JP5419286B2 - フォワードコンバータ - Google Patents
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Description
ここで、現在の家庭用電化製品や電子機器には電源部にスイッチング電源装置が通常搭載されているところ、理想的にはスタンバイモードを含む広範囲な負荷領域で高効率及び低ノイズのスイッチング電源装置が求められている。
トランスTの一次側には、商用電源3からの交流電圧を整流する全波整流回路4と、全波整流回路4の出力端子間に接続され且つ全波整流回路4の出力を平滑する平滑コンデンサC1と、平滑コンデンサC1の両端間に直列に接続され且つ平滑コンデンサC1の両端の電圧が直流入力電圧Viとして印加される、トランスTの一次巻線P1(巻数N1)及びスイッチング素子Q1と、スイッチング素子Q1のオンオフを制御する制御回路7と、が設けられている。スイッチング素子Q1は、例えばMOSFETからなる。
以上の整流平滑回路からなる二次側回路は、出力端子から電圧Voを負荷8に出力する。
i)二次巻線の両端間に位置する中間タップに極性反転回路の入力側を接続すると共に、同出力側を二次巻線に接続されたダイオードのカソードに一端が接続されたチョークコイルの他端側に接続する構成とすることで、
ii)(待機時を含む)軽負荷時には二次巻線から、スイッチング素子がオフのとき上記二次巻線の両端に発生するフォワード側電圧の一部を取り出し、これを極性反転回路を通じて反転させたのち、得られた電圧を二次側出力端子に出力させることが可能となり、そうすることによって、
iii)一次側のスイッチング素子がオフの際、上記極性反転回路がない場合に比較して二次側回路からの出力よりも高い電圧を出力させ得ることを見い出し、さらに、
iv)上記軽負荷時において、(定常状態と同じスイッチング周波数下で)より高い二次側出力電圧を出力させ得る上記構成とすれば、定常状態と同レベルの二次側出力電圧を維持することで足りるのであればスイッチング周波数を定常状態のときより下げ得ることを見い出し、その結果スイッチング損失の低減を成し得ることを以て、本発明を完成した。
入力側と出力側とを絶縁し、一次巻線の電圧と同相の電圧が発生するように二次巻線が巻回されたトランスと、
前記トランスの一次側に、商用電源からの交流電圧が整流された電圧が入力される一次側平滑コンデンサと、
前記平滑コンデンサの両端間に直列に接続され且つ前記平滑コンデンサの両端の電圧が直流入力電圧として印加される、前記トランスの一次巻線及びスイッチング素子と、
前記スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、
前記二次巻線の一端側にアノードが接続された整流ダイオードと、
前記二次巻線の他端側にアノードが接続され、前記整流ダイオードのカソードにカソードが接続されたフリーホイールダイオードと、
前記整流ダイオード及び前記フリーホイールダイオードのカソードに一端側が接続され、他端側が前記負荷に接続される二次側出力端子の一端側に接続されたチョークコイルと、
前記チョークコイルの他端側と前記二次巻線の他端側との間に接続され、二次側回路の出力を平滑する二次側平滑コンデンサと、
前記二次巻線の両端間に位置する中間タップに入力側が接続されると共に、出力側が前記チョークコイルの他端側に接続された極性反転回路と、
前記負荷に供給される二次側出力電圧が一定となるように前記制御回路に前記二次側出力電圧に関する信号を帰還させる帰還回路と、
を備え、
前記極性反転回路は、前記軽負荷動作時には前記二次巻線から、前記スイッチング素子がオフのとき前記二次巻線の両端に発生するフォワード側電圧の一部を取り出し、これを反転させたのち、得られた電圧を二次側出力端子に出力させることを特徴とするものである。
前記二次巻線の両端間に位置する中間タップに一端側が接続された抵抗と、
前記抵抗の他端側に一端側が接続されたコンデンサと、
前記コンデンサの他端側に一端側が接続され、他端側が前記二次巻線の他端側に接続されたコイルと、
前記コンデンサの他端側にアノード側が接続され、カソード側が前記チョークコイルの他端側に接続されたダイオードと、
からなる。
前記検出手段により前記動作状態が前記定常動作から前記待機動作に移行したことが検出されると、前記制御回路は前記スイッチング周波数を前記定常動作におけるスイッチング周波数より低い、予め定められた待機動作用のスイッチング周波数に切り替えて前記スイッチング素子を駆動させる構成としても構わない。
或いは、(5)前記検出手段は、前記定常動作から前記待機動作に前記動作状態が移行した時に前記二次側出力端子に出力される電圧と、予め設定された前記定常動作時における二次側出力電圧との差違の大きさから、前記動作状態が前記定常動作から前記待機動作に移行したか否かを検出するものであっても構わない。
また本発明によれば、待機状態の検出を行うだけで足りる、低廉に実現できる十分シンプルな構成でありながら、待機時の効率に優れ、かつ十分に有用なスイッチング電源装置を提供することができる。
本実施例では、第1の二次巻線S1の巻数N2と第2の二次巻線S2の巻数N3とは同一とされている。
図2(b)はトランスTの第1及び第2の二次巻線S1及びS2の両端電圧(縦軸は100V/div.)、
図3(a)及び図4(a)は極性反転回路2aのダイオードDaのカソード−アノード間の電圧(縦軸は50V/div.)、
図3(b)はチョークコイルL2の両端電圧を表す、二次側出力端+側と、L2の一端側、D1及びD2のカソード側(X点)との間の電圧(縦軸は100V/div.)、
図4(b)は二次側出力端+側と、第1の二次巻線S1一端側との間の電圧(縦軸は100V/div.)、
である。
次に、待機時における動作を状態毎に分けて説明した本実施例のスイッチング電源装置の実験波形につき解説する。動作させた条件は、入力電圧を商用交流240V、定常状態におけるスイッチング周波数を93kHz程度、待機状態におけるスイッチング周波数を25kHz程度とした。出力電圧Voは直流24V一定とした。なお、待機状態におけるスイッチング周波数については、トランスの巻数比等にもよるが、概ね定常状態におけるスイッチング周波数の1/2〜1/5程度とすることが好適である。
図2(b)及び図3(b)から読み取れる通り、トランスTの二次巻線にフォワード側電圧が現れている期間中は、スイッチング素子Q1ターンオン時にチョークコイルL2に表れている極性とは逆の極性の電圧がチョークコイルL2に表れていることが読み取れる。
本実施例のスイッチング電源の定格負荷時における動作は、冒頭で説明した従来例に係るスイッチング電源装置の動作と同様であり、第1の整流平滑回路を通じて負荷へ電力が供給される。
これは、待機時を含む軽負荷時に比べて負荷が重い定格負荷の場合は第1の整流平滑回路から負荷へ優先的に電力が供給されることによる。
次に、軽負荷時には、これまでの第1の整流平滑回路のほかに第2の整流平滑回路からも、スイッチング素子Q1オフ時にトランスTの第2の二次巻線S2に現れるフォワード側の電圧が、極性反転回路2aを介して二次側出力端子の正電圧側に出力され得る。
このとき、本実施例のスイッチング電源では、チョークコイルL2を介し平滑されて出力される第1の整流平滑回路から二次側出力端子の正電圧側に出力される電圧より高い電圧を、第2の整流平滑回路から二次側出力端子の正電圧側に出力させ得る。
本実施例のスイッチング電源装置では、定常動作状態におけるスイッチング素子Q1のスイッチング周波数とは別に、スタンバイ状態検出部6を経て外部から入力されるスタンバイ信号に基づき、制御回路7により待機動作状態におけるスイッチング素子Q1のスイッチング周波数が設定される。待機動作状態におけるスイッチング周波数は、定常動作状態におけるスイッチング周波数より低く設定される。なお定常動作時と同様、待機動作時におけるオンデューティーの制御は、二次側出力から一次側に帰還される出力電圧Voの値に応じ、設定電圧と合わせるべく適宜制御回路7により行われる。
時刻t1でスイッチング素子Q1がターンオフすると、従来例同様、第1の整流回路ではトランスTの励磁エネルギーの放出に伴うリセット電圧又はフォワード電圧と言われる電圧波形が、図2(b)に示す通り第1及び第2の二次巻線S1及びS2の両端において負方向に発生する。このため、整流ダイオードD1はオフする。図3(b)に示す通り、チョークコイルL2の両端電圧の極性は先と逆転し、チョークコイルL2の両端電圧を表す二次側出力端+側と、L2の一端側、D1及びD2のカソード側(X点)との間の電圧は出力電圧Voとなる。チョークコイルL2には、チョークコイルL2、出力コンデンサC2、フリーホイールダイオードD2の経路で減少電流となる電流I2が流れる。
なお、図2(b)及び図3(b)から読み取れる通り、チョークコイルL2の両端子電圧は、第1及び第2の二次巻線S1及びS2の両端において負方向に発生するフォワード電圧がゼロに戻るまで出力電圧Vo一定のまま出力され続ける。第1及び第2の二次巻線S1及びS2の両端に負方向に発生していたフォワード電圧が終了すると、チョークコイルL2の両端子電圧はVoからゼロに移行する。
時刻t2で電荷引き抜きが終了したコンデンサCaについては、引き続きトランスTの第2の二次巻線S2、コイルLa、コンデンサCa、抵抗Raの経路で逆向きの電流Iaが流れる。このため、時刻t2を越えると、コンデンサCaは今度は逆向きの電流Iaにより、スイッチング素子Q1ターンオン時とは逆極性に充電される。最終的に極性反転回路2aのコンデンサCaとコイルLaの中点(Y点)−GND間の電圧が出力電圧Voになり、再びダイオードDaがターンオンする時刻t3の直前で状態3は終了する。
コンデンサCaの充電が終了し、フォワード電圧が反転する時刻t3で再びダイオードDaがターンオンすると、ダイオードDaを経て、平滑コンデンサC3に向け電流が流れる。
負方向に発生しているフォワード電圧がゼロに戻り出す時刻t4の直前で状態4は終了する。
時刻t4で、負方向に発生しているフォワード電圧はゼロに向け戻り始める。
この間も、ダイオードDaはターンオンを続け、ダイオードDaを経て、平滑コンデンサC3に向け電流は流れる。
第2の二次巻線S2に負方向に発生していたフォワード電圧が終了し、再び正電圧が生じる時刻の直前で状態5は終了する。
時刻t5で第2の二次巻線S2に負方向に発生していたフォワード電圧が終了し、再び正電圧が生じると、これまで状態3〜5において逆極性に充電されていたコンデンサCaは、再び順方向の電流が流れることによって電荷が引き抜かれる。電荷が引き抜かれる向きは状態3とは逆方向である。電流Iaの流れる経路は状態1に戻り、トランスTの第2の二次巻線S2、抵抗Ra、コンデンサCa、ダイオードDa、平滑コンデンサC3の順である。
コンデンサCaの電荷引き抜きが開始されたのちはダイオードDaはターンオフするため、ダイオードDaターンオフ後はトランスTの第2の二次巻線S2、抵抗Ra、コンデンサCa、そしてコイルLaの経路で順方向の電流Iaが流れる。コンデンサCaの電荷引き抜きが終了した時刻t6の直前で状態6は終了する。
時刻t6で電荷引き抜きが終了したコンデンサCaについては、引き続き抵抗Ra、コンデンサCa、そしてコイルLaの経路で順方向の電流Iaが流れる。このため、時刻t6を越えると、コンデンサCaは今度は再び順方向の電流Iaにより、スイッチング素子Q1ターンオン時と同極性に充電される。コンデンサCaへの充電が終了した時刻t7の直前で状態7は終了する。
ところで、図2(a)から分かるように、時刻t7では最終的に極性反転回路2aのコンデンサCaとコイルLaの中点(Y点)−GND間の電圧は出力電圧Voに達しないことが見て取れる。そのためダイオードDaはターンオンせず、図3(a)及び図4(a)に示す通り、以降はダイオードDaのカソード−アノード間電圧が引き続き発生する。
この後は、第2の二次巻線S2には負方向にフォワード電圧発生、同電圧がゼロに戻る、そして再び負方向にフォワード電圧発生、同電圧がゼロに戻ると言った繰り返しが減衰を伴いつつ生じる。
これに合わせ、コンデンサCaも、スイッチング素子Q1ターンオン時とは逆極性に充電された後にまたスイッチング素子Q1ターンオン時と同極性に充電されると言った繰り返しが減衰を伴いつつ生じる。
しかしながら、この段階に来るともはや、極性反転回路2aのコンデンサCaとコイルLaの中点(Y点)−GND間の電圧は出力電圧Vo以上になり得ず、ダイオードDaがターンオンすることは次の周期まで待たねばならない。
時刻t7より先のスイッチング素子Q1のターンオフ期間では、ダイオードDaはターンオンせず、ダイオードのカソード−アノード間には図3(a)及び図4(a)で示すような電圧が発生した状態が続くことになる。時刻t8においてスイッチング素子Q1が再びターンオンし、一スイッチング周期が終了する。時刻t8より先は、これまで説明した時刻t0以降と同様の動作である。
このように、本実施例のスイッチング電源装置では、軽負荷時において、これまで単にチョークコイルL2を介し平滑されて出力される第1の整流平滑回路から二次側出力端子の正電圧側に出力される電圧より高い電圧出力を得ることが可能となっている。
これらより、本実施例のスイッチング電源装置では、待機時を含む軽負荷動作時におけるスイッチング周波数を定常動作時よりも低く設定しても、十分余裕をもってあらかじめ定めた設定電圧を発生することが可能となっている。その結果、十分なスイッチング損失の低減効果を得ることが可能である。
また、構成及び動作を上記した本実施例のスイッチング電源装置に付き、待機時における効率を従来例及び比較例と対比した。実験結果を下表1、また対比実験時における各例の動作波形の一部を図5(a)〜(c)に示す。図5(a)〜(c)共に、縦軸は50V/div.である。なお、表1に現れない実験条件として、Ca=2200pF、Ra=3.3Ω、La=440μH(220μH×2)、トランスTの一次及び二次巻線の巻数及び巻数比はN1:N2:N3=24:6:6である。
以上、一実施例に基づき本発明のスイッチング電源装置に付き説明してきたが、本発明は上記実施例記載の構成に限定されず、種々変形実施することが可能である。
2a 極性反転回路
3 商用電源
4 全波整流回路
5 帰還回路
6 スタンバイ状態検出部
7 制御回路
8 負荷
L2 チョークコイル
Q1 スイッチング素子
P1 一次巻線
S1’ 二次巻線
S1 第1の二次巻線
S2 第2の二次巻線
T トランス
Claims (5)
- 少なくとも定常動作と負荷状況が前記定常動作時よりも軽い軽負荷動作の動作状態をもつフォワードコンバータであって、
入力側と出力側とを絶縁し、一次巻線の電圧と同相の電圧が発生するように二次巻線が巻回されたトランスと、
前記トランスの一次側に、商用電源からの交流電圧が整流された電圧が入力される一次側平滑コンデンサと、
前記平滑コンデンサの両端間に直列に接続され且つ前記平滑コンデンサの両端の電圧が直流入力電圧として印加される、前記トランスの一次巻線及びスイッチング素子と、
前記スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、
前記二次巻線の一端側にアノードが接続された整流ダイオードと、
前記二次巻線の他端側にアノードが接続され、前記整流ダイオードのカソードにカソードが接続されたフリーホイールダイオードと、
前記整流ダイオード及び前記フリーホイールダイオードのカソードに一端側が接続され、他端側が前記負荷に接続される二次側出力端子の一端側に接続されたチョークコイルと、
前記チョークコイルの他端側と前記二次巻線の他端側との間に接続され、二次側回路の出力を平滑する二次側平滑コンデンサと、
前記二次巻線の両端間に位置する中間タップに入力側が接続されると共に、出力側が前記チョークコイルの他端側に接続された極性反転回路と、
前記負荷に供給される二次側出力電圧が一定となるように前記制御回路に前記二次側出力電圧に関する信号を帰還させる帰還回路と、
を備え、
前記極性反転回路は、前記軽負荷動作時には前記二次巻線から、前記スイッチング素子がオフのとき前記二次巻線の両端に発生するフォワード側電圧の一部を取り出し、これを反転させたのち、得られた電圧を二次側出力端子に出力させることを特徴とするフォワードコンバータ。 - 前記極性反転回路は、
前記二次巻線の両端間に位置する中間タップに一端側が接続された抵抗と、
前記抵抗の他端側に一端側が接続されたコンデンサと、
前記コンデンサの他端側に一端側が接続され、他端側が前記二次巻線の他端側に接続されたコイルと、
前記コンデンサの他端側にアノード側が接続され、カソード側が前記チョークコイルの他端側に接続されたダイオードと、
からなることを特徴とする請求項1に記載のフォワードコンバータ。 - 前記動作状態が待機状態か否かを検出する検出手段をさらに備え、
前記検出手段により前記動作状態が前記定常動作から前記待機動作に移行したことが検出されると、前記制御回路は前記スイッチング周波数を前記定常動作におけるスイッチング周波数より低い、予め定められた待機動作用のスイッチング周波数に切り替えて前記スイッチング素子を駆動させることを特徴とする請求項1または2に記載のフォワードコンバータ。 - 前記検出手段は、前記動作状態が待機動作であることを示すスタンバイ信号を受信して前記制御回路に伝達するものであることを特徴とする請求項3に記載のフォワードコンバータ。
- 前記検出手段は、前記定常動作から前記待機動作に前記動作状態が移行した時に前記二次側出力端子に出力される電圧と、予め設定された前記定常動作時における二次側出力電圧との差違の大きさから、前記動作状態が前記定常動作から前記待機動作に移行したか否かを検出するものであることを特徴とする請求項3に記載のフォワードコンバータ。
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