KR20010014862A - 전력변환장치 - Google Patents

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KR20010014862A
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테루누마무쓰히로
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가나이 쓰토무
가부시키가이샤 히타치세이사쿠쇼
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Abstract

전력변환장치에 있어서 전류를 고정밀도로 검출하기 위해, 스위칭 소자의 주단자와 직렬로 인덕턴스를 설치하고, 스위칭시에 인덕턴스의 양단에서 발생하는 전압을 적분회로에서 적분함으로써 전류를 검출한다.

Description

전력변환장치{POWER CONVERTING APPARATUS}
본 발명은, 스위칭 소자를 사용한 전력변환장치에 관한 것이다.
전력변환장치에서는, 각 부분의 전류를 측정하는 것이 광범위하게 행해지고 있다.
예를 들면, IGBT(insulated Gate Bipolar Transistor)와 MOSFET 등에서 소자가 단락하여 과전류가 흐르고 있는 것의 판정에도 전류의 측정결과가 이용되고 있다. IGBT 등의 소자는, 출력 전류가 게이트 전압에 의해 제한되는 전류포화 특성을 갖고 있기 때문에, 전원이 소자에 직접 인가되는 단락상태가 발생하여도, 수십 μs의 사이에 차단되면 파괴되지 않고 전류를 차단하는 일이 가능하다. 그래서, 어떠한 단락상태를 판단하는 수단을 설치하여, 단락으로 판단된 경우에는, 소자를 자기차단하는 단락보호장치를 내장하는 일이 일반적인 것으로 되고 있다.
단락 상태의 판단방법으로서는, 소자에 흐르는 전류를 측정하고 전류가 규정을 초월하면 단락상태로 판단하는 방법이 일반적으로 행해지고 있으며, 몇가지의 전류 검출방법이 알려져 있다. 예를 들면, 일본국 특개평 5-267580호 공보에 기재된 기술과 같이, 소자와 병렬로 전류를 측정하는 것을 목적으로 한 보조소자를 설치하고, 보조소자에 직렬로 접속된 저항에 발생하는 전압으로 전류를 측정하는 방법이 있다. 이 방식은, 주소자의 전류의 일부가 보조소자에는 흐르도록 만들어져 있기 때문에, 대전류의 측정이 가능하다고 하는 특징을 갖는다. 또한, 보조소자는 주소자와 함께 한 개의 칩 내부에 만들어 넣어지는 경우가 많다.
소자에 흐르는 전류를 측정하는 다른 방법으로서는, 보조소자가 아니라 주소자에 직렬로 저항을 접속하여 측정하는 방법, 커런트 트랜스를 주소자에 배선에 설치하여 측정하는 방법 등이 있다. 이들 방법은, 소자에 흐르는 전류를 직접 판독하기 때문에, 고정밀도로 전류를 판독할 수 있다는 특징을 갖는다.
최근의 전력변환장치에서는, 앞에서 설명한 보호기능의 부가 뿐만 아니라 PWM 제어의 고성능화도 진행되고 있다. 그것의 일례로서, 유도 전동기의 벡터 제어가 존재한다. 유도 전동기는, 회전자의 구조가 간단하며 견고하며, 저가라고 하는 특징이 있기 때문에, 광범위하게 사용되고 있지만, 안전적으로 구동하기 위해서는, 벡터제어 기술을 사용하는 것이 필수적으로 되어 있다.
벡터제어도 단락 보호와 마찬가지로, 전류를 고정밀도로 측정하는 것이 필수적이다. 벡터제어에서는 전동기의 전류를 제어정보로서 판독하는 것이 필요하며, 통상적으로는, 인버터와 전동기의 배선 사이에 저항을 삽입하고, 저항의 양단에 발생하는 전압, 또는 배선이 부착된 커런트 트랜스 등의 전류 측정기로 측정되고 있다.
이와 같이 현재의 전력변환장치에서는, 스위칭 소자와 전동기의 전류를 고정밀도로 측정하는 것이 필수적으로, 앞서 설명한 것과 같이, 보조소자, 저항, 또는 커런트 트랜스 등을 사용하여 측정되고 있었다.
그러나, 종래부터 행해지고 있었던 전류의 측정방법은 이하와 같은 문제점이 있다.
보조소자를 사용한 전류의 측정방법에서는, 보조소자와 저항의 직렬회로를 주소자와 병렬로 접속하고, 저항에서 발생하는 전류를 읽어 들인다. 주소자의 단자 사이에 인가되는 전압은, 보조소자측에서는 보조소자와 저항에서 분할되기 때문에, 주소자와 보조소장에서는, 각 소자의 주단자 사이에 인가되는 전압이 다르다. 또한, 저항에서 발생하는 전압은 전류값에 비례하여 증가되기 때문에, 전류에 의해 주소자와 보조소자에 인가되는 전압의 비율도 다르다. 이 때문에, 보조소자를 사용한 방법에서는, 주소자와 보조소자에 흐르는 전류의 비율이 전류값에 의해 달라지기 때문에, 전류를 고절밀도로 측정하는 것이 곤란하다.
또한, 주소자에 저항을 직렬 접속하여 측정하는 방법에서는, 주회로의 전류가 모두 저항을 흐르기 때문에, 고정밀도의 측정은 가능하지만, 저항에서 큰 손실이 발생한다. 이 때문에, 수십 A 이상의 측정은 곤란하다.
더구나, 커런트 트랜스를 사용한 방법은, 고정밀도의 측정이 가능하지만, 커런트 트랜스의 사이즈가 크고 또한 고가이기 때문에, 시스템의 소형화, 저코스트화가 곤란하다.
본 발명은, 이상의 문제를 고려하여 이루어진 것으로, 고정밀도의 전류 검출수단을 구비한 전력변환장치를 제공한다.
도 1은 본 발명의 전류 검출방법을 나타낸 회로도의 일례이고,
도 2는 또 다른 실시예이며,
도 3은 IGBT 모듈의 개관도와 등가회로를 나타낸 것이고,
도 4는 전류 검출방법을 나타낸 회로도이며,
도 5는 평가용의 회로와 측정결과를 나타낸 것이고,
도 6은 적분회로의 다른 구성예를 나타낸 것이며,
도 7은 디지탈적인 처리를 행하는 다른 구성예이고,
도 8은 단락 보호회로의 구성도와 구체적인 회로이며,
도 9는 dV/dt를 제어하기 위한 실시예이고,
도 10은 3상 인버터의 구성도이며,
도 11은 상전류를 구하는 방법을 나타낸 것이고,
도 12는 벡터 제어기능을 갖는 인버터의 구성도이다.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명 *
10: 적분회로 11: 게이트 구동회로
IGBT: 절연 게이트형 바이폴라 트랜지스터
L: 인덕턴스
Le: IGBT 모듈의 에미터측의 주회로 배선이 갖는 인덕턴스
M: IGBT 모듈 C: 컬렉터 단자
Es: 센스용 에미터 단자 Em: 에미터 단자
31: OP 앰프 SW: 아날로그 스위치
Ve: Es와 Em 사이(인덕턴스의 양단)에 발생하는 전압
Ve*: Ve를 적분한 전압 51: 아날로그 스위치
DF11: 프리휠 다이오드 ig11: 게이트 전류
본 발명에 따른 전력변환장치는, 스위칭 소자와, 스위칭 소자의 주단자에 접속되는 인덕턴스와, 인덕턴스의 양단에 발생하는 전압을 적분하는 적분기를 갖는다.
스위칭 소자에 흐르는 전류를 온·오프시키면, 인덕턴스의 양단에는 전류의 시간 미분에 비례한 전압이 발생한다. 인덕턴스에 발생한 전압은 적분기에서 적분된다. 적분기의 출력에는 스위칭 소자에 흐르는 전류에 비례한 전압이 발생한다.
본 발명에 따른 전력변환장치의 구체적인 구성은 다음과 같이 되어 있다. 스위칭 소자와 역병렬로 접속되는 다이오드로 이루어진 병렬회로에, 실질적으로 배선으로 실현가능한 정도로 작은 인덕턴스가 직렬로 접속된 회로로, 3상 인버터를 구성한다. 각 스위칭 소자의 게이트에는 구동회로가, 또한 인덕턴스의 단자 사이에는 적분회로가 접속된다. 구동회로와 적분회로는 통신 인터페이스를 통해 상위 제어장치에 접속된다. 전동기에는 회전 위치와 회전 속도를 검출하기 위한 검출기가 부착되어 있다. 상위 제어장치에서는, 스위칭 소자의 온·오프시의 순시전류로부터 구한 상전류, 및 회전 위치와 속도 검출기의 정보를 기준으로, 인버터의 각 상의 스위칭 타이밍을 조정한다. 이것에 의해, 고정밀도의 전동기 제어가 행해진다.
본 발명의 또 다른 특징에 대해서는, 이하의 설명 중에서 명백해질 것이다.
(실시예)
도 1, 도 2 및 도 3은, 스위칭 소자의 전류를 측정하는 회로의 일례이다. 또한, 도 4는 전류의 측정 결과와 측정회로이다. 스위칭 소자는 IGBT에 한정될 필요는 없지만, 이하에서는, IGBT로 설명한다.
도 1의 구성은 다음과 같이 되어 있다. IGBT의 에미터 단자 E에는 인덕턴스 L이 직렬로 접속되어 있다. IGBT의 게이트 단자 G에는 구동회로(11)가 접속되어 있다. 인덕턴스의 한쪽의 단자 Em은 적분회로(10)에 접속되어 있다. 에미터 단자 E는, 구동회로(11)와 적분회로(10)의 그라운드에 접속되어 있다. 적분회로(10)는, 인덕턴스 L에서 발생하는 전압을 적분하여, 인덕턴스 L에 흐르는 전류를 출력한다. 제어회로(12)는, 적분회로(10)로부터의 전류의 정보를 기준으로, 구동회로(11)의 제어조건을 결정한다. 단자 C와 Em 사이에는 인덕턴스 LM과 다이오드 D로 이루어진 병렬회로와 전원 Vcc가 직렬로 접속되어 있다. IGBT는 구동회로(11)의 신호에 의해 온·오프되는 것으로, 인덕턴스 LM에 전류를 공급한다. 또한, 도 1의 회로도는, 도 10 또는 도 12에 나타낸 것과 같은 전력변환기의 일 구성부분이다.
도 2는 또 다른 실시예로서, IGBT의 컬렉터 단자 C에는 인덕턴스 L2가 직렬로 접속되어 있다. IGBT의 게이트 단자 G에는 구동회로(11)가 접속되어 있다. 인덕턴스의 한쪽의 단자 Cm은 적분회로(10)에 접속되어 있다. 컬렉터 단자 C는, 적분회로(10)의 그라운드에, 또한 에미터 단자 E는 구동회로(11)의 그라운드에 접속되어 있다. 적분회로(10)는, 인덕턴스 L2에서 발생하는 전압을 적분하여, 인덕턴스 L2에 흐르는 전류를 발생한다. 제어회로(12)는, 적분회로(10)로부터의 전류의 정보를 기준으로, 구동회로(11)의 제어조건을 결정한다. 또한, 적분회로(10)와 구동회로(11)는, 적분회로(10)와 제어회로(12), 또는 구동회로(11)와 제어회로(12)의 사이에서 절연되어 있다.
도 3은 IGBT 모듈의 개관도와, 그것의 등가회로이다. 금속제의 히트싱크판(211)의 위에는 절연판(29)이 설치되고, 더구나 그 위에는 금속판(25)이 설치된다. 금속판(25)의 위에는, IGBT 칩 및 다이오드 칩 DF가 배치된다. IGBT 칩의 컬렉터 전극과 다이오드 칩 DF의 캐소드 전극은, 함께 금속판(25)을 거쳐 컬렉터 단자 C에 접속된다. 또한, 배선(28)에 의해 IGBT 칩의 에미터 전극과 다이오드 칩 DF의 아노드 전극은 함께 에미터 전극판(24)을 통해 에미터 단자 Em에 접속되어 있다. 센스용의 에미터 단자 Es는 에미터 단자판에 접속되어 있다. 에미터 단자 Em은 주전류를 통전하기 위한 단자이다. 한편, 센스용의 에미터 단자 Es는, IGBT의 게이트를 제어하는 전류를 통전하기 위해 사용되는 단자로, 통상적으로는 주전류를 통전하지 않는다. 게이트 단자 G는 게이트 전극판(210)을 통해 IGBT 칩의 게이트 전극에 접속된다. 이상의 구성이 플라스틱 패키지(212)에 내장되며, 각 단자는 플라스틱 패키지(212)의 외부로 빼내져 있다.
컬렉터 단자 C와 에미터 단자 Em의 사이에는, 인덕턴스 LM과 다이오드 D로 이루어진 병렬회로와 직류 전원 Vcc가 직렬로 접속된 주회로가 접속되어 있다. 에미터 단자 Em과 센스용의 에미터 단자 Es 사이에는 적분회로(10)가, 게이트 단자 G와 센스용의 에미터 단자 Em의 사이에는 구동회로(11)가 접속된다. 또한, 적분회로의 출력은 제어회로로, 제어회로의 출력은 구동회로로 전달된다.
도 3b는 IGBT 모듈 M의 등가회로이다. IGBT와 다이오드 DF는 역병렬로 접속되어 있다. 이 역병렬 회로에는 도 3a에 나타낸 에미터 전극판(24)과 에미터 단자 Em이 갖는 기생의 인덕턴스 Le가 직렬로 접속된다. 게이트 단자 G에는 구동회로(11)가, 에미터 단자 Em에는 적분회로(10)가 접속된다. 센스용의 에미터 단자는, 구동회로(11)와 적분회로(10)의 그라운드에 접속되어 있다. 또한, 센스용의 에미터 단자 Es는 반드시 적분회로(10)의 그라운드 단자에 접속될 필요는 없으며, 에미터 단자 Em을 적분회로(10)의 그라운드에 접속하고, 센스용의 에미터 단자 Es를 신호로 적분하여도 된다. 단, 이 경우에, 적분회로(10)와 구동회로(11)는 절연할 필요가 있다.
도 4는 이와 다른 또 다른 실시예이다. 도 4a는 모듈 M의 에미터측에 적분회로 접속용의 전용단자 Em2를 설치한 것이다, 일반적으로, 주전류를 통전하는 단자 Em은 크고, 또는 외부의 주회로와 큰 나사로 접속할 필요가 있다. 이것에 대해 적분기로의 입력은, 미소한 전류를 흘리면 되기 때문에, 작은 나사로 충분하다. 따라서, 한 개의 에미터 단자에 주전류와 적분기에의 접속은 곤란하다. 도 4a는 이 점을 개량한 것으로, 적분회로 전용의 에미터 단자 Em2를 설치하고 있다.
도 4b는, 인덕턴스를 2개로 나누고, 그것의 중간에서 적분회로 전용의 단자를 설치하고 있다. 전류의 검출에 사용되는 인덕턴스로서는, 모듈 M의 에미터 전극판(24)과 에미터 단자 Em이 갖는 기생의 인덕턴스를 이용하는 것이 부품의 증대가 없어 바람직하다. 그러나, 기생의 인덕턴스는, 에미터 전극판(24)과 에미터 단자판 Em의 구조에 의존하기 때문에, 모듈의 구조에 의해서는 그 것의 값이 크게 되는 경우가 있다. 인덕턴스의 양단에서 발생하는 전압은 인덕턴스의 값에 비례하기 때문에, 인덕턴스의 값이 커지면, 적분회로로의 입력 전압이 증가한다. 적분회로의 전원 전압은, 통상적으로 ±20V 정도 이하로 구성되는 경우가 많아, 적분회로에의 입력 전압이 너무 커지면, 적분회로가 고전압에 의해 파괴된다고 하는 문제가 발생한다. 따라서, 적분회로용의 단자를 에미터 단자판(24)과 에미터 전극판 Em의 중간에서 빼내도록 하면, 적분회로에의 입력 전압을 작게 할 수 있어, 상기한 문제를 해결할 수 있다.
도 5는 평가에 사용된 회로와 측정결과를 나타낸 것이다. 도 5a의 평가회로는, 도 3b에 나타낸 회로를 2개 직렬로 접속한 구성으로 되어 있으며, 더구나, 직렬회로의 주단자는 직류전원 단자 T1과 T2에 접속된다. 또한, 모듈 M11의 주단자 사이에는 인덕턴스 LM을 접속한다. 연산증폭기, 즉 OP 앰프(31)와 OP 앰프(31)에 접속되어 있는 저항과 콘덴서는 적분회로를 구성하고 있다. 그거의 상세내용은, 도 6에서 설명한다. 또한, 본 회로는, 도 10 또는 도 12에 나타낸 3상 인버터의 1상분에 해당한다.
도 5b는 모듈 M12의 IGBT12가 턴온되었을 때의 모듈 M12측의 파형이다. Ve는 인덕턴스 Le에서 발생하는 전압으로, 센스용의 에미터 단자 Es를 기준으로 하고 있다. Vce는 컬렉터 단자의 전압이다. 또한, 전류는, 커런트 트랜스에서 측정된 에미터 배선부에 흐르는 전류와 인덕턴스 Le에서 발생하는 전압 Ve를 적분한 파형 Ie'을 나타내고 있다. 양자는 극히 잘 일치하고 있어, 인덕턴스 Le에서 발생하는 전압을 적분하는 것으로 전류를 측정할 수 있는 것을 알 수 있다.
본 측정은 다음과 같이 하여 행하였다. IGBT12의 게이트 G를 고전위로 하고 IGBT12를 온 상태로 한다. 그러면, 인덕턴스 LM과 IGBT12와 인덕턴스 Le를 통해 전류가 흐른다. 인덕턴스 LM은 그것의 값이 크기 때문에, 직류 전압은 전부 LM으로 인가된다. 그 때문에, 전류는 시간에 비례하여 증가한다. 다음에, 전류가 200A로 된 시점에서 IGBT12의 게이트 신호를 저전압으로 하고 IGBT12를 오프 상태로 하여, 전류를 차단한다. 그러면, 인덕턴스 LM의 전류는, 다이오드 DF11측으로 흘러간다. 수십 μs 후 IGBT12를 다시 턴온하면, 인덕턴스 LM의 전류는 다이오드 DF11로부터 IGBT12측으로 이동하기 때문에, 전류 변화율에 비례한 전압 Ve가 인덕턴스 Le에서 발생한다. 도 5b의 파형은, IGBT12가 턴온하였을 때의 파형이다.
턴온시에, 인덕턴스 LM에 흐르는 전류보다 큰 전류가 수백 ns의 사이에 흐르고 있다. 이것은 다음의 이유에 따른다. 다이오드 DF11에 순방향 전류를 통전하면, 다이오드 DF11의 내부에는 캐리어가 축적되기 때문에, IGBT12를 턴온시켜 다이오드 DF11에 역방향 전압을 인가하면, 다이오드의 내부에 축적된 캐리어에 의해 다이오드 DF11에는 역방향으로 전류가 흐른다. 이 전류를 다이오드의 리커버리 전류라 부른다. IGBT12의 턴온시의 전류는, 다이오드 DF11의 리커버리 전류와 인덕턴스 LM의 전류를 가산한 전류가 되기 때문에, 턴온의 초기에는, 인덕턴스 LM보다 큰 전류가 흐른다. 따라서, 인덕턴스 LM의 전류를 측정하고 싶은 경우에는, 다이오드의 리커버리 전류가 없어졌던 후의 전류값을 판독할 필요가 있다. 또한, 통상적으로 다이오드의 리커버리 전류가 흐르는 시간은, 내압 100V 이하에서 수십 내지 수백 ns 정도, 1000V 이하에서, 1μs 정도, 수천 V에서 3∼4μs 정도이다.
도 6은 적분회로의 또 다른 구성예를 나타낸 것이다. 도 6a에서는, 에미터 단자 Em과 OP 앰프(31)의 일측 단자가 저항 R1을 통해 접속된다. OP 앰프(41)의 + 단자는 센스용의 에미터 단자 Es에 접속된다. 또한, OP 앰프(41)의 - 단자와 OP 앰프의 출력 단자(42) 사이에는, 콘덴서 Ci와 저항 R2가 접속된다. OP 앰프(31), 저항 R1 및 콘덴서 Ci는, 에미터 단자로부터의 출력전압 Ve를 적분하는 적분회로를 구성하고 있다. 저항 R2는, OP 앰프(31)의 적분 오차를 방지하기 위한 저항으로, 통상적으로 100kΩ 내지 수 MΩ의 저항이 사용된다. 또한, 오차적분은, OP 앰프(31)의 + 단자와 - 단자 사이에 흐르는 바이어스 전류에 의해 저항 R1에서 발생하는 전압을 적분하기 위해 발생된다.
저항 R2를 삽입한 도 6a의 구성은, 낮은 주파수의 신호성분을 통과시키지 않는 바이패스 필터로서 기능을 수행한다. 차단 주파수는 1/(2πCi·R2)로, 그것 이하의 신호는 통과되지 않는다. 따라서, 낮은 주파수의 신호까지 적분기로서 기능을 시키는데에는, Ci 및 r2를 크게 할 필요가 있다.
도 6b는 낮은 주파수의 신호까지 적분기로서 동작시키는 회로의 일례로, 도 6a의 저항 R2를 스위치 SW로 치환하고 있다. 스위치 SW로서는, 온시의 저항이 작고, 또한 오프시의 저항이 큰 아날로그 스위치를 사용하는 것이 좋다. 스위치 SW는, 콘덴서 Ci를 방전하고, 적분기를 리셋하기 위해 사용된다. IGBT를 스위칭시키는 온·오프 펄스로부터 폭이 짧은 펄스를 작성하고, 스위치 SW에 입력하여 SW를 온 상태로 하면 콘덴서 Ci의 전하가 방전하기 때문에, 적분기의 출력은 0V로 된다. IGBT의 게이트 신호는, 지연회로에서 지연되기 때문에, IGBT는 적분기의 리셋 시각보다 늦춰져, 스위칭 동작을 한다. 턴온일 때라면, 적분기를 IGBT에 전류가 흐르기 전에 리셋되기 때문에, 출력이 0V로 된 상태에서, IGBT가 턴온된다. 이 때문에, IGBT의 전류를 정확하게 측정할 수 있다. 또한, 턴오프시에도 마찬가지로, IGBT의 턴오프에 앞서서, 적분기의 출력은 0V로 되어, 적분기로부터의 전압은 반전되기는 하지만, 정확한 전류측정이 가능하다. 또한, 아날로그 스위치는, MOSFET에서 작성되며, 통상적으로 온시의 저항이 수십 Ω으로 작고, 오프시의 저항이 수십 MΩ 내지 백 MΩ으로 크다. 그 때문에, 아날로그 스위치가 오프시의 적분기의 차단 주파수는, 도 6a의 방법보다 2 내지 3 자리수 낮아져, 저주파의 전류의 측정이 가능하게 된다. 또한, 리셋트하는 시간은, OP 앰프의 스루 레이트(출력전압을 변화시킬 수 있는 스피드)와 리셋트하기 전의 출력전압으로 결정된다. 범용적으로 사용되고 있는 OP 앰프의 경우, 스루 레이트는 10V/μs 정도이다. 그 때문에, 예를 들면 출력전압이 ±15V 정도로 되도록 설계한 경우, 1.5μs 정도의 리셋 시간 Trset을 설치하면 된다. 도 6b 중에는, 이들 펄스의 시간관계도 도시되어 있다.
도 6c는 또 다른 실시예로, 적분회로를 패시브한 부품으로 구성한 예이다. R3와 Ci가 적분회로를 구성하고 있다. 본 회로는, 적분기가 콘덴서와 저항 만으로 구성할 수 있어, 부품수를 적게 할 수 있는 메리트를 갖고 있다. 또한, 도 6b와 마찬가지로, Ci에 병렬로 SW를 접속하고, IGBT의 스위칭에 앞서, SW를 온시켜 적분기를 리셋하는 구성으로 하여도 된다.
도 7a는 또 다른 구성예로서, 디지탈적인 처리를 한 경우이다. 인덕턴스 Le의 전압 Ve를 A/D 변환한 후, 이것을 디지탈적으로 적분하여 전류값을 구한다. 디지탈적인 적분의 방법은, 공지기술을 사용하는 것으로 되며, 여기에서는 상세한 설명은 생략한다. EH한, 디지탈 형태의 적분으로도, 전술한 것과 같이, IGBT의 스위칭에 앞서서, 적분기를 제로 클리어하여 적분을 개시하면, 오차가 적은 측정이 가능하게 된다.
도 7a의 구성은, 인덕턴스의 전압을 곧바로 디지탈 신호로 변환하여 적분하기 때문에, 오차가 적은 적분이 가능하다고 하는 메리트를 갖고 있다. 그러나, 도 5b의 측정결과로부터도 알 수 있는 것과 같이, 통상적으로 인덕턴스에서 발생하는 전압은 수십 MHz의 신호성분을 갖고 있어, 이것을 적분하기 위해서는 적어도 수십 MHz에서 A/D 변환기를 동작시킬 필요가 있다. 현재의 기술에서 실현가능하지만, 구동 주파수를 고속화하면 A/D 변환기가 고가로 되어 코스트업에 이어진다. 도 7b는, 이 점을 개선한 것으로, 아날로그적으로 적분을 실시한 후에, A/D 변환하는 구성으로 되어 있다. 도 5b에서 설명한 것과 같이, IGBT의 전류를 구하는 경우에는, IGBT가 스위칭하고 나서 수 μs 후의 전류를 읽어들이면 된다. 통상적으로, IGBT를 이용한 전력 변환기의 경우, IGBT의 스위칭 주파수는 수 kHz 내지 수십 kHz이며, A/D 변환기의 동작 주파수도 상기한 정도에서 좋으며 저가의 A/D 변화기를 사용하는 것이 가능하게 된다.
도 8은 단락 보호회로의 구성도와 구체적인 회로이다. 적분회로로부터의 출력은 비교회로에 의해 지령값과 비교된다. 지령값 이상의 전류가 되면, 비교회로는 오프 펄스를 출력하고, 전환회로는 구동회로에 오프 펄스를 출력한다. 구동회로는, IGBT의 게이트 전압을 저하시켜 IGBT를 차단한다. 이상의 경로에서 단락 보호가 행해진다. 다음에, 도 8b의 구체적 회로에서 IGBT에 단락이 발생하였을 때의 보호동작을 설명한다.
온·오프 펄스를 고전위로 하면, 트랜지스터 Q2와 Q3의 베이스 전압 VB도 고전위로 되기 때문에, Q2는 온, Q3는 오프로 된다. 그 때문에, IGBT의 게이트 전압이 증가하여 IGBT는 온 상태로 되어, 컬렉터 단자 C와 에미터 단자 Em 사이에 전류가 흐른다. IGBT에 전류가 흐르면, 인덕턴스 le에 IGBT의 전류의 변화율 di/dt에 비례한 전압 Ve가 발생하기 때문에, OP 앰프 IC2로 구성된 적분회로는, IGBT의 전류를 전압 Ve*로서 출력한다. 적분으로 얻어진 전압 V*은 비교기 IC1으로 구성되는 비교회로에 전달되어, 전원전압, 저항 R8 및 저항 T9으로 결정되는 전압 지령값 Vref와 비교된다. 전류의 적분값 Ve*가 지령값 Vref 이상이 되면, 비교기 IC1의 출력은 고전위 상태가 되어, 트랜지스터 Q5가 온된다. 그러면, 트랜지스터 Q2와 Q3의 베이스 전압 VB가 저하되기 때문에, Q2는 오프, Q3는 온 상태로 이행한다. 결국, 지령값 전압 Vref 이상의 전류가 IGBT에 흐르면, IGBT는 온·오프 펄스의 지령에 무관하게 차단상태가 된다.
단락 보호의 경우, 적분조건은 다음과 같이 결정하면 된다. 단락이 발생하면, IGBT의 전류는 급격하게 증가한다. 증가하는 비율은, 전원전압, 주회로의 인덕턴스 및 IGBT의 턴온 속도로 결정된다. 또한, 주회로의 인덕턴스란, 예를 들면 도 10의 회로의 U상이면, 단자 T1 모듈 M11, 모듈 M12, 단자 T2, 및 전원으로 구성되는 루프가 갖는 인덕턴스이다. IGBT 인버터의 경우, 주회로의 인덕턴스는 통상적으로 0.1μH 내지 1μH로 작기 때문에, 단락시의 전류의 증가속도 di/dt는 수백 A/μs 내지 수천 A/μs로 고속이다. 따라서, 이 때의 주파수 성분은, 수백 lHz 내지 수 MHz로 고주파이다. 이들 관계로부터, 단락시의 전류를 적분하여 단락 보호하는 경우에는, 1 자리수 정조의 여류를 보아 적분기의 차단 주파수를 10 kHz 내지 100 kHz 정도로 고주파로 설정할 수 있다.
또한, 도 8에서는 생략되어 있지만, IC1의 출력을 래치회로에 입력하고, 오프 상태를 유지하여도 된다. 단락의 발생은, 노이즈에 의한 오동작과 제어의 잘못 등 몇가지의 예를 생각할 수 있다. 상기한 예라면, 연속하여 발생하는 것은 생각할 수 없기 때문에, 전류가 기설정값 이상으로 되었을 때에 IGBT를 오프로 하고, 전류가 기설정값 이하로 되면 보호를 해제하여, 통상 동작으로 되돌려도 된다. 그러나, 후자의 경우에는, 단락을 발생시키는 요인이 장기간 계속되기 때문에, 오프 상태를 유지하는 동시에, 상위의 제어장치에 단락 상태인 것을 통신하고, 해제 지령이 있을 때까지, 오프 상태를 유지하는 것이 좋다. 단락시의 처리방법에 대해서는, 몇가지를 생각할 수 있으며, 시스템의 목적이 따른 처리로 하면 된다.
그런데, IGBT는 스위칭이 늦기 때문에, 급격한 전압 변화(dv/dt)를 발생한다. 이것이 크게 되면, 스위칭 노이즈의 발생 뿐만 아니라, 모터 등의 단자 사이에 과전압이 발생하여, 모터의 파괴를 일으킨다. 따라서, 예를 들면, 일본국 특개평 10-150764호와 같이, dv/dt를 저감하는 것이 행해지고 있다. 도 9의 실시예는, dv/dt를 제어하는 것을 목적으로 하고 있다. IGBT의 dv/dt를 저감하면 스위칭 손실이 증가한다. 이것은, 전압의 상승, 하강이 완만하게 되어, 전류와 전압의 곱이 증가하기 때문이다. 따라서, dv/dt를 필요 이상으로 작게 하는 것은 바람직하지 않다.
도 9a는 IGBT의 턴온시의 스위칭 파형, 도 9b는 턴오프시의 스위칭 파형이다. Ig는 게이트 전류, Ie는 에미터 전류, Vc는 컬렉터 전류, Vd는 상대측의 다이오드(2직렬로 접속된 IGBT 모듈의 상대측의 다이오드)의 전압이다. 또한, 측정에는, 전압 3.3kV, 전류 1200A 의 IGBT 모듈을 사용하였다. 또한, IGBT의 턴온시에 발생하는 dv/dt는 다이오드의 리커버리에 의해 발생하는 dv/dt의 쪽이 훨씬 크기 때문에, 도 9c의 종축은 리커버리 dv/dt로 하였다.
IGBT의 dv/dt는, 전압이 변화하고 있는 기간에, IGBT의 게이트 전류를 적게 하는 것으로 저감할 수 있는 것을 발견하였다. 전압이 변화하고 있는 기간으로는, 턴온이면 Tf로 나타낸 기간, 턴오프이면 Tr로 나타낸 기간이다, 또한, 게이트의 제어조건을 일정하게 하여, dv/dt의 전류 의존성을 조사한 결과, 리커버리 dv/dt는 전류의 증가와 함께 저하되는 것을 발견하였다. 이것에 대해, 턴온시의 dv/dt는 전류 600A 정도까지는 증가하고, 그후 일정하게 되는 것을 발견하였다. 따라서, 턴온이면, 저전류일 때에는 Ig를 작게 하고, 전류가 클 때에는 Ig를 크게 하여 구동하면, 대전류시의 dv/dt를 크게 억제하여, 스위칭 손실이 증가하는 것을 방지하는 것을 알 수 있다. 또한, 턴오프시는 이것의 역이다.
도 9e는 dv/dt를 일정하게 제어하기 위한 회로 구성을 나타내며, 3상 인버터의 1상분을 빼내 기재하고 있다. 인덕턴스 Le의 전압 Ve를 적분하고, 리커버리 전류가 없어진 후의 전류를 판독하여, 이것을 일시 기억한다. 그리고, 기억값에 따라, 구동회로로부터 IGBT의 게이트에 가하는 전류 Ig를 제어하여, dv/dt와 손실을 최소로 한다. IGBT의 전류값에 따라 dv/dt를 일정하게 제어하기 위해서는, 전류의 판독과 동시에 게이트 전류 Ig를 순시 제어하는 것이 가장 좋다. 그러나, 전류의 판독값은 IGBT의 스위칭 후 밖에 측정할 수 없으므로 실질적으로는 불가능하다. 이 문제는, 전력변환장치의 부하 전류의 주파수보다 스위칭의 주파수가 1 내지 3 자리수 정도 높은 것을 이용하여 해결한다. 턴온시의 제어이면, 이 값 앞의 턴오프시에 측정된 전류값으로 턴온시의 게이트 전류 Ig를 결정한다. 또한, 1회 앞의 턴온시에 측정한 전류를 이용하여도 큰 차이는 없다. 또한, 턴오프시에는, 마찬가지로 그 앞의 턴온시에 측정된 데이터를 사용한다. 이와 같이 하면, 고속의 판정을 하지 않고 dv/dt를 일정하게 제어할 수 있다.
또한, 스위칭시의 di/dt도 스위칭시의 게이트 전류로 제어하는 것이 가능하며, 이 경우에도, dv/dt와 동일한 방법으로 제어한다.
다음에, 상전류를 구하는 방법에 대해 설명한다. 전력변환장치에서는, 일반적으로 부하전류의 측정이 행해지고 있다. 예를 들면, 유도 모터를 효율좋게 회전시키는 벡터 제어에서는, 모터 전류의 측정이 불가피하다.
도 10은, 3상 유도전동기를 제어하는 3상 인버터의 구성도이다. 모듈 M11의 게이트 단자 G, 센스용의 에미터 단자 Es 및 에미터 단자 Em에는 제어회로가 접속된다. 또한, 여기에 나타낸 제어회로로는, 예를 들면 도 1이면, 적분회로(10), 구동회로(11)와 제어회로(12)로 구성되어 있다. 모듈과 제어회로로 이루어진 회로는 2개 직렬로 접속되어, 3상 인버터의 1상을 구성한다. 더구나, 3 병렬로 접속되어 3상 인버터가 구성된다. 또한, 이하, 모듈 M11, M21, M31을 상부 아암, M12, M22, M32를 하부 아암의 모듈로 부르는 것으로 한다. 상부 아암 모듈의 컬렉터 단자는, 직류 전압 Vcc의 + 단자 T1에, 하부 아암 모듈의 에미터 단자는, Vcc의 - 단자 T2에 접속된다. 상부 아암 모듈과 하부 아암 모듈의 각 접속점은 3상 유도 전동기에 접속된다. 각각의 제어회로는 다시, 상위 제어회로에 접속되어, 3상 인버터의 PWM 제어가 행해진다.
도 11은 상전류를 구하는 방법을 설명하기 위한 도면이다. 캐리어 신호와 각 상의 전압 지령값으로부터, 각 상의 스위칭 지령을 결정한다. 예를 들면, U 상을 예로 하여 설명하면, U 상의 전압이 Vcc일 때에는, IGBT11이 온, IGBT12가 오프, 0V일 때에는 그것의 역으로, IGBT11이 오프, IGBT12가 온이다. 또한, 실제로는 IGBT11과 IGBT12의 전환시에는, 양자를 오프로 하는 기간을 설치하여, 직류 단자 사이가 단락되는 것을 방지하고 있다.
상전압이 Vcc일 때에는, 부하에 흐르는 전류는 증가하고, 또한 0V일 때에는 감소한다. 유도전동시의 U 상 전류가 양인 경우, a로 나타낸 것과 같은 파형이 모듈 M11에서 관측된다. 도 11b는 그것의 일부를 확대한 것으로, d점은 IGBT11이 온된 시간, c와 e는 IGBT11이 오프된 시간이다. 점 c로부터 d의 기간은 IGBT11이 오프 상태로, U 상 전류는 다이오드 DF12에 흐른다. 이 기간은, 직류 전원으로부터의 전류 공급이 없기 때문에 전류는 감소한다. 점 d 내지 e의 기간은 IGBT11이 온 상태일 때로, 직류 전원 Vcc로부터 IGBT11을 통해 전류가 공급되기 때문에 전류가 증가한다. IGBT11의 전류는, 배선 W1을 통과하여, 배선 W2와 W3에 흐른다. 따라서, IGBT22와 IGBT32의 한쪽이 온일 때보다, 양쪽이 온인 쪽이 전류의 변화율이 커진다. 도 11b는 이것을 나타내며, 양자의 IGBT가 온일 때에 전류 증가의 기울기가 가파르게 되고 있다. 이때, f는 전류의 평균값을 나타낸다.
전력변환기의 스위칭 소자는, 스위칭 동작에 의해 전원으로부터 부하로 전류와 전압을 공급한다. 그리고, 스위칭 소자를 흐르는 전류는 스위칭시에 급격한 변화를 하지만, 전동기의 인덕턴스는 통상적으로 수 mH로 크기 때문에, 각 스위칭 사이의 전류의 변화는 작다. 통상적으로, 스위칭시의 전류 변화율 di/dt가 수백 A/μs 내지 수천 A/μs인 것에 대해, 스위칭 사이의 전류 변화율은 수백 mA/μs로 약 1/10000이다. 인버터 장치에서는, 스위칭시의 과전압을 방지하기 위해 주회로 배선 중의 인덕턴스를 가능한 한 작게 하는 것이 바람직하기 때문에, 에미터 배선부의 인덕턴스도 통상적으로 수 nH로 작게 만들어진다. 따라서, 각 스위칭의 사이에 에미터 배선의 인덕턴스에 발생하는 전압은, 수백 μV로 극히 작아지게 때문에, 저코스트의 적분회로로 정확하게 측정하는 것은 곤란하다.
그러나, 전동기는 수 mH로 큰 인덕턴스이기 때문에, 전동기에 흐르는 전류가 직선적으로 변화하는 것을 이용하여, 각 스위칭 사이의 전류를 구할 수 있다. 예를 들면, IGBT 의 턴온과 턴오프 직후에 전류를 측정하고, 그 사이를 직선으로 연결하여, 보간하는 것에 의해 전동시에 흐르는 전류를 구한다. 이와 같이 하여도, 도 11b에서 알 수 있는 것과 같이, 오차는 거의 없다. 이상과 같이, 에미터 인덕턴스에 발생하는 전압을 적분하여 그 직후의 전류를 판독하고, 또한 그 사이를 직선으로 연결하는 것으로, 전동기에 흐르는 상전류(전동시의 입력 배선에 흐르는 전류)를 구할 수 있다. 이때, 상전류가 음으로 된 경우에는, IGBT11에서 동일한 처리를 하면 되는 것은 용이하게 알 수 있기 때문에, 설명을 생략한다.
IGBT 모듈의 에미터 인덕턴스 Le의 값은, 각각의 모듈에 따라 약간 다른 동시에, 실장하여 인버터를 구성하면, 각 모듈 사이의 배선부재에 의해 상호유도를 받아, 인덕턴스의 값이 각각의 모듈에서 변하는 경우가 있다. 한가지 해결방법은, 예를 들면 도 10의 회로에서 스위칭 동작을 시키고, 에미터 인덕턴스에 흐르는 전류를 커런트 트랜스로 측정하는 동시에, 양단에서 발생하는 전압으로부터 인덕턴스 값을 구하고, 각각의 제어회로 중의 적분기의 적분 상수를 조정하는 것이다. 그러나, 이 방법은 수고가 많이 들어, 현실적인 방법은 아니다. 따라서, 예를 들면, 도 10의 제어회로부 안에 있는 적분기의 적분 상수를 자동 변경가능하도록 하는 동시에, IGBT에 기지의 전류를 통과시켜, 적분기의 판독값이 기지의 값과 같아지도록 적분 상수를 자동적으로 변경하는 것으로 해결할 수 있다. 기지의 전류를 흘리는 방법으로서는, 3상 전동기 대신에 3상 저항 부하를 접속하여 스위칭 동작하는 것으로 실현할 수 있다. 예를 들면, 도 10의 IGBT22를 온 상태로 하여 IGBT11을 스위칭하면, IGBT11에 흐르는 전류는 부하 저항과 직류 전원의 전압으로 결정되기 때문에, 기지의 전류를 통전할 수 있다. 또한, 적분 상수를 자동 변경하는 방법으로서는, 예를 들면 도 10의 제어회로 중의 적분회로가, 도 6, 도 7과 같은 구성이면, 적분회로의 출력을 A/D 변환하여, 디지탈적인 처리로 보정을 행하는 것으로 실현할 수 있다. 디지탈적인 처리방법으로, 보정할 수 있는 것은 명백하기 때문에, 여기에서는 상세한 설명은 생략한다.
또한, 기지의 전류를 통전하는 방법으로서는 3상 유도부하를 접속하여도 된다. 이 경우, 전류는 시간에 비례하여 증가하기 때문에, 기지의 전류는 전원 전압, 인덕턴스값 및 통전 시간으로 결정될 수 있다. 더구나, 부하의 배선에 커런트 트랜스 등을 삽입하여 직접 삽입하고, 이것의 판독값과, 적분기의 출력값을 직접 비교하여 양자가 일치하도록 적분 상수를 자동 조정하여도 된다.
전동시의 토오크를 최적으로 제어하고, 기동과 정지를 스무스하게 행하는 전동기의 벡터제어에서는, 전동기에 흐르는 전류의 평균값을 사용한다. 앞서 설명한 것과 같이, 인버터로 전동기를 제어하면, 전동기에는, IGBT의 스위칭 동작에 수반하는 리플(전류의 진동) 성분을 갖는 전류가 흐른다. 그 때문에, 일반적으로, 벡터제어에서는, 캐리어 신호의 피크 부분에서 전류를 판독하는 것이 행해지고 있다. 이것은, 캐리어 신호의 피크점은 각 스위칭의 중간 시각에 해당하고, 또한 각 스위칭의 중간 시각에서의 전류값이 전동기에 흐르는 전류의 평균값으로 되기 때문이다. 따라서, 각 스위칭시에 전류를 측정하고, 측정점의 중간 시각의 전류를 계산하면, 벡터 제어에 사용되는 평균 전류를 구할 수 있다. 이때, 전체 시각에 걸쳐서 평균 전류가 필요한 경우에는, 각 측정점을 직선으로 연결하고, 이것을 각 시각에서의 전류값으로 하여, 시간 평균을 구하면 된다.
도 12는, 벡터제어 기능을 갖는 인버터의 구성도이다. 각 IGBT의 게이트 단자 G, 센스용의 에미터 단자 Es 및 에미터 단자 Em에는 제어회로가 접속된다. 각 제어회로의 상위에는 통신 I/O가 위치하고 통신 I/O로부터 제어회로로는 스위칭 정보 SW, 각 제어회로로부터 통신 I/O로는 전류정보 I가 각각 전달된다. 각 제어회로와 통신 I/O는, 전기적인 절연이 실시되고 있다. 통신 I/O의 상위에는, 전류 제어기, 속도 제어기, 다시 위치 제어기가 배치된다. 전류 제어기로부터 통신 I/O로는 PWM 지령, 통신 I/O로부터 전류 제어기로는 전류값이 보내진다. 3상 전동기에는 위치 및 속도의 검출기가 설치되어 있어, 전동기의 회전 각도 및 회전속도가 검출된다. 회전 각도 및 회전속도는, 각각 위치 제어기 및 속도 제어기로 보내져, 위치 지령 및 속도 지령과 비교된다. 본 구성의 벡터제어 기능을 갖는 인버터에서는, 에미터 인덕턴스에서 발생하는 전류값을 적분하는 것에 의해 구해진 전류값을 사용하여 전동기의 제어가 행해진다. 종래의 벡터제어 인버터에서는, 전류는 배선 W1, W2 및 W3에 커런트 트랜스 등의 전류 센서를 삽입하여 측정되고 있었다. 그러나, 본 발명의 구성에서는, 커런트 트랜스 등의 전류 센서를 필요로 하지 않기 때문에, 인버터 시스템을 소형, 저코스화할 수 있다.
도 12에서는, 전동시의 회전 위치와 회전속도를 검출하여, 전동기를 제어하는 벡터제어의 예를 나타내었다. 그러나, 본 발명은, 회전 위치와 회전속도의 검출을 하지 않고 전동기를 제어하는 벡터제어에 있어서도 유효하다는 것은 명백하므로, 상세한 설명은 생략한다.
또한, 본 발명에서는 IGBT로 설명하였지만, 예를 들면 MOSFET 등의 다른 스위칭 소자라도 된다.
본 발명에 따르면, 전력변환장치의 주회로 중의 인덕턴스에서 발생하는 전압을 적분하여 전류를 구하기 때문에, 고정밀도로 전류를 검출할 수 있다.

Claims (11)

  1. 스위칭 소자와, 상기 스위칭 소자의 주단자에 접속되는 인덕턴스와, 인덕턴스의 양단에 발생하는 전압을 적분하는 적분기를 갖는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  2. 제 1항에 있어서,
    스위칭 소자의 온과 오프의 스위칭시에 판독되는 전류를 보간함으로써 스위칭 소자의 전류를 구하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  3. 제 1항에 있어서,
    스위칭 소자의 온과 오프의 스위칭시에 판독되는 전류를 보간함으로써 전력변환장치의 출력 전류를 구하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  4. 스위칭 소자와, 스위칭 소자를 온·오프하는 게이트 구동회로와, 상기 스위칭 소자의 주단자에 접속되는 인덕턴스와, 인덕턴스의 양단에서 발생하는 전압을 적분하는 적분기와, 적분기의 출력을 지령값과 비교하는 비교회로와, 비교회로에서 오프 펄스가 출력되었을 때 구동회로에의 출력을 오프 펄스로 전환하는 전환회로를 갖고, 상기 적분의 출력이 지령값 이상으로 되었을 때 스위칭 소자를 차단하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  5. 스위칭 소자와, 스위칭 소자를 온·오프하는 게이트 구동회로와, 상기 스위칭 소자의 주단자에 접속되는 인덕턴스와, 인덕턴스의 양단에서 발생하는 전압을 적분하는 적분기와, 적분기의 출력으로부터 전류값을 판독하는 전류 판독회로와, 전류값을 일시 기억하는 일시 기억회로를 갖고, 일시 기억회로에 기억된 전류값에 따라, 스위칭 소자의 주단자 사이의 전압이 변화하고 있을 때 스위칭 소자의 게이트에 입력되는 전류의 크기를 가변하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  6. 제 5항에 있어서,
    턴온시에, 스위칭 소자의 전류가 증가하는 만큼, 스위칭 소자의 주단자 사이의 전압이 변화하고 있을 때 스위칭 소자의 게이트에 입력되는 전류를 증가시키는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  7. 제 5항에 있어서,
    턴오프시에, 스위칭 소자의 전류가 증가하는 만큼, 스위칭 소자의 주단자 사이의 전압이 변화하고 있을 때 스위칭 소자의 게이트에 입력되는 전류를 감소시키는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  8. 제 1항, 제 4항 및 제 5항 중 어느 한 항에 있어서,
    스위칭 소자를 포함하는 모듈을 갖고, 스위칭 소자의 주단자와 직렬로 인덕턴스가 모듈 내부의 배선이 갖는 기생의 인덕턴스인 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  9. 제 1항, 제 4항 및 제 5항 중 어느 한 항에 있어서,
    적분기가 연산 증폭기와 콘덴서 및 저항으로 구성되어 있는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  10. 제 1항, 제 4항 및 제 5항 중 어느 한 항에 있어서,
    스위칭 소자의 스위칭에 앞서 적분기의 출력을 리셋하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  11. 제 10항에 있어서,
    적분기가 적어도 한 개의 OP 앰프와, OP 앰프의 마이너스측에 접속된 저항과, OP 앰프의 출력 단자와 마이너스측 단자 사이에 접속되는 콘덴서와 스위치로 이루어지고, 스위칭 소자의 스위칭에 앞서, 상기 스위치를 도통시켜 적분기의 출력을 리셋하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
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