KR20020071870A - 마그네트론 구동용 전원 - Google Patents

마그네트론 구동용 전원 Download PDF

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타케시 키타이즈미
요시아키 이시오
히데키 오모리
카즈호 사카모토
마코토 미하라
하루오 수에나가
히데아키 모리야
에미코 이시자키
히사시 모리카와
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Abstract

역도통 가능한 제 1 및 제 2 반도체 스위치 소자의 직렬 접속체와 제 1 및 제 2의 다이오드의 직렬 접속체가 병렬로 접속되고, 제 1 및 제 2 콘덴서가 상기 제 1 및 제 2 다이오드에 병렬로 접속되며, 상용 전원과 고전압 트랜스의 1차 권선의 직렬 회로가 상기 역도통 가능한 제 1 및 제 2 반도체 스위치 소자의 접속점과 상기 제 1 및 제 2 다이오드의 접속점 사이에 접속되고, 상기 고전압 트랜스의 2차 권선의 출력은 고전압 정류 회로를 통해 마그네트론을 가압하는 마그네트론 구동용 전원이 제공된다.

Description

마그네트론 구동용 전원{MAGNETRON DRIVE POWER SUPPLY}
종래의 마그네트론 구동용 전원에 대해 첨부된 도면을 참조하여 설명한다. 도 29는 종래의 마그네트론 구동용 전원의 회로도이다. 종래의 마그네트론 구동용 전원은 일단 교류인 상용 전원(1)을 다이오드 브리지(2)를 통해 직류 전압으로 변환하고, 인버터 회로(5)는 반도체 스위치 소자(3, 4)를 턴 온 및 턴 오프함으로써 고전압 트랜스(6)의 1차 권선에 고주파 전압을 발생시키고, 고전압 트랜스(2)는 2차 권선에 고주파 고전압을 여기한다. 이 고주파 고전압은 고전압 정류 회로(7)에 의해 직류 고전압으로 정류되고, 이 직류 고전압은 마그네트론(8)에 인가된다. 마그네트론(8)은 이 직류 고전압으로 구동되어, 2.45GHz의 전파를 발생한다.
도 30은 종래의 마그네트론 구동용 전원의 동작 파형을 나타낸 도면이다. 상용 전원(1)의 교류 전압(V1)은 다이오드 브리지(2)를 통해 직류 전압으로 정류된다. 인덕터(9)와 콘덴서(10)는 평활 회로를 구성하지만, 콘텐서(10)는 인버터 회로(5)를 최소화하기 위해 20kHz 내지 50kHz의 범위에서 동작하는 인버터 회로(5)에 대해 직류 전압을 유지할 수 있을 정도의 용량을 가지며, 상용 전원(1)의 주파수(50Hz E는 60Hz)에 대해서는 평활하는 능력을 갖지 않는다. 이 때문에, 콘덴서(10)의 전압(V10)은 상용 전원(1)을 단순히 전파(全波) 정류한 파형을 나타내고, 거의 0 볼트부터 상용 전원(1)의 최대 전압까지 변동하는 맥동 파형을 나타낸다. 인버터 회로(5)는 맥동하는 콘덴서(10)의 전압(V10)에 근거하여 동작하기 때문에, 고전압 트랜스(6)의 1차 권선에 발생되는 고주파 전압의 포락선 파형은 도면 부호 V6(Lp)으로 나타낸 파형으로 되고, 콘덴서(10)의 전압(V10)이 낮은 기간에서는 동일하게 낮은 전압만이 발생될 수 있다.
한편, 마그네트론(8)의 동작 특성은 도 31에 나타낸 바와 같이 소정의 전압 이상이 양극과 음극 사이에 인가되지 않으면, 양극 전류가 흐르지 않는 비선형인 전압 전류 특성을 나타낸다. 따라서, 고전압 트랜스(6)의 1차 권선에 발생되는 전압이 낮은 기간에서는 2차 권선에 여기되는 전압도 동시에 낮게 되기 때문에, 마그네트론(8)에 인가되는 전압(V8)의 파형에서, 도면에 나타낸 바와 같이 VAK(TH)에 도달되지 않게 되는 기간이 발생된다. 이 기간에서는 마그네트론(8)이 발진을 중지하기 때문에, 전력이 부하인 마그네트론(8)에서 소비되지 않아, 상용 전원(10)의 전류(I1)가 흐르지 않게 된다. 그 결과, 상용 전원(1)의 전류(I1)의 파형은 도 30에 나타낸 바와 같이 전류가 0으로 되는 기간을 갖는 큰 왜곡을 가진 파형으로 되어, 마그네트론 구동용 전원의 역률이 저하되고, 고주파 전류가 입력 전류에 발생되게 한다.
이와 같은 문제점을 해결하기 위해, 도 32에 나타낸 회로 구성은 액티브 필터 회로(13)가 인버터 회로(5)의 전단에 설치되어, 입력 전류의 역률을 향상하고,고주파를 억제하는 것이 제안된다. 액티브 필터 회로(13)는 소위 승압 초퍼 회로를 구성하여, 반도체 스위치 소자(17)의 온 시간비율에 근거하여 승압 전압을 제어할 수 있다.
상기 동작에 대해 도 33을 참조하여 설명한다. 상용 전원(1)의 전압은 도면 부호 V1으로 나타낸 교류 전압 파형을 나타낸다. 액티브 필터 회로(13)는 반도체 스위치 소자(14)를 턴 온 및 턴 오프함으로써 다이오드 브리지(2)를 통해 교류 전압(V1)을 전파 정류한 전압을 제어하여, 콘덴서(15)에 승압 전압을 발생시킨다. 승압 전압(V15)은 콘덴서(15)의 용량에 따라 맥동률을 변화시키지만, 도 29의 구성에서의 도면 부호 V10과 같이 완전히 0까지 저하되는 것을 방지할 수 있다. 따라서, 고전압 트랜스(6)의 1차 권선에 발생된 전압(V6(Lp))은 상용 전원(1)의 전압이 0근방이어도 소정의 값 이상을 발생시킬 수 있다. 그 결과, 마그네트론(8)에 인가된 전압이 항상 발진 가능 전압 이상으로 유지되는 것이 가능하게 된다. 그 결과, 입력 전류(I1)는 도면에 나타낸 바와 같이 전류가 0으로 되는 기간을 갖지 않는 정현파와 거의 같은 파형으로 할 수 있어, 입력 역률의 향상 및 고조파 전류의 억제가 가능하게 된다.
그러나, 이와 같은 구성에서는 액티브 필터 회로(13)가 인버터 회로(5)에 부가되어, 전력 변환의 과정이 정류 -> 승압 -> 고조파 발생(인버터 회로) -> 고전압 정류로 된다. 따라서, 전력 변환의 과정이 증가되어, 변환 효율의 저하와 회로 크기의 증대가 과제로 된다.
따라서, 일본 특허 제 1998-271846호는 구성 부품과 회로 기능의 공용화를도모한 구성을 공개하고 있다. 도 34는 일본 특허 제 1998-271846호의 회로 구성을 나타낸 회로도이다. 이 회로 구성에 의하면, 승압 기능 동작 및 인버터 기능 동작은 한번에 행해져, 입력 효율을 향상시키고 회로 구성을 간소화한다. 도 35 및 도 36은 회로 동작을 설명한 도면이다. 도 35a 내지 도 35d는 반도체 스위치 소자(Q1, Q2)의 턴 온 및 턴 오프에 의해 통전 경로를 설명한 도면이고, 도 36은 이것에 대응한 동작 파형도이다. 이 회로 동작에 대해 도 35 및 도 36을 참조하여 설명한다. 설명의 편의상, 상용 전원(1)의 전압 극성이 도면에 도시된 방향으로 되고, 반도체 스위치 소자(Q2)가 온 상태부터 시작된다. 반도체 스위치 소자(Q2)가 온일 때, 도 35a에 나타낸 바와 같이 전류가 콘텐서(C2) -> 상용 전원(1) -> 유도성 부하 회로(19) -> 반도체 스위치 소자(Q2)의 경로로 흐르고, 도 36a에 나타낸 바와 같이 반도체 스위치 소자(Q2)의 전류(IQ2)는 단조 증가된다. 반도체 스위치 소자(Q2)가 소정의 기간에서 턴 오프되면, 전류 경로는 도 35b의 상태로 천이되어, 전류가 다이오드(D2) -> 상용 전원(1) -> 유도성 부하 회로(19) -> 다이오드(D3) -> 콘덴서(1)의 경로로 흐르게 되어, 콘덴서(C1)가 충전된다. 유도성 부하 회로(19)에 축적된 에너지가 모두 방출되면, 도 35c에서 콘덴서(C1)를 전원으로 하여 콘텐서(C1) -> 반도체 스위치 자(Q1) -> 유도성 부하 회로(19) -> 상용 전원(1) -> 콘텐서(C2)의 경로로 전류가 흐른다. 반도체 스위치 소자(Q1)가 소정의 시간에서 턴 오프되면, 유도성 부하 회로(19)는 전류가 동일한 방향으로 흐르게 되기 때문에, 전류가 도 35d에 나타낸 경로(상용 전원(1) -> 콘덴서(C2) -> 다이오드(D4) -> 유도성 부하 회로(19))로 흘러, 콘덴서(C1)는 유도성 부하 회로(19)에 축적된 에너지에 의해 충전된다. 유도성 부하 회로(19)에 축적된 에너지가 모두 방출되면, 전류가 다시 도 35a의 경로로 흘러, 회로 동작이 계속된다. 일본 특허 제 1999-271846에는 기재되어 있지 않지만, 이 동작을 실현하기 위해서는 수학식 1에 나타낸 바와 같은 용량 관계가 콘덴서(C1)와 콘덴서(C2) 사이에 요구된다.
C1 >> C2
상기 관계를 만족하기 위해, 전해 콘덴서와 같은 대용량에 대응할 수 있는 콘덴서가 콘덴서(C1)으로서 이용될 필요가 있다.
이와 같은 동작이 수행됨으로써, 상용 전원(1)으로부터의 전류가 전원 주기의 거의 전체 영역에 걸쳐 흐를 수 있게 되어, 입력 전류의 역율을 향상시키고, 고조파를 억제하며, 회로를 간소화한다.
인덕터(9)와 콘덴서(10)가 평활 회로를 구성하지만, 콘덴서(10)는 인버터 회로(5)의 소형화가 진행되는 현재 상태하에서, 동작 주파수(20kHz 내지 50kHz)에 대해 직류 전압을 유지할 수 있을 정도의 용량을 가지고, 상용 전원(1)의 주파수에 대해 평활하는 능력을 갖지 않는다. 따라서, 도 30에 나타낸 바와 같이 콘덴서(10)의 전압(V10)은 상용 전원(1)을 단순히 전파 정류한 파형을 나타내고, 거의 0전압부터 상용 전원(1)의 최대 전압까지 변동하는 맥동 파형을 나타낸다. 인버터 회로(5)는 맥동하는 콘덴서(10)의 전압(V10)에 근거하여 동작하기 때문에, 고압 트랜스(6)의 1차 권선에 발생되는 고주파 전압의 포락선 파형은 도면 부호 V6(Lp)에 나타낸 바와 같은 파형으로 되어, 콘덴서(10)의 전압(V10)이 낮은 기간에서는 동일하게 낮은 전압만이 발생될 수 있다. 즉, 전압이 비선형 특성을 갖는 마그네트론(8)에서 발진하는 임계값(VAK(TH))에 도달되지 않게 되는 기간이 발생된다. 이 기간에서 마그네트론(8)이 발진을 정지함으로써, 전력이 부하인 마그네트론(8)에서 소비되지 않아, 상용 전원(1)의 전류(I1)는 흐르지 않게 되고, 전류가 0으로 되는 기간을 갖는 큰 왜곡을 가진 파형으로 되어, 역율을 저하시키고, 입력 전류에 고조파 전유를 발생시키게 된다.
따라서, 승압 초퍼 회로가 상용 전원으로부터의 맥동 파형의 곡간 부근에서 전압을 보완하기 위한 회로 구성으로서 이용되고, 구성 부품 및 회로 구성이 부품수를 감소하고 소형화하는 관점으로 공유되며, 승압 기능 동작과 인버터 기능 동작이 한번에 행해지는 다수의 방법이 제안되고 있고, 대표적인 것이 일본 특허 제 1998-271846호 기재되어 있다. 도 34는 일본 특허 제 1998-271846호의 회로 구성을 나타낸 회로도이다. 그러나, 일본 특허 제 1998-271846호에서의 부하 회로(11)는 방전등과 같은 작은 전력을 소모하는 구성 부품이고, 전자 레인지와 같이 큰 전력을 다루는 전원 장치에서, 승압 동작과 인버터 동작을 조절하는 반도체 스위치 소자(Q1, Q2)를 턴 온/오프하기 위한 구동 신호는 승압용 콘덴서를 충방전하기 위한 기간, 즉 데드 타임을 필요로 하지 않다. 더욱이, 전자 레이지와 같이 가열 설정에서의 강,중약과 같은 가열 전력(소비 전력)의 조정이 필요하지 않기 때문에, 상용 전원(1)의 0 전압부와 최대 전압부, 또는 상용 전원(1)의 극성이 변화되는 순간에서의 반도체 스위치 소자(Q1, Q2)의 구동 신호의 제어도 특히 주의할 필요가 없다.
그러나, 상기에서 설명된 종래의 구성은 다음 문제점을 수반하여, 높은 회로효율을 충분히 제공할 수 없다.
도 36의 동작 파형도에 있어서, 다이오드(D2)를 통해 흐르는 전류는 도면 부호 ID2로 나타낸 전류이다. 다이오드(D2)에 인가된 전압은 도면 부호 Vd2와 같이 변화된다. 다이오드(D2)의 전류는 도 36b의 기간으로부터 도 36c로 천이되는 타이밍에서 이상적으로 0으로 되지만, 실제의 다이오드는 턴 오프시에 회복 전류를 발생한다. 회복 전류가 발생될 때, 스위칭 손실이 인가 전압과의 곱으로서 다이오드에 발생된다. 따라서, 스위칭 속도(Trr)가 빠른 특성이 다이오드(D1, D2)에 요구된다. 그러나, 빠른 스우칭 속도(Trr)의 특성을 갖는 다이오드의 또 다른 다이오드의 특성인 순방향 온 전압(VF)이 높게 되는 경향이 있고, 이 경우, 가압시의 온 손실이 크게 된다. 그 결과, 다이오드(D1, D2)의 손실은 크게 되어, 회로의 전체 효율이 충분히 높게 될 수 없다.
그러나, 일본 특허 제 1998-271846호에 기재되어 있는 종래예에서 나타낸 구성은 조명 기기를 대상으로 한 것이고, 조명 기기의 변환 전력은 최대 100W 내지 200W정도이다. 따라서, 회로를 통해 흐르는 전류로서, 몇 A 정도의 순간 전류만이 흐르기 때문에, 스위칭 속도를 중시한 설계로 하여 순방향 온 전압(VF)이 높게 되도록 다이오드가 설계되어도, 다이오드의 손실이 그다지 증가되지 않게 설계하는 것이 가능하다.
한편, 전자 레인지 등에 이용되는 마그네트론 구동용 전원은 변환 전력이 100W 내지 1500W 정도의 대전력을 다루기 때문에, 회로에 흐르는 전류로서, 최대 40A 내지 50A의 대전류가 흐른다. 따라서, 다이오드가 스위칭 속도를 중시하여 설계되면, 순방향 온 전압(VF)이 높게 되기 때문에, 다이오드가 도통될 때의 손실(도통 손실)이 크게 되어, 스위칭 속도를 빠르게 함으로써 손실을 저감하는 효과를 감소시킨다. 가정용 전자 레인지의 냉각 능력은 전자 레이지의 크기 및 코스트의 요소에 인해 저절로 한정되기 때문에, 스위칭 속도를 빠르게 하고 순방향 온 전압(VF)의 상승을 억제하기 위해, 다이오드를 대형화하거나, 한정된 냉각 조건하에서 방열하기 위한 대형의 방열 팬을 이용할 필요가 있다. 따라서, 마그네트론 구동용 전원에 있어서, 변환 효율의 증가와 회로 각 부분에서 발생되는 손실의 감소는 필수 조건으로 된다. 따라서, 종래예에서 나타낸 구성을 마그네트론 구동용 전원에 인가하는 것은 손실을 저감하는 관점에서 매우 어렵게 된다. 따라서, 상기 구성을 마그네트론 구동용 전원에 적용하기 위해서는 다이오드의 스위칭 손실과 온 손실의 증가를 억제하는 회로와 같은 구성이 필요로 된다. 변환 전력의 크기 때문에, 전해 콘덴서가 마그네트론 구동용 전원에 이용되면, 고용량 및 높은 절연의 전해 콘덴서가 전해 콘덴서의 맥동 전류를 억제하기 위해 필요로 된다. 이것은 전원 자체의 대형화를 초래하기 때문에, 마그네트론 구동용 전원을 탑재하는 전자 레인지의 크기 증가를 유발하고, 고주파 스위칭 동작에 의해 마그네트론 구동용 전원의 크기와 무게를 감소하는 효과가 감소된다.
본 발명은 전자 레인지 등의 마그네트론을 부하로 하는 마그네트론 구동용 전원에 관한 것이다.
도 1은 본 발명의 제 1 실시예에서의 마그네트론 구동용 전원의 회로도.
도 2a 내지 2e는 본 발명의 제 1 실시예에서의 마그네트론 구동용 전원의 동작 모드에서의 전류 경로도.
도 3은 본 발명의 제 1 실시예에서의 인버터 회로의 동작 파형도.
도 4는 본 발명의 제 1 실시예에서의 마그네트론 구동용 전원의 동작 파형도.
도 5는 본 발명의 제 1 실시예의 수정된 실시예에서의 마그네트론 구동용 전원의 구성을 보여주는 회로도.
도 6은 본 발명의 제 2 실시예에서의 마그네트론 구동용 전원의 회로도.
도 7은 본 발명의 제 2 실시예에서의 인버터 회로의 동작 파형도.
도 8a 내지 8g는 본 발명의 제 2 실시예에서의 마그네트론 구동용 전원의 동작 모드에서의 전류 경로도.
도 9는 본 발명의 제 2 실시예에서 콘덴서를 반도체 스위치 소자에 병렬로 접속한 회로도.
도 10은 본 발명의 제 2 실시예에서 콘덴서를 반도체 스위치 소자에 접속한 회로도.
도 11은 본 발명의 제 2 실시예에서 콘덴서를 고압 트랜스에 병렬로 접속한 회로도.
도 12는 본 발명의 제 3 실시예에서의 마그네트론 구동용 전원의 회로도.
도 13a 및 13b은 본 발명의 제 3 실시예에서의 반도체 스위치 소자의 구동 신호 파형도.
도 14는 본 발명의 제 3 실시예에서의 반도체 스위치 소자의 온 신호폭(Don21)과 변환 전력(P)의 특성도.
도 15a 및 15b는 본 발명의 제 3 실시예에서의 상용 전원의 전류 파형도.
도 16은 본 발명의 제 4 실시예에서의 마그네트론 구동용 전원의 회로도.
도 17a 및 17b는 본 발명의 제 4 실시예에서의 전원 극성 판정 수단의 출력 파형도.
도 18a 및 18b는 본 발명의 제 4 실시예에서의 반도체 스위치 소자의 구동 신호 파형도.
도 19는 본 발명의 제 4 실시예에서의 전원 극성 판정 수단의 또 다른 구성예를 부여주는 회로도.
도 20은 본 발명의 제 4 실시예에서의 전원 극성 판정 수단의 출력 파형도.
도 21은 본 발명의 제 5 실시예에서의 마그네트론 구동용 전원의 회로도.
도 22는 본 발명의 제 5 실시예에서 반도체 스위치 소자의 온 시간비율이 즉시 전환되는 경우의 상용 전원의 전압과 반도체 스위치 소자의 온 시간비율의 파형도.
도 23은 본 발명의 제 5 실시예에서 상용 전원의 전압 극성이 변화되는 경우의 반도체 스위치 소자의 구동 신호 파형도.
도 24a 및 24b는 본 발명의 제 5 실시예에서의 상용 전원의 전류 파형도.
도 25는 본 발명의 제 5 실시예에서의 상용 전원의 전압과 반도체 스위치 소자의 온 시간비율의 파형도.
도 26은 본 발명의 제 6 실시예에서의 마그네트론 구동용 전원의 회로도.
도 27은 본 발명의 제 6 실시예에서의 상용 전원의 전압과 반도체 스위치 소자의 온 시간비율의 파형도.
도 28a 및 28b는 본 발명의 제 6 실시예에서의 반도체 스위치 소자의 동작 파형도이며, 도 28a는 본 실시예에서와 같이 온 시간비율이 상용 전원의 전압에 따라 변화되는 경우의 최대 전압에서의 동작 파형도이고, 도 28b는 본 실시예에서와 같이 온 시간비가 변화되지 않는 경우의 최대 전압에서의 동작 파형도.
도 29는 종래의 마그네트론 구동용 전원을 보여주는 회로도.
도 30은 도 29의 종래의 마그네트론 구동용 전원의 동작 파형도.
도 31은 마그네트론의 동작 특성을 보여주는 도면.
도 32는 액티브 필터 회로가 추가된 종래의 마그네트론 구동용 전원을 보여주는 회로도.
도 33은 도 32의 마그네트론 구동용 전원의 동작 파형도.
도 34는 일본 특허 제 1998-271846호에 개시된 전원 장치의 회로도.
도 35a 내지 35d는 도 34의 전원 장치의 각 동작 모드에서의 전류 경로를 보여주는 회로도.
도 36은 도 34의 전원 장치의 동작 파형도.
도 37은 본 발명의 제 7 실시예에서의 마그네트론 구동용 전원에서 상용 전원과 반도체 스위치 소자 온 시간비율 사이의 관계를 보여주는 도면.
도 38은 본 발명의 제 7 실시예에서의 마그네트론 구동용 전원에서 변극점 부근에서의 반도체 스위치 소자의 구동 신호 파형도.
도 39는 본 발명의 제 8 실시예에서의 마그네트론 구동용 전원의 회로도.
도 40은 본 발명의 제 8 실시예의 마그네트론 구동용 전원에서의 전원 극성 판정 수단의 출력 파형도.
도 41은 본 발명의 제 8 실시예의 마그네트론 구동용 전원에서 변극점 부근에서의 반도체 스위치 소자의 구동 신호 파형도.
도 42는 본 발명의 제 9 실시예에서의 마그네트론 구동용 전원의 회로도.
도 43은 본 발명의 제 9 실시예에서의 마그네트론 구동용 전원의 반도체의 접속을 보여주는 도면.
도 44는 본 발명의 제 10 실시예에서의 마그네트론 구동용 전원의 회로도.
도 45는 본 발명의 제 10 실시예에서의 마그네트론 구동용 전원의 반도체의접속을 보여주는 도면.
도 46은 본 발명의 제 11 실시예의 마그네트론 구동용 전원에서 플라이휠 다이오드로서 고속 제품을 이용한 경우의 전류 및 전압 파형도.
도 47은 본 발명의 제 11 실시예의 마그네트론 구동용 전원에서 플라이휠 다이오드로서 저속 제품을 이용한 경우의 전류 및 전압 파형도.
도 48은 본 발명의 제 11 실시예의 마그네트론 구동용 전원에서 정류 다이오드를 이용한 경우의 전류 및 전압 파형도.
도 49는 본 발명의 제 11 실시예의 마그네트론 구동용 전원에서의 상용 주파수에서 본 경우의 정류 다이오드의 전류 및 전압 파형도.
도 50은 본 발명의 제 11 실시예의 마그네트론 구동용 전원의 다이오드의 특성도.
도 51은 본 발명의 제 12 실시예에서의 마그네트론 구동용 전원의 반도체의 접속을 보여주는 도면.
도 52는 본 발명의 제 13 실시예에서의 마그네트론 구동용 전원의 반도체의 접속을 보여주는 도면.
도 53은 또 다른 종래 기술의 마그네트론 구동용 전원의 회로 구성도.
본 발명은 입력 전류의 왜곡을 억제하고, 고조파의 발생을 억제하고, 입력 역률을 높이고, 회로를 간소화하며, 1kW 이상의 대전력이 변환되어도 회로 효율을 향상시키는 것이 가능한 마그네트론 구동용 전원을 제공하는 것을 제 1 목적으로한다.
상기에서 설명된 바와 같은 구성은 이하의 문제점을 수반한다. 전자 레인지와 같은 대전력을 실제로 다루는 기기의 제어에 있어서, 반도체 스위치 소자의 온/오프 타이밍이 전원 전압의 극성에 따라 전환될 필요가 있는 회로 구성이 이용되면, 승압 차징업 기능과 인버터 기능을 조절하기 위한 하나의 반도체 스위치 소자와, 인버터 기능만을 조절하기 위한 나머지 반도체 스위치 소자가 변극점에서 전환될 때의 듀티비나 전환 타이밍에 근거하여 차징업 콘덴서의 충방전이 잘 전환되지 않으면, 침 형상의 왜곡이 입력 전류에 변극점 부근에서 발생되기 때문에, 그 극성이 변하는 변극점에서 구동 신호를 제어하는 것이 매우 중요하게 된다. 종래, 이와 같은 회로 구성에 있어서는 방전등과 같은 부하 회로가 작은 전력을 소비하고, 미세한 전류를 가지며, 차징업 콘덴서의 용량도 작기 때문에, 입력 전류 왜곡은 거의 확인되지 않는다. 그러나, 전자 레인지와 같이 많은 전력을 소비하는 부하 회로의 경우, 입력 전류 파형이 크게 왜곡되고, 역률이 저하되며, 고조파 성분이 증가될 우려가 있다.
더욱이, 입력 전류의 왜곡을 억제하고, 고조파 발생을 억제하며, 입력의 역률을 증가시킬 수 있는 마그네트론 구동용 전원은 반도체 스위치를 포함하는 2개의 플라이휠 다이오드와 2개의 정류 다이오드를 필요로 한다. 저가의 구성으로서 하나의 패키지에 정류 다이오드를 수용하는 것이 적용되면, 이와 같은 구성의 소자가 일반적으로 사용되는 것이 적기 때문에, 코스트 감소는 기대되지 않는다. 그래서, 도 53에 나타낸 바와 같은 범용 정류 브리지 다이오드를 적용하는 방법을 이용할수 있지만, 이 방법은 상기에서 설명된 방법보다도 저가로 될 수 있지만, 소자의 개수가 증가되어, 상기 방법이 최상의 방법으로는 고려되지 않는다.
본 발명은 간단한 구성을 가지며, 냉각 능력이 우수한 마그네트론 구동용 전원을 제공하는 것을 제 2 목적으로 한다.
본 발명에 의하면, 상기에서 설명된 문제점을 해결하기 위해, 역도통 가능한 제 1 및 제 2 반도체 스위치 소자의 직렬 접속체와, 제 1 및 제 2 다이오드의 직렬 접속체가 병렬로 접속되고, 제 1 및 제 2 콘덴서는 제 1 및 제 2 다이오드에 병렬로 접속되고, 상용 전원의 직렬 회로와 고전압 트랜스가 제 1 및 제 2 다이오드의 접속점과 역도통 가능한 제 1 및 제 2 반도체 스위치 소자의 접속점 사이에 접속되며, 고전압 트랜스의 고전압 출력이 고전압 정류 회로를 통해 전력을 마그네트론으로 공급하는 마그네트론 구동용 전원이 제공된다.
따라서, 제 1 및 제 2 반도체 스위치 소자가 상보적으로 턴 온 및 턴 오프됨으로써, 상용 전원이 정의 전압 극성을 가지면, 상용 전원의 전압을 승압하여 제공된 전압은 제 2 콘덴서에 인가되고, 상용 전원이 반대의 전압 극성을 가지면, 상용 전원을 승압하여 제공된 전압은 제 1 콘덴서에 인가된다. 고전압 트랜스의 1차 권선에 인가된 전압은 승압된 전압에 의존하기 때문에, 상용 전원의 전압이 낮는 기간에서도 마그네트론을 발진하는데 필요한 전압이 고전압 트랜스의 1차 권선에 항상 인가될 수 있고, 입력 전류가 상용 전원의 거의 모든 영역에 걸쳐 흐르게 되어, 왜곡이 적은 입력 전류가 제공될 수 있다. 또한, 상기 제 1 및 제 2 반도체 스위치 소자는 고주파 전류가 고전압 트랜스의 1차 권선으로 흐르게 하는 인버터 동작과,승압된 전압을 제 1 및 제 2 콘덴서에 인가하는 동작을 한번에 행할 수 있기 때문에, 인버터는 최소한의 구성 부품으로 구성될 수 있어, 인버터 회로를 소형화할 수 있다. 회로 동작에 있어서, 제 1 및 제 2 다이오드가 반도체 스위치 소자에 의해 턴 오프되어, 회로 모드가 전환되기 때문에, 다이오드는 스위칭 속도에 제약을 받지 않고 순방향 온 전압 VF을 중시하여 설계될 수 있고, 다이오드의 손실이 극히 적게 되어, 인버터 회로를 고효율화할 수 있다.
설명된 구성에 있어서, 본 발명은 극성이 변화되는 변극점 부근에서 제 1 및 제 2 반도체 스위치의 온오프 듀티비가 각각 50%로 설정하고, 승압 차징업 기능과 안버터 기능을 조절하기 위한 하나의 반도체 스위치 소자와, 인버터 기능만을 조절하기 위한 나머지 반도체 스위치 소자가 극성이 변화되는 변극점 부근에서 전환된다. 이와 같은 수단에 의해, 극성이 변화되는 변극점 부근에서 승압 차징업 기능과 인버터 기능을 조절하기 위한 하나의 반도체 스위치 소자가 차징업 콘덴서의 충방전을 완료할 때 전환될 수 있기 때문에, 고주파 성분이 절단된 입력 전류가 안정된 고역률로 제공될 수 있다.
더욱이, 상기에서 설명된 문제점을 해결하기 위해, 본 발명은 제 1 및 제 2 반도체 스위치의 직렬 접속체; 상기 제 1 및 제 2 반도체 스위치에 역병렬로 구성된 제 1 및 제 2 플라이휠 다이오드; 상기 반도체 스위치에 병렬로 접속된 제 1 및 제 2 정류 다이오드의 직렬 접속체; 상기 제 1 및 제 2 정류 다이오드에 병렬로 접속된 제 1 및 제 2 콘덴서; 상기 제 1 및 제 2 스위치의 접속점과 제 1 및 제 2 정류 다이오드의 접속점 사이에 접속되고, 서로 직렬로 접속되는 상용 전원 및 고전압 트랜스의 1차 권선; 및 상기 고전압 트랜스의 2차측 출력에 접속되는 고전압 정류 회로와 마그네트론을 포함하고, 상기 제 1 및 제 2 플라이휠 다이오드 및 제 1 및 제 2 정류 다이오드가 하나의 패키지에 수용되는 것을 특징으로 하는 마그네트론 구동용 전원을 제공한다.
따라서, 다이오드가 낭비되지 않고 이용될 수 있고, 더욱이 반도체 스위치에 다이오드를 포함할 필요가 없게 되어, 저가의 마그네트론 구동용 전원가 제공될 수 있다.
청구항 제 1 내지 3항에 기재된 발명에 의하면, 마그네트론 구동용 전원에 있어서, 역도통 가능한 제 1 및 제 2 반도체 스위치 소자의 직렬 접속체와, 제 1 및 제 2 다이오드의 직렬 접속체가 병렬로 접속되고, 제 1 및 제 2 콘덴서가 상기제 1 및 제 2 다이오드에 병렬로 접속되고, 상용 전원과 고전압 트랜스의 1차 권선의 직렬 회로가 상기 역도통 가능한 제 1 및 제 2 반도체 스위치 소자의 접속점과 상기 제 1 및 제 2 다이오드의 접속점 사이에 접속되며, 상기 고전압 트랜스의 2차 권선의 출력은 고전압 정류 회로를 통해 마그네트론을 가압하여, 상용 전원의 전압이 낮은 기간에서도 마그네트론을 발진시킬 수 있는 전압이 고전압 트랜스의 1차 권선에 인가될 수 있고, 입력 전류가 항상 흐를 수 있기 때문에, 왜곡이 적은 입력 전류가 제공될 수 있어, 마그네트론 구동용 전원의 역률을 향상시키는 것이 가능하게 된다. 또한, 2개의 반도체 스위치 소자가 상보적으로 턴 온 및 턴 오프됨으로써, 고주파 전류가 고전압 트랜스의 1차 권선으로 흐르게 하는 인버터 동작과, 제 1 및 제 2 콘덴서에 승압된 전압을 발생하는 동작이 한번에 행해져, 회로 구성 부품수가 최소화될 수 있으며, 전력 변환 단계수가 적게 되기 때문에, 전력 변환율을 향상할 수 있다. 제 1 및 제 2 다이오드가 반도체 스위치 소제에 의해 턴 오프되기 때문에, 순방향 온 전압을 중시한 다이오드 특성을 설계하는 것이 가능하게 되고, 인버터 회로의 회로 효율을 향상시킬 수 있다.
청구항 제 4항에 기재된 발명에 의하면, 특히 제 1항 또는 2항에 기재된 마그네트론 구동용 전원에 있어서, 제 3 콘덴서가 제 1 및 제 2 반도체 스위치 소자와 고전압 트랜스의 1차 권선의 적어도 1개소에 병렬로 접속된다. 따라서, 제 1 및 제 2 반도체 스위치 소자가 각각 턴 오프될 때, 반도체 스위치 소자에 인가된 전압이 소정의 기울기로 서서히 증가 또는 감소되어, 반도체 스위치 소자의 스위칭 손실이 저감될 수 있고, 인버터 회로의 전력 변환 효율을 향상시킬 수 있다.
청구항 5항의 기재의 발명에 의하면, 역도통 가능한 제 1 및 제 2 반도체 스위치 소자의 직렬 접속체와, 제 1 및 제 2 다이오드의 직렬 접속체가 병렬로 접속되고, 제 1 및 제 2 콘덴서가 상기 제 1 및 제 2 다이오드에 병렬로 접속되고, 상용 전원과 고전압 트랜스의 1차 권선의 직렬 회로가 상기 역도통 가능한 제 1 및 제 2 도전체 스위치 소자의 접속점과 상기 제 1 및 제 2 다이오드의 접속점 사이에 접속되고, 상기 고전압 트랜스의 2차 권선의 출력은 고전압 정류 회로를 통해 마그네트론을 가압하며, 상기 제 1 및 제 2 반도체 스위치 소자를 구동하기 위한 구동 회로가 제공되어, 상기 제 1 및 제 2 반도체 스위치 소자를 상보적으로 구동하며, 상용 전원이 정 또는 부의 극성인지에 따라 구동 신호를 전환하여, 상용 전원의 전압이 낮은 기간에서도 마그네트론을 발지할 수 있는 전압이 고전압 트랜스의 1차 권선에 인가될 수 있고, 입력 전류가 항상 흐를 수 있기 때문에, 왜곡이 적은 입력 전류가 제공될 수 있어, 마그네트론 구동용 전원의 역률을 향상시키는 것이 가능하게 된다. 2개의 반도체 스위치 소자가 상보적으로 턴 온 및 턴 오프됨으로써, 고주파 전류가 고전압 트랜스의 1차 권선으로 흐르게 하는 인버터 동작과, 제 1 및 제 2 콘덴서에 승압된 저압을 발생하는 동작이 한번에 행해져, 회로 구성 부품수가 최소화될 수 있고, 전력 변환 단계수가 적게 될 수 있기 때문에, 전력 변환 효율을 향상시킬 수 있다. 제 1 및 제 2 다이오드가 반도체 스위치 소자에 의해 턴 오프되기 때문에, 순방향 온 전압을 중시한 다이오드 특성을 설계하는 것이 가능하게 되어, 인버터 회로의 회로 효율을 향상할 수 있다. 반도체 스위치 소자의 온 신호폭과 인버터 회로의 변환 전력 사이의 관계가 상용 전원의 전압 특성에 따라 상이한특성을 나타내어도, 그 극성에 따라 대칭된 입력 전류가 항상 제공될 수 있다. 반도체 스위치 소자의 온 시간비율이 인버터 회로의 변환 전력을 증가 또는 저감하기 위해 제어되어도, 정현파와 거의 같은 입력 전력을 항상 유지할 수 있다.
청구항 제 6 내지 제 8항에 기재된 발명에 의하면, 청구항 제 5항에 기재된 마그네트론 구동용 전원은 상용 전원의 극성을 판정하기 위한 전원 특성 판정 수단을 포함하고, 상기 구동 회로는 전원 극성 판정 수단의 판정 정보에 근거하여 제 1 및 제 2 반도체 스위치 소자의 구동 신호를 전환한다. 따라서, 전원 극성 판정 수단이 상용 전원의 전압 극성을 판정하여, 반도체 스위치 소자의 신호가 전환되어, 정 및 부의 극성에 대등한 입력 전류가 제공될 수 있고, 마그네트론 구동용 전원의 역률이 향상될 수 있으며, 고조파가 억제될 수 있다.
청구항 제 9항에 기재된 발명에 의하면, 청구항 제 5 내지 제 8항중 어느 한 항에 기재된 마그네트론 구동용 전원에 있어서, 구동 신호가 상용 전원의 제로 크로스점(zero-cross point) 부근에서 소정의 변화율로 변화됨으로써, 상용 전원의 제로 크로스점 부근에서의 반도체 스위치 소자의 온 시간의 변화량이 작게 된다. 따라서, 반도체 스위치 소자의 온 시간비율이 약 50%로부터 벗어난 상태에서 상기 동작이 행해져도, 침 형상의 전류의 발생이 입력 전류에서 억제될 수 있어, 높은 역률의 마그네트론 구동용 전원이 제공될 수 있다.
청구항 제 10항에 기재된 발명에 의하면, 청구항 제 5 내지 제 9항중 어느 한 항에 기재된 마그네트론 구동용 전원에 있어서, 제 2 반도체 스위치 소자의 도통 시간은 상용 전원의 전압이 정방향으로 높은 기간에서 상용 전원의 전압에 따라짧게 되도록 변화되고, 반대로, 제 1 반도체 스위치 소자의 도통 시간은 상용 전원이 부방향으로 높은 기간에서 상용 전원의 전압에 따라 짧게 되도록 변화됨으로써, 상용 전원의 정 및 부의 전압이 최대로 되는 시점에서의 반도체 스위치 소자 및 인버터 회로를 통해 흐르는 전류의 최대값이 억제될 수 있어, 반도체 스위치 소자의 전류와 고전압 트랜스의 전류의 실효값이 억제될 수 있고, 인버터 회로의 발생 손실을이 감소될 수 있다.
청구항 제 11항 기재의 발명에 의하면, 고주파 가열 전원 장치에 있어서, 역도통 가능한 제 1 및 제 2 반도체 스위치 소자의 직렬 접속체와, 제 1 및 제 2 다이오드의 직렬 접속체가 병렬로 접속되고, 제 1 및 제 2 콘덴서가 상기 제 1 및 제 2 다이오드에 병렬로 접속되고, 상용 전원과 고전압 트랜스의 1차 권선의 직렬 회로가 상기 역도통 가능한 제 1 및 제 2 반도체 스위치 소자의 접속점과 상기 제 1 및 제 2 다이오드의 접속점 사이에 접속되고, 상기 고전압 트랜스의 2차 권선의 출력은 고전압 정류 회로를 통해 마그네트론을 구동하며, 상기 역도통 가능한 제 1 및 제 2 반도체 스위치 소자의 온오프 듀티비 각각이 상기 상용 전원의 극성이 변화되는 변극점 부근에서 50%로 설정된다.
청구항 제 12항 기재의 발명에 의하면, 고주파 가열 전원 장치에 있어서, 역도통 가능한 제 1 및 제 2 반도체 스위치 소자의 직렬 접속체와, 제 1 및 제 2 다이오드의 직렬 접속체가 병렬로 접속되고, 제 1 및 제 2 콘덴서가 상기 제 1 및 제 2 다이오드에 병렬로 접속되고, 상용 전원과 고전압 트랜스의 1차 권선의 직렬 회로가 상기 역도통 가능한 제 1 및 제 2 반도체 스위치 소자의 접속점과 상기 제 1및 제 2 다이오드의 접속점 사이에 접속되고, 상기 고전압 트랜스의 2차 권선의 출력은 고전압 정류 회로를 통해 마그네트론을 구동하며, 극성 판정 수단이 상용 전원의 변극점 부근을 제어하는데 제공되면서, 그 변극점을 검출함으로써, 승압 차징업 기능과 인버터 기능 모두의 역할과 인버터 기능만의 역할을 상보적으로 동시에 행하기 위한 역도통 가능한 제 1 및 제 2 반도체 스위치 소자의 역할이 전환될 수 있다.
청구항 제 11 및 제 12항의 구성에 의하면, 상용 전원의 극성이 전자 레인지와 같이 큰 전력을 소비하는 부하 회로에서도 변화되는 변극점에서 침 형상과 같은 형상의 입력 전류 파형 왜곡을 억제하고, 역률의 저하와 고조파 성분의 확대도 억제할 수 있는 것이 가능하게 된다.
청구항 제 13항에 기재된 발명에 의하면, 마그네트론 구동용 전원은 제 1 및 제 2 반도체 스위치의 직렬 접속체; 상기 제 1 및 제 2 반도체 스위치에 역병렬로 구성된 제 1 및 제 2 플라이휠 다이오드; 상기 반도체 스위치에 병렬로 접속된 제 1 및 제 2 정류 다이오드의 직렬 접속체; 상기 제 1 및 제 2 정류 다이오드에 병렬로 접속된 제 1 및 제 2 콘덴서; 서로 직렬로 접속되고, 상기 제 1 및 제 2 반도체 스위치의 접속점과 제 1 및 제 2 정류 다이오드의 접속점 사이에 접속된 상용 전원과 고전압 트랜스의 1차 권선; 및 상기 고전압 트랜스의 2차 출력에 접속된 고전압 정류 회로와 마그네트론을 포함하고, 상기 제 1 및 제 2 플라이휠 다이오드와 상기 제 1 및 제 2 정류 다이오드가 하나의 캐피지에 수용된 것을 특징으로 한다.
따라서, 다이오드가 낭비되지 않고 이용될 수 있고, 더욱이 반도체 스위치에다이오드를 포함할 필요가 없게 되어, 저가의 마그네트론 구동용 전원이 제공될 수 있다.
청구항 제 14항에 기재된 발명에 의하면, 특히 청구항 제 13항에 기재된 마그네트론 구동용 전원에 있어서, 상기 제 1 및 제 2 반도체 스위치는 하나의 패키지에 수용된다.
따라서, 부품수가 보다 저감될 수 있고, 간이한 구성으로 소형화된 마그네트론 구동용 전원이 제공될 수 있다.
청구항 제 15항에 기재된 발명에 의하면, 특히 청구항 제 13 또는 14항에 기재된 마그네트론 구동용 전원에 있어서, 낮은 온 전압을 갖는 다이오드가 제 1 및 제 2 정류 다이오드로서 이용되고, 고속 다이오드가 제 1 및 제 2 플라이휠 다이오드로서 이용된다.
따라서, 각 다이오드의 손실을 최소화하고, 방열 팬의 크기를 소형화하는 것이 가능하게 되어, 냉각 능력이 우수한 저가의 마그네트론 구동용 전원이 제공될 수 있다.
청구항 제 16항에 기재된 발명에 의하면, 특히 청구항 제 13 내지 15항중 어느 한 항에 기재된 마그네트론 구동용 전원에 있어서, 제 1 및 제 2 반도체 스위치, 제 1 및 제 2 플라이휠 다이오드, 제 1 및 제 2 정류 다이오드가 하나의 패키지에 수용된다.
따라서, 인버터의 1차측 회로 전체의 반도체 소자가 하나의 패키지에 수용되어, 보다 소형화된 마그네트론 구동용 전원이 제공될 수 있다.
청구항 제 17항에 기재된 발명에 의하면, 특히 청구항 제 16항에 기재된 마그네트론 구동용 전원은 제 1 및 제 2 반도체 스위치를 구동하기 위한 구동 회로를 포함한다.
따라서, 드라이버가 반도체 모듈에 설치되어, 보다 소형화된 마그네트론 구동용 전원이 제공될 수 있다.
이하, 본 발명의 실시예에 대해, 첨부 도면을 참조하면서 설명한다.
(실시예 1)
본 발명의 제 1 실시예에 대해 도 1 내지 도 3을 참조하여 설명한다. 도 1은 본 발명의 제 1 실시예의 마그네트론 구동용 전원을 나타내는 회로도이다. 제 1 및 제 2 반도체 스위치 소자(20, 21)의 직렬 접속체와, 제 1 및 제 2 다이오드(22, 23)의 직렬 접속체가 병렬로 접속되고, 제 1 및 제 2 콘덴서(24, 25)가 제 1 및 제 2 다이오드(22 및 23)에 병렬로 접속되며, 상용 전원(1)과 고전압 트랜스(26)의 직렬 회로가 반도체 스위치 소자(20, 21)의 접속점과 다이오드(22, 23)의 접속점 사이에 접속된다. 고전압 트랜스(26)의 2차 권선 출력은 고전압 정류 회로(7)에 접속되어, 마그네트론(8)에 직류 고전압을 인가한다. 마그네트론(8)은 이 직류 고전압에 의해 가압되어, 2.45GHz의 전파를 발생한다. 또한, 본 실시예에서 제 1 및 제 2 반도체 스위치 소자는 순방향으로 도통되는 IGBT(절연 게이트 양극성 트랜지스터)와, IGBT와 역병렬로 접속된 다이오드로 기술되지만, MOSFET와 같이 소자 내부에 다이오드를 구성한 소자가 또한 이용될 수 있는 것은 말할 필요도 없다.
도 2a 내지 도 2e는 인버터 회로의 기간에서의 전류가 흐르는 경로를 나타낸도면이고, 도 3은 이것에 대응한 동작 파형도이다. 상용 전원(1)의 극성이 도면에 도시된 바와 같이 반도체 스위치 소자(21)가 온 상태부터 설명을 시작한다. 이 상태에서는 전류가 도 2a에 나타낸 바와 같이 상용 전원(1) -> 고전압 트랜스(26)의 1차 권선 -> 반도체 스위치 소자(21) -> 다이오드(23)의 경로로 흐르고, 도 3a의 기간에서 도면 부호 I21으로 나타낸 전류가 반도체 스위치 소자(21) 및 고압 트랜스(26)의 1차 권선으로 흐름으로써, 고전압 트랜스(26)의 1차 권선에 에너지를 축적한다. 반도체 스위치 소자(21)가 소정의 시간에서 오프되면, 고전압 트랜스(26)의 1차 권선 전류는 동일 방향으로 계속 흐르게 되기 때문에, 이번에는 도 2b에 나타낸 바와 같이 상용 전원(1) -> 고전압 트랜스(16)의 1차 권선 -> 반도체 스위치 소자(20)의 병렬 다이오드 -> 콘덴서(24)의 경로로 고전압 트랜스(26)의 1차 권선에 축적된 에너지를 콘덴서에 충전한다. 이 동작에 의해, 상용 전원(1)의 전압을 승압한 전압이 콘덴서(24)에 축적된다. 고전압 트랜스(26)의 1차 권선에 축적된 에너지가 모두 방출될 때, 도 2c의 경로가 형성되고, 이번에는 콘덴서(24) -> 반도체 스위치 소자(20) -> 고전압 트랜스(26)의 1차 권선 -> 상용 전원(1)의 경로로 콘덴서(24)에 충전된 에너지가 방출된다. 반도체 스위치 소자(20)가 소정의 기간에서 오프되면, 고전압 트랜스(26)의 1차 권선은 전류가 동일 방향으로 계속 흐르도록 하기 때문에, 도 2d와 같이 고전압 트랜스(26)의 1차 권선 -> 상용 전원(1) -> 콘덴서(25) -> 반도체 스위치 소자(21)의 병렬 다이오드의 경로로 전류가 흐른다. 상용 전원(1)이 도면에 도시된 전압 극성과 반대의 전압 극성을 가지면, 반도체 스위치 소자(20, 21), 다이오드(22, 23) 및 콘덴서(24, 25)의 동작만이 전환되어, 유사한 동작이 실행된다.
상기의 동작에 있어서, 콘덴서(24, 25)는 반도체 스위치 소자(20, 21)의 턴 온 및 턴 오프에 의해 고압 트랜스(26)의 1차 권선에 고주파 전류를 발생시키는 인버터 동작과 상용 전원(1)의 전압을 승압하여 제공된 전압을 콘덴서(24, 25)에 발생시키는 동작 모두를 할 수 있는 용량으로 설계되고, 콘덴서(24)의 용량은 콘덴서(25)의 용량과 동일하게 구성된다. 그 결과, 상용 전원(1)이 도면에 도시된 전압 극성을 가지면, 상용 전원(1)의 전압을 승압하여 제공된 전압이 콘덴서(24)에 축적되고, 반대로 상용 전원(1)이 도면에 도시된 전압 극성과 반대의 전압 극성을 가지면, 상용 전원(1)의 전압을 승압하여 제공된 전압이 콘덴서(25)에 축적된다. 따라서, 콘덴서(24)에 발생된 전압은 상용 전원(1)의 전압 극성에 관계없이 콘덴서(25)에 발생된 전압과 동일하게 될 수 있기 때문에, 상용 전원(1)의 전류는 전압 극성에 대해 대칭 파형으로 될 수 있다. 이와 같은 동작이 계속됨으로써, 도 4에 나타낸 바와 같이 상용 전원(1)의 주기에 대해 콘덴서(24 및 25)의 전압 파형은 상용 전원(1)의 전압 극성에 따라 승압된 전압을 발생시킨다. 따라서, 고전압 트랜스(26)의 1차 권선에 흐르는 전류의 포락선 파형은 도면 부호 V26(Lp)에 나타낸 바와 같은 파형이 된다. 고전압 트랜스(26)는 이 전압을 승압하고, 승압된 전압을 마그네트론(8)에 인가하기 때문에, 마그네트론(8)에 인가되는 전압은 도면 부호 V8과 같은 파형을 나타내고, 발진 전압(VAK(TH)) 이상의 전압을 항상 유지하는 것이 가능하게 된다. 그 결과, 입력 전류(I1)는 상용 전원(1)의 모든 주기에서 흐를 수 있고, 역률의 개선, 고주파의 제어를 실현할 수 있다.
도 3에 있어서 천이가 기간(a)에서 기간(b)로 이루어질 때, 다이오드(23)를 차단하는 동작이 수행되지만, 전류 경로로서 직렬로 접속되는 반도체 스위치 소자(21)가 전류를 차단하여, 다이오드(23)의 스위칭 속도는 요구되지 않는다. 또한, 오프시에 다이오드(23)에 인가되는 전압은 0이기 때문에 턴오프시의 스위칭 손실은 전혀 발생되지 않는다. 따라서, 다이오드(22, 23)의 설계로서는 순방향 온 전압(VF)을 중시한 설계로 도통시의 손실을 중점적으로 제어하도록 설계하는 것이 가능하게 되고, 다이오드(22, 23)의 소형화와 동시에 다이오드(22, 23)를 냉각하는 구성의 간소화를 도모하는 것이 용이하게 된다. 특히, 전자 레인지에서 이용되는 마그네트론 구동용 전원은 1000W이상의 고전력을 다루기 때문에, 인버터 회로의 전류는 40A 내지 50A 정도의 매우 큰 전류 레벨로 되어, 다이오드(22, 23)의 설계에서 순방향 온 전압(VF)을 중시하여 도통 손실을 저감하는 것은 인버터 회로의 효율을 향상시키는데 유익할 수 있다. 따라서, 인버터 회로의 전체 전력 손실이 극소화될 수 있어, 효율이 높은 마그네트론 구동용 전원이 제공될 수 있다.
따라서, 본 실시예의 마그네트론 구동용 전원에 있어서는 종래예에서 나타낸 회로도의 회로 동작과는 완전히 다른 회로 동작을 수행함으로써, 순방향 온 전압(VF)을 중시하는 다이오드(22, 23)를 설계하는 것이 가능하게 되어, 다이오드(22, 23)의 손실이 극소화되고, 마그네트론 구동용 전원의 전체 전력 변환 효율이 향상된다. 이 이점은 콘덴서(24, 25)가 인버터 동작과 콘덴서(24, 25)에 상용 전원(1)의 전압을 승압하여 제공된 전압을 인가하는 동작 모두를 이용함으로써 발휘되는 본 발명에서의 특정 이점이고, 종래예에서 열거한 일본 특허 제 10-271846호의 콘덴서의 회로 기능과 회로 동작과는 다른 콘덴서의 회로 기능과 회로 동작에 의해 제공된다.
도 5는 본 실시예의 마그네트론 구동용 전원의 실제 회로 구성을 나타내고, 상용 전원(1)의 출력에 인덕터(27)와 콘덴서(28)로 구성된 저역 필터(29)를 설치함으로써, 인버터 회로의 고주파 전류가 상용 전원으로 흐르지 않게 된다. 따라서, 저역 필터(29)가 상용 전원(1)와 인버터 회로 사이에 삽입되어, 인버터 회로의 고주파 전류 또는 전압이 상용 전원측으로 들어가지 않도록 함으로써, 단자 노이즈를 저감할 수 있게 된다. 본 구성이 적용되면, 상기에서 설명된 동작은 변경되지 않는다.
(실시예 2)
도 6은 본 발명의 제 2 실시예에서의 마그네트론 구동용 전원의 회로도이다. 이 회로 구성에 있어서는 상기에서 설명된 실시예 1의 회로 구성에 더하여 콘덴서(30)가 반도체 스위치 소자(21)에 병렬로 접속된다.
도 7은 본 실시예의 동작 파형도이고, 도 8a 내지 도 8g는 본 실시예의 기간에서의 전류 경로를 나타낸 도면이다. 상용 전원(1)의 전압 극성이 도면에 도시된 바와 같이 반도체 스위치 소자(21)가 온 상태부터 설명을 시작한다. 반도체 스위치 소자(2)가 온 상태에서는 전류가 상용 전원(1)으로부터 고전압 트랜스(26)의 1차 권선을 통해 흘러, 도 8a의 경로를 형성한다. 이 때, 반도체 스위치 소자(21)에 흐르는 전류는 도 7에 나타낸 바와 같이 선형적으로 증가된다. 반도체 스위치 소자(21)가 어떤 일정 시간에서 턴 오프되면, 고전압 트랜스(26)의 1차 권선의 전류는 동일한 방향으로 계속 흐르고자 하기 때문에, 전류 경로는 도 8b의 상태로 되어, 반도체 스위치 소자(21)에 병렬로 접속된 콘덴서(30)가 충전된다. 이 때, 반도체 스위치 소자(21)의 전압(V21)은 콘덴서(30)의 충전 속도로 상승된다. 콘덴서(30)의 전압(V21)이 콘덴서(24)의 전압과 동일하게 되면, 반도체 스위치 소자(20)의 병렬 다이오드가 도통되고, 콘덴서(24)를 충전하는 전류 경로가 형성되어, 천이가 도 8c의 기간으로 된다. 콘덴서(24)의 충전이 완료되면, 반도체 스위치 소자(20)가 턴 온되어, 콘덴서(24)의 전하가 도 8d에 나타낸 콘덴서(24) -> 반도체 스위치 소자(20) -> 고전압 트랜스(26)의 1차 권선 -> 상용 전원(1)의 경로로 방출된다. 이 때, 반도체 스위치 소자(20)를 통해 흐르는 전류의 파형은 도 7에 나타낸 바와 같은 파형으로 된다. 반도체 스위치 소자(20)가 소정의 시간에서 턴 오프되면, 도 8e의 경로로 반도체 스위치 소자(21)에 병렬로 접속된 콘덴서(30)의 전하를 방전하는 경로가 형성되어, 콘덴서(30)가 방전된다. 이 때, 반도체 스위치 소자(21)에 걸리는 전압(V21)은 서서히 감소되고, 반대로 반도체 스위치 소자(20)에 걸리는 전압(V20)은 서서히 상승한다. 콘덴서(30)의 방전이 완료되어, 반도체 스위치 소자(21)에 인가된 전압이 0으로 되면, 도 8f의 전류 경로가 형성되어, 반도체 스위치 소자(21)에 병렬로 접속된 다이오드가 도통된다. 다음에, 반도체 스위치 소자(21)가 턴 온되면, 도 8g의 전류 경로가 형성되어, 콘덴서(25)에 축적된 전하가 방전된다. 콘덴서(25)의 방전이 완료되면, 도 8a의 상태로 천이된다.
상용 전원(1)이 도면에 도시된 전압 극성과 반대의 전압 극성을 가지면, 반도체 스위치 소자(20, 21), 콘덴서(24, 25) 및 다이오드(22, 23)의 동작이 전환되어, 유사한 동작이 실행된다.
본 실시예에 있어서는 다이오드(22, 23)의 손실이 상기에서 설명된 실시예와 같이 발생되지 않아, 다이오드(22, 23)의 발생 손실은 순방향 온 전압(VF)을 중시한 다이오드(22, 23)의 설계로 극소화될 수 있다. 더욱이, 반도체 스위치 소자(20, 21)에 인가된 전압은 반도체 스위치 소자(20, 21)가 턴 온/오프될 때, 콘덴서(30)의 충방전을 이용하여 느리게 상승됨으로써, 스위칭시의 발생 손실이 저감될 수 있다. 즉, 실제의 반도체 스위치 소자는 온 상태에서 오프 상태, 온 상태에서 오프 상태로 천이될 때 항상 천이 기간을 가지며, 스위칭 손실은 전압과 전류가 동시에 발생되는 천이 기간에서 발생된다. 특히, 대전류를 다루는데 적합한 IGBT(절연 게이트 양극성 트랜지시터)나 BJT(양극 접합 트랜지스터)와 같이 양극성 동작을 수행함으로써 반도체 소자의 전류 밀도를 획득하는 반도체 스위치 소자에 있어서는 게이트 신호가 턴 오프되면, 소자내의 잔여 홀이 즉시 삭감되지 않기 때문에, 콜렉터 전류는 즉시 차단될 수 없고, 수 100ns 내지 수 ㎲의 천이 기간이 발생된다. 그러나, 본 실시예에 있어서는 반도체 스위치 소자에 인가된 전압이 이 타이밍에서 느리게 변화되어, 전류가 차단될 때까지의 기간에서 느리게 상승하기 때문에, 반도체 스위치 소자(20, 21)가 턴 온/오프될 때의 스위칭 손실을 매우 적게 하는 것이 가능하게 되고, 더욱이 회로 효율을 높이는 것이 가능하게 된다.
도 9는 콘덴서(30)가 반도체 스위치 소자(20)에 병렬로 접속된 구성을 나타낸다. 이 경우에 있어서는 콘덴서(30)를 충방전하는 타이밍이 상기에서 설명된 타이밍과 반대로 되지만, 반도체 스위치 소자(20, 21)에 인가된 전압을 느리게 변화시키는 작용은 상기에서 설명된 것과 유사하다. 따라서, 상기에서 설명된 도 6의 경우와 같이, 다이오드(22, 23)를 순방향 온 전압(VF)의 중시로 설계하여, 다이오드(22, 23)의 손실이 극소화될 수 있음과 동시에 반도체 스위치 소자(20, 21)의 발생 손실이 저감될 수 있고, 마그네트론 구동용 전원의 전력 변환 효율을 향상시키는 것이 가능하게 된다.
도 10은 콘덴서(31, 32)가 반도체 스위치 소자(20, 21)에 접속된 구성을 나타낸다. 이 경우에, 상기에서 설명된 예와 같이 동일한 전압 그래디언트를 제공하기 위해, 상기에서 설명된 콘덴서(30)의 절반 용량을 갖는 콘덴서가 접속될 수 있다. 이 경우, 콘덴서(31, 32)가 마그네트론 구동 전원에 주는 작용은 상기에서 설명된 도 6 또는 도 9의 작용과 동일하지만, 콘덴서(31)가 충전될 때 콘덴서(32)가 방전되고, 반대로 콘덴서(31)가 방전될 때 콘덴서(32)가 충전되어, 유사한 이점을 제공한다.
도 11은 콘덴서(30)가 고전압 트랜스(26)의 1차 권선에 병렬로 접속된 구성을 나타낸다. 이 경우, 고전압 트랜스(26)의 1차 권선의 전압이 콘덴서(30)의 동작에 의해 느리게 변화됨으로써, 반도체 스위치 소자(20, 21)의 전압이 느르게 변화되어, 상기에서 설명된 예와 유사한 이점을 제공한다.
(실시예 3)
본 발명의 제 3 실시예에 대해 도 12 내지 도 15를 참조하여 설명한다.
도 12는 본 발명의 제 3 실시예에서의 마그네트론 구동용 전원의 회로도이다. 상기에 설명된 실시예와 동일한 부분은 도 12의 참조 번호와 동일하게 나타내고, 상세한 설명은 생략한다. 구동 회로(33)는 반도체 스위치 소자(20, 21)를 구동하여 인버터 회로를 동작시킨다. 구동 회로(33)에 의해 반도체 스위치 소자(20, 21)로 전송된 구동 신호는 도 13a에 나타낸 바와 같이 데드 타임을 갖고, 상보적으로 턴 온 및 턴 오프되는 파형을 갖는다. 따라서, 반도체 스위치 소자(20, 21)가 상보적으로 턴 온 및 턴 오프됨으로써, 인버터 회로는 전력을 마그네트론(8)으로 전달한다.
도 14는 반도체 스위치 소자(21)의 온 시간비율(Don21)과 인버터 회로의 변환 전력(P) 사이의 관계를 나타낸다. 도면에서, 실선으로 나타낸 곡선은 상용 전원(1)이 도 12에 나타낸 전압 극성을 가질 때, 변환 전력(P)의 변화를 나타내고, 파선으로 나타낸 곡선은 상용 전원(1)이 도 12에 나타낸 전압 극성과 반대의 전압 극성을 가질 때, 변환 전력(P)의 변화를 나타낸다. 따라서, 반도체 스위치 소자(21)의 온 시간비율(Don21)과 인버터 회로의 변환 전력(P) 사이의 관계는 상용 전원(1)의 전압 극성에 의존하여 변경된다. 따라서, 반도체 스위치 소자(21)의 온 시간비율(Don21)이 약 50%인 상태에서는 동일한 전력 변환이 상용 전원(1)의 정부 전압 극성에 관계없이 수행될 수 있어, 상용 전원(1)의 전류는 도 15b에 나타낸 바와 같이 전압 극성에 따라 대칭 파형으로 될 수 있다. 그러나, 상용 전원(1)의 전류를 전압 극성에 따라 대칭된 정현파로 하고자 하면, 변환 전력은 하나의 점으로만 한정된다. 가정용의 전자 레이지등에서는 식품의 가열 시간에 따라 다양한 단계의 가열 전력이 선택된다. 예를 들면, 가열 전력은 "강", "중", "약" 등의 설정에 의해 조정될 필요가 있다. 이것에 대응하기 위해서는 반도체 스위치 소자(21)의 온시간비율(Don21)을 원하는 출력 전력에 따라 변화시키는 것이 필요로 된다. 그러나, 상용 전원(1)의 전압 극성에 관계없이 일정한 온 시간비율(Don21)로 원하는 출력 전력으로 조정하고자 하면, 도 14에 나타낸 반도체 스위치(21)의 온 시간비율(Don21)과 변환 전력(P) 사이의 관계로부터 온 시간비율(Don21)이 50%에서 벗어나, 상용 전원(1)의 전압의 정 및 부의 기간에서 다른 전류 파형이 나타나게 되고, 예를 들어 도 15a에 나타낸 바와 같은 정 및 부의 극성이 불균형한 전류 파형으로 된다. 이 경우, 전류 파형이 대칭 파형으로 되지 않기 때문에, 우수차의 고주파가 발생하고, 결국 역률을 향상할 수 없게 된다.
따라서, 본 실시예에서는 구동 회로(33)가 상용 전원(1)의 전압 극성에 따라 반도체 스위치 소자(20, 21)의 구동 신호를 전환하도록 동작한다. 즉, 상용 전원(1)의 전압 극성이 정이면, 반도체 스위치 소자(20, 21)는 도 13a에 나타낸 바와 같이 온 시간(T1, T2)에서 턴 오프 및 턴 온과 턴 온 및 턴 오프되고, 반대로 상용 전원(1)의 전압 극성이 부이면, 도 13a에서의 반도체 스위치 소자(20, 21)의 온 시간이 도 13b에 나타낸 바와 같이 전환된다. 구동 회로(33)가 이와 같은 방법으로 동작함으로써, 회로에서 마그네트론 구동용 전원의 발생 손실이 저감되는 동안, 마그네트론 구동 전원의 변환 전력이 변화되고, 반도체 스위치 소자(21)의 온 시간비율(Don21)이 약 50%의 상태에서 어느 방향으로 이동되어, 변환 전력이 증감되어도 상용 전원(1)의 전류 파형을 전압 극성에 따라 대칭된 정현파와 같은 파형으로 항상 유지하는 것이 가능하게 된다. 따라서, 변환 전력이 변하여도 높은 전력 변환 효율이 항상 유지하면서 높은 역률로 전류의 왜곡이 없는 동작을 달성하는 것이 가능하게 된다.
(실시예 4)
본 발명의 제 4 실시에에 대해 도 16 내지 도 18을 참조하여 설명한다. 도 16은 본 발명의 제 4 실시예에서의 마그네트론 구동용 전원의 회로도이다. 상기에 설명된 실시예와 동일한 부분은 도 12의 참조 번호와 동일하게 나타내고, 상세한 설명은 생략한다. 전원 극성 판정 수단(34)은 상용 전원(1)의 전압 극성을 판정하고, 본 실시예에서는 예를 들어 포토커플러(35)를 이용하여 실시된다. 상용 전원(1)의 전압이 도 17의 도면 부호 V1과 같이 변경되면, 전압 극성이 도면에 도시된 바와 같을 때, 포토커플러(35)의 발광 다이오드가 발광됨으로써, 수광측의 트랜지스터가 도통된다. 이 때, 전원 극성 판정 수단(34)의 출력은 로우 레벨로 된다. 구동 회로(33)는 이 상태가 정의 전원 극성인 것으로 판정하고, 반도체 스위치 소자(20, 21)의 온 시간을 도 18a에 나타낸 바와 같이 도면 부호 T1 및 T2로서 출력한다. 상용 전원(1)의 전압 극성이 부로 되면, 포토커플러(35)의 발광 다이오드의 발광이 정지되어 수광측 트랜지스터가 턴 오프됨으로써, 전원 극성 판정 수단(34)의 출력은 하이 레벨로 된다. 구동 회로(33)는 이 상태가 상용 전원의 부의 전압 극성인 것으로 판정하여, 반도체 스위치 소자(20, 21)의 온 시간이 도 18b에 나타낸 바와 같이 상용 전원(1)의 전압 극성이 정인 경우와는 반대로 되도록 구동 신호를 출력한다. 이와 같은 동작이 수행됨으로써, 마그네트론 구동용 전원의 변환 전력이 증감되어도 상용 전원(1)의 전류 파형을 전압 극성에 따라 대칭된 정현파와 같은 파형을 항상 유지하는 것이 가능하게 된다. 따라서, 변환 전력이 변하여도, 높은 전력 변환 효율이 항상 유지되면서, 높은 효율로 전류의 왜곡이 없는 동작을 달성하는 것이 가능하게 된다.
도 19는 전원 극성 판정 수단(34)을 콘덴서(25)에 병렬로 접속된 전압 검출 저항으로 실시하는 예를 나타낸다. 이것은 콘덴서(25)에 발생되는 전압이 실시예 1에서 기술한 바와 같이 도 20의 도면 부호 V25와 같이 변하는 것을 이용한다. 즉, 상용 전원(1)의 전압이 도 20에 나타낸 바와 같이 교류 파형을 나타낼 때, 전원 극성이 정이면, 콘덴서(25)의 전압(V25)은 거의 0이다. 한편, 부의 극성이 나타날 때, 상용 전원의 전압을 승압하여 제공된 전압이 도면에 도시된 바와 같이 인버터 회로의 동작에 따라 발생된다. 이 전압은 본 실시예와 같이 저항에 의해 분압되고, 비교기를 이용하여, 전원 극성 판정 수단(34)은 상용 전원(1)의 전압 극성이 기준값 이상으로 되는 기간에서 부인 것을 판정하여, 신호를 구동 회로(33)로 전송한다. 구동 회로(33)는 판정 신호에 근거하여 반도체 스위치 소자(20, 21)의 구동 신호를 전환하도록 동작한다. 이와 같은 동작이 수행됨으로써, 상기에서 설명된 예와 같이, 마그네트론 구동용 전원의 변환 전력이 증감되어도 상용 전원(1)의 전류 파형을 전압 극성에 따라 대칭된 정현파와 같은 파형으로 항상 유지하는 것이 가능하게 된다. 따라서, 변환 전력이 변하여도, 높은 전력 변환 효율이 항상 유지되면서 높은 효율로 전류의 왜곡이 없는 동작을 달성하는 것이 가능하게 된다.
(실시예 5)
본 발명의 제 5 실시예에 대해 도 21 내지 도 25를 참조하여 설명한다. 도 21은 본 발명의 제 5 실시예에서의 마그네트론 구동용 전원의 회로도이다. 구동 회로(33)는 상용 전원(1)의 전압 극성이 변하였을 때, 반도체 스위치 소자(20, 21)의 구동 신호를 전환하도록 동작함과 동시에 전환되는 때에 일정한 변화율로 변하도록 동작한다.
도 22는 상용 전원(1)의 전압 파형(V1)과 반도체 스위치 소자(20, 21)의 온 시간비율(Don20, Don21)의 변화를 나타낸 도면이다. 도 22에서 온 시간비율 변화는 상용 전원(1)의 전압 극성이 변할 때 즉시 전환되고, 그 변화 폭은 △D의 변화양을 갖는다. 도 23은 상용 전원(1)의 전압 극성이 변할 때, 반도체 스위치 소자(20, 21)의 구동 신호가 어떻게 변하는지를 나타낸다. 도 23에서, 시점(ZVP)이 상용 전원(1)의 전압 극성이 변하는 시점이고, 이 시점을 경계로 반도체 스위치 소자(20)의 온 시간은 다음 기간에 온 시간(T1)에서 온 시간(T2)으로 변경된다. 한편, 반도체 스위치 소자(21)의 온 시간은 온 시간(T2)에서 온 시간(T1)으로 변경된다. 이와 같은 동작이 수행되면, 반도체 스위치 소자(20, 21)의 온 시간이 대부분 동일할 때, 온 시간비율 변화폭(△D)이 작기 때문에, 상용 전원(1)의 전압 극성이 변화하는 시점에서의 인버터 회로의 동작의 변화양은 작다. 따라서, 도 24a에 나타낸 바와 같이, 상용 전원(1)의 전류는 상용 전원(1)의 전압 극성이 변화하는 시점에 있어서도 원활한 변화를 나타낸다. 그러나, 반도체 스위치 소자(20, 21)의 온 시간이 인버터 회로의 변환 전력을 이 상태에서 증가 또는 감소하도록 조정되면, 반도체 스위치 소자(20, 21)의 온 시간은 동일하게 되지 않는다. 이 경우, 상용 전원(1)의 전압 극성이 변하는 시점에서의 온 시간의 변화양은 크게 되기 때문에, 상용 전원(1)의 전류 파형은 도 24b에 나타낸 바와 같이 상용 전원(1)의 전압 극성이 변하는 시점에서 인버터 회로의 동작의 변화양이 크게 됨에 따라 과도적으로 침형과 같은 전류 파형이 발생하는 가능성이 있다. 특히, 상용 전원(1)의 전압 극성이 변화하는 시점과 구동 회로가 반도체 스위치 소자(20, 21)의 온 시간을 전환하는 타이밍 사이에 지연이 발생되면, 이 현상은 명백하게 된다.
그러나, 본 실시예의 구성에서는 도 25에 나타낸 바와 같이 상용 전원(1)의 전압 극성이 변할 때, 반도체 스위치 소자(20, 21)의 온 시간비율이 일정한 변화율로 전환되기 때문에, 이 시점에서의 반도체 스위치 소자(20, 21)의 온 시간비율(Don20, Don21)의 변화량은 제한된다. 따라서, 인버터 회로의 변환 전력이 변경되어, 반도체 스위치 소자(20, 21)의 온 시간비율 사이의 차이(△D)가 크게 되어도, 상용 전원(1)의 전류 파형은 항상 원활하게 변경될 수 있어, 어떤 과도한 전류 파형을 나타내지 않고 정현파와 거의 같은 전류 파형이 항상 유지될 수 있다. 또한, 어떤 요인으로 상용 전원(1)의 전압 극성이 변하는 시점과 구동 회로가 반도체 스위치 소자(20, 21)의 온 시간을 전환하는 타이밍 사이에 지연이 발생되어도, 전환할 때 일정한 변화율로 전환되기 때문에, 어느 정도의 타이밍 지연에 대해서는 보증되는 것이 가능하게 된다.
따라서, 본 실시예의 마그네트론 구동용 전원에 있어서는 인버터 회로의 변환 전력이 증가 또는 감소되어 반도체 스위치 소자(20, 21)의 온 시간비율 사이의 차이가 크게 되어도, 과도한 전류를 나타내지 않고 상용 전원(1)의 전류 파형이 거의 정현파와 같은 파형으로 항상 유지되는 것이 가능하게 된다.
또한, 도 25에 나타낸 바와 같이, 반도체 스위치 소자(20, 21)의 온 시간비율(Don20, Don21)가 상용 전원(1)의 전압이 변하는 시점에서 각각 약 50%로 되도록 변하면, 상용 전원(1)의 전류 파형은 실시예 3에서 나타낸 바와 같이 온 시간비율(Don)와 인버터 회로의 변환 전력(P) 사이의 관계로부터 보다 원활하게 변경될 수 있다.
(실시예 6)
본 발명의 제 6 실시예에 대해 도 26 내지 도 28을 참조하여 설명한다. 도 26은 본 발명의 제 6 실시예에서의 마그네트론 구동용 전원의 회로도이다. 전원 극성 판정 수단(34)은 상용 전원(1)의 전압 극성을 판정하여, 상용 전원(1)이 정 또는 부의 전압 극성을 갖는지를 나타내는 신호를 구동 회로(33)로 전송한다. 구동 회로(33)은 이 판정 신호에 근거하여 반도체 스위치 소자(20, 21)의 온 시간비율을 전환하도록 동작함과 동시에, 상용 전원(1)의 전압이 정방향으로 큰 시간에서는 반도체 스위치 소자(21)의 온 시간비율(Don21)을 상용 전원(1)의 전압값에 따라 감소하도록 동작하고, 상용 전원(1)의 전압이 부방향으로 크면, 반도체 스위치 소자(20)의 온 시간비율(Don20)을 상용 전원(1)의 전압값에 따라 감소하도록 동작한다. 도 27은 이 상태를 나타낸 것이고, 반도체 스위치 소자(20, 21)의 온 시간비율은 상용 전원(1)의 전압에 따라 Don20 및 Don21과 같이 변화한다. 따라서, 반도체 스위치 소자(20, 21)의 온 시간비율이 제어됨으로써, 상용 전원(1)의 전류 파형(I1)은 최대값의 부분이 도면에 도시된 바와 같이 약 정현파에 비해 강압되도록 사다리꼴파와 같은 파형으로 변화된다. 동일한 변환 전력을 다루기 위해, 전류 파형이 정현파보다는 사다리꼴파로 제어되면, 최대 전류값은 작게 될 수 있다. 도28a 및 도 28b는 온 시간비율이 상용 전원(1)의 전압에 따라 제어되는 경우와 입력 전류가 일정한 온 시간비율로 정현파와 거의 같은 파형으로 되는 경우의 최대 전류 시간에서의 반도체 스위치 소자(20, 21)의 전류 및 전압 파형을 나타낸다. 도 28a는 온 시간비율(Don20, Don21)이 상용 전원(1)의 전압에 따라 제어되는 경우의 파혀예를 나타내고, 도 28b는 입력 전류가 정현파와 거의 같은 파형으로 되는 경우의 파형예를 나타낸다. 이들 파형을 비교하면, 도 28a의 파형에서 반도체 스위치 소자(21)의 전류 최대치(I21(max))가 도 28b의 파형에 비해 작게 된다. 그 결과, 반도체 스위치 소자의 전류 실효값은 낮게 되기 때문에, 리드선이나 프린트 기판상에서 배선하는 경우에서의 손실이 저감될 수 있고, 인버터 회로의 손실이 저감될 수 있다. 반도체 스위치 소자(20, 21)가 온으로 됨과 동시에 전류가 고전압 트랜스의 1차 권선으로 흐르기 때문에, 반도체 스위치 소자의 전류 실효값을 저감하는 것은 동시에 고전압 트랜스(26)의 1차 권선의 전류 실효값을 저감하게 된다. 고전압 트랜스(26)에서 발생되는 손실은 전류가 권선으로 흐르게 됨으로써 발생되는 구리 손실과 페라이트 코어와 같은 자기 회로에서 발생되는 손실로 크게 분류될 수 있다. 특히, 구리 손실 부분은 권선의 등가 직렬 저항(Rs)과 통전 전류의 실효값(I)의 2승곱으로 크게 표현될 수 있다. 따라서, 본 실시예와 같이 반도체 스위치 소자의 온 시간비율이 상용 전원(1)의 전압에 따라 변화되어, 전류 실효값을 저감함으로써, 고압 트랜스(26)의 1차 권선의 구리 손실이 대폭 저감될 수 있다. 따라서, 인버터 회로의 손실을 더 저감하는 것이 가능하게 되어, 회로 효율의 향상이 가능하게 된다.
(실시예 7)
도 1은 본 발명의 제 7 실시예에 이용되는 회로 구성을 나타낸다. 제 1 및 제 2 반도체 스위치 소자(20, 21)의 직렬 접속체와, 제 1 및 제 2 다이오드(22, 23)의 직렬 접속체가 병렬로 접속되고, 제 1 및 제 2 콘덴서(24, 25)가 제 1 및 제 2 다이오드(22, 23)에 병렬로 접속되며, 상용 전원(1)과 고전압 트랜스(26)의 직렬 회로가 반도체 스위치 소자(20, 21)의 접속점과 다이오드(22, 23)의 접속점 사이에 접속된다. 고전압 트랜스(26)의 2차 권선 출력은 고전압 정류 회로(7)에 접속되어, 마그네트론(8)에 직류 고전압을 인가한다. 마그네트론(8)은 이 직류 고전압에 의해 구동되어, 2.45GHz의 전파를 발생한다. 본 실시예에서는 제 1 및 제 2 반도체 스위치 소자 각각이 순방향으로 도통되는 IGBT(절연 게이트 양극성 트랜지스터)와 IGBT와 역병렬로 접속된 다이오드로 기술되지만, MOSFET와 같이 소자 내부에 다이오드를 구성한 소자가 또한 이용될 수 있는 것은 말할 필요도 없다.
도 2a 내지 도 2e는 인버터 회로의 기간에서 전류가 흐르는 경로를 나타낸 도면이고, 도 3은 이것에 대응한 동작 파형도이다. 상용 전원(1)의 극성이 도면에 도시된 바와 같이, 반도체 스위치 소자(21)가 온 상태부터 설명을 시작한다. 이 상태에서는 전류가 도 2a에 나타낸 바와 같이 상용 전원(1) -> 고전압 트랜스(26)의 1차 권선 -> 반도체 스위치 소자(21) -> 다이오드(23)의 경로로 흐르고, 도 3a의 기간에서 도면 부호 I21로 나타낸 전류가 반도체 스위치 소자(21) 및 고전압 트랜스(26)의 1차 권선으로 흐름으로써, 고전압 트랜스(26)의 1차 권선에 에너지를 축적한다. 반도체 스위치 소자(21)가 소정의 시간에서 턴 오프되면, 고전압트랜스(26)의 1차 권선 전류는 동일한 방향으로 계속 흐르게 되기 때문에, 이번에는 도 2b에 나타낸 바와 같이, 상용 전원(1) -> 고전압 트랜스(26)의 1차 권선 -> 반도체 스위치 소자(20)의 병렬 다이오드 -> 콘덴서(24)의 경로로 고전압 트랜스(26)의 1차 권선에 축적된 에너지를 콘덴서에 충전한다. 이 동작이 수행됨으로써, 상용 전원(1)의 전압을 승압하여 제공된 전압이 콘덴서(24)에 축적된다. 고전압 트랜스(26)의 1차 권선에 축적된 모든 에너지가 방출되면, 도 2c의 경로가 형성되어, 이번에는 콘덴서(24)에 충전된 에너지가 콘덴서(24) -> 반도체 스위치 소자(20) -> 고전압 트랜스(26)의 1차 권선 -> 상용 전원(1)의 경로로 방출된다. 반도체 스위치 소자(20)가 소정의 기간에서 턴 오프되면, 고전압 트랜스(26)의 1차 권선은 동일한 방향으로 전류가 계속 흐르게 되기 때문에, 도 2d에 나타낸 바와 같이, 고전압 트랜스(26)의 1차 권선 -> 상용 전원(1) -> 콘덴서(25) -> 반도체 스위치 소자(21)의 병렬 다이오드의 경로로 전류가 흐른다. 상용 전원(1)이 도면에 도시된 전압 극성과 반대의 전압 극성을 가지면, 반도체 스위치 소자(20, 21), 다이오드(22, 23) 및 콘덴서(24, 25)의 동작만이 전환되어, 유사한 동작이 실행된다.
상기의 동작에 있어서, 콘덴서(24, 25)는 반도체 스위치 소자(20, 21)의 턴 온/오프에 의해 고전압 트랜스(26)의 1차 권선에 고주파 전류를 발생시키는 인버터 동작과 상용 전원(1)의 전압을 승압하여 제공된 전압을 콘덴서(24, 25)에 발생시키는 동작 모두를 할 수 있는 용량으로 설계되고, 콘덴서(24)의 용량은 콘덴서(25)의 용량과 동일하게 된다. 그 결과, 상용 전원(1)이 도면에 도시된 전압 극성을 가지면, 상용 전원(1)의 전압을 승압하여 제공된 전압이 콘덴서(24)에 축적되고, 반대로 상용 전원(1)이 도면에 도시된 전압 극성과 반대의 전압 극성을 가지면, 상용 전원(1)의 전압을 승압하여 제공된 전압이 콘덴서(25)에 축적된다. 따라서, 콘덴서(24)에 발생된 전압은 상용 전원(1)의 전압 극성에 관계없이 콘덴서(25)에 발생된 전압과 동등하게 될 수 있기 때문에, 상용 전원(1)의 전류는 전압 극성에 따라 대칭 파형으로 될 수 있다. 이와 같은 동작이 계속됨으로써, 도 4에 나타낸 바와 같이 상용 전원(1)의 주기에 대해 콘덴서(24, 25)의 전압 파형은 상용 전원(1)의 전압 극성에 따라 승압된 전압을 발생시킨다. 따라서, 고전압 트랜스(26)의 1차 권선에 흐르는 전류의 포락선 파형은 도면 부호 V26(Lp)에 나타낸 바와 같은 파형으로 된다. 고전압 트랜스(26)는 이 전압을 승압하고, 승압된 전압을 마그네트론(8)에 인가하기 때문에, 마그네트론(8)에 인가되는 전압은 도면 부호 V8과 같은 파형을 나타내며, 발진 전압(VAK(TH)) 이상의 전압을 항상 유지하는 것이 가능하게 된다. 그 결과, 입력 전류(I1)는 상용 전원(1)의 모든 기간에서 흐를 수 있고, 역률의 개선, 고주파의 억제를 실현할 수 있다.
도 3에 있어서 천이가 기간(a)에서 기간(b)로 이루어질 때, 다이오드(23)를 차단하는 동작이 수행되지만, 전류 경로로서 직렬로 접속되는 반도체 스위치 소자(21)가 전류를 차단하여, 다이오드(23)의 스위칭 속도는 요구되지 않는다. 또한, 오프시에 다이오드(23)에 인가되는 전압은 0이기 때문에 턴오프시의 스위칭 손실은 전혀 발생되지 않는다. 따라서, 다이오드(22, 23)의 설계로서는 순방향 온 전압(VF)을 중시한 설계로 도통시의 손실을 중점적으로 제어하도록 설계하는 것이 가능하게 되고, 다이오드(22, 23)의 소형화와 동시에 다이오드(22, 23)를 냉각하는구성의 간소화를 도모하는 것이 용이하게 된다. 특히, 전자 레인지에서 이용되는 마그네트론 구동용 전원은 1000W이상의 고전력을 다루기 때문에, 인버터 회로의 전류는 40A 내지 50A 정도의 매우 큰 전류 레벨로 되어, 다이오드(22, 23)의 설계에서 순방향 온 전압(VF)을 중시하여 도통 손실을 저감하는 것은 인버터 회로의 효율을 향상시키는데 유익할 수 있다. 따라서, 인버터 회로의 전체 전력 손실이 극소화될 수 있어, 효율이 높은 마그네트론 구동용 전원이 제공될 수 있다.
따라서, 본 실시예에서 사용된 마그네트론 구동용 전원에 있어서는 종래예에서 나타낸 회로도의 회로 동작과는 완전히 다른 회로 동작을 수행함으로써, 순방향 온 전압(VF)을 중시하는 다이오드(22, 23)를 설계하는 것이 가능하게 되어, 다이오드(22, 23)의 손실이 극소화되고, 마그네트론 구동용 전원 전체의 전력 변환 효율이 향상된다. 이 이점은 콘덴서(24, 25)가 인버터 동작과 콘덴서(24, 25)에 상용 전원(1)의 전압을 승압하여 제공된 전압을 인가하는 동작 모두를 이용함으로써 발휘되는 본 발명에서의 특정 이점이고, 종래예에서 열거한 일본 특허 제 10-271846호의 콘덴서 회로 기능과 회로 동작과는 다른 콘덴서의 회로 기능과 회로 동작에 의해 제공된다.
도 12는 본 실시예의 마그네트론 구동용 전원의 실제 회로 구성을 나타내고, 상용 전원(1)의 출력에 인덕터(27)와 콘덴서(28)로 구성된 저역 필터(29)를 설치함으로써, 인버터 회로의 고주파 전류가 상용 전원으로 흐르지 않게 된다. 따라서, 저역 필터(29)가 상용 전원(1)와 인버터 회로 사이에 삽입되어, 인버터 회로의 고주파 전류 또는 전압이 상용 전원측으로 들어가지 않도록 함으로써, 단자 잡음을저감할 수 있게 된다. 본 구성이 적용되면, 상기에서 설명된 동작은 변경되지 않는다. 이하, 반도체 스위치 소자(12, 13)의 드라이브 신호를 제어하는 구동 회로(22)를 중심으로 설명해 간다.
구동 회로(33)는 반도체 스위치 소자(20, 21)를 구동하여 인버터 회로를 동작시킨다. 구동 회로(33)에 의해 반도체 스위치 소자(20, 21)로 전송된 구동 신호(Vg20, Vg21)는 도 13a에 나타낸 바와 같이 데드 타임을 갖고, 상보적으로 턴 온 및 턴 오프되는 파형을 갖는다. 따라서, 반도체 스위치 소자(20, 21)가 상보적으로 턴 온 및 턴 오프됨으로써, 인버터 회로는 전력을 마그네트론(8)으로 전달한다.
도 14는 반도체 스위치 소자(21)의 온 시간비율(Don21)과 인버터 회로의 변환 전력(P) 사이의 관계를 나타낸다. 도면에서, 실선으로 나타낸 곡선은 상용 전원(1)이 도 12에 나타낸 전압 극성을 가질 때, 변환 전력(P)의 변화를 나타내고, 파선으로 나타낸 곡선은 상용 전원(1)이 도 12에 나타낸 전압 극성과 반대의 전압 극성을 가질 때, 변환 전력(P)의 변화를 나타낸다. 따라서, 반도체 스위치 소자(21)의 온 시간비율(Don21)과 인버터 회로의 변환 전력(P) 사이의 관계는 상용 전원(1)의 전압 극성에 의존하여 변경된다. 따라서, 반도체 스위치 소자(21)의 온 시간비율(Don21)이 약 50%인 상태에서는 동일한 전력 변환이 상용 전원(1)의 정부 전압 극성에 관계없이 수행될 수 있어, 상용 전원(1)의 전류는 도 15b에 나타낸 바와 같이 전압 극성에 따라 대칭 파형으로 될 수 있다. 그러나, 상용 전원(1)의 전류를 전압 극성에 따라 대칭된 정현파로 하고자 하면, 변환 전력은 하나의 점으로만 한정된다. 가정용의 전자 레이지등에서는 식품의 가열 시간에 따라 다양한 단계의 가열 전력이 선택된다. 예를 들면, 가열 전력은 "강", "중", "약" 등의 설정에 의해 조정될 필요가 있다. 이것에 대응하기 위해서는 반도체 스위치 소자(21)의 온 시간비율(Don21)을 원하는 출력 전력에 따라 변화시키는 것이 필요로 된다. 그러나, 상용 전원(1)의 전압 극성에 관계없이 일정한 온 시간비율(Don21)로 원하는 출력 전력으로 조정하고자 하면, 도 14에 나타낸 반도체 스위치(21)의 온 시간비율(Don21)과 변환 전력(P) 사이의 관계로부터 온 시간비율(Don21)이 50%에서 벗어나, 상용 전원(1)의 전압의 정 및 부의 기간에서 다른 전류 파형이 나타나게 된다. 제어 방법이 잘못 실행되면, 도 15a에 나타낸 바와 같은 정 및 부의 극성이 불균한 전류 파형으로 된다. 이 경우, 전류 파형이 대칭 파형으로 되지 않기 때문에 우수차의 고주파가 발생되어 결국 역율을 향상할 수 없게 된다. 이 경우, 전류 파형이 대칭 파형으로 되지 않기 때문에, 우수차의 고주파가 발생하고, 결국 역률을 향상할 수 없게 된다.
따라서, 본 실시예에서는 구동 회로(33)가 상용 전원(1)의 전압 극성에 따라 반도체 스위치 소자(20, 21)의 구동 신호를 전환하도록 동작한다. 즉, 도 37에 나타낸 바와 같이, 상용 전원(1)의 전압 파형(V1(점선))의 전압 극성이 정이면, 승압 차징업 동작과 인버터 동작을 조절하는 반도체 스위치 소자(13)의 온 시간비율(실선:Don21)이 상승되고, 그 극성이 부이면, 반도체 스위치 소자(13)의 온 시간비율(Don21)이 저하된다. 상용 전원 전압(V1)이 정일때, 최대로 승압 차징업을 할 수 있는 온 시간비율(Don21)이 0볼트에서 최대 전압까지의 곡간부에서 설정되고, 반대로, 온 시간비율(Don21)이 최대 전압 부근(피크 부분)에서 저감된다. 따라서, 반도체 스위치 소자(21)의 온 시간비율(Don13)이 변화됨으로써, 왜곡이 적은 입력 전류를 제공하는 것이 가능하게 되어, "강", "중", "약" 등의 가열 전력이 쉽게 조정될 수 있다. 전압 극성이 부일 때, 승압 차징업 기능과 인버터 기능을 조절하기 위한 다른 반도체 스위치 소자(20)는 상기에서 설명된 반도체 스위치 소자(21)에 후속하여 상보적인 동작을 행하는 것은 말할 필요도 없다.
이 때, 온 시간비율(Don21)은 도 37에서 상용 전원 전압(V1)의 극성이 변경되는 변극점에서 50%로 되고, 변극점부를 상세하게 나타낸 도 38과 같이 Vg21과 Vg20의 온 시간(T1과 T2)은 동일하게 된다. 이 제어하에서, 승압 차징업 기능과 인버터 기능 모두를 조절하기 위한 하나의 반도체 스위치 소자와, 인버터 기능만을 하는 나머지 반도체 스위치 소자의 역할이 변극점에서 원활하게 전환될 수 있다. 그 결과, 입력 전류에서의 변극점 부근에서 발생되는 침 형상의 왜곡가 억제될 수 있어, 안정된 입력 전류가 제공된다.
전체적으로, 회로에서 마그네트론 구동용 전원의 발생 손실이 저감되면서, 마그네트론 구동용 전원의 변환 전력이 변화되고, 반도체 스위치 소자(21)의 온 시간비율(Don21)이 약 50%의 상태로부터 어느 방향으로 이동되어, 변환 전력이 증감되어도, 상용 전원(1)의 전류 파형을 전압 극성에 따라 대칭된 정현파와 같은 파형으로 항상 유지하는 것이 가능하게 된다. 따라서, 변환 전력이 변화되어도, 높은 전력 변환 효율을 유지하면서 높은 역률로 전류의 왜곡이 적은 동작을 실현하는 것이 가능하게 된다.
(실시예 8)
도 39는 본 발명의 제 8 실시예에 이용된 회로도이다. 도 39에 나타낸 전원 극성 판정 수단(23)은 상용 전원(1)의 전압 극성을 판정하여, 상용 전원(1)이 정 또는 부의 전압 극성을 갖는지를 나타내는 신호(도 40에서 V23)를 구동 회로(33)로 전송한다. 그 일예로서, 도 40에 나타낸 바와 같이, 상용 전원 전압(V1)의 극성이 정일 때, 전송된 신호(V23)는 로우 레벨로 설정되고, 그 극성이 부일 때, 신호(V23)는 하이 레벨로 설정된다. 구동 회로(33)는 이 판정 신호에 근거하여 반도체 스위치 소자(20, 21)의 온 시간비율을 전환하도록 동작함과 동시에, 도 37에 나타낸 바와 같이, 상용 전원(1)의 극성에 따라 각각의 온 시간비율을 변화시키고, 상용 전원의 곡간부에서 승압 차징업 기능을 조절하는 반도체 스위치 소자의 온 시간비율을 상승시키며, 반대로 피크부에서 온 시간비율을 저하시키도록 제어하여, 왜곡이 적은 입력 전류(I1)를 제공한다.
이 때, 상용 전원의 극성은 극성 판정 수단(23)에 의해 판정될 수 있기 때문에, 도 41에 나타낸 바와 같이, 변극점인 ZVP가 검출된 후, 인버터 동작의 일주기만큼 동시에 턴 오프되는 휴지 기간이 제공되고, 콘덴서의 방전이 충분히 행해져, 반도체 스위치 소자의 역할이 전환될 수 있다. 본 구성에 있어서, Vg21 및 Vg20의 온 시간(T1, T2)이 도 13에 나타낸 바와 같이 변환점에서의 각 반도체 스위치 소자의 온 오프 듀티비로서 서로 동일하지 않아도, 변극점에서의 침 형상의 입력 전류 왜곡을 억제하는 것이 가능하게 된다.
(실시예 9)
본 발명의 제 9 실시예에 대해 도 42 및 도 43을 참조하여 설명한다. 도 42는 본 발명의 제 9 실시예의 마그네트론 구동용 전원의 회로 구성을 나타내는 도면이다. 제 1 및 제 2 반도체 스위치(7, 8)의 직렬 접속체는 제 1 및 제 2 플라이휠 다이오드(5, 6)의 직렬 접속체에 병렬로 접속된다. 직렬 접속된 제 1 및 제 2 반도체 스위치(7, 8)는 제 1 및 제 2 정류 다이오드(3, 4)의 직렬 접속체에 병렬로 접속된다. 제 1 및 제 2 콘덴서(9, 10)는 제 1 정류 다이오드(3) 및 제 2 정류 다이오드(4)에 접속되고, 상용 전원(1), 필터(2) 및 고전압 트랜스(11)는 제 1 및 제 2 정류 다이오드(3, 4)의 접속점과 제 1 및 제 2 반도체 스위치(7, 8)의 접속점 사이에 접속된다. 고전압 트랜스(11)의 2차 권선 출력은 고압 정류 회로(12)에 접속되어, 직류 고전압을 마그네트론(13)에 인가한다. 마그네트론(13)은 이 직류 고전압에 근거하여 2.45GHz의 전파를 발생한다. 본 실시예의 마그네트론 구동용 전원의 동작은 종래예와 동일하기 때문에, 설명을 생략한다.
제 1 및 제 2 정류 다이오드(3, 4)와 제 1 및 제 2 플라이휠 다이오드(5, 6)는 정류 다이오드 브리지(14)로서 하나의 패키지에 수용되고, 제 1 및 제 2 반도체 스위치(7, 8)로서 플라이휠 다이오드를 포함하지 않는 반도체 스위치가 패치지에 수용된다. 이와 같은 구성은 반도체 스위치(7, 8)에 플라이휠 다이오드를 포함할 필요가 없게 되기 때문에, 저가의 구성을 적용하는 것이 가능하게 된다. 도 43은 이 구성을 적용하는 경우의 접속도이다. 다이오드의 특성으로서, 고속 다이오드 브리지로서 이용되는 속도로 동작하는 다이오드(trr:5㎲이하)가 적합하다.
이 구성이 적용되면, 반도체의 손실은 균일하게 되는 경향이 있기 때문에,냉각 균형이 좋게 되어, 특정 소자만 온도 상승이 크게 되는 것을 방지하는 것이 가능하게 된다.
상기에서 설명된 바와 같이 본 실시예에 의하면, 정류 다이오드(3, 4)와 플라이휠 다이오드(5, 6)가 정류 브리지(14)로서 실시됨으로써, 정류 브리지(14)의 다이오드가 낭비되지 않고 이용될 수 있고, 더욱이 반도체 스위치(7, 8)에 다이오드를 포함할 필요가 없게 되어, 저가의 마그네트론 구동용 전원이 제공될 수 있다.
(실시예 10)
마그네트론 구동용 전원의 제 10 실시예에 대해 도 44 및 도 45를 참조하여 설명한다. 도 44는 본 발명의 제 10 실시예의 마그네트론 구동용 전원의 회로 구성을 나타내는 도면이다. 제 10 실시예의 마그네트론 구동용 전원의 구성이 제 9 실시예의 마그네트론 구동용 전원의 구성과 다른 점은 반도체 스위치(7, 8)가 하나의 패키지에 수용되는 점이다.
이와 같은 구성을 취함으로써, 정류 다이오드 브리지(14)와 제 1 모듈 소자(20)의 2소자로 인버터의 일차측의 반도체 소자를 구성하는 것이 가능하게 된다. 도 45에 이 경우의 각 반도체의 접속도를 나타낸다. 이 구성은 실장된 패키지의 수를 저감하고, 인버터를 소형화하며, 반도체 스위치(7, 8) 상호간에 절연할 필요가 없게 되는 것이 가능하여, 방열 팬을 분리하고, 절연 시트를 사용할 필요가 없게 된다.
상기에서 설명된 바와 같이 본 실시예에 의하면, 반도체 스위치(7, 8)가 모듈로서 실시됨으로써, 인버터의 소형화가 가능하게 되고, 간이한 구성으로 소형화된 마그네트론 구동용 전원이 제공될 수 있다.
(실시예 11)
본 발명의 마그네트론 구동용 전원의 제 11 실시예에 대해 도 46 내지 도 49를 참조하여 설명한다. 본 실시예의 마그네트론 구동용 전원의 구성은 도 42 및 도 44를 참조하여 설명된 구성과 동일하기 때문에, 상세한 설명을 생략한다.
상기 구성의 동작은 다음과 같다. 도 46 내지 도 49는 본 실시예에서의 부분 파형을 나타내는 도면이다. 도 46은 고속 제품이 플라이휠 다이오드(5, 6)로서 이용되는 경우의 플라이휠 다이오드(5, 6)의 전류 및 전압 파형을 나타낸다. 도 46으로부터 알 수 있는 바와 같이, 다이오드가 턴 온될 때 발생되는 손실과 다이오드가 턴 오프될 때 발생되는 손실, 즉 파형의 전류와 전압의 곱이 고속 제품을 이용함으로써 감소된다. 도 47은 저속 제품을 이용했을 때의 전류, 전압 파형을 나타낸다. 도 47로부터 알 수 있는 바와 같이, 다이오드가 느리게 턴 온되면, 큰 역전압이 반도체 스위치(7, 8)에 인가되고, 다이오드가 턴 온될 때 발생되는 스위칭 손실이 증가된다. 턴 오프가 느리면, 특히 반도체 스위치(7, 8)가 턴 오프된 후에도 전류가 계속 흐르면, 턴 오프시의 손실은 증가된다. 따라서, 스위칭 속도를 중시한 소자가 플라이휠 다이오드(5, 6)에 요구된다.
한편, 도 48은 정류 다이오드(3, 4)의 전류 및 전압 파형을 나타낸다. 도 49는 상용 주파수에서 본 경우의 정류 다이오드(3, 4)의 전류 및 전압 파형을 나타낸다. 도 49에 나타낸 바와 같이, 다이오드가 정류 다이오드(3, 4)로 흐르는 기간에서 정류 다이오드(3, 4)가 턴 오프될 때에도, 정류 다이오드(3, 4)에 전압이 조금밖에 발생되지 않고, 그 때의 전류 및 전압의 곱도 작게 되기 때문에, 도 48로부터 알 수 있는 바와 같이, 정류 다이오드(3, 4)의 전류 파형에서 스위칭 손실이 적고, 온 손실, 즉 정상 상태에서 흐를 때의 전류 및 전압의 곱이 지배적이다. 따라서, 다이오드의 낮은 온 전압을 중시한 소자, 즉 VF가 정류 다이오드(3, 4)에 요구된다.
도 50은 일반적인 다이오드의 속도(trr)와 온 전압(VF)의 특성을 나타내는 도면이다. trr와 VF는 통상 상반 관계를 갖기 때문에, 하나의 형태의 특성으로 정류 다이오드 브리지(14)를 구성하기 위해, 최적한 특성을 나타내는 값의 소자가 이용된다. 반대로 말하면, 최적한 소자가 이용될 수 없게 된다. 특성이 다른 2가지 형태의 소자를 이용함으로써, 소자 손실을 크게 저감시키는 것이 가능하게 된다. 즉, VF를 중시한 소자가 정류 다이오드(3, 4)에 이용되고, trr를 중시한 소자가 플라이휠 다이오드(5, 6)에 이용됨으로써, 낮은 손실을 갖는 정류 다이오드 브리지(14)가 제공될 수 있다.
상기에서 설명된 바와 같이 본 실시예에 의하면, 낮은 VF의 다이오드가 정류 다이오드(3, 4)에 이용되고, 정류 다이오드 브리지(14)를 구성하는 고속 다이오드가 플라이휠 다이오드(5, 6)에 이용되어, 각 다이오드의 손실을 최소화하는 것이 가능하게 되고, 가열 팬의 소형화가 가능한, 냉각 능력에 우수한 저가의 마그네트론 구동용 전원이 제공될 수 있다.
(실시예 12)
본 발명의 마그네트론 구동용 전원의 제 12 실시예에 대해 도 51을 참조하여설명한다.
도 51은 본 발명의 제 12 실시예의 마그네트론 구동용 전원의 구성을 나타낸다. 제 12 실시예가 제 9, 10 또는 11 실시예와 다른 점은 반도체 스위치(7, 8), 정류 다이오드(3, 4) 및 플라이휠 다이오드(5, 6)가 하나의 패키지에 수용된 점이다.
이와 같은 구성을 취함으로써, 마그네트론 구동용 전원의 1차측에 이용된 반도체를 하나의 패키지에 수용하는 것이 가능하게 되고, 개별 소자에 요구된 소자간의 절연이 불필요하게 되며, 컴팩트한 실장이 가능하다. 또한, 발열부가 1개소에 집중됨으로써, 냉각 구성을 보다 소형화하는 것이 가능하게 된다.
상기에서 설명된 바와 같이 본 실시에에 의하면, 반도체 스위치(7, 8), 플라이휠 다이오드(5, 6), 정류 다이오드(3, 4)가 하나의 패키지에 수용됨으로써, 인버터의 1차측 회로의 모든 반도체 소자가 하나의 패키지에 수용되어, 소형화된 마그네트론 구동용 전원이 제공될 수 있다.
(실시예 13)
본 발명의 마그네트론 구동용 전원의 제 13 실시예에 대해 도 52를 참조하여 설명한다.
도 52는 본 발명의 제 13 실시예의 마그네트론 구동용 전원의 구성을 나타낸다. 제 13 실시예가 제 12 실시예와 다른 점은 반도체 스위치 드라이버(23, 24)가 하나의 패키지에 수용된 반도체 스위치(7, 8), 정류 다이오드(3, 4) 및 플라이휠 다이오드(5, 6)를 포함하는 반도체 모듈에 내장되는 점이다.
이와 같은 구성을 취함으로써, 제어 회로(도시하지 않음)로부터 구동 신호 및 드라이버 전원을 반도체 모듈에 접속하는 것만으로 스위칭 소자를 구동하는 것이 가능하게 된다. 따라서, 마그네트론 구동용 전원을 보다 소형화하는 것이 가능하게 된다. 드라이버(23, 34)가 반도체 스위치(7, 8)의 근방에 배치되어, 외부 노이즈에 대해 보다 강고하게 되는 것도 기대된다.
상기에서 설명된 바와 같이 본 실시예에 의하면, 드라이버(23, 24)가 반도체 모듈에 수용되어, 보다 소형화된 마그네트론 구동용 전원이 제공될 수 있다.
상기에서 설명된 바와 같이, 청구항 제 1 내지 6항에 기재된 본 발명에 의하면, 입력 전류가 마그네트론와 같은 비선형 특성을 갖는 부하이어도 상용 전원의 거의 전체 영역에 걸쳐 흐르고, 인버터 회로의 발생 손실이 전자 레인지와 같이 높은 변환 전력을 다루는 기기에서도 억제될 수 있어, 고효율의 마그네트론 구동용 전원이 제공될 수 있다.
본 발명의 고주파 가열 전원 장치는 상용 교류 전원의 극성이 전환될 때마다 승압 차징업 기능과 인버터 기능을 조절하기 위한 하나의 반도체 스위치와 인버터 기능만을 조절하기 위한 나머지 반도체 스위치 소자의 역할이 전환될 필요가 있는 회로 구성에서 발생되는 변극점부에서의 침 형상의 입력 전류 왜곡을 억제할 수 있어, 안정된 입력 전류가 제공될 수 있다.
설명된 실시예로부터 알 수 있는 바와 같이 본 실시예에 의하면, 정류 다이오드와 플라이휠 다이오드가 정류 다이오드 브리지로서 실시됨으로써, 정류 다이오드 브리지의 다이오드가 낭비되지 않고 이용할 수 있고, 더욱이 반도체 스위치에 다이오드를 포함할 필요가 없게 되어, 저가의 마그네트론 구동용 전원이 제공될 수 있다.

Claims (17)

  1. 마그네트론 구동용 전원으로서, 역도통 가능한 제 1 및 제 2 반도체 스위치 소자의 직렬 접속체와, 제 1 및 제 2의 다이오드의 직렬 접속체가 병렬로 접속되고, 제 1 및 제 2의 콘덴서가 상기 제 1 및 제 2 다이오드에 병렬로 접속되며, 상용 전원과 고전압 트랜스의 1차 권선의 직렬 회로가 상기 역도통 가능한 제 1 및 제 2 반도체 스위치 소자의 접속점과 상기 제 1 및 제 2 다이오드의 접속점 사이에 접속되고, 상기 고전압 트랜스의 2차 권선의 출력은 고전압 정류 회로를 통해 마그네트론을 가압하는 것을 특징으로 하는 마그네트론 구동용 전원.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 역도통 가능한 제 1 및 제 2 반도체 스위치는 순방향으로 도통되는 반도체 스위칭 소자와 상기 반도체 스위칭 소자와 역병렬로 접속된 다이오드를 포함하는 것을 특징으로 하는 마그네트론 구동용 전원.
  3. 제 1 또는 2항에 있어서, 상기 제 1 및 제 2 다이오드가 동일한 용량으로 되는 것을 특징으로 하는 마그네트론 구동용 전원.
  4. 제 1 내지 3항중 어느 한 항에 있어서, 제 3 콘덴서는 상기 제 1 및 제 2 반도체 스위치 소자와 상기 고전압 트랜스의 1차 권선의 적어도 1개소에 병렬로 접속되는 것을 특징으로 하는 마그네트론 구동용 전원.
  5. 마그네트론 구동용 전원으로서, 역도통 가능한 제 1 및 제 2 반도체 스위치 소자의 직렬 접속체와, 제 1 및 제 2 다이오드의 직렬 접속체가 병렬로 접속되고, 제 1 및 제 2 콘덴서가 상기 제 1 및 제 2 다이오드에 병렬로 접속되며, 상용 전원과 고전압 트랜스의 1차 권선의 직렬 회로가 상기 역도통 가능한 제 1 및 제 2 반도체 스위치 소자의 접속점과 상기 제 1 및 제 2 다이오드의 접속점 사이에 접속되고, 상기 고전압 트랜스의 2차 권선의 출력은 고전압 정류 회로를 통해 마그네트론을 가압하며, 상기 제 1 및 제 2 반도체 스위치 소자를 구동하기 위한 구동 회로가 제공되어, 상기 제 1 및 제 2 반도체 스위치를 상보적으로 구동하고, 상기 상용 전원이 정 또는 부의 극성인지에 따라 구동 신호를 전환하는 것을 특징으로 하는 마그네트론 구동용 전원.
  6. 제 5항에 있어서, 상용 전원의 극성을 판정하기 위한 전원 극성 판정 수단을 포함하고, 상기 구동 회로는 상기 전원 극성 판정 수단의 판정 정보에 근거하여 상기 제 1 및 제 2 반도체 스위치 소자의 구동 신호를 전환하는 것을 특징으로 하는 마그네트론 구동용 전원.
  7. 제 6항에 있어서, 전원 극성 판정 수단은 포토커플러로서 실시되어, 상기 상용 전원의 극성을 판정하는 것을 특징으로 하는 마그네트론 구동용 전원.
  8. 제 6항에 있어서, 상기 전원 극성 판정 수단은 상기 제 2 콘덴서의 전압을 검출하고, 상기 상용 전원의 극성을 판정하는 것을 특징으로 하는 마그네트론 구동용 전원.
  9. 제 5 또는 6항에 있어서, 상기 구동 신호는 상기 상용 전원의 제로 크로스점 부근에서 소정의 변화율로 변화되는 것을 특징으로 하는 마그네트론 구동용 전원.
  10. 제 5 내지 9항중 어느 한 항에 있어서, 상기 제 2 반도체 스위치 소자의 도통 시간은 상기 상용 전원의 전압이 정방향으로 높은 상기 기간에서 상기 상용 전원의 전압에 따라 짧게 되도록 변화되고, 반대로 상기 제 1 반도체 스위치 소자의 도통 시간은 상기 상용 전원의 전압이 역방향으로 높은 상기 기간에서 상기 상용 전원의 전압에 따라 짧게 되도록 변화되는 것을 특징으로 하는 마그네트론 구동용 전원.
  11. 고주파 가열 전원 장치로서, 역도통 가능한 제 1 및 제 2 반도체 스위치 소자의 직렬 접속체와 제 1 및 제 2 다이오드의 직렬 접속체가 병렬로 접속되고, 제 1 및 제 2 콘덴서가 상기 제 1 및 제 2 다이오드에 병렬로 접속되며,상용 전원과 고전압 트랜스의 1차 권선의 직렬 회로가 상기 역도통 가능한 제 1 및 제 2 반도체 스위치 소자의 접속점과 상기 제 1 및 제 2 다이오드의 접속점 사이에 접속되고, 상기 고전압 트랜스의 2차 권선의 출력은 고압 정류 회로를 통해 마그네트론을 구동하며, 상기 역도통 가능한 제 1 및 제 2 반도체 스위치 소자의 온 오프 듀티비가 상기 상용 전원의 극성이 변화되는 변극점 부근에서 각각 약 50%로 설정되는 것을 특징으로 하는 고주파 가열 전원 장치.
  12. 고주파 가열 전원 장치로서, 역도통 가능한 제 1 및 제 2 반도체 스위치 소자의 직렬 접속체와 제 1 및 제 2 다이오드의 직렬 접속체가 병렬로 접속되고, 제 1 및 제 2 콘덴서가 상기 제 1 및 제 2 다이오드에 병렬로 접속되며, 상용 전원과 고전압 트랜스의 1차 권선의 직렬 회로가 상기 역도통 가능한 제 1 및 제 2 반도체 스위치 소자의 접속점과 상기 제 1 및 제 2 다이오드의 접속점 사이에 접속되고, 상기 고전압 트랜스의 2차 권선의 출력은 고전압 정류 회로를 통해 마그네트론을 구동하며, 극성 판정 수단은 상기 상용 전원의 변극점 부근을 제어하는데 제공되면서, 상기 변극점이 검출됨으로써, 승압 차징업 기능 및 인버터 기능 모두의 역할과 인버터 기능만의 역할을 상보적으로 동시에 행하기 위한 상기 역도통 가능한 제 1 및 제 2 가능한 반도체 스위치 소자의 역할이 전환되는 것을 특징으로 하는 고주파 가열 전원 장치.
  13. 마그네트론 구동용 전원으로서,
    제 1 및 제 2 반도체 스위치의 직렬 접속체;
    상기 제 1 및 제 2 반도체 스위치에 역병렬로 구성된 제 1 및 제 2 플라이휠 다이오드;
    상기 제 1 및 제 2 반도체 스위치에 병렬로 접속된 제 1 및 제 2 정류 다이오드의 직렬 접속체;
    상기 제 1 및 제 2 정류 다이오드에 병렬로 접속된 제 1 및 제 2 콘텐서;
    서로 직렬로 접속되고, 상기 제 1 및 제 2 반도체 스위치의 접속점과 상기 제 1 및 제 2 정류 다이오드의 접속점 사이에 접속된 상용 전원 및 고전압 트랜스의 1차 권선; 및
    상기 고전압 트랜스의 2차측 출력에 접속된 고전압 정류 회로 및 마그네트론을 포함하고, 상기 제 1 및 제 2 플라이휠 다이오드와 상기 제 1 및 제 2 정류 다이오드가 하나의 패키지에 수용된 것을 특징으로 하는 마그네트론 구동용 전원.
  14. 제 13항에 있어서, 상기 제 1 및 제 2 반도체 스위치가 하나의 패키지에 수용된 것을 특징으로 하는 마그네트론 구동용 전원.
  15. 제 13 또는 14항에 있어서, 고속 다이오드는 상기 제 1 및 제 2 플라이휠 다이오드로 이용되고, 낮은 VF를 갖는 다이오드는 상기 제 1 및 제 2 정류 다이오드로 이용되는 것을 특징으로 하는 것을 특징으로 하는 마그네트론 구동용 전원.
  16. 제 13 내지 15항중 어느 한 항에 있어서, 상기 제 1 및 제 2 반도체 스위치, 상기 제 1 및 제 2 플라이휠 다이오드, 및 상기 제 1 및 제 2 정류 다이오드가 하나의 패키지에 수용된 것을 특징으로 하는 마그네트론 구동용 전원.
  17. 제 16항에 있어서, 상기 제 1 및 제 2 반도체 스위치를 구동하기 위한 구동 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 마그네트론 구동용 전원.
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