JP3216643B1 - マグネトロン駆動用電源 - Google Patents

Abstract

【要約】 【課題】 マグネトロンの非線形な電圧電流特性が原因
となって発生する入力電流の歪を低減し、電力変換効
率、力率と高調波性能を向上する。 【解決手段】 半導体スイッチ素子２０、２１の直列回
路と、ダイオード２２、２３の直列回路と、第１、第２
のコンデンサ２４、２５の直列回路を並列接続し、ダイ
オード２４、２５の接続点と半導体スイッチ素子２０、
２１の接続点間に商用電源１と高圧トランス２６の直列
回路を接続し、高圧トランス２６の高圧出力は高圧整流
回路を介してマグネトロンに電力を供給する構成とする
ことにより商用電源のほぼ全域に渡り入力電流を流して
歪の少ない入力電流とすることができる。また、半導体
スイッチ素子２０、２１のオンオフによって昇圧動作と
インバータ動作を一度に行い電力変換の過程を削減する
と同時にダイオード２２、２３のスイッチング損失を低
減して電力変換効率を向上している。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電子レンジなどの
マグネトロンを負荷とするマグネトロン駆動用電源に関
するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来のマグネトロン駆動用電源について
図面を用いて説明する。図２９は従来のマグネトロン駆
動用電源の回路図である。従来のマグネトロン駆動用電
源は交流である商用電源１を一旦ダイオードブリッジ２
で直流電圧に変換し、この直流電圧を半導体スイッチ素
子３、４のオンオフによってインバータ回路５は高圧ト
ランス６の１次巻線に高周波電圧を発生し、高圧トラン
ス６は２次巻線に高周波高電圧を励起する。この高周波
高電圧は高圧整流回路７によって直流高電圧に整流さ
れ、マグネトロン８に印加される。マグネトロン８はこ
の直流高電圧で駆動され、２．４５ＧＨｚの電波を発生
する。

【０００３】図３０は従来のマグネトロン駆動用電源の
動作波形を示した図である。商用電源１の交流電圧Ｖ１
はダイオードブリッジ２によって直流電圧に整流され
る。インダクタ９とコンデンサ１０は平滑回路を構成し
ているが、コンデンサ１０の容量はインバータ回路５の
サイズを小型化するために２０ｋＨｚから５０ｋＨｚで
動作するインバータ回路５に対して直流電圧を保持でき
る程度の容量としており、商用電源１の周波数（５０Ｈ
ｚまたは６０Ｈｚ）に対しては平滑する能力を有してい
ない。このためコンデンサ１０の電圧Ｖ１０は商用電源
１を単に全波整流した波形を示し、ほぼ０電圧から商用
電源１の最大電圧まで変動する脈動波形を示す。インバ
ータ回路５はこの脈動するコンデンサ１０の電圧Ｖ１０
によって動作するので、高圧トランス６の１次巻線に発
生する高周波電圧の包絡線波形はＶ６（Ｌｐ）に示すよ
うな波形となりコンデンサ１０の電圧Ｖ１０が低い期間
では同様に低い電圧しか発生し得ない。

【０００４】一方、マグネトロン８の動作特性は図３１
に示すようにアノードカソード間に所定の電圧以上が印
加されないとアノード電流が流れないような非線形な電
圧電流特性を示す。したがって、高圧トランス６の１次
巻線に発生する電圧が低い期間では２次巻線に励起され
る電圧も同時に低くなるためマグネトロン８に印加され
る電圧Ｖ８の波形は図に示すごとくＶ_AK(TH)に到達しな
くなる期間が発生する。この期間はマグネトロン８が発
振を停止しているため負荷であるマグネトロン８で電力
消費されないため商用電源１の電流Ｉ１は流れなくな
る。この結果商用電源１の電流Ｉ１の波形は図３０に示
すごとく電流が０となる期間を有する非常に歪を持った
波形となり、これが原因でマグネトロン駆動用電源の力
率の低下、入力電流に高調波電流を発生することにな
る。

【０００５】このような課題に対して図３２に示す回路
構成のようにアクティブフィルタ回路１３をインバータ
回路５の前段に設け、入力電流の力率向上、高調波抑制
を図ったものが提案されている。アクティブフィルタ回
路１３はいわゆる昇圧チョッパ回路の構成をしており、
半導体スイッチ素子１７のオン時間比によって昇圧電圧
を制御することができる。

【０００６】この場合の動作について図３３を用いて説
明する。商用電源１の電圧はＶ１に示すように交流電圧
波形を示している。アクティブフィルタ回路１３はダイ
オードブリッジ２によって交流電圧Ｖ１を全波整流した
電圧を半導体スイッチ素子１４のオンオフによって制御
することによってコンデンサ１５に昇圧電圧を発生す
る。この昇圧電圧Ｖ１５はコンデンサ１５の容量によっ
て脈動率は変化するが、図２９の構成におけるＶ１０の
ように完全に０まで低下しないようにすることができ
る。このため高圧トランス６の１次巻線に発生する電圧
Ｖ６（Ｌｐ）も商用電源１の電圧が０近傍であっても所
定の値以上を発生することができる。この結果マグネト
ロン８に印加する電圧は常に発振可能電圧以上を保持す
ることが可能となる。その結果、入力電流Ｉ１は図に示
すように０となる期間を持たない略正弦波状の波形とす
ることができ、入力力率の向上、高調波電流の抑制が可
能となる。

【０００７】しかしながらこのような構成ではインバー
タ回路５にアクティブフィルタ回路１３を付加した構成
となり、電力変換の過程が整流→昇圧→高周波発生（イ
ンバータ回路）→高圧整流となるので電力変換の過程が
増加し、変換効率の低下と回路規模の増大が課題とな
る。

【０００８】そこで、さらに構成部品、回路機能の共用
化を図った構成のものが特開平１０−２７１８４６にて
公開されている。図３４はこの発明の回路構成を示した
回路図である。この回路構成によって昇圧機能、インバ
ータ機能の動作を一度に行い、入力力率の向上と回路構
成の簡素化を目的としている。図３５、図３６は回路動
作を説明した図であり、図３５（ａ）〜（ｄ）は半導体
スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２のオンオフによって各々通電経
路を説明した図であり、図３６はそれに対応した動作波
形図である。図３５、図３６を用いて回路動作について
説明する。説明の都合上商用電源１の電圧極性が図に示
す方向で半導体スイッチ素子Ｑ２がオンの状態から説明
をはじめる。半導体スイッチ素子Ｑ２がオンの状態では
図３５（ａ）に示すようにコンデンサＣ２→商用電源１
→誘導性負荷回路１９→半導体スイッチ素子Ｑ２の経路
で電流が流れ、図３６（ａ）に示すように半導体スイッ
チ素子Ｑ２の電流Ｉ_Q2は単調に増加する。所定の時間で
半導体スイッチ素子Ｑ２をオフすると電流経路は図３５
（ｂ）の状態へ移り、ダイオードＤ２→商用電源１→誘
導性負荷回路１９→ダイオードＤ３→コンデンサＣ１の
経路でコンデンサＣ１を充電する。誘導性負荷回路１９
に蓄えられたエネルギーをすべて放出するとコンデンサ
Ｃ１を電源としてコンデンサＣ１→半導体スイッチ素子
Ｑ１→誘導性負荷回路１９→商用電源１→コンデンサＣ
２で構成される図３５（ｃ）の経路で電流が流れる。所
定の時間で半導体スイッチ素子Ｑ１をオフすると誘導性
負荷回路１９は同じ方向へ電流を流そうとするので図３
５（ｄ）に示す経路（商用電源１→コンデンサＣ２→ダ
イオードＤ４→誘導性負荷回路１９）で電流が流れ、誘
導性負荷回路１９に蓄えたエネルギーをコンデンサＣ１
へ充電する。誘導性負荷回路１９に蓄えたエネルギーが
すべて放出されると再び図３５（ａ）の経路で電流が流
れ回路動作が継続する。特開平１０−２７１８４６には
開示されていないが、この動作を実現するためにはコン
デンサＣ１とコンデンサＣ２の容量には式１で示される
ような容量関係が必要である。

【０００９】（式１） Ｃ１≫Ｃ２ このような関係を満たすためにコンデンサＣ１には電解
コンデンサのような大容量に対応できるコンデンサを用
いる必要がある。

【００１０】このような動作によって商用電源１からの
電流を電源周期の略全域に渡り流すことができるように
なり入力電流の力率向上、高調波の抑制と回路の簡素化
を図っている。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前記従
来の構成では下記にあげるような課題があり、高い回路
効率を十分に得ることができない。

【００１２】図３６の動作波形図においてダイオードＤ
２を流れる電流はＩ_D2に示す電流が流れる。また、ダイ
オードＤ２に印加する電圧はＶ_D2のように変化する。こ
こで図３６（ｂ）の期間から（ｃ）へ移行するタイミン
グでダイオードＤ２の電流は理想的には０となるが実際
のダイオードはターンオフ時にリカバリー電流を生じ
る。このリカバリー電流が生じると印加電圧との積でダ
イオードにスイッチング損失を発生する。したがってダ
イオードＤ１、Ｄ２にはスイッチングスピードＴｒｒが
速い特性が要求されることになる。しかしながらスイッ
チングスピードＴｒｒが速いダイオードはもうひとつの
ダイオードの特性である順方向オン電圧ＶＦが高くなる
傾向にあり、この場合導通時のオン損失が大きくなる。
この結果ダイオードＤ１、Ｄ２の損失は大きなものとな
り、回路の総合効率を十分に高いものとすることができ
ない。

【００１３】しかしながら特開平１０−２７１８４６で
開示されている従来例で示した構成は照明機器を対象と
したものでありこれらの機器の変換電力は最大でも１０
０Ｗから２００Ｗ程度である。したがって回路を流れる
電流もおのずと数Ａ程度の微小な電流しか流れないので
ダイオードをスイッチングスピード重視の設計として順
方向オン電圧ＶＦが高くなるようにしてもダイオードの
損失はそれほど増加することなく設計することが可能で
ある。

【００１４】一方、電子レンジ等に用いられるマグネト
ロン駆動用電源は変換電力が１０００Ｗから１５００Ｗ
程度の大電力を扱うので、回路を流れる電流は最大で４
０Ａから５０Ａの大電流が流れる。このためスイッチン
グスピードを重視してダイオードを設計すると順方向オ
ン電圧ＶＦが高くなるのでダイオードが導通していると
きの損失（導通損失）が大きくなり、スイッチングスピ
ードを速くする事によって損失を低減しようとする効果
が薄れてしまう。また家庭用電子レンジの冷却能力は電
子レンジのサイズやコストの関係からおのずと限られた
ものとなるのでスイッチングスピードを速め、順方向オ
ン電圧ＶＦの上昇を抑えるためにはダイオードの大型化
あるいは限られた冷却条件下で放熱するための大型の放
熱フィンなどが必要となってくる。このためマグネトロ
ン駆動用電源においては変換効率を高め、回路の各部品
での発生損失低減が必須条件となる。したがって従来例
で示した構成をマグネトロン駆動用電源に適用すること
は損失低減の観点からすると非常な困難を伴ってしま
う。そのためマグネトロン駆動用電源に適用する場合に
はダイオードのスイッチング損失もオン損失も増加させ
ないような回路構成とすることが必要となる。また、変
換電力の大きさゆえマグネトロン駆動用電源に電解コン
デンサを用いると電解コンデンサの脈動電流を押さえる
ために高容量でかつ耐電圧の高いスペックの電解コンデ
ンサを必要としてしまう。その結果、電源自体の大型化
を招くことからマグネトロン駆動用電源を搭載する電子
レンジのサイズアップを誘発し、高周波スイッチング動
作によってマグネトロン駆動用電源を小型軽量化する効
果が損なわれてしまう。

【００１５】本発明は、前記従来の課題を解決するもの
で、入力電流の歪を抑制し高調波の発生を抑え入力力率
を高めるとともに、回路の簡素化と１ｋＷ以上の大電力
を変換しても回路効率を向上させたマグネトロン駆動用
電源を提供することを目的としている。

【００１６】

【課題を解決するための手段】前記従来の課題を解決す
るために、本発明のマグネトロン駆動用電源は、第１お
よび第２の逆導通可能な半導体スイッチ素子の直列接続
体と、第１および第２のダイオードの直列接続体を並列
接続し、前述の第１および第２のダイオードに其々第１
と第２のコンデンサを並列接続し、第１および第２のダ
イオードの接続点と第１および第２の逆導通可能な半導
体スイッチ素子の接続点間に商用電源と高圧トランスの
直列回路を接続するとともに高圧トランスの高圧出力は
高圧整流回路を介してマグネトロンに電力を供給する構
成としたものである。

【００１７】これによって、第１および第２の半導体ス
イッチ素子が相補的にオンオフすることによって商用電
源の電圧極性が正の場合は第２のコンデンサに商用電源
の電圧を昇圧した電圧が加えられ、これとは逆の電圧極
性の場合は第１のコンデンサに商用電源を昇圧した電圧
が加えられる。高圧トランスの１次巻線に印加する電圧
はこの昇圧電圧に依存するので商用電源の電圧が低い期
間であってもマグネトロンが発振するために必要な電圧
以上を常に高圧トランスの１次巻線に印加することがで
き商用電源のほぼ全域に渡り入力電流を流すことがで
き、歪の少ない入力電流とすることができる。また、第
１および第２の半導体スイッチ素子は高圧トランスの１
次巻線に高周波電流を流すインバータ動作と第１および
第２のコンデンサに昇圧電圧を印加する動作を一度に行
うことができるのでインバータ構成部品を最小で構成す
ることができインバータ回路を小形化できる。また、回
路動作において第１および第２のダイオードのターンオ
フは半導体スイッチ素子が行って回路モードが切り替わ
るのでこれらのダイオードはスイッチングスピードに対
する制約を受けることなく順方向オン電圧を重視した設
計とすることができこのダイオードの損失をきわめて少
なくすることができ、インバータ回路を高効率化するこ
とができる。

【００１８】

【発明の実施の形態】請求項１〜３に記載の発明は、第
１および第２の逆導通可能な半導体スイッチ素子の直列
接続体と、第１および第２のダイオードの直列接続体を
並列接続し、前記第１および第２のダイオードに各々並
列に第１と第２のコンデンサを接続し、前記第１および
第２の逆導通可能な半導体スイッチ素子の接続点と、前
記第１および第２のダイオードの接続点間に商用電源と
高圧トランスの１次巻線の直列回路を接続し、前記高圧
トランスの２次巻線の出力は高圧整流回路を介してマグ
ネトロンを付勢する構成とすることにより商用電源の電
圧が低い期間でも高圧トランスの１次巻線にマグネトロ
ンが発振可能な電圧以上を印加することができ、入力電
流を常に流すことができるので歪の少ない入力電流とし
てマグネトロン駆動用電源の力率向上が可能となる。ま
た、２つの半導体スイッチ素子が相補的にオンオフする
ことによって高圧トランスの１次巻線に高周波電流を流
すインバータ動作と第１および第２のコンデンサに昇圧
電圧を発生する動作を一度に行えるので回路構成部品を
最小化でき、また、電力変換の過程が少なくなるので電
力変換効率を向上することができる。また、第１および
第２のダイオードのターンオフは半導体スイッチ素子が
行うのでこのダイオードの特性は順方向オン電圧を重視
して設計することが可能となり、インバータ回路の回路
効率を向上することができる。

【００１９】請求項４に記載の発明は、特に、請求項１
または２に記載のマグネトロン駆動用電源を第１および
第２の半導体スイッチ素子と高圧トランスの１次巻線に
対して少なくとも１箇所に第３のコンデンサを並列接続
する構成とすることにより、第１および第２の半導体ス
イッチ素子が各々ターンオフする際に半導体スイッチ素
子に印加する電圧が所定の傾きを持って緩やかに上昇あ
るいは下降するのでこれらの半導体スイッチ素子のスイ
ッチング損失を軽減しインバータ回路の電力変換効率を
改善することができる。

【００２０】

【実施例】以下、本発明の実施例について、図面を参照
しながら説明する。

【００２１】（実施例１）本発明の第１の実施例につい
て図１から図３を用いて説明する。図１は第１の実施例
のマグネトロン駆動用電源を示す回路図である。第１、
第２の半導体スイッチ素子２０、２１の直列接続体と第
１、第２のダイオード２２、２３の直列接続体を並列接
続し、第１、第２のダイオード２２、２３に各々並列に
第１、第２のコンデンサ２４、２５を接続するとともに
半導体スイッチ素子２０、２１の接続点とダイオード２
２、２３の接続点間に商用電源１と高圧トランス２６の
直列回路を接続する構成となっている。高圧トランス２
６の２次巻線出力は高圧整流回路７に接続されマグネト
ロン８に直流高電圧を印加する。マグネトロン８はこの
直流高電圧によって付勢され２．４５ＧＨｚの電波を発
生する。なお本実施例では第１、第２の半導体スイッチ
素子は順方向に導通するＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポー
ラトランジスタ）とこれと逆並列に接続したダイオード
にて記載しているが、ＭＯＳＦＥＴのように素子内部に
ダイオードを構成したような素子を用いても適用可能で
あることは言うまでもない。

【００２２】図２はインバータ回路の各期間における電
流が流れる経路を示した図であり、図３はそれに対応し
た動作波形図である。商用電源１の極性が図示の状態で
半導体スイッチ素子２１がオンの状態から説明をはじめ
る。この状態では図２（ａ）に示すように商用電源１→
高圧トランス２６の1次巻線→半導体スイッチ素子２１
→ダイオード２３の経路で電流が流れ、図３（ａ）の期
間のＩ２１に示す電流が半導体スイッチ素子２１および
高圧トランス２６の１次巻線に電流が流れることによっ
て高圧トランス２６の１次巻線にエネルギーを蓄積す
る。半導体スイッチ素子２１を所定の時間でオフすると
高圧トランス２６の１次巻線電流は同じ方向に流れ続け
ようとするので今度は図２（ｂ）に示すごとく商用電源
１→高圧トランス２６の１次巻線→半導体スイッチ素子
２０の並列ダイオード→コンデンサ２４の経路で高圧ト
ランス２６の１次巻線に蓄えたエネルギーをコンデンサ
２４に充電する。この動作によってコンデンサ２４には
商用電源１の電圧を昇圧した電圧が蓄えられる。高圧ト
ランス２６の１次巻線に蓄えたエネルギーをすべて放出
すると図２（ｃ）の経路が形成され今度はコンデンサ２
４に充電したエネルギーをコンデンサ２４→半導体スイ
ッチ素子２０→高圧トランス２６の１次巻線→商用電源
１の経路で取り出す。そして半導体スイッチ素子２０を
所定の時間でオフすると高圧トランス２６の１次巻線は
同じ方向に電流を流し続けようとするので図２（ｄ）の
ように高圧トランス２６の１次巻線→商用電源１→コン
デンサ２５→半導体スイッチ素子２１の並列ダイオード
の経路で電流が流れる。商用電源１の電圧極性が図示と
逆極性の場合は半導体スイッチ素子２０、２１とダイオ
ード２２、２３とコンデンサ２４、２５の動作がそれぞ
れ入れ替わるだけで同様の動作をする。

【００２３】上記の動作においてコンデンサ２４、２５
は半導体スイッチ素子２０、２１のオンオフによって高
圧トランス２６の１次巻線に高周波電流を発生させるイ
ンバータ動作と商用電源１の電圧に対して昇圧した電圧
をコンデンサ２４、２５に発生させる動作を兼用できる
ような容量に設計され、コンデンサ２４、２５の容量は
相等しい容量で構成されている。この結果商用電源１の
電圧極性が図示の場合はコンデンサ２４に商用電源１の
電圧を昇圧した電圧を蓄え、反対に商用電源１の電圧極
性が図示とは逆極性の場合はコンデンサ２５に商用電源
１の電圧を昇圧した電圧を蓄える動作をする。したがっ
て商用電源１の電圧極性によらずコンデンサ２４、２５
に発生する電圧を等しくすることができるので商用電源
１の電流は正負対称な波形とすることができる。そし
て、このような動作を継続することで図４に示すように
商用電源１の周期に対してコンデンサ２４、２５の電圧
波形は商用電源１の電圧極性に応じて昇圧した電圧を発
生する。このため高圧トランス２６の１次巻線に流れる
電流の包絡線波形はＶ２６（Ｌｐ）に示すような波形と
なる。この電圧を高圧トランス２６は昇圧してマグネト
ロン８に印加するのでマグネトロン８に印加する電圧は
Ｖ８のような波形を示し、常に発振電圧_{VAK(TH )}以上の
電圧を維持することが可能となる。この結果入力電流Ｉ
１は商用電源１のいずれの期間においても電流を流すこ
とができ、力率の改善、高調波の抑制を実現することが
できる。

【００２４】また、図３において期間（ａ）から（ｂ）
へ移行する際ダイオード２３をカットオフする動作にな
るが電流経路として半導体スイッチ素子２１が直列に接
続されているので電流の遮断は半導体スイッチ素子２１
が行うことになりダイオード２３のスイッチングスピー
ドは要求されない。また、オフ時にダイオード２３に印
加する電圧は零であるのでターンオフ時のスイッチング
損失はまったく生じない。したがってダイオード２２、
２３の設計としては順方向オン電圧ＶＦを重視した設計
で導通時の損失を重点的に抑制するように設計すること
が可能となり、ダイオード２２、２３の小形化と同時に
ダイオード２２、２３を冷却する構成の簡素化を図るこ
とが容易となる。特に電子レンジで用いるようなマグネ
トロン駆動用電源は１０００Ｗ以上の高電力を扱うので
インバータ回路の電流は４０Ａから５０Ａ程度の非常に
大きな電流レベルとなりダイオード２２、２３の設計を
順方向オン電圧ＶＦを重視して導通損失を低減すること
はインバータ回路の効率向上に有益である。このためイ
ンバータ回路のトータルの電力損失をきわめて低く抑え
ることができ、効率の高いマグネトロン駆動用電源を実
現することができる。

【００２５】このように本実施例のマグネトロン駆動用
電源においては従来例で示した回路とは全く異なった回
路動作によってダイオード２２、２３の設計を順方向オ
ン電圧ＶＦ重視の設計とすることが可能となりダイオー
ド２２、２３の損失を極小化しマグネトロン駆動用電源
全体の電力変換効率を向上している。この効果はコンデ
ンサ２４、２５がインバータ動作とコンデンサ２４、２
５に商用電源１の電圧を昇圧した電圧を加える動作を兼
用することによって発揮される本発明における特有の効
果であり、従来例にて挙げた特開平１０−２７１８４６
の構成とは異なったコンデンサの回路機能と回路動作に
よって実現されるものである。

【００２６】図５は本実施例のマグネトロン駆動用電源
のより実際的な回路構成を示したものであり、商用電源
１の出力にインダクタ２７とコンデンサ２８からなるロ
ーパスフィルタ２９を設けることによってインバータ回
路の高周波電流が商用電源へ流れないよう構成したもの
である。このように商用電源１とインバータ回路の間に
ローパスフィルタ２９を挿入する構成とすることにより
インバータ回路の高周波電流あるいは電圧が商用電源側
へ回り込まないようにすることによって端子雑音の低減
を図ることが可能となる。なお、本構成によっても上述
の動作は何ら変わらない。

【００２７】（実施例２）図６は第２の実施例における
マグネトロン駆動用電源の回路図である。この回路構成
においては前述の実施例１に加えて半導体スイッチ素子
２１に並列にコンデンサ３０を接続した構成となってい
る。

【００２８】図７、図８は本実施例における動作波形図
と各期間における電流経路を示した図である。商用電源
１が図示の電圧極性で半導体スイッチ素子２１がオンの
状態から説明をはじめる。半導体スイッチ素子２１がオ
ンの状態では商用電源１から高圧トランス２６の１次巻
線をとおって電流が流れ図８（ａ）の経路を構成する。
このとき半導体スイッチ素子２１に流れる電流は図７に
示すように直線的に増加していく。ある一定の時間の後
半導体スイッチ素子２１をオフすると高圧トランス２６
の１次巻線の電流は同じ方向へ流れつづけようとするの
で電流経路は図８（ｂ）の状態となり半導体スイッチ素
子２１に並列接続されたコンデンサ３０を充電する。こ
のとき半導体スイッチ素子２１の電圧Ｖ２１はこのコン
デンサ３０の充電スピードで上昇する。そしてコンデン
サ３０の電圧がコンデンサ２４の電圧と等しくなると今
度は半導体スイッチ素子２０の並列ダイオードが導通
し、コンデンサ２４を充電する電流経路を形成し期間図
８（ｃ）へと移行する。コンデンサ２４の充電が完了す
ると半導体スイッチ素子２０がオン状態となってコンデ
ンサ２４の電荷を図８（ｄ）に示すコンデンサ２４→半
導体スイッチ素子２０→高圧トランス２６の１次巻線→
商用電源１の経路で取り出す。このとき半導体スイッチ
素子２０に流れる電流波形は図７（ｄ）に示すような波
形となる。所定の時間で半導体スイッチ素子２０をオフ
すると今度は図８（ｅ）の経路で半導体スイッチ素子２
１に並列に接続されたコンデンサ３０の電荷を放電する
経路を形成し、コンデンサ３０を放電する。このとき半
導体スイッチ素子２１にかかる電圧Ｖ２１は徐々に減じ
ていき、半導体スイッチ素子２０にかかる電圧Ｖ２０は
逆に徐々に上昇する。コンデンサ３０の放電が完了し、
半導体スイッチ素子２１にかかる電圧が零となると図８
（ｆ）の電流経路を形成し、半導体スイッチ素子２１に
並列接続されたダイオードが導通する。次に半導体スイ
ッチ素子２１をオン状態にすると図８（ｇ）の電流経路
となりコンデンサ２５に蓄えた電荷を放電し、放電が完
了すると図８（ａ）の状態へと遷移する。

【００２９】また、商用電源１の電圧極性が図示とは逆
極性の場合は半導体スイッチ素子２０、２１、コンデン
サ２４、２５、ダイオード２２、２３の動作がそれぞれ
入れ替わりまったく同様の動作をする。

【００３０】この実施例においては前述の実施例同様ダ
イオード２２、２３のスイッチング損失は生じず、ダイ
オード２２、２３は順方向オン電圧ＶＦを重視した設計
でダイオード２２、２３の発生損失を極小化できる。さ
らに半導体スイッチ素子２０、２１にかかる電圧はター
ンオフ、ターンオンの際にコンデンサ３０の充放電を利
用して緩やかに立ち上げることによってスイッチング時
の発生損失の低減ができる。すなわち実際の半導体スイ
ッチ素子はオン状態からオフ状態、オフ状態からオン状
態へ移行する際に必ず遷移期間を有しており、この電圧
と電流が同時に発生する遷移期間でスイッチング損失を
発生する。特に大電流を扱う場合に適するＩＧＢＴ（絶
縁ゲートバイポーラトランジスタ）やＢＪＴ（バイポー
ラジャンクショントランジスタ）のようにバイポーラ動
作によって半導体素子の電流密度をかせぐ半導体スイッ
チ素子においてはゲート信号をオフしても素子内部の残
留ホールが即時には消滅しないのでコレクタ電流は即時
には遮断できず、数１００ｎｓから数μｓの間遷移期間
が生じる。しかしながら本実施例においては半導体スイ
ッチ素子にかかる電圧をこのタイミングで緩やかに変化
させており電流を遮断するまでの期間に緩やかに電圧が
上昇するため半導体スイッチ素子２０、２１のターンオ
フ、ターンオンの際のスイッチング損失を非常に少なく
することが可能となり、さらに回路効率を高めることが
可能となる。

【００３１】図９は半導体スイッチ素子２０に並列にコ
ンデンサ３０を接続した構成を示している。この場合は
コンデンサ３０の充電放電のタイミングが前述の場合と
は逆となるが、半導体スイッチ素子２０、２１にかかる
電圧を緩やかに変化させるという作用は同様である。し
たがって上述の図６の場合と同様ダイオード２２、２３
を順方向オン電圧ＶＦ重視で損失を極小化すると同時に
半導体スイッチ素子２０、２１の発生損失を低減するこ
とができマグネトロン駆動用電源の電力変換効率を向上
することが可能となる。

【００３２】図１０は半導体スイッチ素子２０、２１に
それぞれコンデンサ３１、３２を接続した構成である。
この場合前述の例と同じ電圧の傾きを持たせるためには
前述のコンデンサ３０に対して半分の容量のコンデンサ
をそれぞれ接続すればよい。この場合コンデンサ３１、
３２がマグネトロン駆動電源に与える作用は上述の図６
あるいは図９の場合と同等であるがコンデンサ３１を充
電するときはコンデンサ３２が放電され、逆にコンデン
サ３１が放電されるときはコンデンサ３２が充電される
という動作で同様の効果を奏する。

【００３３】図１１は高圧トランス２６の１次巻線に並
列にコンデンサ３０を接続した構成を示している。この
場合は高圧トランス２６の１次巻線の電圧がコンデンサ
３０の働きによって緩やかに変化するために半導体スイ
ッチ素子２０、２１の電圧が緩やかに変化する動作を
し、上述の例と同様の効果を発揮する。

【００３４】（実施例３）本発明の第３の実施例につい
て図１２〜１５を用いて説明する。

【００３５】図１２は本実施例におけるマグネトロン駆
動用電源の回路図を示している。前述の実施例と同一符
号の構成要素は同一の動作、作用をするのでここではそ
の詳細についての説明は省略する。駆動回路３３は半導
体スイッチ素子２０、２１を駆動しインバータ回路を動
作させる。駆動回路３３が半導体スイッチ素子２０、２
１へ送る駆動信号は図１３（ａ）に示すようにデッドタ
イムを有し相補的にオンオフするような波形である。こ
のように半導体スイッチ素子２０、２１を相補的にオン
オフすることによってインバータ回路はマグネトロン８
へ電力を伝送している。

【００３６】ここで半導体スイッチ素子２１のオン時間
比Ｄｏｎ２１とインバータ回路の変換電力Ｐとの関係を
図１４に示す。図中で実線にて示した曲線は商用電源１
の電圧極性が図１２に示す極性の場合での変換電力Ｐの
変化を示したものであり、破線で示した曲線はこれとは
逆に商用電源１の電圧極性が図１２とは逆の電圧極性の
場合での変換電力Ｐの変化を示している。このように商
用電源１の電圧極性によって半導体スイッチ素子２１の
オン時間比Ｄｏｎ２１とインバータ回路の変換電力Ｐの
関係は異なったものとなる。したがって、半導体スイッ
チ素子２１のオン時間比Ｄｏｎ２１が略５０％の状態で
は商用電源１の電圧極性によらずいずれの電圧極性にお
いても同じ電力変換が可能なので商用電源１の電流は図
１５（ｂ）に示すように正負対称の波形とすることがで
きる。しかしながら商用電源１の電流を正負対称な正弦
波にしようとすると変換電力はこの一点のみで限定され
てしまう。家庭用の電子レンジなどでは電子レンジで加
熱する際に食品に応じてさまざまな加熱電力が選択され
る。たとえばレンジ“強”、“中”、“弱”などの設定
によって加熱電力の調整が必要とされる。これに対応す
るためには半導体スイッチ素子２１のオン時間比Ｄｏｎ
２１を所望の出力電力に応じて変化させることが必要と
なるが、商用電源１の電圧極性に関係なく一定のオン時
間比Ｄｏｎ２１で所望の出力電力に調整しようとすると
図１４に示した半導体スイッチ素子２１のオン時間比Ｄ
ｏｎ２１と変換電力Ｐの関係からオン時間比Ｄｏｎ２１
が５０％から外れてくると商用電源１の電圧が正の期間
と負の期間で異なった電流波形を示すことになり、たと
えば図１５（ａ）に示すような正負がアンバランスな電
流波形となってしまう。この場合、電流波形が対称波形
とならないので偶数次の高調波が発生することになり結
局力率を向上することはできなくなってしまう。

【００３７】そこで本実施例においては商用電源１の電
圧極性に応じて半導体スイッチ素子２０、２１の駆動信
号を入れ替えるように駆動回路３３が動作するようにし
ている。すなわち図１３に示すように商用電源１の電圧
極性が正の場合には図１３（ａ）に示すようにＴ１、Ｔ
２なるオン時間で半導体スイッチ素子２０、２１がそれ
ぞれオンオフし、逆に負の電圧極性の場合は図１３
（ｂ）に示すように図１３（ａ）の場合と半導体スイッ
チ素子２０、２１のオン時間が入れ替わるように動作す
る。このように動作することによってマグネトロン駆動
用電源の回路での発生損失を低減しつつマグネトロン駆
動電源の変換電力が変化して、半導体スイッチ素子２１
のオン時間比Ｄｏｎ２１が略５０％の状態からいずれか
の方向へずれて変換電力が増減しても常に商用電源１の
電流波形は正負対称な正弦波状の波形を維持することが
可能となる。このため変換電力を変化させても常に高い
電力変換効率を維持したまま高い力率で電流の歪のない
動作を実現することが可能となる。

【００３８】（実施例４）本発明の第４の実施例につい
て図１６〜１８を用いて説明する。図１６は本実施例の
マグネトロン駆動用電源の回路図である。前述の実施例
と同一符号の構成要素は同一の動作、作用を持つもので
ありここでは詳細な説明は省略する。電源極性判定手段
３４は商用電源１の電圧極性を判定するものであり、本
実施例ではフォトカプラ３５を用いて構成した例を示し
ている。商用電源１の電圧が図１７のＶ１のように変化
した場合は電圧極性が図示の時フォトカップラ３５の発
光ダイオードが発光することによって受光側のトランジ
スタが導通する。このとき電源極性判定手段３４の出力
はＬｏｗレベルとなる。この状態を駆動回路３３は電源
極性が正であると判断し、半導体スイッチ素子２０、２
１のオン時間を其々図１８（ａ）に示すようにＴ１、Ｔ
２として出力する。そして商用電源１の電圧極性が負と
なると今度はフォトカップラ３５の発光ダイオードの発
光が停止して受光側トランジスタがオフすることによっ
て電源極性判定手段３４の出力はＨｉｇｈレベルとな
る。この状態を駆動回路３３は商用電源の電圧極性が負
であると判定し半導体スイッチ素子２０、２１のオン時
間を図１８（ｂ）に示すように商用電源１の電圧極性が
正の場合とは逆となるように駆動回路３３は駆動信号を
出力する。このように動作することによってマグネトロ
ン駆動用電源の変換電力が増減しても常に商用電源１の
電流波形は正負対称な正弦波状の波形を維持することが
可能となる。このため変換電力を変化させても常に高い
電力変換効率を維持したまま高い力率で電流の歪のない
動作を実現することが可能となる。

【００３９】図１９は電源極性判定手段３４をコンデン
サ２５に並列接続した電圧検出用の抵抗で構成した例を
示している。これはコンデンサ２５に発生する電圧がす
でに実施例１で述べているように図２０中Ｖ２５のよう
に変化することを利用している。すなわちコンデンサ２
５の電圧Ｖ２５は商用電源１の電圧が図２０に示すよう
に交流波形を示しているとき、電源極性が正の場合はほ
ぼ零である。一方、負の極性を示している時は図示のよ
うにインバータ回路の動作に応じて商用電源１の電圧を
昇圧した電圧を発生する。この電圧をこの実施例のよう
に抵抗で分圧し、比較器を用いて基準値以上となってい
る期間を商用電源１の電圧極性が負であると極性判定手
段３４が判定し駆動回路３３に信号を伝達する。そして
駆動回路３３はこの判定信号に基づいて半導体スイッチ
素子２０、２１の駆動信号を入れ替えるように動作す
る。このように動作することによって先の例と同様にマ
グネトロン駆動用電源の変換電力が増減しても常に商用
電源１の電流波形は正負対称な正弦波状の波形を維持す
ることが可能となる。このため変換電力を変化させても
常に高い電力変換効率を維持したまま高い力率で電流の
歪のない動作を実現することが可能となる。

【００４０】（実施例５）本発明の第５の実施例につい
て図２１〜２５を用いて説明する。図２１は本実施例の
マグネトロン駆動用電源の回路図である。駆動回路３３
は商用電源１の電圧極性が変化したときに半導体スイッ
チ素子２０、２１の駆動信号をいれかえるように動作す
るが同時に入れ替える際に一定の変化率で変化するよう
に動作する。

【００４１】図２２は商用電源１の電圧波形Ｖ１と半導
体スイッチ素子２０、２１のオン時間比Ｄｏｎ２０、Ｄ
ｏｎ２１の変化を示した図である。この図ではオン時間
比の変化は商用電源１の電圧極性が変化する時点で瞬時
に入れ替わるようになっており、その変化の幅はΔＤな
る変化量を持っている。商用電源１の電圧極性が変化す
る時点での半導体スイッチ素子２０、２１の駆動信号の
変化の様子を図２３に示す。図中ＺＶＰの時点が商用電
源１の電圧極性が変化する時点であり、ここを境に半導
体スイッチ素子２０のオン時間はＴ１なるオン時間から
次の周期ではＴ２なるオン時間に変化する。一方、半導
体スイッチ素子２１はＴ２なるオン時間からＴ１なるオ
ン時間に変化する。このように動作してしまうと半導体
スイッチ素子２０、２１のオン時間がほぼ等しい場合は
オン時間比の変化幅ΔＤが小さいので商用電源１の電圧
極性が変化する時点でのインバータ回路の動作の変化量
は小さい。このため図２４（ａ）に示すように商用電源
１の電流は商用電源１の電圧極性が変化する時点におい
ても滑らかな変化を示す。しかし、インバータ回路の変
換電力をこの状態よりも増加または減少するように半導
体スイッチ素子２０、２１のオン時間を調整すると半導
体スイッチ素子２０、２１のオン時間は等しい状態から
外れてくる。この場合商用電源１の電圧極性が変化する
時点でのオン時間の変化量は大きくなるので商用電源１
電流波形は図２４（ｂ）に示すように商用電源１の電圧
極性が変化する時点でインバータ回路の動作の変化量が
大きいことが原因となって過渡的に針状の電流波形が発
生する可能性がある。特に商用電源１の電圧極性が変化
する時点と駆動回路が半導体スイッチ素子２０、２１の
オン時間を入れ替えるタイミングにずれが生じるとこの
現象は顕在化する。

【００４２】しかしながら本実施例の構成では図２５に
示すように商用電源１の電圧極性が変化するときに半導
体スイッチ素子２０、２１のオン時間比を一定の変化率
を持って入れ替えるように動作するのでこの時点におけ
る半導体スイッチ素子２０、２１のオン時間比Ｄｏｎ２
０、Ｄｏｎ２１の変化量は制限される。このためインバ
ータ回路の変換電力を変化させて半導体スイッチ素子２
０、２１のオン時間比の差ΔＤが大きい状態であっても
常に商用電源１の電流波形は滑らかな変化をさせること
ができ過渡的な電流波形を呈する事はなく常に略正弦波
状の電流波形を維持することが可能である。また、何ら
かの要因で商用電源１の電圧極性が変化する時点と駆動
回路が半導体スイッチ素子２０、２１のオン時間を入れ
替えるタイミングにずれが生じても入れ替える際に一定
の変化率で切り替えていくのである程度のタイミングの
ずれに対しては保証することが可能となる。

【００４３】このように本実施例のマグネトロン駆動用
電源においてはインバータ回路の変換電力を増減して半
導体スイッチ素子２０、２１のオン時間比の差が大きく
なっても常に過渡的な電流を呈さず商用電源１の電流波
形を常に略正弦波状に維持することが可能である。

【００４４】また、図２５に示したように商用電源１の
電圧が変化する時点で半導体スイッチ素子２０、２１の
オン時間比Ｄｏｎ２０、Ｄｏｎ２１が各々略５０％とな
る様に変化するとすでに実施例３で示したようなオン時
間比Ｄｏｎとインバータ回路の変換電力Ｐの関係からよ
りスムーズに商用電源１の電流波形を変化させることが
可能である。

【００４５】（実施例６）本発明の第６の実施例につい
て図２６〜２８を用いて説明する。図２６は本実施例の
マグネトロン駆動用電源の回路図である。電源極性判定
手段３４は商用電源１の電圧極性を判定し駆動回路３３
に商用電源１が正の電圧極性か負の電圧極性かの信号を
伝達する。駆動回路３３はこの判定信号に基づき半導体
スイッチ素子２０、２１のオン時間比を入れ替えるよう
に動作すると同時に商用電源１の電圧が正の方向に大き
い期間では半導体スイッチ素子２１のオン時間比Ｄｏｎ
２１を商用電源１の電圧値に応じて減ずるように動作
し、商用電源１の電圧が負の方向に大きい場合は半導体
スイッチ素子２０のオン時間比Ｄｏｎ２０を商用電源１
の電圧値に応じて減ずるように動作する。図２７はこの
状態を示したものであり、商用電源１の電圧に応じて半
導体スイッチ素子２０、２１のオン時間比は其々Ｄｏｎ
２０、Ｄｏｎ２１のように変化する。このように半導体
スイッチ素子２０、２１のオン時間比を制御することに
よって商用電源１の電流波形Ｉ１は図示のように略正弦
波に比べて最大値の部分を押しつぶしたように台形波状
に変化する。同じ変換電力を扱う場合正弦波状にするよ
りも台形波状に電流波形を制御したほうが電流最大値は
小さくすることができる。商用電源１の電圧に応じてオ
ン時間比を制御した場合と一定のオン時間比で入力電流
を略正弦波状にした場合の最大電流時の半導体スイッチ
素子２０、２１の電流電圧波形を図２８に示す。図２８
（ａ）はオン時間比Ｄｏｎ２０、Ｄｏｎ２１を商用電源
１の電圧に応じて制御した場合であり、図２８（ｂ）は
入力電流を略正弦波状にした場合の波形例である。これ
らの波形を比較すると図２８（ａ）の場合は図２８
（ｂ）の場合に比べて半導体スイッチ素子２１の電流最
大値Ｉ２１（ｍａｘ）がひくくなる。この結果半導体ス
イッチ素子の電流実効値は低くなるのでリード線やプリ
ント基板上で配線する場合における損失を低減しインバ
ータ回路の損失を低減することできる。また、其々の半
導体スイッチ素子２０、２１がオンしているとき同時に
高圧トランス２６の１次巻線にも電流が流れるので、半
導体スイッチ素子の電流実効値を低減することは同時に
高圧トランス２６の１次巻線の電流実効値を低減するこ
とになる。高圧トランス２６は発生する損失は巻線に電
流を流すことによって生じる銅損とフェライトコアなど
の磁気回路で生じる鉄損とに大分することができる。特
に銅損の部分は巻線の等価直列抵抗Ｒｓと通電電流の実
効値Ｉの２乗との積でおおよそあらわすことができる。
したがって本実施例のように半導体スイッチ素子のオン
時間比を商用電源１の電圧によって変化させて電流実行
値を低減することによって高圧トランス２６の１次巻線
の銅損を大幅に低減することが可能である。したがって
インバータ回路の損失をさらに低減することが可能とな
り回路効率の向上が可能となる。

【００４６】

【発明の効果】以上のように、請求項１〜４に記載の発
明によれば、マグネトロンのような非線形な特性をもつ
負荷であっても商用電源の略全域にわたり入力電流を流
すことができるとともに電子レンジのような高い変換電
力を扱う機器においてもインバータ回路の発生損失を抑
制することができ高効率のマグネトロン駆動用電源を実
現することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例１におけるマグネトロン駆動用
電源の回路図

【図２】同実施例のマグネトロン駆動用電源の各動作モ
ードでの電流経路図

【図３】同実施例のインバータ回路の動作波形図

【図４】同実施例のマグネトロン駆動用電源の動作波形
図

【図５】同、別の実施例におけるマグネトロン駆動用電
源の構成を示す回路図

【図６】本発明の実施例２におけるマグネトロン駆動用
電源の回路図

【図７】同実施例のインバータ回路の動作波形図

【図８】同実施例のインバータ回路の各動作モードでの
電流経路図

【図９】同実施例の半導体スイッチ素子にコンデンサを
並列接続した回路図

【図１０】同実施例の半導体スイッチ素子に其々コンデ
ンサを接続した回路図

【図１１】同実施例の高圧トランスにコンデンサを並列
接続した回路図

【図１２】本発明の実施例３におけるマグネトロン駆動
用電源の回路図

【図１３】同実施例の半導体スイッチ素子の駆動信号波
形図

【図１４】同実施例の半導体スイッチ素子のオン信号幅
Ｄｏｎ２１と変換電力Ｐの特性図

【図１５】同実施例の商用電源の電流波形図

【図１６】本発明の実施例４におけるマグネトロン駆動
用電源の回路図

【図１７】同実施例の電源極性判定手段の出力波形図

【図１８】同実施例の半導体スイッチ素子の駆動信号波
形図

【図１９】同実施例における電圧極性判定手段の他の構
成例を示す回路図

【図２０】同実施例の電源極性判定手段の出力波形図

【図２１】本発明の実施例５におけるマグネトロン駆動
用電源の回路図

【図２２】同実施例において半導体スイッチ素子のオン
時間比を入れ替える際に瞬時に入れ替えた場合の商用電
源の電圧と半導体スイッチ素子のオン時間比の波形図

【図２３】同実施例において商用電源の電圧極性が変化
する時点での半導体スイッチ素子の駆動信号波形図

【図２４】同実施例の商用電源の電流波形図

【図２５】同実施例の商用電源の電圧と半導体スイッチ
素子のオン時間比の波形図

【図２６】本発明の実施例６におけるマグネトロン駆動
用電源の回路図

【図２７】同実施例の商用電源の電圧波形と半導体スイ
ッチ素子のオン時間比の波形図

【図２８】同実施例の半導体スイッチ素子の動作波形図
（ａ）本実施例のように商用電源の電圧に応じてオン時
間比を変化させた場合の電圧最大時の動作波形図（ｂ）
本実施例のようにオン時間比を変化させなかった場合の
電圧最大時の動作波形図

【図２９】従来のマグネトロン駆動用電源を示す回路図

【図３０】同マグネトロン駆動用電源の動作波形図

【図３１】マグネトロンの動作特性図

【図３２】アクティブフィルタ回路を追加した従来のマ
グネトロン駆動用電源の回路図

【図３３】同マグネトロン駆動用電源の動作波形図

【図３４】特開平１０−２７１８４６にて公開された電
源装置の回路図

【図３５】同電源装置の各動作モードにおける電流経路
を示す回路図

【図３６】同電源装置の動作波形図

【符号の説明】

１ 商用電源 ７ 高圧整流回路 ８ マグネトロン ２０ 第１の半導体スイッチ素子 ２１ 第２の半導体スイッチ素子 ２２ 第１のダイオード ２３ 第２のダイオード ２４ 第１のコンデンサ ２５ 第２のコンデンサ ２６ 高圧トランス ３０ 第３のコンデンサ ３３ 駆動回路 ３４ 電源極性判定手段

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 大森 英樹 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (72)発明者 坂本 和穂 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (72)発明者 三原 誠 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (56)参考文献 特開 平10−271846（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−211065（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−138852（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H05B 6/66 - 6/68 H02M 3/28 H02M 7/48

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 第１および第２の逆導通可能な半導体ス
   イッチ素子の直列接続体と、第１および第２のダイオー
   ドの直列接続体を並列接続し、前記第１および第２のダ
   イオードに各々並列に第１と第２のコンデンサを接続
   し、前記第１および第２の逆導通可能な半導体スイッチ
   素子の接続点と、前記第１および第２のダイオードの接
   続点間に商用電源と高圧トランスの１次巻線の直列回路
   を接続し、前記高圧トランスの２次巻線の出力は高圧整
   流回路を介してマグネトロンを付勢する構成としたマグ
   ネトロン駆動用電源。
2. 【請求項２】 第１および第２の逆導通可能な半導体ス
   イッチは順方向に導通する半導体スイッチ素子とダイオ
   ードを逆並列接続してなる請求項１に記載のマグネトロ
   ン駆動用電源。
3. 【請求項３】 第１および第２のコンデンサは容量を等
   しくなるようにして構成した請求項１または２に記載の
   マグネトロン駆動用電源。
4. 【請求項４】 第１および第２の半導体スイッチ素子と
   高圧トランスの１次巻線に対して少なくとも１箇所に第
   ３のコンデンサを並列接続する構成とした請求項１〜３
   のいずれか１項に記載のマグネトロン駆動用電源。