KR102546530B1 - 고정밀도 cmos 온도 센서 및 그 동작 방법 - Google Patents

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Abstract

CMOS 온도 센서 및 그 동작 방법이 제공된다. CMOS 온도 센서는, 온도에 반비례하는 제1 전압과 온도에 비례하는 제2 전압을 이용하여 온도에 무관하게 일정한 밴드갭 레퍼런스 전압을 출력하고, 상기 제2 전압을 이용하여 온도에 비례하는 제1 전류를 생성하는 밴드갭 레퍼런스 회로, 상기 제1 전류를 복사하고, 상기 제1 전압과 상기 복사된 제1 전류를 이용하여 생성한 기준 전압을 출력하는 기준 전압 생성기, 및 상기 제1 전류를 복사하여 온도에 비례하는 온도 정보 전압을 출력하는 온도 정보 전압 생성기를 포함한다.

Description

고정밀도 CMOS 온도 센서 및 그 동작 방법{HIGH ACCURACY CMOS TEMPERATURE SENSOR AND OPERATING METHOD OF THE SAME}
본 발명은 고정밀도 CMOS 온도 센서 및 그 동작 방법에 관한 것이다.
미세한 반도체 소자 내에서 발생하는 열에 의해 반도체 소자의 동작이 영향을 받을 수 있다. 따라서 반도체 소자의 정상적인 동작을 보장하기 위해서는 반도체 소자 내에 발생한 열을 정확히 측정하는 것이 선행되어야 한다.
반도체 소자 내의 온도 측정을 위해 CMOS(Complementary Metal Oxide Semiconductor) 온도 센서가 널리 사용되고 있다. 이러한 CMOS 온도 센서는 센서 내에 포함된 반도체 소자들의 공정 산포(variation)에 따라 그 정확성에 영향을 받을 수 있다.
본 발명이 해결하고자 하는 기술적 과제는 정확성을 보장할 수 있는 고정밀도 CMOS 온도 센서를 제공하는 것이다.
본 발명이 해결하고자 하는 다른 기술적 과제는 정확성을 보장할 수 있는 고정밀도 CMOS 온도 센서의 동작 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 당업자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
상기 기술적 과제를 달성하기 위한 본 발명의 몇몇 실시예에 따른 고정밀도 CMOS 온도 센서는 온도에 반비례하는 제1 전압과 온도에 비례하는 제2 전압을 이용하여 온도에 무관하게 일정한 밴드갭 레퍼런스 전압을 출력하고, 상기 제2 전압을 이용하여 온도에 비례하는 제1 전류를 생성하는 밴드갭 레퍼런스 회로, 상기 제1 전류를 복사하고, 상기 제1 전압과 상기 복사된 제1 전류를 이용하여 생성한 기준 전압을 출력하는 기준 전압 생성기, 및 상기 제1 전류를 복사하여 온도에 비례하는 온도 정보 전압을 출력하는 온도 정보 전압 생성기를 포함한다.
상기 기술적 과제를 달성하기 위한 본 발명의 몇몇 실시예에 따른 CMOS 온도 센서는, 온도에 무관하게 일정한 밴드갭 레퍼런스 전압을 출력하는 밴드갭 레퍼런스 회로로, 상기 밴드갭 레퍼런스 회로는 내부적으로 온도에 반비례하는 제1 전압과 온도에 비례하는 제2 전압을 이용하여 생성된 상기 밴드갭 레퍼런스 전압을 출력하는 밴드갭 레퍼런스 회로, 상기 제1 전압을 상기 제2 전압으로 보정하여 생성한 기준 전압을 출력하는 기준 전압 생성기, 및 상기 제2 전압에 기초하여 생성되고, 온도에 비례하는 온도 정보 전압을 출력하는 온도 정보 전압 생성기를 포함한다.
상기 기술적 과제를 달성하기 위한 본 발명의 몇몇 실시예에 따른 CMOS 온도 센서는, 베이스 단자가 서로 연결되는 제1 BJT 및 제2 BJT를 포함하는 밴드갭 레퍼런스 회로로, 상기 밴드갭 레퍼런스 회로는 상기 제1 BJT의 베이스-에미터 전압인 제1 전압과, 상기 제2 BJT의 베이스-에미터 전압의 차이에 기초한 제2 전압을 이용하여 온도 비례 전류를 생성하는 밴드갭 레퍼런스 회로, 상기 온도 비례 전류와, 상기 상기 제1 전압에 기초하여 기준 전압을 생성하는 기준 전압 생성기, 상기 온도 비례 전류에 기초하여 온도 정보 전압을 생성하는 온도 정보 전압 생성기로, 상기 온도 정보 전압 생성기는 상기 기준 전압에 기초하여 상기 온도 정보 전압의 크기를 제어하는 전류원을 포함하는 온도 정보 전압 생성기를 포함한다.
상기 기술적 과제를 달성하기 위한 본 발명의 몇몇 실시예에 따른 CMOS 온도 센서의 동작 방법은 온도에 반비례하는 제1 전압과 온도에 비례하는 제2 전압을 이용하여 온도에 무관하게 일정한 밴드갭 레퍼런스 전압을 출력하고, 상기 제2 전압을 이용하여 온도에 비례하는 제1 전류를 생성하고, 상기 제1 전류를 복사하고, 상기 제1 전압과 상기 복사된 제1 전류를 이용하여 생성한 기준 전압을 출력하고, 상기 제1 전류를 복사하여 온도에 비례하는 온도 정보 전압을 출력하는 것을 포함한다.
기타 실시예들의 구체적인 사항들은 상세한 설명 및 도면들에 포함되어 있다.
도 1은 본 발명의 몇몇 실시예에 따른 CMOS 온도 센서의 블록도이다.
도 2는 도 1의 온도 센서에서 기준 및 온도 전압 생성기를 도시한 블록도이다.
도 3은 도 2의 기준 및 온도 전압 생성기의 회로도이다.
도 4는 도 3의 기준 및 온도 전압 생성기의 일부를 더욱 자세하게 설명하기 위한 회로도이다.
도 5는 본 발명의 몇몇 실시예에 따른 CMOS 온도 센서의 동작을 설명하기 위한 회로도이다.
도 6은 도 3의 전류원을 더욱 자세하게 설명하기 위한 회로도이다.
도 7a 및 도 7b는 본 발명의 몇몇 실시예에 따른 CMOS 온도 센서의 동작을 설명하기 위한 그래프이다.
도 8a 및 도 8b는 본 발명의 몇몇 실시예에 따른 CMOS 온도 센서에 의해 수행되는 전압 보정을 설명하기 위한 그래프이다.
도 9는 도 1의 온도 센서에서 아날로그-디지털 변환기를 도시한 블록도이다.
도 10은 도 9의 아날로그-디지털 변환기의 동작을 설명하기 위한 그래프이다.
도 1은 본 발명의 몇몇 실시예에 따른 CMOS 온도 센서의 블록도이다.
도 1을 참조하면, 본 발명의 몇몇 실시예에 따른 CMOS 온도 센서는 기준 및 온도 전압 생성기(100)와 아날로그-디지털 변환기(200)를 포함할 수 있다.
기준 및 온도 전압 생성기(100)는 아날로그-디지털 변환기(200)와 서로 연결될 수 있다. 기준 및 온도 전압 생성기(100)는 기준 전압(VREF)과 온도 정보 전압(VTEMP)을 생성할 수 있다. 기준 및 온도 전압 생성기(100)가 생성한 기준 전압(VREF)과 온도 정보 전압(VTEMP)은 아날로그-디지털 변환기(200)로 제공될수 있다. 기준 전압(VREF)과 온도 정보 전압(VTEMP)은 각각이 크기 정보를 갖는 아날로그 신호일 수 있다. 기준 및 온도 전압 생성기(100)의 더욱 자세한 구성과 동작과 관련하여 후술한다.
아날로그-디지털 변환기(200)는 기준 및 온도 전압 생성기(100)로부터 제공받은 기준 전압(VREF)과 온도 정보 전압(VTEMP)을 이용하여 디지털 온도 정보(DTEMP)를 생성할 수 있다. 구체적으로, 아날로그-디지털 변환기(200)는 기준 전압(VREF)을 이용하여 온도 정보 전압(VTEMP)을 아날로그-디지털 변환할 수 있다. 아날로그-디지털 변환기(200)는 예를 들어, SAR ADC(Successive Approximation ADC)일 수 있으나 이에 제한되는 것은 아니다. 아날로그-디지털 변환기(200)에 의한 온도 정보 전압(VTEMP)의 아날로그-디지털 변환의 자세한 동작과 관련하여 후술한다.
도 2는 도 1의 온도 센서에서 기준 및 온도 전압 생성기를 도시한 블록도이다.
도 2를 참조하면, 기준 및 온도 전압 생성기(100)는 밴드갭 레퍼런스 회로(110), 기준 전압 생성기(120) 및 온도 정보 전압 생성기(130)를 포함할 수 있다.
밴드갭 레퍼런스 회로(110)는 음(-)의 온도 계수와 양(+)의 온도 계수가 서로 상쇄되는 출력 특성에 의하여 전원 전압의 변동, 온도 변화, 및 공정 산포(process variation)에 영향을 받지 않는 일정한 레벨의 기준 전압 또는 기준 전류를 공급하기 위한 회로이다. 밴드갭 레퍼런스 회로(110)는 밴드갭 레퍼런스 전압(VBGR)과 온도 비례 전류(IPTAT)를 생성할 수 있다. 밴드갭 레퍼런스 전압(VBGR)은 상기 밴드갭 레퍼런스 회로(110)가 공급하는 기준 전압에 해당한다. 밴드갭 레퍼런스 전압(VBGR)은 밴드갭 레퍼런스 회로(110) 내에 포함된 BJT(Bipolar Junction Transistor)의 베이스-에미터 전압에 기초하여 생성될 수 있다. 밴드갭 레퍼런스 전압(VBGR)은 회로 내부의 온도 변화와는 무관하게 일정한 크기를 갖도록 출력될 수 있다.
기준 전압 생성기(120)는 밴드갭 레퍼런스 회로(110)가 생성한 전압을 참조하여 기준 전압(VREF)을 생성할 수 있다. 구체적으로, 전압 생성기(120)는 밴드갭 레퍼런스 회로(110) 내에 포함된 BJT의 베이스-에미터 전압에 기초하여 생성될 수 있다. 이에 관한 자세한 설명은 후술한다.
온도 정보 전압 생성기(130)는 밴드갭 레퍼런스 회로(110)가 생성한 전압을 참조하여 온도 정보 전압(VTEMP)을 생성할 수 있다. 구체적으로, 온도 정보 전압 생성기(130)는 밴드갭 레퍼런스 회로(110) 내에 포함된 BJT의 베이스-에미터 전압에 기초하여 생성될 수 있다.
도 3은 도 2의 기준 및 온도 전압 생성기의 회로도이다.
도 3을 참조하면, 밴드갭 레퍼런스 회로(110), 기준 전압 생성기(120) 및 온도 정보 전압 생성기(130)의 구체적인 회로도가 도시된다.
밴드갭 레퍼런스 회로(110)는 제1 및 제2 PMOS 트랜지스터(MP1, MP2), OPAMP(111), 제1 및 제2 저항(R1, R2) 및 BJT(BJT1, BJTN)를 포함할 수 있다.
제1 PMOS 트랜지스터(MP1)과 제2 저항(R2)는 제1 전원 전압(VDD)과 제1 노드(N1) 사이에 직렬로 연결될 수 있다.
제2 PMOS 트랜지스터(MP2)와 제2 저항(R2)는 제1 전원 전압(VDD)과 제2 노드(N2) 사이에 직렬로 연결될 수 있다.
제1 PMOS 트랜지스터(MP1)의 게이트 단자와 제2 PMOS 트랜지스터(MP2)의 게이트 단자는 제3 노드(N3)에 연결될 수 있다.
제1 PMOS 트랜지스터(MP1)와 제2 PMOS 트랜지스터(MP2)는 동일한 사이즈를 갖는 트랜지스터일 수 있다. 여기서 하나의 트랜지스터가 다른 하나의 트랜지스터와 동일한 사이즈를 갖는다는 것은, 채널 영역의 폭과 길이 사이의 비, 즉 W/L의 크기가 두 트랜지스터 사이에 동일하다는 것을 의미한다. 따라서 사이즈가 동일한 두 개의 트랜지스터가 게이트, 소스 및 드레인 단자에 인가된 전압의 크기가 동일하다면 두 개의 트랜지스터에 동일한 크기의 전류가 흐를 수 있다.
밴드갭 레퍼런스 회로(110)는 제2 PMOS 트랜지스터(MP2)와 제2 저항(R2) 사이의 노드(NB)의 전압을 밴드갭 레퍼런스 전압(VBGR)으로 출력할 수 있다.
OPAMP(111)는 제1 노드(N1)와 제2 노드(N2)의 전압 레벨을 입력 신호로 수신할 수 있다. OPAMP(111)의 출력 단자는 제1 PMOS 트랜지스터(MP1)와 제2 PMOS 트랜지스터(MP2)의 게이트 단자들 사이의 노드, 즉 제3 노드(N3)에 공통으로 연결될 수 있다.
제1 저항(R1)과 N BJT(BJTN)는 제1 노드(N1)과 제2 전원 전압 사이에 직렬로 연결될 수 있다. 본 명세서에서, 제2 전원 전압은 도 3에 도시된 것과 같이 접지 전압(VSS)을 지칭하는 것으로 설명한다.
제1 저항(R1)사이의 양단의 전압, 즉 제1 노드(N1)와 N BJT(BJTN)의 에미터 단자 사이의 전압은 ΔVBE로 나타난다. 제1 BJT(BJT1)의 베이스-에미터 단자 사이의 전압을 VBE1, N BJT(BJTN)의 베이스-에미터 사이의 전압을 VBEN으로 나타낼 때, ΔVBE는 다음과 같이 나타날 수 있다.
ΔVBE = VBE1 - VBEN
ΔVBE는 온도에 비례하여 상승하는 성질(proportional to absolute temperature, PTAT)을 가질 수 있다. 이와 관련된 구체적인 설명은 후술하기로 한다.
제1 BJT(BJT1)의 베이스 단자와 N BJT의 베이스 단자(BJTN)은 서로 연결될 수 있다. 제1 BJT(BJT1)의 베이스 단자와 N BJT의 베이스 단자(BJTN)은 제2 전원 단자에 연결될 수 있다.
N BJT(BJTN)은 예를 들어, 제1 BJT(BJT1)의 사이즈의 N(1보다 큰 실수)배일 수 있다. 이와는 달리, N BJT(BJTN)는 제1 BJT(BJT1)와 동일한 사이즈의 BJT가 N개 병렬로 연결된 것을 의미할 수 있다. 이와 관련하여 도 4에 N BJT(BJTN)의 회로도를 참조하여 설명한다.
도 4는 도 3의 기준 및 온도 전압 생성기의 일부를 더욱 자세하게 설명하기 위한 회로도이다.
도 4를 참조하면, N BJT(BJTN)은 제1 저항(R1)의 일단에 N개의 BJT(BJTN1~BJTNN)가 병렬로 연결되어 구성될 수 있다.
다시 도 3을 참조하면, 기준 전압 생성기(120)는 밴드갭 레퍼런스 회로(110)와 연결될 수 있다. 구체적으로, 기준 전압 생성기(120)의 제3 PMOS 트랜지스터(MP3)의 게이트 단자는 제3 노드(N3)에 연결되어 제1 및 제2 PMOS 트랜지스터(MP1, 2)와 전기적으로 연결될 수 있다. 제3 PMOS 트랜지스터(MP3)의 소스 단자는 제1 전원 전압(VDD)에 연결되고, 제3 PMOS 트랜지스터(MP3)의 드레인 단자는 제2 저항(R2)의 일단과 연결될 수 있다. 제3 PMOS 트랜지스터(MP3)의 드레인 단자의 전압은 기준 전압(VREF)으로써 제공될 수 있다.
제3 PMOS 트랜지스터(MP3)의 드레인 단자와 제4 노드(N4) 사이에 제2 저항(R2)이 연결될 수 있다. 제3 PMOS 트랜지스터(MP3)의 드레인 단자와 제4 노드(N4) 사이에 연결된 제2 저항(R2)은 제1 트랜지스터(MP1)의 드레인 단자와 제1 노드(N1) 사이에 연결된 제2 저항(R2)과 그 크기가 동일할 수 있다.
제4 노드(N4)와 제2 전원 전압 사이에 제2 BJT(BJT2)가 연결될 수 있다. 제2 BJT(BJT2)의 베이스 단자와 컬렉터 단자는 제2 전원 전압에 연결될 수 있다.
제4 노드(N4)에는, 제1 전류원(I1)이 연결될 수 있다. 제1 전류원(I1)은 제2 BJT(BJT2)에 흐르는 전류의 크기를 제어할 수 있다. 제1 전류원(I1)의 구체적인 구성과 관련하여 후술한다.
온도 정보 전압 생성기(130)는 밴드갭 레퍼런스 회로(110) 및 기준 전압 생성기(120)와 연결될 수 있다. 구체적으로, 온도 정보 전압 생성기(130)의 제4 PMOS 트랜지스터(MP4)의 게이트 단자는 제3 노드(N3)에 연결되어 제1 내지 제3 PMOS 트랜지스터(MP1~MP3)와 전기적으로 연결될 수 있다.
제4 PMOS 트랜지스터(MP4)의 소스 단자는 제1 전원 전압(VDD)에 연결되고, 제4 PMOS 트랜지스터(MP3)의 드레인 단자는 제3 저항(R3)의 일단과 연결될 수 있다. 제4 PMOS 트랜지스터(MP4)의 드레인 단자의 전압은 온도 정보 전압(VTEMP)으로써 제공될 수 있다.
제4 PMOS 트랜지스터(MP4)의 드레인 단자와 제5 노드(N5) 사이에 제3 저항(R3)이 연결될 수 있다. 제3 저항(R3)의 일단은 제5 노드(N5)에 연결되고, 다른 일단은 제2 전원 전압에 연결될 수 있다.
제5 노드(N5)에는 제2 전류원(I2)이 연결될 수 있다. 제2 전류원(I2)은 제4 PMOS 트랜지스터(MP4)을 흐르는 전류의 일부를 제3 저항(R3)으로부터 나누어 흐르도록 제어할 수 있다. 제2 전류원(I2)은 상기 전류 제어를 통해 온도 정보 전압(VTEMP)의 크기를 일정한 크기 이하로 제어할 수 있다.
도 5는 본 발명의 몇몇 실시예에 따른 CMOS 온도 센서의 동작을 설명하기 위한 회로도이다.
도 5를 참조하면, 제1 내지 제4 PMOS 트랜지스터에 온도 비례 전류(IPTAT)가 흐르는 것이 도시된다.
먼저 밴드갭 레퍼런스 회로(110)에서, 제1 PMOS 트랜지스터(MP1)의 소스 단자에서 드레인 단자로 온도 비례 전류(IPTAT)가 흐르고, 제2 PMOS 트랜지스터(MP2)의 소스 단자에서 드레인 단자로 온도 비례 전류(IPTAT)이 흐를 수 있다.
상술한 것과 같이, 제1 PMOS 트랜지스터(MP1)의 사이즈와 제2 PMOS 트랜지스터(MP2)의 사이즈는 동일할 수 있다. 따라서 제1 PMOS 트랜지스터(MP1)에 온도 비례 전류(IPTAT)가 흐르는 경우, 제2 PMOS 트랜지스터(MP2)에도 동일한 크기의 온도 비례 전류(IPTAT)가 흐를 수 있다.
또한, 온도 비례 전류(IPTAT)는 제1 저항(R1)을 통해 흐르는 전류의 크기와 동일하므로, ΔVBE의 크기에 따라 온도 비례 전류(IPTAT)의 크기가 정해질 수 있다. 온도 비례 전류(IPTAT)와 ΔVBE 사이의 관계를 나타내면 다음과 같다.
IPTAT = ΔVBE / R1
온도 비례 전류(IPTAT)는 절대 온도의 크기에 비례하는 PTAT 특성을 가질 수 있다. 즉 제1 PMOS 트랜지스터(MP1) 또는 제2 PMOS 트랜지스터(MP2) 내부의 온도가 증가하면 온도 비례 전류(IPTAT)의 크기 또한 증가할 수 있다.
온도 비례 전류(IPTAT)와 마찬가지로, ΔVBE 또한 절대 온도의 크기에 비례하는 PTAT 특성을 가질 수 있다.
한편, 기준 전압 생성기(120)에서, 제3 PMOS 트랜지스터(MP3)의 소스 단자에서 드레인 단자로 온도 비례 전류(IPTAT)가 흐를 수 있다. 온도 비례 전류(IPTAT)는 제1 전류원(I1)에서 흘러들어오는 전류와 합쳐져 제2 BJT(BJT2)로 흐를 수 있다.
제1 전류원(I1)의 구체적인 구성과 관련하여 도 6을 참조하여 더욱 자세하게 설명한다.
도 6은 도 3의 제1 전류원을 더욱 자세하게 설명하기 위한 회로도이다.
도 6을 참조하면, 제1 전류원(I1)은 복수의 PMOS 트랜지스터들(MPK1~MPK6)을 포함할 수 있다.
K1 트랜지스터(MPK1)는 게이트 단자가 제3 노드(N3)에 연결되고, 소스 단자가 제1 전원 전압(VDD)에 연결될 수 있다. K1 트랜지스터(MPK1)의 드레인 단자는 제1 스위치(SW1)와 연결될 수 있다.
K2 트랜지스터(MPK2)는 게이트 단자가 제3 노드(N3)에 연결되고, 소스 단자가 제1 전원 전압(VDD)에 연결될 수 있다. K2 트랜지스터(MPK2)의 드레인 단자는 제2 스위치(SW2)와 연결될 수 있다.
도 6에 도시된 것과 같이, K3, K4, K5, K6 트랜지스터들(MPK3~MPK6)은 각각의 게이트 단자가 제3 노드(N3)에 연결되고 소스 단자가 제1 전원 전압(VDD)에 연결될 수 있다. K3, K4, K5, K6 트랜지스터들(MPK3~MPK6)의 드레인 단자는 제3 내지 제6 스위치(SW3~SW6)와 연결될 수 있다.
또한 제1 내지 제6 스위치(SW1~SW6)들은 노드 k(Nk)를 사이에 두고 제7 스위치(SW7)와 연결될 수 있다. 제7 스위치(SW7)는 K1 내지 K6 트랜지스터들(MPK1~MPK6)을 제4 노드(N4)에 연결되도록 제어할 수 있다.
도 6에서, 제3 노드(N3)에 그 게이트 단자가 연결된 6개의 트랜지스터들(MPK1~MPK6)을 예시적으로 도시하였으나 본 발명이 이에 제한되는 것은 아니다.
제1 전류원(I1)은, 복수의 PMOS 트랜지스터들(MPK1~MPK6)의 연결을 제어하여 출력 전류의 크기를 제어할 수 있다.
복수의 PMOS 트랜지스터들(MPK1~MPK6)은 그 사이즈가 다양할 수 있다. 예를 들어, K1 트랜지스터의 경우 제1 내지 제3 PMOS 트랜지스터(MP1~MP3)와 동일한 사이즈(X1)를 갖는 트랜지스터일 수 있다. K2 트랜지스터는 제1 내지 제3 PMOS 트랜지스터(MP1~MP3)의 1/2배(X1/2)의 사이즈를 갖는 트랜지스터일 수 있다. K3 트랜지스터는 제1 내지 제3 PMOS 트랜지스터(MP1~MP3)의 2배(X2) 사이즈를 갖는 트랜지스터일 수 있다. K4 트랜지스터는 제1 내지 제3 PMOS 트랜지스터(MP1~MP3)의 1/4배(X1/4) 사이즈를 갖는 트랜지스터일 수 있다. K5 트랜지스터는 제1 내지 제3 PMOS 트랜지스터(MP1~MP3)의 4배(X4) 사이즈를 갖는 트랜지스터일 수 있다. K6 트랜지스터는 제1 내지 제3 PMOS 트랜지스터(MP1~MP3)의 1/8배(X1/8) 사이즈를 갖는 트랜지스터일 수 있다.
예를 들어, 제1 스위치(SW1)와 제2 스위치(SW2)가 턴 온되고, 제3 내지 제6 스위치(SW3~SW6)가 모두 턴 오프되는 것을 가정한다. 이 경우 K1 트랜지스터(MPK1)와 K2 트랜지스터(MPK2)가 병렬로 연결되고, 제1 내지 제3 PMOS 트랜지스터(MP1~MP3)의 3/2배 사이즈를 갖는 트랜지스터가 제3 노드(N3)에 연결된 것과 동일한 효과를 얻을 수 있다. 따라서 온도 비례 전류(IPTAT)의 크기의 3/2배의 전류가 제1 전류원(I1)을 통해 제4 노드(N4)로 출력될 수 있다.
또 다른 예를 들어, 제2 스위치(SW2)와 제4 스위치(SW4)가 턴 온되고, 나머지 스위치들(SW1, SW3, SW5, SW6)이 모두 턴 오프되는 것을 가정한다. 이 경우 K2 트랜지스터(MPK2)와 K4 트랜지스터(MPK4)가 병렬로 연결되고, 제1 내지 제3 PMOS 트랜지스터(MP1~MP3)의 3/4배 사이즈를 갖는 트랜지스터가 제3 노드(N3)에 연결된 것과 동일한 효과를 얻을 수 있다. 따라서 온도 비례 전류(IPTAT)의 크기의 3/4배의 전류가 제1 전류원(I1)을 통해 제4 노드(N4)로 출력될 수 있다.
위에서 설명한 제1 전류원(I1)의 회로 구성은 예시적인 것으로 온도 비례 전류(IPTAT)의 크기의 몇배의 전류를 제4 노드(N4)로 제공할 것인가에 따라 제1 전류원(I1)에 포함된 트랜지스터의 개수, 트랜지스터의 사이즈 등이 얼마든지 달라질 수 있음은 통상의 기술자에게 자명할 것이다.
다시 도 5를 참조하면, 온도 정보 전압 생성기(130)에서, 제4 PMOS 트랜지스터(MP4)의 소스 단자에서 드레인 단자로 온도 비례 전류(IPTAT)가 흐를 수 있다. 제4 PMOS 트랜지스터(MP4)로부터 제5 노드(N5)로 제공된 온도 비례 전류(IPTAT)의 일부는 제2 전류원(I2)으로 흐르고, 나머지 일부는 제3 저항(R3)으로 제공될 수 있다.
본 발명의 몇몇 실시예에 따른 CMOS 온도 센서에는, 기준 전압(VREF)을 출력하기 위해 비례 온도 전류(IPTAT)와 제2 BJT(BJT2)의 베이스-에미터 전압을 이용할 수 있다. 이러한 CMOS 온도 센서의 동작과 관련하여 도 7a 및 도 7b를 이용하여 설명한다.
도 7a 및 도 7b는 본 발명의 몇몇 실시예에 따른 CMOS 온도 센서의 동작을 설명하기 위한 그래프이다.
도 7a를 참조하면, 에미터-베이스 전압과 절대 온도와의 관계를 설명하기 위한 그래프가 도시된다.
BJT에서 에미터-베이스 전압(VBE)은 장치 고유의 특징으로 절대 온도 0K에서 약 1.25V로 나타난다. 절대 온도가 증가할수록 에미터-베이스 전압(VBE)은 감소하는 CTAT(Complementary to Absolute Temterature) 특성을 가질 수 있다. 즉 에미터-베이스 전압(VBE)와 절대 온도 사이에는 반비례 관계가 성립한다. 절대 온도가 1K 증가하는 경우 에미터-베이스 전압(VBE)은 약 -1.6mV 감소하는 것으로 알려져 있다.
그런데, BJT의 장치 고유의 특성에 따라 여러 개의 소자 가운데 에미터-베이스 전압(VBE)이 변화하는, 즉 산포(variation)을 갖는 현상이 발견된다. 즉, BJT의 증폭 성능의 열화에 의해 에미터-베이스 전압(VBE)이 온도 변화에 따라 일정하지 않은 경우가 발생한다.
에미터-베이스 전압(VBE)이 산포를 갖는 경우, 에미터 베이스 전압(VBE)은 도 7a의 그래프의 시작점, 즉 절대 온도 0K에서는 1.25V로 관찰된다. 그러나 상온, 예를 들어 300K의 온도 범위 내에서 에미터-베이스 전압(VBE)는 산포에 의해 전압 곡선이 서로 일치하지 않을 수 있다. 이러한 에미터-베이스 전압(VBE)의 산포를 방지하기 위해, 다른 회로 구성 요소에 의해 표현되는 특징값을 이용하여 에미터-베이스 전압(VBE)를 보정할 수 있다. 보정된 에미터-베니스 전압(VBE)은 기준 전압(VREF)을 생성하는 것에 사용될 수 있다.
이어서 도 7b를 참조하면, ΔVBE와 절대 온도 사이의 관계를 설명하기 위한 그래프가 도시된다. 상술한 것과 같이, ΔVBE는 PTAT 특성을 가져, 절대 온도가 증가하면 ΔVBE 또한 증가한다. 절대 온도가 1K 증가하는 경우 ΔVBE 는 약 22 μV 증가하는 것으로 알려져 있다.
또한, ΔVBE는 BJT의 성능에 영향을 미치는 공정 산포와 무관하게, 절대 온도에 비례하는 특성을 갖는다. 즉 어떠한 경우에도 ΔVBE는 절대 온도가 1K 증가할 때 22 μV의 비율로 증가한다.
본 발명의 몇몇 실시예에 따른 CMOS 온도 센서는, CTAT 특성을 갖는 VBE를, PTAT 특성을 갖는 ΔVBE를 이용하여 보정함으로써 기준 전압(VREF)을 생성할 수 있다. 이와 관련하여 도 8a 및 도 8b를 참조하여 설명한다.
도 8a 및 도 8b는 본 발명의 몇몇 실시예에 따른 CMOS 온도 센서에 의해 수행되는 전압 보정을 설명하기 위한 그래프이다.
먼저 도 8a를 참조하면, 산포에 의해 서로 다른 형상을 갖는 세 개의 베이스-에미터 전압 그래프(VBE, VBE1, VBE2)가 도시된다. 이 가운데 베이스-에미터 전압(VBE)의 그래프가 이상적인 경우에 해당하고, 나머지 그래프(VBE1, VBE2)는 베이스-에미터 전압(VBE)에 대하여 어느 정도의 산포를 포함하는 경우가 도시된다.
도시된 것과 같이 세 개의 베이스-에미터 전압 그래프(VBE, VBE1, VBE2)는 절대 온도 0K에서 하나의 전압(1.25V)에서 모이고, 절대 온도가 올라갈수록 산포가 증가하는 형태를 갖는다.
베이스-에미터 전압(VBE)을 이용하여 기준 전압(VREF)이 생성되기 때문에 기준 전압(VREF)의 산포를 감소시키기 위해서는 베이스-에미터 전압(VBE)의 산포를 감소시키는 과정이 필수적이다.
도 8a에서 도시된 세 개의 베이스-에미터 전압 그래프(VBE, VBE1, VBE2)를 산포를 감소시키는 방법으로, 제2 BJT에 흐르는 전류 값의 크기를 조절하는 법을 제시한다.
도 8a에 도시된 것과 같이, 세 개의 베이스-에미터 전압 그래프(VBE, VBE1, VBE2) 가운데 베이스-에미터 전압 그래프(VBE1, VBE2)가 보정된다.
구체적으로, 제2 BJT(BJT2)의 베이스-에미터 전압(VBE)은 제1 전류원(I1)에 의해 제2 BJT(BJT2)에 흐르도록 제어되는 전류의 크기에 의해 보정될 수 있다. 예를 들어 제1 전류원(I1)은 제2 BJT(BJT2)로 제공되는 전류의 크기를 감소시킴으로써 VBE1을 VBE1T로 보정할 수 있다. 반대로 제1 전류원(I1)은 제2 BJT(BJT2)로 제공되는 전류의 크기를 증가시킴으로써 VBE2를 VBE2T로 보정할 수 있다.
상술한 제1 전류원(I1)에 의해 제4 노드(N4)로 출력되는 전류의 크기는 도 6을 통해 설명한 제1 전류원(I1)의 동작에 의해 제어될 수 있다.
보정된 그래프(VBE1T, VBE2T)들은 이상적인 베이스-에미터 전압(VBE)과 온도(절대 온도 0K)에서 한 점에서 만나도록 조정된다.
또한, 도 8b에서는 산포에 의해 서로 다른 형상을 갖는 세 개의 기준 전압 그래프(VREF, VREF1, VREF2)가 도시된다. 이 가운데 기준 전압 전압(VREF)의 그래프가 이상적인 경우에 해당하고, VREF1는 베이스-에미터 전압이 VBE1일 때의 기준 전압값이며, VREF2는 베이스-에미터 전압이 VBE2인 경우의 기준 전압값이다.
기준 전압 VREF를 베이스-에미터 전압(VBE)과 ΔVBE의 관계를 이용하여 구하는 것은 아래 식과 같다.
VREF = VBE + ΔVBE/R1 × R2
따라서, 앞서 도 8a를 이용하여 설명한 제2 BJT(BJT2)의 베이스-에미터 전압(VBE)의 보정을 통해 기준 전압(VREF)의 그래프의 보정 또한 수행될 수 있다. 즉, 제1 전류원(I1)이 제2 BJT(BJT2)로 제공하는 전류의 크기를 제어함으로써 산포를 갖는 기준 전압(VREF1, VREF2)의 그래프가 보정될 수 있다.
구체적으로 제1 전류원(I1)은 제2 BJT(BJT2)로 제공되는 전류의 크기를 감소시킴으로써 VREF1을 VREF1T로 보정할 수 있다. 반대로 제1 전류원(I1)은 제2 BJT(BJT2)로 제공되는 전류의 크기를 증가시킴으로써 VREF2를 VREF2T로 보정할 수 있다.
보정된 그래프(VREF1T, VREF2T)들은 이상적인 베이스-에미터 전압(VREF)과 온도(절대 온도 0K)에서 한 점에서 만나도록 조정된다.
도 9는 도 1의 온도 센서에서 아날로그-디지털 변환기를 도시한 블록도이다.
도 9를 참조하면, 아날로그-디지털 변환기(200)는 변환 제어기(210), 축차 비교 레지스터(Successive Approximation Register, 220), 디지털-아날로그 변환기(230), 비교기(240) 및 샘플 & 홀드(250)를 포함할 수 있다.
변환 제어기(210)는 외부로부터 명령 신호를 제공받고, 아날로그-디지털 변환 동작의 시작을 제어할 수 있다. 구체적으로, 변환 제어기(210)는 축차 비교 레지스터(220)에 제어 신호를 제공하여, 아날로그-디지털 변환 동작을 개시하도록 할 수 있다.
축차 비교 레지스터(220)는 변환 제어기(210)로부터 제어 신호를 제공받고, 아날로그-디지털 변환 동작을 개시할 수 있다. 축차 비교 레지스터(220)는 클럭 신호를 제공받아 이를 카운트할 수 있다. 축차 비교 레지스터(220)는 클럭 신호의 카운트 횟수에 대응하여 증가하는 n-비트의 카운트 신호(D0~Dn-1)를 디지털-아날로그 변환기(230)에 제공할 수 있다.
디지털-아날로그 변환기(230)는 축차 비교 레지스터(220)로부터 n-비트의 카운트 신호(D0~Dn-1)를 제공받는다. 디지털-아날로그 변환기(230)는 n-비트의 카운트 신호(D0~Dn-1)를 디지털-아날로그 변환하여 비교기(240)에 제공할 수 있다. 디지털-아날로그 변환기(230)가 n-비트의 카운트 신호(D0~Dn-1)를 변환하기 위해서는 기준 전압 생성기(120)로부터 기준 전압(VREF)을 제공받을 필요가 있다.
비교기(240)는 온도 정보 전압 생성기(130)로부터 제공받아 샘플 & 홀드(250)에서 샘플링 및 홀드된 온도 정보 전압(VTEMP)을 제공받고, 디지털-아날로그 변환기로부터 제공받은 디지털 신호와 온도 정보 전압(VTEMP)를 비교하여 그 결과를 축차 비교 레지스터(220)로 제공할 수 있다.
이와 같이 아날로그-디지털 변환기(200)는 온도 정보 전압(VTEMP)을 변환하는 과정에서 온도 정보 전압(VTEMP)와 기준 전압(VREF)을 이용할 수 있다. 그런데, SAR ADC의 아날로그-디지털 변환 과정에서, 온도 정보 전압(VTEMP)의 크기가 기준 전압(VREF)의 크기가 동일해지는 경우 변환된 결과값은 최고값으로 새츄레이션(saturation)될 것이다. 만약 온도 정보 전압(VTEMP)의 크기가 기준 전압(VREF)의 크기보다 큰 경우 기준 전압(VREF)보다 큰 온도 정보 전압(VTEMP)에 포함된 온도 정보는 모두 사라지게 될 염려가 있다.
따라서 본 발명의 몇몇 실시예에 따른 CMOS 온도 센서는 온도 정보 전압(VTEMP)이 기준 전압(VREF)보다 커지지 않도록 제2 전류원(I2)이 일정한 크기의 전류를 흘려 보내도록 제어할 수 있다.
도 10은 도 9의 아날로그-디지털 변환기의 동작을 설명하기 위한 그래프이다.
도 5와 도 10을 같이 참조하면, 제2 전류원(I2)은 다음의 크기의 전류를 흘려보내도록 제어된다.
I2 = VREF / R4
즉, 제2 전류원(I2)는 기준 전압(VREF)을 제공받아 내부에 포함된 제4 저항(R4)을 통해 전류를 생성하도록 구성될 수 있다. 제4 저항은 예를 들어 가변 저항일 수 있으나 본 발명이 이에 제한되는 것은 아니다.
제2 전류원(I2)이 온도 정보 전압(VTEMP)의 출력 단자에 연결됨에 따라, 온도 정보 전압(VTEMP)은 다음과 같이 조정될 수 있다.
VTEMP = (IPTAT - VREF/R4) × R3
= (ΔVBE/R1 - VREF/R4) × R3
즉, 온도 정보 전압 생성기(130)는 제4 PMOS 트랜지스터(MP4)를 통해 흐르는 온도 비례 전류(IPTAT) 중 일부를 흐르게 하는 제2 전류원(I2)를 포함할 수 있다. 이를 통해 온도 정보 전압 생성기(130)는 기준 전압(VREF)의 크기보다 큰 전압(VTR)을 기준 전압(VREF)보다 커지지 않도록 온도 정보 전압(VTEMP)의 크기를 제어할 수 있다.
도 9 및 도 10에서 본 발명의 몇몇 실시예에 따른 CMOS 온도 센서가 SAR ADC를 포함하는 것으로 설명하였으나 이는 예시적인 것이고, 본 발명이 이에 제한되는 것은 아니다. CMOS 온도 센서는 기준 전압(VREF)과 온도 정보 전압(VTEMP)를 제공받고, 온도 정보 전압(VTEMP)의 크기 정보를 디지털 정보로 변환할 수 있는 ADC를 포함하면 충분하다.
이상 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 실시예들을 설명하였으나, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자는 본 발명의 기술적 사상이나 필수적인 특징을 변경하지 않고서 다른 구체적인 형태로 실시될 수 있다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 이상에서 기술한 실시예들은 모든 면에서 예시적인 것이며 한정적이 아닌 것으로 이해해야만 한다.
100: 기준 및 온도 전압 생성기 200: 아날로그-디지털 변환기
110: 밴드갭 레퍼런스 회로 120: 기준 전압 생성기
130: 온도 정보 전압 생성기

Claims (20)

  1. 온도에 반비례하는 제1 전압과 온도에 비례하는 제2 전압을 이용하여 온도에 무관하게 일정한 밴드갭 레퍼런스 전압을 출력하고, 상기 제2 전압을 이용하여 온도에 비례하는 제1 전류를 생성하는 밴드갭 레퍼런스 회로;
    상기 제1 전류를 복사하고, 상기 제1 전압과 상기 복사된 제1 전류를 이용하여 생성한 기준 전압을 출력하는 기준 전압 생성기; 및
    상기 제1 전류를 복사하여 온도에 비례하는 온도 정보 전압을 출력하는 온도 정보 전압 생성기를 포함하고,
    상기 온도 정보 전압 생성기는 상기 기준 전압에 기초하여 상기 온도 정보 전압의 크기를 제어하는 전류원을 포함하는 CMOS 온도 센서.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 밴드갭 레퍼런스 회로는, 베이스 단자가 서로 연결되는 제1 BJT 및 제2 BJT을 포함하고,
    상기 제1 전압은 상기 제1 BJT의 베이스-에미터 전압인 제1 전압이고, 상기 제2 전압은 상기 제1 전압과 상기 제2 BJT의 베이스-에미터 전압의 차이인 CMOS 온도 센서.
  3. 제 2항에 있어서,
    상기 밴드갭 레퍼런스 회로는 상기 제2 BJT와 연결된 제1 저항을 더 포함하고,
    상기 제1 전류는 상기 제2 전압에 의해 상기 제1 저항의 양단에 흐르는 전류인 CMOS 온도 센서.
  4. 삭제
  5. 제 1항에 있어서,
    상기 전류원은 상기 온도 정보 전압이 상기 기준 전압의 크기보다 크지 않도록 상기 온도 정보 전압의 크기를 제어하는 CMOS 온도 센서.
  6. 제 1항에 있어서,
    상기 밴드갭 레퍼런스 회로는, 각각 상기 제1 전류를 흘려보내고, 각각의 게이트 단자가 연결된 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터를 포함하는 CMOS 온도 센서.
  7. 제 6항에 있어서,
    상기 기준 전압 생성기와 상기 온도 정보 전압 생성기는 상기 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터의 게이트 단자의 전압을 제공받아 상기 제1 전류를 복사하는 CMOS 온도 센서.
  8. 제 6항에 있어서,
    상기 기준 전압 생성기는 상기 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터의 게이트 단자의 전압을 제공받아 상기 제1 전류의 크기를 변환하여 출력하는 전류원을 더 포함하는 CMOS 온도 센서.
  9. 제 8항에 있어서,
    상기 전류원은 상기 제1 트랜지스터와 크기가 다른 적어도 하나 이상의 트랜지스터를 포함하는 CMOS 온도 센서.
  10. 온도에 무관하게 일정한 밴드갭 레퍼런스 전압을 출력하는 밴드갭 레퍼런스 회로로, 상기 밴드갭 레퍼런스 회로는 내부적으로 온도에 반비례하는 제1 전압과 온도에 비례하는 제2 전압을 이용하여 생성된 상기 밴드갭 레퍼런스 전압을 출력하는 밴드갭 레퍼런스 회로;
    상기 제1 전압을 상기 제2 전압으로 보정하여 생성한 기준 전압을 출력하는 기준 전압 생성기; 및
    상기 제2 전압에 기초하여 생성되고, 온도에 비례하는 온도 정보 전압을 출력하는 온도 정보 전압 생성기로, 상기 기준 전압에 기초하여 상기 온도 정보 전압의 크기를 제어하는 전류원을 포함하는 온도 정보 전압 생성기를 포함하는 CMOS 온도 센서.
  11. 삭제
  12. 삭제
  13. 삭제
  14. 삭제
  15. 삭제
  16. 삭제
  17. 삭제
  18. 베이스 단자가 서로 연결되는 제1 BJT 및 제2 BJT를 포함하는 밴드갭 레퍼런스 회로로, 상기 밴드갭 레퍼런스 회로는 상기 제1 BJT의 베이스-에미터 전압인 제1 전압과, 상기 제2 BJT의 베이스-에미터 전압과 상기 제1 전압의 차이에 기초한 제2 전압을 이용하여 온도 비례 전류를 생성하는 밴드갭 레퍼런스 회로;
    상기 온도 비례 전류와, 상기 제1 전압에 기초하여 기준 전압을 생성하는 기준 전압 생성기;
    상기 온도 비례 전류에 기초하여 온도 정보 전압을 생성하는 온도 정보 전압 생성기로, 상기 기준 전압에 기초하여 상기 온도 정보 전압의 크기를 제어하는 전류원을 포함하는 온도 정보 전압 생성기를 포함하는 CMOS 온도 센서.
  19. 삭제
  20. 삭제
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2021082094A (ja) * 2019-11-21 2021-05-27 ウィンボンド エレクトロニクス コーポレーション 電圧生成回路およびこれを用いた半導体装置
CN111609943B (zh) * 2020-05-11 2022-04-12 Oppo广东移动通信有限公司 一种温度检测电路
KR20210151273A (ko) 2020-06-04 2021-12-14 삼성전자주식회사 이종 전원이 인가된 밴드갭 레퍼런스 회로 및 이를 포함하는 전자 장치
TWI731708B (zh) * 2020-06-08 2021-06-21 創意電子股份有限公司 溫度感測裝置以及溫度感測方法
US11656646B2 (en) * 2020-07-20 2023-05-23 Macronix International Co., Ltd. Managing reference voltages in memory systems
KR102553091B1 (ko) * 2020-11-20 2023-07-07 주식회사 솔리드뷰 Cmos 온도 센서 및 이의 동작 방법
CN112781743B (zh) * 2021-01-12 2021-11-02 中国电子科技集团公司第五十八研究所 一种应用于SoC的CMOS温度传感器电路及其工作方法
TWI807429B (zh) * 2021-09-23 2023-07-01 華邦電子股份有限公司 溫度感測電路及其操作方法
CN113885643B (zh) * 2021-10-28 2022-10-11 中国电子科技集团公司第二十四研究所 一种针对基准电压的修调电路及修调方法
CN114489219A (zh) * 2021-12-30 2022-05-13 上海灵昉科技有限公司 一种参考电压生成模块、供电装置和激光测距芯片
CN115357086B (zh) * 2022-08-29 2024-03-08 上海壁仞智能科技有限公司 带隙基准电路及其操作方法、电子装置
FR3144329A1 (fr) * 2022-12-23 2024-06-28 Stmicroelectronics International N.V. Microcontrôleur comprenant un circuit générateur de tension de référence

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2012212352A (ja) 2011-03-31 2012-11-01 Renesas Electronics Corp 定電流生成回路及びこれを含むマイクロプロセッサ

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7309157B1 (en) 2004-09-28 2007-12-18 National Semiconductor Corporation Apparatus and method for calibration of a temperature sensor
US7565258B2 (en) 2006-03-06 2009-07-21 Intel Corporation Thermal sensor and method
KR100790476B1 (ko) * 2006-12-07 2008-01-03 한국전자통신연구원 저전압 밴드갭 기준전압 발생기
US7821320B2 (en) 2007-02-07 2010-10-26 Denso Corporation Temperature detection circuit
US8092083B2 (en) 2007-04-17 2012-01-10 Cypress Semiconductor Corporation Temperature sensor with digital bandgap
KR100930275B1 (ko) * 2007-08-06 2009-12-09 (주)태진기술 씨모스를 이용한 밴드갭 레퍼런스 발생기
KR100901769B1 (ko) * 2007-11-15 2009-06-11 한국전자통신연구원 저전압 고정밀도 밴드갭 기준전압 발생기
CN101660953A (zh) * 2008-08-29 2010-03-03 硕颉科技股份有限公司 温度检测电路
KR101036925B1 (ko) * 2008-12-26 2011-05-25 주식회사 하이닉스반도체 밴드갭 회로 및 이를 포함하는 온도 감지회로
CN103163935B (zh) * 2011-12-19 2015-04-01 中国科学院微电子研究所 一种cmos集成电路中基准电流源产生电路
US8915646B2 (en) 2012-03-30 2014-12-23 Integrated Device Technology, Inc. High accuracy temperature sensor
US9213353B2 (en) * 2013-03-13 2015-12-15 Taiwan Semiconductor Manufacturing Company Limited Band gap reference circuit
KR101551705B1 (ko) * 2013-10-29 2015-09-09 현대오트론 주식회사 기준 전압 발생 회로
CN103823499A (zh) * 2014-03-03 2014-05-28 西安华芯半导体有限公司 一种随温度自动调节线性稳压器输出电压的装置
KR20150122911A (ko) * 2014-04-23 2015-11-03 (주)싸이닉솔루션 Cmos 온도 센서 및 이를 이용한 온도 측정 방법
JP2016046617A (ja) 2014-08-21 2016-04-04 ルネサスエレクトロニクス株式会社 半導体装置
US9703306B2 (en) 2014-09-10 2017-07-11 Analog Devices, Inc. Self-heating trim techniques for improved LDO accuracy over load and temperature
CN104238618B (zh) * 2014-09-26 2016-05-25 深圳市芯海科技有限公司 一种电压调整电路
KR20160062491A (ko) 2014-11-25 2016-06-02 에스케이하이닉스 주식회사 온도 센서

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2012212352A (ja) 2011-03-31 2012-11-01 Renesas Electronics Corp 定電流生成回路及びこれを含むマイクロプロセッサ

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