KR101858258B1 - 전원장치, 그 제어방법 및 이들을 이용한 시험장치 - Google Patents

전원장치, 그 제어방법 및 이들을 이용한 시험장치 Download PDF

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Abstract

<과제>
반도체 디바이스에 안정적으로 전원공급을 할 수 있는 전원장치를 제공한다.
<해결 수단>
DUT(1)의 전원단자에는 부하 용량(CL)이 접속된다. 전류 검출부(30)는 전원장치(100)에서 출력되는 출력 전류(Iout)를 검출한다. 비선형 제어부(20)는 DUT(1)의 전원단자에 흘러드는 부하 전류(IL)가 변동하는 제 1 타이밍에서 부하 전류(IL)와 출력 전류(Iout)가 일치한 제 2 타이밍까지의 제 1 기간에 부하 용량(CL)에 충/방전되는 전하량과, 제 2 타이밍에서 제어를 종료하는 제 3 타이밍까지의 제 2 기간에 부하 용량(CL)에 충/방전되는 전하량이 균일해지도록, 그 출력량(Sout2)을 제어한다.

Description

전원장치, 그 제어방법 및 이들을 이용한 시험장치{POWER SUPPLY APPARATUS AND METHOD OF CONTROLLING THE SAME, AND TEST APPARATUS USING THE APPARATUS AND THE METHOD}
본 발명은 반도체 디바이스에 전력을 공급하는 전원장치에 관한 것이다.
시험장치는 피시험 디바이스(DUT)에 전원전압 또는 전원전류(이하, "전원전압(Vdd)이라 한다)을 공급하는 전원장치를 구비한다. 도 1은 종래의 전원장치를 모식적으로 나타내는 블록도이다. 전원장치(1100)는 전원 출력부(1026)와, 전원 출력부(1026)를 제어하는 주파수제어 컨트롤러(이하, "컨트롤러"라고 한다)(1024)를 구비한다. 예를 들면, 전원 출력부(1026)는 연산 증폭기(버퍼), DC/DC 컨버터나 선형 레귤레이터(Linear Regulator), 또는 정전류원이고, DUT(1)에 공급해야 하는 전원전압 또는 전원전류(출력 신호(OUT))를 생성한다.
DUT(1)의 전원단자의 직근(直近)에는 디커플링 커패시터(C1)가 마련되고, 또한, 전원장치(1100)의 출력단자와 DUT(1)의 전원단자 사이는 케이블을 통해 접속된다. 전원장치(1100)의 제어 대상은 전원 출력부(1026)의 출력 신호(OUT)가 아닌, 실제로 DUT(1)의 전원단자에 인가되는 전원전압(Vdd)이다. 종래에 있어서, 컨트롤러(1024)는 피드백된 관측값(제어 대상)과 소정의 참조값(기준값)의 차분값이 제로가 되도록 제어값을 출력한다. 관측값으로서는, DUT(1)에 공급되는 전원전압이나 전원전류 등에 대응한 피드백 신호를 들 수 있다. 예를 들면, 도 1에 감산기의 심벌로 표시되는 회로 요소(1022)는 오차 증폭기(연산 증폭기)이고, 관측값과 기준값의 오차를 증폭한다. 아날로그 컨트롤러(1024)는 오차가 제로가 되도록 제어값을 생성한다. 전원 출력부(1026)의 상태는 제어값에 대응하여 피드백 제어되고, 그 결과, 제어 대상인 전원전압(Vdd)이 목표값으로 안정화된다. 제어 대상(1010)을 제어할 때 고려해야 하는 파라미터는, 기생 파라미터(1030)로서 모식적으로 표시된다. 기생 파라미터(1030)에는 전원 케이블이나 전원장치(1100) 내부의 기생 저항, 기생 용량, 기생 인덕터(inductor) 등이 포함된다.
일본국 공표특허공보 2004-529400호 공보 일본국 특허 제2526859호 공보 일본국 공개특허공보 H5-313760호 공보 일본국 공개특허공보 H2-123986호 공보 일본국 공개특허공보 H9-178820호 공보
종래, 컨트롤러(1024)는 아날로그 회로를 이용해서 구성되었다. 따라서, 그의 종합적인 성능은, 그를 구성하는 아날로그 소자의 성능으로 고정적으로 결정되는 문제가 있다. 또한, 제어 대상(1010)에는 부하 전류 변동이나 주변의 디커플링 커패시터(C1)의 영향이 포함된다. 더욱이, 기생 파라미터(1030)의 영향도 고려하여 컨트롤러(1024)를 설계한 경우, 결과적으로 복잡하고 부품 수가 많아진다.
본 발명은 상술한 바와 같은 과제를 해결하기 위하여, 반도체 디바이스에 안정적으로 전원공급을 할 수 있는 전원장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명의 일 형태는, 전원단자에 커패시터가 접속되어 있는 반도체 디바이스에 전원 라인을 통해 전력을 공급하는 전원장치에 관한 것이다. 이 전원장치는 전원장치에서 출력되는 출력 전류를 검출하는 전류 검출부와; 반도체 디바이스의 전원단자에 흘러드는 부하 전류가 변동하는 제 1 타이밍에서 부하 전류와 출력 전류가 일치한 제 2 타이밍까지의 제 1 기간에 커패시터에 충/방전되는 전하량과, 제 2 타이밍에서 제어를 종료하는 제 3 타이밍까지의 제 2 기간에 커패시터에 충/방전되는 전하량이 균일해지도록, 그 출력량을 제어하는 비선형 제어부; 를 구비한다. 이 형태에 의하면, 커패시터의 방전 전하량 및 충전 전하량을 적절히 계산하고, 제 1 기간에 있어서의 방전 전하량(충전 전하량)과, 제 2 기간에 있어서의 방전 전하량(충전 전하량)이 일치하도록 출력량을 제어하는 것에 의해, 전원전압의 변동량을 억제하고, 또는 변동량의 안정화 시간을 짧게 할 수 있다. 또는, 의도적으로 전원전압의 변동량이나 안정화 시간을 제어할 수 있다.
일 형태에 따른 전원장치는, 전원단자의 전원전압이 소정의 기준전압과 일치하도록 그 출력량을 제어하는 선형 제어부와; 부하의 변동을 검출하는 부하 변동 검출부와; 선형 제어부의 출력량과 비선형 제어부의 출력량을 받고, 부하 변동 검출부의 검출 결과에 대응한 하나를 선택하여 제어단자로부터 출력하는 실렉터; 를 더 구비해도 좋다. 이 형태에 의하면, 부하의 상태에 대응하여, 선형 제어와 비선형 제어를 전환하는 것에 의해, 전원전압을 더욱 안정화할 수 있다.
본 발명의 다른 형태는 시험장치에 관한 것이다. 이 시험장치는, 피시험 디바이스에 대해 전원을 공급하는 상술한 어느 한 형태에 따른 전원장치를 구비한다.
또, 이상의 구성 요소의 임의의 조합이나, 본 발명의 구성 요소나 표현을, 방법, 장치, 시스템 등의 사이에서 서로 치환한 것도 본 발명의 형태로서 유효하다.
본 발명의 일 형태에 의하면, 반도체 디바이스에 안정적으로 전원공급을 할 수 있는 전원장치를 제공할 수 있다.
도 1은 종래의 전원장치를 모식적으로 나타내는 블록도이다.
도 2는 실시형태에 따른 전원장치를 구비하는 시험장치를 나타내는 블록도이다.
도 3은 도 2의 비선형 제어부에 의한 비선형 제어 모드의 동작을 나타내는 파형도이다.
도 4는 도 2의 전원장치의 구체적인 구성예를 나타내는 블록도이다.
도 5는 도 2의 전원장치의 상태 천이도이다.
도 6은 도 2의 전원장치의 제 1 제어를 나타내는 타임차트이다.
도 7은 제 1 기간에 있어서의 제어 알고리즘을 나타내는 도면이다.
도 8의(a), (b)는 제 2 기간에 있어서의 제어 알고리즘을 나타내는 도면이다.
도 9는 도 2의 전원장치의 제 2 제어를 나타내는 타임차트이다.
도 10은 제 2 제어를 행한 경우의, 전원전압 및 출력 전류의 시뮬레이션 파형도이다.
이하, 본 발명을 바람직한 실시형태를 바탕으로 도면을 참조하면서 설명한다. 각 도면에 도시되는 동일 또는 동등한 구성 요소, 부재, 처리에는 동일한 부호를 첨부하고, 중복되는 설명은 적절히 생략한다. 또한, 실시형태는 발명을 한정하는 것이 아닌 예시일 뿐이고, 실시형태에 기술되는 모든 특징이나 그 조합은, 꼭 발명의 본질적인 것은 아니다.
본 명세서에 있어서, "부재 A가 부재 B와 접속된 상태"란, 부재 A와 부재 B가 물리적으로 직접 접속되는 경우 이외에, 부재 A와 부재 B가 전기적인 접속 상태에 영향을 미치지 않는 다른 부재를 통해 간접적으로 접속되는 경우도 포함한다. 마찬가지로, "부재 C가 부재 A와 부재 B 사이에 마련된 상태"란, 부재 A와 부재 C, 또는 부재 B와 부재 C가 직접적으로 접속되는 경우 이외에, 전기적인 접속 상태에 영향을 미치지 않는 다른 부재를 통해 간접적으로 접속되는 경우도 포함한다.
도 2는 실시형태에 따른 전원장치(100)를 구비하는 시험장치(2)를 나타내는 블록도이다. 시험장치(2)는 DUT(1)에 신호를 부여하고, DUT(1)로부터의 신호를 기대값과 비교하여, DUT(1)의 양호 여부나 불량 개소를 판정한다.
시험장치(2)는 드라이버(DR), 비교기(타이밍 비교기)(CP), 전원장치(100) 등을 구비한다. 드라이버(DR)는 DUT(1)에 대해 시험 신호를 출력한다. 이 시험 신호는 도시하지 않는 타이밍 발생기(TG), 패턴 발생기(PG) 및 파형 정형기(FC)(모두 미도시) 등에 의해 생성되고, 드라이버(DR)에 입력된다. DUT(1)가 출력하는 신호는, 비교기(CP)에 입력된다. 비교기(CP)는 DUT(1)로부터의 신호를 소정의 임계값과 비교하고, 비교 결과를 적절한 타이밍으로 래치한다. 비교기(CP)의 출력은 그 기대값과 비교된다. 이상이 시험장치(2)의 개요이다.
이하, 실시형태에 따른 전원장치(100)에 대해 상세하게 설명한다. 전원장치(100)는 전원 라인(LVDD)을 통해 DUT(1)의 전원단자(P1)와 접속된다. DUT(1)의 전원단자(P1)의 직근(直近)에는, 바이패스 콘덴서(커패시터(C1))가 접속되어 있다. 또, 도 2의 커패시터(C1) 및 전원 라인(LVDD)의 기생 용량, 전원단자(P1)와 기판 사이의 용량 등의 합성 용량을 부하 용량(CL)으로 총칭한다. 또, 실시형태에 따른 전원장치(100)의 제어에 있어서는, 이 부하 용량(CL)의 값이 기지(旣知)인 것을 전제로 하기 때문에, 미리 실측 또는 시뮬레이션 등에 의해 그 값을 구해 놓는다. 또한, 전원단자(P1)에 주어지는 전압을 전원전압(Vdd)이라고 한다. 기생 파라미터(4)는 도 1에서 설명한 바와 같이, 출력량(VS)을 제어할 때에 고려해야 하는 파라미터를 모식적으로 나타낸다. 즉, 기생 파라미터(4)는 실제의 회로에 있어서 명시적인 요소로서 존재하지 않는다.
전원장치(100)는 선형 제어부(10), 가산기(12), 비선형 제어부(20), 전류 검출부(30), 실렉터(40), 부하 변동 검출부(42)를 구비한다. 전원장치(100)는 아날로그 회로나 디지털 회로로 구성되어도 좋고, 또는 이들의 조합으로 구성되어도 좋다.
전원장치(100)는 부하 상태에 대응하여, 그 출력량(Sout)을 제어한다. 출력량(Sout)은 출력 전압(VS)과 출력 전류(Iout) 중의 하나, 또는 이들 모두를 의미한다. 이 전원장치(100)는 선형 제어 모드(φL)와 비선형 제어 모드(φNL)를 전환할 수 있도록 구성된다. 실렉터(40)는 선형 제어 모드(φL)에 있어서 선형 제어부(10)의 출력량(Sout1)(출력 전압(VS1))을 선택하고, 비선형 제어 모드(φNL)에 있어서 비선형 제어부(20)의 출력량(Sout2)(출력 전압(VS2))을 선택하여, 선택된 것을 출력량(Sout)(출력 전압(VS))으로서 출력한다. 부하 변동 검출부(42)는 전원전압(Vdd), 전원장치(100)로부터 DUT(1)에 공급되는 출력 전류(Iout)나 전원전압(Vdd)을 비롯한 DUT(1)의 상태를 나타내는 신호에 기초하여 실렉터(40)를 제어하고, 선형 제어 모드(φL)와 비선형 제어 모드(φNL)를 전환한다.
1. 선형 제어 모드(φL) 선형 제어 모드(φL)에서는, 주로 가산기(12) 및 선형 제어부(10)에 의해 출력 전압(VS1)이 제어된다. 가산기(12)는 전원전압(Vdd)과 그 목표값(Vref)의 차분을 나타내는 차분 신호(S1)를 생성한다. 선형 제어부(10)는 종래의 선형 제어에 의해, 차분 신호(S1)가 나타내는 차분이 제로가 되도록, 즉 전원전압(Vdd)이 목표값(Vref)과 일치하도록 그 출력 전압(VS1)(출력량)을 제어한다. 선형 제어부(10)가 디지털 회로로 구성되는 경우, PI 제어, PID 제어가 이루어진다. 선형 제어부(10)가 아날로그 회로로 구성되는 경우, 가산기(12)를 오차 증폭기(연산 증폭기)로 구성하고, 선형 제어부(10)를 선형 레귤레이터, 스위칭 레귤레이터(switching regulator)(DC/DC 컨버터)로 구성해도 좋다.
2. 비선형 제어 모드(φNL) 비선형 제어 모드(φNL)에 있어서는, 주로 비선형 제어부(20) 및 전류 검출부(30)에 의해 출력 전압(VS2)이 제어된다.
전류 검출부(30)는 전원장치(100)로부터 DUT(1)에 대해 출력되는 출력 전류(Iout)를 검출한다. 예를 들면, 전류 검출부(30)는 출력 전류(Iout)의 경로 상에 마련된 검출 저항(RM)과, 검출 저항(RM)에 발생되는 전압 강하(VM)를 증폭 및 검출하는 앰프(32)를 포함해도 좋다. 전류 검출부(30)는 출력 전류(Iout)를 나타내는 출력 전류 검출 신호(S2)를 출력한다.
비선형 제어부(20)는 전원전압(Vdd)을 나타내는 전압 검출 신호(S3)와, 출력 전류(Iout)를 나타내는 출력 전류 검출 신호(S2)를 받고, 그들에 대응하여 그 출력량(Sout2)을 제어한다. 비선형 제어부(20)의 동작은 제 1 기간(τ1)과, 제 2 기간(τ2)으로 나누어 설명된다.
도 3은 도 2의 비선형 제어부(20)에 의한 비선형 제어 모드(φNL)의 동작을 나타내는 파형도이다. 제 1 기간(τ1)은 DUT(1)의 전원단자(P1)에 흘러드는 부하 전류(IL)가 변동하는 제 1 타이밍(t0)에서 부하 전류(IL)와 출력 전류(Iout)가 일치한 제 2 타이밍(tres)까지의 기간이다. 제 2 기간(τ2)은 제 2 타이밍(tres)에서 제어를 종료하는 제 3 타이밍(tend)까지의 기간이다.
시각 t0 이전은, 정상(定常) 상태에 있는 것으로 하고, 선형 제어 모드(φL)에 의해 출력 전압(VS)이 안정화되어 있다. 여기서는, t<t0에 있어서 부하 전류(IL) 및 출력 전류(Iout)가 제로인 것으로 한다. 시각 t0에 부하가 제로에서 소정의 레벨까지 급격히 증가한 것으로 한다. 이를 받고, 비선형 제어부(20)에 의한 비선형 제어 모드(φNL)로 이행한다.
제 1 기간(τ1)인 동안 IL>Iout가 성립된다. 따라서, 부족한 전류(IC=(IL-Iout))가 부하 용량(CL)에서 DUT(1)의 전원단자에 공급된다. 즉, 커패시터(CL)는 충/방전 전류(IC=IL-Iout)에 의해 방전된다. 제 1 기간(τ1)에 있어서 해칭 처리된 면적이 방전 전하량(Qdischarge)을 나타낸다. 제 1 기간(τ1)에 있어서의 부하 용량(CL)의 방전에 의해, 전원전압(Vdd)은 정상 상태에 비해 ΔV 저하한다.
제 2 타이밍(tres) 이후 IL<Iout로 된다. 그에 따라, 전류(IC=Iout-IL)에 의해 부하 용량(CL)이 충전되고, 전원전압(Vdd)이 증가하기 시작한다. 제 2 기간(τ2)에 있어서의 충전 전하량(Qcharge)에는 해칭 처리된다.
비선형 제어부(20)는 제 1 기간(τ1)에 있어서 부하 용량(CL)에 충/방전되는 전하량(Qdischarge)과, 제 2 기간(τ2)에 있어서 부하 용량(CL)에 충/방전되는 전하량(Qcharge)이 균일(일치)해지도록 그 출력량(Sout), 즉 출력 전압(VS2) 및 출력 전류(Iout)를 제어한다.
부하 전류(IL), 출력 전류(Iout), 방전 전하량(Qdischarge), 충전 전하량(Qcharge)의 사이에는 식 (1), (2)의 관계식이 성립한다. 그리고, 식 (3)이 성립하도록 출력량(Sout)이 제어되는 것에 의해, 전원전압(Vdd)이 목표전압(Vref)으로 복귀한다. <수학식 1>
Figure 112011097070245-pat00001
비선형 제어부(20)에 의한 비선형 제어에 의해, 시각 tend에 있어서의 전원전압(Vdd)은 기준전압(Vref)과 일치해진다. 부하가 정상 상태로 되면 비선형 제어에서 선형 제어로 전환된다.
또, 본 실시형태에서는, 부하 전류(IL)가 소정의 레벨에서 급격히 증가하는 경우에 착목하여 설명한다.
급격한 부하 변동이 발생한 경우에 선형 제어를 계속하면, 피드백의 응답 속도에 의한 제약으로부터, 전원전압(Vdd)이 목표전압(Vref)으로 복귀할 때까지의 시간이 길어지고, 또한 그 드롭량(ΔV)이 커진다. 한편, 도 2의 전원장치(100)에 의하면, 급격한 부하 변동이 발생하였을 때에, 전하량에 따른 비선형 제어를 하는 것에 의해, 전원전압(Vdd)이 원래의 안정된 레벨로 복귀할 때까지의 시간을 짧게 할 수 있다. 또, 선형 제어와 비선형 제어를 행한 경우의 드롭량(ΔV) 및 복귀 시간(안정화 시간)의 비교는 후술한다.
이어서, 비선형 제어부(20)의 구체적인 처리 및 구성예를 설명한다. 도 4는 도 2의 전원장치(100)의 구체적인 구성예를 나타내는 블록도이다. 도 4는 전원장치(100)가 디지털 회로로 구성되는 경우를 나타낸다. A/D 컨버터(34, 58)는 각각 아날로그 출력 전류 검출 신호(S2), 전압 검출 신호(S3)를 디지털로 변환한다. 비선형 제어부(20)는 부하 전류 연산부(22), 전하량 연산부(24), 출력량 연산부(26), D/A 컨버터(28)를 구비한다. D/A 컨버터(28)는 출력량 연산부(26)의 디지털 출력량(Sout2)을 아날로그 출력량(Sout2)으로 변환한다. D/A 컨버터(28)는 전압 DAC여도 좋고 전류 DAC여도 좋다. 전압 DAC인 경우 출력량(Sout2)은 출력 전압(VS)으로 되고, 전류 DAC인 경우 출력량(Sout2)은 출력 전류(Iout)로 된다.
부하 전류 연산부(22)는 DUT(1)의 전원단자(P1)에 흘러드는 부하 전류(IL)를 계산하고, 이를 나타내는 부하 전류 검출 신호(S4)를 생성한다. 전하량 연산부(24)는 부하 용량(CL)에 충/방전되는 전하량(Q)을 계산하고, 이를 나타내는 전하량 검출 신호(S5)를 생성한다. 출력량 연산부(26)는 부하 전류 검출 신호(S4)가 나타내는 부하 전류(IL) 및 전하량 검출 신호(S5)가 나타내는 전하량(Q)에 기초하여, 제 1 기간(τ1)의 전하량과, 제 2 기간(τ2)의 전하량이 균일해지도록, 출력량(Sout2)을 계산한다.
부하 전류 연산부(22)는 전원전압(Vdd)의 미분값(dVdd/dt)에 부하 용량(CL)의 용량값을 곱셈하는 것에 의해, 부하 용량(CL)에 대한 충/방전 전류(IC)를 나타내는 충/방전 전류 검출 신호(S6)를 생성한다. 상술한 바와 같이, 충/방전 전류(IC)는 부하 전류(IL)와 출력 전류(Iout)의 차분이다. 그리고, 부하 전류 연산부(22)는 출력 전류(Iout)(S2)로부터 충/방전 전류(IC)(S6)를 감산하는 것에 의해, 부하 전류(IL)를 나타내는 부하 전류 검출 신호(S4)를 생성한다.
부하 전류 연산부(22)는 전압 검출 신호(S3)에 계수(CL/dt)를 곱셈하는 승산기(50)와, 승산기(50)의 출력을 1샘플 시간 지연시키는 지연 회로(52)와, 승산기(50)의 출력과 지연 회로(52)의 출력의 차분을 산출하는 가산기(54)와, 출력 전류 검출 신호(S2)에서 가산기(54)의 출력을 감하는 감산기(56)를 포함해도 좋다. dt는 1샘플 시간을 나타낸다.
전하량 연산부(24)는 부하 전류(IL)와 출력 전류(Iout)의 차분, 즉 충/방전 전류(IC)를 적분하는 것에 의해, 전하량(Q)을 산출한다. 전하량 연산부(24)는 부하 전류 검출 신호(S4)에서 출력 전류 검출 신호(S2)를 감산하는 것에 의해 충/방전 전류 검출 신호(S6')를 산출하는 가산기(60)와, 가산기(60)의 출력을 적분하는 것에 의해 전하량 검출 신호(S5)를 생성하는 적분기(62)를 구비해도 좋다. 또, 가산기(60)를 생략하고, 적분기(62)에 가산기(54)의 출력인 충/방전 전류 검출 신호(S6)를 입력해도 좋다.
이어서, 출력량 연산부(26)의 구체적인 처리를 설명한다. 도 5는 도 2의 전원장치(100)의 상태 천이도이다. 도 6은 도 2의 전원장치(100)의 제 1 제어를 나타내는 타임차트이다.
도 5에 있어서, s-0은 선형 제어 모드(φL)를 나타내고, s-1∼s-4는 비선형 제어 모드(φNL)를 나타낸다. 계(系)가 정상 상태에 있을 때, 선형 제어 모드(φL)로 설정되고, 상태 s-0에 있어서 선형 제어가 진행된다. 부하 변동이 발생하고, 그것이 부하 변동 검출부(42)에 의해 검출되면, 상태 s-1로 천이한다. 부하 변동 검출부(42)에 의한 부하 변동의 검출 조건으로서는 하기하는 바를 들 수 있다.
1. 차분 신호(S1)(Vref-Vdd)에 따른 검출 목표전압(Vref)과 전원전압(Vdd)의 차분이, 소정의 임계값(Vth)을 넘었을 때, 부하 변동 검출부(42)는 부하 변동의 발생으로 판정해도 좋다. 2. 출력 전류 검출 신호(S2)(Iout)에 따른 검출 부하 변동 검출부(42)는 출력 전류(Iout)가 소정의 임계값(Ith)을 넘었을 때, 부하 변동의 발생으로 판정해도 좋다.
3. 충/방전 전류 검출 신호(S6)(IC)에 따른 검출 부하 변동 검출부(42)는 충/방전 전류(IC)가 실질적으로 비제로인 값을 취했을 때, 또는 그 절대값이 소정의 임계값을 넘었을 때, 부하 변동의 발생으로 판정해도 좋다.
4. 부하 전류 검출 신호(S4)(부하 전류(IL))의 시간 변화율(dIL/dt)에 따른 검출 부하 변동 검출부(42)는 부하 전류(IL)의 시간 변화율(미분값)이 실질적으로 비제로인 값을 취했을 때, 또는 미분값의 절대값이 소정의 임계값을 넘었을 때에, 부하 변동의 발생으로 판정해도 좋다.
5. 부하 전류 검출 신호(S4)(부하 전류(IL))에 따른 검출 부하 변동 검출부(42)는 부하 전류(IL)가 소정의 임계값을 넘었을 때, 부하 변동의 발생으로 판정해도 좋다.
즉, 부하 변동 검출부(42)는 어떠한 방법에 의해, 부하의 급격한 변동(정상 상태에서 과도 상태로의 변화)을 검출하면 된다.
부하 변동이 발생하고 나서, 부하 변동 검출부(42)에 의해 그것이 검출되어 비선형 제어가 개시될 때까지의 타이밍 tstart에는 소정의 지연이 발생한다. 이 지연 기간의 동안은, 선형 제어부(10)에 의한 선형 제어가 이루어진다. 상태 s-1에서는, 비선형 제어의 사전 처리로서, 지연 기간의 동안에 부하 용량(CL)으로부터 방전된 초기 전하량(Q0)이 계산된다.
선형 제어의 응답 속도가 늦으면, 시각 t0으로부터 시각 tstart에 있어서의 출력 전류(Iout)는 제로로 가정할 수 있다. 지연 시간 Tdelay가, 계(系)의 샘플링 시간 TS를 단위로 하여 Ndelay 사이클로 주어질 때, 초기 전하량(Q0)은 식 (4)에 의해 계산할 수 있다. 지연 사이클수 Ndelay는 미리 설정된 값을 이용해도 좋고, 전원전압(Vdd)의 기울기 및 시각 tstart에 있어서의 전원전압(Vdd)의 값으로부터 추정해도 좋다. <수학식 2>
Figure 112011097070245-pat00002
또는, 초기 전하량(Q0)은 이 근사식을 사용하지 않고, 더욱 상세하게 계산해도 좋다. 또한, 지연 시간 Tdelay가 충분히 짧은 경우에는, 초기 전하량(Q0)의 계산은 생략할 수 있다.
이어서 상태 s-2로 천이하고, 상술한 제 1 기간(τ1)에 상당하는 처리가 이루어진다. 본 실시형태에서는, 제 1 기간(τ1)의 길이 Tres는 신호 처리의 사이클수 Nres로서 미리 규정되어 있다. 제 1 기간(τ1)(Tres=TS×Nres)에 있어서, 제 1 기간(τ1)의 길이 Tres가 소정의 값이 되도록, 즉, 제어 개시로부터 Nres 사이클 후에, 출력 전류(Iout)가 부하 전류(IL)와 일치해지도록, 출력량(Sout)이 제어된다.
출력량 연산부(26)는 제 1 기간(τ1)에 있어서, 출력 전류(Iout)가 단조 변화(일정한 기울기 α로 변화)하도록 출력량(Sout)을 제어한다. 시각 tstart에 있어서의 출력 전류(Iout)를 제로로 근사시키면, 출력 전류(Iout)의 기울기 α는 IL/Tres=IL/(tres-tstart)로 주어진다. 즉, 제 1 기간(τ1)에 있어서의 출력 전류(Iout)는 Iout(t)=IL/Tres×(t-tstart) …(5)로 주어진다. 시간 방향으로 이산화하면, 출력 전류(Iout)의 기울기 α는 IL/(TS×Nres)로 주어진다. 상태 s-2의 k 사이클째에 있어서, 식 (6), (7)이 성립된다. t=tstart+k×Ts …(6) Iout(tstart+kTs)=IL/Nres×k …(7)
이해를 쉽게 하고 설명을 간결하게 하기 위하여 기생 파라미터(4)를 무시하면, 출력 전압(VS2)과 출력 전류(Iout)의 사이에는 식 (8)이 성립된다. 따라서 비선형 제어부(20)의 출력단이 전압원으로 구성되는 경우, 식 (8)을 만족하는 출력 전압(VS2)을 생성하면 된다. VS(t)=Iout(t)·RM+Vdd(t) …(8)
도 7은 제 1 기간에 있어서의 제어 알고리즘을 나타내는 도면이다. 상태 s-2에 있어서는 도 7의 알고리즘(소스 코드)에 따라 출력 전압(VS)를 제어하면 된다. 또한, 사이클마다 방전 전하량(Q)을 갱신한다. 도 7의 알고리즘에 의해, Nres 사이클 후에, 출력 전류(Iout)를 부하 전류(IL)와 일치시킬 수 있다.
또, 비선형 제어부(20)의 출력단이 전류원으로 구성되는 경우, 식 (7)에 따라 출력량(Sout)을 변화시키면 되고, 식 (8)의 연산은 불필요하게 된다.
이어서 상태 s-3으로 천이하고, 제 2 기간(τ2)에 상당하는 처리가 이루어진다. 본 실시형태에서는, 제 2 기간(τ2)의 길이도 사이클수 Nend로서 미리 규정되어 있다. 제 2 기간(τ2)에 있어서는, 이하의 처리가 이루어진다.
출력량 연산부(26)는 제 2 기간(τ2)에 있어서, 출력 전류(Iout)가 일정값이 되도록 출력량(Sout)을 제어한다. 즉, 제 1 기간(상태 s-2)에 있어서 계산된 방전 전하량(Qdischarge)을 소정의 제 2 기간(τ2)의 길이 Tend(=tend-tres)로 충전하기 위해 필요한 출력 전류(Iout)는 식 (9)로 주어진다. Iout=Qdischarge/Tend …(9)
도 8의 (a), (b)는 제 2 기간에 있어서의 제어 알고리즘을 나타내는 도면이다. 도 8(a)에서는 사이클마다 전하량의 업데이트를 하지 않고, 식 (9)에 대응하는 출력 전압(VS)을 계속 생성한다. 도 8(b)의 알고리즘에서는 사이클마다 전하량을 업데이트하고, 그에 대응하여 식 (9)의 전류량을 재계산한다.
그리고, 시각 tend에 처리가 종료되면 상태 s-4로 천이한다. 처리 종료시의 출력 전압(VS)은 이상 제어량 IL·RM+Vref이고, 이 시점에서 Vdd=Vref가 되어 있는 것이 이상적이다. 실제로는 오차를 고려하여, 상태 s-4에 있어서 이상 제어량을 수사이클 출력한 후, 상태 s-0의 선형 제어로 되돌리는 것이 바람직하다.
도 9는 도 2의 전원장치(100)의 제 2 제어를 나타내는 타임차트이다. 도 9의 타임차트는 도 6의 타임차트에 비해 제 2 기간(τ2)의 동작이 상이하다.
제 2 기간(τ2)에 있어서, 출력량 연산부(26)는 출력 전류(Iout)가 단조 변화하는 한편, 제 2 기간(τ2)의 종점인 제 3 타이밍(tend)에 있어서, 출력 전류(Iout)가 부하 전류(IL)와 동일해지도록 출력량(Sout)을 제어한다.
제 2 기간(τ2)에 있어서 충전해야 하는 전하량(Q)과, 제 2 기간(τ2)의 길이 (tend-tres)가 주어질 때, 하기의 관계식이 성립되면 된다. (Iout(tres)-IL)×Tend/2=Q …(10)
식 (10)으로부터, 시각 tres에 있어서의 출력 전류(Iout)는 식 (11)로 주어진다. Iout(tres)=Q×2/Tend+IL …(11)
또한, 제 2 기간(τ2)에 있어서의 출력 전류(Iout)의 기울기 β는 식 (12)로 주어진다. β=Q×2/Tend2 …(12)
따라서 제 2 기간(τ2)에 있어서의 출력 전류(Iout)(t)는 식 (13)으로 주어진다. Iout(t)=Q×2/Tend+IL-β×(t-tres) …(13)
Tend=Nend×TS, t=tres+kTS를 이용하여 식 (13)을 이산화하면, 식 (14)를 얻는다. Iout(t)=Q×2/(TS×Nend)×{1-k/Nend}+IL …(14)
출력량 연산부(26)는 사이클 k에 있어서의 출력 전압(VS)을 식 (8) 및 식 (14)로부터 계산하고, D/A 컨버터(28)에 출력한다.
도 10은 제 2 제어를 행한 경우의 출력 전압(Vdd) 및 출력 전류(Iout)의 시뮬레이션 파형도이다. 샘플링 주파수 fS=2㎒, 부하 전류(IL)가 시각 t=200㎲에 있어서 0A에서 1.3A로 변동하는 경우를 나타낸다. 부하 용량 CL=120㎌, RM=0.2Ω로 하고 있다.
파형 (i)은 Nres=Nend=7, 합계 14 사이클인 경우를 나타내고, 파형 (ⅱ)는 Nres=Nend=11, 합계 22 사이클인 경우를 나타내고, 파형 (ⅲ)은 선형 제어(PID 제어)를 행한 경우를 나타낸다. Nres 및 Nend의 길이는 꼭 동일하지 않아도 좋고, 독립으로 정할 수 있다. 이와 같이, 실시형태에 따른 전원장치(100)에 의하면, 부하 변동 상태에 있어서, 용량 밸런스를 이용한 비선형 제어를 행하는 것에 의해, 선형 제어를 행하는 경우에 비해 출력 전압(Vdd)의 변동량을 작게 하고, 및/또는 안정화 시간을 단축할 수 있다. 또한, 제 1 기간(τ1)의 길이 Tres를 변화시키면, 전원전압(Vdd)의 파형을 제어할 수 있다. 마찬가지로, 제 2 기간(τ2)의 길이 Tend에 의해서도 전원전압(Vdd)의 파형을 제어할 수 있다.
이상, 본 발명에 대해 실시형태를 바탕으로 설명하였다. 이 실시형태는 예시이고, 이들의 각 구성 요소나 각 처리 프로세스, 그들의 조합에는 다양한 변형예가 있을 수 있다. 이하, 이러한 변형예에 대해 설명한다.
실시형태에서는, 제 1 기간(τ1)에 있어서 출력 전류(Iout)를 직선적으로 증가시키는 경우를 설명하였지만, 본 발명은 이에 한정되지 않는다. 예를 들면, 출력 전류(Iout)를 지수함수적으로 변화시켜도 좋다. 제 2 기간(τ2)에 있어서도 출력 전류(Iout)를 지수함수적으로 변화시켜도 좋다.
실시형태에서는, 제 1 기간(τ1), 제 2 기간(τ2)의 길이가 규정되어 있는 경우의 처리를 설명하였지만, 본 발명은 이에 한정되지 않는다. 예를 들면, 제 1 기간(τ1)에 있어서는 출력 전류(Iout)의 기울기 α를 미리 정해 놓고, 그 기울기 α에 대응하여 제 1 기간(τ1)을 계산해도 좋다. 마찬가지로, 제 2 기간(τ2)에 있어서도 출력 전류(Iout)의 기울기 β, 또는 그 양을 미리 규정해 놓고, 그에 대응하여 제 2 기간(τ2)의 길이를 계산해도 좋다.
실시형태에서는, 부하 전류(IL)가 소정의 레벨에서 급격히 증가하는 경우에 착목하여 설명하였지만, 부하 전류(IL)가 급격히 감소한 경우에도 본 발명은 유효하다. 이 경우, 제 1 기간(τ1)에 있어서 충전이 이루어지고, 제 2 기간(τ2)에 있어서 방전이 이루어져, 그들의 전하량이 균일해지도록 실시형태와 동일한 제어를 하면 된다.
실시형태에서는, 전원전압(Vdd)이 단시간에 안정화하는 동작을 설명하였지만, 본 발명은 이에 한정되지 않는다. 상술한 각종 파라미터, 예를 들면 Nres, Nend 등을 변경하는 것에 의해, 다양한 성능을 에뮬레이트할 수 있다.
비선형 제어부(20)의 출력단이, 그 출력 전류(Iout)를 제어 가능한 전류원으로 구성되는 경우 전류 검출부(30)를 생략하고, 전류원에 대한 제어량을 출력 전류 검출 신호(S2)로서 이용해도 좋다.
실시형태에서는, 시험장치에 탑재되는 전원에 대해 설명하였지만, 본 발명은 이에 한정되지 않고, 널리 일반적인 반도체 디바이스, 전자 회로에 전력을 공급하는 전원장치에 적용 가능하다.
실시형태를 바탕으로 본 발명을 설명하였지만, 실시형태는 본 발명의 원리, 응용을 나타낼 뿐이고, 실시형태에는 청구범위에 규정된 본 발명의 사상 범위 내에서, 다양한 변형예나 배치의 변경이 가능하다.
1: DUT
2: 시험장치
4: 기생 파라미터
DR: 드라이버
CP: 비교기
100: 전원장치
P1: 전원단자
LVDD: 전원 라인
10: 선형 제어부
12: 감산기
20: 비선형 제어부
22: 부하 전류 연산부
24: 전하량 연산부
26: 출력량 연산부
30: 전류 검출부
32: 앰프
40: 실렉터
42: 부하 변동 검출부
50: 승산기
52: 지연 회로
54, 56, 60: 가산기
62: 적분기
S1: 차분 신호
S2: 출력 전류 검출 신호
S3: 전압 검출 신호
S4: 부하 전류 검출 신호
S5: 전하량 검출 신호
S6: 충/방전 전류 검출 신호
C1: 커패시터
CL: 부하 용량

Claims (24)

  1. 전원단자에 커패시터가 접속되어 있는 반도체 디바이스에 전원 라인을 통해 전력을 공급하는 전원장치이고,
    상기 전원장치에서 출력되는 출력 전류를 검출하는 전류 검출부와,
    상기 반도체 디바이스의 전원단자에 흘러드는 부하 전류가 변동하는 제 1 타이밍에서 상기 부하 전류와 상기 출력 전류가 일치한 제 2 타이밍까지의 제 1 기간에 상기 커패시터에 충/방전되는 전하량과, 상기 제 2 타이밍에서 제어를 종료하는 제 3 타이밍까지의 제 2 기간에 상기 커패시터에 충/방전되는 전하량이 균일해지도록, 그 출력량을 제어하는 비선형 제어부를 구비하고,
    상기 비선형 제어부는,
    상기 반도체 디바이스의 전원단자에 흘러드는 부하 전류를 계산하는 부하 전류 연산부와,
    상기 커패시터에 충/방전되는 전하량을 계산하는 전하량 연산부와,
    상기 부하 전류 및 상기 전하량에 기초하여, 상기 제 1 기간의 전하량과, 상기 제 2 기간의 전하량이 균일해지도록, 상기 출력량을 계산하는 출력량 연산부를 포함하는 것을 특징으로 하는 전원장치.
  2. 삭제
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 부하 전류 연산부는,
    상기 전원단자의 전원전압의 미분값에 상기 커패시터의 용량값을 곱셈하는 것에 의해 상기 커패시터에 대한 충/방전 전류를 산출하고, 상기 출력 전류에서 해당 충/방전 전류를 감산하는 것에 의해 상기 부하 전류를 산출하는 것을 특징으로 하는 전원장치.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 전하량 연산부는, 상기 부하 전류와 상기 출력 전류의 차분을 적분하는 것에 의해, 상기 전하량을 산출하는 것을 특징으로 하는 전원장치.
  5. 제 3항에 있어서,
    상기 전하량 연산부는, 상기 충/방전 전류를 적분하는 것에 의해, 상기 전하량을 산출하는 것을 특징으로 하는 전원장치.
  6. 제 1항에 있어서,
    상기 제 1 기간의 길이는 미리 정해져 있는 것을 특징으로 하는 전원장치.
  7. 제 1항에 있어서,
    상기 출력량 연산부는, 상기 제 1 기간에 있어서, 상기 출력 전류가 단조 변화하도록 상기 출력량을 제어하는 것을 특징으로 하는 전원장치.
  8. 제 1항에 있어서,
    상기 제 2 기간의 길이는 미리 정해져 있는 것을 특징으로 하는 전원장치.
  9. 제 1항에 있어서,
    상기 출력량 연산부는, 상기 제 2 기간에 있어서, 상기 출력 전류가 일정값이 되도록 상기 출력량을 제어하는 것을 특징으로 하는 전원장치.
  10. 제 1항에 있어서,
    상기 출력량 연산부는, 상기 출력 전류가 단조 변화하는 한편, 상기 제 2 기간의 종점인 상기 제 3 타이밍에 있어서 상기 출력 전류가 상기 부하 전류와 동일해지도록, 상기 출력량을 제어하는 것을 특징으로 하는 전원장치.
  11. 제 1항에 있어서,
    상기 출력량 연산부는, 상기 출력 전류가 지수함수적으로 변화하는 한편, 상기 제 2 기간의 종점인 상기 제 3 타이밍에 있어서 상기 부하 전류와 동일해지도록, 상기 출력량을 제어하는 것을 특징으로 하는 전원장치.
  12. 제 1항 및 제 3항 내지 제 11항 중의 어느 한 항에 있어서,
    상기 전원단자의 전원전압이 소정의 기준전압과 일치하도록, 그 출력량을 제어하는 선형 제어부와,
    부하의 변동을 검출하는 부하 변동 검출부와,
    상기 선형 제어부의 출력량과 상기 비선형 제어부의 출력량을 받고, 상기 부하 변동 검출부의 검출 결과에 대응한 하나를 선택하여 출력하는 실렉터를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 전원장치.
  13. 제 12항에 있어서,
    상기 부하 변동 검출부는,
    상기 전원전압과 상기 기준전압의 차분이 소정의 임계값 전압을 넘었을 때, 부하 변동 상태로 판정하는 것을 특징으로 하는 전원장치.
  14. 제 12항에 있어서,
    상기 부하 변동 검출부는,
    상기 전원전압과 상기 기준전압의 차분에 기초하여 부하 변동을 검출하는 것을 특징으로 하는 전원장치.
  15. 제 12항에 있어서,
    상기 부하 변동 검출부는,
    상기 출력 전류에 기초하여 부하 변동을 검출하는 것을 특징으로 하는 전원장치.
  16. 제 12항에 있어서,
    상기 부하 변동 검출부는,
    상기 전하량의 미분값에 기초하여 부하 변동 상태를 검출하는 것을 특징으로 하는 전원장치.
  17. 제 12항에 있어서,
    상기 부하 변동 검출부는,
    상기 부하 전류의 미분값에 기초하여 부하 변동 상태를 검출하는 것을 특징으로 하는 전원장치.
  18. 피시험 디바이스에 대해 전원을 공급하는 제 1항 및 제 3항 내지 제 11항 중의 어느 한 항에 기재의 전원장치를 구비하는 것을 특징으로 하는 시험장치.
  19. 전원단자에 커패시터가 접속되어 있는 반도체 디바이스에 전원 라인을 통해 전력을 공급하는 전원장치의 제어방법이고,
    상기 전원장치의 제어단자에서 출력되는 출력 전류를 검출하는 스텝과,
    상기 반도체 디바이스의 전원단자에 흘러드는 부하 전류가 변동하는 제 1 타이밍에서 상기 부하 전류와 상기 출력 전류가 일치한 제 2 타이밍까지의 제 1 기간에 상기 커패시터에 충/방전되는 전하량과, 상기 제 2 타이밍에서 제어를 종료하는 제 3 타이밍까지의 제 2 기간에 상기 커패시터에 충/방전되는 전하량이 균일해지도록, 출력량을 제어하는 스텝을 포함하며,
    상기 출력량을 제어하는 스텝은,
    상기 반도체 디바이스의 전원단자에 흘러드는 부하 전류를 계산하는 스텝과,
    상기 커패시터에 충/방전되는 전하량을 계산하는 스텝과,
    상기 부하 전류 및 상기 전하량에 기초하여, 상기 제 1 기간의 전하량과, 상기 제 2 기간의 전하량이 균일해지도록, 상기 제어단자에서 출력하는 상기 출력량을 계산하는 스텝을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  20. 삭제
  21. 제 19항에 있어서,
    상기 출력량을 계산하는 스텝은, 상기 전원단자의 전원전압의 미분값에 상기 커패시터의 용량값을 곱셈하는 것에 의해, 상기 커패시터에 대한 충/방전 전류를 산출하고, 상기 출력 전류로 상기 충/방전 전류를 감산하는 것에 의해 상기 부하 전류를 산출하는 것을 특징으로 하는 방법.
  22. 제 19항에 있어서,
    상기 전하량을 계산하는 스텝은, 상기 부하 전류와 상기 출력 전류의 차분을 적분하는 것에 의해 상기 전하량을 산출하는 것을 특징으로 하는 방법.
  23. 제 21항에 있어서,
    상기 전하량을 계산하는 스텝은, 상기 충/방전 전류를 적분하는 것에 의해 상기 전하량을 산출하는 것을 특징으로 하는 방법.
  24. 전원단자에 커패시터가 접속되어 있는 반도체 디바이스에 전원 라인을 통해 전력을 공급하는 전원장치의 제어방법이고,
    상기 전원장치의 제어단자에서 출력되는 출력 전류를 검출하는 스텝과,
    부하의 변동을 검출하고, 정상 상태와 과도 상태를 판정하는 스텝과,
    상기 부하의 정상 상태에 있어서, 상기 전원단자의 전원전압이 소정의 기준전압과 일치하도록 출력량을 제어하는 스텝과,
    상기 부하의 과도 상태에 있어서, 상기 반도체 디바이스의 전원단자에 흘러드는 부하 전류가 변동하는 제 1 타이밍에서 상기 부하 전류와 상기 출력 전류가 일치한 제 2 타이밍까지의 제 1 기간에 상기 커패시터에 충/방전되는 전하량과, 상기 제 2 타이밍에서 제어를 종료하는 제 3 타이밍까지의 제 2 기간에 상기 커패시터에 충/방전되는 전하량이 균일해지도록, 출력량을 제어하는 스텝을 포함하며,
    상기 출력량을 제어하는 스텝은,
    상기 반도체 디바이스의 전원단자에 흘러드는 부하 전류를 계산하는 스텝과,
    상기 커패시터에 충/방전되는 전하량을 계산하는 스텝과,
    상기 부하 전류 및 상기 전하량에 기초하여, 상기 제 1 기간의 전하량과, 상기 제 2 기간의 전하량이 균일해지도록, 상기 제어단자에서 출력하는 상기 출력량을 계산하는 스텝을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
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