내에 큰 진폭을 생성하는 것이 바람직하다. 고주파수 고조파를 갖는 전류 펄스 신호는 기본(루트) 주파수인 제1 고조파 및 루트 주파수보다 높은 고조파 모두를 포함하는 것으로서 설명되었다. 따라서, 펄스 신호는 이러한 성분으로 구성되는 것으로서 이해될 수 있다.

또한, 스펙트럼 분석기를 이용하여, 고주파수 고조파를 갖는 복수의 개별 전류 펄스를 포함한 주기 신호를 분석할 수 있다. 고주파수 고조파를 갖는 전류 펄스 신호의 스펙트럼은 진폭 a₁을 갖는 루트 주파수 ω에서 시작해서, 루트 주파수보다 높은 2ω의 주파수와 진폭 a₂, 3ω와 진폭 a₃ 및 4ω와 진폭 a₄ 등을 갖는 고주파수 고조파들의 사인 신호의 합으로서 기술될 수 있다. 주파수가 증가함에 따라 진폭을 높게 유지하는 것이 바람직하다.

부하는 가열 중인 물체에 자기적으로 결합되는 가열기 코일을 포함한다. 교 류 공급 시 교번 자계를 발생시킬 목적으로 (가변 레벨의 저항률을 가지며) 전기 전도성인 임의 종류의 재료나 소자를 포함하는 가열기 코일이 널리 이용된다. (예를 들어, 와이어, 스트랜드(strand), 코일, 박막 또는 후막, 펜 또는 스크린 인쇄, 서멀 스프레이(thermal spray), 화학 또는 물리 증기 퇴적, 웨이퍼 또는 기타 등의) 임의의 특정 형태에 한정되지 않고, 또한 임의의 특정 형상에 한정되지도 않는다. 니켈 크롬(니크롬) 또는 구리 가열기 코일이 이용될 수 있다. 기타 가열기 코일 재료는 예를 들어, 니켈, 텅스텐, 크롬, 알루미늄, 철, 구리, 은 등의 합금을 포함할 수 있다.

가열 중인 물체는, 전적으로 또는 부분적으로 강자성 및/또는 전도성이며 자속 인가에 의해 유도 가열되어 와류를 유도할 수 있는 임의의 물체, 기판 또는 재료(즉, 액체, 고체 또는 그 조합)일 수 있다. 이 물체는 자기 결합을 용이하게 하도록 철이나 기타 강자성 재료와 같은 자기적으로 투과 가능한 재료로부터 형성되는 것이 바람직하다. 그 다음에, 이 물체에서 유도 발생된 열은 (강자성 또는 전도성 여부에 관계없이) 다른 물체를 가열하기 위해 전달될 수 있다. 가열기 코일에 대해 물체의 기하 구조, 치수 및/또는 물리적 위치에 대한 제한은 없다.

고주파수 고조파 전류 펄스를 이용하는 유도 가열을 위한 다양한 방법 및 장치는 Valery Kagan에 의해 2004년 7월 2일 출원(일련 번호 제10/884,851호의 "가열 시스템 및 방법(Heating Systems and Methods)")되고 2005년 1월 13일 공개된 미국 공개 공보 번호 U.S. 2005/0006380 A1, 및 Valery Kagan에 의해 2003년 7월 2일 출원(일련 번호 제10/612,272호의 "유도 가열을 위한 장치 및 방법(Apparatus and Method for Inductive Heating)")되고 2005년 1월 6일 공개된 미국 공개 공보 번호 U.S. 2005/0000959 A1에 설명되어 있고, 양 출원 모두는 그 전체를 본원에서 참조로서 병합하고 있다.

원하는 전류 펄스는 고속 스위칭을 제공하여 고주파수 고조파 내의 펄스 에너지의 대부분을 발생시키는 다양한 전자 장치에 의해 발생될 수 있다. 다상 장치의 이용은 또한 펄스의 기본 주파수를 올리는데 이용될 수 있다. 적당한 IGBT 장치는 연장 시간에 걸쳐 600 볼트의 전압과 연장 시간에 걸쳐 140 암페어의 전류를 갖는 25 KHz에서의 하드 스위칭(hard switching)을 제공하는 IRGKI140U06 장치 또는 10 KHz에서의 하드 스위칭을 위한 500 볼트의 정격 전압과 60 암페어의 정격 전류를 갖는 IRGP450U와 같은, 캘리포니아주 엘 세군도에 위치한 International Rectifier Corp.에서 입수 가능하다. 사이리스터, 게이트-턴-오프(gate-turn-off; GTO) 사이리스터, 실리콘 제어 정류기(silicon controlled rectifiers; SCR) 및 집적 게이트 바이폴라 트랜지스터(integrated gate bipolar transistor; IGBT) 장치를 비롯한, 다양한 신호 발생 또는 스위칭 장치를 펄스 발생기로서 이용하여 원하는 전류 펄스를 제공할 수 있다. 적당한 사이리스터는 International Rectifier Corp.에서 입수 가능하다. 구동기를 갖는 집적 회로 칩은 사이리스터를 제어하는데 이용 가능하다. 적당한 GTO는 영국 링컨주에 위치한 Dynex Semiconductor에서 입수 가능하다.

입력 전압이 충전 사이클 동안에 스위치(30)의 상한 위에 있으면, 도 1의 단자 쌍(41 및 42) 양단의 전압을 변경하도록 (예를 들어, 위상 파이어(phase fire)) 된 제어 가능 정류기로 대체할 수 있다.

가열기 코일은 구리 등과 같은 고상(solid) 전도체, 또는 니켈 크롬과 같은 고저항성 재료로 구성될 수 있다. 가열기 코일은 전기 절연 재료(예를 들어, 산화 마그네슘이나 산화 알루미나 등과 같은 층이나 코팅)로 피복된다. 코일은 가열 중인 물체와 물리적으로 접촉 상태에 있거나, 코일과 물체 사이에 공기 갭이 존재할 수 있다. 또한, 코일과 물체 사이에는 선택적으로 열 전도성 재료, 또는 열 절연 재료가 존재할 수 있다.

가열기 코일은 물체의 표면상에 또는 그 표면에 인접하여 배치되는 사형(serpentine) 패턴으로 감길 수 있고, 물체를 가로질러 (위치에 대해) 교번 방향으로 자계를 제공할 수 있다. 가열기 코일은 3차원 물체 주위를 감싸는 실린더 패턴으로 형성될 수 있고, 코일 내부에 (위치에 대해) 같은 방향으로 자계를 제공할 수 있다. 여러 실시예에서, 전기 전도체는 공동(hollow) 소자 또는 고상 소자일 수 있고, 나선형, 사형, 루프, 나선형 또는 루프 사형과 같은 다양한 형상 및 형태를 가질 수 있다. 전도성 코일은 다양한 피치(권선 간의 간격)를 가질 수 있고, 이는 자계 발생에 영향을 주게 될 것이다. 이용 가능한 공간과 원하는 가열 전력에 따라, 코일들 간의 형상과 간격을 변화시켜, 가열 전력 밀도를 변화시킬 수 있다. 기본적인 가열기 코일 설계의 설명은 S. Zinn 및 S. L. Semiaten에 의해 1988년 6월, 8월 및 10월에 Heat Treating에서 출간된 3부작 논문인 "코일 설계 및 제조(Coil Design and Fabrication)"에서 찾을 수 있다.

코일의 가열 출력은 가열 소자의 권선 수, 전류 및 주파수의 함수이다. 이 러한 상관 관계는 다음과 같이 설명될 수 있다.

여기서, α는 재료와 기하 구조의 함수이고,

I = 전류

N = 권선 수

ω = 전원 주파수

P_req = 재료를 가열하는데 필요한 전력

수학식 (10a)는 실린더를 형성하는 강자성 재료에서 와류(Re)의 흐름에 대한 예상 저항을 계산하는데 이용될 수 있고, 수학식 (10b)는 플랫 플레이트(flat plate)에 대한 비교 수학식이다. 본원에서는, 실린더 또는 플레이트가 폐자기루프(closed magnetic loop)의 일부이고, 플랫 플레이트 상에 사형(serpentine) 형상으로 설치된 표면, 또는 실린더 주위를 감싸는 가열기 코일에 전류가 인가되는 것으로 가정한다. 실린더의 경우, 와류 흐름에 대한 등가 저항(R_e)은 다음과 같다.

여기서,

D는 실린더의 직경이고,

L은 실린더의 길이이고,

ρ는 실린더 재료의 저항률이고,

μ는 실린더 재료의 투자율이며,

ω는 실린더에서의 와류의 각 주파수이고,

플레이트의 경우,

여기서,

L은 코일 전도체의 길이이고,

p는 코일 전도체의 둘레이고,

ρ는 플랫 플레이트 재료의 저항률이고,

μ는 플랫 플레이트 재료의 투자율이며,

ω는 플레이트에서의 와류의 각 주파수이고, 양쪽(실린더와 플레이트) 경우에 있어서, ω = 2πf이고, f는 기본 주파수이며, 주기가 T인 경우 f = 1/T이다.

본 발명의 여러 실시예에서, t_on과 t_off는 충전 회로에 저장된 에너지의 적어도 일정 비율의 전류 펄스를 전달할 수 있도록 결정되고, 그 최소 비율은 적어도 50%, 적어도 75%, 또는 적어도 90%일 수 있다.

또한, 본 발명의 방법 및 장치의 여러 실시예는 고주파수 고조파에서 펄스 에너지의 적어도 일정 비율을 제공한다. 그 비율은 최소 적어도 50%, 적어도 75%, 또는 적어도 90%일 수 있다.

또한, 여러 실시예에서, 펄스 폭(t_on)은 펄스의 최대 피크 진폭의 일정 비율 만큼 감소하는 펄스 진폭에 의해 결정된다. 그 감소 비율은 적어도 50%, 적어도 75%, 적어도 90% 또는 적어도 95%일 수 있다. 펄스 폭은 스위치가 개방되기 전에 펄스당 2회 또는 3회의 발진을 제공하도록 선택될 수 있다. 부하 회로가 0.05 내지 0.1 범위의 감쇠비를 갖는 일 실시예에서는, 펄스당 각각 3회 또는 2회 발진하는 펄스 폭이 제공된다.

각각의 전류 펄스는 적어도 하나의 급격하게 상승 및 하강하는 부분을 포함하고, 바람직하게는, 복수의 급격하게 상승 및 하강하는 부분을 포함한다. 이들 부분은 급격하게 상승하는 선연 부분, 급격하게 하강하는 후연 부분, 및 (선택적으로) 선연 및 후연 부분 간에 추가적으로 급격하게 상승 및/또는 하강하는 부분을 포함할 수 있다. 여러 실시예에서, 원하는 펄스 형상은 (전압과 전류 간의) 위상 편이와 주파수를 절충하여(위상 편이가 낮고 주파수가 높은 것이 바람직함), 펄스의 최대 피크 진폭의 10% 아래의 진폭으로 감쇠하기 전에 2개의 완전 사이클을 갖는 발진 펄스로 된다.

일 예에서, 전류 펄스의 최대(통상 첫 번째) 피크 진폭은 100 암페어보다 클 수 있고, 펄스 진폭은 초기 피크 진폭의 8%보다 작게 감소한다. 그러나, 다른 실시예에서, 예를 들어, 감쇠비가 낮은 경우에는, 펄스 진폭이 50%보다 작을 때, 펄스를 종료(스위치를 개방)하는 것이 바람직할 수 있다. 후자의 예에서는, 스위치의 전류 레벨이 이전 예에서보다 상당히 높을 것이다.

다른 실시예에서는, 각각의 전류 펄스가 동일 기본 주파수와 RMS 전류 진폭을 갖는 사인파 신호의 최대 변화율보다 적어도 5배 큰 최대 변화율을 갖는 적어도 하나의 급격하게 변하는 부분을 포함하도록, 온/오프 타이밍을 제어한다. 선택된 실시예에서, 최대 변화율은 적어도 10배, 또는 적어도 20배 크게 설정될 수 있다. 최대 변화율의 상한은 부하 회로의 전압 한계에 기초하여 결정될 수 있다. 또한, 각각의 전류 펄스가 전류 펄스의 최대 피크의 10% 아래로 감쇠하기 전에 적어도 2개의 완전 발진 사이클을 포함하도록, 온/오프 타이밍을 제어할 수도 있다.

본 발명의 개시 내용에 기초하여, 당업자라면 각각의 전류 펄스의 형상과 전류 펄스의 온/오프 타이밍을 제어하여 원하는 전류 신호를 가열 소자에 전달할 수 있다. 일반적으로, 가열 소자에 전달되는 에너지는 펄스의 주파수(단위 시간당 펄스 수)와 펄스의 형상(고주파수 고조파에 제공되는 에너지 양) 모두에 의존한다. 따라서, 가열 소자에 더 많은 에너지를 전달할 것이 요구되면, 더 많은 고주파수 고조파를 제공하도록, 펄스 주파수를 증가시킬 수 있고/있거나 각각의 펄스를 변경할 수 있다. 또한, 높은 입력 전압이 제공되면, 고주파수 고조파의 양을 감소시키도록, 펄스 주파수를 감소시킬 수 있고/있거나 펄스의 형상을 변경할 수 있다.

다른 실시예에 따르면, 다음 섹션에서 전원의 온/오프 타이밍을 결정하기 위한 (계산이 감소한다는 점에서) 단순화된 방법을 이용하는 제어 시스템이 제공된다.

다른 제어 시스템

본 예에서는, 충전 회로로부터 부하 회로에 전달될 에너지의 양에 대해 소정의 값을 설정하고, 이 값을 이용하여 t_on 및 t_off 시간을 결정한다.

또한, 도 1을 참조하여, 다른 제어 시스템을 설명하고, 다음과 같은 가정을 한다. 2개의 제어 스위치(20 및 30)는 동일 주파수, 즉, 충전 주파수 f_ch(수학식 1 참조)에서 스위칭할 수 있고, 동일한 최대 스위칭 주파수 f_max _switch를 갖는다. 또한, 스위치(20 및 30)는 결코 동시에 닫히지 않을 것이다. 다음 값은 본 발명의 회로에서 알려져 있다.

ㆍL_ch - 스위치(18)의 인덕턴스

ㆍC - 충전 커패시터(22)의 커패시턴스

ㆍf_max _switch - 스위치(20 및 30)의 최대 스위칭 주파수

ㆍU - 정류 후의 DC 전압(식별 번호 <100> 내지 <109> 참조)

ㆍU_max - 스위치(30)의 최대 전압(식별 번호 <113> 내지 <116> 참조)

부하의 다음 파라미터는 알려지지 않지만 다음과 같이 제한된다.

ㆍ

여기서, R_L은 등가 부하 저항이고,

(수학식 3a 참조)은 공진 주파수이며, 부하에서 (임계 감쇠기 아닌) 몇몇 발진이 존재한다.

ㆍL_L≪L_ch 여기서, L_L(수학식 2a 참조) 및 L_ch(수학식 1a 참조)는, 충전 주파수가 부하와 관계없는 큰 범위로 되도록 설정된다(도 2 참조).

또한, 커패시터는 대략 2U_D로 충전될 것이다. 충전 시간은 1/2T_ch이고, T_ch는 충전 회로의 주기이고(도 4 참조), U_D＜1/2U_max이며, 여기서, U_max는 스위치의 최대 정격 전압이다. 따라서, 충전 사이클 전에 충전 회로에서 영점전류(zero-current) 조건이 존재할 것이다. 방전 시간 t_on≥1/2T_ch은 스위치(30)가 자신의 최대 스위칭 속도를 초과하지 않도록 결정될 것이다.

전원은 t_max와 같은 단일 충전 시간 t_off을 갖도록 프로그램되고, 여기서, 충전 시간은 스위치(20 및 30)의 주어진 최대 동작 주파수 f_max _switch에 대해 L_ch와 C를 선택함으로써 결정된다. 이들 조건하에서, 스위치는 부하에 관계없이 자신의 전압과 주파수 한계 내에서 동작될 것이다.

첫 번째 단계에서, 도 7에 도시된 바와 같이, 부하 전류 I_L의 영점교차를 감시하고, 그러한 영점교차의 횟수를 최대 스위칭 주파수와 비교한다(즉, 스위치(30)의 개방과 닫힘 사이의 시간이 스위치(30)의 최대 스위칭 속도보다 크지 않음). 따라서, 커패시터(22)가 대략 2U_D로 완전히 충전된 후에, 스위치(30)가 닫혀서(또한 스위치(20)가 개방되어서) 부하로의 에너지의 방전을 시작한다. 상술한 바와 같이, (도 1의 단자(43)에서 단자(44)로 흐르는 전류를 양(positive)의 방향으로 규정하면) 스위치(30)는 I_L이 영보다 작거나 같은 시간 동안에만 개방될 수 있다. 이러한 상태는 첫 번째 영점교차(72)와 두 번째 영점교차(73) 사이에서 처음으로 일어나고, 그 다음에, 세 번째 영점교차(75)와 네 번째 영점교차(76) 사이에서 일어나고, 다섯 번째 영점교차와 여섯 번째 영점교차 사이 등에서 일어난다. 스위치(30)를 개방할 수 있기 전에 스위치(30)의 최대 동작 주파수를 초과할 수 없는 주기의 수를 결정할 필요가 있다. 다음 부등식을 이용하여.

여기서, t_x는 처음 두 번째 영점교차(73)이고, 그 다음에 네 번째 영점교차(76) 등이며, 카운터를 스위치(30)를 안전하게 개방할 수 있기 전에 얼마나 많은 시간이 필요한지를 결정하도록 설정한다. 예를 들어, 상기 부등식이 두 번째 영점교차(73)에 대해 참이면, 스위치(30)는 두 번째 영점교차 바로 전에 개방될 수 있다. 상기 부등식이 두 번째 영점교차(73)에 대해서는 거짓이지만, 네 번째 영점교차(76)에 대해 참이면, 네 번째 영점교차 바로 전에 스위치를 안전하게 개방할 수 있다. n₁을 스위치(30)가 스위치의 최대 동작 주파수 내에서 개방될 수 있게 하는 최소 발진 횟수와 같게 설정한다.

다음 단계 동안에, 연속한 전류 피크 I_L의 진폭을 측정하고, 그러한 전류 피크의 감쇠하는 진폭의 제곱과 소정의 값의 비율을 비교하는데, 본원에서 20:1은 커패시터에 저장된 에너지의 대략 95%가 부하에 전달되는 것을 표현한다. 더 구체적으로는, 방전 사이클 동안과 영점교차가 검출되고 있는 동안에, 피크들 a₁, a₂, a₃ 등(71, 74, 77 등)의 진폭이 각각 샘플링된다. 도 6에 도시된 바와 같이, 피크들은 지수적으로 감쇠하는 포락선 함수 상에 놓일 것이다. 또한, 카운터는 다음 부등식이 참인 때를 결정하도록 설정된다.

여기서, a_x는 첫 번째 a₂이고, 그 다음에 a₃ 등이다. 이러한 비교는 참값이 반환될 때까지 수행되고, n₂를 충전 커패시터에 저장된 에너지의 사실상 95%를 부하 회로에 전달하는데 필요한 발진 횟수와 같게 설정한다.

마지막 단계로서, 상기 2개의 조건 모두가 참인 방전 시간 t_on을 계산하고, 즉, n₁은 최대 스위칭 속도를 초과하지 않으며, n₂는 커패시터로부터 부하 회로에 사실상 모든(예를 들어, 95%의) 에너지를 전달한다. 방전 시간 t_on을 다음과 같이 설정한다.

t_on=n₃(t₇₃-t₇₀)

여기서, n₃은 n₁과 n₂ 중 큰 수이고, (t₇₃-t₇₀)은 한 주기이다.

상기 방법은 도 9 또는 도 10에 도시된 피드백 제어 방법들 중 어느 하나에 따라 전원을 제어하는데 이용될 수 있다.

상기 방법은 (최대 전력 전달을 위해) 스위치(20)가 개방될 때 스위치(30)가 닫히는 t_on에 대한 값을 결정한다. 다른 방법으로는, 부하에 전달되는 전력을 감소시키고자 하는 경우에는, 스위치 닫힘 간 간격을 증가시킬 수 있다.

따라서, 본 발명의 방법 및 장치는 부하의 임피던스 파라미터에 기초하여 부하에 전달되는 에너지 함량에 대한 제어를 가능하게 하고, 여기서, 임피던스 파라미터의 값은 알려지지 않을 수 있고, 직접 측정되거나 결정되지 않을 수도 있다. 그 대신에, 상술한 바와 같이, 예를 들어, 부하에서의 전류의 진폭 비와 같은, 부 하 응답에 기초하여 임피던스 파라미터를 간접적으로 결정할 수 있다.

따라서, 당업자라면, 어떤 바람직한 실시예의 상술한 설명이 한정하려는 것이 아닌 설명하려는 목적으로 제공된다는 것을 이해할 것이다. 다음 청구항에 청구된 바와 같이, 본 발명의 범위로부터 일탈함이 없이 수정 및 치환을 행할 수 있다.

Claims

물체의 유도 가열을 위해 전원 회로로부터 부하 회로에 유도 전력을 전달하는 방법으로서 - 상기 전원 회로는 상기 부하 회로에 접속된 충전 회로를 포함함 - ,

상기 부하 회로의 임피던스 파라미터를 결정하는 단계;

상기 충전 회로의 임피던스 파라미터를 결정하는 단계; 및

상기 부하 회로와 충전 회로의 상기 결정된 임피던스 파라미터에 기초하여, 상기 물체의 유도 가열을 위해 상기 부하 회로 내에 고주파수 고조파의 원하는 양의 펄스 에너지를 제공하는 전류 펄스를 상기 부하 회로에 공급하는 단계

를 포함하는 물체의 유도 가열을 위해 전원 회로로부터 부하 회로에 유도 전력을 전달하는 방법.
제1항에 있어서, 상기 전원 회로는 상기 충전 회로를 제어하기 위한 스위칭 장치를 포함하고, 상기 원하는 전류 펄스를 제공하기 위해 상기 스위칭 장치의 온시간(t_on)을 결정하는 단계를 포함하는 방법.
제2항에 있어서, 상기 원하는 전류 펄스를 제공하기 위해 상기 스위칭 장치의 오프시간(t_off)을 결정하는 단계를 포함하는 방법.
제3항에 있어서, t_on과 t_off는 상기 충전 회로에 저장된 에너지의 적어도 50%를 갖는 상기 전류 펄스를 전달할 수 있도록 결정되는 방법.
제3항에 있어서, t_on과 t_off는 상기 충전 회로에 저장된 에너지의 적어도 90%를 갖는 상기 전류 펄스를 전달할 수 있도록 결정되는 방법.
제1항에 있어서, 상기 펄스 에너지의 적어도 50%는 고주파수 고조파에 존재하는 방법.
제1항에 있어서, 상기 펄스 에너지의 적어도 90%는 고주파수 고조파에 존재하는 방법.
제1항에 있어서, 상기 부하 회로는 0.01 내지 0.2 범위의 감쇠비를 갖는 방법.
제1항에 있어서, 상기 방법은 상기 결정된 임피던스 파라미터들 중 적어도 하나의 변화를 검출하기 위해 상기 물체의 가열 사이클 동안에 간헐적으로 사용되는 방법.
제1항에 있어서, 상기 부하 회로로의 원하는 전력 전달에 기초하여 상기 충전 회로의 상기 임피던스 파라미터를 변경하는 단계를 포함하는 방법.
물체의 유도 가열을 위해 부하 회로 내에 고주파수 고조파를 갖는 전류 펄스를 전달하기 위한 전원 회로를 제공하는 단계; 및

상기 전류 펄스를 전달하기 전에, 상기 부하 회로의 임피던스 파라미터를 결정하는 단계와 상기 임피던스 파라미터에 기초하여 상기 전류 펄스의 에너지 함량(energy content)을 결정하는 단계

를 포함하는 방법.
제11항에 있어서, 상기 임피던스 파라미터의 변화를 찾기 위해 상기 부하 회로의 응답을 감시하는 단계를 포함하는 방법.
제11항에 있어서, 상기 전원 회로의 하나 이상의 한계들에 기초하여 상기 전류 펄스의 에너지 함량을 결정하는 단계를 포함하고, 상기 한계들은 전압, 전류 스파이크, RMS 전류, 스위칭 주파수 및 온도에서의 한계들을 포함하는 방법.
제11항에 있어서, 상기 임피던스 파라미터는 상기 전원으로의 입력, 상기 전원과 상기 부하 회로의 접속, 상기 부하 회로에서의 가열기 코일의 고장, 상기 물 체의 가열 동안에 자기 결합의 손실 또는 변화, 및 상기 부하 회로의 가열기 코일의 하나 이상의 권선들 간의 접촉에 있어서, 존재, 부재 또는 변화를 검출하는데 이용되는 방법.
가변 임피던스 파라미터를 갖는 부하 회로의 유도 가열을 위한 방법으로서,

상기 부하 회로의 하나 이상의 임피던스 파라미터들을 결정하기 위한 신호를 제공하는 단계; 및

상기 결정된 하나 이상의 임피던스 파라미터들에 기초하여 상기 부하 회로 내에 고주파수 고조파를 제공하는 전류 펄스를 상기 부하 회로에 공급하는 단계

를 포함하는 가변 임피던스 파라미터를 갖는 부하 회로의 유도 가열을 위한 방법.
제15항에 있어서, 상기 부하 회로는 물체의 유도 가열을 위해 자속을 발생시키는 가열기 코일을 포함하고, 상기 부하 회로의 가변 임피던스 파라미터는 상기 가열기 코일의 변화, 및 상기 가열기 코일과 상기 물체 간의 자기 결합의 변화 중 하나 이상에 기초하는 방법.
동적 가열 제어 방법으로서,

물체의 유도 가열을 위해 부하 회로 내에 고주파수 고조파의 원하는 양의 펄스 에너지를 제공하는 전류 펄스를 공급하는 단계;

가열 동안에 상기 부하 회로의 하나 이상의 임피던스 파라미터들을 결정하기 위한 신호를 공급하는 단계; 및

상기 결정된 하나 이상의 임피던스 파라미터들에 기초하여 상기 전류 펄스의 에너지 함량을 변경하는 단계

를 포함하는 동적 가열 제어 방법.
물체의 유도 가열을 위해 부하 회로 내에 고주파수 고조파를 갖는 전류 펄스를 공급하는 단계;

상기 부하 회로의 하나 이상의 임피던스 파라미터들을 결정하는 단계; 및

상기 부하 회로에 대한 상기 결정된 하나 이상의 임피던스 파라미터들과 원하는 전력 전달에 기초하여 상기 전류 펄스의 에너지 함량을 결정하는 단계

를 포함하는 방법.
전원 회로로부터 상기 전원 회로에 접속된 부하 회로에 유도 전력을 전달하는 방법으로서,

물체의 유도 가열을 위해 상기 부하 회로 내에 고주파수 고조파를 갖는 전류 펄스를 공급하는 단계;

상기 전원 회로의 하나 이상의 한계들을 결정하는 단계;

상기 부하 회로의 하나 이상의 임피던스 파라미터들을 결정하는 단계; 및

상기 하나 이상의 결정된 임피던스 파라미터들과 한계들에 기초하여, 상기 전원 회로의 한계들 내에서 상기 부하 회로에 원하는 전력을 전달하기 위해 상기 전류 펄스의 에너지 함량을 결정하는 단계

를 포함하는 전원 회로로부터 상기 전원 회로에 접속된 부하 회로에 유도 전력을 전달하는 방법.
제19항에 있어서, 상기 전원 회로는 상기 부하 회로에 접속된 충전 회로를 포함하고, 상기 충전 회로의 주파수 응답에 기초하여 상기 충전 회로의 임피던스 파라미터를 결정하는 단계를 포함하는 방법.
제19항에 있어서, 상기 부하 회로의 발진 주파수에 기초하여 상기 부하 회로의 임피던스 파라미터를 결정하는 단계를 포함하는 방법.
제21항에 있어서, 상기 발진 주파수는 상기 부하 회로에 공급되는 전압 또는 전류의 연속적인 영점교차(zero crossing)를 감시함으로써 결정되는 방법.
제19항에 있어서, 상기 원하는 전력은 상기 부하 회로의 감쇠비를 결정함으로써 결정되는 방법.
제23항에 있어서, 상기 감쇠비는 상기 부하 회로에 공급되는 전압 또는 전류의 연속적인 피크 진폭을 감시함으로써 결정되는 방법.
전원 제어 장치로서,

충전 회로;

상기 충전 회로에 접속된 부하 회로;

스위칭 장치 - 상기 스위칭 장치는 상기 스위칭 장치의 온시간 동안에 상기 부하 회로 내에 전류 펄스가 전달되도록 상기 충전 회로를 제어함 - ; 및

가열 사이클 동안에 상기 부하 회로 내에 고주파수 고조파 내의 원하는 양의 펄스 에너지를 제공하도록 상기 스위칭 장치의 온시간과 오프시간을 제어하는 감시 및 제어 회로

를 포함하는 전원 제어 장치.
제25항에 있어서, 상기 감시 및 제어 회로는 상기 충전 회로와 부하 회로 내의 전류를 감시함으로써 상기 스위칭 장치의 개방 시간을 제어하는 전원 제어 장치.
제25항에 있어서, 상기 원하는 양은 적어도 50%인 전원 제어 장치.
제25항에 있어서, 상기 스위칭 장치는 상기 충전 회로에 저장된 에너지의 적어도 50%가 상기 부하 회로에 전달되도록 상기 충전 회로를 상기 부하 회로에 접속하는 전원 제어 장치.
제28항에 있어서, 상기 스위칭 장치는 상기 충전 회로에 저장된 에너지의 적어도 90%가 상기 부하 회로에 전달되도록 상기 충전 회로를 상기 부하 회로에 접속하는 전원 제어 장치.
제25항에 있어서, 상기 스위칭 장치는 상기 충전 회로로의 입력 전압이 U_D인 경우, 적어도 2 U_D의 전압이 상기 부하 회로에 전달되도록 상기 충전 회로를 상기 부하 회로에 접속하는 전원 제어 장치.
제25항에 있어서, 상기 스위칭 장치는 상기 부하 회로에 상기 전류 펄스를 전달하는 동안에 전류가 상기 스위칭 장치를 통해 발진하도록 상기 충전 회로를 상기 부하 회로에 접속하는 전원 제어 장치.
제25항에 있어서, 상기 스위칭 장치는 다음 충전 사이클 동안 상기 부하 회로의 영이 아닌 전류 상태(non-zero current condition)를 달성하도록 상기 충전 회로에 에너지를 저장한 상태로 남겨 두기 위해 상기 충전 회로를 상기 부하 회로에 접속하는 전원 제어 장치.
제30항에 있어서, 상기 온시간 및/또는 오프시간은 상기 스위치를 통해 사실 상 영점 전류 상태(zero current condition)를 달성하도록 제어되고, 상기 부하 회로도 상기 충전 회로도 영점 전류 상태를 갖지 않는 전원 제어 장치.
제25항에 있어서, 상기 감시 회로는 상기 전류 펄스에서 전류 또는 전압의 연속적인 영점교차를 감시하고 상기 감시에 기초하여 상기 전류 펄스의 원하는 형상 및 주파수를 결정하기 위한 수단을 포함하는 전원 제어 장치.
제25항에 있어서, 상기 부하 회로는 0.01 내지 0.2 범위의 감쇠비를 갖는 전원 제어 장치.
제35항에 있어서, 상기 부하 회로는 0.05 내지 0.1 범위의 감쇠비를 갖는 전원 제어 장치.
제25항에 있어서, 상기 부하 회로의 적어도 하나의 임피던스 파라미터를 결정하기 위한 신호를 제공하는 신호 발생기를 포함하는 전원 제어 장치.
제25항에 있어서, 상기 부하 회로의 적어도 하나의 임피던스 파라미터의 변화를 찾기 위해 상기 부하 회로의 응답을 감시하기 위한 수단을 포함하는 전원 제어 장치.
제25항에 있어서, 상기 부하 회로는 강자성 및/또는 전도성 물체에 자기적으로 결합된 가열기 코일을 포함하는 전원 제어 장치.
제25항에 있어서, 상기 부하 회로에 공급되는 전압 또는 전류의 영점교차를 감시하기 위한 수단을 포함하는 전원 제어 장치.
제25항에 있어서, 상기 부하 회로에 공급되는 전압 또는 전류의 연속적인 피크 진폭을 감시하기 위한 수단을 포함하는 전원 제어 장치.
제25항에 있어서, 상기 스위칭 장치는 병렬로 배치된 복수의 스위치들을 포함하는 전원 제어 장치.
제25항에 있어서, 상기 부하 회로에서의 전류가 상기 충전 회로를 통해 다시 흐르는 것을 방지하기 위한 수단을 포함하는 전원 제어 장치.
물체의 유도 가열을 위해 부하 회로 내에 고주파수 고조파의 원하는 양의 펄스 에너지를 제공하는 전류 펄스를 발생시키기 위한 방법으로서,

고주파수 고조파를 갖는 전류 펄스를 발생시키는 단계 - 각각의 펄스는 상기 부하 회로에서 고주파수 고조파 내의 상기 펄스 에너지의 적어도 50%를 전달하기 위한 적어도 하나의 급격하게 변하는 부분을 포함함 - ; 및

유도 가열을 위해 원하는 전류 신호로서 복수의 상기 펄스를 발생시키도록 상기 전류 펄스의 온/오프 타이밍을 제어하는 단계

를 포함하는 물체의 유도 가열을 위해 부하 회로에서 고주파수 고조파 내에 원하는 양의 펄스 에너지를 제공하는 전류 펄스를 발생시키기 위한 방법.
제44항에 있어서, 상기 온/오프 타이밍은 각각의 전류 펄스에서 2회 또는 3회의 발진을 일으키도록 제어되는 방법.
제44항에 있어서, 상기 온/오프 타이밍은 각각의 전류 펄스가 자신의 진폭이 상기 전류 펄스의 최대 피크 진폭에서 적어도 50%정도 떨어진 후에 종료하도록 제어되는 방법.
제46항에 있어서, 상기 온/오프 타이밍은 각각의 전류 펄스가 자신의 진폭이 상기 전류 펄스의 최대 피크 진폭에서 적어도 75%정도 떨어진 후에 종료하도록 제어되는 방법.
제47항에 있어서, 상기 온/오프 타이밍은 각각의 전류 펄스가 자신의 진폭이 상기 전류 펄스의 최대 피크 진폭에서 적어도 90%정도 떨어진 후에 종료하도록 제어되는 방법.
제48항에 있어서, 상기 온/오프 타이밍은 각각의 전류 펄스가 자신의 진폭이 상기 전류 펄스의 최대 피크 진폭에서 적어도 95%정도 떨어진 후에 종료하도록 제어되는 방법.
제44항에 있어서, 상기 온/오프 타이밍은 각각의 전류 펄스가 동일 기본 주파수와 RMS 전류 진폭을 갖는 사인파 신호의 최대 변화율보다 적어도 5배 큰 최대 변화율을 갖는 적어도 하나의 급격하게 변하는 부분을 포함하도록 제어되는 방법.
제50항에 있어서, 상기 최대 변화율은 적어도 10배 큰 방법.
제51항에 있어서, 상기 최대 변화율은 적어도 20배 큰 방법.
제50항에 있어서, 상기 최대 변화율의 상한은 상기 부하 회로의 전압 한계에 기초하여 결정되는 방법.
제44항에 있어서, 상기 온/오프 타이밍은 각각의 전류 펄스가 상기 전류 펄스의 최대 피크 진폭의 10% 아래 레벨로 감쇠하기 전에 적어도 2회의 완전 발진(complete oscillation) 사이클을 포함하도록 제어되는 방법.