CN108696467A - 一种提高差分混沌键控通信系统可靠性的噪声抑制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明提供一种提高差分混沌键控通信系统可靠性的噪声抑制方法，该通过在差分混沌键控系统的发送端构建一种基于储存和反馈的混沌信号发生器，使产生的混沌信号在邻近的时隙具有相同的片段，然后在接收端对不同时隙的混沌信号进行跟踪合并，将多个时隙的参考信号合并以取得SNR最大化，可大幅抑制参考信号的噪声，从而有效提高差分混沌键控通信系统从发送节点到接收节点的比特误码率性能，当对差分混沌键控进行基于基尔伯特变换的高阶调制时，本发明所提出的噪声抑制方法仍然适用且有效。
Description
技术领域
本发明涉及移动通信领域，更具体地，涉及一种提高差分混沌键控(DifferentialChaos Shift Keying,DCSK)通信系统可靠性的噪声抑制方法。
背景技术
在现有的混沌通信系统中，DCSK由于其优良的抗远近效应性能以及低复杂度，被认为是混沌扩频通信系统中一种极具吸引力的方案。如图1(a)所示为典型的DCSK系统的发送端，由混沌信号发生器产生脉冲成形后的混沌参考信号xk(t)，参考信号xk(t)与由信息比特转化而来的双极性码bk相乘后形成信息承载信号bkxk(t)，这两路信号分别由相互正交的载波-sin(2πf0t)与cos(2πf0t)调制后，被发送至无线信道。如图1(b)所示为对应的差分混沌键控通信系统的接收端，接收到的信号rk(t)经两路相互正交的载波同步和匹配滤波后，经采样得到对应的参考信号fi k和信息承载信号接着对两路信号进行相关运算，然后进行门限判决并±1得到双极性码这种方案采用了非相干的调制方式，因此不需要混沌信号的同步；此外，参考信号和信息承载信号分别由两路正交载波进行调制，避免了射频延迟线的影响。
然而，DCSK在被应用到基于希尔伯特变换的高阶调制或者多载波系统时，由于系统所有信息比特的解调都依赖于参考信号的恢复，因此系统的可靠性对参考信号的精确度要求较高。在基于希尔伯特变换的高阶DCSK系统中，可通过在信息承载信号中插入导频信号从而进行信道估计的方式来提高系统的可靠性；而在多载波方案中，可通过在不同载波重传相同的参考信号来使接收端进行接收合并的方式来抵抗参考信号的噪声，从而也能提高系统的可靠性。但上述两种提高系统可靠性的方法中，前者占用了额外的时隙，后者占用了额外的带宽，两者都导致了系统信息传输效率的下降。
发明内容
本发明提供一种提高差分混沌键控通信系统可靠性的噪声抑制方法。
为了达到上述技术效果，本发明的技术方案如下：
一种提高差分混沌键控通信系统可靠性的噪声抑制方法，包括以下步骤：
S1：发射端通过混沌迭代器产生混沌信号当混沌迭代器连续产生混沌值，每产生的M个值被存储在缓存之中，缓存每次获得M个值则满，此时将清空缓存，并把这M个值输出为两路，一路分给脉冲成形滤波器从而形成混沌信号波形，另一路则进行反馈，将这M个值的第2个值作为下次混沌迭代的输入初始值；当缓存未满时，混沌迭代器的输出值即为下一次迭代的输入值；
其中，F(·)表示混沌迭代器的函数，是输入值，表示为第k个比特调制使用的混沌序列中的第i个混沌值，是输出值，表示为第k个比特调制使用的混沌序列中的第i+1个混沌值；
S2：对每M个混沌值进行脉冲成形滤波得到：
其中，Tc表示脉冲成形信号的持续时间，hT(t)表示经过能量归一化的余弦滚降滤波器的脉冲响应信号，满足：
S3：接收端得到的混沌信号首先经过两路正交载波的相乘，然后经过匹配滤波和采样后得到对应的参考信号和信息承载信号
其中，和表示互相独立的高斯随机变量，它们的均值和方差为：
E(·)表示求期望算子，var(·)表示求方差算子；
S4：对得到的参考信号经过噪声抑制，抑制噪声的参考信号与信息承载信号先通过相关运算，再对相关运算的结果进行门限判决，解调出双极性信号。
进一步地，所述步骤S1中每个符号时隙生成的M个混沌值，与相邻的符号时隙生成的M个混沌值具有(M-1)个值是相同的，把第k个比特符号时隙的混沌序列表示为xk＝(x0,x1,···,xM-1)k＝(ck-1,ck,···,ck-2+M)，则第(k+1)个比特符号时隙的混沌序列可表示为xk+1＝(x0,x1,···,xM-1)k+1＝(ck,ck+1,···,ck-1+M)，其中，ck是混沌序列值：
进一步地，对得到的参考信号经过噪声抑制的过程如下：
将上式代入到中有：
表示高斯随机变量，它的均值和方差为：
得到噪声的方差变为了原来的
与现有技术相比，本发明技术方案的有益效果是：
本发明通过在差分混沌键控系统的发送端构建一种基于储存和反馈的混沌信号发生器，使产生的混沌信号在邻近的时隙具有相同的片段，然后在接收端对不同时隙的混沌信号进行跟踪合并，将多个时隙的参考信号合并以取得SNR最大化，可大幅抑制参考信号的噪声，从而有效提高差分混沌键控通信系统从发送节点到接收节点的比特误码率(BitError Rate，BER)性能，当对差分混沌键控进行基于基尔伯特变换的高阶调制时，本发明所提出的噪声抑制方法仍然适用且有效。
附图说明
图1(a)为典型的DCSK系统的发送端结构图；
图1(b)为典型的DCSK系统的接收端结构图；
图2为抑制噪声混沌信号发生器示意图；
图3为抑制噪声的DCSK系统接收端示意图；
图4为NS-DCSK和DCSK在AWGN信道下的BER性能对比；
图5为NS-DCSK和DCSK在双径瑞利衰落信道下的BER性能对比；
图6为NS-4DCSK和4-DCSK在AWGN信道下的BER性能对比；
图7为NS-4DCSK和4-DCSK在双径瑞利衰落信道下的BER性能对比。
具体实施方式
附图仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；
为了更好说明本实施例，附图某些部件会有省略、放大或缩小，并不代表实际产品的尺寸；
对于本领域技术人员来说，附图中某些公知结构及其说明可能省略是可以理解的。
下面结合附图和实施例对本发明的技术方案做进一步的说明。
实施例1
本发明首先在图1(a)的基础上，对“混沌信号发生器”作了特定的设计。图2给出了本发明设计的抑制噪声混沌信号发生器的具体实施过程的示意图。
其中，混沌序列通过混沌迭代器产生，用式子可表示为：
式(1)中，F(·)表示混沌迭代器的函数，xi k是输入值，表示为第k个比特调制使用的混沌序列中的第i个混沌值，xi+1 k是输出值，表示为第k个比特调制使用的混沌序列中的第(i+1)个混沌值。当混沌迭代器连续产生混沌值，每产生的M个值被存储在缓存之中，缓存每次获得M个值则满，此时将清空缓存，并把这M个值输出为两路，一路分给脉冲成形滤波器从而形成混沌信号波形，另一路则进行反馈，将这M个值的第2个值作为下次混沌迭代的输入初始值；当缓存未满时，混沌迭代器的输出值即为下一次迭代的输入值。
通过上述方法，每个符号时隙生成的M个混沌值，与相邻的符号时隙生成的M个混沌值具有(M-1)个值是相同的。因此，当我们把第k个比特符号时隙的混沌序列表示为xk＝(x0,x1,…,xM-1)k＝(ck-1,ck,…,ck-2+M)，则第(k+1)个比特符号时隙的混沌序列可表示为xk+1＝(x0,x1,…,xM-1)k+1＝(ck,ck+1,…,ck-1+M)，其中，ck是混沌序列值的按序表示方法。例如，当M＝4时，我们有x1＝(c0,c1,c2,c3)，x2＝(c1,c2,c3,c4)，x3＝(c2,c3,c4,c5)，它们都具有相同的混沌值c2和c3。上述关系用式子可表示为：
接着，每M个混沌值经过脉冲成形滤波后，形成的混沌信号可表示为：
其中Tc表示脉冲成形信号的持续时间，hT(t)表示经过能量归一化的余弦滚降滤波器的脉冲响应信号，满足：
与图1(b)不同，本发明提出的噪声抑制DCSK系统的接收端使用了图3所示的系统结构。
在接收端，接收得到的信号rk(t)首先经过两路正交载波的相乘，然后经过匹配滤波和采样后得到对应的参考信号fi k和信息承载信号假设信号只经历了高斯白噪声(AWGN)信道，则参考信号fi k和信息承载信号可表示为：
其中，和表示互相独立的高斯随机变量，它们的均值和方差为：
这里E(·)表示求期望算子，var(·)表示求方差算子。
接着，参考信号和信息承载信号不是直接送入相关器进行相关运算，而是让参考信号先经过一个噪声抑制的过程，该过程用式子可表示为：
把式(5)代入式(7)，可得：
其中，表示高斯随机变量，它的均值和方差为：
从式(9)可以看出，经过了噪声抑制的过程，噪声的方差变为了原来的因此参考信号的噪声可得到极大的抑制。最后，令抑制噪声的参考信号与信息承载信号先通过相关运算，再对相关运算的结果进行门限判决，便可解调出双极性信息比特因此，通过上述方法，理论上可提高系统的BER性能。
为更充分地阐述本发明所具有的有益效果，以下结合仿真分析及结果，进一步对本发明的有效性和先进性予以说明。
仿真系统是由一个单天线发送端、一个单天线接收端组成的通信系统。采用的扩频因子M可变，仿真对比的调制方案是本发明设计的噪声抑制差分混沌键控(NoiseSupressing-Differential Chaos Shift Keying,NS-DCSK)，DCSK以及它们基于希尔伯特变换的高阶调制系统。为说明本发明的有效性，分别在无线链路为AWGN信道和多径衰落信道两种信道下进行了仿真。特别地，多径衰落信道采用的双径瑞利衰落模型，模型参数的主径分量和次径分量的期望分别设置为2/3和1/3，最大多径时延设置为2个Tc。图4和图5分别给出了本发明所提出的NS-DCSK系统在AWGN信道和双径瑞利衰落信道下的BER随Eb/N0变化的性能曲线，并与参考文献[1]中的DCSK系统的性能进行了对比。如图4所示，在AWGN信道下，本发明提出的NS-DCSK系统的BER性能明显优于DCSK系统的性能，显示了本方案对噪声的显著抑制效果。另外，如图5所示，在双径瑞利衰落信道下，本发明提出的NS-DCSK系统的BER性能在扩频因子较大时也优于DCSK系统的性能，只在扩频因子M＝4的少数Eb/N0情况下例外，说明了本发明提出的噪声抑制方法在接近理想AWGN信道的无线链路和扩频因子取值较大的情况下对高斯白噪声的抑制效果较好。
进一步地，图6和图7分别给出了本发明所提出的噪声抑制方法应用于高阶DCSK系统时在AWGN信道和双径瑞利衰落信道下的BER随Eb/N0变化的性能曲线，并与参考文献[2]中的4-DCSK系统的性能进行了对比。如图6所示，在AWGN信道下，本发明提出的NS-4DCSK系统的BER性能明显优于4-DCSK系统的性能；另一方面，如图7所示，在双径瑞利衰落信道下，本发明提出的噪声抑制方法在信噪比较低和扩频因子较大时具有较好的BER改善效果。上述仿真结果说明本发明提出的噪声抑制方法也适用于高阶DCSK系统，且在接近理想AWGN信道的无线链路和扩频因子取值较大的情况下具有较好的噪声抑制效果。
相同或相似的标号对应相同或相似的部件；
附图中描述位置关系的用于仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；
显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明权利要求的保护范围之内。
Claims (3)
1.一种提高差分混沌键控通信系统可靠性的噪声抑制方法，其特征在于，包括以下步骤：
S1：发射端通过混沌迭代器产生混沌信号当混沌迭代器连续产生混沌值，每产生的M个值被存储在缓存之中，缓存每次获得M个值则满，此时将清空缓存，并把这M个值输出为两路，一路分给脉冲成形滤波器从而形成混沌信号波形，另一路则进行反馈，将这M个值的第2个值作为下次混沌迭代的输入初始值；当缓存未满时，混沌迭代器的输出值即为下一次迭代的输入值；
其中，F(·)表示混沌迭代器的函数，是输入值，表示为第k个比特调制使用的混沌序列中的第i个混沌值，是输出值，表示为第k个比特调制使用的混沌序列中的第i+1个混沌值；
S2：对每M个混沌值进行脉冲成形滤波得到：
其中，Tc表示脉冲成形信号的持续时间，hT(t)表示经过能量归一化的余弦滚降滤波器的脉冲响应信号，满足：
S3：接收端得到的混沌信号首先经过两路正交载波的相乘，然后经过匹配滤波和采样后得到对应的参考信号fi k和信息承载信号
其中，和ζi k表示互相独立的高斯随机变量，它们的均值和方差为：
E(·)表示求期望算子，var(·)表示求方差算子；
S4：对得到的参考信号经过噪声抑制，抑制噪声的参考信号与信息承载信号先通过相关运算，再对相关运算的结果进行门限判决，解调出双极性信号。
2.根据权利要求1所述的提高差分混沌键控通信系统可靠性的噪声抑制方法，其特征在于，所述步骤S1中每个符号时隙生成的M个混沌值，与相邻的符号时隙生成的M个混沌值具有(M-1)个值是相同的，把第k个比特符号时隙的混沌序列表示为xk＝(x0,x1,…,xM-1)k＝(ck-1,ck,…,ck-2+M)，则第(k+1)个比特符号时隙的混沌序列可表示为xk+1＝(x0,x1,…,xM-1)k+1＝(ck,ck+1,…,ck-1+M)，其中，ck是混沌序列值：
3.根据权利要求2所述的提高差分混沌键控通信系统可靠性的噪声抑制方法，其特征在于，对得到的参考信号经过噪声抑制的过程如下：
将上式代入到中有：
表示高斯随机变量，它的均值和方差为：
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