KR101677592B1 - 통신 시스템 - Google Patents

Abstract

통신 채널의 특정 스펙트럼 대역폭에 걸쳐서 정보 신호의 주파수 스펙트럼을 확산시키기 위한 첩(chirp) 신호를 생성하는 변조기를 포함하는 통신 시스템이 기재되어 있다. 상기 첩 신호는 최초 순시 주파수 및 이와는 다른 최종 순시 주파수를 가진다. 상기 시스템은 상기 첩 신호의 전체 지속 시간 동안에, 복소 평면에서, 상기 첩 신호에 대한 정진폭 및 순시 위상 모두를 정의하는 동상 제어 신호 및 직각 위상 제어 신호로부터 상기 첩 신호를 제어하는 수단;을 포함하는 것을 특징으로 하고, 상기 변조기는, 상기 순시 위상이 복소 평면에서 상기 동상 제어 신호 및 상기 직각 위상 제어 신호에 의하여 변화되는 속도로 순시 주파수가 얻어지고; 상기 순시 주파수는 상기 최초 순시 주파수와 상기 최종 순시 주파수 사이에서 선형적으로 변화되고; 상기 첩 신호의 최초 순시 위상과 최종 순시 위상이 동일하도록; 더 구성되는 것을 특징으로 한다. 상기 통신 시스템은 또한 송신 클럭킹 시스템과 수신 클럭킹 사이의 상당한 주파수 및/또는 타이밍 오프셋이 존재한다고 할지라도 작동할 수 있는 복조기를 설명한다.

Description

통신 시스템{COMMUNICATIONS SYSTEM}

본 발명은 일반적으로 데이터 통신 분야에 관한 것으로, 보다 구체적으로는 종전 시스템 보다 더 먼 거리를 동일한 전송 능력 및 에너지 소모로 통신을 할 수 있는 시스템에 관한 것이다.

무선 통신 분야에 있어서, 한층 더 강조되고 있는 것은 디지털 무선 네트워크를 통해 음성을 전송하는 최초 목적이 달성된 이후에 복잡한 데이터 서비스를 추가할 수 있도록 더 높은 데이터 속도를 제공하는 제품 및 통신 기반의 발전이다. 이러한 경향에 따라서, GSM(이동 통신 세계화 시스템), 및 널리 퍼진 전세계 무선 통신 시스템은 더 높은 데이터 속도를 제공하기 위하여 계속해서 진화해 왔다. 9.6의 초당 키로비트(Kbps)의 낮은 데이터 속도에서 시작하여, 1세대 디지털 무선 핸드폰(2G)은 오직 SMS(단문 서비스)의 형태인 텍스트 메시지의 교환만이 가능했었다. 이는 현재 중간 개발 단계(2.5 & 2.7)를 거쳐 3세대 제품(3G)으로까지 진화하였고, 무선 핸드폰이 공중 무선 네트워크를 통해서 인터넷에 접속하여 비디오를 수신할 수 있을 정도의 더 높은 데이터 속도를 제공하고 있다. 대체로, 네트워크는 도시 지역에서는 수 백 미터, 인구가 덜 밀집된 지역에서는 수 키로미터(Km)까지(최대 35km)까지의 크기를 가지는 지리적 셀(cell)들로 구성되어 있다.

후에 더 많은 주목을 받은 통신 분야의 또 다른 영역은 지금은 거의 일상의 일부분이 된 수많은 전자장치들의 무선 상호 연결에 관한 것이다. 이는 일반적으로 무선 해드셋 및 PDA(휴대 디지털 보조장치), 랩탑 컴퓨터 등과 같이 적절히 연결된 모든 종류의 장치에 연결될 수 있는 핸드폰을 포함한다. 이와 같이, 1998년 이후부터 블루투스의 특수 이익 집단(SIG)에 의한 상기 기술 내용의 정의 및 발행물을 통해서 장치들 간의 실제 상호 연결할 수 있는 표준 장치의 기술 개발, 라이센싱 및 수행이 이루어져 왔다. 일반적으로, 블루투스 장치는 상대적으로 저 전력 장치로서 1초당 1메가비트(Mbps)의 데이터 속도로 수 미터 거리 내에서 상호연결이 가능하다.

하지만 주목을 받지 못하는 무선 통신 분야의 또 다른 영역으로서 아직 그 가치를 인정받지 못하는 것이 있다. 두 개의 상기 언급된 기술은 실제로 그들이 지원하는 응용 기술에 있어서 상대적으로 큰 데이터 속도(거의 1Mbps)를 제공한다는 공통의 목적을 가진다. 따라서 이들 기술들은 음성을 전송할 뿐만 아니라 모든 종류의 데이터 어플리케이션이 사용 가능한 상당한 정도의 대역폭을 가져야만 한다. 이러한 점에 있어서, GSM 및 블루투스는 서로 다른 거리(일반적으로 핸드폰에서는 수 키로미터, 블루투스 장치에서는 수 미터 범위 내)에서 통신하기 위한 기능을 가진다는 차이점만이 있을 뿐이다.

하지만, 장치 간에 또는 중심 통신 지점을 사용하는 통신을 필요로 하는 많은 수의 전자 장치들 중 많은 수의 장치은 디지털 형식으로 음성을 성공적으로 전송하는데 필요한 그다지 빠르지 않은 데이터 동작 속도만을 필요로 한다. 일반적으로, 수 Kbps 정도의 속도일지라도 이러한 많은 적용예, 즉 원격 측정법 및 원격의 모니터링 시스템에 있어서 충분하다. 이러한 종류의 적용예들에 있어서는 소정의 시간 간격 마다 건물 내부의 방의 온도와 같은 파라미터를 측정하기 위한 센서의 상태를 통신할 필요가 있을 뿐이다.

비록 블루투스 SIG가 그 이름에서 제시되듯이 위에서 설명한 적용예에 대한 엄격한 요건을 만족시키면서 블루투스 장치를 작동시키는데 필요한 전력을 더 줄이는 '낮은 에너지'를 제안하고 있다고 할지라도, 이러한 블루투스의 낮은 에너지 특성 상 10미터 보다 더 큰 거리에 걸쳐서 통신을 하기 위한 그 밖의 요건을 만족시키는 것에는 실패하였다. 이와 같이, 원격 측정법 및 원격 모니터링과 같이 본 발명에 의하여 제안되는 많은 적용예들은 블루투스 장치 가까이에 통신 중계를 위하여 필수적으로 위치하는 중계 장치를 통하지 않고도 더 먼 거리까지 실질적인 통신이 가능할 것을 필요로 하고 있다.

따라서, 본 발명의 목적은 장치의 에너지 소모, 송신기의 전력 및 수신기의 감도에 관한 한 균등한 동작점을 유지하는 한편 블루투스의 낮은 에너지 특성 중 하나인 10 미터의 통신 거리 보다 상당히 더 큰 거리에 걸쳐서 통신을 가능하게 하는 시스템을 제공하는 것이다.

본 발명의 더 나아간 목적, 특징 및 이점은 첨부된 도면을 참조하여 이하의 실시예의 설명에 의하여 당해 업계의 당업자에게 자명하게 될 것이다. 모든 추가적인 이점들은 이하 기재되는 내용에 포함되어 있다.

본 발명은 상기 목적을 달성하기 위하여, 통신 채널의 특정 스펙트럼 대역폭에 걸쳐서 정보 신호의 주파수 스펙트럼을 확산시키기 위한 첩 신호(chirp signal) 를 생성하는 변조기를 포함하는 통신 시스템으로서, 상기 첩 신호는 최초 순시 주파수(instantaneous frequency) 및 이와는 다른 최종 순시 주파수를 가지는 통신 시스템을 제공한다. 상기 변조기는

- 상기 첩 신호의 전체 지속 시간 동안에, 복소 평면에서, 상기 첩 신호에 대한 정진폭(constant amplitude) 및 순시 위상을 함께 정의하는 동상 제어 신호(in-phase control signal) 및 직각 위상 신호(quadrature-phase control signal)로부터 상기 첩 신호를 제어하는 수단;을 포함한다.

상기 시스템은 더 나아가

- 복소 평면에서 상기 동상 제어 신호 및 상기 직각 위상 제어 신호에 의하여 상기 순시 위상이 변화되는 속도를 통해 순시 주파수를 얻는 수단;

- 상기 최초 순시 주파수와 상기 최종 순시 주파수 사이에서 상기 순시 주파수를 선형적으로 변화시키는 수단;

- 상기 첩 신호의 최초 순시 위상과 최종 순시 위상이 동일하게 하는 수단;을 특징으로 한다.

본 발명은 더 나아가 최초 순시 주파수및 이와 다른 최종 순시 주파수를 가지는 첩 신호를 수신하는 복조기를 포함하는 통신 시스템을 제시하고 있으며, 상기 복조기는,

- 상기 첩 신호를 생성하는데 사용되는 확산 인자(spreading factor)에 대응하는 복수의 샘플들을 얻기 위하여 상기 수신된 첩 신호를 시간 도메인에서 이산적으로 샘플링하는 수단으로서, 첩 신호의 전체 지속 시간 동안에 샘플들을 동일하게 이산시키는 수단, 및 관련된 동상 요소와 직각 위상 요소로부터 상기 수신된 첩 신호를 복소 평면에서 처리하는 수단을 더 포함하는 수단;

- 상기 켤레 첩 신호의 최초 및 최종 순시 위상을 동일하게 유지하면서, 상기 최초 순시 주파수의 값과 상기 최종 순시 주파수의 값을 교환하여 상기 켤레 첩 신호의 순시 주파수가 수신된 첩 신호의 상기 최종 순시 주파수로부터 상기 최초 순시 주파수로 변화하도록, 켤레(conjugate) 첩 신호를 부분적으로 생성하는 수단;

- 생성 신호를 얻기 위하여 상기 부분적으로 생성된 켤레 첩 신호를 사용하여 수신된 첩 신호를 곱하는(multiplying) 수단;

- 상기 생성 신호를 주파수 도메인으로 이조하기 위하여 상기 생성 신호의 이산 퓨리에 변환(Fourier transform)을 수행하는 수단으로서, 상기 수신된 첩 신호의 이산 샘플만큼 상기 이산 퓨리에 변환의 출력 빈(bin)이 있는, 수단;

- 에너지의 최대량이 탐지되는 상기 이산 퓨리에 변환의 단일 출력 빈을 선택하는 수단; 및

- 첩 부호가 수신되었는지를 결정하기 위하여 상기 선택된 단일 출력 빈의 내용을 분석하는 수단으로서, 하나 이상의 비트를 가지는 정보 신호가 수신되었다고 하여도 디코딩하고 전달하는, 수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.

이렇게 본 발명에 따른 통신 시스템은 장치의 에너지 소모, 송신기의 성능, 수신기의 민감성, 및 점유 스팩트럼 대역폭에 관하여 균등한 동작점을 유지하는 반면에, 현저하게 더 넓은 거리에 걸친 통신을 가능하게 한다.

또한, 본 발명은 더 적은 데이터 속도로도 상기 시스템의 통신 거리를 증가시키기 위하여 기존의 통신 시스템의 무선 부분을 구동시킬 수 있다. 상기 현존 통신 시스템은 예를 들어 블루투스(Bluetooth) 장치이다.

추가적으로, 본 발명에 따른 변조기는 이하 특징들 중 어느 하나를 수행하는 수단을 포함할 수 있다.

- 상기 첩 신호의 전체 지속 시간 동안에 순시 위상 값의 곡선을 특정함으로써 비처리(raw) 첩 부호를 정의한다.

- 서로 다르게 변조된 첩 부호를 각각 정의하는 복수의 순시 위상 값의 곡선들을 더 특정함으로써 상기 정보 신호가 상기 첩 신호 안으로 삽입된다.

- 상향 첩 부호 및 하향 첩 부호는 상기 최종 순시 주파수가 각각 상기 최초 순시 주파수 보다 높거나 낮다는 것을 특정함으로써 정의된다.

- 두 개의 서로 다른 첩 부호 중 작은 값이 정의된다.

- 전송된 첩의 한 프레임은 하나 이상의 비처리 첩 부호의 프리엠블(preamble)을 포함한다.

- 첩 부호는 송신기가 휴지 상태를 지속하는 부동작 시간에 의하여 나뉘어 진다.

- 가상의 순시 위상은 부동작 시간이 상기 첩 신호의 상기 최초 순시 위상에 맞춰지기 위한 것이다.

선택적으로 본 발명에 따른 복조기는 이하의 특징들 중 어느 하나를 수행하기 위한 수단을 포함한다.

- 주파수 및/또는 타이밍 오프셋이 전송 통신 시스템의 클럭킹 시스템과 수신 통신 시스템의 클럭킹 시스템 사이에 존재한다는 것을 선택된 단일 출력 빈의 위치가 나타낸다.

- 상기 선택된 단일 출력 빈의 위치는 수신 클럭킹 시스템을 전송 클럭킹 시스템에 맞추는데 사용된다.

- 상기 복조기는 복수의 비처리 첩 부호를 포함하는 슬라이딩 윈도우 동안에 상기 수신된 첩 신호를 분석하고, 상기 윈도우는 각각의 분석 단계 마다 전체 첩 부호 지속 시간만큼 슬라이드 된다.

- 상기 복조기의 탐지 수준을 향상시키기 위하여 상기 프리엠블의 두 개 이상의 비처리 첩 부호를 덧셈 처리한다.

본 발명은 또한 이전 특징들 중 하나 이상을 따르는 변조기 및 이전 특징들 중 하나 이상을 따르는 복조기를 포함하는 통신 시스템을 제공한다.

또한, 본 발명은 통신 채널의 특정 스펙트럼 대역폭에 걸쳐서 정보 신호의 주파수 스펙트럼을 확산시키기 위한 첩 신호를 생성하는 방법으로서, 상기 첩 신호는 최초 순시 주파수 및 이와는 다른 최종 순시 주파수를 가지는, 방법을 제공하고 있다. 본 방법은 이하와 같은 특징이 있다.

- 복소 평면에서, 정진폭 및 계속 변하는 순시 위상을 가지기 위하여 정의하는 동상 제어 신호 및 직각 위상 제어 신호로부터 상기 첩 신호가 제어된다.

- 상기 순시 위상이 복소 평면에서 상기 동상 제어 신호 및 상기 직각 위상 제어 신호에 의하여 변화되는 속도로 순시 주파수가 정의된다.

- 첩 신호의 전체 지속 시간 동안에 상기 순시 주파수는 상기 최초 순시 주파수와 상기 최종 순시 주파수 사이에서 선형적으로 변화한다.

- 첩 신호의 최초 순시 위상과 최종 순시 위상이 동일하다.

또한, 본 발명은 최초 순시 주파수 및 이와 다른 최종 순시 주파수를 가지는 첩 신호를 수신하는 방법을 제안한다. 본 방법은 이하와 같은 특징을 가진다.

- 상기 첩 신호를 생성하는데 사용되는 확산 인자에 대응하는 복수의 샘플들을 얻기 위하여 상기 수신된 첩 신호는 시간 도메인에서 이산적으로 샘플링되고, 첩 신호의 전체 지속 시간에 걸쳐서 샘플들은 동일하게 이산된다.

- 관련된 동상 값과 직각 위상 값으로부터 모든 복조기 신호가 복소 평면에서 처리된다.

- 상기 최초 순시 주파수의 값과 상기 최종 순시 주파수의 값을 교환하는 때에 켤레 첩 신호를 부분적으로 생성된다.

- 생성 신호를 얻기 위하여 상기 부분적으로 생성된 켤레 첩 신호를 수신된 첩 신호에 곱한다.

- 상기 생성 신호를 주파수 도메인으로 변환하기 위하여 상기 생성 신호에 이산 퓨리에 변환이 수행된다.

- 에너지의 최대량을 가지는 상기 이산 퓨리에 변환의 단일 출력 빈(bin)이 선택된다.

- 어느 첩 부호가 수신되었는지를 결정하기 위하여 상기 선택된 단일 출력 빈의 내용을 분석하고, 더 나아가 하나 이상의 비트를 수신한 정보 신호를 디코딩하고 전달한다.

도 1은 본 발명의 방식을 수행할 수 있는 무선 주파수(RF) 송수신기의 주요 구성들을 도시하고 있다.
도 2는 송신기와 수신기 사이에서 공기 중을 통과하는 신호 전달을 도시하고 있다.
도 3은 본 발명에서 사용되는 확산 기술의 원리를 특정 실시예를 통해서 도시하고 있다.
도 4는 어떻게 첩 부호가 본 발명의 요건에 맞추어 생성되야만 하는지의 실시예를 나타낸다.
도 5a, 5b, 5c는 어떻게 첩 부호가 송신기 및 수신기의 정확하고 안정적인 클럭킹 시스템 없이 수신될 수 있는지를 실시예를 사용하여 설명 및 도시하고 있다.
도 6은 상호 부호 위상 연속성의 요건을 실시예를 사용하여 설명 및 도시하고 있다.
도 7은 첩 부호가 사용자 정보를 운반하도록 변조될 수 있도록 몇 개의 예시적 기술을 간단하게 설명한다.
도 8은 본 발명에 따른 기저 대역 변조기의 예시적 수행 사항이 보여지고 있다.
도 9는 복조기의 예시적 수행 사항을 설명하고 있다.
도 10은 첩 프레임의 전달 및 수신을 실시예를 사용하여 간단히 설명 및 도시하고 있다.

본 발명의 이하 상세한 설명은 첨부된 도면을 참조하여 설명된다. 본 상세한 설명이 실시예들을 포함하고 있지만, 그 밖의 실시예가 존재할 수 있고 본 발명의 사상 및 범위를 벗어나지 않는 실시예들로 변경될 수 있다.

도 1은 본 발명의 내용이 수행될 수 있는 무선 주파수(RF, radio frequency) 송수신기의 주요 구성요소들을 도시하고 있다.

본 발명에 있어서, 간섭 변조/복조 내용이 수행될 필요가 있다고 가정한다. 이는, 주파수 캐리어(Fc)의 주파수 및 위상이 전송 신호, 즉 캐리어가 정확하게 공기 중으로 정보를 송신할 수 있는 위상 및 주파수로 변조될 수 있도록 제어될 수 있다는 것을 의미한다. 어떠한 원격의 수신기에 의하여 수신되고 디코딩될 수 있는 신호는 상기 변조된 캐리어로부터 전송된 디지털 정보를 되찾기 위하여 역 간섭 복조 방식을 수행한다. 상기 방식에 있어서, 전송된 신호의 진폭은 일정하다, 즉 변조되지 않고 어떠한 정보도 운반하지 않는다고 가정한다.

이러한 무선 송수신기는 예를 들어 상기 배경기술에서 설명된 모든 블루투스(Bluetooth) 통신 장치에 사용된다. 블루투스는 2.4 내지 2.5GHz 사이의 ISM(산업, 과학, 및 의학) 주파수 대역에서 매우 가깝게 서로 위치하여 동작하는 모든 종류의 통신 장치들의 정보의 상호 운용을 보장하는데 초점을 맞춘 공개된 통신 기준이다. 모든 통신 장치는 상기 ISM 대역의 방출 정도가 제어되는 한 전세계 어디에서라도 상기 ISM 대역에서 자유롭게 동작된다, 즉 제어 가능한 상기 방출 정도는 일반적으로 10밀리와트(mW)를 넘지 않는다.

상기 설명한 간섭 변조/복조 방식을 수행하기 위하여, 적절한 무선 송수신기가 IQ 변조 기술을 수행할 수 있어야만 하고, 여기서 상기 IQ 변조 기술은 흔히 사용되는 기술로서 캐리어의 변조에 사용되는 기저 대역 신호가 동상(in-phase) 신호(I) 및 직각 90˚위상 이동 신호(Q)로 나뉘어지는 기술을 의미한다. 따라서, 캐리어(Fc)의 주파수 및 위상은 정확하게 제어될 수 있고 송신을 위하여 디지털 정보를 인코딩하는 저주파 기저 대역 신호에 의하여 변조될 수 있다.

IQ 변조(110)의 원리가 도 1에서 기저 대역 I 및 Q 신호(116)가 각각 동상(112) 및 직각 위상(114)에 의하여 RF 도메인으로 상향 변환되고 그 후 안테나(130)를 통해 공기 중에서 송신되는 단일 신호로서 전력 증폭기(120)에 적용되도록 양 신호는 결합(118)된다.

기저 대역 및 RF 도메인에서 I 및 Q 신호는 다이어그램(140)에서와 같이 해석될 수 있다. 상기 신호들은 각각 복소 평면(140)에서 일정한 크기(146) 및 순시 위상(148)을 가지는 복소수의 실수 부분(144) 및 허수 부분(142)으로 편리하게 보여질 수 있다. 상기 신호의 순시 주파수는 벡터가 회전하는 속도로 표현된다. 또한 I 및 Q는 각각 일정 크기의 벡터(146)의 코사인 및 사인 값일 수 있다.

전송되는 데이터의 흐름(152)으로부터, 변조 회로는 상기 언급한 IQ 기저 대역 신호를 생성한다. 그 특징 및 수행에 관한 세부 항목이 어느 한 수행 사항에서 다른 수행 사항으로 크게 변하는 특징을 가지는 표준의 적절한 필터, 증폭기 및 드라이버(154)의 세트를 통해서 기저 대역 변조기(150)는 IQ 캐리어 혼합기(110)를 구동한다. IQ 캐리어 혼합기는 기저 대역 신호를 캐리어 주파수로 상향 변환한다. 이들 회로들은 본 발명의 부분이 아니기 때문에 이들의 구체적인 동작 방식은 본 발명을 이해하는데 있어서 중요하지 않다.

반대로, 상기 기저 대역 변조기(150)는 본 발명에 있어서 중요한 부분으로서, 이하 도면들에서 설명된다. 만약 구매 가능한 블루투스 송수신기와 같은 종래의 무선 송수신기를 사용한다면, 본 발명의 기저 대역 변조기는 어느 장치의 일 부분으로 내장될 수 있는 변조기로 대체될 수 있다. 오직 무선 부분(100)만이 본 발명에 있어서 재 사용된다. 어쨌든, I 및 Q 입력(또는 전송 RF 캐리어의 위상 및 진폭 변조를 가능하게 하는 그 밖의 모든 대체 수단, 즉 흔히 극성 변조기(polar modulator)라 불리는 수단)이 이용 가능하다고 가정한다. 분명, 더 저렴한 생성 부품을 위한 대체해야 하는 선택물이 있다면 이는 상기 무선 부분 설계(100)를 재사용하는 주문형 집적 회로(ASIC) 내 기저 대역 변조기일 것이다. 하지만 또 다른 선택 사항으로서, 동일한 ASIC 내 여러 배타적 동작 방식, 즉 보통의 블루투스 동작 방식(2.4GHz 범위에서 서로 다른 79 개의 주파수에 걸친 주파수 도약에 기초한 확산 스펙트럼(spread spectrum) 기술)과 이하 도면에서 설명되는 본 발명에 따른 변조 기술을 결합할 수 있다.

무선 송수신기 부분(100) 중 수신기 부분은 안테나를 통해서 수신된 RF 신호로부터의 I 및 Q 기저 대역 신호 추출을 관리하는 역 작업을 수행한다. 일반적으로, 이러한 송수신기는 입력 측의 저잡음 증폭기 또는 전력 증폭기(120)로부터 LNA(160)를 고립시키고 양방향 작동 방식을 관리하기 위하여 스위치(102)를 내장한다. 일반적으로, 이러한 송수신기는 전문화 또는 표준화된 마이크로 컨트롤러(도시되지 않음)의 제어 하에 놓이게 된다. 복조기(180)에 적용되도록 기저 대역 I 및 Q 신호를 최종적으로 회복하기 위하여, I 및 Q 요소는 직각의 하향 변환 혼합기(170)에 의하여 수신된 변조 RF 신호(일반적으로, 약한 신호이다)로부터 추출된다. 하향 변환 혼합기는 I 및 Q를 상기의 약한 RF 신호의 수신 레벨과 관계없는 레벨로 복원하기 위하여 적절한 복합 회로(184)로 이어진다. 회로(184), 즉 무선 송수신기(100)의 적분 부분은 다양한 필터 및 가변/자동형의 이득(gain) 제어 증폭기(VGA)를 포함한다. 상기 회로(184)는 상기 기저 대역 I 및 Q 신호를 복원하기 전에 중간 주파수(IF)로의 변환 단계를 포함할 수 있다.

이와 유사하게 송신부 부분, 즉 기저 대역 복조기(180)는 본 발명의 특징부로서 이하 도면들에서 설명된다. 어떻게 작동될 수 있는지에 관한 동일한 내용이 적용된다.

송수신기의 무선 부분은 또한 예를 들어 상기 ISM 2.4GHz 범위에서 동작하도록 클럭을 생성 및 조절하는 주파수 제어부(190)를 포함할 수 있다. 상기 주파수 제어부는 PLL(위상 고정 루프), V/NCO(전압 또는 수치 제어 발진기) 필터 등과 같은 회로를 포함할 수 있다. 또한 외부 발진기(192)를 필요로 한다.

도 2는 송신기와 수신기 사이에서 공기 중을 통과하는 신호 전달에 대하여 도시하고 있다.

도달할 수 있는 최대 거리는 주어진 캐리어 주파수에서 송신기(210)에 의하여 공기에서 송신되는 신호의 전력 레벨 및 수신기(220)의 감도에 필수적으로 의존한다. (상기 배경기술에서 설명된 바와 같이) 본 발명이 실시되는 본 명세서에 있어서, 송신기의 전력 레벨은 ISM 주파수 대역 특성 및 블루투스와 같은 다양한 표준 기술에 의하여 결정된다. 또한, 전 세계를 기반으로 동작시키기 위하여, 방출 전력은 실제로 10dBm(즉, +10 데시벨 vs. 0dBm에 대응하는 1mW의 기준 전력 레벨)을 넘을 수 없다.

상기 수신기의 전반적인 감도는 입력 측 수신 장치(220)의 고유 특성; 일반적으로 도 1에서 보여지는 저잡음 증폭기(160)의 고유 특성에 의하여 좌우된다. 표준 기술에 따라서 만들어지는 최근 수신기 설계 내용; 즉 집적 회로를 수행하고 MOS(금속 산화 반도체) 트랜지스터를 반드시 사용하는데 사용되는 기술은 이미 최상의 성능을 보여주고 있다. 즉, 이들 기술들은 안테나 임피던스(일반적으로, 50 옴)에 맞춘 입력 회로의 열잡음 보다 높은 오직 3dB에서 동작할 수 있다. 이는 실제로는 실현 불가능한 이상적인 수신기가 실제 사용되는 전류 보다 3dB 더 좋을 수 있다는 것을 의미한다.

따라서, 상기 제한 사항이 고려된 통신 기술은 블루투스의 경우 10미터의 최대 거리에서 1Mbps의 대역폭으로 작동 가능한 하드웨어 수행 장치를 사용하여 가능할 수 있는 최고의 성능을 이미 보여주고 있다.

하지만 동일한 조건(캐리어 주파수, 방출 전력, 사용된 대역폭 및 수신기의 고유 감도)에서, 잠재적으로 수신기의 감도를 증가시키고 이로써 효율적인 데이터 속도의 감소로 더 먼 거리에 걸쳐서 통신을 가능하게 하는 흔히 확산 스펙트럼이라고 알려진 기술이 있다. 본 기술의 전체적인 아이디어는 비록 수신 레벨이 잡음으로부터 데이터를 구별할 수 있게 할 수는 없지만 수신기에서 전송된 신호를 식별할 수 있도록 확산 시퀀스를 사용하여 전송되는 데이터를 결합할 수 있는 대역폭을 사용하는 것이다. 이러한 내용은 임의의 2진 시퀀스를 가지는 도 2에서 도시되어 있다. 송신기와 수신기 사이의 수신 상태 및 거리에 의존하여, 수신된 신호는 점차 감쇠되고 마지막엔 주위 잡음과 구별할 수 없게 된다(232).

'직접 시퀀스 확산 스펙트럼'을 의미하는 DSSS는 가장 널리 사용되는 확산 스펙트럼 기술이다. 이 기술은 허용되는 열잡음을 넘어서 수신기의 감도를 증가시키는 상기 목적을 달성할 수 있다. 예를 들어, DSSS는 미국방부에 의해 민간 적용이 가능하게 된 미군의 전 지구 위치 확인 시스템 또는 GPS에 사용된다. 이는, 현재 전 세계에 걸쳐 사용되는 무수한 특정 GPS 수신기가 그들의 위치, 속도 및 높이를 정확하게 결정하도록(양질의 신호는 적어도 4 개의 위성들로부터 동시에 수신된다) 영구적으로 신호를 중계하는 30개 이상의 위성들의 위치에 기초한다. 민간 적용을 위하여, 각각의 위성은 동일한 주파수(1575.42MHz)로 신호를 중계하지만 각각의 위성은 수신기에 독자적으로 식별되도록 하기 위하여 각자의 확산 시퀀스를 가진다. DSSS에 있어서, 상기 확산 시퀀스는 PRN(의사 불규칙 잡음(pseudo random noise)) 코드이다. GPS 민간 PRN 시퀀스는 1023개의 '칩' 또는 비트의 매우 긴 2진 시퀀스이다. 상기 코드의 시퀀스가 길면 길수록 리시버 감도의 이득(gain)은 더 높아질 수 있다. 3dB의 코딩 이득이 코딩 시퀀스가 두 배가 될 때마다 기대될 수 있다는 것을 알 수 있다. 이렇게, 1023 또는 2¹⁰비트의 시퀀스는 약 30dB의 코딩 이득을 제공할 수 있다.

상기 값(30dB)은 본 발명의 목적을 달성시킬 것이 예상되는 수신기 감도의 이득이다. 즉, 송신기와 수신기 사이의 허용 거리의 10²만큼 증가(즉, 10미터에서 1키로미터로 증가)시키는 본 발명의 목적이 달성될 것이 예상된다. 이는 약 1kbps의 유효 데이터 속도를 얻기 위하여 코드 길이(약 10³)에 의해 분할되어야만 하는 1Mbps(블루투스 대역폭)에서 유효 데이터 속도를 감소함으로써 얻어진다. 하지만 본 발명이 적용되는 대상, 즉 원격 측정법, 센서 장치의 모니터링 등에는 이러한 데이터 속도라도 충분하다.

불행하게도, GPS의 상기 확산 스펙트럼 방식은 이조될 수 없고 본 발명에 적용될 수 없다. 그 주요 원인은 송신기 및 수신기의 독립적인 클럭킹 시스템(212, 222)을 필요로 하기 때문이다. 본 발명에서 고려되는 상기 장치는 GPS를 사용한 경우에서와 같이 값 비싸고 매우 정확하고 안정적인 클럭킹 시스템을 수행할 필요가 없는 저렴한 장치이다. 더 나아가, 작동 방식은 동일하지 않다. 한편, GPS 위성들은 영구적으로 (정확한 원자 시계로부터 생성되는) 이들 신호를 중계한다. 또 다른 한편으로, GPS 수신기는 영구적으로 켜져 있거나 특정 시간 동안 켜진 상태로 유지되고, 작동 가능한 상태가 되기 전까지 상기 GPS 전송 확산 코드의 상당히 긴 획득 상태를 유지할 수 있다(유지하여야만 한다). 여기서 획득이란, 확산 시퀀스가 (GPS에서와 같이 복수 개 사용되었다면) 실제로 정확한 주파수 및 위상 변위로 전송되는 주변 잡음 및 열잡음(232)으로부터 회복되는 것을 의미한다. 이는 상기 획득 과정을 짧게 하기 위하여 가능한 본질적으로 정확하고 안정적일 필요가 있는 로컬 클럭킹 시스템에서 행해져야만 한다. 획득은 (상기 독립적 클럭킹 시스템의 상대적 정확성에 기초한 범위에서) 기본적으로 주파수 및 위상 변위의 가능한 모든 조합을 연속적으로 시도하는 것을 의미한다. 이는 상관 관계가 완전한 코드 시퀀스 길이에 전체에 걸쳐 탐지될 수 있을 때까지 이루어져야만 한다. 매우 많은 수의 조합이 시도되어야만 할 것이다.

반대로, 본 발명에 따른 장치는 에너지 소비를 줄이기 위하여 항상 전력 공급을 받지 않을 수 있고 표준 시간 간격에서 감시 센서의 상태를 전송하기 위하여 빠르게 기동하고 동기화할 수 있어야만 한다. 더 나아가, 이는 정확성, 온도 의존성 및 안정성이 일반적으로 모든 플러스 또는 마이너스 40ppm(백만분율), 즉 2.4GHz에서 플러스 또는 마이너스 100kHz에 특화되어 있는 독립적인 값 싼 클럭킹 시스템으로부터 달성될 수 있어야만 한다. 목표 통신 거리(1Km)에 도달할 수 있는 코딩 이득 요건을 얻기 위하여 긴 확산 시퀀스(예를 들어 1023)를 지원해야만 하는 필요성은 DSSS에 의하여 달성될 수 없다.

도 3은 특정 예시를 통해서 본 발명에 의하여 사용되는 확산 기술의 원리를 설명하고 있다.

상기 설명한 문제점을 해결하기 위하여, 그리고 필요 코딩 이득을 얻기 위하여, 본 발명은 도 다른 확산 스펙트럼 기술의 사용을 관리한다. 본 기술은 데이터 통신 분야에서 좀처럼 사용되지 않는 것이다. 스펙트럼의 확산은 주파수가 최초 주파수(F0)에서 최후 주파수(F1)로 연속적으로 변화되는 첩 신호(chirp signal)를 생성함으로써 얻어진다. 일 실시예가 도면부호(310)에서 보여지고 있다. 상향 첩 또는 하향 첩이 각각 생성되기 때문에 F1(314)은 F0(312)보다 더 높을 수 있고(이는 도시되지 않음) 낮을 수 있다. 이러한 확산 기술의 핵심적 이득은 전송 단계와 수신 단계의 종료 사이의 타이밍 오프셋 및 주파수 오프셋이 부호를 회복하기 위하여 혼합된 주파수 오프셋 및/또는 타이밍 오프셋만을 고려해야만 하는 수신기의 복잡성에 따라 감소하는 것이 균일해 진다는 것이다.

주파수 차이, 즉 F1 - F0는 신호의 스펙트럼 대역폭을 나타낸다. 본 발명을 나타내는데 사용되는 실시예에 있어서, 블루투스 기술에 기초하여, 상기 대역폭은 이러한 특정 기술에 의하여 사용되는 대역폭(즉, 1MHz)에 대응되어야만 한다. 따라서, FR 도메인에 있어서, 본 발명에 따른 첩 신호는 첩 신호를 중계할 때 중심 주파수가 선택된 주파수 캐리어(Fc) (본 실시예에서 2.4-2.5GHz ISM 범위) 주위에 -500kHz 에서 +500kHz까지 연속해서 변화되는 캐리어 주파수 변조에 의하여 표현된다. 따라서, 상기 대응 기저 대역 신호는 상기 두 값들 사이(- 500 kHz 내지 + 500 kHz)에 포함되도록 보여질 수 있다.

상기 첩 부호의 지속 시간은 본 명세서에서 예상된 유효 데이터 속도, 즉 본 발명을 나타내는데 사용된 1kHz에 대응되어야만 한다. 따라서, 상기 확산 인자는 동일한 수신기 감도 향상을 얻기 위하여 도 2에서 논의된 DSSS 기술에서와 같이 10³이다. 이렇게, 하나 이상의 정보 비트를 운반하는 각각의 첩 부호는 1밀리세컨드(316) 안에 전송될 필요가 있다.

본 발명은 수치적 형식으로 신호 처리(즉, 디지털 신호 처리 또는 DSP)를 수행하는 모든 최신 표준 기술들이 잠재적으로 본 발명을 수행하는데 사용될 수 있다고 가정한다. 특히, 수신된 신호가 본 발명의 이하 설명에서 기재되는 바와 같이 효율적으로 분석될 수 있도록, 푸리에 변환(Fourier transforms)이 시간 도메인에서 주파수 도메인으로 신호를 변환하는데 사용된다. 적절한 표준의 계산 하드웨어에서 수치적 형식으로 수행될 수 있는 효과적으로 빠른 푸리에 변환(FFT) 알고리즘이 존재한다. 또한, 본 발명은 신호 처리가 실수 및 허수 영역을 가지는 복소수의 도메인에서 수행될 수 있다고 가정한다. 이는 직각 IQ 변조기 및 복조기가 사용되는 경우에 있어서 두 값의 복소 신호에 의하여 직접 구동될 수 있는 도 1에 도시된 무선 송수신기를 통해서 잘 수행될 수 있다. 또한, 이는 신호의 스펙트럼 분석이 고려될 필요가 있을 때 음(negative) 주파수의 정의 및 사용을 암시한다.

도 3의 하부 그래프(320)는 기저 대역의 첩 부호의 대표적인 예시를 나타내고 있다. 신호의 순시 주파수 및 위상이 기저 대역 범위 내 모든 지점에서 얻어질 수 있도록, 상기 하부 그래프는 실수 영역(322) 및 허수 영역(324)을 가진다. 그래프를 간결하게 나타내기 위하여, 더 많은 확산 인자가 상기 설명한 본 발명의 목적을 달성하기 위하여 필요함에도 불구하고, 본 예시 및 이후 예시에서의 확산 인자는 64개(실제로, -32 내지 +31 사이)만으로 이루어져 있다.

그래프(310)는 상기 첩 신호에 의하여 변조되고 송신기 안테나에 의하여 중계되는 RF 캐리어를 나타낸다. 그래프(320)는 상향 변환(up-conversion) 이전에 기저 대역 첩 신호를 나타내기 때문에, I&Q 요소는 분리되어 있다.

도 4는 본 발명의 요건을 맞추기 위하여 어떻게 첩 부호가 생성되어야만 하는지를 실시예를 통하여 나타낸다.

이미 언급된 바와 같이, 첩 부호는 순시 주파수가 최초 주파수(F0)에서 최후 주파수(F1)로 연속해서 변화되도록 구성된다. 이는 주파수 범위가 표준화(412)된 그래프(410)에서 보여진다. 이 예시에 있어서, 순시 주파수는 첩 부호의 전체 지속 시간(414) 동안(즉, 낮은 주파수(F0)에서 높은 주파수(F1)까지)에 선형적으로 증가하고 있다. 앞에서 언급한 바와 같이, 순시 주파수가 선형적으로 감소되고 있는 하향 첩 또한 고려될 수 있다.

아래쪽 그래프(420)는 본 발명에 따른 첩 부호의 순시 위상을 나타낸다. 본 그래프의 가장 중요한 특징은 부호가 부호(422)가 시작할 때의 순시 위상이 부호(424)의 마지막일 때의 순시 위상과 반드시 동일하도록 구성되어야만 한다는 점이다. 양자간에, 아래쪽 곡선(426)에 의하여 보여지는 것처럼 위상이 변화한다. 이러한 위상 곡선은 본 발명에 따라서 비처리(raw) 첩 부호의 전체 지속 시간 동안에 위상이 변하는 전형적인 방법으로서, 상기 비처리 첩 부호는 어떠한 데이터 정보도 전달하지 않아 변조되지 않은 첩 부호를 의미한다. 이하 더 상세히 설명되겠지만, 보다 구체적으로 비처리 첩은 수신기 측을 빠르게 동기화시키기 위하여 프리엠블(preamble) 부호로서 사용된다.

본 발명에 필요한 위상의 상호 부호 연속성은 독립적인 저렴한 클럭킹 시스템들(어느 한 편에 있는 송신기 및 다른 한 편에 있는 수신기) 사이에서 존재하는 필연적 주파수 및/또는 타이밍 오프셋에도 불구하고 부분적으로 생성된 첩을 사용하여 수신된 첩들을 같이 결합하고 처리할 수 있도록 예정된다. 이하 설명에서 설명되듯이, 도 2의 직접 확산 스펙트럼 기술(DSSS)과 관련하여 기재된 동기화 문제는 이로써 극복될 것이다.

만약 상기 요건 중 하나가 없다면, 본 발명은 사용자 데이터 정보가 원격의 위치로 전달될 수 있도록 데이터를 첩 부호로 인코딩하는 모든 특정 방법을 사용할 수 없다. 캐리어 신호, 여기서는 첩 신호를 변조하는 당해 업계의 당업자가 아닌 모든 기술들은 잠재적으로 상기 요건이 만족되는 경우(즉, 최후 위상과 최초 위상이 맞춰지는 경우)에 적용될 수 있다. 데이터 정보를 전송하기 위한 표준 기술은 캐리어의 위상을 변조하는 것을 의미한다. 본 발명은 이러한 종류의 데이터 변조를 지원한다. 따라서, 첩 부호에 의하여 전송되는 데이터 값에 의존하여, 다양한 위상 곡선들이 특정 부호를 생성하기 위하여 적용되어야만 할 수 있다. 어떤 경우에 있어서, 도면부호 (428)에서 보여지듯이, 최초 위상 및 최후 위상은 반드시 맞춰져야만 한다. 비록 첩의 변조 기술들이 본 발명의 범위를 벗어난다고 할지라도, 이러한 측면은 도 7에서 더 상세히 설명된다.

도 5a, 5b, 5c는 예를 사용하여 어떻게 첩 부호가 송신기 및 수신기 내 정확하고 안정적인 클럭킹 시스템 없이 수신될 수 있는지를 설명 및 도시하고 있다.

그래프(510)는 수신기의 클럭킹 시스템으로부터 부분적으로 생성된 첩(512)의 순시 주파수를 보여준다. 이전 도면에서와 같이 본 예시의 확산 인자(N)는 64이다. 1MHz의 칩 속도를 가지는 첩 부호 지속 시간은 64초이다. 로컬 클럭 시스템에 대하여, 주파수는 전체 첩 부호 지속 시간 동안 선형적으로 증가한다.

송신기와 수신기 사이에 존재하는 가정된 타이밍 오프셋 때문에, 로컬 클럭에 대한 수신된 첩(514)의 순시 주파수의 급격한 변화가 동일 시점에서 관찰될 수 있다. 상기 단계의 위치는 이러한 오프셋의 실제 값에 의존한다. 따라서, 두 개의 첩(수신된 첩과 부분적으로 생성된 첩)은 결합될 수 있다. 우선, 상기 수신기는 부분적으로 생성된 켤레(conjugate) 첩(즉, 주파수가 (F0에서 F1으로 변화하지 않고) F1에서 F0으로 선형적으로 변화하는 첩)에 의하여 수신된 첩을 곱한다. 그 후, 곱셈의 생성물(516)이 본 예시에 있어서 클럭킹 시스템들 사이의 타이밍 오프셋 때문에 하향 스텝(518)이 만들어 진다. 상기 켤레 첩은 송신되는 첩에 적용되는 것과 동일한 요건을 따라야만 한다, 즉 최초 순시 위상은 첩의 최후 순시 위상과 동일해야만 한다. 상기 변조기에 의하여 생성되는 것과 같은 상기 첩의 최초 및 최후 위상은 복조기에서 수신된 첩의 최초 및 최후 위상과 동일할 필요는 없다. 특히, 수신된 첩의 모든 위상은 전송 채널에 의하여 임의로 이동될 수 있다.

그 후, FFT가 수신된 첩의 각각의 샘플들 및 부분적으로 생성된 첩의 각각의 샘플들의 64개의 생성물에서 실행된다. 하지만 가장 중요한 것은 이후 보여지듯이 샘플링의 꺾인 결과값 때문에 두 개의 생성 주파수(516)가 FFT의 출력 '빈(bin)'이라고 불리는 동일한 곳에 모인다는 것이다.

아래 쪽 그래프(520)는 시간 도메인에서의 그래프(510)의 또 다른 표현이다. 그래프(520)는 결과물(526)의 가파른 주파수 변이를 더 잘 보이게 하기 위하여 10배의 오버 샘플링을 사용한 것이다(따라서 X축 상에서 최대 640개의 값이 있다). 기저 대역 신호의 실수 부분만을 표시한 상기 그래프(520)에 있어서, 기준은 부분적으로 생성된 첩(522)과 수신된 첩(524)이다.

실제로 두 개의 첩으로 이루어진 생성물은 칩 속도(즉, 본 실시예에서 1MHz)로 샘플링되어, 실수 부분(532) 및 허수 부분(534)이 표시된 도 5b의 그래프(530)에서 보여지는 바와 같이 64개의 샘플들을 얻을 수 있다.

그 후, 상기 언급되었듯이, FFT가 생성물의 64개의 샘플들에서 수행된다. 시간 도메인에서 주파수 도메인으로의 변환 결과가 그래프(540)에서 보여지고 있다. Y축은 dB 단위의 임의의 크기를 가지는 FFT의 64개의 각각의 빈에 저장된 스펙트럼 에너지(에너지 비율의 20 log₁₀)를 나타낸다. 잡음이 없다면, 이 그래프에서 가정되는 것과 같이, 상기 에너지는 FFT의 단일 주파수 빈에 집중된다(542). 만약 생성물의 두 개의 첩이 정렬된 주파수(즉, 정확하게 동일한 클럭 주파수로 생성된 주파수)였다면, 공(null) 주파수(DC 레벨)를 가지는 사인 곡선에 대응하는 상기 중심 빈(544)에 집중될 수 있다. 관찰된 이동(546), 즉 10 개의 샘플들은 두 개의 독립적인 클럭킹 시스템 사이에 존재하는 주파수 및/또는 타이밍 오프셋을 나타낸다. 빈의 내용물은 크기 및 위상이 조합된 복소수이다.

상기 방식은 이하의 그래프(550, 560)에서 도시되는 것과 같은 높은 레벨의 잡음이 존재할 때 더욱 잘 작동한다. 잡음을 제외하고, 그래프(550)는 첩의 10배의 오버 샘플링(단순히 간편하게 표시하기 위한 것임)을 사용한 그래프(520)에 비교될 수 있다. 상기 부분적으로 생성된 첩(552)은 명백히 잡음이 없다. 상기 수신된 첩은 도면부호 (554)에 도시되고 생성물은 도면부호 (556)에 도시된다. 잡음에도 불구하고, 상기 FFT 결과(560)는 클럭킹 시스템의 주파수 및/또는 타이밍 오프셋에 대응하는 최대 값(562)을 더 분명히 보여준다.

따라서, 부분적으로 생성된 켤레 첩에 의해 수신된 첩의 생성물 상의 FFT의 결과로서, 상기 수신기는 어떤 오프셋이 두 개의 클럭킹 시스템 사이에 존재하는지 즉시 알게 된다.

이렇게, 주파수와 위상 이동의 가능한 모든 조합이 계속해서 DSSS 기술을 사용하는 것과 같이 완전한 확산 시퀀스에 걸친 관련성을 획득하기 위하여 시도되어야만 하는 동안에, 매우 긴 획득 과정을 필요로 하지 않는다. 어쨌든 긴 확산 시퀀스로 결합된 값 싼 클록킹 시스템이 사용될 필요가 있을 때에는 앞에서 설명된 바와 같이 불가능하다.

도 6은 상호 부호 위상 연결성에 대한 요건을 실시예를 사용하여 설명 및 도시하고 있다.

그래프(610)는 상기 상호 부호 요건이 만족된 경우를 보여준다. 이 그래프는 표시의 편의를 위하여 10배 오버 샘플링을 사용한 (520)과 유사하다. 이 그래프는 부분적(612) 및 수신된(614) 두 개의 첩의 실수 부분 및 이들의 생성물(616)을 보여준다. 상기 그래프의 오른쪽(620)은 이 실시예에서 1MHz의 실질적인 1배 샘플링을 사용하여 얻어진 것에 대응한다. 생성물의 실수 부분(622) 및 허수 부분(624)이 도시되어 있다.

그래프(630)는 상호 부호 요건이 만족되지 않는 경우를 보여준다. 이 실시예에 있어서, F1과 F0 사이의 전이에서 반주기 이동(632)을 나타내고 있다. 상기 그래프의 오른편(640)은 실제 1배 샘플링을 사용하여 얻어지는 것에 대응한다. 생성물의 실수 부분(642) 및 허수 부분(644)이 도시되어 있다.

그래프(650) 아래에서 보여지듯이, 상기 그래프는 FFT의 결과로서 상당한 정도의 충돌을 보여준다. 만약 위상 연속성에 대한 요건이 만족되지 않는다면, 일반적인 경우에 있어서 도면부호(654)에서 보여지는 바와 같이 모든 빈에 걸쳐 에너지가 확산된다. 실제로, 본 발명에서 사용되는 이러한 특정 실시예에 있어서, 전이할 때 정확한 절반 주기의 위상 때문에, V자 형의 그래프가 도면부호(656)에서 관찰된다. 어쨌든, FFT결과값은 활용될 수 없다. 반대로, 상호 부호 위상 연속성을 사용한다면 상기 결과값은 예상한 바와 같이 독립적인 클럭킹 시스템들 사이의 주파수 오프셋 및 첩을 생성하는 타이밍 오프셋의 결과인 주파수 및/또는 타이밍 오프셋을 나타내는 단일 빈(652)에 축적된다.

도 7은 첩 부호가 사용자 정보를 운반하기 위하여 변조될 수 있도록 몇 가지 예시적 기술을 간단히 도시하고 있다.

상기 언급하였듯이, 본 발명의 방식은 첩 부호를 변조하고 원격의 장소에 데이터 정보를 전달하기 위한 어떠한 특별한 방법을 가정하지 않는다.

만약 단 하나의 정보 비트가 각각의 첩 부호에 의해서 전달된다면, 예를 들어 이진수의 1이 상향 첩에 의해서 전달되고 0이 하향 첩에 의해서 전달되도록 상향 첩 및 하향 첩을 사용하는 것(710)이 간단한 방법이다.

첩의 두 개의 극 주파수 값(F0 및 F1) 사이에서 제어된 전이가 송신기 내에서 내적으로 달성되고 수신기에서 디코딩될 수 있도록, 이행 제약이 부동작 시간(712)(상기 송신기가 작동하지 않는 시간)를 상호 부호 경계에서 삽입하게 되는 것은 여기서 주목할 만한 가치가 있다. 그 후, 위상 연속성에 대한 요건은 마치 부호가 보통 연속되도록, 즉 부동작 시간을 가지지 않도록 해석되어야만 한다.

또 다른 접근 방법이 다중 통로 전송 환경에서 필요될 수 있다. 에코(echo)에 의한 상호 부호 간섭(ISI)을 피하기 위하여, 부호들 사이의 상당한 부동작 시간이 삽입되어야만 할 수 있다(714). 이러한 경우에 있어서, 수신기를 단순화 하기 위하여, 가상의 위상이 송신기가 계속 침묵하는 부동작 시간을 가져야만 할 수도 있다. 따라서, 위상 연속성의 상호 부호 요건을 고수하기 위하여, 부호는 모두 이렇게 정의된 가상의 위상으로 시작되어야만 한다. 이러한 방법은 또한 연속 부호의 축적으로부터 디코딩 에러를 방지할 수 있다.

첩을 변조하기 위하여 알려진 또 다른 기술은 부호를 순환시키는 주파수에 관한 것이다. 두 개 이상의 상태가 이러한 방법으로 정의될 수 있다. 만약 예를 들어 4 순환이 정의된다면(722), 데이터 속도가 부호 또는 보드(baud) 속도의 두 배가 되도록 정보의 두 비트는 각각의 부호에 전달될 수 있다. 이와 같이, 부동작 시간은 각각의 부호 변이에 도입될 수 있고 각각의 가능한 순환 경계에 도입될 수 있다.

또한, 상기 첩의 위상은 전송되는 정보가 삽입되도록 변조될 수 있다. 이를 위한 매우 간단한 방법은 순응하는 첩 부호를 생성하고 전송하기 전에 0, 90, 180 또는 270도의 복소 평면상 회전을 상기 첩 부호에 적용하는 것이다. 비록 이러한 경우에 있어서 다양한 변조 부호들이 더 이상 위상 연속성의 성질을 나타내지 않지만, 전송된 메시지의 탑재물(payload) 부분을 필요로 하지 않을 수 있다는 걸 아는 것은 중요하다. 주파수 및 타이밍 오프셋 정보의 획득을 허용하도록 상기 위상 연속성은 실제로 메시지 프리엠블의 비변조된(비처리) 부호만을 필요로 한다(도 10 참조). 일단 수신기가 송신기와 (타이밍 및 주파수 모두에 대하여) 정렬되면, 부분적으로 생성된 첩이 전송된 어느 한 시간에 시간 정렬되기 때문에, 더 이상 위상 연속성을 필요로 하지 않으며, 이 때문에 FFT 빈의 위상 정보는 정보를 인코딩하기 위하여 사용될 수 있다.

도 8은 본 발명에 따른 기저 대역 변조기의 예시적 실시예를 나타내고 있다.

본 발명은 도 1의 (150)에서 보여지듯이 본 발명에 따른 어느 특정한 변조기의 수행을 필요로 하지 않는다. 나뉘어진 표준 전자 부품 또는 모든 형식의 집적 회로 및/또는 프로그램 될 수 있는 회로를 사용하여 단순히 실시될 수 있는 예시적 수행 사항이 본 도면에서 설명되고 있다. 수 많은 다른 대체적인 실시예들이 가능하며, 특히 주파수 도메인에서 시간 도메인으로 첩 부호를 생성하기 위하여 신호를 변환하는 빠른 역 푸리에 변환(IFFT)을 이용할 수 있는 실시예가 있다.

이 실시예에 있어서, 상기 변조기는 모든 첩 부호의 순시 주파수 및 위상을 정확히 제어하는 수단(800)을 형성하는 두 개의 검색표 또는 LUT(810) 및 디지털-아날로그 변환기 또는 DAC(820)를 포함한다. DAC는 도 1에서 설명된 RF 송수신기의 송신기 부분에 의하여 변환되는 기저 대역의 아날로그 신호의 동상(I, 821) 및 직각 위상(Q, 822)를 생성할 수 있는 이중 DAC여야만 한다. I 및 Q 아날로그 요소는 상기 이중 DAC에 의하여 상기 LUT에 저장된 일련의 대응하는 두 개의 이진 문자(812)에서 상향 변환될 수 있다. 따라서, 전송될 필요가 있는 각각의 형식의 부호는 일반적으로 ROS(읽기만 가능한 빈) 또는 EPROM(전기적으로 프로그램 될 수 있는 읽기만 가능한 메모리)에 의하여 수행되는 상기 LUT에서 사전 계산되고 저장된다.

일반적인 경우에 있어서, 최소 3 개의 부호가 사전 정의되고 저장될 필요가 있다. 이는 필수적으로 빠르게 동기화하기 위하여 모든 메시지의 프리엠블에서 수신기에 의하여 사용되게 될 비변조된 비처리 부호를 포함한다. 이는 더 나아가 도 10에서 상세히 설명된다. 이렇게, 최소한 2진 형태의 2개의 레벨을 가지는 인코딩이 요구된다. 따라서, '0' 부호 및 '1'부호는 비록 이들 중 하나가 비처리 부호에 사용되어 두 기로의 요건을 낮춤에도 불구하고 반드시 저장되어야만 한다(비처리 부호는 예를 들어 '0' 변조 부호 + '1'변조 부호로 표현된다). 만약 첩 인코딩이 부호 당 두 개 이상의 비트를 수반한다면(즉, 2ⁿ비트), 4, 8 및 이 보다 더 많은 부호가 사전 정의 및 저장에 필요하게 될 것이다. 이진 문자의 수는 선택된 확산 인자에 따라서 단일 부호를 정의하도록 저장되어야만 한다. 본 발명의 목적에 따라서, 전송된 기저 대역 신호의 각각의 I 및 Q 요소가 대응 첩 부호의 순시 주파수 및 위상을 정확하게 정의하기 위하여 최소 1k의 문자를 필요로 하는 경우에는, 1000배의 확산 인자가 사용되어야만 하다. 각각의 저장된 문자의 폭(비트 수)은 정의될 필요가 있는 아날로그 신호의 정밀도에 의존한다. 예를 들어, 만약 +128/-127 범위의 아날로그 레벨이 정의된다면, 8비트 문자가 I 및 Q 요소를 정의하기 위하여 저장되게 될 것이다.

일반적으로, LUT 및 DAC는 마이크로 컨트롤러(830)의 제어 하에 있다. 예를 들어 전송되는 비트의 흐름(840)은 직렬적으로 수신된다. 전송되는 n비트의 각 그룹은 직접 또는 그렇지 않게(즉, 컨트롤러를 통해서) 상기 LUT에 저장된 특정 부호를 보내는데 사용된다. 예를 들어, 만약 첩 인코딩이 4 레벨로 정의된다면, 두 개의 비트가 동시에(842) 4 개의 저장된 부호들 사이에서 선택되도록 처리될 필요가 있다. 또한 LUT는 일반적으로 전송되는 비트의 흐름을 인코딩하는 작업을 수행하는 마이크로 컨트롤러를 지원하기 위하여 추가 제어 비트를 포함한다.

당해 업계의 당업자는 모든 종류의 변형 실시예들이 본 발명의 사상으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 상기 간단히 변조기 설명으로부터 도출될 수 있음을 인지할 것이다. 단순화 또는 그 반대로 높은 수준의 정교함이 상기 변조기의 설계자에 의하여 고려될 수 있다. 이는 적용 대상, 및 사용자 정보를 전달하기 위하여 가지는 첩 변조 기술의 선택에 의하여 크게 의존하다. 예를 들어, 만약 도 7에서 언급된 가장 단순한 변조 방식을 보유한다면(710), 오직 두 개의 부호(비변조된 상향 첩 및 비변조된 하향 첩)만이 실제로 저장될 필요가 있다. 이들 중 하나는 도 9에서 설명되는 수신기의 동기화에 사용될 수 있다.

도 9는 복조기의 예시적 수행 사항에 대하여 나타내고 있다.

상기 변조기와 같이, 본 발명은 복조기의 특정 수행 사항을 필요로 하지 않는다. 특히, FFT 기능(940)은 FFT가 디지털 신호 처리 분야에서 널리 사용되고 있기 때문에 소프트웨어, 펌웨어, 하드웨어 또는 이들의 조합으로 개발된 많은 수의 기술들을 이용할 수 있다. 도 5a, 5b, 5c에서 설명된 바와 같이, 수신된 신호는 RF 송수신기의 수신기 부분을 통해서 동상(921) 및 직각 위상(922) 요소를 가지는 아날로그 기저 대역 신호로 하향 변환된다. 상기 기저 대역 신호의 상기 두 요소는 그 후 아날로그-디지털 변환기(ADC, 925)에 의해서 첩 신호 동안에 정보를 확산하기 위한 송신기에서 사용된 확산 인자에 되도록 대응하는 속도로 디지털 형식으로 샘플링되고 변환된다. 이전 도면에서 본 발명을 도시하는데 사용된 실시예에 있어서, 64 개의 샘플들이 고려되었다. 하지만 본 발명에 따른 수신기 감도 이득을 달성하기 위하여 더 높은 확산 인자(예를 들어 1000배의 확산 인자)가 샘플 수의 증가에 따라서 사용되어야만 한다. 샘플링 신호(925)는 로컬 클럭킹 시스템으로부터 나온다. 이렇게, 샘플링된 기저 대역 신호는 국지적으로 생성된 켤레 첩(주파수가 F1에서 F0으로 선형적으로 변하는 첩)에 의하여 디지털 도메인에서 곱해진다(930). 상기 켤레 첩을 생성하는 수단은 변조기에서 사용된 것과 동일할 수 있다, 즉 켤레 첩은 수치적으로 디지털 곱셈기(930)의 입력으로서 사용되는 LUT(910)에 저장될 수 있다. LUT에 저장되는 많은 문자들이 있는 만큼, 수신된 기저 대역 신호의 ADC(920)에 의해 생성된 이산 샘플들이 있다.

시스템에서 요구되는 적용 사항 및 성능에 의존하여, 이러한 송수신기는 일반적으로 전송과 수신을 동시에 수행하지 않기 때문에, 변조기 및 복조기의 LUT는 적절한 다중화 기능(도시되지 않음)을 가지는 동일한 하드웨어를 공유할 수 있다. 변조기에서와 같이, 바람직하게 복조기의 전체 기능은 일반적으로 변조기와 복조기 사이에서 공유되는 공통 제어 기능(830)을 가지는 마이크로 컨트롤러의 제어 하에 있다.

그 후, 수신에 의하여 부분적으로 생성된 첩의 생성물은 샘플 기준으로 도 5a, 5b, 5c에서 설명된 바와 같이 주파수 도메인에서 변환되기 위하여 이산 FFT(DFFT)에 적용된다. 이렇게, FFT(944)의 많은 출력 빈이 있는 만큼, 생산물의 샘플들이 있다. 본 발명의 방법을 사용하여 생성된 수신된 첩이 수신 신호에 존재한다면, 에너지의 최대 값은 FFT의 단일 주파수 빈에서 탐지될 것이다. 대응 빈은 송신기와 수신기 시스템 사이에 존재하는 주파수 및/또는 타이밍 오프셋을 나타낸다.

오프셋 상의 정보(992)는 최종적으로 이후 수신되는 첩에 대한 송신기들 중 하나에서 정렬되도록 PLL 및 VCO/NCO(990)을 포함하는 로컬 클럭킹 시스템의 주파수를 조절하기 위하여 선택적으로 사용될 수 있다. 이 경우 작동되는 빈은 중심 빈으로 이동하게 될 것이다. 하지만, 이는 꼭 필요한 것은 아니다. 첩 생성물의 모인 에너지를 가지는 상기 오프셋은 단순히 선택될 수 있고(942) 모든 이후 수신되는 첩들에 직접 사용될 수 있다.

만약 로컬 및/또는 클럭킹 시스템의 충분한 안정성이 수신된 첩 프레임의 전체 지속 시간 동안 보장될 수 없다면, 작동 빈의 추적 시스템이 수신기에서 수행되어야만 한다.

데이터 변조된 첩은 수신된 때, 선택된 빈의 내용물은 인코딩된 정보를 추출하기 위하여 더 (크기 및 위상에 대하여) 분석된다. 디코더(950)의 구조는 데이터 정보가 첩 안에서 인코딩되는 방법에 크게 의존한다. 이러한 몇몇 방법이 도 7에서 제시되었다. 어떤 방법이 사용되든지 간에 디코더는 수신된 데이터 정보가 처리 시스템으로 전달되도록 추출하는 것을 관리한다.

또한, 도 8 및 9의 변조기 및 복조기의 예시적 수행 사항은 RF 송수신기와의 인터페이스가 동상(I) 및 직각 위상(Q) 요소를 가지는 두 개의 아날로그 신호를 통해서 달성됨을 가정하고 있다는 것을 주목해야만 한다. 이렇게 고려된 적용 및 특정 수행 사항에 의존하여, I 및 Q가 사용되는 확산 요소에 대응하는 속도로 디지털 형식으로 전달 또는 수신되기 때문에 DAC(820) 및 ADC(920)가 필요하지 않는 경우, 상기 인터페이스는 디지털 형식으로 수행될 수 있다.

도 10은 첩 프레임의 전달 및 수신을 예시를 사용하여 간략하게 도시한 것이다.

본 발명의 기재 내용에 있어서, 사용자 데이터 정보를 원격의 장소에 전달하기 위하여, 데이터 프레임은 약간, 바람직하게는 비 변조된 비처리 첩을 포함하는 프리엠블을 포함하여야만 한다. 프리엠블은 원격의 송신기에서 보내진 메시지를 빠르게 동기화하고 수신하기 위하여 수신기에 의하여 사용될 것이다. 상기 설명하였듯이, 이는 단지 에너지의 최대 값이 탐지된 출력 FFT빈을 선택하는 것에 관한 것일 수 있다. 본 발명의 전형적인 적용예에 있어서, 원격의 송신기는 단지 사용자 정보를 전송하고, 가능하다면 수신측에서의 수신 확인을 확인할 수 있 기에 충분히 긴 시간 동안 계속 전력 공급되어 있을 수 있다. 이는 송신 및 수신 부분 양쪽을 가지는 덜 복잡한 수신기를 사용하여 달성될 수 있다. 직접적 확산 스펙트럼 기술을 사용하면 상기 송신기는 거의 동일한 복잡성을 가지게 된다. 이는 상기 설명된 내용을 실질적으로 수행할 수 있는 송수신기의 수신기 부분이다.

따라서, 예를 들어 데이터 프레임이란 프리엠블(1012)로서 소수의 비변조된 첩을 포함하는 도 12의 도면부호(1010)을 의미한다. 사용자 정보는 그 다음에 있는 첩(1014)에서 운반된다.

본 발명의 바람직한 형식에 있어서, 상기 프리엠블은 변조되지 않은 5 개의 첩 부호를 포함한다. 그 후, 수신기는 예상되는 RF 전송 주파수 상에서 수신되었는지 상기 신호를 분석한다. 이는, 도 10에서 보여지듯이 프리엠블이 슬라이딩 윈도우 전체를 포함될 수 있도록, 4 개의 연속 부호의 슬라이딩 윈도우 지속 시간에 걸쳐서 행하여 진다. 상기 윈도우는 프리엠블 회복이 시도될 때 마다(1018) 하나의 부호 지속 시간(즉, 수신된 신호의 N 샘플, 여기서 N은 사용된 확산 인자)만큼 이동된다.

통신 링크를 빠르게 구축할 수 있는 임계점인 프리엠블의 탐지를 용이하게 하기 위하여, 4 개의 연속FFT의 결과값이 더해지고 평균 내려 지면, 수신기의 탐지 레벨의 6dB의 초과 이득이 예상될 수 있다. 실제로 이러한 이득에 도달하기 위해서, FFT 결과값의 덧셈은 신호의 크기 및 위상을 고려하는 복소수 도메인에서 수행되어야만 한다.

따라서, 앞서 설명한 바와 같이 본 발명의 방식을 수행하는 송수신기는 송신기와 수신기 사이의 모든 전파 지연에 내성을 가질 수 있고 이들의 클럭킹 시스템들 사이의 상당한 주파수 및/또는 타이밍 오프셋에 내성을 가질 수 있다. 대역폭의 +/-10%의 주파수 이동은 쉽게 조정될 수 있다. 블루투스 송수신기의 본 발명을 도시하는데 사용되는 실시예에 있어서, 사용 가능한 대역폭은 1MHz이고 캐리어 주파수는 2.4GHz의 ISM 범위 내에 있다. 따라서, 대역폭의 10%는 100kHz, 즉 캐리어 주파수의 +/-40ppm를 의미한다. 이러한 세부 사항을 지원하는 값싼 발진기는 쉽게 시중에서 구할 수 있다. 상기 주파수 이동을 사용하여, 불과 1dB만의 불이익이 수신기 감도 손실에서 측정되었다. 만약 클럭 주파수 이동이 더 크다면, 수신기가 송신된 어떠한 신도도 수신하지 않기 때문에 어떤 통신도 불가능한 경우에 두 개의 시스템 클럭이 전체 대역폭 값(1MHz)에 대하여 이동될 때까지 상기 손실도 증가될 것이다.

또한, 전송기가 신호 송신을 시작한 이후 수신기의 획득 시간은 종래의 DSSS 기술을 사용하여 얻어지는 획득 시간에 비하여 매우 빠르다. 본 발명의 방식은 FFT가 연산될 수 있는 속도에 의존한다. FFT 연산은 대학, 연구기관 및 산업 영역에서 상당한 주목을 받고 있는 주제이다. 상기 주제에 대한 무수한 간행물 및 이에 대한 수행 방안에 대한 레포트가 발행되었다. DSSS의 연산 복잡성은 O(N³)으로 증가하는 반면에 FFT 시스템의 연산 복잡성은 O(N　x　(log　(N)　+　1))으로 증가(여기서 N은 확산 인자이다)한다는 것이 잘 증명되어 있다. 이와 같이 양 기술의 매우 큰 차이를 통해서 본 발명에 의해 얻어지는 획득 시간에 대한 큰 이점이 설명되고 있다.

따라서, 본 발명에 따른 변조기 및 복조기는 데이터 속도의 대응 감소를 통해서 통신 거리를 상당히 향상시키기 위하여 종래의 값 싼 송수신 시스템의 대응 요소, 예를 들어 블루투스 송수신기로 대체될 수 있다. 이렇게 RF 요소는 새로운 모든 RF 통신 생성물에 필요한 값비싸고 장기간의 자격 요건이 드는 문제점을 피하면서 동일한 품질을 유지할 수 있다.

본 발명은 블루투스 표준을 기반으로 하는 종래 제품에 대한 원격 측정, 원격 모니터링 및 감시 분야에 있어서 수 없이 많은 새로운 적용들을 가능하게 한다.

Claims (15)

1. 통신 채널의 특정 스펙트럼 대역폭에 걸쳐서 정보 신호의 주파수 스펙트럼을 확산시키기 위한 첩(chirp) 신호(310)를 생성하는 변조기(150)를 포함하는 통신 시스템으로서, 상기 첩 신호는 최초 순시 주파수(312) 및 이와는 다른 최종 순시 주파수(314)를 가지고, 상기 변조기는,
   상기 첩 신호의 전체 지속 시간 동안에, 복소 평면에서, 상기 첩 신호에 대한 정진폭 및 순시 위상 모두를 정의하는 동상 제어 신호(821) 및 직각 위상 제어 신호(822)로부터 상기 첩 신호를 제어하는 수단(800);을 포함하고,
   상기 변조기는,
   상기 순시 위상이 복소 평면에서 상기 동상 제어 신호 및 상기 직각 위상 제어 신호에 의하여 변화되는 속도를 통해 순시 주파수가 얻어지고;
   상기 순시 주파수는 상기 최초 순시 주파수와 상기 최종 순시 주파수 사이에서 선형적으로 변화되고(414);
   상기 첩 신호의 최초 순시 위상과 최종 순시 위상이 동일하도록(422, 424); 구성되는 것을 특징으로 하는 통신 시스템.
2. 제1항에 있어서,
   상기 첩 신호의 전체 지속 시간 동안에 순시 위상 값의 곡선(426)을 특정함으로써 비처리 첩 부호가 정의되는 것을 특징으로 하는 통신 시스템.
3. 제2항에 있어서,
   서로 다르게 변조된 첩 부호를 각각 정의하는 복수의 순시 위상 값의 곡선(420)을 더 특정함으로써 상기 정보 신호가 상기 첩 신호 안으로 삽입되는 것을 특징으로 하는 통신 시스템.
4. 제1항에 있어서,
   상향 첩 부호 및 하향 첩 부호는, 각각 상기 최종 순시 주파수(314)가 상기 최초 순시 주파수(312) 보다 높거나 낮다는 것을 특정함으로써 정의되는 것을 특징으로 하는 통신 시스템.
5. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서,
   두 개의 서로 다른 첩 부호 중 작은 값이 정의되는 것(710)을 특징으로 하는 통신 시스템.
6. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서,
   전송된 첩의 한 프레임은 하나 이상의 비처리 첩 부호의 프리엠블(1012)을 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템.
7. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서,
   송신기가 휴지 상태를 지속하고 있는 부동작 시간(712)에 의하여 첩 부호들이 나뉘어 지는 것을 특징으로 하는 통신 시스템.
8. 최초 순시 주파수(312) 및 이와 다른 최종 순시 주파수(314)를 가지는 첩 신호(310)를 수신하는 복조기(180)를 포함하는 통신 시스템으로서,
   상기 복조기는,
   상기 첩 신호를 생성하는데 사용되는 확산 인자에 대응하는 복수의 샘플들을 얻기 위하여 상기 수신된 첩 신호를 시간 도메인에서 이산적으로 샘플링(925)하는 수단으로서, 첩 신호의 전체 지속 시간 동안에 샘플들을 동일하게 이산시키는 수단, 및 이와 관련된 동상 요소(921)와 직각 위상 요소(922)로부터 상기 수신된 첩 신호를 복소 평면에서 처리하는 수단을 더 포함하는 수단;
   켤레(conjugate) 첩 신호를 부분적으로 생성하는 수단으로서, 상기 켤레 첩 신호의 최초 및 최종 순시 위상은 동일하게 유지하면서, 상기 최초 순시 주파수의 값과 상기 최종 순시 주파수의 값을 교환하여 상기 켤레 첩 신호의 순시 주파수가 수신된 첩 신호의 상기 최종 순시 주파수로부터 상기 최초 순시 주파수로 변화하도록, 켤레 첩 신호를 부분적으로 생성하는 수단(910);
   생성 신호를 얻기 위하여, 수신된 첩 신호에 상기 부분적으로 생성된 켤레 첩 신호를 곱하는 수단(930);
   상기 생성 신호를 주파수 도메인으로 변환하기 위하여 상기 생성 신호의 이산 퓨리에 변환(Fourier transform)을 수행하는 수단(940);
   최대 에너지가 탐지되는 상기 이산 퓨리에 변환의 단일 출력 빈(bin)을 선택하는 수단(942); 및
   어느 첩 부호가 수신되었는지를 결정하기 위하여 상기 선택된 단일 출력 빈(bin)의 내용을 분석하는 수단으로서, 하나 이상의 비트를 수신한 정보 신호를 디코딩하고 전달하는, 수단(950);을 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템.
9. 제8항에 있어서,
   어느 주파수 및/또는 타이밍 오프셋이 전송 통신 시스템의 클럭킹 시스템과 수신 통신 시스템의 클럭킹 시스템 사이에 존재하는 지를 상기 선택된 단일 출력 빈(942)의 위치가 나타내는 것을 특징으로 하는 통신 시스템.
10. 제9항에 있어서,
    상기 선택된 단일 출력 빈의 위치가 수신 클럭킹 시스템(990)을 전송 클럭킹 시스템에 맞추는데(992) 사용되는 것을 특징으로 하는 통신 시스템.
11. 제8항 내지 제10항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 복조기는 복수의 비처리 첩 부호를 포함하는 슬라이딩 윈도우(1016)를 통해 상기 수신된 첩 신호를 분석하고, 상기 슬라이딩 윈도우는 각각의 분석 단계 마다 전체 첩 부호 지속 시간(1018)만큼 슬라이드 되는 것을 특징으로 하는 통신 시스템.
12. 제11항에 있어서,
    상기 복조기의 탐지 수준을 향상시키기 위하여 프리엠블의 두 개 이상의 비처리 첩 부호가 덧셈 처리되는 것을 특징으로 하는 통신 시스템.
13. 제1항 내지 제4항 및 제8항 내지 제10항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 통신 시스템의 통신 거리를 증가시키기 위하여 블루투스(Bluetooth) 장치의 무선 부분을 구동하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템.
14. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 따른 변조기(150) 및 제8항 내지 제10항 중 어느 한 항에 따른 복조기(180)를 포함하는 통신 시스템.
15. 삭제

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