JP2009518778A - 高調波誘導電力を提供する為の装置および方法 - Google Patents

Abstract

高調波誘導電力を提供する為の方法および装置に関するものであり、より具体的には、物品の誘導加熱のために所望量の高周波数高調波のパルスエネルギーを負荷回路に提供する電流パルスを供給する方法および装置に関する。このような電流パルスの形状および／または周波数を制御することによって、ヒーターコイルにより提供される誘導加熱の速度、強度および／または電力を強化するために、そして／または誘導加熱電源の寿命の延長またはコストと複雑性の低減のために、本装置および方法が利用可能である。特に重要なのは、ヒーターコイル中の電流の増大を必要とすることなく、強磁性または他の誘導加熱負荷へと誘導的に送られる電力を大幅に増大させるために、本装置および方法が利用可能である。これにより新たな加熱アプリケーションの可能性が生じ、そして一部の既知のアプリケーションにおいては、消費エネルギーまたは冷却の必要性を低減すること、および／またはヒーターコイルの寿命を延ばすことが可能である。
【選択図】図１

Description

（関連出願）
本出願は、いずれもValery Kaganにより、２００３年７月２日に出願された“Apparatus andmethod for InductiveHeating”と題された米国特許出願番号第１０／６１２，２７２号、および２００４年７月２日に出願された”HeatingSystemsand Methods”と題された米国特許出願番号第１０／８８４，８５１号に対する優先権を主張するものであり、この参照によりその対象物全てが本願に取り入れられるものである。

本発明は高調波誘導電力を提供する為の方法および装置に関するものであり、より具体的には、誘導加熱器コイルに高周波数高調波を提供する電流パルスのエネルギー含量を調節するための電源およびその電源を制御する方法の実施形態に関する。

従来の誘導加熱システムは、共振周波数の正弦波電流をヒーターコイルへと送る共振周波数電源を用いたものである。このようなシステムにおいては、負荷へと送られる加熱力を増すために大電流がヒーターコイルへと送られなければならない。このような大電流の利用により、スイッチング回路における大量の電力損失、コイルの寄生加熱、大型タンクキャパシタの必要性（共振回路を調整するため）、および制御回路の複雑化を含むさまざまな問題が生じている。最も注目すべきは、このようなシステムは、その信号が時間の連続関数である正弦波共振周波数電流を負荷に送るものであるという点である。

所望の誘導加熱速度を提供可能とした、そして／または既知の誘導加熱電源よりも効率的な、柔軟かつ制御可能な誘導加熱システム用電源を提供することが望まれている。このようなシステムは、従来から周知の電源の複雑性、不良およびコスト問題の１つ以上を回避するものであることが望ましい。

一実施例においては、本発明は、物品を誘導加熱するために誘導電力を電源回路から負荷回路へと送る方法を提供するものであり、電源回路が負荷回路へと結合する充電回路を含むことを特徴とし、方法は、負荷回路のインピーダンスパラメータを決定するステップと、充電回路のインピーダンスパラメータを決定するステップと、そして負荷回路および充電回路の決定されたインピーダンスパラメータに基づき、物品の誘導加熱のために所望量の高周波数高調波のパルスエネルギーを負荷回路に提供する電流パルスを負荷回路へと供給するステップとを含む。一実施例においては、パルスエネルギーの５０％以上が高周波数高調波であり、より望ましくは９０％以上が高周波数高調波である。

電源回路は、充電回路を制御するためのスイッチング装置を含むことが望ましい。方法は、所望の電流パルスを提供するためにスイッチング装置のオン時間（ｔ_ｏｎ）を決定するステップを含む。方法はさらに所望の電流パルスを提供するためにスイッチング装置のオフ時間（ｔ_ｏｆｆ）を決定するステップを含む。ｔ_ｏｎおよびｔ_ｏｆｆは、充電回路中に蓄積されたエネルギーの実質的部分（例えば５０％以上、より望ましくは９０％以上）を負荷回路へと送ることが可能となるように決定されることが望ましい。より望ましくは、ｔ_ｏｎおよびｔ_ｏｆｆが、実質的に充電回路中に蓄積されたエネルギーの全てを負荷回路へと送ることを可能とすることである。

負荷回路中の電流パルス信号は、電流パルス信号を減衰させる負荷の抵抗成分に依存する。一般に負荷中の高い渦電流に付随する高い減衰比は、高い誘導加熱電力とするために、そして本発明においてはヒーターコイル中で低電流（Ｐ＝Ｉ^２Ｒ）とするためには望ましいものである。本発明の利点の一つは、このように高減衰の負荷を、誘導加熱に一般に用いられる共振正弦波信号ではなく、たとえば高周波数高調波を持つ電流パルスで駆動する（電源供給する）能力にある。さまざまな実施例において、負荷回路は０．０１〜０．２、より望ましくは０．０５〜０．１の範囲の減衰比を持つ。このような減衰比はスイッチが開となる前に１パルスあたりそれぞれ約３回又は２回の発振を生じることができる。

他の実施例においては、この方法を物品の加熱サイクル中に断続的に実施して、決定したインピーダンスパラメータの少なくとも１つにおける変化を検出することができる。他の実施例においては、方法は充電回路のインピーダンスパラメータを、負荷回路への所望の電力供給に基づいて変更するステップを含む。

さらに他の実施例においては、方法は、物品の誘導加熱用に高周波数高調波の電流パルスを負荷回路に送るための電源回路を設けるステップを含む。電流パルスを送る前に負荷回路のインピーダンスパラメータが決定され（例えばテストパルスを供給して応答を監視することにより）、そして決定されたインピーダンスパラメータに基づいて電流パルスのエネルギー含量が決定される。方法はさらに、負荷回路の応答を監視して決定されたインピーダンスパラメータの変化を見るステップを含む場合がある。方法はさらに電圧限界、電流スパイク、ＲＭＳ電流、スイッチング周波数および温度を含む電源回路の１つ以上の限界に基づいて電流パルスのエネルギー含量を決定するステップを含む場合がある。さらには、この監視は：電源への入力；負荷回路の電源への接続；負荷回路中のヒーターコイル不良；物品の加熱中における電磁結合の喪失または変化；およびヒーターコイルの１つ以上の巻きの間における接触；の、有無または変化を検出するために利用することができる。

本発明の他の実施例によれば、可変インピーダンスパラメータを有する負荷回路の誘導加熱のための方法が提供される。例えば、特定の負荷の抵抗、キャパシタンスおよび／またはインダクタンスは、全て温度と共に変化する可能性がある。方法は、負荷回路の１つ以上のインピーダンスパラメータを決定する信号を供給するステップと、決定された１つ以上のインピーダンスパラメータに基づいて負荷回路中に高周波数高調波を提供する電流パルスを、負荷回路へと供給するステップとを含む。負荷回路は、物品を誘導加熱するための磁束を発生するヒーターコイルを含む。負荷回路の可変インピーダンスパラメータはさらに、ヒーターコイルにおける１つ以上の変化およびヒーターコイルと物品間の電磁結合における変化に基づくものであっても良い。

さらに他の実施例においては、動的な加熱制御方法が提供されるものであり、方法は所望量の高周波数高調波のパルスエネルギーを提供する電流パルスを、物品を誘導加熱するために負荷回路へと供給するステップと、加熱中に負荷回路の１つ以上のインピーダンスパラメータを決定するための信号を供給するステップと、そして電流パルスのエネルギー含量を決定された１つ以上のインピーダンスパラメータに基づいて変更するステップとを含む。さらに、信号のエネルギー含量は、例えば信号のパルスの周波数（従ってエネルギー含量）を増やすことにより負荷に送られる電力を増すことで、信号の周波数（単位時間当たりのパルス数）を変更することにより変えることができる（各パルスが同じエネルギー含量を持つ場合）。

さらなる方法の実施例においては、物品を誘導加熱する為に高周波数高調波の電流パルスを負荷回路へと供給するステップと、負荷回路の１つ以上のインピーダンスパラメータを決定するステップと、そして１つ以上のインピーダンスパラメータおよび負荷回路への所望の電力供給に基づいて電流パルスのエネルギー含量を決定するステップが含まれる。

さらなる実施例においては、誘導電力を電源回路から電源回路に結合する負荷回路へと送るための方法が提供される。方法は、物品を誘導加熱するために高周波数高調波の電流パルスを負荷回路中に供給するステップと、電源回路の１つ以上の限界を決定するステップと、負荷回路の１つ以上のインピーダンスパラメータを決定するステップと、そして決定された１つ以上のインピーダンスパラメータおよび限界に基づいて、所望の電力を電源回路の限界内において負荷回路へと送るための電流パルスのエネルギー含量を決定するステップとを含む。電源回路は、負荷回路へと結合する充電回路を含む場合があり、この場合、方法は充電回路の周波数応答に基づいて充電回路のインピーダンスを決定するステップを含む。方法はさらに、負荷回路のインピーダンスを負荷回路の発振周波数に基づいて決定するステップを含む。発振周波数は、負荷回路へと供給される電圧または電流の連続するゼロ交差を監視することにより決定することができる。さらに、負荷回路へと送られる電力は減衰係数に依存する。減衰係数は、負荷回路へと供給される電圧または電流の連続するピークの振幅を監視することにより決定することができる。

本発明の他の実施例によれば、電源制御装置が提供されるものであり、これは充電回路および充電回路に結合する負荷回路を含む。スイッチング装置が充電回路を制御してスイッチング装置のオン時間中には電流パルスを負荷回路中に送り、監視・制御回路が加熱サイクル中のスイッチング装置のオン時間およびオフ時間を制御して負荷回路中に所望量の高周波数高調波のパルスエネルギーを供給する。

さまざまな実施例においては、監視・制御回路は、充電回路および負荷回路中の電流を監視することによりスイッチング装置の開時間を制御する。所望量の高周波数高調波のパルスエネルギーは、少なくとも５０％とすることができる。スイッチング装置は、充電回路中に蓄積されたエネルギーの５０％以上（そしてより望ましくは９０％以上）が負荷回路へと送られることになるように、充電回路および負荷回路を結合することができる。スイッチング装置は、充電回路への入力電圧Ｕ_Ｄに対して、少なくとも２Ｕ_Ｄの電圧が負荷回路へと送られることになるように、充電回路を負荷回路へと結合させることができる。スイッチング装置は、電流パルスの負荷回路への送出中にスイッチング装置を通じて電流が発振することになるように、充電回路を負荷回路へと結合させることができる。さらにスイッチング装置は、後の充電サイクルにおいて負荷回路中に非ゼロ電流状態が得られるように、充電回路中に蓄積されるエネルギーを残しておくように充電回路を負荷回路へと結合させることもできる。オン時間および／またはオフ時間を制御することにより、スイッチを通じて実質的にゼロ電流状態を作る一方で、負荷回路や充電回路にはいずれもゼロ電流状態を持たせないようにすることが可能である。監視回路は電流パルス中の電流または電圧の連続するゼロ交差を監視するための、そしてそのような監視に基づいて電流パルスの所望の形状および周波数を決定するための手段を含んでいても良い。スイッチング装置は、並列に配置された複数のスイッチを含んでいる場合がある。装置はさらに、負荷回路中の電流の充電回路を通じた逆流を防止するための手段を具備していても良い。

さまざまな実施例において、負荷回路は、０．０１〜０．２範囲、そしてより望ましくは０．０５〜０．１範囲の減衰比を持っている。装置は、負荷の少なくとも１つのインピーダンスパラメータを決定する信号の負荷回路への提供および／またはインピーダンスパラメータにおける変化による負荷回路の応答の監視を行う信号発生器を含む場合がある。負荷回路は、強磁性または導電性の物品に磁気的に結合したヒーターコイルを含む場合がある。装置は、負荷回路へと供給される電圧または電流の１つ以上のゼロ交差および／または負荷回路中の電圧または電流の連続するピークの振幅を監視するための手段を含む場合がある。

他の実施例においては、物品を誘導加熱するために、所望量の高周波数高調波のパルスエネルギーを負荷回路中に提供する電流パルスを生成するための方法が提供される。方法は高周波数高調波の電流パルスを生成するステップを含み、負荷回路へと５０％以上のパルスエネルギーを伝達するために、各パルスは高周波長高調波中に少なくとも１つの急峻な変化部を含んでいる。方法はさらに、電流パルスのオン／オフタイミングを制御することにより、このようなパルスを複数、誘導加熱用の望ましい電流信号として生成するステップを含む。さまざまな実施例において、オン／オフタイミングは、２つまたは３つの振幅が各電流パルス中に作られることになるように制御することができる。オン／オフ時間はさらに、各電流パルスが、その振幅が電流パルス中の最高ピークの振幅から５０％以上落ちた後に終わることになるように制御することができる。代わりに、電流パルスはその振幅が７０％以上、９０％以上又は９５％以上落ちた後に終わるものであっても良い。

一部の実施例においては、オン／オフタイミングは、各電流パルスが、同じ基本周波数およびＲＭＳ電流振幅の正弦波信号の最大変化率の５倍以上の最大変化率を持つ、少なくとも１つの急峻な変化部を含むことになるように制御することができる。最大変化率は１０倍以上、又は２０倍以上としても良い。最大変化率の上限は、負荷回路における電圧限界により決まる。さらには、オン／オフ時間は、各電流パルスが、その電流パルスの最高ピーク振幅の１０％未満に減衰するまでに、少なくとも２つの完全な振幅サイクルを含むことになるように制御することができる。

本発明のこれらおよび他の特徴は、以下の詳細説明および図により、より具体的に理解することができるものである。

本発明のさまざまな実施例は、以下の説明を添付図とともに読むことにより理解を深めることができる。

加熱素子（本願においては「ヒーターコイル」と呼ぶ）により提供される誘導加熱の速度、強度および／または電力を強化するために、そして／または誘導加熱システムの寿命の延長またはコストと複雑性の低減のために、特定プロファイルを持つ電流パルスを利用することができることはわかっている。これは、選択された実施例においては、ヒーターコイル中の電流を対応的に増大させる必要なく実現することができる。さまざまな実施例において、これはより低い基本周波数の利用を可能とするものであり（負荷へと送られる所望の電力レベルを維持しつつ）、そしてより厳しい温度制御、高い電力密度および／または短いサイクル時間のために、有向の（局所化された）加熱および冷却効果を実現する構造加熱・冷却素子へと連結することができるものである。

より具体的には、本願においては、高周波数高調波を提供する電流パルスであるこれらの電流パルスは、誘導加熱性能を向上させるものである急激に変化する電流プロファイルを持っている。電流パルスは一般に離散した狭い幅のパルスで、相対的に長い遅延により分離されたものと特徴付けられるもので、パルスは、コイル中の電流の基本（即ちルート）周波数の高調波を提供する１つ以上の急峻な変化部（大きい一次導関数）を持つ。このようなパルスのヒーターコイルへの供給は、強磁性または他の誘導加熱負荷へと誘導的に送られる電力を、コイル中の実効（ＲＭＳ）電流の増大を必要とすることなく大幅に増大させるために用いることができる。これにより新たな加熱アプリケーションの可能性が生じ、そして一部の既知のアプリケーションにおいては、消費エネルギーまたは冷却の必要性を低減すること、および／またはヒーターコイルの寿命を延ばすことが可能である。

これらの電流パルスを、それ自体のみ、または本願に記載する構造加熱および冷却素子と組み合わせることで取り組むことができる問題の１つは、所定のヒーターコイルが耐用年数を耐え得る最大許容範囲または限界ＲＭＳ電流（Ｉ_{ｃ−ｌｉｍｉｔ}）内に抑えつつ、誘導加熱電力を増大させたいという要求である。従って、Ｉ_{ｃ−ｌｉｍｔ}、コイルの巻き数Ｎ、そして電磁接続係数Ｋ_ｃを所定値とした場合、これらの電流パルスを用いることにより誘導加熱電力を増大させることができる。さらに、従来の誘導加熱システムと異なり、これらのパルスは例えば以下の高い等化抵抗（Ｒ_ｅｑ）の負荷と共に用いられる。

ここでＬ_Ｌは負荷回路のインダクタンス、Ｃ_Ｌは負荷回路のキャパシタンスである。

ヒーターコイル電流限界に起因する問題に対して提案された従来技術のソリューションには：電源の共振周波数の増大；コイル抵抗の低減；および／またはヒーターコイルの冷却の増大（後者には冷却されたコイルを加熱される物品から熱的に絶縁することが必要とされる）が含まれる。共振周波数が増大される場合、特別なキャパシタが「共振コンバータ」としてコイルと並列に設けられることにより、ヒーターコイルへと供給される正弦波電流の共振周波数が調整（厳しく制御）される。このソリューションにおける問題の１つは、電源が負荷抵抗（抵抗コイルおよび／または負荷中の高渦電流抵抗）と共に作動するように適合していないという点である。このアプローチの他の欠点は、これらの高出力、高周波共振コンバータに用いられる増幅器のコストが高いという点である。

従来の誘導加熱システムにおいては、高調波は一般に好まれておらず、この結果、共振加熱システム中に供給される電流信号の微々たる量（最小限）しか構成していない。このことはあらゆるパワーエレクトロニクスにおいて高周波数の高調波が一般に好まれていないことと合致しており、それはそれらの生成が困難で、制御が難しく、望ましくない副次効果を生じるためである。これらの理由から、電力会社はその配電システムから高調波を除去するためのフィルタキャパシタを利用しており、それは顧客の電気機器に干渉してノイズと認識される高調波を顧客が望まないためである。

対照的に本願では故意に、コイル電流のルート周波数よりも上の高調波で電流パルスが供給されている。これらの離散した狭い幅の電流パルスは急峻な傾斜（振幅変化）を含み、パルス間には相対的に長い遅延が設けられている。これらはパルス間に相対的に大きな遅延を持つチョップパルス、または発振パルスのように見える場合がある。

高調波は、電流パルス信号の有効加熱周波数を増大させるもので、特には高調波の振幅が大きく維持される場合にそうであることから、誘導加熱電力が高い。スペクトルアナライザで見ると、電流パルスは複数の周波数成分を含んでいる。全高調波の振幅は、例えば負荷回路への適正な入力電圧を選択することにより増幅することが可能であり、そして／または選択された高調波の振幅は、電流パルスの形状を変化させることにより増幅することができる。

本発明のさまざまな態様を、それらの態様が拠るところの各種設計要素の一般説明に続いて以下に説明するものである。

所望される高周波数高調波の電流パルスは、高周波数高調波のパルスエネルギーの大部分を生成するための高速スイッチングを提供するさまざまな電子デバイスにより生成することができる。多相デバイスの利用を用いることによりさらにパルスの基本周波数を押し上げることができる。

高周波数高調波の電流パルス信号を送るための電源を実現することに関しては、複数の問題が生じ得る。難題の１つは、電流パルス信号自体の特性に起因するものである。個々のパルスの高いエネルギー含量により、電源および／または負荷回路の選択部分に過剰に高いレベルの電圧および／または電流が生じる可能性がある。よって電源および／または負荷回路の部品が許容する電圧、電流、変化速度（電圧または電流）、周波数、および／または温度のうち、１つ以上の限界を認識し、これを超えないようにしなければならない。

２つめの難題は、パルスが急峻な変化部を持っており、そのようなパルスをゼロ交差などの特定の電流レベルにおいて開始および／または終了させることが難しいことから生じるものである。この結果、電源回路を駆動するスイッチング装置は、前の（パルス生成）サイクルから生じる非ゼロ状態を監視および制御することが出来るものであることが望ましい。これらの非ゼロ初期状態は、電源回路および／または負荷回路の１つ以上の部品を破壊し得る（または寿命を縮める）潜在的に有害な電流または電圧レベルを生じる可能性がある。

さらなる難題は、個々の電流パルスのエネルギー含量およびパルス間のオフ時間（ｔ_ｏｆｆ）に依存する負荷回路への電力供給が、負荷回路の減衰特性により異なるという点である。減衰特性とは、加熱コイル中を交流が流れる場合に負荷回路においてどれくらいのエネルギーが散逸するかを決定付けるものであり、これは未知である場合がある。さらなる未知の要因には加熱プロセス自体の間に生じ得る動的変化があり、この場合負荷回路および／または電源の特性が温度、速度および／または加熱強度に応じて変化する可能性がある。

これらの制約範囲において、物品の誘導加熱速度および／または強度を変化させるために、可変レベルの電力を負荷回路に伝達することが可能な高周波数高調波の電流パルスを提供することが望ましい。さらには、負荷回路が物品の誘導加熱に用いられている間においても、負荷への電力供給を動的に制御することが望ましい。またさらに、異なる特性を持つヒーターコイル（異なる材料、巻きの数、コイル構成、ワイヤ径等）や、ヒーターコイルと加熱対象物品との間に異なる磁気結合特性を持つ負荷を含む、異なる負荷回路を駆動することができる電源を設けることも望ましい。さらには、所定の制約群、具体的には電源回路および／または負荷回路の部品特性について、負荷へと送られる加熱電力が最適化（最大化）されることが望ましい。またさらには、電源回路および／または負荷回路の１つ以上の部品の限界を超えることがないように、使用（物品の加熱）前、または最中に電源部品の特性および／または負荷特性を識別および／または検証することが可能な電源を設けることが望ましい。これらの識別および／または検証ステップとしては、例えば負荷の特性、電源への入力信号の特性、ヒーターコイルが適切に電源へと取り付けられたかどうか、ヒーターコイルが不具合を起こしたかどうか、加熱中に誘導結合が喪失または変化したかどうか（例えば負荷がキュリー点を越えて加熱されていないか（透磁率が変化する）、または隣接する巻き同士が触れ合って（接触して）いることにより負荷回路のインダクタンスが変化していないか）を識別または検証することが含まれる。これらの目的の１つ以上は、本願に記載の電源装置および方法のさまざまな実施例により実現することができる。

大量（少なくとも５０％）の高周波数高調波を含む電流パルスを負荷へと送ることは、いくつかの基本的制約事項により制限される。最も厳しいのは、電流におけるサージ（急激な振幅変化）、そしてこのような電流サージを作るために要する対応して高い電圧ピークの必要性である。加熱電力はＲＭＳ電流とＲＭＳ電圧の積に等しく（２つの間に位相ずれが無い場合）、ＲＭＳ電圧は高く保つことが望ましい。パルスがより短い幅およびより急峻なエッジで作られた場合、これらは一般により大量の高周波数高調波を含むことになる。しかしながら、パルス幅が小さくなるに従い、高電力を維持するためにパルスは振幅を増大させなければならない。この振幅の増大は、高電圧が作られなければならない、そしてその高電圧は制御されなければならない、という２つの理由から制約的である。

高電圧を作るには、複数の方法から１つを採用することが出来る。図１を参照すると、１つの方法においては、入力電圧Ｕ_Ｄが端子対４１〜４２に印加される。スイッチ２０が閉、スイッチ３０が開の場合、電流は、インダクタ１８およびキャパシタ２２で形成される直列ＬＣ回路を流れ、そしてキャパシタ２２は入力電圧の２倍２Ｕ_Ｄに充電される（図４参照）。完全に充電されると、スイッチ３０が閉じられ、実質的にキャパシタ２２中の全てのエネルギーが負荷２４へと送られる。このような伝達の後、スイッチ３０は次の充電サイクルに向けて開かれる。負荷に２倍の入力電圧を送ることで、負荷への所定電力の供給を維持しつつも、パルス幅を小さく、そして／または電流パルス中の高周波数高調波のパーセンテージを増大させることが可能となる。他の実施例においては、キャパシタ２２は２Ｕ_Ｄよりも大きい値に充電することができる。

キャパシタ２２を２Ｕ_Ｄよりも高く充電するための方法の１つにおいては、スイッチ２０および３０が同時に閉じられ、これにより電流はインダクタ１８、スイッチ２０およびスイッチ３０を通じて直線的にサージする。電流増加速度（ｄｌ／ｄｔ）はＵ_Ｄ（４１から４２にわたる電位）およびＬ_ｃｈ（充電回路のインダクタンス）の関数である。この時点でキャパシタ２２には著しい充電は生じていないが、しかしエネルギーはインダクタ１８中に蓄積される。そしてスイッチ３０が開になると、インダクタ１８の磁場（１／２ＬＩ^２）中に蓄積されたエネルギーが、キャパシタ２２を（１／２ＣＶ^２の電位エネルギーへと）システムにおける損失を差し引いた分だけ充電する。キャパシタに２Ｕ_Ｄよりも大きい非常に高い電圧を実現することが可能である。その後スイッチ３０が閉じられると、キャパシタ２２中のエネルギーが負荷へと送られる。スイッチ３０をいつ開くかの選択には、スイッチ３０が開かれた場合にスイッチ３０に生じる電圧スパイクによりスイッチ３０が不具合を起こす潜在性があるため、配慮が必要である。

キャパシタ２２を２Ｕ_Ｄよりも高く充電するための第二の方法は、幾つかの充電サイクルを採用したものである。第一の充電サイクル（インダクタ１８およびキャパシタ２２はいずれもゼロエネルギー状態から始まる）においては、スイッチ２０が閉じ、スイッチ３０が開かれ、そしてキャパシタ２２が２Ｕ_Ｄ未満に充電され、インダクタ１８の磁場中にある程度のエネルギーが蓄積された状態に残される。次にスイッチ３０が閉じると、電流はインダクタ１８、スイッチ２０およびスイッチ３０を通じて直線的にサージしてキャパシタ２２中に蓄積されたエネルギーが負荷２４へと送られる。スイッチ２０および３０が閉じている間、電流は発振してキャパシタ２２からスイッチ３０および負荷２４のインダクタ２６を通り（逆時計回り）、そして方向を変え（時計回り）流れを逆にしてキャパシタ２２からインダクタ２６を通ってスイッチ３０へと戻る（図３ａおよび図３ｂ参照）。ここでスイッチ３０を開くタイミングは、負荷回路の発振により３０を通じて上流に流れる電流と、インダクタ１８を通じて直線的に増大する電流により３０を通じて下流に流れる電流とが互いに充分に相殺することになるタイミングとすることができる。するとスイッチ３０中には実質的に電流が無いこととなり、スイッチを安全に開くことができ、インダクタ１８の磁場中に蓄積されるいくらかのエネルギーをキャパシタの後の充電用に維持することができる。これは「非ゼロ」初期状態と呼ばれ、これにより一連のサイクルを経てキャパシタ２２を最終的には２Ｕ_Ｄよりも大きい値へと充電することができるものである（スイッチの電圧限界内での処理に関する後の記述で説明される図８を参照）。インダクタ１８の磁場は、平衡に達するまでサイクル毎に成長し、ここで１つのサイクルから次のサイクルまでのエネルギー蓄積量には実質的に変化はない（換言すると、各サイクルの終わりにインダクタ１８およびキャパシタ２２中に蓄積されるエネルギー、従って負荷２４へと届くエネルギーは、パルス間において一定である）。この平衡に達するまでには、インダクタ１８およびキャパシタ２２のゼロ初期状態から始まっていくつかのサイクルを要する。本実施例のさらなる利点は、スイッチの電圧限界を超える危険を生じることなくスイッチ３０を開くことができる（開時点のスイッチにおける電流は低レベルにあるため）という能力にある。

図１〜図３のスイッチング回路の動作を、より詳細な実施例において以下にさらに説明する。

高電位差とこれに対応する電流中のサージを制御するため、そして高速スイッチングを提供するために、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）を利用することができる（図１のスイッチ３０等）。ＩＧＢＴはさまざまな定格電圧および定格電流のものが市販されており、特定の実施態様向けに選択することができる。他の実施例においては、単一の大型ＩＧＢＴの代わりに、複数のより小型の並列ＩＧＢＴを負荷の駆動に利用することができる。こうすることで、特に所望の電力レベルが高い程、電源回路のスイッチング装置のコストを下げることができる。複数のより小型のＩＧＢＴの利用により、スイッチの電流限界を超えることなく信号の周波数（単位時間あたりのパルス数）を増大させる、従って電力を増大させることができる。

発振する電流パルス（非定サイン）は定サインパルスよりも高周波数高調波を多く有することから、これを作ることが望ましい。発振する電流パルスを作るには、バイポーラ充電キャパシタ２２を利用することができる。このキャパシタ上の電荷は、そのパルスが持続する間に交互の側面から何回かにわたり負荷を通じて放出（放電）される。放電の間、ＩＧＢＴスイッチ３０は電流のコレクタからエミッタへの流れのみを許容し（図３ａ参照）、そして電流Ｉ_Ｌは両方向に流れることから、スイッチング回路はこの２方向フローに適合するように設計されなければならない。ある設計ではダイオード３３がスイッチ３０と並列に設けられており、これにより電流はスイッチを迂回して戻ることができるようになっている（図３ａ参照）。

当業者には明らかなように、絶縁された負荷回路は充電キャパシタと負荷抵抗（または著しく、またはそれ以上に減衰した負荷）のみでは発振しない。加熱コイル中のインダクタンスの一部が発振パルスを生成することが望ましい。従って加熱コイルは負荷回路の重要部分であり、充電キャパシタと共に特定の実施例における電流パルス形状を決定するものである。

加熱コイルへと届く電流パルス信号の形状が各高周波数高調波の相対量を決定し、信号の形状および振幅の組み合わせがエネルギー含量を決める。信号の所望形状は、多くの場合において未知かつ動的なものである負荷パラメータに依存する。以下の例においては、１つ以上の負荷パラメータが最初に決定され、次にそれを用いて所望の信号形状が決定される。本例において使用された場合、信号形状とはデューティーサイクル（オン時間およびオフ時間の比）とパルス中の波形（オン時間中のもの）の両方を言う。

以下に本発明の一実施例に基づくさまざまな態様を説明する選択実施例について記述する。

図１はネットワーク１０の概略図であり、これは負荷回路（右側）に接続された電源回路（左側）を含んでいる。ネットワークはネットワーク構成要素の相互接続を含み、これら構成要素とは物理的部品またはデバイスの模範を含む。ネットワークは、図２に示した充電サブネットワークおよび図３に示した負荷サブネットワークを含む幾つかのサブネットワークへと分割することができる。

電圧源１２は、（例えば）回線周波数（６０ＨＺ）にある１１５Ｖの入力ＡＣ信号をブリッジ回路１４へと供給する。ブリッジ１４はフィルタキャパシタ１６と並列に配置されており、端子対４１〜４２にＤＣ電位Ｕ_Ｄを提供している。このＤＣ入力（供給）電圧Ｕ_Ｄによって電流Ｉ_ｃｈが図２に描いたように充電回路中を流れている。監視・制御回路はスイッチ２０および３０を制御し、充電回路および負荷回路中の電流および／または電圧を監視する。

充電サブネットワークは、スイッチ２０を閉じ、スイッチ３０を開くことで使用可能となり、直列ＬＣ回路を端子対４１〜４２間に作る。インダクタ１８によりＤＣ電流のフローが可能となり、直列キャパシタ２２を充電する。キャパシタ２２中に（電界として）蓄積されたエネルギーは、後に図３の負荷回路へと電力を伝達するために使われる。図２においては図示の便宜上、負荷２４は示されていないが、それはインダクタ１８のインダクタンスＬ_ｃｈが負荷２６のインダクタンスＬ_Ｌよりも大幅に大きくなるよう選択され、負荷が充電回路に有意な影響を与えるものではないためである。このような選択をしない他の例においては、インダクタ１８および負荷２６の両方のインダクタンスが、充電回路の応答（例えば充電時間）の決定において考慮されることになる。

図４に描かれているように、キャパシタ２２の充電中は、端子対４３〜４４にわたる電圧は増大する。本実施例においては、充電キャパシタ２２の電圧は、図４において時間ｔ_ｍａｘのポイント３８に示されるように、実質的に最高電位２Ｕ_Ｄに到達することが許される。先に説明したように、スイッチ３０の開が「ゼロ電流」初期状態時に限定される場合、２Ｕ_Ｄが最高値である。他の実施例においては、先に説明したように「非ゼロ」初期状態下ではより高い電位を得ることができる。

端子対４３〜４４にわたり最高電位２Ｕ_Ｄになると、スイッチ３０はここで図３に示されたように閉じられ、キャパシタ２２中に蓄積されたエネルギーを負荷２４へと伝達する（放電する）ことができるようになる。図３の電力供給回路は、電流Ｉ_Ｌが負荷２４へと届けられる直列ＲＬＣ回路である。負荷は誘導要素２６と抵抗要素２８の両方を含む。ヒーターコイル中の電流Ｉ_Ｌは、図５に示したように高周波数高調波を持つ電流パルスを含む。本願においては（スイッチ）オン時間ｔ_ｏｎと呼ばれる、スイッチ３０が閉じている間、電流パルスは負荷（ヒーターコイル）へと届けられる。負荷の抵抗要素２８は発振する電流パルスを減衰する。このことは単一の信号パルスの減衰を示す図６および図７において最も良くわかり、時間と共にパルスの振幅が連続的に減少している。振幅が実質的になくなると、スイッチ３０は開かれ（オフ時間ｔ_ｏｆｆの開始）、そして新たな充電サイクルが次のパルスを生成するために開始される。

先に説明したように、本発明のさまざまな実施例においては、限界を超えることなく、そして／または電源および／または負荷回路部品の寿命を実質的に損なうことなく負荷への電力供給を最大化することが望ましい。このような方法のさまざまな例を次に説明する。

充電回路のインダクタンスの決定
図２の充電回路は、充電回路のインダクタンス(インダクタ１８および負荷２６のインダクタンスを含む)を決定するために（キャパシタ２２のキャパシタンスが既知である場合）測定可能な周波数f_ｃｈを持つ。充電キャパシタ２２が最高電圧３８（図４参照）に到達するまでの測定時間ｔ_ｍａｘを、式１．０から得られる充電回路の周波数の計算に使うことができる。

充電回路２２のf_ｃｈおよびキャパシタンスＣが既知であることで、充電回路のインダクタンスＬ_ｃｈを式１．１から計算することができる。

充電回路のインダクタンスは、後にスイッチ３０に所望の電流信号関数および所望のオフ時間を決定するために用いられる。

負荷回路のインダクタンスの決定
図３の負荷回路は、電流Ｉ_Ｌの２つの連続するゼロ交差間の時間ｔ_{ｃｒｏｓｓ}（図７のポイント７２および７３参照）を計測し、式２．０を使うことにより決定することができる周波数f_Ｌを持つ。

ここでω_Ｌ＝２πf_Ｌが負荷回路の角周波数である。

f_Ｌと充電キャパシタ２２のキャパシタンスＣがわかれば、負荷回路のインダクタンスＬ_Ｌは式２．１で計算できる。

負荷回路のインダクタンスは、後にスイッチ３０のオン時間およびオフ時間の望ましい値の決定に利用される。

負荷回路の共振抵抗の決定
図３の直列ＲＬＣ負荷回路は、本願においてはＲ_Ｌ ^０で示される共振抵抗を持ち、これは（負荷回路のインダクタンスＬ_Ｌおよび充電キャパシタ２２のキャパシタンスＣが既知であることにより）式３．１を用いて計算することができる。

負荷回路はさらに、式３．２により決定される角共振周波数ω_０を持つ。

負荷回路の共振抵抗と角周波数は、後に所望の電流信号関数とスイッチ３０のオン時間ｔ_ｏｎの最適値を決定するために利用される。

減衰比の決定
図３に示したような直列ＲＬＣ回路においては、図５〜図７に示したように、抵抗要素２８が電流パルス信号Ｉ_Ｌを減衰させる。ギリシャ文字ζで示される減衰比は、２つの連続する電流ピークα_１、α_２（例えば図７のポイント７１および７４）の振幅を計測し、式４．１を用いることにより決定することができる。

代わりに、減衰比は２つの連続する電圧ピークを計測することにより決定することもできる。

減衰比は、後に所望の電流信号関数を選択するために利用される。

負荷電流の決定
減衰非定サイン電流パルス信号Ｉ_Ｌの電圧６０および電流５０間の時間で見た場合の関係を図７に示した。図３の基本の負荷ネットワークにおける電流Ｉ_Ｌは、電圧６０と電流５０の２つの連続するゼロ交差（ポイント７０および７５）間の時間として図７に示される時間ｔ_ｌａｇ分、電圧に遅れている。この位相差は、後に電力供給の最大化について説明する電力供給に影響を与える。

高い初期電圧６１は、大きな振幅の電流信号５０を得る上で、そしてその結果高い加熱電力を得る上で望ましい。図６は、包絡線６２内の減衰する発振電圧信号６０を描いたものであり、負荷へと届く電流パルスにおける電圧振幅の変化率を示している。

負荷回路における電流パルス信号Ｉ_Ｌの形状は、本実施例のネットワーク構成要素のパラメータが得られていれば、式４．２を用いて決定することができる。

ここでＵは負荷全体の初期電圧（図６および図７におけるポイント６１）、Ｒ_Ｌ ^０は先に式３．１により決定された負荷回路の共振抵抗、ζは先に式４．１により決定された負荷回路の減衰比、ω_０は式３．２にて決定された負荷回路の共振角周波数、そしてω_Ｌは式２．０にてf_Ｌから決定された負荷回路の共振周波数である。

するとこの電流関数Ｉ（ｔ）を利用して、キャパシタ２２を放電する上で望ましいパルス継続時間（スイッチ３０のオン時間）およびスイッチ３０を開く上で望ましい安全時間（例えば低電流）を算出することができる。

電源スイッチの電圧限界内でのオペレーション
先に説明したように、スイッチ３０は電源部品の１つであり、超えてはならない１つ以上の限界を持っている。本例においては、スイッチ３０の電圧限界を超えないようにするに望ましい電流パルス信号が決定される。

スイッチ３０は、キャパシタ２２の電圧限界および／またはスイッチ３０を通じて流れる総電流によっては超えても良い電圧限界Ｕ_ｍａｘを持っており、ここで言う総電流とは負荷および充電回路両方からの成分Ｉ_ＬおよびＩ_Ｃｈを含む場合がある。

一般に、充電回路の電流Ｉ_ｃｈが低い場合、スイッチ３０を閉にする（オン時間の開始）ことが望ましい。これはキャパシタ２２が望ましい最高電圧（図４の３８）を超えて充電されないようにする理由の一つである。インダクタ１８を通る充電電流がこのインダクタの電流限界を超えた場合、スイッチ３０は、閉状態で過剰な電流に晒されることになり得る。

図８は、充電キャパシタ２２を非ゼロ初期状態で２Ｕ_Ｄを超えて充電するという先に説明した方法において、インダクタ１８中の電流振幅８０を複数の充電サイクルにわたって示したものである。第一の充電サイクル（ｔ_０からｔ_１）の間、電流は徐々に増え、時間ｔ_１にてポイント８１に達する（オン時間の開始）。するとスイッチ３０が閉じ、キャパシタ２２中に蓄積された電荷（この初期サイクルにおいては２Ｕ_Ｄ未満）が、後の時間周期ｔ_ｏｎ（ｔ_１からｔ_２）中に負荷へと届けられる。負荷へとほとんどの、または全てのエネルギーが届けられると、スイッチ３０は次の充電サイクルの開始点であるｔ_２にて開く。第二の充電サイクルからその後の充電サイクル（ｔ_２からｔ_３）の間、電流はポイント８３まで増大することはあるが、インダクタ１８の電流限界を超えることはない。これは、これらの連続する各充電サイクル中の電流サージを回避するために望ましいことである。ｔ_ｏｆｆ（ｔ_３）の終わりにおいては、キャパシタ２２は２Ｕ_Ｄを超えて充電されており、これが次のｔ_ｏｎ（ｔ_３からｔ_４）の間に負荷へと届けられる。最終的に（例えば１０〜２０サイクル）、インダクタ１８およびキャパシタ２２により負荷へと届けられたエネルギーがパルス間で実質的に一定となる平衡に到達する。

もう一つの配慮は、充電キャパシタ２２中に蓄積されたほとんど（例えば一実施例においては５０％以上、他の実施例においては９０％以上）または全てが負荷へと届けられた後、Ｉ_Ｌが低い時にスイッチ３０を開にしたいという要求である。

オフ時間の開始時、スイッチ３０が開く直前においてスイッチ３０中を流れる電流の和は、スナバ回路（図３ｂにおける３１）の抵抗と共にスイッチ３０全体にわたる電圧スパイク（Ｖ＝ＩＲ）の振幅を決定する。スイッチ３０全体の電圧の振幅は、スイッチを通じた総電流と、例えばスイッチ３０と並列に設けられたスナバ３１の抵抗との積である。スイッチ３０が開の時点（オフ時間の開始時）においては、スイッチ３０中の電流は、スイッチ３０が開く直前に負荷回路中を流れていた電流Ｉ_Ｌと、スイッチ３０が開く直前に充電回路中を流れていた電流Ｉ_ｃｈとの両方を含んでいる。電流Ｉ_ｃｈは式６．４により決定することができる。

Ｕ_Ｄが端子対４１〜４２を通じた供給電圧とした場合；
φ_ｏｆｆ＝ω_ｃｈｔ_ｏｆｆ （６．１）
Ａ＝ｓｉｎφ_ｏｆｆ （６．２）
Ｂ＝ｃｏｓφ_ｏｆｆ （６．３）
Ｌ_ｃｈは式１．１から決定され；
ω_ｃｈは、ω_ｃｈ＝２ＴＴｆ_ｃｈの場合にｆ_ｃｈ式１．０から決定され；
ｔ_ｏｆｆは式７．１から決定され；そして
Ｒ_ｃｈ ^０は式６．５を使って計算することができる充電回路の共振抵抗である。

ここでＬ_ｃｈは充電回路のインダクタンス、Ｌ_Ｌは負荷回路のインダクタンス、そしてＣは充電回路のキャパシタンスである。

開の時のスイッチ３０を通じたいずれの電圧スパイクの振幅も、総電流（Ｉ_ｃｈ＋Ｉ_Ｌ）にスナバ抵抗Ｒ_Ｓを掛けた積であり、ここで負荷回路を通る電流Ｉ_Ｌの決定には式４．２を使うことができる。総電流の値は、スイッチ３０の最高電圧限界を超えてはならない。従って最低の総電流を得るには、Ｉ_ｃｈとＩ_Ｌが互いに打ち消しあうように、スイッチを通じて逆方向に流れ、同様の振幅を持っている時にスイッチを開くようにすることが一般に望ましい。

最大電力供給に向けたオペレーション
負荷２４へと流れ込むエネルギーの時間流量が負荷へと届く電力である。この電力は、端子対４５〜４６（図１および図３を参照）を通じて計測された負荷２４中の電圧および電流の積である。最大電力供給のためには、端子対４５〜４６にわたって最大電圧を供給することが望ましいが、しかしこれはスイッチ３０の電圧限界により制限される。また、負荷２４に最大電流を流すことが望ましいが、これもスイッチ３０の電流限界により制限される。

スイッチ３０の最大電流Ｉ_ｍａｘおよび最大電圧Ｕ_ｍａｘを利用すれば、式７．０を用いて最大電力供給に最適のオン時間を計算することができる。

ここで：

スイッチ３０の最大オフ時間は、式７．１を用いて計算することができる。

ここでＩ_ｍａｘおよびＵ_ｍａｘは、先に説明したスイッチ３０の電流および電圧限界であり、Ｌ_ｃｈおよびＬ_Ｌは、それぞれ充電回路１８および負荷２６のインダクタンスである。一般にオフ時間（エネルギーが負荷に供給されない間）は、充電キャパシタ２２を最高電位にするために必要な時間量を最少化することにより、短くすることが望ましい。

充電回路の電流限界内でのオペレーション
インダクタ１８の電流限界および整流器１４の電流限界といった電源回路のさらなる制約は、識別し、監視することができる。インダクタ１８の電流限界を超えた場合、インダクタのコアは飽和してインダクタンスを失い、式６．４は充電回路の電流を制御することができなくなる。この時点で、スイッチ３０の開と同時にスイッチ２０および３０中を大きい電流が流れると、スイッチの電圧限界を超えてしまう可能性がある。このような電流サージを防止するために、インダクタ１８と直列にヒューズを設けることができる。

最適な負荷周波数の決定
最適な負荷周波数ω_ｏｐｔは、式８．０を用いて決定することができる。

従って最適な負荷周波数は、スイッチ３０の最大電圧Ｕ_ｍａｘおよび最大電流Ｉ_ｍａｘと負荷回路のインダクタンスＬ_Ｌ（式２．１により決まる）に依存する。

最適な負荷回路周波数が既知であれば、式８．１を用いてこの周波数を得る上で、適正な充電キャパシタ２２を選択することができる。

ここではω_ｏｐｔがω_Ｌに代入される。

高力率の維持
先に説明したように、負荷へと届く電力は（負荷全体にわたる）電圧および（負荷を通る）電流の積である。電圧と電流が、図７に示したように異なる位相角にある場合、Ｉ_ｒｍｓを基準に計測したフェイザーの角度Ｖ_ｒｍｓは、力率角θとして、そしてｃｏｓθは力率として既知である。平均電力Ｐ_ａｖをパワーアナライザで、Ｖ_ｒｍｓの絶対値を電圧計で、そしてＩ_ｒｍｓの絶対値を電流計で計測することは日常化している。式９．１を使ってこれら３つの計測値からｃｏｓθを決定することができる。

高力率を維持することは、負荷への電力供給を最適化するために望ましい。加熱時における力率の低下は、加熱速度を監視することにより、または負荷中の電流および電圧のゼロ交差間の時間を監視することにより検出可能である。力率角は、図３の直列負荷回路におけるＣ、ＬおよびＲの１つ以上の値を調節することにより変えることができる。

力率は負荷からの電流がインダクタ１８を通って逆方向に流れる場合に小さくなることがある。これはインダクタ１８と端子４３の間にダイオードを配置することにより防止することができる（図１ａ参照）。

負荷回路の監視
負荷パラメータ（例えば透過率や抵抗率）における変化を検出するために、負荷回路を監視することが望ましい。これらの変化は、減衰係数に対するおよび／または電流パルス信号の有効周波数（さまざまな高周波数高調波成分により決定する）に対する負荷中の応答を監視することにより検出することができる。代わりに、そのような監視を、負荷回路への所望される電力供給に基づいて負荷および／または充電回路のインピーダンスパラメータを（例えば、利用可能な整流器または可変コンデンサの利用によって）変更するために用いることもできる。

図９および図１０は、負荷回路を監視する２つの異なる方法を説明するものである。図９の方法においては、低電力試験パルスが生成され（１０１）、負荷の応答が監視され（１０２）、そしてその応答から駆動信号が決定されて（１０３）高周波数高調波の所望の電流パルスが生成され、その後この駆動信号が負荷への電力供給に使用される（１０４）。低電力パルスは図１の回路において低入力電圧、過剰に長い充電時間（キャパシタ２２がＵ_Ｄ平衡に達するまで）により、または別個の信号生成回路により生成することができる。

図１０の他の方法においては、負荷中の高周波数高調波を持つ選択された電流パルスにより負荷が駆動され（１１１）、そして付加の応答に変化がないかが監視される（１１２）。変化が生じた場合、スイッチ３０のオン時間および／またはオフ時間が調整されるなど、駆動信号とその結果としての電流パルス信号が調整される（１１３）。

負荷パラメータにおける変化は、例えばワット計、電圧計、電流計、またはパワーアナライザにより監視し測定することができる。そのような計器の出力は、例えばスイッチ３０の開閉制御用にフィードバック制御システムへと供給される（例えば図１の監視・制御回路１５を参照）。フィードバック制御システムは、１つ以上のプロセッサ、マイクロコントローラ、アナログ個別部品、ＰＣベースのソフトウェア、埋め込み信号プロセッサおよび／または他の電子フィードバック・制御処理の方法を含んでいる。情報の監視および／または入力および／または出力のためにユーザーインターフェースを設けることもできる。

負荷回路のインピーダンスパラメータには、抵抗Ｒ、キャパシタンスＣおよびインダクタンスＬが含まれる。インピーダンスは抵抗ＲおよびリアクタンスＸのベクトルの和であり、ここで容量性リアクタンスは１／（ωＣ）であり、誘導性リアクタンスはωLである。

負荷のインピーダンスパラメータ（図１の実施例のもの）を、より具体的に図１ｂに示した。これらのパラメータはヒーターコイル抵抗Ｒ_ｃｏｉｌおよびヒーターコイルインダクタンスＬ_ｃｏｉｌを含む。加熱される物品は、主要コイル９２が渦電流回路９１へと磁気結合したトランスとして描かれており、後者（渦電流回路９１）は副コイル９３、渦電流抵抗Ｒ_ｅｃおよびインダクタンスＬ_{ａｒｔｉｃｌｅ}を含んでいる。

負荷回路（図１の２８）の総抵抗値は、有効周波数（表皮効果を考慮したもの）におけるヒーターコイルのオーム抵抗（図１ｂのＲ_ｃｏｉｌ）と、負荷の渦電流回路（図１ｂの９１）の渦電流抵抗（図１ｂのＲ_ｅｃ）とを含む。

負荷回路の総キャパシタンスとは、キャパシタ２２のキャパシタンスおよびヒーターコイルとアース（図示せず）間のキャパシタンスである。

負荷回路（図１の２６）の総インダクタンスとは、ヒーターコイルのインダクタンス（図１ｂのＬ_ｃｏｉｌ）、負荷回路のリークインダクタンス（図示せず）、および渦電流回路のインダクタンス（図１ｂのＬ_{ａｒｔｉｃｌｅ}）である。

充電回路のインピーダンスパラメータは、負荷回路と同様に定義されるが、しかしさらにインダクタ１８および整流器／フィルタ回路１４／１６のリアクタンスを含んでいる。

キャパシタ２２中のエネルギーの実質的に全てが各パルスに届けられることを特徴とする開示した実施例において、電流パルスのエネルギーはＥ_ｐ＝１／２Ｃ（２Ｕ_Ｄ）^２として表すことができる。

より一般的には、離散パルスのエネルギーは、パルス（ｔ_ｏｎ）の時間間隔中に取られた関数Ｉ^２Ｒの積分として表すことができる。

電流パルスのフーリエ変換を基本周波数に対する高周波数高調波のパルスエネルギー量の決定に利用することができる。周期関数（電流パルスは周期関数である）のフーリエ変換によりフーリエ級数が得られる。Ｆ（ｔ）＝Ａ_０＋Ａ_１ｓｉｎ（ωｔ）＋Ａ_２ｓｉｎ（２ωｔ）＋Ａ_３ｓｉｎ（３ωｔ）＋・・・
ここで、
ω＝２_ＴＴＦ＝基本角周波数、
ｆ＝１／Ｔ＝基本周波数
ｔ＝時間
Ｔ＝この周期関数の周期
Ａ_０＝定数、そして
Ａ_１、Ａ_２、Ａ_３、・・・＝第一、第二、第三・・・高調波の振幅である。

高周波数高調波と言う場合、それは基本（第一高調波またはルート）周波数を超えた（その倍数にある）周波数にある高調波を意味する。「ルート」周波数とは、信号が周期性を維持しつつ分解し得る最小時間を言う。高周波数高調波はルート周波数を超えた周波数の信号であり、ルート周波数と併せて所望の信号を作るものである。一般に、高調波中に大きい振幅を作ることにより、負荷へと届けられる電力を大きくすることが望ましい。高周波数高調波を持つ電流パルスを、基本（ルート）周波数、即ち第一高調波と、ルート周波数を超えた高い高調波との両方を含むものとして説明してきた。従って、パルス信号はそのような成分から構築されるものであると理解することができる。

スペクトルアナライザもまた、高周波数高調波を持つ複数の離散電流パルスを含む周期信号の解析に利用することができる。高周波数高調波を持つ電流パルス信号のスペクトルは、振幅ａ_１のルート周波数ωから始まり、ルート周波数を超えた高周波数高調波２ωと振幅ａ_２、３ωと振幅ａ_３、４ωと振幅ａ_４などというように、正弦波信号の和として説明することができる。周波数の増大に伴い、振幅は高いまま維持されることが望ましい。

負荷は、加熱される物品に電磁結合したヒーターコイルを含む。「ヒーターコイル」とは、交流が供給された場合に交番磁場を作る目的で、導電性（さまざまな抵抗レベルを持つ）としたいずれかの種類の材料または素子を含むものとして広義的に使われる。それは、いずれの特定の形態（例えばワイヤ、スタンド、コイル、厚膜または薄膜、ペンまたはスクリーン印刷、溶射、化学または物理蒸着、ウエハ等）にも、いずれの特定の形状にも限定されるものではない。ニッケルクロミウム（ニクロム）または銅製ヒーターコイルを利用することができる。他のヒーターコイル材料としては、例えばニッケル合金、タングステン、クロミウム、アルミニウム、鉄、銅、銀等が含まれる。

加熱される物品は、全体的または部分的に強磁性および／または導電性を有し、磁束の印加により誘導加熱されてその中に渦電流を生じることができる、いかなる物体、基板または材料でも良い（例えば液体、固体、またはその組合せ）。好ましくは、物品は磁気結合を助長する鉄のような透磁性材料、または他の強磁性材料から製作されるのが良い。この物品中に誘導的に生じた熱をその後移動して他の物体（強磁性または導電性であってもなくても良い）を加熱することもできる。物品の形状、寸法および／またはヒーターコイルに対する物理位置には、何らの制約もない。

高周波数高調波電流パルスを利用した誘導加熱のさまざまな方法および装置は、いずれもこの参照によりその全てが本願に含まれる２００４年７月２日にValery Kaganにより米国特許出願番号第１０／８８４，８５１号として出願され、２００５年１月１３日に公開された米国特許出願公開第２００５／０００６３８０ Ａ１号”Heating Systemsand Methods”と、２００３年７月２日にValery Kaganにより米国特許出願番号第１０／６１２，２７２号として出願され、２００５年１月６日に公開された米国特許出願公開第２００５／００００９５９ Ａ１号”Apparatus andMethod for InductiveHeating”に記載されている。

高速スイッチングを提供し、ほとんどのパルスエネルギーを高周波数高調波で生成するさまざまな電子デバイスによって、所望の電流パルスを生成することができる。パルスの基本周波数を底上げするためにさらに多相デバイスを用いることもできる。好適なＩＧＢＴデバイスはカリフォルニア州エルスゲンドにあるInternational Rectifier Corp.社から入手でき、例えば、２５ＫＨｚで長時間にわたり６００Ｖの電圧および１４０ａｍｐの電流でハードスイッチングを提供するＩＲＧＫＩ１４０Ｕ０６デバイス、または１０ＫＨｚ、５００Ｖおよび６０ａｍｐでハードスイッチングを提供するＩＲＧＰ４５０Ｕがある。サイリスタ、ゲートターンオフ（ＧＴＯ）サイリスタ、シリコン制御整流器（ＳＣＲ）および集積ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）デバイスを含むさまざまなパルス発生デバイスまたはスイッチングデバイスを、所望の電流パルスを提供するパルス発生器として利用することができる。好適なサイリスタは、International Rectifier Corp.社から入手できる。サイリスタの制御用にドライバを含む集積回路チップも利用可能である。好適なＧＴＯは、英国リンカーンにあるDynexSemiconductor社から入手できる。

充電サイクル中に入力電圧がスイッチ３０の限界を超えた場合、制御可能な整流器（例えば位相制御式）に差し替えて図１の４１〜４２の電圧を変えることができる。

ヒーターコイルは銅のような固体導体から、またはニッケルクロミウムのようなより抵抗率の高い材料から作ることができる。コイルは電気絶縁性材料（酸化マグネシウムまたは酸化アルミナ等の層またはコーティング）により覆われている。コイルは加熱される物品に物理的に密着していても、コイルと物品との間に空隙があっても良い。さらには随意選択として伝熱性材料または断熱性材料がコイルと物品の間にあっても良い。

ヒーターコイルは物品の表面上、または近傍に配置された蛇行パターンに巻かれたもので、物品全体にわたり交互方向に（その位置に応じて）磁場を提供するものとすることができる。ヒーターコイルは３次元の物品の周囲を囲むように円筒形パターンに形成され、同じ方向に（その位置に応じて）コイル内部に磁場を提供するものであっても良い。さまざまな実施例においては、導電体は中空素子または非中空素子とすることができ、そして螺旋、蛇行、またはループ状蛇行など、さまざまな形状および形態とすることができる。導電性コイルは、結果的に作られる磁場に影響を与えるさまざまなピッチ（巻き間の距離）とすることができる。利用可能スペースと所望される加熱力に応じ、コイルの形状および距離を変化させることにより加熱力密度を変えることができる。ヒーターコイルの基本設計に関する記述は、Heat Treating誌１９８８年６月、８月、１０月号に三回に分けて掲載されたS.ZinnおよびS. L. Semiaten著”Coil Design andFabrication”に記載されている。

コイルの加熱出力は周波数、電流および加熱素子の巻き数の関数である。この相関関係は以下のように表すことができる。

ここでαは材料および形状の関数で、
１＝電流
Ｎ＝巻き数
ω＝電源周波数
Ｐ_ｒｅｑ＝材料の加熱に要する加熱力である。

式（１０．１）は、シリンダを形成する強磁性材料中の渦電流（Ｒ_ｅ）の流れに対する期待抵抗値の計算に、式（１０．２）は平坦なプレートとした場合の同様の計算に用いることができる。ここでシリンダもプレートも閉じた磁気ループの一部と想定され、電流はシリンダ周囲を取り巻くヒーターコイル、または平坦なプレート上に蛇行形状に搭載された面へと印加される。シリンダの場合、渦電流（Ｒ_ｅ）の流れに対する等価抵抗は以下の通りである。

ここで、
Ｄはシリンダの直径
Ｌはシリンダの長さ
ρはシリンダ材料の抵抗率
μはシリンダ材料の透磁率、そして
ωはシリンダ中の渦電流の角周波数である。また、プレートの場合は以下の通りである。

ここで、
Ｌはコイル導体の長さ
ｐはコイル導体の周囲長
ρは平坦プレート材料の抵抗率
μは平坦プレート材料の透磁率
ωはプレート中の渦電流の角周波数である。そしてω＝２πfである時、いずれの（シリンダおよびプレート）場合においてもｆは基本周波数であり、周期Ｔに対してｆ＝１／Ｔである。

本発明のさまざまな実施例においてｔ_ｏｎおよびｔ_ｏｆｆは、充電回路中に蓄積されたエネルギーの少なくともあるパーセンテージ分を電流パルスで伝達することが可能となるように決定されるもので、そのパーセンテージの下限とは、５０％以上、７５％以上または９０％以上とすることができる。

本発明の他の実施例方法および装置のさまざまな実施例はさらに、高周波数高調波にあるパルスエネルギーのあるパーセンテージ分を供給することもできる。そのパーセンテージの下限とは、５０％以上、７５％以上または９０％以上とすることができる。

またさらに、さまざまな実施例においてはパルスの幅（ｔ_ｏｎ）は、パルス中の最大ピークの振幅の特定パーセンテージ分減少するパルス振幅により決定される。そのパーセンテージ分の減少は、５０％以上、７５％以上、９０％以上または９５％以上とすることができる。パルス幅は、スイッチが開となる前は、１パルスあたりに２、３回の発振が生じるように選択することができる。負荷回路が０．０５〜０．１の減衰比を持つ一実施例においては、１パルスあたりに３または２回発振するパルス幅がそれぞれに提供される。

各電流パルスは、少なくとも１つの、そして好ましくは複数の、急峻な立ち上がり部および立ち下り部を含んでいる。これらの部分は、急峻に立ち上がる前縁部と、急峻に立ち下がる後縁部と、そして（随意選択として）それら前縁部と後縁部との間に更なる急峻な立ち上がりおよび立下り部を含んでいる場合がある。さまざまな実施例においては、所望のパルス形状は位相ずれ（電圧および電流の）と周波数（小さい位相ずれおよび高い周波数が望ましい）との間で折衷することにより、パルス中の最大ピークの振幅の１０％未満の振幅へと減衰する前に２回の完全なサイクルを持つ発振パルスが作られることになる。

一例においては、電流パルス中の最大（通常は最初のもの）ピークの振幅は１００アンペアよりも大きく、そしてパルス振幅はその初期ピーク振幅の８％未満にまで減衰する。しかしながら他の実施例においては、例えば減衰係数が低い場合、パルス振幅が５０％未満となった時点でパルスを終わらせる（スイッチを開にする）ことが望ましいこともある。この後者の例においては、スイッチ中の電流レベルは前者の例よりも著しく高くなる。

他の実施例においては、同じ基本周波数およびＲＭＳ電流振幅の正弦波信号の最大変化率よりも５倍以上大きい最大変化率を持つ少なくとも１つの急峻な変化部を各電流パルスが含むことになるように、オン／オフが制御される。選択実施例においては、最大変化率は１０倍以上、または２０倍以上とすることができる。最大変化率の上限は負荷回路の電圧限界に基づいて決定することができる。オン／オフのタイミングもまた、各電流パルスが、電流パルス中の最大ピークの１０％未満のレベルに減衰する前に少なくとも２回の発振サイクルを含むことになるように制御することができる。

本願の開示に基づけば、当業者であれば、所望の電流信号を加熱素子へと伝達するために個々の電流パルスの形状および電流パルスのオン／オフタイミングを制御することができる。一般に、加熱素子へと届けられるエネルギーは、パルスの周波数（単位時間あたりのパルス数）およびパルスの形状（高周波数高調波中に提供されるエネルギー量）の両方に依存する。よってより大きなエネルギーを加熱素子へと伝達する必要がある場合、パルスの周波数を増大し、そして／またはより大量の高周波数高調波を含むことになるように個々のパルス形状を変更すれば良い。また、より高い入力電圧が提供される場合、パルス周波数を低減し、そして／または高周波数高調波の量を低減することになるようにパルス形状を変更することができる。

以下に説明する他の実施例においては、電源のオン／オフのタイミングを決定する上で、より単純化した（計算量を減じたという意味で）方法を用いた制御システムが提供される。

他の制御システム
本例においては、充電回路から負荷回路へと届けられるエネルギー量に所定値が設定されており、ｔ_ｏｎおよびｔ_ｏｆｆ時間の決定に利用される。

この他の制御システムの説明においても再度図１を参照し、以下のことを想定している。２つの制御スイッチ２０および３０が、同じ周波数、具体的には充電周波数ｆ_ｃｈ（式１．０を参照）でスイッチング可能であり、そして同じ最大スイッチング周波数ｆ_{ｍａｘ ｓｗｉｔｃｈ}を持っている。ここでも、スイッチ２０および３０は同時に閉じることは無い。以下は回路から既知の値である。
・ Ｌ_ｃｈ−スイッチ１８のインダクタンス
・ Ｃ−充電キャパシタ２２のキャパシタンス
・ ｆ_{ｍａｘ ｓｗｉｔｃｈ}−スイッチ２０および３０の最大スイッチング周波数
・ Ｕ_Ｄ−整流後のＤＣ電圧（段落８２を参照）
・ Ｕ_ｍａｘ−スイッチ３０の最大電圧（段落８５を参照）

以下の負荷のパラメータは未知ではあるが、以下の通りに限定されている。
・ Ｒ_Ｌ＜２Ｒ^０ _Ｌ、ここでＲ_Ｌは負荷抵抗に等しく、Ｒ^０ _Ｌ（式３．１から）は共振抵抗であり、ここで負荷中にはいくらかの発振がある（決定的に減衰してはいない）。
・ Ｌ_Ｌ＜＜Ｌ_ｃｈであり、ここでＬ_Ｌ（式２．１から）およびＬ_ｃｈ（式１．１から）は、充電周波数がほとんど負荷に依存しないことになるものである（図２参照）。

ここでも、キャパシタは約２Ｕ_Ｄに充電される。充電時間は１／２Ｔ_ｃｈであり、ここでＴ_ｃｈは充電回路の周期であり（図４参照）、Ｕ_ｍａｘをスイッチの最大定格電圧とした場合Ｕ_Ｄ＜１／２Ｕ_ｍａｘとなる。よって充電サイクル以前には、充電回路中にゼロ電流状態が存在する。放電時間ｔ_ｏｎ≧１／２Ｔ_ｃｈは、スイッチ３０が最高スイッチング速度を超えることがないように決定される。

電源はｔ_ｍａｘと等しい一回の充電時間ｔ_ｏｆｆを持つようにプログラミングされるものであり、ここで充電時間はスイッチ２０および３０の所定最大動作周波数ｆ_{ｍａｘ ｓｗｉｔｃｈ}のＬ_ｃｈおよびＣにより決定される。これらの条件下においては、スイッチは負荷とは無関係にそれらの電圧および周波数限界内にて動作することになる。

第一のステップにおいては、図７に示す負荷電流Ｉ_Ｌのゼロ交差を監視し、そのゼロ交差時間を最大スイッチング周波数と比較する（例えばスイッチ３０の開閉間の時間が、スイッチ３０の最高スイッチング速度を超えないように）。従って、キャパシタ２２が約２Ｕ_Ｄへと完全に充電された後、スイッチ３０が閉じて（そしてスイッチ２０が開いて）、負荷へのエネルギーの放電が行われる。先に述べたように、スイッチ３０はＩ_Ｌがゼロ以下（図１の４３から４４への電流の流れを正と定義することを想定して）となっている間にのみ開くことができる。この状態が最初に起きるのは、第一のゼロ交差７２と、第二のゼロ交差７３との間であり、その後は第三のゼロ交差７５と第四のゼロ交差７６の間、第五のゼロ交差と第六のゼロ交差の間などで生じる。スイッチ３０を開いてもスイッチ３０の最大動作周波数を超えることがなくなるまでの周期数を決める必要がある。以下の式を使う。

ここでｔ_ｘは当初は第二のゼロ交差７３であり、その後第四のゼロ交差７６などとなっていくもので、カウンタが設定され、スイッチ３０を安全に開けるようになるまでに要する時間が決定される。例えば、上記の式が第二のゼロ交差（７３）時に真となる場合、スイッチ３０を、第二のゼロ交差直前に開くことができる。もし真とはならず、しかしこのステートメントが第四のゼロ交差（７６）で真となる場合、スイッチ３０を、第四のゼロ交差直前に安全に開くことができる。ｎ_１は、スイッチがスイッチの最大動作周波数内で開くことができる発振の最低数に等しくなるように設定する。

次のステップにおいては、連続する電流ピークＩ_Ｌの振幅を測定し、そのような電流ピークの減衰する振幅の二乗の比を、所定値（ここでは、キャパシタ中に蓄積されたエネルギーの約９５％を負荷へと伝達することを表す２０：１）と比較する。より具体的には、放電サイクル中、ゼロ交差が検出されている間、ピークａ_１、ａ_２、ａ_３等（７１、７４、７７等）の振幅がそれぞれにサンプリングされる。ピークは図６に示すように指数関数的に減衰する包絡関数上にある。ここでもカウンタが設定され、以下の式が真となる時点が決定される。

ここでａ_ｘはまずはａ_２であり、次にａ_３等となっていく。この比較は、真の値が返され、充電キャパシタ中に蓄積されたエネルギーの実質的に９５％を負荷回路へと送るために要する発振数と等しくなるようにｎ_２を設定するまで実施される。

最後のステップとして、上記２つの状態がいずれも真である場合、具体的にはｎ_１が最高スイッチング速度を超えておらず、そしてｎ_２がキャパシタの実質的に全て（例えば９５％）のエネルギーを負荷回路へと伝達するものである場合に放電時間ｔ_ｏｎを計算する。放電時間ｔ_ｏｎは、ｔ_ｏｎ＝ｎ_３（ｔ_７３−ｔ_７０）と設定するものとする。ここでｎ_３はｎ_１およびｎ_２よりも大きく、（ｔ_７３−ｔ_７０）は１周期である。

上記方法は、図９または図１０に説明したフィードバック制御法のいずれかに基づいて電源を制御するために利用することができる。

上記方法は、スイッチ２０が開くと共にスイッチ３０が閉じた時（最大電力供給）のｔ_ｏｎの値を決定するものである。代わりに、負荷へと届けられる電力を低減したい場合、スイッチの閉鎖と閉鎖の間に間隔を加えることが可能である。

従って、本発明の方法および装置は、負荷へと届けられるエネルギー含量の制御を、インピーダンスパラメータの値が未知であったり、直接的に測定したり判定したりすることもできない場合に負荷のインピーダンスパラメータに基づいて行うことを可能としたものである。インピーダンスパラメータは代わりに、例えば先に説明した負荷中の電流振幅の比のような、負荷の応答に基づいて間接的に決定することができる。

従って、当業者には明らかなように、特定の推奨される実施例に関する上記説明は、説明目的で提供したものであり、限定するものではない。請求する本発明の範囲から離れることなく、変更および代替を加えることが可能である。

本発明の一実施例に基づく誘導加熱装置の概略図であり、装置は電源回路および負荷回路を含む。 、 図１の部分的拡大図であり、図１ａはスイッチ２０の代わりに設けることができるダイオードを示し、図１ｂは負荷の構成要素を描いたものである。 図１の装置の充電回路部の概略図である。 図１の装置の負荷回路部の概略図である。 、 負荷回路における他のスイッチ実施例を描いた図である。 一実施例における充電キャパシタの電圧を時間の関数として示す概略グラフである。 負荷回路を流れる電流を時間の関数として示す概略グラフであり、一実施例に基づく複数の電流パルスが高周波数高調波を負荷回路に供給していることを示す。 負荷回路を流れる電圧を時間の関数として示す概略グラフであり、一実施例における単一パルスの形状を示す。 一実施例において、負荷へと１パルス中で伝達される電圧および電流の概略グラフである。 インダクタ１８中の電流を時間の関数として示す概略グラフであり、一実施例における交互のスイッチング時間ｔ_ｏｎおよびｔ_ｏｆｆを示す。 所望の電流パルス信号を決定する為の方法のブロック図である。 所望の電流パルス信号を決定する為の他の方法のブロック図である。

符号の説明

１０ ネットワーク
１５ 監視・制御回路
１８ インダクタ
２０ スイッチ
２２ キャパシタ
２４ 負荷
３０ スイッチ

Claims (54)

1. 物品の誘導加熱用に誘導電力を電源回路から負荷回路へと伝達する方法であって、前記電源回路が前記負荷回路へと結合する充電回路を含み、
   前記負荷回路のインピーダンスパラメータを決定するステップと；
   前記充電回路のインピーダンスパラメータを決定するステップと；そして
   前記決定された負荷回路と充電回路のインピーダンスパラメータに基づいて、前記物品の誘導加熱のために所望される量の高周波数高調波のパルスエネルギーを前記負荷回路中に提供する電流パルスを、前記負荷回路へと供給するステップとを含む方法。
2. 前記電源回路が、前記充電回路を制御するためのスイッチング装置を含むと共に、所望される前記電流パルスを提供するために、前記スイッチング装置のオン時間（ｔ_ｏｎ）を決定するステップを含む請求項１に記載の方法。
3. 所望される前記電流パルスを提供するために、前記スイッチング装置のオフ時間（ｔ_ｏｆｆ）を決定するステップを含む請求項２に記載の方法。
4. 前記充電回路中に蓄積されたエネルギーの少なくとも５０％を前記電流パルス中で伝達することができるようにｔ_ｏｎおよびｔ_ｏｆｆが決定されることを特徴とする請求項３に記載の方法。
5. 前記充電回路中に蓄積されたエネルギーの少なくとも９０％を前記電流パルス中で伝達することができるようにｔ_ｏｎおよびｔ_ｏｆｆが決定されることを特徴とする請求項３に記載の方法。
6. 前記パルスエネルギーの少なくとも５０％が高周波数高調波であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
7. 前記パルスエネルギーの少なくとも９０％が高周波数高調波であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
8. 前記負荷回路が、０．０１〜０．２の範囲の減衰比を持つことを特徴とする請求項１に記載の方法。
9. 前記決定されたインピーダンスパラメータの少なくとも１つにおける変化を検出するために、前記物品の加熱サイクル中に、断続的に利用されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
10. 前記負荷回路への所望の電力供給に基づき、前記充電回路の前記インピーダンスパラメータを変更するステップを含む請求項１に記載の方法。
11. 物品の誘導加熱用に高周波数高調波の電流パルスを負荷回路へと伝達するための電源回路を設けるステップと；
    前記電流パルスを伝達する前に前記負荷回路のインピーダンスパラメータを決定し、前記インピーダンスパラメータに基づいて前記電流パルスのエネルギー含量を決定するステップと；を含む方法。
12. 前記インピーダンスパラメータの変更のために、前記負荷回路の応答を監視するステップを含む請求項１１に記載の方法。
13. 前記電流パルスの前記エネルギー含量を、前記電源回路の１つ以上の限界に基づいて決定するステップを含み、前記限界が、電圧、電流スパイク、ＲＭＳ電流、スイッチング周波数および温度における限界を含むものであることを特徴とする請求項１１に記載の方法。
14. 前記インピーダンスパラメータが：
    前記電源への入力；
    前記負荷回路の電源への接続；
    前記負荷回路におけるヒーターコイルの不良；
    前記物品の加熱中における磁気結合の喪失または変化；および
    前記負荷回路のヒーターコイルの１つ以上の巻き間における接触；の存否または変化を検出する為に用いられることを特徴とする請求項１１に記載の方法。
15. 前記負荷回路の１つ以上のインピーダンスパラメータを決定するための信号を供給するステップと；
    決定された前記１つ以上のインピーダンスパラメータに基づき、高周波数高調波を前記負荷回路中に提供する電流パルスを前記負荷回路へと供給するステップとを含む可変インピーダンスパラメータを持つ負荷回路の誘導加熱法。
16. 前記負荷回路が、物品を誘導加熱するための磁束を発生するヒーターコイルを含み、前記負荷回路の前記可変インピーダンスパラメータが：
    前記ヒーターコイルにおける変化；および
    前記ヒーターコイルと前記物品との間の磁気結合における変化；のうち、１つ以上に基づいたものであることを特徴とする請求項１５に記載の方法。
17. 物品の誘導加熱用に負荷回路へと所望量の高周波数高調波のパルスエネルギーを提供する電流パルスを供給するステップと；
    加熱中に前記負荷回路の１つ以上のインピーダンスパラメータを決定するための信号を供給するステップと；そして
    前記電流パルスのエネルギー含量を前記決定された１つ以上のインピーダンスパラメータに基づいて変更するステップと；を含む動的加熱制御法。
18. 物品の誘導加熱用に負荷回路へと高周波数高調波の電流パルスを供給するステップと；
    前記負荷回路の１つ以上のインピーダンスパラメータを決定するステップと；
    決定された前記１つ以上のインピーダンスパラメータおよび前記負荷回路への所望される電力供給に基づき、前記電流パルスのエネルギー含量を決定するステップと；を含む方法。
19. 物品の誘導加熱用に高周波数高調波の電流パルスを前記負荷回路へと供給するステップと；
    前記電源供給回路の１つ以上の限界を決定するステップと；
    前記負荷回路の１つ以上のインピーダンスパラメータを決定するステップと；
    決定した前記１つ以上のインピーダンスパラメータおよび限界に基づいて、前記負荷回路へと所望の電力を伝達するための前記電流パルスのエネルギー含量を、前記電源供給回路の前記限界内において決定するステップとを含む電源供給回路から前記電源供給回路に結合した負荷回路へと誘導電力を伝達する方法。
20. 前記電源回路が、前記負荷回路へと結合する充電回路を含み、前記充電回路のインピーダンスパラメータを、前記充電回路の周波数応答に基づいて決定するステップを含む請求項１９に記載の方法。
21. 前記負荷回路のインピーダンスパラメータを、前記負荷回路の発振周波数に基づいて決定するステップを含む請求項１９に記載の方法。
22. 前記発振周波数が、前記負荷回路へと供給される電圧または電流の連続するゼロ交差を監視することにより決定されることを特徴とする請求項２１に記載の方法。
23. 前記負荷回路の減衰係数を決定することにより、前記所望の電力が決定されることを特徴とする請求項１９に記載の方法。
24. 前記減衰係数が、前記負荷回路へと供給される電圧または電流の連続するピークの振幅を監視することにより決定されることを特徴とする請求項２３に記載の方法。
25. 充電回路と；
    前記充電回路に結合する負荷回路と；
    そのオン時間中には前記負荷回路へと電流パルスを伝達するように前記充電回路を制御するためのスイッチング装置と；そして
    前記負荷回路へと所望量の高周波数高調波のパルスエネルギーを供給するように、加熱サイクルにおいて前記スイッチング装置のオン時間およびオフ時間を制御するための監視・制御回路と；を具備した電源制御装置。
26. 前記監視・制御回路が、前記充電回路および負荷回路中の電流を監視することにより前記スイッチング装置の開時間を制御することを特徴とする請求項２５に記載の装置。
27. 前記所望量は少なくとも５０％であることを特徴とする請求項２５に記載の装置。
28. 前記充電回路に蓄積された前記エネルギーの５０％以上が前記負荷回路へと伝達されることになるように、前記スイッチング装置が前記充電回路および前記負荷回路を結合することを特徴とする請求項２５に記載の装置。
29. 前記充電回路に蓄積された前記エネルギーの９０％以上が前記負荷回路へと伝達されることになるように、前記スイッチング装置が前記充電回路および前記負荷回路を結合することを特徴とする請求項２８に記載の装置。
30. 前記充電回路への入力電圧がＵ_Ｄである場合に、前記負荷回路へと伝達される電圧が少なくとも２Ｕ_Ｄとなるように前記スイッチング装置が前記充電回路を前記負荷回路へと結合することを特徴とする請求項２５に記載の装置。
31. 前記負荷回路への前記電流パルスの伝達中に電流が前記スイッチング装置を通じて発振することになるように、前記スイッチング装置が前記充電回路を前記負荷回路へと結合することを特徴とする請求項２５に記載の装置。
32. 後の充電サイクルで前記負荷回路中に非ゼロ電流状態を得るために、前記充電回路中にエネルギーの蓄積が残されることになるように前記スイッチング装置が前記充電回路を前記負荷回路へと結合することを特徴とする請求項２５に記載の装置。
33. 前記スイッチを通じて実質的にゼロ電流状態を得る一方で、前記負荷回路および充電回路のいずれにもゼロ電流状態が作られないように、前記オン時間および／またはオフ時間が制御されることを特徴とする請求項３０に記載の装置。
34. 前記監視回路が、前記電流パルス中の電流または電圧の連続するゼロ交差を監視し、そのような監視に基づいて前記電流パルスに所望される形状と周波数を決定することを特徴とする請求項２５に記載の装置。
35. 前記負荷回路が、０．０１〜０．２の範囲の減衰比を持つことを特徴とする請求項２５に記載の装置。
36. 前記負荷回路が、０．０５〜０．１の範囲の減衰比を持つことを特徴とする請求項３５に記載の装置。
37. 前記負荷回路の少なくとも１つのインピーダンスパラメータを決定する為の信号を供給する信号発生器を含む請求項２５に記載の装置。
38. 前記負荷回路の少なくとも１つのインピーダンスパラメータの変更のために、前記負荷回路の応答を監視するための手段を含む請求項２５に記載の装置。
39. 前記負荷回路が、強磁性および／または導電性の物品へと磁気結合するヒーターコイルを含むことを特徴とする請求項２５に記載の装置。
40. 前記負荷回路へと供給される電圧または電流のゼロ交差を監視するための手段を含む請求項２５に記載の装置。
41. 前記負荷回路へと供給される電圧または電流の振幅の連続するピークを監視するための手段を含む請求項２５に記載の装置。
42. 前記スイッチング装置が並列に配置された複数のスイッチを含むことを特徴とする請求項２５に記載の装置。
43. 前記負荷回路から前記充電回路を通じて電流が逆流することを防止するための手段を含む請求項２５に記載の装置。
44. 高周波数高調波で電流パルスを生成し、パルスエネルギーの少なくとも５０％を高周波数高調波で前記負荷回路へと伝達するために、各パルスが少なくとも１つの急峻な変化部を含むステップと；
    誘導加熱に所望される電流信号として複数のそのようなパルスを生成するために前記電流パルスのオン／オフタイミングを制御するステップとを含む物品の誘導加熱用に負荷回路中に所望量の高周波数高調波のパルスエネルギーを供給する電流パルスを生成するための方法。
45. 各電流パルス中に２つまたは３つの発振を作ることになるように前記オン／オフタイミングが制御されることを特徴とする請求項４４に記載の方法。
46. 電流パルスの振幅がその電流パルスにおける最大ピークの振幅から５０％以上下降した後に各電流パルスが終わることになるように前記オン／オフタイミングが制御されることを特徴とする請求項４４に記載の方法。
47. 電流パルスの振幅がその電流パルスにおける最大ピークの振幅から７５％以上下降した後に各電流パルスが終わることになるように前記オン／オフタイミングが制御されることを特徴とする請求項４４に記載の方法。
48. 電流パルスの振幅がその電流パルスにおける最大ピークの振幅から９０％以上下降した後に各電流パルスが終わることになるように前記オン／オフタイミングが制御されることを特徴とする請求項４７に記載の方法。
49. 電流パルスの振幅がその電流パルスにおける最大ピークの振幅から９５％以上下降した後に各電流パルスが終わることになるように前記オン／オフタイミングが制御されることを特徴とする請求項４８に記載の方法。
50. その最大変化率が、同じ基本周波数およびＲＭＳ電流振幅の正弦波信号の最大変化率が少なくとも５倍以上大きい、少なくとも１つの急峻な変化部を各電流パルスが含むことになるように前記オン／オフタイミングが制御されることを特徴とする請求項４４に記載の方法。
51. 最大変化率が、１０倍以上であることを特徴とする請求項５０に記載の方法。
52. 前記最大変化率が、２０倍以上であることを特徴とする請求項５１に記載の方法。
53. 前記最大変化率の上限が、前記負荷回路の電圧限界に基づいて決定されることを特徴とする請求項５０に記載の方法。
54. 各電流パルスが、前記電流パルス中の最大ピークの振幅の１０％未満のレベルにまで減衰する前に、少なくとも２つの完全な発振サイクルを含むことになるように、前記オン／オフタイミングが制御されることを特徴とする請求項４４に記載の方法。

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