CN104410487A - 一种利用混沌和mimo相结合的通信方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种利用混沌和MIMO相结合的通信方法，属于通信技术领域。本方法针对相关延迟键控(CDSK)混沌通信方案存在的传输速率低、误码率高、保密性不强的缺陷，采用将调频信号分散到多信道进行传输，分段循环移位器将延迟后的信号等分为M段，根据信息码元将M段信号循环右移n段，并逐位加到原来混沌信号中构成输出信号。本发明所述的通信方法保密性明显增强，信息传输速率较FM-CDSK方案有显著提高。在误码率相同条件下，信噪比较FM-CDSK有极大改善。采用本通信方法的改进型混沌保密通信系统，在图像，及军事保密信息等领域内具有广泛的应用前景。

Description

一种利用混沌和MIMO相结合的通信方法

技术领域

本发明属于通信技术领域，涉及一种利用混沌和MIMO相结合的通信方法，特别是一种基于改进型FM-CDSK的新型MIMO-FM-SSCDSK保密通信方法。

背景技术

混沌系统的基本特征在于它表现出来的非周期性、对初值的敏感性、良好的自相关特性以及混沌信号的内随机性，这决定了将混沌信号应用于通信领域的可能性，并且混沌信号的独特性质，使得混沌信号能够在保密通信中获得更加广泛的应用。按照目前国际国内的研究水平，将混沌通信主要划分为四大类：混沌键控；混沌扩频；混沌参数调制；混沌掩盖。在这四大类混沌通信体制中，混沌键控占有举足轻重的地位、广阔的发展前景以及较大的应用价值。继Parlitz等人第一次提出混沌键控技术之后，很多基于混沌键控的数字调制和解调方式相应提出，比较经典的有Dedidu和Kennedy提出的基于相干解调的混沌移位键控(CSK)和混沌通断键控(COOK)，在此基础之上，差分混沌键控(DCSK)和调频差分混沌键控(FM-DCSK，如附图1)等数字调制方法相继被提出。差分混沌键控DCSK调制时，每一比特的信号分为两部分发送，第一部分发送混沌抽样函数作为参考信号，第二部分发送混沌抽样函数携带信息。若发送端发送的信息是“0”，则两次发送的信号相同，若发送端发送的信息是“1”，则两次发送的信号反相。FM-DCSK调制就是产生比特能量为常数的宽带DCSK信号。FM信号的瞬时功率与调制方式无关。FM调制器的输出带宽信号可变，因而接收机中相关器的输出在没有噪声的情况下具有零方差，从而解决了预测的问题，但是FM-DCSK系统依然克服信息传输率低，保密性不强的缺点。由Sushchik等人在2000年提出了相关延迟键控(CDSK)方案，CDSK是DCSK的一种变形，相比之下，CDSK在发送端用加法器代替DCSK的开关结构，接收端的结构与DCSK相同。FM-CDSK(附图2)在系统结构得到简化的同时，也减少了信号的重发，使得传码率相比于FM-DCSK有一定的提高，它克服了先前的DCSK方案中不能连续发射信号、传输效率低的缺点，但是由于CDSK的误码率较高，而导致CDSK的整体性能不如DCSK好，且系统的保密性能不强。

有鉴于此，本发明提出一种改进型的混沌键控方案——多端输入多端输出调频分段移位相关延迟键控MIMO-FM-SSCDSK保密通信系统。

发明内容

本发明的目的在于提供一种利用混沌和MIMO相结合的通信方法，该方法将MIMO同混沌相关延迟键控系统相结合，采用多条信道交叉传递信号，提高系统的信息传送效率；多条信道信息信号和噪声信号相互干扰，增强系统传递信息的保密性并实时准确的检测出有用信息信号。

为达到上述目的，本发明提供如下技术方案：

一种利用混沌和MIMO相结合的通信方法，其特征在于：包括以下步骤：

步骤一：在发送端采用Tent映射，产生两个不同的混沌信号；两个不同的混沌信号X_n和Y_n各自经过FM调制后变成信号X_i、Y_j，分别表示调节参数不同的混沌信号；

步骤二：发送端把信息m_i串并转换后变成两个双极性信号a_k和b_k，两路信息信号分别作用于两条信道；信道1中传输的混沌序列X_i被延迟L，然后再经过分段循环移位器，被分为M段，M段信号由信息信号b_k决定循环右移的位数，形成承载信息携带信号T(X_i-L,b_k)，承载信息携带信号T(X_i-L,b_k)再与信道2发送的混沌序列Y_j相加，形成信道2的发送端发送序列S₂；信道1的发送端发送序列S₁，也同样由Y_j被信息信号a_k作用后的循环延迟序列，形成的承载信息携带信号T(Y_j-L,a_k)和X_i相加形成；

步骤三：传输序列S₁与第一条信道噪声ξ₁作用，得到第一条信道接收端序列R₁，同理，传输序列S₂与第二条信道噪声ξ₂作用，得到第二条信道接收端序列R₂；

步骤四：在接收端采用非相干解调方式来恢复信号，即把接收到的信号序列R₁和R₂分别延迟L后依次通过三个移位器，形成移位后信号，每一个移位器后的移位信号再与收到的信号序列R₁或R₂做相关运算，其中R₁的延迟序列，经过移位器后同R₂做相关运算，R₂的延迟序列经过移位器后同R₁做相关运算；

步骤五：基于混沌信号良好的自相关特性，根据相关器的输出的相关系数Z₀,Z₁,Z₂,Z₃的大小对比，即可解码出发送端发送的信息信号a_k和b_k。

本发明的有益效果在于：本发明提供的利用混沌和MIMO相结合的通信方法，其性能明显要优于传统的系统和方法，系统的保密性能明显比传统的混沌保密系统强，同时克服了FM-CDSK系统误码率高、FM-DCSK系统传码率低的缺点，误码率相同的前提下，本方案比FM-CDSK方案对信噪比的要求，明显小了很多，这更加说明了MIMO-FM-SSCDSK调制方案有更好的鲁棒性。

附图说明

为了使本发明的目的、技术方案和有益效果更加清楚，本发明提供如下附图进行说明：

图1为FM-DCSK系统的调制原理图；

图2为FM-CDSK系统的调制原理图；

图3为本发明提供的新型MIMO-FM-SSCDSK发送端系统结构图；

图4为本发明提供的新型MIMO-FM-SSCDSK接收端系统结构图；

图5为新型MIMO-FM-SSCDSK不同M值下误码率；

图6为传统FM-DCSK、FM-CDSK和新型MIMO-FM-SSCDSK误码率对比图。

具体实施方式

在本发明所述的方案中，采用多端输入多端输出同调频分段移位相关延迟键控相结合，调制端和解调端都采用多条信道并行，调制端两条信道发送的信号相互作用，使得携带的信息在两条信道上被接收，解调端在必须获得两条信道的信息的情况下，才能准确的获取发送的信息。调制端通过串并转换器，将输入的信息信号转换为多路信号，分别作用于不同的混沌信号。调制端一个分段循环移位器代替了原有的乘法器，该分段循环移位器将信道延迟的序列X_i-L(或者Y_j-L)等分为M个信号段(延迟序列)，发送的信息码元m_i串并转换后输出信息码元a_k和b_k，b_k决定将X_i-L等分的M个信号段循环右移n(0≤n＜M)位，即形成信息携带信号T(X_i-L,b_k)，a_k决定将Y_j-L等分的M个信号段循环右移n(0≤n＜M)位，即形成信息携带信号T(Y_j-L,a_k)。将M个信号段循环右移即可得到M种不同的排列，这些排列可以表达出不同的多进制信号码元，共有M个。同样，将两个信道传输的混沌信号X_i和混沌信号Y_j等分为M段，分别得到 $X_i^1,X_i^2{X}_i^3,\·\·\·,X_i^M$ 和信号段 $Y_j^1,Y_j^2,Y_j^3,,\·\·\·Y_j^M.$ 将信号段逐段与T(Y_j-L,a_k)相加即得到第一个信道的传输序列S₁，传输序列S₁与第一条信道噪声ξ₁作用，得到第一条信道接收端序列R₁，同理，即可获得传输序列S₂与第二条信道接收端序列R₂。

从图3发送端可以看出，信息m_i串并转换后形成两个双极性信号a_k和b_k，信息信号分别作用与两条信道。混沌信号延迟后经过分段循环移位器，再与双极性信息信号a_k或b_k作用，形成两路信息承载信号T(X_i-L,b_k)和T(Y_j-L,a_k)，再分别与对应信道的混沌序列相加，形成发送端序列。

由于混沌信号本身的类噪声特性，使得混沌信号的自相关为1，互相关几乎为0，故在接收端，通过移位器移位之后的信号，与接收的信号序列相关运算，根据相关后的结果，可以很明显的判别出承载信息信号被分段循环移位器作用后右移的位数，从而能够解码出发送端传输的多进制信息码元a_k或者b_k所携带的信息。该方案从传统的单信道传输方式，改为将信息分散到两个信道传输，不仅提高了传输速率，而且安全性明显提高，保密性显著增强，不易被破解。

从图4可以看出，接收端收到加有噪声的序列，延迟后经过多个移位器，再与另外一条信道收到的噪声序列做相关，对比相关器Z₀,Z₁,Z₂,Z₃大小，即可解码出发送端信息信号a_k和b_k。

本方法的具体步骤如下：

步骤1：在系统的发送端使用Tent映射，产生两个不同的混沌信号。两个不同的混沌信号X_n和Y_n各自经过FM调制后变成信号X_i、Y_j，分别表示调节参数不同的混沌信号。

步骤2：发送端把信息m_i串并转换后变成两个双极性信号a_k和b_k，两路信息信号分别作用与两条信道。信道1中传输的混沌序列X_i被延迟L，然后再经过分段循环移位器，被分为M段，M段信号由信息信号b_k决定循环右移的位数，形成承载信息携带信号T(X_i-L,b_k)，承载信息携带信号T(X_i-L,b_k)再与信道2发送的混沌序列Y_j相加，形成信道2的发送端发送序列S₂。信道1的发送端发送序列S₁，也同样由Y_j被信息信号a_k作用后的循环延迟序列，形成的承载信息携带信号T(Y_j-L,a_k)和X_i相加形成。

步骤3：传输序列S₁与第一条信道噪声ξ₁作用，得到第一条信道接收端序列R₁，同理，传输序列S₂与第二条信道噪声ξ₂作用，得到第二条信道接收端序列R₂。

步骤4：改进型FM-DCSK通信系统中接收端采用非相干解调方式来恢复信号，即把接收到的信号序列R₁和R₂分别延迟L后依次通过三个移位器，形成移位后信号，每一个移位器后的移位信号再与收到的信号序列R₁或R₂做互相关运算，其中R₁的延迟序列，经过移位器后同R₂做互相关运算，R₂的延迟序列经过移位器后同R₁做互相关运算。

步骤5：基于混沌信号良好的自相关特性，根据相关器的输出的相关系数Z₀,Z₁,Z₂,Z₃的大小对比，即可解码出发送端发送的信息信号a_k和b_k。

下面将结合附图，对本发明的优选实施例进行详细的描述。

步骤1：

Tent映射在混沌保密通信中得到广泛的应用，更多的是用Tent映射来产生伪随机序列，其理论依据是混沌动力系统对于初值和参数的敏感性。Tent映射又称帐篷映射，是分段线性的一维映射，具有均匀的概率密度、功率谱密度和理想的自相关特性，数学表达式为：

$x_{n+1}=\left\{\begin{array}{cc}\frac{x_n}{a},& 0\&le;x_n\&le;a\\ \frac{{1-x}_n}{1-a}& a<x_n\&le;1\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中外部控制参数a∈(0,1)，x∈[0,1]映射处于混沌状态。

当a＝0.5，Tent映射称为标准的帐篷映射，数学表达式如下：

$x_{n+1}=\left\{\begin{array}{cc}{2x}_n& 0\&le;x_n\&le;0.5\\ 2\left({1-x}_n\right)& 0.5<x_n\&le;1\end{array}\right.---\left(2\right)$

MIMO-FM-SSCDSK保密通信系统中就是采用标准的帐篷映射产生的混沌序列，具有很好的安全性。两个不同的混沌信号X_n和Y_n各自经过FM调制后变成信号X_i、Y_j，分别表示调节参数不同的混沌信号。

步骤2：

新型MIMO-FM-SSCDSK保密通信系统中，调制端通过串并转换器，将输入的信息信号转换为多路信号，分别作用于不同的混沌信号。调制端一个分段循环移位器代替了原有的乘法器，该分段循环移位器将信道1的延迟的序列X_i-L(或者Y_j-L)等分为M个信号段 $X_{i-L}^1,X_{i-L}^2,X_{i-L}^3,\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,X_{i-L}^M$ (或信道2的延迟序列 $Y_{j-L}^1,Y_{j-L}^2,Y_{j-L}^3,\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,Y_{j-L}^M$ )，发送的信息码元m_i串并转换后输出信息码元a_k和b_k，b_k决定将X_i-L等分的M个信号段循环右移n(0≤n＜M)位，即形成信息携带信号T(X_i-L,b_k)，a_k决定将Y_j-L等分的M个信号段循环右移n(0≤n＜M)位，即形成信息携带信号T(Y_j-L,a_k)。将M个信号段循环右移即可得到M种不同的排列，这些排列可以表达出不同的多进制信号码元，共有M个。同样，将两个信道传输的混沌信号X_i和混沌信号Y_j等分为M段，分别得到和信号段将信号段逐段与T(Y_j-L,a_k)相加即得到第一个信道的传输序列S₁，传输序列S₁与第一条信道噪声ξ₁作用，得到第一条信道接收端序列R₁，同理，即可获得传输序列S₂与第二条信道接收端序列R₂。

由于混沌信号本身的类噪声特性，使得混沌信号的自相关为1，互相关几乎为0，故在接收端，通过移位器移位之后的信号，与接收的信号序列相关运算，根据相关后的结果，可以很明显的判别出承载信息信号被分段循环移位器作用后右移的位数，从而能够解码出发送端传输的多进制信息码元a_k或者b_k所携带的信息。

图3为MIMO-FM-SSCDSK系统的调制机制。由图可知，在发送端有两条信道，分别发射两个混沌信号，信道1发射混沌信号X_n，经过FM调制，生成混沌序列X_i，信道2发射混沌信号Y_n，经过FM调制，生成混沌序列Y_j。将两条信道上作为参考信号的延迟L的混沌序列X_i-L和Y_j-L等分成4个信号段，分别为信号段和信号段按照如下方式形成承载信息的信号T(Y_j-L,a_k)和承载信息的信号T(X_i-L,b_k)。当信息码元a_k和信息码元b_k分别取不同数值时，若a_k发送信息码元"i"(i＝1,2,3,4)，承载信息的信号T(Y_j-L,a_k)等价于将参考信号右移"i"个信号段。同理，当b_k发送不同的信息码元时，承载信息的信号T(X_i-L,b_k)将参考信号做相应的移位。

具体的承载信息T(Y_j-L,a_k)如下：

$T\left(Y_{j-L}{a}_k\right)=\left\{\begin{array}{cc}{Y}_{j-L}^1,Y_{j-L}^2,Y_{j-L}^3,Y_{j-L}^4& a_k=0\\ Y_{j-L}^4,Y_{j-L}^1{Y}_{j-L}^2{,Y}_{j-L}^3& a_k-1\\ Y_{j-L}^3,Y_{j-L}^4{,Y}_{j-L}^1,Y_{j-L}^2& a_k=2\\ Y_{j-L}^3,Y_{j-L}^4{,Y}_{j-L}^1,Y_{j-L}^2& a_k=3\end{array}\right.---\left(3\right)$

这样得到的信道1的发送信号S₁表示为：

S₁＝X_i+T(Y_j-L,a_k)    (4)

步骤3：

由图3可以看出，传输序列S₁与第一条信道噪声ξ₁作用，得到第一条信道接收端序列R₁，同理，传输序列S₂与第二条信道噪声ξ₂作用，得到第二条信道接收端序列R₂。发送端信号因噪声干扰，叠加后信道1的接收端接收到的接收信号R₁为：

$R_1=\left\{\begin{array}{cc}{X}_i^1+Y_{j-L}^1+{\mathrm{\&xi;}}_i,X_i^2+Y_{j-L}^2+{\mathrm{\&xi;}}_i,X_i^3+Y_{j-L}^3+{\mathrm{\&xi;}}_i{X}_i^4+Y_{j-L}^4+{\mathrm{\&xi;}}_i& a_k=0\\ X_i^1+Y_{j-L}^4+{\mathrm{\&xi;}}_i,X_i^2+Y_{j-L}^1+{\mathrm{\&xi;}}_i,X_i^3+Y_{j-L}^2+{\mathrm{\&xi;}}_i,X_i^4+Y_{j-L}^3+{\mathrm{\&xi;}}_i& a_k=1\\ X_i^1+Y_{j-L}^3+{\mathrm{\&xi;}}_i,X_i^2+Y_{j-L}^4+{\mathrm{\&xi;}}_i,X_i^3+Y_{j-L}^1+{\mathrm{\&xi;}}_i,X_i^4+Y_{j-L}^2{+\mathrm{\&xi;}}_i& a_k=2\\ X_i^1+Y_{j-L}^2{+\mathrm{\&xi;}}_i,X_i^2+Y_{j-L}^3+{\mathrm{\&xi;}}_i,X_i^3+Y_{j-L}^4+{\mathrm{\&xi;}}_i,X_i^4+Y_{j-L}^1+\mathrm{\&xi;}& a_k=3\end{array}\right.---\left(5\right)$

公式(5)中的R₁表示信道1在信息码元a_k发送不同的信息码元时，对应的信道1接收端所收到的携带信息的混沌序列。

在接收端，将接收到的携带信息的混沌序列R₁与R₂分别延迟L，得到R_i-L送入相应的移位器，每经过一个移位器向右循环移位一次，经过3次移位，形成4种排列。由于两条信道是对称形式，选取信道1为例，信息码元a_k为不同码元信息时，则有R₁被延迟L后的四种排列为：

$\left\{\begin{array}{cc}{X}_{i-L}^1+Y_{j-2L}^1+{\mathrm{\&xi;}}_{i-L},X_{i-L}^2+Y_{j-2L}^2+{\mathrm{\&xi;}}_{i-L},X_{i-L}^3+Y_{j-2L}^3+{\mathrm{\&xi;}}_{i-L},X_{i-L}^4+{\mathrm{\&xi;}}_{i+L}& a_k=0\\ X_{i-L}^1+Y_{j-2L}^4+{\mathrm{\&xi;}}_{i-L},X_{i-L}^2+Y_{j-2L}^1+{\mathrm{\&xi;}}_{i-L},X_{i-L}^3+Y_{j-2L}^2+{\mathrm{\&xi;}}_{i-L},X_{i-L}^4{+Y}_{j-2L}^3+{\mathrm{\&xi;}}_{i-L}& a_k=1\\ X_{i-L}^1+Y_{j-2L}^3+{\mathrm{\&xi;}}_{i-L},X_{i-L}^2+Y_{j-2L}^4+{\mathrm{\&xi;}}_{i-L},X_{i-L}^3+Y_{j-2L}^1+{\mathrm{\&xi;}}_{i-L},X_{i-L}^4+Y_{j-2L}^2+{\mathrm{\&xi;}}_{i-L}& a_k=2\\ X_{i-L}^1+Y_{j-2L}^2+{\mathrm{\&xi;}}_{i-L},+Y_{j-2L}^2+{\mathrm{\&xi;}}_{i-L},X_{i-L}^3+Y_{j-2L}^4+{\mathrm{\&xi;}}_{i-L},X_{i-L}^4+Y_{j-2L}^1+{\mathrm{\&xi;}}_{i-L}& a_k=3\end{array}\right.---\left(6\right)$

步骤4：

由图4可知，在MIMO-FM-SSCDSK系统的解调端，将接收到的携带信息的混沌序列延迟L，然后通过移位器，再与另外一条信道接收的混沌序列做相关。介于混沌信号具有彼此之间的自相关为1，互相关几乎为0的特性。可将解码器中4个相关系数Z₀,Z₁,Z₂,Z₃进行比较，选出最大值，就可以确定发送端循环右移的位数，进而解码出发送端发送的信息码元。

以信道1为例，以a_k发送的信息码元“1”为例，经过不同移位器后对应的混沌序列如下：

步骤5：

信道1的接收端接收的混沌序列R₁，延迟L再经过移位后的输出结果，每个输出结果同R₂作相关运算，对比公式(7)，当且仅当信道1的接收端右移0位时，4个信号段中的所有包含X_i-L的信号段完全对应，做互相关时输出最大值。同理，a_k发送其他信息码元时，只有在4个信号段中的所有包含X_i-L的信号段完全对应，做互相关时输出最大值，对比Z₀,Z₁,Z₂,Z₃的大小，即可解码出信息码元b_k发送的信息。若最大值是Z₀，则解码出发送端信息码元a_k发送的是信息“0”；若最大值是Z₁，则解码出发送端信息码元a_k发送的是信息“1”；若最大值是Z₂，则解码出发送端信息码元a_k发送的是信息“2”；若最大值是Z₃，则解码出发送端信息码元a_k发送的是信息“3”。

至此完成所有步骤。

由于信道1与信道2具有对称性，以及M段信号对应做相关，每段信号的互相关结果相同，取信息码元a_k发送“0”时，信道1的没有移位的接收信号的第一个信号段同信息码元b_k为“0”时的信道2的接收混沌序列R₂的第一个信号段做相关，所计算出的误码率，即为整个系统的误码率。相关器的输出结果为：

$\begin{array}{c}{S}_i=(X_{i-L}^1+Y_{j-2L}^1+{\mathrm{\&xi;}}_{i-L})(Y_j^1+X_{i-L}^1+{\mathrm{\&xi;}}_j)\\ =X_{i-L}^1{X}_{i-L}^1+X_{i-L}^1{Y}_j^1+Y_{j-2L}^1{X}_{i-L}^1+Y_{j-2L}^1{Y}_j^1+{\mathrm{\&xi;}}_{i-L}{Y}_j^1+Y_{j-2L}^1{\mathrm{\&xi;}}_j+X_{i-L}^1{\mathrm{\&xi;}}_j+{\mathrm{\&xi;}}_{i-L}{X}_{i-L}^1+{\mathrm{\&xi;}}_{i-L}{\mathrm{\&xi;}}_j\end{array}---\left(8\right)$

令S_i＝A+ξ+η  A＞0    (9)

其中 $A=E\left[X_{i-L}^1{X}_{i-L}^1\right],\mathrm{\&xi;}=E\left[X_{i-L}^1{X}_{i-L}^1\right]-A,$

$\mathrm{\&eta;}=X_{i-L}^1{Y}_j^1+Y_{j-2L}^1{X}_{i-L}^1+Y_{j-2L}^1{Y}_j^1+{\mathrm{\&xi;}}_{i-L}{Y}_j^1+Y_{j-2L}^1{\mathrm{\&xi;}}_j+X_{i-L}^1{\mathrm{\&xi;}}_j+{\mathrm{\&xi;}}_{i-L}{X}_{i-L}^1+{\mathrm{\&xi;}}_{i-L}{\mathrm{\&xi;}}_j.$

针对MIMO-FM-SSCDSK保密通信系统，A＝E_b/(2M)，表示信号能量。ζ信息信号经过信道所增加的噪声干扰，η代表处有用信息信号外的噪声项总和。当M逐渐增加时η·ζ逐渐趋于高斯分布，在这里需要确定η+ζ的均值与方差。ζ和η之间的互相关为0，η·ζ的均值E[ζη]＝0。因为η、ζ之间相互独立，从而不相关就知道了η、ζ之间的协方差为0，同时由η,ζ相互独立可得为η+ζ方差。η的方差表达式为：

${\mathrm{\&sigma;}}_{\mathrm{\&eta;}}^2=E_b{N}_0+\frac{{\mathrm{MN}}_0^2}{4}+\frac{{3E}_b^2}{4M}---\left(10\right)$

公式(10)中，N₀是噪声功率谱密度，ζ的方差依赖于Tent帐篷映射，帐篷映射的方差为：

${\mathrm{\&sigma;}}_{\mathrm{\&xi;}}^2=\frac{E_b^2}{5M}---\left(11\right)$

则，η+ζ方差为：

${\mathrm{\&sigma;}}_{\mathrm{\&xi;}+\mathrm{\&eta;}}^2={\mathrm{\&sigma;}}_{\mathrm{\&xi;}}^2+{\mathrm{\&sigma;}}_{\mathrm{\&eta;}}^2=E_b{N}_0+\frac{{\mathrm{MN}}_0^2}{4}+\frac{{19E}_b^2}{20M}---\left(12\right)$

因此，整个新型MIMO-FM-SSCDSK混沌保密通信系统的误码率可以计算为：

$\left\{\begin{array}{c}{P}_e=\frac{1}{2}\mathrm{erfc}\left(\frac{A}{\sqrt{{2\mathrm{\&sigma;}}_{\mathrm{\&xi;}+\mathrm{\&eta;}}^2}}\right)\\ =\frac{1}{2}\mathrm{erfc}\left(\sqrt{\frac{E_b}{{8N}_0}{(1+\frac{{19E}_b}{{20\mathrm{MN}}_0}+\frac{{\mathrm{MN}}_0}{{4E}_b})}^{-1}}\right)\end{array}\right.---\left(13\right)$

MIMO-FM-SSCDSK系统误码性能和M有很大关系。图5是M分别为4、10、20时系统误码性能仿真。由图可知，在相同信噪比的情况下，M值越大，新型MIMO-FM-SSCDSK系统的BER越小。

图6显示了传统FM-DCSK，FM-CDSK和新型MIMO-FM-SSCDSK之间误码率的比较。可看出改进型后的MIMO-FM-SSCDSK较之传统FM-CDSK已经有很大的提高。

最后说明的是，以上优选实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管通过上述优选实施例已经对本发明进行了详细的描述，但本领域技术人员应当理解，可以在形式上和细节上对其作出各种各样的改变，而不偏离本发明权利要求书所限定的范围。

Claims (1)

1.一种利用混沌和MIMO相结合的通信方法，其特征在于：包括以下步骤：

步骤一：在发送端采用Tent映射，产生两个不同的混沌信号；两个不同的混沌信号X_n和Y_n各自经过FM调制后变成信号X_i、Y_j，分别表示调节参数不同的混沌信号；

步骤二：发送端把信息m_i串并转换后变成两个双极性信号a_k和b_k，两路信息信号分别作用于两条信道；信道1中传输的混沌序列X_i被延迟L，然后再经过分段循环移位器，被分为M段，M段信号由信息信号b_k决定循环右移的位数，形成承载信息携带信号T(X_i-L,b_k)，承载信息携带信号T(X_i-L,b_k)再与信道2发送的混沌序列Y_j相加，形成信道2的发送端发送序列S₂；信道1的发送端发送序列S₁，也同样由Y_j被信息信号a_k作用后的循环延迟序列，形成的承载信息携带信号T(Y_j-L,a_k)和X_i相加形成；

步骤三：传输序列S₁与第一条信道噪声ξ₁作用，得到第一条信道接收端序列R₁，同理，传输序列S₂与第二条信道噪声ξ₂作用，得到第二条信道接收端序列R₂；

步骤四：在接收端采用非相干解调方式来恢复信号，即把接收到的信号序列R₁和R₂分别延迟L后依次通过三个移位器，形成移位后信号，每一个移位器后的移位信号再与收到的信号序列R₁或R₂做相关运算，其中R₁的延迟序列，经过移位器后同R₂做相关运算，R₂的延迟序列经过移位器后同R₁做相关运算；

步骤五：基于混沌信号良好的自相关特性，根据相关器的输出的相关系数Z₀,Z₁,Z₂,Z₃的大小对比，即可解码出发送端发送的信息信号a_k和b_k。