CN104202148A - 一种基于fm-dcsk保密通信方法 - Google Patents

Abstract

本发明请求保护一种基于改进型DCSK的新型FM-DCSK保密通信系统，属于信号传输技术领域。针对DCSK使信息分散在两条信道上传输，且每一路信息的参考信号在另一路传输，同时针对“混沌”扩频后引起的信息比特能量变化而导致的估计干扰的问题，通过FM调制模块加以解决，使混沌信号的比特能量保持恒定从而减小误码率。本发明在图像，及军事保密信息等领域内将具有广泛的应用前景。

Description

一种基于FM-DCSK保密通信方法

技术领域

本发明涉及数据通信系统，更具体的是涉及使用FM调制和差分混沌键控(DCSK)发送和接收数据的混沌保密通信系统。

背景技术

混沌信号作为一种非线性信号，其具有的对系统初值敏感性会导致信号不可预见性，同时具有的内在随机行为以及宽带功率谱等特性使其在通信系统中发挥重要的作用，尤其适用于保密通信系统当中。迄今已经提出和发展的同步混沌通信主要分为：混沌掩盖、混沌参数调制、混沌键控和混沌扩频

混沌掩盖属于混沌模拟通信，其余三类属于混沌数字通信。混沌掩盖是较早提出的一种混沌保密通信方式，它是利用非线性动力学预测技术将掩盖在混沌信号下的传输信号提取出来，它的实现依赖于系统的同步实现程度，因此还不能提供高质量的通信服务，只适用于慢变信号，对快变信号和时变信号还不能很好的处理。混沌参数调制是将发送的信息隐藏在系统参数内，这种方案关键在于混沌系统参数的恢复程度，系统参数的解调对外界的干扰比较敏感，从而降低了通信效率。混沌扩频通信就是用混沌序列替代传统通信系统的伪随机序列，从而适应人们对未来通信的更高要求。由于混沌信号本身的一些特点，因此混沌扩频序列随机性能好，保密性能高，具有良好的相关特性，可用数目多。混沌扩频通信的关键在于混沌扩频序列的选择，对混沌序列的研究也是目前对混沌通信研究的一个重要的方面。混沌键控是在发送端有多个混沌系统，根据要传送的码值，选择不同的混沌系统。这样发送信号由一段段代表不同混沌吸引子的混沌信号组成，发送端的各个混沌系统在接收端有对应的同步系统。将接收的信号驱动各个同步系统，根据一个码元周期内各个同步系统达到同步的情况来判断这个周期内所传送的码值。在混沌数字通信体制中，混沌键控有很强的抗干扰能力，并能有效的抑制多径干扰对系统的影响，它在通信方案中占有重要的地位，广大学者认为其具有较好的发展前景与应用价值。

混沌键控调制技术具有较强的抗噪声干扰和参数失配能力，功率谱密度较低，因此广泛应用于数字保密通信系统。Parlitz等率先提出了混沌键控技术，基于这个技术衍生出了混沌移位键控(CSK)、混沌开关键控(COOK)、差分混沌键控(DCSK)、调频差分混沌键控(FM-DCSK)等等。其中CSK和COOK技术使系统接收端的门限判决需要根据信噪比的变化而改变，否则系统会有较高的误码率导致系统的性能降低。为解决这一问题，G.Kolumban等又提出了基于非相干解调的差分混沌键控(DCSK)，具有固有的宽频特性以及抗噪声特性，它克服了CSK和COOK判决门限值依赖于信噪比的缺点，同时在接收端不需要同步，结构简单。DCSK系统解决了CSK系统判决门限严重依赖E_b/N₀(信号功率与噪声功率之比，简称信噪比)的问题，其接收端采用非相干调制技术简化了系统结构，是目前研究最多的一种混沌键控调制，但其存在保密性差和传输速率和系统误码率较低等缺陷。针对这些问题提出一种改进型DCSK系统，把传统DCSK系统在一条信道传输信号的方案改进为在两条信道传输,并且把调制信息交叉到对方信道上传输，这样可以改善DCSK系统的保密性能和传输率。

G.Kolumban提出差分混沌键控方案(DCSK)解决了CSK判决门限值依赖于信噪比的问题。DCSK方案中每一比特的信息通过变换，都由两段混沌信号组成，第一段为“参考信号”，第二段携带有用信息，当传输信息为“1”时发送两段一样的同相信号，而传输信息为“0”时发送端两段信号反相，即参考信号之后是一段与之反相的信号，两段信号连续的发送出去。在接收端接收了信息信号和参考信号后，送入相关接收机，计算这两段信号的相关特性，根据相关特性的正负进行信息恢复，相关特性大于零，则信息信号为“1”，相关特性小于零则信息信号为“0”。DCSK的输出信号具有固有的宽频特性以及抗噪声特性，由于其采用非相干解调技术，不必在收发两端建立同步，相比传统通信系统有很多优势。但由此可看到缺点比较明显，只使用一个信道导致信息传输效率低下。信号被截获后通过观察传输信号的频谱，很容易找出规律，易于破解出原始信息，因此很难有较好的保密性。同时经过混沌系统调制后的信号的比特能量不恒定会引起估计干扰ζ，这会造成系统误码率的提高。DCSK系统的调制解调原理图如图1、2所示。

发明内容

本发明针对现有技术在混沌键控通信上的缺点，提出了一种新型FM-DCSK系统。

首先把传统DCSK系统在一条信道传输信号的方案改进为在两条信道传输,并且把调制信息交叉到对方信道上传输，这样可以改善DCSK系统的保密性能和传输率。

经过混沌系统调制后的信号的比特能量不恒定会引起估计干扰ζ，这会造成系统误码率的提高。为了解决这一问题，本发明加入FM调制器到经过改进后的DCSK系统的发送端，这样使混沌信号的比特能量保持恒定从而减小误码率。

鉴于此，本发明提出一种新型FM-DCSK保密通信系统。

本发明解决上述技术问题的方案是，针对DCSK保密性不强以及信道利用率低，误码率较高等问题，提出了一种结合频率调制FM和双信道传输的新的频率调制-差分混沌键控(FM-DCSK)保密通信系统，从传统的单信道传输方式改为将信息分散到两个信道中传输。本发明提出一种基于FM-DCSK保密通信方法，包括以下主要步骤：步骤1：在发送端采用不同初值的Logistic混沌映射系统产生不同混沌信号，两路混沌信号经过FM调制，获得两路不同调制混沌信号x_1,n、x_2,n；步骤2：两路已调制信号经过串并转换后，分别与两路经过M延迟后的混沌信号相乘得第一路信号、第二路信号，两路信号分别在两条信道中传输，使得各自的参考信号和调制信号分离处于两个不同信道中传输；步骤3：接收端收到信号后，取信号的前M位作为接收信号的前部，后M位作为接收信号的后部，并交换信道；步骤4：在接收端重新调整顺序后，两路信号分别进行自相关运算，并由相关器输出；步骤5：相关器输出经再解码运算后，把两个信道中的信号由并行传输转换为串行传输。两条信道中的其中一条信道前半个周期信道传输的是第一路信号的参考信号，后半个周期信道传输的是第二路信号的调制信号，另一条信道前半个周期信道传输的是第二路信号的参考信号，后半个周期信道传输的是第一路信号的调制信号。所述自相关运算具体为：把接收到的信号r(n)同延时M位的信号r(n+M)在扩频系数M区间进行相关运算。根据第一路所携带的信息 $A_1=E\left[x_{1,n}^2\right]M,$ 由每比特能量所引起的干扰项 $\mathrm{\ζ}={\mathrm{\Σ}}_{n=1}^M{x}_{1,n}^2-A_1,$ 信道噪声产生的干扰项 $\mathrm{\η}={\mathrm{\Σ}}_{n=1}^M{x}_{1,n}{u}_{2,n+M}+b_{1,k}{\mathrm{\Σ}}_{n=1}^M{x}_{1,n+M}{u}_{1,n}+{\mathrm{\Σ}}_{n=1}^M{u}_{1,n}{u}_{2,n+M},$ 根据公式：S＝b_1,lA₁+b_1,lζ+η计算一路相关器输出S₁。

本发明加入FM调制器到改进型DCSK系统的发送端，使混沌信号的比特能量保持恒定从而减小误码率。本发明不仅保证了传输速率而且提高了安全性，其保密性得到极大增强，不易被破解，并且误码性能也有所提高，提高了利用率。

附图说明

图1 DCSK系统的调制原理图；

图2 DCSK系统的解调原理图；

图3本发明调制原理图；

图4本发明解调原理图；

图5本发明接受信息交换顺序图；

图6传统DCSK和本发明误码率比较；

图7本发明不同M值下误码率；

图8本发明不同E_b/N₀下误码率。

具体实施方式

现结合附图及具体实施方式对实现本发明提出的保密通信技术方案进行具体描述如下：

DCSK是目前研究最多的混沌键控保密通信系统，系统结构简单，误码率较低，抗干扰能力较强，但在实际应用中存在一个问题：在一个码元周期中，发送端发送的参考信号和信息信号相同或相反，所以信道保密性较低，发送的信息被截获后通过分析很容易破译出传输信号，且一个周期内只能传输1bit的信息导致信道利用率和传输速度较低。针对DCSK的保密性问题，经过改进，首先经过FM调制，随后使信息分散在两条信道上传输，且每一路信息的参考信号在另一路传输，这样即使某一路信息在传输过程中被截获，也无法破译原始信号，同时也解决信道利用率低的问题，而且提高了误码率。

结合实例，本发明实现新型FM-DCSK保密通信系统包括：

混沌理论开始应用到保密通信中，其中用得最多的是利用Logistic系统(混沌系统)产生伪随机数序列，其理论依据是混沌动力系统对于初值和参数的敏感性.。然而，Logistic系统仅当初值和参数取某些特定范围内的值时才是混沌的，并非对任意的初值和参数都是混沌的。其次，即使Logistic系统处于混沌状态，在不同的初值和参数下所产生的伪随机序列的随机性也有很大差别。本发明考虑具有以下形式的Logistic系统表达式为：

$x_{n+1}=f\left(x_n\right)=1-\mathrm{\μ}{x}_n^2---\left(1\right)$

采用不同的Logistic映射调节参数值，产生的混沌信号不同。

输入信号被调制，调制系统的特性就被输入信号所更改。例如当输入信号由余弦波变成矩形波时，系统就不是一个混沌系统了。因此，为了保密的目的，就要保持调制后的信号的混沌特性。在此本系统可采用两个不同的系数产生两个不同的混沌信号。

传统DCSK传输方案中，参考信号和调制信号在同一条信道上传输，发送的信息被截获后通过分析很容易破译出传输信号。本发明再引入一条信道和两个信号源，且信号源经过FM调制。

图3为本发明调制原理图。从附图3发送端可以看出，信息首先经过串并转换变成两路双极性信号b_1,k和b_2,k，然后分别与两路经过M延迟后两个不同的混沌信号和进行相乘得信号b_1，kx_1，n-M和b_2，kx_2，n-M，分别放到两条信道中进行传输，使得各自的参考信号和调制信号分离处于不同信道中传输。

在发送端采用混沌发生器为Logistic混沌映射，两个不同初值的Logistic混沌映射系统产生两个不同的混沌信号。两个不同的混沌信号各自经过FM调制后获得调节参数不同的混沌信号x_1,n、x_2,n，第一路、第二路调制混沌信号x_1,n、x_2,n经过M(扩频系数)时间延迟后获得第一路、第二路延迟混沌信号x_1,n-M和x_2,n-M；发送端发送的信息m(i)串并转换成两个双极性信号b_1,k和b_2,k，两路混沌信号x_1,n-M和x_2,n-M分别与第一、第二双极性信号b_1,k和b_2,k相乘得信号b_1,kx_1,n-M和b_2,kx_2,n-M，信号b_1,kx_1,n-M和b_2,kx_2,n-M分别发送到两信道中进行传输，输出信号设为s_1,n和s_2,n。每个信道前半个周期传输参考信号，后半个周期传输另一路的调制信号。在接收端信号重新恢复为发送端被扰乱的信息顺序。

从附图3发送端可以看出，信息首先经过串并转换变成两路双极性信号，两路双极性信号分别与两路经过M延迟后经过FM调制后的混沌信号进行相乘得信号b_1,k x_1,n-M和b_2,k x_2,n-M，两路输出信号s_1,n和s_2,n分别放到两条信道中进行传输，使得各自的参考信号和调制信号分离处于不同信道中传输。由于混沌信号特殊的正交性，两条发送信道中的信号是正交的。在一个码元周期T(其中T＝M)中解调方式信息的顺序简化为如附图2所示。信息在传输过程中分散在两条信道上，频谱得到极大扩展，且保密性大大加强。即使监听者截获到信号序列，也无法将其破译，这样，就能够实现完全的保密通信。

两条信道输出的信号，分别如式(2)(3)：

$s_{1,n}=\left\{\begin{array}{cc}{x}_{1,n}& 0<n\&le;M\\ b_{2,k}{x}_{2,n-M}& M<n\&le;2M\end{array}\right.---\left(2\right)$

$s_{2,n}=\left\{\begin{array}{cc}{x}_{2,n}& 0<n\&le;M\\ b_{1,k}{x}_{1,n-M}& M<n\&le;2M\end{array}\right.---\left(3\right)$

其中，x_1,n和x_2,n、x_2,n-M和x_1,n-M为混沌信号，b_1,k和b_2,k为双极性信号，M代表扩频系数，即每个符号用M bit混沌信号调制。调制后的信号彼此交换随后得到各自信息比特信号s_1,n和s_2,n。

为了避免某一路信息在传输过程中被截获，破译原始信号的弱点，同时也解决信道利用率低的问题。接收端对接收的信号和进行解调。图4为本发明解调原理图，从附图4可以看出，信号和同时被传输到接收端后，取信号和的前M位作为接收信号前部，取信号和的后M位作为接收信号后部，并交换信道，这样，在接收端把发送前打乱的顺序调整了回来,在发送端被扰乱的信号顺序又重新恢复过来。

在接收端重新调整顺序后，两路信号分别进行自相关运算，如附图5所示。假设在接收端收到的两路信号为r_1,n＝s_1,n+ξ_1,n，r_2,n＝s_2,n+ξ_2,n，其中ξ_1,n，ξ_2,n表示为加性高斯白噪声(AWGN)，其均值为0，σ₁ ²为ξ_1,n的方差，σ₂ ²为ξ_2,n的方差。且当i≠j，ξ_1,n和ξ_2,n统计独立。则两路信号合并后序列为：

$r_{3,n}=\left\{\begin{array}{cc}{r}_{1,n}& 0<n\&le;M\\ r_{2,n}& M<n\&le;2M\end{array}\right.---\left(4\right)$

$r_{4,n}=\left\{\begin{array}{cc}{r}_{2,n}& 0<n\&le;M\\ r_{1,n}& M<n\&le;2M\end{array}\right.---\left(5\right)$

这里以计算第一路相关器输出S表达式为例说明，

$\begin{array}{c}S={\mathrm{\&Sigma;}}_{n=1}^M{r}_{3,n}{r}_{3,n+M}\\ ={\mathrm{\&Sigma;}}_{n=1}^M(S_{1,n}+u_{1,n})(b_{1,k}{s}_{2,n+M}+u_{2,n+M})\\ {=\mathrm{\&Sigma;}}_{n=1}^M(x_{1,n}+u_{1,n})(b_{1,k}{x}_{1,n+M}+u_{2,n+M})\\ =b_{1,k}{\mathrm{\&Sigma;}}_{n=1}^M{x}_{1,n}^2+{\mathrm{\&Sigma;}}_{n=1}^M[x_{1,n}{u}_{2,n+M}+\\ b_{1,k}{x}_{1,n+M}{u}_{1,n})+u_{1,n}{u}_{2,n+M}]\end{array}---\left(6\right)$

r_k,n＝s_k,n+u_k,n k＝1,2，u_k,n代表零均值加性高斯白噪声(AWGN)。其中，r代表接收端经过转换后的信号，则相关器的输出可为

S＝b_1,kA+b_1,kζ+η  A＞0    (7)

第二路相关器输出为类似的表达式：。

S＝b_2，kA+b_kζ₂+η   A＞0

其中(E[·]表示求均值)代表所携带的信息，

是由每比特能量所引起的干扰项，而信道噪声产生的干扰项η为：

$\mathrm{\&eta;}={\mathrm{\&Sigma;}}_{n=1}^M{x}_{1,n}{u}_{2,n+M}+b_{1,k}{\mathrm{\&Sigma;}}_{n=1}^M{x}_{1,n+M}{u}_{1,n}+{\mathrm{\&Sigma;}}_{n=1}^M{u}_{1,n}{u}_{2,n+M}---\left(8\right)$

并且η均值为0。

两条信道经过自相关后去除(8)式中的多余项后重新编码，经过并串转换重新排序恢复出数据。

如附图5所示本发明的接收信息交换顺序图。当信号和同时被传输到接收端后，在前，取信号和的前M位，在后，取信号和的后M位并交换信道，这样，在发送端被扰乱的顺序又重新恢复过来。

针对DCSK系统，A＝E_b/2，表示信号能量。η代表噪音，ζ表示经过“混沌”扩频后引起的信息比特能量变化而导致的估计干扰。当N逐渐增加时η·ζ逐渐趋于高斯分布，在这里需要确定η+ζ的均值与方差。对于任意正整数i、j，i≠j，u_i、u_j统计独立，u₁、u₂的方差分别为σ₁ ²、σ₂ ²，N₁、N₂分别是两信道噪声平均功率，可得 ${\mathrm{\&sigma;}}_1^2=E\left[u_{1,n}^2\right]=N_1/2,{\mathrm{\&sigma;}}_2^2=E\left[u_{2,n}^2\right]=N_2/2.$ 由此得到η·ζ的均值E[ζη]＝0。因为η、ζ之间相互独立不相关，可知η、ζ之间的协方差为0，同时由η,ζ相互独立可得 为η+ζ方差。η的方差表达式为：

$\begin{array}{c}{\mathrm{\&sigma;}}_{\mathrm{\&eta;}}^2=E\left[{\mathrm{\&Sigma;}}_{n=1}^M{x}_{1,n}^2\right]({\mathrm{\&sigma;}}_1^2+{\mathrm{\&sigma;}}_2^2)+M{\mathrm{\&sigma;}}_1^2{\mathrm{\&sigma;}}_2^2\\ =\frac{E_b(N_1+N_4)}{4}+\frac{M{N}_1{N}_2}{4}\end{array}---\left(9\right)$

这里为了讨论方便，假设两条信道噪声条件一致，这样N₀＝N₁＝N₂,可得到

${\mathrm{\&sigma;}}_{\mathrm{\&eta;}}^2=\frac{E_b{N}_0}{2}+\frac{M{N}_0^2}{4}---\left(10\right)$

是由“混沌”引起的比特能量变化造成的干扰ζ的方差，与具体采用的混沌映射类型相关。当采用logistic混沌映射时，其估计干扰ζ的方差较小为而当DCSK保密通信系统加入FM调制器后，系统会将振幅随机变化的混沌信号变为频率随机变化而振幅恒定的信号，从而使每比特混沌信号能量保持恒定，同时干扰项忽略不计，混沌调幅变成混沌调频。从而可以得到

${\mathrm{\&sigma;}}_{\mathrm{\&zeta;}+\mathrm{\&eta;}}^2={\mathrm{\&sigma;}}_{\mathrm{\&zeta;}}^2+{\mathrm{\&sigma;}}_{\mathrm{\&eta;}}^2=\frac{E_B{N}_0}{2}+\frac{N_0^2}{4}M---\left(11\right)$

故新型FM-DCSK的误码率P_e为

$\begin{array}{c}{P}_e=P((\mathrm{\&zeta;}+\mathrm{\&eta;})>A)\\ =\frac{1}{2}\mathrm{erfc}\left(\frac{A}{\sqrt{2{\mathrm{\&sigma;}}_{\mathrm{\&sigma;}+\mathrm{\&eta;}}^2}}\right)\end{array}---\left(12\right)$

$P_e=\frac{1}{2}\mathrm{erfc}\left(\sqrt{\frac{E_b}{4N_0}{(1+\frac{N_0}{2E_b}M)}^{-1}}\right)---\left(13\right)$

其中代表信道噪声，M代表扩频系数。

采用Logistic产生混沌序列进行仿真，在每一个比特周期用来产生混沌信号的初值是不相同的，同一初值产生的混沌信号样值之间有很强的的相关性，而不同初值产生的混沌信号样值是不相关的。在接收端利用这种相关性和非相关性就能实现混沌信号的非相干解调。通过误码率的结论可推知该方案的性能特点有很大的提升。

仿真结果及性能分析：

Logistic序列当μ₁＝2.9，μ₂＝3.0都能够产生混沌信号。令初值x_i,1＝0.1，i＝1、2。并作50次迭代产生的混沌信号作为载波对原始信号调制，如(14)(15)所示。

$x_{1,n}={\mathrm{\&mu;}}_1{x}_{1,n}(1-x_{1,n}^2)---\left(14\right)$

$x_{2,n}={\mathrm{\&mu;}}_2{x}_{2,n}(1-x_{2,n}^2)---\left(15\right)$

模拟在无线信道中传输过程，假设信道噪声满足AWGN分布。

附图6显示了传统DCSK和新型FM-DCSK之间误码率的比较，其中实线本发明为新型FM-DCSK，虚线为DCSK。本发明较之传统DCSK已经有很大的提高。

DCSK系统误码性能和M有很大关系。附图7是M分别为1、21、41、61时新型FM-DCSK系统误码性能仿真。比较相同扩频系数M下改进前后DCSK系统的误码性能，可知信噪比较低时，两个系统误码率随着M值的增大而下降，并且相同M值下信噪比越高误码率越低；

附图8为不同信噪比下，M和BER之间的关系。从图中可以看出，相同M下信噪比越大BER越低。总体看来，新型FM-DCSK系统性能明显要优于传统系统，无论是在误码率，还是在数据传输的误码性能和保密性上都有很大改善。

Claims (4)

1.一种基于FM-DCSK保密通信方法，其特征在于，包括以下步骤：步骤1：在发送端采用不同初值的混沌映射系统产生不同混沌信号，不同混沌信号经过FM调制，获得第一路、第二路调制混沌信号x_1,n、x_2,n；步骤2：两路调制混沌信号经过串并转换后，分别与两路经过M延迟后的混沌信号相乘得第一路信号、第二路信号，两路信号分别在两条信道中传输，使得各自的参考信号和调制信号分离处于两个不同信道中传输；步骤3：接收端收到信号后，取信号的前M位作为接收信号的前部，信号的后M位作为接收信号的后部，并交换信道；步骤4：在接收端重新调整顺序后，两路信号分别进行自相关运算，得到相关器输出；步骤5：相关器输出再解码运算后，把两个信道中的信号由并行传输转换为串行传输，其中，M为扩频系数。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，两条信道中的其中一条信道前半个周期信道传输的是第一路信号的参考信号，后半个周期信道传输的是第二路信号的调制信号，另一条信道前半个周期信道传输的是第二路信号的参考信号，后半个周期信道传输的是第一路信号的调制信号。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述自相关运算具体为：把接收到的信号r(n)同延时M位的信号r(n+M)在扩频系数M区间进行相关运算。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，根据第一路信号所携带的信息由每比特能量所引起的干扰项信道噪声产生的干扰项 $\mathrm{\&eta;}={\mathrm{\&Sigma;}}_{n=1}^M{x}_{1,n}{u}_{2,n+M}+b_{1,k}{\mathrm{\&Sigma;}}_{n=1}^M{x}_{1,n+M}{u}_{1,n}+{\mathrm{\&Sigma;}}_{n=1}^M{u}_{1,n}{u}_{2,n+M},$ 根据公式：S₁＝b_1,kA₁+b_1,kζ+η计算第一路相关器输出S1,E[·]表示求均值，x_1,n,x_2,n为第一路、第二路调制混沌信号，u_1,n,u_2,n+M代表第一路、第二路信道噪声，b_1,k为第一路双极性信号。