CN103873106B - 一种类噪声Chirp基Q-CCSK扩频通信方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种类噪声Chirp基正交循环移位键控（Q-CCSK）扩频通信方法，属于无线通信技术领域。本发明方法利用类噪声Chirp信号良好的自相关特性及不同调频率的类噪声Chirp信号的互相关特性，将类噪声Chirp信号作为Q-CCSK扩频调制的基函数，具有较大的多普勒容限，能够抵抗大多普勒频偏，从而缩短高动态环境下的信号捕获时间，提高无线通信的安全性，通过Q-CCSK调制技术对信号分段循环移位来携带信息，有效提高扩频通信的频带利用率。

Description

一种类噪声Chirp基Q-CCSK扩频通信方法

技术领域

本发明涉及一种类噪声Chirp基正交循环移位键控（Q-CCSK）扩频通信方法，属于无线通信技术领域。

背景技术

在高动态航天测控环境中，测控站和测控目标之间存在高速相对运动，因此测控信号会具有较大的多普勒频偏。传统扩频测控信号的相关性能受多普勒频偏影响很大（多普勒容限仅为相关时间倒数的1/2），因此捕获过程需要进行频率、时延的二维搜索，捕获时间大大增加，测控的实时性受到严重影响。Chirp信号又称线性调频信号，其相关的过程对多普勒频移不敏感，因此将Chirp信号应用于航天测控领域能够有效缩短高动态环境下测控信号的捕获时间。但是Chirp信号具有明显的时频特征，将其用于无线测控通信容易被非协作方截获，安全性较差；与此同时，传统的Chirp扩频通信调制一个符号只能携带1bit信息，其频谱利用率很低。

为提高Chirp信号的安全性，MARKA.GOVONI等人在文章《LowProbabilityofInterceptionofanAdvancedNoiseRadarWaveformwithLinear-FM》（IEEETrans.AerospaceandElectronicSystems,2013,49(2):1351-1356.）中提出了一种具有类噪声特性的Chirp信号。文章通过给Chirp信号增加随机幅度和随机相位来增强Chirp信号的类噪声特征，从而提高信号的安全性，与此同时，所提信号依然可以保留一定的多普勒容限。

发明内容

本发明的目的是为解决传统Chirp扩频通信频谱利用率低的问题，提出一种类噪声Chirp基Q-CCSK扩频通信方法。利用类噪声Chirp信号良好的自相关特性及不同调频率的类噪声Chirp信号的互相关特性，将类噪声Chirp信号作为Q-CCSK扩频调制的基函数，能够有效抵抗大多普勒频偏，缩短接收端捕获跟踪时间，提高无线通信的安全性，并通过Q-CCSK调制技术有效提高扩频通信的频带利用率。

本发明的技术方案具体包括如下步骤：

步骤一、发送端产生一个调频率为μ，码长为T的连续Chirp信号对其按时间Δt等间隔采样，得到正调频率的离散Chirp信号(0≤n≤N-1)，其中N为离散Chirp信号的采样点数，其向量的形式为：

$s=\left[\begin{array}{c}{e}^{\mathrm{j\π\μ}{0}^2}\\ e^{\mathrm{j\π\μ}{1}^2}\\ .\\ .\\ .\\ e^{\mathrm{j\π\μ}{(N-2)}^2}\\ e^{\mathrm{j\π\μ}{(N-1)}^2}\end{array}\right]$

步骤二、分别生成一组服从瑞利分布的幅度向量a和一组服从均匀分布的相位向量p：

$a=\left[\begin{array}{c}{a}_0\\ a_1\\ .\\ .\\ .\\ a_{N-2}\\ a_{N-1}\end{array}\right],$ $p=\left[\begin{array}{c}{e}^{\mathrm{j\κ}{p}_0}\\ e^{\mathrm{j\κ}{p}_1}\\ .\\ .\\ .\\ e^{\mathrm{j\κ}{p}_{N-2}}\\ e^{\mathrm{j\κ}{p}_{N-1}}\end{array}\right].$

其中p_i∈[0,2π](0≤i≤N-1)，κ（0≤κ≤1）为相位尺度因子。

步骤三、将步骤一产生的离散Chirp信号分别乘上步骤二产生的幅度向量a和相位向量p，得到正调频率的类噪声Chirp基序列v₁，再将所得序列v₁作前后翻转得到负调频率的Chirp基序列v₂。

$v_1=\mathrm{aopos}=\left[\begin{array}{c}{a}_0{e}^{j(\mathrm{\κ}{p}_0+{\mathrm{\π\μ}0}^2)}\\ a_1{e}^{j(\mathrm{\κ}{p}_1+{\mathrm{\π\μ}1}^2)}\\ .\\ .\\ .\\ a_{N-2}{e}^{j(\mathrm{\κ}{p}_{N-2}+\mathrm{\π\μ}{(N-2)}^2)}\\ a_{N-1}{e}^{j(\mathrm{\κ}{p}_{N-1}+\mathrm{\π\μ}{(N-1)}^2)}\end{array}\right],$ $v_2=\left[\begin{array}{c}{a}_{N-1}{e}^{j(\mathrm{\κ}{p}_{N-1}+\mathrm{\π\μ}{(N-1)}^2)}\\ a_{N-2}{e}^{j(\mathrm{\κ}{p}_{N-2}+\mathrm{\π\μ}{(N-2)}^2)}\\ .\\ .\\ .\\ a_1{e}^{j(\mathrm{\κ}{p}_1+\mathrm{\π\μ}{1}^2)}\\ a_0{e}^{j(\mathrm{\κ}{p}_0+\mathrm{\π\μ}{0}^2)}\end{array}\right].$

步骤四、把需要调制的二进制序列T_x的码片按照奇数序号和偶数序号分成两路T_x1和T_x2，然后分别对T_x1和T_x2以CCSK的调制阶数M为长度进行分段（其中M取小于N的任意正整数），将得到二进制序列块，再分别映射成以x＝2^M为模的十进制序列D₁和D₂。

步骤五、以长度L_d（其中L_d≤[N/M]，[·]表示取整）为间隔，将步骤三生成的正负调频率的类噪声Chirp信号v₁和v₂均匀分成x段 ${\tilde{v}}_1=\{v_{\mathrm{1,1}}{v}_{\mathrm{1,2}}{v}_{\mathrm{1,3}}...v_{1,x-2}{v}_{1,x-1}{v}_{1,x}\}$ 和 ${\tilde{v}}_2=\{v_{\mathrm{2,1}}{v}_{\mathrm{2,2}}{v}_{\mathrm{2,3}}...v_{2,x-2}{v}_{2,x-1}{v}_{2,x}\},$ 并按照步骤四生成的十进制序列D₁和D₂，分别对类噪声Chirp信号和的各段进行向右循环移位，当D₁＝1则循环右移一段，得到当D₁＝2则循环右移两段，得到 ${\tilde{v}}_1=\{v_{1,x-1}{v}_{1,x}{v}_{\mathrm{1,1}}...v_{1,x-4}{v}_{1,x-3}{v}_{1,x-2}\};$ ……；以此类推，完成CCSK调制。

步骤六、将步骤五生成的两路经过CCSK调制的类噪声Chirp信号和叠加，合成一路信号上变频到射频后通过天线发送出去。

步骤七、接收端接收信号，然后下变频到基带，低通滤波得到基带信号R_v，再分别与本地类噪声Chirp序列v₁′和v₂′做相关运算，得到两个相关序列R₁和R₂。其中v₁′是由两个类噪声Chirp基序列v₁首尾相接而成的一个两倍长度的序列v₁′＝{v₁,v₁}，同样的方法，用两个类噪声负调频率的Chirp基序列v₂首尾相接生成v₂′，v₂′＝{v₂,v₂}。

R₁＝xcorr(R_v,v₁′)，R₂＝xcorr(R_v,v₂′)

其中，xcorr(·)表示相关运算。

步骤八、利用通信双方协定的CCSK调制分段长度L_d，分别在相关序列R₁和R₂的第L_d,2L_d,3L_d,…,(M-2)L_d,(M-1)L_d,M·L_d点处进行抽样并比较大小，得到最大峰值；并根据最大峰值的位置D₁′·L_d和D₂′·L_d解调出对应的十进制序列D₁′和D₂′。

步骤九、将步骤八得到的序列D₁′和D₂′分别映射成M位的二进制序列R_x1和R_x2，并以R_x1和R_x2的各码片分别作为输出序列R_x的第奇数位和第偶数位，完成通信的信息传输。

有益效果

对比现有技术，本发明的优点有：

①具有较大的多普勒容限，能够抵抗大多普勒频偏，从而缩短高动态环境下的信号捕获时间；

②由于基函数具有类噪声特性，能够有效增强通信传输的安全性，；

③通过对信号分段循环移位来携带信息，能够有效提高系统的频谱利用率。

附图说明

图1为现有技术的Chirp信号和类噪声Chirp信号的时频特征对比图，其中（a）为Chirp信号时域波形，（b）为Chirp信号频谱图，（c）为Chirp信号自相关函数图，（d）为Chirp信号互相关函数图，（e）为类噪声Chirp信号时域波形，（f）为类噪声Chirp信号频谱图，（g）为类噪声Chirp信号自相关函数图，（h）为类噪声Chirp信号互相关函数图；

图2为具体实施方式中类噪声Chirp基的Q-CCSK扩频通信系统框图；

图3为具体实施方式中类噪声Chirp信号分成4段时，接收端CCSK相关解调图，其中（a）为调制信息为0时的相关解调模型，（b）为调制信息为1时的相关解调模型，（c）为调制信息为2时的相关解调模型，（d）为调制信息为3时的相关解调模型，（e）为调制信息为0时的相关函数图，（f）为调制信息为1时的相关函数图，（g）为调制信息为2时的相关函数图，（h）为调制信息为3时的相关函数图；

图4为具体实施方式中不同相位尺度因子κ下的抗多普勒频偏性能对比；

图5为具体实施方式中相位尺度因子κ为0.3时不同多普勒频移下的误码率曲线；

图6为具体实施方式中相位尺度因子κ为0.7时不同CCSK分段长度下的误码率曲线。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明技术方案进行解释。

本发明提出的一种类噪声Chirp基的Q-CCSK扩频通信方法如图2所示。利用Chirp信号大时宽带宽积和对多普勒频移不敏感的特性，以Chirp-BOK技术正负调频率Chirp信号间的准正交性为基础，通过将Chirp信号类噪声化实现低截获安全通信，并引入CCSK技术提高系统的频谱利用率和信息传输速率。

下面结合Chirp扩频匹配滤波解调的定义和性质，给出本发明的原理分析及理论推导过程。

假设码长为T，调频率为μ的chirp信号表示如下：

其中为方波信号，f₀为中频，为初始相位。

一般情况下由于使用的chirp信号BT＞＞1，所以可以进行脉冲压缩，这个特性被广泛应用于雷达系统。对chirp信号进行脉冲压缩即将chirp信号通过匹配滤波器，该滤波器的脉冲响应也是一个线性调频信号，但是调频率为输入线性调频信号的相反数。下面推导chirp信号通过匹配滤波器后的输出。

设输入为s_i(t)，则匹配滤波器的脉冲响应及对应得输出为：

h(t)＝s_i(t₀-t)，0＜t＜t₀

$s_o\left(t\right)=s_i\left(t\right)*h\left(t\right)={\∫}_{-\∞}^{+\∞}{s}_i(t-y)h\left(y\right)\mathrm{dy}={\∫}_{-\∞}^{+\∞}{s}_i(t-y)s_i(t_0-y)\mathrm{dy}$

令t₀-y＝x，t₀-t＝t₁

则 $\begin{array}{c}{s}_o\left(t\right)=s{\∫}_{-\∞}^{+\∞}{s}_i(x-t_1)s_i\left(x\right)\mathrm{dy}\\ =A^2{\∫}_{-\∞}^{+\∞}\mathrm{rect}\left(\frac{x}{T}\right)\mathrm{rect}\left(\frac{x-t_1}{T}\right)\cos \left[2\mathrm{\π}(f_{0}x+\frac{1}{2}{\mathrm{\μx}}^2)\right]\cos \left\{2\mathrm{\π}\right[f_0(x-t_1)+\frac{1}{2}\mathrm{\μ}{(x-t_1)}^2\left]\right\}\end{array}$

对两个余弦函数的乘积做积化和差后忽略高频部分（认为其积分很小）则

$\begin{array}{c}{s}_o\left(t\right)=\frac{1}{2}{A}^2{\∫}_{-\∞}^{+\∞}\mathrm{rect}\left(\frac{x}{T}\right)\mathrm{rect}\left(\frac{x-t_1}{T}\right)\cos \left[2\mathrm{\π}(f_0{t}_1+\mathrm{\μx}{t}_1-\frac{1}{2}{\mathrm{\μt}}_1^2)\right]\mathrm{dx}\\ =\frac{A^{2}T}{2}\·\frac{\sin [\mathrm{\π}{\mathrm{Bt}}_1(1-\frac{\left|t_1\right|}{T})}{\mathrm{\π}{\mathrm{Bt}}_1}\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_0{t}_1\right),\left|t\right|\≤T\end{array}---\left(1\right)$

a.近似正交性

一般认为不同调频率的chirp信号之间具有近似正交特性，为此首先分析其互相关函数。

设： $s_1\left(t\right)=\mathrm{Arect}\left(\frac{t}{T}\right)\cos (2\mathrm{\π}{f}_{1}t+{\mathrm{\π\μt}}^2),s_2\left(t\right)=\mathrm{Arect}\left(\frac{t}{T}\right)\cos (2\mathrm{\π}{f}_{2}t-\mathrm{\π}{\mathrm{\μt}}^2)$

其中：f₂-f₁＝μT＝B。

则互相关函数： $\mathrm{\ρ}=\frac{1}{E}{\∫}_0^T{s}_1\left(t\right)s_2\left(t\right)\mathrm{dt}$

在载频较高的情况下认为E＝A²T/2，略去高频部分的积分，则 $\mathrm{\ρ}=\frac{1}{2T\sqrt{\mathrm{\μ}}}\left\{\cos \left(\frac{\mathrm{\π}}{2}{q}^2\right)\right[C(2\sqrt{\mathrm{\μ}}T-q)+C\left(q\right)]+\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{2}{q}^2\right)[S(2\sqrt{\mathrm{\μ}}T-q)+S\left(q\right)\left]\right\}---\left(2\right)$

其中 $p=2\sqrt{\mathrm{\μ}}t-q,q=\frac{B}{\sqrt{\mathrm{\μ}}}.C\left(x\right)={\∫}_0^x\cos \left(\frac{\mathrm{\π}}{2}{x}^2\right)\mathrm{dx},S\left(x\right)={\∫}_0^x\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{2}{x}^2\right)\mathrm{dx}$ 为Fresnel积分。

又 $\sqrt{D}=\sqrt{\mathrm{BT}}=T\sqrt{\mathrm{\μ}}=\frac{B}{\sqrt{\mathrm{\μ}}}$

所以 $\mathrm{\ρ}=\frac{1}{\sqrt{D}}[\cos \left(\frac{\mathrm{\π}}{2}D\right)C\left(\sqrt{D}\right)+\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{2}D\right)S\left(\sqrt{D}\right)]---\left(3\right)$

也就是说，在B、T、中间频率相等，调频率互为相反数的情况下，互相关函数只与时宽带宽积有关。显然，当D很大时调频率不同的两个chirp信号是相互正交的。实际能通过选取D，使其达到正交。

b.抗多普勒频偏性能

当通信双方存在相对速度，表现到接收到的信号就存在一个频率偏移，为多普勒频移。在实际的通信应用中，由于收发双方的环境不一样，两边的本振不可能做到完全一样，用锁相环也不可能做到完全的频率同步。这些所有的频偏可用f_d来表示，后面会用多普勒频移来指代。下面分析频率偏移对匹配滤波解调的影响。

Chirp信号通过其特有的时频耦合特性来抗多普勒频移的影响，时域的偏移可以转化到频域抵消多普勒频移产生的影响。

上式中s(t)表示chirp信号，τ为时延；从（4）式可以看出，当f_d＝μτ时，由于通常情况无线通信链路的多普勒频移f_d远小于CSS系统带宽B，可得时延也应该远小于chirp信号的码长即δ＝πμτ²-2πf₀τ是一个很小的数，可以忽略不计。从而将（4）式表示成如下形式：

当存在多普勒频移时，匹配滤波器的输出近似为：

$s_o(t,f_d)=\frac{A^{2}T}{2}\·\frac{\sin \left[\mathrm{\π}(\mathrm{B\τ}-f_{d}T)\right]}{\mathrm{\π}(\mathrm{B\τ}-f_{d}T)}\cos \left[2\mathrm{\π}(f_0+\frac{f_d}{2})\mathrm{\τ}\right]---\left(6\right)$

由式（6）可知，多普勒频移带来的影响包括：输出波形在时间轴上水平移动，峰值幅度的降低和主瓣变宽。

峰值点在时间轴上的平移为事实上，一般情况下调频率μ很大，所以平移很小。由于

$t_d=\frac{f_d}{\mathrm{\μ}}=\frac{f_d}{B}T$

作为扩频数字通信中应用，f_d＜＜B，从而t_d＜＜T，一般情况下，每个码子采有限个点，所以对于普通的多普勒频移而言，这个时移造成的影响几乎可以忽略。

通过向Chirp信号加入服从瑞利分布的幅度和服从均匀分布的相位实现信号波形和频谱的噪声化，利用相位尺度因子κ调节相位的分布范围，控制信号的噪声化程度，同时保留一定的多普勒容限。当尺度因子κ为0时，信号表现为Chirp信号的性质，对多普勒频移不敏感，同时频谱为平台型，特征明显，类噪声性能差；当尺度因子κ为1时，信号完全表现为噪声性质，抗截获能力强，但是不再具有抗多普勒频移的性能；当尺度因子κ在0到1范围内变化时，随着κ的增大，信号不断趋近于噪声，类噪声性能逐渐增强，多普勒容限相应减小。

c.Q-CCSK调制

正负调频率的类噪声Chirp信号间依然具有较好的正交特性，可用于正交调制，相互干扰小。但是在多普勒频移较大的情况下，其准正交性会遭到较大的破坏，相互干扰增大，导致接收方无法解调信息。针对存在大多普勒频移的情况，采用只用一路传输信息，以降低解调误码率。

Chirp信号利用时频耦合特性对多普勒频移不敏感，匹配滤波结果将多普勒频偏表现为相关峰位置的偏移，从式（6）中可以看出，相关峰位置的偏移和多普勒频偏大小的关系在Chirp-BOK系统中，匹配滤波解调结果只与相关峰值的大小有关，而与相关峰的位置无关，且由f_d＝t_dμ,(-T/2≤t_d≤T/2)，而B＝μT，可得Chirp-BOK的多普勒容限为[-0.5B,0.5B]。但是Chirp-CCSK调制通过相关峰的位置解调信息，相关峰落在某一分段区间具有固定的映射关系解调出信息，当多普勒频移较大时会超出CCSK分段区间而导致解调出错。因此类噪声Chirp-CCSK系统的多普勒容限与CCSK的分段长度有关，将类噪声Chirp信号均匀分成N段用于CCSK调制，解调时可用于相关峰位置搜索的范围为T/N，从而我们可得类噪声Chirp-CCSK系统的多普勒容限为[-B/(2N),B/(2N)]。

同时，类噪声Chirp信号自相关性能随着相位尺度因子κ的增加而提高，更加符合作为CCSK调制技术基函数的要求。CCSK是一种(M,k)软扩频信号，在相同的信道带宽和码长度条件下，CCSK相比直接扩频信号具有更高的信息传输速率。CCSK通过选用一个周期自相关特性优良的函数c(n)作为基函数，并用c(n)的循环移位版本携带信息调制载波。循环移位序列可以表示为下面的形式：

$C_m\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}c(n+\mathrm{m\Δ})& (0\≤n\≤T_a-\mathrm{m\Δ})\\ c(n-T_a+\mathrm{m\Δ})& (T_a-\mathrm{m\Δ}\≤n\≤T_a)\end{array}\right.$

其中m为承载的十进制信息，T_a为原始序列的周期，Δ为最小移位长度。

在接收端，通过搜索循环相关峰的位置来进行解调。相关运算的表达式如下：

y(t)＝xcorr(s(t),r(t))

$m=\arg \underset{t}{\max \left(y\left(t\right)\right)}$

理想情况下，CCSK基函数的自相关性能非常好，表现为一个冲击函数，可以利用基函数逐个采样点移位来携带信息。而在实际情况中，由于类噪声Chirp信号的自相关函数主瓣具有一定的宽度，且信道存在噪声和多普勒频移的影响，相关峰的位置会产生偏移，因此本发明采用的是对类噪声Chirp信号以一定的分段长度L_d分段循环移位来携带信息。在类噪声Chirp信号持续时间T和采样间隔Δt一定的情况下，分段越多，相应的一个符号可以携带信息也越多。

对于M进制CCSK，其频谱效率为：

${\mathrm{\η}}_{\mathrm{CCSK}}=\frac{{\log }_2\left(M\right)}{B}(\mathrm{bps}/\mathrm{Hz})$

由于接收端通过相关峰值的位置来解调信息，分段长度L_d变短，相关峰值可以搜索的区间相应缩短，在相同的信噪比下误码率提高，如图6所示。

下面为了说明本发明所述的系统及算法的有效性，这里给出具体仿真实例及分析。

首先给出传统CCSK技术调制信息对应的序列与码片平移之间的对应关系，这里假设基函数f₀包含32个码片[0110011000110101001111001010011001]，一个符号传输5bit信息，调制信息序列以32为模，如表1所示。

表1传统CCSK调制对应关系

本发明中采用的是以类噪声Chirp信号v₁和v₂为基函数，通过对基函数等间隔分段的形式代替传统CCSK技术中码片的概念。以分段的正调频率类噪声Chirp信号为例，其中v_1,i(1≤i≤32)表示v₁分段之后的第i段信号，如表2所示：

表2类噪声Chirp-CCSK调制对应关系

接收端进行相关解调之后的相关峰值的位置具有以上类似的关系，可通过对应的关系解调出信息。

下面结合具体信号实例对本发明做详细说明：

在本仿真实验中，本实例采用带宽为10MHz，脉冲宽度为10μs、调频率为1×10¹²Hz/s的线扫频脉冲信号。以96MHz的采样频率对Chirp信号进行采样，得到960个采样点。同样的，产生960点的服从均匀分布的伪随机相位序列p和服从瑞利分布的幅度序列a，分别选取伪随机相位尺度因子κ为0，0.3，0.5，0.7和1产生类噪声Chirp信号。

如图1所示，明显看到当相位尺度因子κ为0时信号表现为Chirp信号，时频特征明显，而当κ为1时表现为类噪声特性，非合作方无法从时频特征分析出信号存在，提高了系统的抗检测性能。

同时，伪随机相位尺度因子κ的不同也表现为抗多普勒频移性能的差异，我们仿真了多普勒频移从-5MHz到5MHz之间变化，对接收端相关峰值大小的影响，由附图4可以看出，当κ为0时对多普勒频移不敏感，抗多普勒频移性能随着κ的增大而下降，当κ为1时，类噪声Chirp信号不再表现出抗多普勒频移性能。

因此，本实例分别选取了在多普勒频偏为100kHz、500kHz、1MHz和不存在多普勒频偏的理想情况下，正负调频率类噪声Chirp信号同时传输信息的误码率曲线。将类噪声Chirp信号均匀分成4段作为Q-CCSK调制的基函数，进行10000次MonteCarlo仿真。可以看到，在不存在多普勒频偏的情况下通信性能较好，当E_b/N₀为18dB时对应的误码率为10^-4，当多普勒频移为300kHz、500kHz以及1MHz时，随着多普勒频移的增大，误码率也相应增大。但是即使将多普勒频移增大到1MHz时，系统仍具有较好的误码率性能。

此外，CCSK调制通过对类噪声Chirp信号进行分段循环移位来携带信息，选取以240个采样点为分段长度，对类噪声Chirp信号均匀分成4段进行CCSK调制的模型图和相关函数。如图3所示，在接收端CCSK解调时采用两段加长的方式分别与接收信号进行相关运算，可以补偿发送信号由于循环移位之后对相关峰值产生的衰减，同时从图3可以看出在相关函数上表现出多个峰值的现象，在解调时只需截取中间相当于类噪声Chirp信号采样点数的一段即可，并根据峰值位置的不同解调出相应的信息序列。

根据以上分析，本实例分别选取了CCSK调制的分段长度为240、120和60对类噪声Chirp信号进行分段移位，相应一个符号可以携带信息为2bit、3bit和4bit，做10000次的MonteCarlo仿真实验，可以得到不同分段长度下的通信误码率性能如图6所示。从图中看出，类噪声Chirp信号分段越多，一个符号可以携带信息也就也多，同样在相同的信噪比条件下表现出的误码率性能变差，因此可以根据实际信道情况以及通信误码率的要求，合理选择CCSK调制的分段长度，实现系统通信性能与信息传输速率的折中。

以上所述的具体描述，对发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (2)

1.一种类噪声Chirp基Q-CCSK扩频通信方法，其特征在于：具体包括如下步骤：

步骤一、发送端产生一个调频率为μ，码长为T的连续Chirp信号对其按时间Δt等间隔采样，得到正调频率的离散Chirp信号0≤n≤N-，1其中N为离散Chirp信号的采样点数，其向量的形式为：

$s=\left[\begin{array}{c}{e}^{j\mathrm{\π}\mathrm{\μ}{0}^2}\\ e^{j\mathrm{\π}\mathrm{\μ}{1}^2}\\ \·\\ \·\\ \·\\ e^{j\mathrm{\π}\mathrm{\μ}{(N-2)}^2}\\ e^{j\mathrm{\π}\mathrm{\μ}{(N-1)}^2}\end{array}\right]$

步骤二、分别生成一组服从瑞利分布的幅度向量a和一组服从均匀分布的相位向量p：

$a=\left[\begin{array}{c}{a}_0\\ a_1\\ \·\\ \·\\ \·\\ a_{N-2}\\ a_{N-1}\end{array}\right],$ $p=\left[\begin{array}{c}{e}^{{\mathrm{j\κp}}_0}\\ e^{{\mathrm{j\κp}}_1}\\ \·\\ \·\\ \·\\ e^{{\mathrm{j\κp}}_{N-2}}\\ e^{{\mathrm{j\κp}}_{N-1}}\end{array}\right];$

其中p_i∈[0,2π],0≤i≤N-1，κ为相位尺度因子，0≤κ≤1；

步骤三、将步骤一产生的离散Chirp信号分别乘上步骤二产生的幅度向量a和相位向量p，得到正调频率的类噪声Chirp基序列v₁，再将所得序列v₁作前后翻转得到负调频率的Chirp基序列v₂；

$v_1=aopos=\left[\begin{array}{c}{a}_0{e}^{j({\mathrm{\κp}}_0+\mathrm{\π}\mathrm{\μ}{0}^2)}\\ a_1{e}^{j({\mathrm{\κp}}_1+\mathrm{\π}\mathrm{\μ}{1}^2)}\\ \·\\ \·\\ \·\\ a_{N-2}{e}^{j({\mathrm{\κp}}_{N-2}+\mathrm{\π}\mathrm{\μ}{(N-2)}^2)}\\ a_{N-1}{e}^{j({\mathrm{\κp}}_{N-1}+\mathrm{\π}\mathrm{\μ}{(N-1)}^2)}\end{array}\right],$ $v_2=\left[\begin{array}{c}{a}_{N-1}{e}^{j({\mathrm{\κp}}_{N-1}+\mathrm{\π}\mathrm{\μ}{(N-1)}^2)}\\ a_{N-2}{e}^{j({\mathrm{\κp}}_{N-2}+\mathrm{\π}\mathrm{\μ}{(N-2)}^2)}\\ \·\\ \·\\ \·\\ a_1{e}^{j({\mathrm{\κp}}_1+\mathrm{\π}\mathrm{\μ}{1}^2)}\\ a_0{e}^{j({\mathrm{\κp}}_0+\mathrm{\π}\mathrm{\μ}{0}^2)}\end{array}\right];$

步骤四、把需要调制的二进制序列T_x的码片按照奇数序号和偶数序号分成两路T_x1和T_x2，然后分别对T_x1和T_x2以Q-CCSK的调制阶数M为长度进行分段，M取小于N的任意正整数；将得到二进制序列块，再分别映射成以x＝2^M为模的十进制序列D₁和D₂；

步骤五、以长度L_d为间隔，将步骤三生成的正负调频率的类噪声Chirp信号v₁和v₂均匀分成x段和并按照步骤四生成的十进制序列D₁和D₂，分别对类噪声Chirp信号和的各段进行向右循环移位，完成Q-CCSK调制；

步骤六、将步骤五生成的两路经过Q-CCSK调制的类噪声Chirp信号和叠加，合成一路信号上变频到射频后通过天线发送出去；

步骤七、接收端接收信号，然后下变频到基带，低通滤波得到基带信号R_v，再分别与本地类噪声Chirp序列v₁′和v₂′做相关运算，得到两个相关序列R₁和R₂；其中v₁′是由两个类噪声Chirp基序列v₁首尾相接而成的一个两倍长度的序列v₁′＝{v₁,v₁}，同样的方法，用两个类噪声负调频率的Chirp基序列v₂首尾相接生成v₂′，v₂′＝{v₂,v₂}；

R₁＝xcorr(R_v,v₁′)，R₂＝xcorr(R_v,v₂′)

其中，xcorr(·)表示相关运算；

步骤八、利用通信双方协定的Q-CCSK调制分段长度L_d，分别在相关序列R₁和R₂的第L_d,2L_d,3L_d,…,(M-2)L_d,(M-1)L_d,M·L_d点处进行抽样并比较大小，得到最大峰值；并根据最大峰值的位置D′₁·L_d和D′₂·L_d解调出对应的十进制序列D′₁和D′₂；

步骤九、将步骤八得到的序列D′₁和D′₂分别映射成M位的二进制序列R_x1和R_x2，并以R_x1和R_x2的各码片分别作为输出序列R_x的第奇数位和第偶数位，完成通信的信息传输。

2.根据权利要求1所述的一种类噪声Chirp基Q-CCSK扩频通信方法，其特征在于：L_d≤[N/M]，[·]表示取整。