CN103533651A - 基于msk扩频调制模式的相参伪码测距方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于MSK扩频调制模式的相参伪码测距方法，涉及通信技术领域，该方法基于MSK扩频调制解调，将信号的基带测距伪码嵌入到通信信息码中，在接收端测距，在整个过程采用两次粗测距和一次精测距的方式来进行测距，同时还在码元同步过程中采用新的滤波方式。本发明的有益效果在于：在不增加通信信道带宽，不改变原有的信息速率、扩频码元速率和MSK调制模式的情况下，将测距帧嵌在信息帧中，简便快速实现长距离和高精度测距。由于系统工作在扩频调制的模式下，具有较强的抗干扰能力和抗捕获能力。通过在码元同步方法中采用了改进型的滤波方法来减小位同步脉冲的相位偏离过大的问题，同时缩短相位调整时间。

Description

基于MSK扩频调制模式的相参伪码测距方法

技术领域

本发明涉及通信技术领域，特别是一种基于MSK扩频调制模式的相参伪码测距方法。

背景技术

传统的无线电测距方法主要有：伪码测距、连续波测距、调频测距、脉冲测距和多音相位测距。

在传统的测距方法中，到达时间法应用很广泛，通过测量电波到达天线的时延来估计距离。因为电波在空气中的传播速度是恒定的，因此只要获得时延值，就可以得到测量距离。

测距系统采用测距机和应答机，测距机发射当测距机发射的测距信号经过发射通道传输，空间传输，应答机响应，接收通道接收回应答机的应答信号，应答信号与测距信号虽然内容完全一致，但是两者已经出现了时间差，通过时间差来测算距离。测距机接收应答机返回的应答帧，同样完成载波同步，码元同步，解扩，解调，完成应答帧信息提取。

伪码测距具有很强的抗干扰能力，良好的低截获特性，受到广泛关注。影响伪码测距精度的因素有：伪随机码的码片宽度，跟踪伪码相位的准确度以及突发测距的时间。伪码测距受到处理芯片采样率、码片长度、信号带宽的限制，若采样率提高会大大增加硬件成本，若选用的扩频码过长，会增加信号计算的难度和延长信息处理时间，若提高码片速率则需要增加信号带宽，因此，在传统的方法中，不能做到既长距离又高精度的测距。

发明内容

本发明的目的在于：为了解决现有技术存在的问题，提供一种不增加带宽、不改变原信息速率、扩频码元速率基于MSK扩频调制模式的相参伪码测距方法实现长距离高精度的测量。

为了实现上述目的，基于MSK扩频调制模式的相参伪码测距方法，包括以下步骤，

步骤一、测距机将基带测距伪码与通信信息码一起组帧打包成为测距帧；

步骤二、测距帧信号通过扩频码扩频，MSK调制，测距机完成测距帧的发送；

步骤三、应答机接收到测距帧后完成载波跟踪、MSK解调、解扩、码元同步，提取测距帧信息，同时根据码元同步的相位锁定过程提取测距帧的同步时钟，完成时钟再生；

步骤四、应答机应用再生的时钟发送应答帧，应答帧的内容与测距帧的内容一致，发送的应答帧通过扩频码扩频、MSK调制，完成应答帧的发送；

步骤五、测距机接收应答机返回的应答帧，完成载波跟踪、MSK解调、解扩、码元同步，提取应答帧信息，完成接收再生时钟；

步骤六、根据步骤五接收到的信息与步骤一组帧前的信息进行相位比对，计算距离差。

优选地，步骤一中的基带测距伪码嵌在通信信息码之后，基带测距伪码前后都有保护位。

优选地，MSK调制采用预编码正交调制方式，MSK解调采用正交解调方法。

优选地，正交解调方法包括以下步骤：

步骤一、中频信号经过数字正交下变频模块；

步骤二、正交信号分别经过低通滤波器，形成I路、Q路基带信号；

步骤三、根据I路、Q路基带信号计算出信号的瞬时相位与频差，完成解调。

优选地，上述步骤六计算距离差过程包括以下步骤，

步骤一、解调出的基带伪码与本地基带伪码匹配滤波，通过匹配相关计算出相关峰相对于测距帧的相关峰的延迟计数，计算出码片整周期的伪码延迟值的T1，完成第一次粗测量。

步骤二、通过码元同步，判决出每个扩频码片的最佳采样点，通过最佳采样点采样判决出扩频码，与本地扩频码匹配相关，通过匹配相关计算出相关峰相对于发射的测距帧的相关峰的延迟计数，计算出码片整周期的伪码延迟值T2，完成第二次粗测量。

步骤三、通过码元同步锁相计算出测距机接收的应答帧扩频码相位相对于测距机发送的测距帧的扩频码相位的延迟值T3，完成精测量。

步骤四、根据L=1/(T1+T2+T3-T_dly)计算出实际距离值，其中T_dly为整个信号在物理信道中传输的延迟值和信号处理时延。

优选地，其中步骤三和步骤五所述的码元同步中包括滤波方法，所述滤波方法包括以下步骤：

步骤一、检测到连续的超前或滞后脉冲时，随机徘徊滤波器工作；

步骤二、当继续检测到连续的超前或滞后脉冲时，调整脉冲直接通过两个与门输出；

步骤三、检测到零星的随机出现的超前或滞后脉冲时，脉冲使触发器置零，关闭两个与门。

本发明的有益效果：在不增加通信信道带宽，不改变原有的信息速率、扩频码元速率和MSK调制模式的情况下，将测距帧嵌在信息帧中，简便快速实现长距离和高精度测距。由于系统工作在扩频调制的模式下，具有较强的抗干扰能力和抗捕获能力。通过在码元同步方法中采用了改进型的滤波方法来减小位同步脉冲的相位偏离过大的问题，同时缩短相位调整时间。

附图说明

下面结合附图说明对本发明作进一步说明。

图1为本发明中测距帧的组成结构图。

图2为本发明测距原理框图。

图3为计算距离差的过程示意图。

图4为MSK正交调制框图。

图5为MSK正交解调框图。

图6随机徘徊滤波器的原理图。

图7为改进型随机徘徊滤波器原理图。

图8为码元同步原理框图。

图9为测距机和应答机相同部分的原理图。

具体实施方式

下面结合具体实施例和附图对本发明作进一步的说明。

实施例：基于MSK（二进制频移键控）扩频调制模式的相参伪码测距方法，是在FPGA中实现的，信号进行MSK扩频调制后进行两次粗测距和一次精测距相结合来实现。

为了实现测距帧测距和信息通信的通道复用，将测距帧嵌在数据帧之后，其前后都有保护位，这样的组帧结构可以在不改变信号传输速率、调制方式、带宽等的情况下，完成测距。测距帧的组成如图1所示。在系统组网方案中，根据需要，考虑其截短基带测距伪码长度或者多次循环基带测距伪码的方案，也可以在此基础上稍做修改，便可以完成更远距离的测距。

测距原理如图2所示:在接收端测距，采用两次粗测距与一次精测距结合的方法实现测距，具体步骤如下：

（1）、测距机将基带测距伪码与通信信息码一起组帧打包组成测距帧；

（2）、测距帧信号通过扩频码扩频，MSK调制，测距机完成测距帧的发送；

（3）、应答机接收到测距帧完成载波跟踪，MSK解调，解扩，码元同步，完成测距帧信息的提取，同时根据码元同步的相位锁定过程提取测距帧的同步时钟，完成时钟再生；

（4）、应答机应用再生的时钟发送应答帧，应答帧的内容与测距帧的内容完全一致。发送应答帧通过扩频码扩频、MSK调制，扩频和MSK调制方式与步骤（2）中的扩频、调制方式完全相同；

（5）、测距机接收应答机返回的应答帧，完成载波跟踪，MSK解调，解扩，码元同步，完成应答帧信息提取，其过程和步骤（3）一样；

（6）、根据步骤（5）得到的信息与步骤（1）组帧前的信息进行相位比对，计算距离差。

其中步骤（6）中的计算距离差的过程分为4步，如图3所示：

（1）、解调出的基带伪码与本地基带伪码匹配滤波，通过匹配相关计算出相关峰相对于测距帧的相关峰的延迟计数，便可以求出码片整周期的伪码延迟值的T1，完成第一次粗测量。

（2）、通过码元同步，可以判决出每个扩频码片的最佳采样点，通过最佳采样点采样判决出扩频码，与本地扩频码匹配相关，通过匹配相关计算出相关峰相对于发射的测距帧的相关峰的延迟计数，便可以求出码片整周期的伪码延迟值T2，完成第二次粗测量。

（3）、最后通过码元同步锁相计算出测距机接收的应答帧扩频码相位相对于测距机发送的测距帧的扩频码相位的延迟值T3，完成精测量。

（4）、混频只改变频率不改变相位。实际距离值L=1/(T1+T2+T3-T_dly)，其中T_dly为整个信号在物理信道中传输的延迟值和信号处理时延。T_dly值包括测距机收发通道延迟，应答机收发通道延迟，应答机信号处理，测距机信号处理延迟等。T_dly值可以通过实测和计算结合得到准确的值，其中实测值为测距机初始的校准值。

通过上述四步，完成计算距离的过程。由于测距信号之前有保护位，码元同步和载波同步在进行测距信号到来的时候已经同步，因此不需要再考虑同步的时间。

码元同步跟踪环相位误差的均值E(Te/Tc)=0，应用多次测量平均会使误差减小。由误差理论可知，在测量次数n<=10时，多次测量的平均误差为

,当n大于10以后，平均误差减小明显变缓。在工程中保证群延迟不过大的情况下取n>=25，测距精度提高4倍。

为了节省带宽，采用MSK调制方式，该波形的时域相应函数为：

$h\left(t\right)=h_{\sin }\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}\sin (\mathrm{\&pi;t}/T_C)& t\&Element;[0,T_C]\\ 0& \mathrm{elsewhere}\end{array}\right.---\left(1\right)$

式（1）中T_C为码片周期。

对MSK解调采用非相干方式，用点积的求和与乘法运算；用滑动相关求相关峰实现解扩，下文说明了载波跟踪与比特同步实现方法。

MSK信号的表达式可以写为：

$\begin{array}{cc}{S}_{\mathrm{msk}}\left(n\right)=\cos (\mathrm{\&omega;n}+\frac{\mathrm{\&pi;}{a}_k}{2T_b}n+{\mathrm{\&phi;}}_k)& k{T}_b\&le;n\&le;(k+1)T_b\end{array}---\left(2\right)$

式（2）中：T_b表示码元宽度，a_k表示第k个码元的数据，取值±1，φ_k第k个码元的相位常数。

MSK信号调制指数为：

式中，r_b为码速率；频偏

在一个码元周期内，以载波相位为基准的信号相位严格的线性变化

φ_k的选择应保证相位在码元转换时刻的连续的，因此需满足相位递归约束条件：

${\mathrm{\&phi;}}_k={\mathrm{\&phi;}}_{k-1}+(a_{k-1}-a_k)\frac{\mathrm{\&pi;}(k-1)}{2}=\left\{\begin{array}{cc}{\mathrm{\&phi;}}_{k-1},& a_{k-1}=a_k\\ {\mathrm{\&phi;}}_{k-1}\&PlusMinus;\mathrm{k\&pi;},& a_{k-1}\&NotEqual;a_k\end{array}\right.---\left(3\right)$

不失一般性，φ₀可以假定为0，则φ_k或者π模2π，因此MSK信号的两个传信频率随信号码元的不同而切换。

MSK调制采用预编码正交调制方式，MSK正交调制框图如图4所示。由式（2）应用三角变换恒等式展开，并考虑到a_k=±1、φ₀或π，可得

$S_{\mathrm{msk}}\left(n\right)=\cos {\mathrm{\&phi;}}_k\cos \frac{\mathrm{\&pi;n}}{{2T}_b}\cos \mathrm{\&omega;n}-a_k\cos {\mathrm{\&phi;}}_k\sin \frac{\mathrm{\&pi;n}}{{2T}_b}\sin \mathrm{\&omega;n}=I_k\cos \frac{\mathrm{\&pi;n}}{{2T}_b}\cos \mathrm{\&omega;n}$

$+Q_k\sin \frac{\mathrm{\&pi;n}}{{2T}_b}\sin \mathrm{\&omega;n}---\left(4\right)$

式（4）中，

由于在调制前进行了预编码，那么在解调的时候可以参考DMSK的解调方法。MSK信号的解调采用正交解调方法，如图5所示：

中频信号经数字正交下变频和低通滤波后形成I,Q两路正交基带信号，解调算法主要是用两路正交信号计算出信号的瞬时相位与频差，称D(n)为点积，C(n)为叉积。

D(n)=I_nI_n-1+Q_nQ_n-1

=cosφ_ncosφ_n-1+sinφ_nsinφ_n-1=cos(φ_n-φ_n-1)

=cos(Δφ_n)   (5)

C(n)=I_nQ_n-1-Q_nI_n-1

=cosφ_nsinφ_n-1+sinφ_ncosφ_n-1=sin(φ_n-φ_n-1)

=sin(Δφ_n)   (6)

通过点积D(n)值与符号可判决相差大小，可用于MSK解调；通过叉积C(n)的值和符号可判决频差大小，可用于载波跟踪。在一个码元周期内，以载波相位为基准的MSK信号相位严格的线性变换

则在2个码元周期内，信号相位变化为0或者π，此时点积D(n)变为：

D(n)=I_nI_n-2十Q_nQ_n-2

=cosφ_ncosφ_n-2+sinφ_nsinφ_n-2=cos(φ_n-φ_n-2)

=cos(Δφ_n)   (7)

式（7）中I_n，Q_n为n时刻I路和Q路采样值，I_n-2，Q_n-2为n-2时刻I路和Q路采样值，由于相差

或π，

故可以直接用点积D(n)的符号实现MSK解调。点积与叉积只有和、差与乘法运算，FPGA容易实现。

当输入的D(n)信号实际是半正弦波的基带信号，码元同步的时候只需要取其最高位作为高倍采样下符号判决的结果即可。

用数字锁相环提取位同步信号，由于采用了数字电路，故实际应用时方便、可靠，也易于实现集成。由于干扰和波形本身的不对称性，使得波形的位同步脉冲忽而落入超前区，忽而又落入滞后区，锁相环就需要调整，这就会引起不希望的相位抖动，因此以往的积分位同步的方式抗干扰性能不足够好。解决这一问题的方法有多种，一般采用其中最简单的方法就是对正交支路积分器的输出结果进行判决，只有积分值的绝对值大于某个门限时，才允许对相位进行调整，否则不进行相位调整。但是门限gate取值的选择并不容易，门限gate设置过小，相当于&clk长开，失去检测意义，起不到降低相位抖动的作用，门限gate设置过大，相当于&clk长开闭，则容易使位同步脉冲的相位偏离过大，为了更好的克服常规的积分型同步环路的缺点，可以在鉴相器后添加随机徘徊滤波器。随机徘徊滤波器的原理图如图6所示，2N可逆计数器置位于N，当鉴相器输出的超前脉冲和滞后脉冲相差不超过N时，则滤波器无输出。因而，随机徘徊滤波器有较好的抗干扰性能，但却使相位调整速度减慢了，若位同步脉冲的相位超前较多，鉴相器需输出N个超前脉冲才能使位同步脉冲的相位调整一次，显然调整时间增加了N倍。

为了克服随机徘徊滤波器的缺点，提供一种更好的抗干扰的滤波方法，提供一种改进型随机徘徊滤波器，其原理图如图7所示，一方面可以有效地对零星的随机超前（或滞后）脉冲进行滤除，另一方面当出现多个连续超前（或滞后）脉冲时，滤波器能够直接连续输出相应的超前（滞后）脉冲，以缩短相位调整时间。其原理是：当输入连续超前（或滞后）脉冲多于N个后，随机徘徊滤波器输出一个超前（或滞后）脉冲，使触发器C1（或C2）输出高电平打开与门A1（或与门A2），输入的超前（或滞后）脉冲就通过这两个与门直接加至相位调整电路，如鉴相器这时还连续输出超前（或滞后）脉冲，那么由于这时触发器的输出已使与门（A1、A2）打开，这些脉冲就可以连续地送至相位调整电路。对随机干扰来说，鉴相器输出的是零星的超前（或滞后）脉冲，这些零星脉冲会使触发器C1（或C2）置“0”，这时整个电路的作用就和随机徘徊滤波器的作用类似，仍具有较好的抗干扰性能。其具体实施步骤如下：

（1）、当刚开始检测到连续的超前（或滞后）脉冲时，由随机徘徊滤波器组成的部分起作用；

（2）、当继续检测到连续的超前（或滞后）脉冲时，滤波器输入的调整脉冲直接通过两个与门（A1、A2）输出，整个滤波器起到直通的功能；

（3）、任何时候检测到零星的随机出现的超前（或滞后）脉冲时，由于触发器（C1、C2）的清零作用，使得两个与门（A1、A2）处于关闭状态，因而实现了对随机脉冲的滤波功能。

经过添加改进型随机徘徊滤波器的码元同步原理框图如图8所示。码元同步输出的同步脉冲作为捕获的相位与发射测距帧初相做比较，求得相位差，从而得到测距使用的精测距。另一路同步码同步得到MSK解调信号的最佳判决点实现抽取，抽取判决，并利用本地扩频码与解调信号滑动相关实现解扩频。测距机与应答机相同部分的原理图如图9所示。NCO（数字振荡器）最后输出的是再生的同步时钟，通过该再生时钟，产生本地伪码，与最佳采样点采样的基带信号做相关，当相关峰为正的时候，输出码元为正，反之为负，最终完成解扩。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.基于MSK扩频调制模式的相参伪码测距方法，其特征在于：包括以下步骤，

步骤一、测距机将基带测距伪码与通信信息码一起组帧打包成为测距帧；

步骤二、测距帧信号通过扩频码扩频，MSK调制，测距机完成测距帧的发送；

步骤三、应答机接收到测距帧后完成载波跟踪、MSK解调、解扩、码元同步，提取测距帧信息，同时根据码元同步的相位锁定过程提取测距帧的同步时钟，完成时钟再生；

步骤四、应答机应用再生的时钟发送应答帧，应答帧的内容与测距帧的内容一致，发送的应答帧通过扩频码扩频、MSK调制，完成应答帧的发送；

步骤五、测距机接收应答机返回的应答帧，完成载波跟踪、MSK解调，解扩，码元同步，提取应答帧信息，完成接收再生时钟；

步骤六、根据步骤五接收到的信息与步骤一组帧前的信息进行相位比对，计算距离差。

2.如权利要求1所述的基于MSK扩频调制模式的相参伪码测距方法，其特征在于：所述步骤一中的基带测距伪码嵌在通信信息码之后，基带测距伪码前后都有保护位。

3.如权利要求1所述的基于MSK扩频调制模式的相参伪码测距方法，其特征在于：所述MSK调制采用预编码正交调制方式，所述MSK解调采用正交解调方法。

4.如权利要求3所述的基于MSK扩频调制模式的相参伪码测距方法，其特征在于：所述正交解调方法包括以下步骤：

步骤一、中频信号经过数字正交下变频模块；

步骤二、正交信号分别经过低通滤波器，形成I路、Q路基带信号；

步骤三、根据I路、Q路基带信号计算出信号的瞬时相位与频差，完成MSK解调。

5.根据权利要求1所述的基于MSK扩频调制模式的相参伪码测距方法，其特征在于：所述步骤六计算距离差过程包括以下步骤，

步骤一、解调出的基带伪码与本地基带伪码匹配滤波，通过匹配相关计算出相关峰相对于测距帧的相关峰的延迟计数，计算出码片整周期的伪码延迟值的T1，完成第一次粗测量；

步骤二、通过码元同步，判决出每个扩频码片的最佳采样点，通过最佳采样点采样判决出扩频码，与本地扩频码匹配相关，通过匹配相关计算出相关峰相对于发射的测距帧的相关峰的延迟计数，计算出码片整周期的伪码延迟值T2，完成第二次粗测量；

步骤三、通过码元同步锁相计算出测距机接收的应答帧扩频码相位相对于测距机发送的测距帧的扩频码相位的延迟值T3，完成精测量；

步骤四、根据L=1/(T1+T2+T3-T_dly)计算出实际距离值，其中T_dly为整个信号在物理信道中传输的延迟值和信号处理时延。

6.如权利要求1中所述的基于MSK扩频调制模式的相参伪码测距方法，其特征在于：其中步骤三和步骤五所述的码元同步中包括滤波方法，所述滤波方法包括以下步骤：

步骤一、检测到连续的超前或滞后脉冲时，随机徘徊滤波器工作；

步骤二、当继续检测到连续的超前或滞后脉冲时，调整脉冲直接通过两个与门输出；

步骤三、检测到零星的随机出现的超前或滞后脉冲时，脉冲使触发器置零，关闭两个与门。

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