CN102474297B

CN102474297B - 通信系统

Info

Publication number: CN102474297B
Application number: CN201080029813.3A
Authority: CN
Inventors: F·斯福尔佐
Original assignee: Nanoscale Labs
Current assignee: Seck Leo; Swiss Traders International International Ltd By Share Ltd
Priority date: 2009-07-02
Filing date: 2010-07-02
Publication date: 2014-09-10
Anticipated expiration: 2030-07-02
Also published as: US8406275B2; JP2012531869A; CN102474297A; US20110064119A1; KR20120041210A; JP5699142B2; EP2449690A1; EP2278724A1; KR101677592B1; EP2449690B1; WO2011000936A1

Abstract

本申请说明了一种通信系统，包括用于生成线性调频信号的调制器，该线性调频信号的目标在于基于通信信道的指定的频谱带宽而扩展信息信号的频谱。线性调频信号具有初始瞬时频率和最终瞬时频率。调制器被配置为使得：自在复数平面内具有恒定振幅和瞬时相位的同相位控制信号和正交相位来控制信号控制线性调频信号。调制器适于以瞬时相位通过同相位和正交相位控制信号在复数平面内改变的速度来定义瞬时频率；瞬时频率在线性调频信号的整个持续时间上在初始瞬时频率和最终瞬时频率之间线性改变；线性调频信号的初始和最终瞬时相位相等。通信系统还说明了适合的解调器，即便在发射和接收时钟系统之间出现显著的频率和/或定时偏置时，解调器仍能够工作。

Description

通信系统

技术领域

本发明一般涉及数据通信领域并且更具体地说明了能够在与现有系统相同的发射功率和能量损耗的条件下在更长距离上通信的系统。

背景技术

自开始开发产品和通信基础设施以来，无线通信领域一直被给予极高的关注，该产品和通信基础设施提供更高数据速率，使得可以例如在实现基于数字无线网络传输语音的初始目标之后增加复杂数据服务。顺应这种趋势，GSM(全球移动通信系统)、主要的世界范围的无线电话系统被持续地发展成为提供更高的数据速率。从每秒9.6千比特(Kbps)的较低数据速率开始，第一代数字移动电话(2G)仅允许以SMS(短消息服务)的形式的文本消息交换。自经历了中间的发展步骤(2.5&2.75)发展到第三代产品(3G)以来，提供了更高的数据速率，使得移动电话现在能够接收视频并且基于公共无线网络连接到因特网。通常，网络在市区被组织为低至数百米的地理蜂窝尺寸，在非密集居住地区达到数千米(Km)(最大为35km)。

稍后受到极大关注的通讯领域的另一方面是不计其数的电子设备的无线互联，所述电子设备现在成为了几乎任何人类活动的一部分。这包括上述蜂窝电话，所述蜂窝电话现在能够连接到例如无线耳机，并且一般地，连接到恰当地配备了例如PDA(便携式数字助理)、膝上型计算机等等的任意类型的设备。至此，1998年由蓝牙技术联盟(SIG)定义和公布的规范允许了能够事实上彼此互联的标准设备的发展、许可和实施。通常，蓝牙设备是能够在数米范围内以每秒1兆比特(Mbps)的数据速率互联的相当低功率的设备。

然而，无线通信领域中的另一个方面未能受到其应得的关注。上述两个方面事实上具有共同的目标，即为其所支持的应用提供相当大的数据速率(1Mbps的级数)。因此，所述两个方面不仅能够传输语音，而且还具有显著的带宽，该带宽可用于所有类型的数据应用。从这点上来看，GSM和蓝牙的区别仅在于它们在不同距离上通信的能力。通常，蜂窝电话可以在数千米的范围内通信，而蓝牙设备可以在数米的范围内通信。

然而，在需要彼此通信或与中央通信点通信的过剩的电子设备中，许多电子设备需要运行的应用仅要求适中的数据速率，以满意地操作，所述数据速率比以数字形式传输语音所要求的数据速率低得多。通常，在许多应用中，例如在遥感勘测和远程监控系统中，每秒数千比特是足够的。在这种类型的应用中，通常仅需要以预定的时间间隔对目的在于测量参数的传感器的状态进行通信，所述参数例如为建筑物内的房间的温度。

即便蓝牙SIG发起了“低能量”的开端，以如其名称所示地进一步降低操作蓝牙设备所要求的功率，所述功率在以上类型的应用中具有很高要求，但仍未能解决的另一个要求是在比由蓝牙低能量规范保持的10米更长的距离上通信的能力。当然，例如遥感勘测和远程监控等由本发明提出的许多应用实际上需要在更长的距离上通信，而无需求助于必须定位为靠近蓝牙设备的中继站。

因此，本发明的一个目的是公开一种系统，该系统能够在比蓝牙低能量规范的10米明显更长的距离上通信，同时维持涉及设备的能量损耗、发射机的功率和接收机的灵敏度的等效工作点。

基于对参考附图的以下说明的研究，本发明的进一步的目的、特征和优点对本领域技术人员将变得显然。其他任何优点均意图并入本文。

发明内容

本发明通过提供一种通信系统而实现了以上目的，所述通信系统包括调制器，该调制器用于生成线性调频信号(chirp signal)，该线性调频信号的目标在于基于通信信道的指定的频谱带宽而扩展信息信号的频谱，所述线性调频信号具有初始瞬时频率和不同的最终瞬时频率。所述调制器的特征在于其包括：

用于自同相位控制信号和正交相位控制信号控制所述线性调频信号的装置，所述同相位控制信号和正交相位控制信号在复数平面内的所述线性调频信号的整个持续时间上共同定义用于所述线性调频信号的恒定振幅和瞬时相位；

所述系统进一步的特征在于所述调制器被配置为使得：

用于以所述瞬时相位通过所述同相位控制信号和所述正交相位控制信号在复数平面内改变的速度而获得瞬时频率的装置；

用于在初始瞬时频率和最终瞬时频率之间线性地改变所述瞬时频率的装置；

用于使所述线性调频信号的初始瞬时相位和最终瞬时相位相等的装置。

本发明进一步公开了一种通信系统，该通信系统包括解调器，该解调器用于接收具有初始瞬时频率和不同的最终瞬时频率的线性调频信号，所述解调器的特征在于其包括：

用于在时域中对接收到的所述线性调频信号进行离散采样的装置，从而获得相应于扩频因子的多个样本，所述扩频因子用于生成所述线性调频信号，所述解调器进一步包括用于在整个线性调频信号的持续时间上均匀分布样本的装置以及用于在复数平面内自相关联的同相位分量和正交相位分量来处理接收到的所述线性调频信号的装置；

用于在本地生成共轭的线性调频信号的装置，从而使所述共轭的线性调频信号的初始瞬时相位和最终瞬时相位相等，并且所述装置还用于交换所述初始瞬时频率和所述最终瞬时频率的值；

用于使接收到的所述线性调频信号乘以在本地生成的所述共轭的线性调频信号以获得乘积信号的装置；

用于执行所述乘积信号的离散傅立叶变换以使其变换到频域中的装置，其中所述离散傅立叶变换的输出频率段(bin)的数量与接收到的所述线性调频信号的离散样本的数量相等；

用于选择其中出现了能量峰值的所述离散傅立叶变换的单个输出频率段的装置；

用于分析所选择的所述单个输出频率段的内容以确定接收到了哪个线性调频符号的装置，所述装置进一步解码和传送接收到一个或更多个比特的任意信息信号。

因此，根据本发明的通信系统允许在明显更长的距离上通信，同时维持涉及设备的能量损耗、发射机的功率和接收机的灵敏度以及所占据的频谱带宽的等效工作点。

此外，本发明允许驱动现有通信系统的无线电部分，从而在以减小的数据速率为代价的情况下增大所述系统允许的通信距离。所述现有的通信系统例如为蓝牙装置。

任选地，根据本发明的调制器包括配置为执行以下特征中的任意一个特征的装置：

通过在线性调频信号的整个持续时间上指定瞬时相位值的曲线而定义原始线性调频符号；

通过进一步指定多个瞬时相位值的曲线而将所述信息信号嵌入在所述线性调频信号中，所述瞬时相位值的曲线各自定义被不同调制的线性调频符号；

通过分别指定最终瞬时频率高于或低于初始瞬时频率而定义上线性调频符号和下线性调频符号；

定义两个不同的线性调频符号中的最小值；

被传输的线性调频符号的帧包括一个或更多个原始线性调频符号的前导；

线性调频符号由死区时间分离，在所述死区时间中，发射机保持静止；

虚拟瞬时相位被归属于所述死区时间，以匹配所述线性调频信号的初始瞬时相位。

任选地，根据本发明的解调器包括配置为实现以下特征中的任意一个特征的装置：

被选择的单个输出频率段的位置表示在发射通信系统的时钟系统和接收通信系统的时钟系统之间存在何种频率和/或定时偏置；

被选择的单个输出频率段的位置用于基于发射时钟系统调节接收时钟系统；

所述解调器分析在滑动窗上的接收到的线性调频信号，所述滑动窗包含多个原始线性调频符号，并且其中所述窗在每个分析步骤处在整个线性调频符号持续时间上滑动；

增加两个或更多个原始线性调频符号的前导以提高所述解调器的检测电平。

本发明还提供一种通信系统，该通信系统包括根据前述任意一个特征的调制器和根据前述任意一个特征的解调器。

在另一个方面中，本发明提出了一种用于生成线性调频信号的方法，所述线性调频信号的目标在于在通信信道的指定的频谱带宽上扩展信息信号的频谱，所述线性调频信号具有初始瞬时频率和不同的最终瞬时频率。所述方法的特征在于：

自同相位控制信号和正交相位控制信号控制所述线性调频信号，以在复数平面内具有恒定的振幅和不断改变的瞬时相位；

所述瞬时频率由所述瞬时相位通过所述同相位控制信号和所述正交相位控制信号在复数平面内改变的速度而定义；

所述瞬时频率在所述线性调频信号的整个持续时间上在所述初始瞬时频率和所述最终瞬时频率之间线性地改变；

线性调频信号的初始瞬时相位和最终瞬时相位相等。

在另一个方面中，本发明提出了一种用于接收线性调频信号的方法，所述线性调频信号具有初始瞬时频率和不同的最终瞬时频率。所述方法的特征在于：

接收到的所述线性调频信号在时域中被离散地采样，以获得相应于扩频因子的多个样本，所述扩频因子用于生成所述线性调频信号，并且其中样本在整个线性调频信号持续时间上均匀分布；

在复数平面内自相关联的同相位值和正交相位值处理全部解调器信号；

在本地生成共轭的线性调频信号，其中初始瞬时频率和最终瞬时频率的值被交换；

接收到的所述线性调频信号乘以在本地生成的共轭的线性调频信号，以获得乘积信号；

在所述乘积信号上应用离散傅立叶变换，以将所述乘积信号变换到频域中；

选择具有能量峰值的离散傅立叶变换的单个输出频率段；

分析被选择的所述单个输出频率段的内容，以确定接收到了哪个线性调频符号，进一步解码和传送接收到一个或更多个比特的信息信号。

附图说明

图1示出了射频(RF)收发机的主要组件，本发明的方案可以通过所述射频收发机实施。

图2讨论了基于收发机和接收机之间的空中信号传输。

图3通过特定的示例说明了由本发明使用的扩频技术的原理。

图4以示例示出了如何使线性调频符号必须生成为符合本发明的要求。

图5a、5b、5c以示例讨论并且说明了如何能够接收线性调频符号，而不要求发射机和接收机中的精确并且稳定的时钟系统。

图6以示例进一步讨论并且说明了对符号间的相位连续性的要求。

图7简单地回顾了使得线性调频符号能够被调制以承载用户信息的一些示例性技术。

图8描述了根据本发明的基带调制器的示例性实施方式。

图9讨论了解调器的示例性实施方式。

图10以示例简单地讨论和说明了运送并且接收线性调频符号的帧。

具体实施方式

本发明之前的详细说明涉及附图。虽然说明书包括多个示例性实施例，但其他实施例也是可行的，并且可以在不背离本发明的精神和范围的情况下对所说明的实施例做出改变。

本发明假设需要实施相干调制/解调方案。也就是，该方案能够控制频率载波(Fc)的频率和相位，从而使被传输的信号、载波能够在相位和频率上被精确地调制以在空中广播信息。可以由提供信号的任意远程定位的接收机接收和解码的所述信号实施逆向相干解调方案，以自被调制的载波检索被发送的数字信息。以上方案假设被传输的信号的振幅是恒定的，即：未被调制并且不承载任何信息。

例如通过在背景技术部分中讨论的全部蓝牙通信装置而使用这种无线电收发机。蓝牙是开放式通信标准，其目标在于授权在2.4GHz到2.5GHz之间的ISM(工业、科学和医学)频带中彼此紧邻地操作的全部类型的通信装置的协同工作能力。任何通信装置均可在世界上提供受控的所述ISM带的发射电平(即通常不超过10毫瓦(mW))的任何地方在ISM带中自由操作。

为了实施以上相干调制/解调方案，适合的无线电收发机必须实施IQ调制技术，其是一种大规模应用的技术，其中用于调制载波的基带信号被分解为同相位信号(I)和正交或90°相移信号(Q)。因此，载波Fc的频率和相位能够被精确地控制，因此由对被广播的数字信息进行编码的低频基带信号调制。

图1中示出了IQ调制110的原理，其中基带I和Q信号116分别通过同相位112和正交相位114载波频率上变频到RF域，之后在118处结合以便作为单个信号应用到功率放大器120，所述单个信号通过天线130而在空中被广播。

可以如图140所示地解释基带和RF域中的I和Q信号。所述I和Q信号可以被方便地分别视为复数的实部144和虚部142，所述复数在复平面140内具有恒定振幅146和瞬时相位148。信号的瞬时频率由向量转动的速度表示。I和Q还分别为恒定振幅向量146的余弦值和正弦值。

通过被传输的数据流152，调制电路产生上述IQ基带信号。基带调制器150通过一组标准的适合的滤波器、放大器和驱动器154而驱动IQ载波混频器110，所述滤波器、放大器和驱动器的特性和实施细节在不同实施方式间变化很大。IQ载波混频器将基带信号上变频到载波频率。这些电路不是本发明的一部分，并且其详细的操作模式对理解本发明并不重要。

相反，基带调制器150专用于本发明并且在以下附图中说明。如果使用现有的无线电收发机，例如商业可获得的蓝牙收发机，则本发明的基带调制器代替可以嵌入到所述部件中的调制器。仅再使用无线电部件100。在任何情况下，I和Q输入(或允许调制被传输的RF载波的相位和振幅的任意其他可替换的装置，即：所谓的极化调制器)均被假设为可被存取的。显然，用于容易获得的乘积部分的可替换的选择包括替换再使用无线电部件设计100的专用集成电路(ASIC)中的基带调制器。另一个选项是在相同的ASIC中实施一些专门的操作模式，例如将常规的蓝牙操作模式(基于在2.4GHz范围内的79种不同的频率上的频率跳变的扩频技术)与在以下附图中说明的本发明的调制技术相结合。

无线电收发机部件100的接收机分支实施设法通过天线从接收到的RF信号提取I和Q基带信号的逆向操作。一般地，这种收发机嵌有开关102，以使输入低噪声放大器或LNA 160与功率放大器120隔离，并且管理双向操作模式。通常，这种收发机处于专用或标准微控制器(未示出)的控制下。通过正交下变频混频器170自接收到的被调制的RF信号(一般为微弱的信号)提取I和Q分量，以最终检索将被应用到解调器180的基带I和Q信号。下变频混频器跟随有适合的复杂电路184，以使I和Q恢复到以某种方式独立于微弱的RF信号的接收电平的电平。作为无线电收发机100的集成部分的电路184包括多种滤波器和变量/自动增益控制放大器(VGA)。在恢复基带I和Q信号之前可以包括变频到中间频率(IF)。

与发射分支类似，基带解调器180专用于本发明并且在附图中说明。对其如何可以实施应用的评论是相同的。

收发机的无线电部分还包括频率控制区段190，以生成和调节时钟，以便在例如ISM 2.4GHz的范围内操作。所述频率控制区段190包括的电路例如为：PLL(锁相环)、V/NCO(压控或数控振荡器)滤波器等等。需要外部振荡器192。

图2讨论了基于发射机和接收机之间的空中信号传输。

在给定的载波频率下能够达到的最大距离主要取决于信号通过发射机210空中广播的功率电平以及接收机220的灵敏度。在本发明发生的情况下(如在背景技术部分中讨论的)，发射机的功率电平由ISM频带规范和类似蓝牙的各种标准设定。之后，为了允许在世界范围的基础上操作，发射功率在实践中不能超过10dBm(即，+10分贝：相对于1mW的基准功率电平，由此相当于0dBm)。

接收机的总灵敏度由输入接收装置220的固有特性调节，所述输入接收装置220一般为如图1所示的低噪声放大器160。当代的接收机设计以标准技术进行，即用于实施集成电路并且主要利用MOS(金属氧化物半导体)晶体管的技术，所述技术已表现出优异的性能。当然，当代的接收机能够在仅高于输入电路的热噪声3dB的条件下操作，所述输入电路匹配天线阻抗(通常为50欧姆)。这意味着虽然不可能实现，但理想的接收机能够仅比当前实际的实施方式优异3dB。

因此，考虑上述限制，通过通常能够在蓝牙的情况下基于10米的最大距离以1Mbps的带宽操作的硬件实现的装置，通信技术已表现出最佳的可行性能。

然而，在相同的条件(载波频率、发射功率、使用的带宽和固有接收机灵敏度)下，存在一种已知的通用名称为扩频的技术，该技术潜在地允许接收机的灵敏度的提高，由此允许在以减小的有效数据速率为代价的情况下在更大距离上通信。大体思路是使用可用的带宽，以将待发射的数据与扩频序列相结合，使得其变得可以与接收机中的被发射的信号相区别，即使接收电平不能允许将其与噪声相区别。后面这点在图2中通过任意的二进制序列以图示进行了说明。基于接收条件以及发射机和接收机之间的距离，接收到的信号被逐渐衰减并且最终变为难以与环境噪声232相区别。

代表“直接序列扩频”的DSSS是最为常用的扩频技术。该技术能够实现上述提高接收机的灵敏度，使其超过热噪声允许的灵敏度的目的。例如，DSSS由美国军用全球定位系统或GPS使用，GPS还可由美国国防部作为民用。DSSS基于多过30个卫星的布局，所述卫星永久性地广播信号，使得当前全世界所使用的无数的专用GPS接收机能够精确地确定其自身位置，前提是良好信号的速度和纬度可以同时自至少四个卫星接收。然而，对于民用，每个卫星以其自身的扩频序列在相同频率(1575.42MHz)上广播信号，使得所述扩频序列能够被接收机唯一地识别。在DSSS中，所述扩频序列是伪随机噪声(PRN)代码。GPS民用PRN序列是具有适当长度的1023“芯片”或比特的二进制序列。代码的序列越长，则接收机的灵敏度中的增益可以越高。已显示出每当编码序列加倍时，可以期望3dB的编码增益。因此，1023或210比特的序列可以真正提供约30dB的编码增益。

上述值(30dB)是接收机灵敏度中的增益，该增益还被期望达到本发明的目的。所述目的为乘以2个数量级的发射机和接收机之间允许的距离，即从10米至1千米。这在以自1Mbps(蓝牙带宽)减小的有效数据速率为代价的情况下获得，所述1Mbps必须除以约为103的代码长度，以获得仅为1kbps的有效数据速率。然而，这种数据速率足够用于本发明考虑的应用，即：遥感勘测、监控传感器装置等等。

不幸的是，GPS的扩频方案不能被变换(transpose)并且应用于本发明。主要原因是对独立时钟系统(212，222)的发射机和接收机的要求。本发明考虑的装置是低成本的装置，该装置不能负担实现GPS所需要的昂贵、非常精确并且稳定的时钟系统的费用。此外，操作模式并不相同。一方面，GPS卫星永久性地广播其(自原子高精度时钟生成的)信号。另一方面，GPS接收机永久地开启，或者保持达重要的时间周期，并且能够(而且总之必须)在变为可操作之前执行适当长度的GPS传输的扩频代码的采集。采集包括在环境和热噪声232中检索，其扩频序列实际上传输(如果在GPS的情况下使用一些的话)其精确的频率和相移。这必须通过本地时钟系统完成，所述本地时钟系统本质上需要尽可能地精确和稳定，以缩短采集处理。采集基本上包括连续地尝试频率和相移的全部可能的组合(在基于独立的时钟系统的相对精确度的范围内)。这必须被执行，直至能够在整个代码序列长度上找到相关性。可能不得不尝试极大量的组合。

相反，本发明的装置可能并非总是被激励以降低能耗，并且必须能够快速地唤醒并且同步以定期传输被监控的传感器的状态。此外，这必须通过独立的低成本的时钟系统实现，所述时钟系统的精确度、温度依赖性和稳定性通常被指定在总体上加或减40ppm(百万分之几)的范围内，即：大约在2.4GHz上加或减100kHz。结合需要支持长扩频序列(例如：1023)以获得必须达到目标通信距离(1Km)的编码增益的要求，DSSS不能满足挑战。

图3通过特定的示例说明了由本发明使用的扩频技术的原理。

为了克服上述问题，并且仍然获得必要的编码增益，本发明设法使用另一种扩频技术。所述技术在数据通信领域中很少使用。通过生成线性调频信号而获得频谱的扩展，所述线性调频信号的频率自初始的F0频率连续变化到最终的F1频率。在图310中示出了一个示例。F1 314可以高于(如图所示)或低于F0 312，从而分别生成上线性调频信号或下线性调频信号。这种扩频技术的主要优点是在发射和接收末端之间的定时偏置和频率偏置变得相等，由此降低了接收机的复杂度，所述接收机仅需要考虑用以检索符号的混合的频率和/或定时偏置。

F1减F0得到的频率差表示信号的频谱带宽。在用于说明本发明的示例中，基于蓝牙技术，所述频率差必须相应于由这种特定的技术使用的带宽，即1MHz。因此，在RF域中，根据本发明的线性调频信号由载波的频率调制表示，当广播线性调频符号时，所述载波的中心频率围绕被选择的频率载波Fc(在本示例中在2.4-2.5GHz ISM的范围内)自-500kHz连续变化到+500kHz。因此，相应的基带信号可以被视为包括在这两个值之间(-500kHz至+500kHz)。

线性调频符号的持续时间必须相应于应用的期望的有效数据速率，即在用于说明本发明的示例中为1kHz。因此，扩频因子仍为10³，这与图2中讨论的DSSS技术相同，从而获得对接收机灵敏度的相同改进。那么，承载至少一个比特的信息的每个线性调频符号均需要在1毫秒内传输316。

本发明假设以数值形式执行信号处理(即数字信号处理或DSP)的全部当代标准的技术均可潜在地用于实现本发明。特别地，傅立叶变换被用于将信号从时域变换到频域，从而使接收到的信号能够被有效地分析，如本发明以下的说明书中所讨论的。现有的高效快速傅立叶变换(FFT)算法能够基于标准且适合的计算硬件以数值形式实现。同样，本发明假设在复数域中执行信号处理，即具有实部和虚部。这非常符合图1中描述的无线电收发机的实施方式，其中应用了可直接由二值的复杂信号驱动的正交IQ调制器和解调器。同样，当需要考虑信号的频谱分析时，这意味着负频率的定义和使用。

图3的下部的示意图320示出了一个示例性基带线性调频符号的这种图示。所述基带线性调频符号具有实部322和虚部324，使得所述信号的瞬时频率和相位可以在基带范围内的任意点处获得。为了使图示简明，虽然需要更高数值的扩频因子来实现如前所述的本发明的目的，但本示例以及随后的示例中的扩频因子仅为64(实际上，在-32至+31之间)。

图示310表示在被线性调频信号调制后由发射机天线广播的RF载波。图示320示出了在上变频之前的基带线性调频信号，因此示出了分离的I&Q分量。

如上已述，线性调频符号被构造为使得瞬时频率自初始频率F0连续变化到最终频率F1。这在图示410中示出，其中频率范围被标准化412。在本示例中，瞬时频率在线性调频符号414的整个持续时间上线性增大，即从较低的频率F0至较高的频率F1。如前所述，下线性调频符号同样可以被考虑，即瞬时频率线性减小的线性调频符号。

下部的图示420示出了根据本发明的线性调频符号的瞬时相位。主要特性是所述符号必须被构造为使得符号开始处422的瞬时相位必须与符号结束处424的瞬时相位相同。在其间，例如通过下部的曲线426示出了相位改变。这种相位曲线是相位在根据本发明的原始线性调频符号的整个持续时间上改变的典型方式，即未承载任何数据信息并且因此未被调制的符号。如以下进一步的讨论，原始线性调频符号更特别地用作前导符号，以允许接收机侧快速同步。

本发明要求的符号间的相位连续性意图允许将接收到的线性调频符号与本地产生的线性调频符号结合并且一起处理，而与(分别在一端的发射机和另一端的接收机)产生这两种线性调频符号的独立的低成本时钟系统间存在的必然的频率和/或定时偏置无关。如以下的说明书所述，将由此克服图2中以直接扩频技术(DSSS)说明的同步问题。

如果某人把以上要求除外，则本发明不假设将数据编码到线性调频符号中使得用户数据信息能够被运送到远程位置的任何特定的方式。假设满足上述要求，即结束和开始相位匹配，可以潜在地应用本领域技术人员公知的用于调制载波信号(在本文中为线性调频信号)的全部技术。运输数据信息的标准技术事实上包括调制载波的相位。本发明支持这种类型的数据调制。因此，基于由线性调频符号运输的数据值，可以应用多种相位曲线以生成特定的符号。在任何情况下，如曲线428所示，开始相位和结束相位必须匹配。虽然线性调频符号的调制技术已超出了本发明的范围，但这方面仍在图7中被进一步讨论。

图示510示出了本地生成的线性调频符号512的瞬时频率，即自接收机的时钟系统生成。如前面的附图所示，本示例的扩频因子N是64。在1MHz的芯片速率下，线性调频符号的持续时间是64μS。对于本地时钟系统，所述频率在整个线性调频符号的持续时间上线性增大。

由于同样存在于发射机和接收机之间的假设的定时偏置，对于本地时钟，在一些时间点上可以观察到接收到的线性调频符号514的瞬时频率的急剧改变。梯级(step)的位置取决于这种偏置的实际值。然而，可以结合两种线性调频符号(接收到的和本地生成的线性调频符号)。首先，接收机将接收到的线性调频符号乘以本地生成的共轭的线性调频符号，即频率从F1线性变化到F0(而不是从F0变化到F1)的线性调频符号。之后，建立由所述相乘得到的乘积516，其在本示例中由于时钟系统间的定时偏置而示出了下梯级518。共轭的线性调频符号还必须符合与应用到被发射的线性调频符号的要求相同的要求，即：在开始处的瞬时相位必须与在线性调频符号的结束处的瞬时相位相同。由调制器生成的在线性调频符号开始和结束处的相位可以不必与在解调器处接收到的线性调频符号的开始和结束处的相位相同。特别地，接收到的线性调频符号的整个相位总之由传输信道任意偏移。

此后，在接收到的线性调频符号和本地生成的线性调频符号的各自的样本的64个乘积上执行FFT。然而，如以下所示，重要的是注意到因采样导致的重叠，而在FFT的相同的所谓输出“频率段”中构建了两个乘积频率516。

以下的图示520是图示510在时域中的另一种视图。图示520是以10倍的过度采样(因此，在X轴上的最大值为640)绘制的，以更好地看出乘积526的急剧的频率转换。在本图示中，仅绘出了基带信号的实部，基准522是本地生成的线性调频符号，而标记524表示接收到的线性调频符号。

在现实中，以芯片速率采样两个线性调频符号的乘积，即在本示例中以1MHz的速率采样，由此获得如图5b的图示530中所示的64个样本，其中绘出了实部532和虚部534。

之后，如上所述，在乘积的64个样本上执行FFT。从时域到频域的转换结果如图540所示。Y轴以dB的任意标度(能量比的20log10)示出了包含在FFT的64个频率段中的每一个中的频谱能量。在没有噪声的情况下，如在本图示中假设的，能量集中在FFT 542的单个频率频率段中。如果所述乘积的两个线性调频符号是频率对准的(即具有完全相同的时钟频率的乘积)，则能量集中在相应于具有零频率(DC电平)的正弦曲线的中心频率段544中。观察到的偏移546(即：10个样本)表示存在于两个独立的时钟系统之间的频率和/或定时偏置。频率段的内容同样是具有相关联的振幅和相位的复数。

以上方案在出现如下面的图示550和560所示的高水平噪声时仍然起作用。除噪声以外，图示550与图示520相似，即显示为具有线性调频符号的10倍的过度采样(仅为了便于显示)。本地生成的线性调频符号552显然不具有噪声。接收到的线性调频符号是554并且乘积是556。尽管有噪声，FFT的结果560仍清楚地示出了相应于时钟系统的频率和/或定时偏置的峰值562。

因此，作为基于接收到的线性调频符号与本地生成的共轭的线性调频符号的乘积的FFT的结果，接收机立即获知在两个时钟系统之间存在何种偏置。

因此，无需非常长的采集处理，在所述采集处理期间，必须连续尝试频率和相移的全部可行的组合，从而试图以DSSS技术在完整的扩频序列上获得相关性。总之，如前所述，当需要使用结合长扩频序列的低成本的时钟系统时，将是很难完成的任务。

图示610示出了满足符号间的要求的情况。该图示与图示520类似，即具有10倍的过度采样以便于显示。该图示示出了两个线性调频符号的实部、本地线性调频符号612、接收到的线性调频符号614及其乘积616。右侧的图示620相应于以实际的1倍采样频率获得的结果，即在本示例中以1MHz采样。绘出了所述乘积的实部622和虚部624。

图示630示出了未满足符号间的要求的情况。在本示例中，在F1和F0之间的转换处存在半个周期(π)的偏移632。右侧的图示640相应于以实际的1倍采样频率获得的结果。如上所述，绘出了乘积的实部642和虚部644。

如以下的图示650所示，这对FFT的结果具有显著的影响。如果未符合相位连续性的要求，则在一般情况下，能量在如654所示的全部频率段上扩展。实际上，在用于说明本发明的这个特定的示例中，因为恰好存在转换处的半个周期的相移，所以在一个频率段中发生了相消，由此观察到凹口656。总之，FFT的结果不能被利用。相反，在具有符号间的相位连续性的情况下，结果是所期望的，即积聚在表示频率和/或定时偏置的单个频率段652中，所述频率和定时偏置因独立的时钟系统之间的频率偏置和用于生成线性调频符号的定时偏置而存在。

如上所述，本发明的方案未假设调制线性调频符号和运送数据信息到远程位置的任何特定的方法。

如果通过每个线性调频符号仅发送1比特的信息，则一种直接的方法包括使用上线性调频符号和下线性调频符号，使得二进制1例如由上线性调频符号承载，而0由下线性调频符号710承载。

此处值得注意的是，实施方式的约束可以导致在符号间的边界处引入死区时间712(在所述死区时间期间，发射机关闭)，使得线性调频符号的两个极端频率(F0和F1)之间的受控的转换可以在发射机的内部实现，并且在接收机中解码。之后，相位连续性的要求必须被解释为如若所述符号已正常地继续，即不具有死区时间。

在多路径传输环境中可以要求另一种方法。为了避免由于回波引起的符号间干扰(ISI)，可能需要在符号间引入显著的死区时间714。在此情况下，为了简化接收机，虚拟相位可能需要被归属于所述死区时间，在所述死区时间期间，发射机保持静止。因此，为了遵守符号间的相位连续性的要求，符号必须全部以这种被定义的虚拟相位开始。这样做的方式还可以避免解码误差在连续的符号中积聚。

用于调制线性调频符号的另一种已知的技术包括转动所述符号的频率。可以通过这种方法定义多于两个的状态。例如，如果定义了4个转动722，则在每个符号中可以承载2比特的信息，使得数据速率是符号速率或波特率的两倍。如上相似，可以在每个符号转换和每个可能的转动边界处引入死区时间。

同样，线性调频符号的相位可以被调制，以嵌入要被运输的信息。这样做的一种非常简单的方式包括生成符合的线性调频符号，之后在传输之前在所述线性调频符号上施加例如0度、90度、180度或270度的复杂转动。在这种情况下，虽然多种被调制的符号不再展示出相位连续性的性质，但重要的是注意到，被传输的消息的有效载荷部分可能对此没有要求。实际上，仅消息前导的未被调制(原始)的符号要求所述相位连续性(如图10所示)，从而允许定时和频率偏置信息的采集。一旦接收机与发射机(在定时和频率上)对准，则不再需要相位连续性，因为本地生成的线性调频符号在时间上与被传输的线性调频符号对准，由此可以使用FFT频率段的相位信息来编码信息。

图8描述了根据本发明的基带调制器的示例性实施方式。

本发明不要求如图1中的150所示的根据本发明的调制器的任何特定的实施方式。说明了能够以分立的标准电子组件或以任意形式的集成电路和/或可编程电路嵌入而简单地实现的示例性实施方式。多种可替换的实施方式是可行的。特别地，所述可替换的实施方式可以使用快速傅立叶逆变换(IFFT)，以将信号从频域转换到时域，而用于生成线性调频符号。

在本实施方式中，调制器包括一起构成一种装置的查表或LUT810以及数模转换器或DAC 820，所述装置用于精确控制800任何线性调频符号的瞬时频率和相位。DAC必须是双路DAC，该双路DAC能够生成基带模拟信号的同相位(I)821分量和正交相位(Q)822分量，所述基带模拟信号由如图1所述的RF收发机的发射机分支上变频。I和Q模拟分量通过双路DAC自存储在LUT中的一系列相应的两个二进制字812转换。因此，需要被传输的每种类型的符号被预计算并且存储在通常由ROS(只读存储器)或EPROM(电可编程只读存储器)实现的LUT中。

在一般情况下，需要预定义和存储至少三种符号。这包括未被调制的原始符号，其将主要由任意消息的前导中的接收机使用，以快速同步。这在图10中进一步讨论。之后，要求最小的二进制二级编码。因此，“0”符号和“1”符号同样必须被存储，但是它们中的一个还可以使用原始符号，由此降低对仅两个符号的要求(原始符号还表示例如“0”调制的符号加上“1”调制的符号)。如果线性调频符号的编码被设计为承载多于每个符号2比特(即2n比特)，则可能需要预定义和存储4个、8个以及更多个符号。必须被存储以定义单个符号的二进制字的数量取决于所选择的扩频因子。为了符合本发明的目的，在被传输的基带信号的每个I和Q分量将要求至少1000个词，以精确定义瞬时频率和相应的线性调频符号的相位的情况下，必须使用1000倍的扩频因子。每个被存储的词的宽度(比特数)取决于模拟信号需要被定义的准确度。例如，如果定义了+128/-127的模拟电平的范围，则将存储8比特词，用于定义I和Q分量。

通常，LUT和DAC处于微控制器830的控制下。将被传输的比特流840是例如被连续接收的。将被传输的每个n比特组用于直接寻址或间接寻址(即通过控制器)存储在LUT中的特定的符号。例如，如果线性调频符号的编码由4个电平定义，则在时刻842需要处理两个比特，从而在4个被存储的符号中选择。LUT一般还将包括额外的控制比特，以帮助微控制器执行编码被传输的比特流的任务。

本领域技术人员将意识到，在不背离本发明的精神的情况下，所有类型的修改均可以被引入调制器的上述简要说明中。简化或者相反的更高水平的复杂不得不由调制器的设计者考虑。这极大地取决于所考虑的应用以及被保留以承载用户信息的线性调频符号调制技术的选择。例如，如果图7中所述的第一个简单的调制方案在710中保留，则实际上仅需要存储两种符号：未被调制的上线性调频符号和未被调制的下线性调频符号。其中的任何一个符号还可以如图9中所讨论地用于同步接收机。

图9讨论了解调器的示例性实施方式。

对于所述调制器，本发明不要求解调器的特定的实施方式。特别地，FFT函数940可以使用以软件、固件、硬件或其组合开发的多种技术中的任何技术，自FFT被用于数字信号处理领域以来，设计了所述技术。如图5a、5b、5c所述，接收到的信号被假设为通过RF收发机的接收机分支下变频为具有同相位921和正交相位922分量的模拟基带信号。基带信号的两个分量之后被采样并且通过例如模数转换器ADC 925以一定的速率转换为数字形式，所述速率优选为相应于由发射机使用的用于在线性调频信号上扩展信息的因子。在用于说明前述附图中的本发明的示例中，考虑了64个样本。为了实现本发明期望的接收机灵敏度的增益，而需要使用更大的扩频因子(通常为1000倍的扩频因子)，由此增大了样本数。采样信号925自本地时钟系统获得。之后，被采样的基带信号在数字域中被乘以930本地生成的共轭的线性调频信号，即频率从F1线性变化到F0的线性调频信号。用于生成共轭的线性调频信号的装置可以与用于调制器的装置相同，即共轭的线性调频信号可以被数值地存储在用作数字乘法器930的输入的LUT910中。由接收到的基带信号的ADC 920生成的离散的样本的数量与存储在LUT中的词的数量相等。

基于应用和由所述系统要求的性能，调制器和解调器的LUT可以共享具有适当的多路复用功能(未示出)的相同的硬件，因为在任何情况下，这种收发机一般不被设计为同时发射和接收。对于调制器，整个解调器功能优选为处于微控制器的控制下。一般地，还在调制器和解调器之间共享集中控制功能830。

之后，基于每个样本，将本地生成的线性调频信号与接收到的线性调频信号的乘积应用于离散FFT(DFFT)，以便如图5a、5b、5c所讨论地在频域中变频。因此，FFT的输出频率段的数量与乘积的样本的数量相等。如果由本发明的方法生成的接收到的线性调频信号确实存在于接收信号中，则在FFT的单个频率频率段中将出现能量峰值。相应的频率段表示存在于发射机和接收机系统之间的频率和/或定时偏置。

基于偏置的信息992可以任意地用于调节包括PLL和VCO/NCO990的本地时钟系统的频率，使得其最终与用于后续接收到的线性调频信号的发射机的频率对准。在此情况下，激活的频率段将移动至中心频率段。然而，这可能并非必要的。已收集了线性调频信号乘积的能量的偏置频率段可以恰好被选择942并且直接用于全部后续接收到的线性调频信号。

如果不能在接收到的线性调频信号的帧的整个持续时间上保证本地和/或时钟系统的足够的稳定性，则可能需要在接收机中实现激活的频率段的跟踪系统。

当接收到数据调制的线性调频信号时，被选择的频率段内容被进一步分析(振幅和相位)，以提取编码信息。解码器950的结构高度依赖于数据信息在线性调频信号中的编码方式。图7中建议了一些方法。无论使用了何种方法，解码器均设法提取接收到的数据信息，使得该数据信息可以被传送到处理系统。

同样，应该注意到，图8和9中的调制器和解调器的示例性实施方式假设通过两个模拟信号实现了与RF收发机的接合，每个模拟信号具有同相位(I)和正交相位(Q)分量。基于所考虑的应用和具体实施方式，这种接合也能够以数字形式实现，在此情况下，由于将以相应于使用的扩频因子的速率以数字形式传送或接收I和Q，因此DAC 820和ADC 920将不再是必要的。

图10以示例简单地讨论并且说明了运送并且接收线性调频符号的帧。

在本发明的情况下，为了将用户数据信息运送到远程位置，数据帧必须包括前导，该前导优选为包括一些未被调制的原始线性调频信号。前导将由监听接收机使用，以快速同步并且捕捉由远程发射机发送的消息。如上所述，这可以仅包括选择其中出现了能量峰值的输出FFT频率段。在本发明的典型的应用中，远程发射机可以仅被保持上电足够长的时间，以传输用户信息，并且可能的话，自接收部件接收确认。这可通过传输和接收部件上的低复杂度的接收机来实现。利用直接扩频技术，发射机将具有相同的复杂度。收发机的接收机部分在实践中不可如前所述地实现。

因此，如1010所示的数据帧包括作为前导1012的一些未被调制的线性调频信号。用户信息被承载在随后的线性调频信号1014中。

在实现本发明的优选的模式中，所述前导包括未被调制的5个线性调频符号。之后，监听接收机分析在期望的RF发射频率上接收的信号。这在4个连续的符号持续时间的滑动窗上完成，使得所述前导可以被整体地包含在如图所示的窗中。在每次试图检索前导1018时，窗偏移一个符号的持续时间(即接收到的信号的N个样本，其中N是所使用的扩频因子)。

为了便于作为快速建立通信链路的关键点的前导的检测，增加4个连续FFT的结果并对其求均值，因此可以期望接收机检测电平的额外的6dB的增益。为了真正实现该增益，必须在考虑信号的振幅和相位的情况下，在复数域中执行FFT结果的增加。

因此，如前面的说明书所述，实现本发明的方案的收发机能够允许发射机和接收机之间的任意传播延迟以及所述发射机和接收机的时钟系统之间的显著的频率和/或定时偏置。可以容易地接纳带宽的+/-10％的频率偏移。在用于说明蓝牙收发机的发明的示例中，可用的带宽是1MHz，并且载波频率处于2.4GHz的ISM范围内。因此，带宽的10％表示100kHz，即载波频率的+/-40ppm。容易获得支持本说明书的低成本的振荡器。对于以上的频率偏移，在损失接收机的灵敏度的情况下，预算了不大于1dB的补偿。如果时钟频率偏移变得更大，则所述损失将增大，直至两个系统的时钟偏移整个带宽的值(1MHz)，在此情况下，由于接收机将不捕捉被发射的信号的任何信息，因此不可能进行任何通信。

同样，在发射机已经开始广播信号之后，监听接收机的采集时间非常迅速，这与能够以传统的DSSS技术实现的情况相反。本发明的方案依赖于FFT能够被计算的速度。FFT计算是在理论、研究和工业领域中获得了极大关注的学科。出版了关于该学科的不计其数的出版物和实施报告。明确建立的是FFT系统的计算复杂度增大为：O(N x(log(N)+1))，其中在此情况下N是扩频因子，同时还建立的是DSSS增大为：O(N³)。这种巨大的差异说明了本发明获得了采集时间的巨大改进。

因此，根据本发明的调制器和解调器可以代替现有的低成本收发机系统(例如蓝牙收发机)中的相应组件，从而在以相应减小数据速率为代价的情况下显著增大通信距离。因此，RF组件可以保持相同，避免了任何新的RF通信产品所要求的昂贵且长时间的质量鉴定。

本发明对用于基于蓝牙标准的产品类似的现有产品的、遥感勘测、远程监控和监视领域中的不计其数的新应用敞开了大门。

Claims

1.一种通信系统，包括调制器(150)，该调制器用于生成线性调频信号(310)，该线性调频信号的目标在于在通信信道的指定的频谱带宽上扩展信息信号的频谱，所述线性调频信号具有初始瞬时频率(312)和不同的最终瞬时频率(314)，所述调制器的特征在于其包括：

用于自同相位控制信号(821)和正交相位控制信号(822)控制(800)所述线性调频信号的装置，所述同相位控制信号和正交相位控制信号在复数平面内的所述线性调频信号的整个持续时间上共同定义用于所述线性调频信号的恒定振幅和瞬时相位；

并且进一步的特征在于所述调制器被配置为使得：

以所述瞬时相位在复数平面内通过所述同相位控制信号和所述正交相位控制信号改变的速度而获得瞬时频率；

所述瞬时频率在所述初始瞬时频率和所述最终瞬时频率(414)之间线性地改变；

所述线性调频信号的初始瞬时相位和最终瞬时相位相等(422，424)。

2.如权利要求1所述的通信系统，所述通信系统被配置为通过在所述线性调频信号的整个持续时间上指定瞬时相位值(426)的曲线而定义原始线性调频符号。

3.如权利要求1或2所述的通信系统，所述通信系统被配置为使得通过进一步指定瞬时相位值(420)的多个曲线而使信息信号嵌入在所述线性调频信号中，每个所述瞬时相位值定义被不同调制的线性调频符号。

4.如权利要求1所述的通信系统，所述通信系统被配置为使得通过指定所述最终瞬时频率(314)分别高于或低于所述初始瞬时频率(312)而定义上线性调频符号和下线性调频符号。

5.如权利要求1或2所述的通信系统，所述通信系统被配置为使得定义至少两种不同的线性调频符号(710)中的最小值。

6.如权利要求1或2所述的通信系统，所述通信系统被配置为使得被发射的线性调频符号的帧包括一个或更多个原始线性调频符号的前导(1012)。

7.如权利要求1或2所述的通信系统，所述通信系统被配置为使得通过死区时间分离线性调频符号，在所述死区时间期间，发射机保持静止(712)。

8.如权利要求1所述的通信系统，所述通信系统适于驱动现有的通信系统的无线电部件，以便增大所述系统允许的通信距离。

9.如权利要求8所述的通信系统，其中所述现有的通信系统是蓝牙设备。

10.一种通信系统，包括解调器(180)，该解调器用于接收具有初始瞬时频率(312)和不同的最终瞬时频率(314)的线性调频信号(310)，所述解调器的特征在于其包括：

用于在时域中对接收到的所述线性调频信号进行离散采样(925)的装置，从而获得相应于扩频因子的多个样本，所述扩频因子用于生成所述线性调频信号，所述解调器进一步包括用于在整个线性调频信号的持续时间上均匀分布样本的装置以及用于在复数平面内自相关联的同相位分量(921)和正交相位分量(922)来处理接收到的所述线性调频信号的装置；

用于在本地生成共轭的线性调频信号(910)并且交换所述初始瞬时频率和所述最终瞬时频率的值同时保持所述共轭的线性调频信号的初始瞬时相位和最终瞬时相位相等的装置；

用于使接收到的所述线性调频信号乘以(930)在本地生成的所述共轭的线性调频信号以获得乘积信号的装置；

用于执行所述乘积信号的离散傅立叶变换(940)以使其变换到频域中的装置；

用于选择(942)其中出现了能量峰值的所述离散傅立叶变换的单个输出斜坡道的装置；

用于分析(950)所选择的所述单个输出斜坡道的内容以确定接收到了哪个线性调频符号，进一步解码和传送接收到一个或多个比特的任意信息信号的装置。

11.如权利要求10所述的通信系统，所述通信系统被配置为使得被选择的所述单个输出斜坡道(942)的位置表示在发射和接收通信系统的时钟系统之间存在何种频率和/或定时偏置。

12.如权利要求10所述的通信系统，所述通信系统被配置为使得被选择的所述单个输出斜坡道的位置用于基于发射时钟系统调节(992)接收时钟系统(990)。

13.如权利要求10-12中任意一个权利要求所述的通信系统，其中所述解调器被配置为分析在滑动窗(1016)上接收到的线性调频信号，所述滑动窗包含多个原始线性调频符号，并且其中所述滑动窗在每个分析步骤中在整个线性调频符号的持续时间(1018)上滑动。

14.如权利要求10所述的通信系统，所述通信系统被配置为使得增加前导的两个或更多个原始线性调频符号，以提高所述解调器的检测电平。

15.如权利要求10所述的通信系统，所述通信系统适于驱动现有的通信系统的无线电部件，以便增大所述系统允许的通信距离。

16.如权利要求15所述的通信系统，其中所述现有的通信系统是蓝牙设备。

17.一种通信系统，包括根据权利要求1-9中任一权利要求所述的通信系统中的调制器(150)和根据权利要求10-16中任一权利要求所述的通信系统中的解调器(180)。