JP5699142B2 - 通信システム - Google Patents

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Description

本発明は一般にデータ通信の分野に関し、より詳細には、伝送電力およびエネルギー消費について同じ条件で既存システムよりも長い距離にわたって通信することができるシステムを説明する。
無線通信の分野において、初期以来、例えば、デジタル無線ネットワークにより音声を伝送する初期の目的が達成された後、高度なデータサービスを追加することが可能になったように、より高いデータレートを提供する製品および通信インフラストラクチャの開発により大きい重点が常に置かれてきた。この傾向に従って、支配的な世界規模無線電話システム、すなわち、GSM(グローバル移動体通信システム)(登録商標)はより高いデータレートを提供するために絶えず発展してきている。9.6キロビット/秒(Kbps)の低データレートから始まって、第一世代のデジタル携帯電話(2G)は、SMS(ショートメッセージサービス)の形態のテキストメッセージの交換のみを可能にした。それ以来、中間の開発ステップ(2.5および2.75)を通して、より高いデータレートを提供する第3世代の製品(3G)まで発展してきており、その結果、携帯電話は今では映像を受け取ることができ、公衆無線ネットワークによりインターネットに接続することができるようになった。一般に、ネットワークは、市街区域の数百メートルから人口密度の低い地域の数キロメートル(Km)(最大35km)までの小さいサイズの地理的セルで組織化されている。
後に大きく注目された電気通信分野における別の領域は、今ではほとんどの人間の生活の一部である無数の電子デバイスの無線相互接続である。これには、例えば、無線ヘッドセットや、一般に、PDA(携帯デジタル補助装置)や、ラップトップコンピュータなどのように適切に装備された任意の種類のデバイスに今では接続することができる上記の携帯電話が含まれる。この目的を達成するために、Bluetooth Special Interest Group(SIG)(Bluetoothは登録商標である。)による規格の定義および公表が、1998年以来、実際に互いが相互接続することができる標準デバイスの開発、認可、および実施を可能にした。一般に、ブルートゥースデバイスは、1メガビット/秒(Mbps)のデータレートで数メートル範囲内で相互接続することができる比較的低電力のデバイスである。
しかし、以前より注目に値しているはずであったのに、まだ注目されてない無線通信の分野に別の領域がある。上記の2つの領域は、それらがサポートするアプリケーションに比較的大きいデータレート(1Mbpsの程度)を提供する目的を実は共通して有している。したがって、それらは、音声を送信することができるだけでなく、あらゆる種類のデータアプリケーションに利用可能なかなり大きい帯域幅を有する。この観点で、GSM(登録商標)およびブルートゥースは、ただ距離が異なる通信能力、すなわち、通常、携帯電話の数キロメートル内とブルートゥースデバイスの数メートル内という点でのみ異なる。
しかし、互いにまたは中央通信ポイントと通信する必要のある多量の電子デバイスの中では、多くのものは、小さなデータレートで快適に動作する、すなわち、デジタル形式で音声を送信するために必要とされるよりかなり下のデータレートしか必要としないアプリケーションを動作させなければならない。一般に、多くのアプリケーションでは、例えば遠隔測定や遠隔モニタリングシステムでは、数Kbpsで十分である。この種のアプリケーションでは、多くの場合、予定された時間間隔で、パラメータ、例えば建物の部屋の温度の測定を目的としてセンサの状態を通信することのみを必要とする。
ブルートゥースSIGが、上記のタイプのアプリケーションの強い要求であるブルートゥースデバイスを動作するのに必要な電力のさらなる低減のために、その名前が示すような「低エネルギー」構想を始めてはいるものの、それはブルートゥースの低エネルギー規格によって保持される10メートルよりも大きい距離にわたって通信できるという能力である別の要件に対処することができない。確かに、遠隔測定および遠隔モニタリングのような本発明によって対処されるアプリケーションの多くは、実質的に、ブルートゥースデバイスの近傍に必ず配置する必要のある中継器に頼ることなしに、より長い距離にわたって通信する必要がある。
したがって、本発明の目的は、デバイスのエネルギー消費、送信器の電力、および受信器の感度に関する限り同等な動作点を維持しながら、ブルートゥースの低エネルギー仕様の10メートルよりも大きく離れた距離にわたって通信することができるシステムを開示することである。
本発明のさらなる目的、特徴、および利点は、添付図面を参照しながら以下の説明を検討する際に当業者には明らかになるであろう。いかなる追加の利点も本明細書に組み込まれることが意図される。
本発明は上記の目的を通信チャネルの指定されたスペクトルバンド幅にわたって情報信号の周波数スペクトルを拡散させることを目的としたチャープ信号を生成するための変調器を備える通信システムを準備することによって遂行し、チャープ信号は、初期瞬時周波数と、異なる最終瞬時周波数とを有する。変調器は、 ― 複素平面において、チャープ信号の全期間にわたって、チャープ信号のための一定振幅および瞬時位相を一緒に定義する同位相制御信号および直交位相制御信号からチャープ信号を制御するための手段を具備することを特徴とする。さらにこのシステムは、 ― 瞬時位相が複素平面において同位相制御信号および直交位相制御信号によって変化させられる速度から瞬時周波数を引き出す手段と、 ― 初期瞬時周波数と最終瞬時周波数との間で瞬時周波数を直線的に変化させるための手段と、 ― チャープ信号の初期および最終瞬時位相を同一にする手段と、を具備するように構成されることを特徴とする。
本発明は、初期瞬時周波数と、異なる最終瞬時周波数とを有するチャープ信号を受信するための復調器を備えた通信システムをさらに開示し、復調器は、 ― チャープ信号を生成するために使用された拡散係数に対応するいくつかのサンプルを得るために時間ドメインにおいて受信チャープ信号を離散的にサンプリングするための手段と、チャープ信号全期間にわたってサンプルを均一に分配するための手段と、受信チャープ信号を、複素平面において、関連する同位相成分および直交位相成分によって処理するための手段とを備え、 ― 共役チャープ(conjugate chirp)の初期および最終瞬時位相が同一であるように前記共役チャープ信号を局所的に生成するとともに、初期瞬時周波数の値および最終瞬時周波数の値を交換するための手段と、 ― 積信号を得るために受信チャープ信号に局所生成共役チャープ信号を乗算するための手段と、 ― 受信チャープ信号の離散的なサンプルと同数の離散フーリエ変換の出力ビンがある状態で、積信号を周波数ドメインに置き換えるために積信号の離散フーリエ変換を行うための手段と、
― エネルギーのピークを見いだすよう離散フーリエ変換の単一の出力ビンを選択するための手段と、 ― どのチャープ符号が受信されたかを決定するために選択された1つの出力ビンの内容を分析し、受信された1又は2つ以上のビット情報信号のいずれかを復号し、且つ送出する手段と、を含むことを特徴とする。
したがって、本発明による通信システムは、デバイスのエネルギー消費、送信器の電力、受信器の感度、および占められるスペクトル帯域幅に関する限り同等な動作点を維持しながら、かなり大きい距離にわたって通信することを可能にする。
それに加えて、本発明は、データレートの低下を犠牲にしてシステムによって許容される通信距離を増加させるために既存の通信システムの無線部分を駆動できるようにする。既存の通信システムは、例えばブルートゥースデバイスである。
オプションとして、本発明による変調器は、以下の特徴のいずれか1つを行うように構成された手段を有する。
― 未処理のチャープ符号は、チャープ信号の全期間にわたり瞬時位相値の曲線を指定することによって定義される、
― 情報信号は、各々が異なるように変調されたチャープ符号を定義する複数の瞬時位相値の曲線をさらに指定することによってチャープ信号に埋め込まれる、
― それぞれ最終瞬時周波数が初期瞬時周波数よりも高いかまたは低いことを指定することによって、それぞれアップチャープ符号およびダウンチャープ符号が定義される、
― 最低限2つの異なるチャープ符号が定義される、
― 送信されたチャープのフレームが1つまたは複数の未処理のチャープ符号のプリアンブルを含む、
― 送信器が休止したままであるデッドタイムによってチャープ符号が分離される、
― 仮想瞬時位相が、チャープ信号の初期瞬時位相と一致するためのデッドタイムに起因する。
オプションとして、本発明による復調器は、以下の特徴のいずれか1つを実行するように構成された手段を有する。
― 選択された１つの出力ビンの位置は、どの周波数および/またはタイミングオフセットが送信通信システムのクロッキングシステムと受信通信システムのクロッキングシステムとの間に存在するかを示す、
― 単一の選択された出力ビンの位置は、受信クロッキングシステムを送信クロッキングシステムに適合させるために使用される、
― 復調器は、複数の未処理チャープ符号を包含するスライドウィンドウに関して受信チャープ信号を分析しており、ウィンドウは分析ステップごとにチャープ符号全期間のスライドが行われる、
― プリアンブルの2つ以上の未処理チャープ符号が復調器の検出のレベルを改善するために付加される。
本発明は、さらに、前記特徴のいずれか1つ有する変調器と、前記特徴のいずれか1つ有する復調器とを含む通信システムを提供する。
別の態様では、本発明は、通信チャネルの指定されたスペクトルバンド幅にわたって情報信号の周波数スペクトルを拡散させることを目的としたチャープ信号を生成するための方法であり、チャープ信号が、初期瞬時周波数と、異なる最終瞬時周波数とを有する方法を提案する。この方法は、
― チャープ信号は複素平面において一定の振幅および絶え間なく変わる瞬時位相を有するように同位相制御信号および直角位相制御信号から制御される、
― 瞬時位相は複素平面において同位相制御信号および直交位相制御信号によって変化させられる速度によって瞬時周波数が定義される、
― 瞬時周波数は、チャープ信号の全期間にわたって初期瞬時周波数と最終瞬時周波数との間で線形的に変化させられる、
― チャープ信号の初期および最終瞬時位相が同一である
ことを特徴とする。別の態様では、本発明は、初期瞬時周波数と、異なる最終瞬時周波数とを有するチャープ信号を受信するための方法を提案する。この方法は、
― 受信チャープ信号は、チャープ信号を生成するために使用された拡散係数に対応するいくつかのサンプルを得るために時間ドメインにおいて離散的にサンプリングされ、サンプルは全体のチャープ信号期間にわたって均一に分配される、
― すべての復調器信号は、複素平面において、関連する同位相および直角位相値から処理される、
― 共役チャープ信号は局所的に生成され、初期瞬時周波数の値および最終瞬時周波数の値が交換される、
― 積信号を得るために、受信チャープ信号に局所生成共役チャープ信号が乗算される、
― 積信号を周波数ドメインに置き換えるために、離散フーリエ変換が積信号に適用される、
― エネルギーのピークをもつ離散フーリエ変換の出力ビンの１つが選択される、
― 選択された１つの出力ビンの内容を分析して、どのチャープ符号が受信されたかを決定し、受信された1つまたは2つ以上のビット情報信号をさらに復号し、且つ送出する
ことをさらに特徴とする。
本発明の方式を実行することができる無線周波数(RF)トランシーバの主要な構成要素を示す図である。 送信器と受信器との間の無線による信号の伝送を説明する図である。 本発明によって使用される拡散方式の原理を特定の例により説明する図である。 本発明の要件に応じるためにどのようにチャープ符号が生成されなければならないかを例により示す図である。 送信器および受信器において正確で安定なクロッキングシステムを必要とすることなしにチャープ符号をどのように受信することができるかを例により説明および図示する図である。 送信器および受信器において正確で安定なクロッキングシステムを必要とすることなしにチャープ符号をどのように受信することができるかを例により説明および図示する図である。 送信器および受信器において正確で安定なクロッキングシステムを必要とすることなしにチャープ符号をどのように受信することができるかを例により説明および図示する図である。 符号間位相連続性への要件を例によりさらに説明および図示する図である。 チャープ符号を変調してユーザ情報を搬送することができるためのいくつかの例示的な技法を簡単に概説する図である。 本発明によるベースバンド変調器の一実施態様を示す図である。 復調器の一実施態様を説明する図である。 チャープのフレームの転送および受信を一例により簡単に説明および図示する図である。
本発明の以下の詳細な説明は添付図面を参照する。説明は例示的な実施形態を含むが、他の実施形態が可能であり、本発明の趣旨および範囲から逸脱することなく説明される実施形態に改変を加えることができる。
図1は、本発明の方式を実行することができる無線周波数(RF)トランシーバの主要な構成要素を示す。
本発明は、コヒーレント変調/復調方式が実装される必要があることを仮定する。それは、無線により情報を同報通信するために、送信信号、すなわち、搬送波を位相および周波数に関して正確に変調することができるように周波数搬送波(Fc)の周波数および位相を制御することができる方式である。遠隔配置受信器が変調搬送波から移送デジタル情報を抽出するための逆コヒーレント復調方式を実装しているならば、遠隔配置受信器は信号を受信および復号することができる。上記の方式は、送信信号の振幅が一定である、すなわち変調されず、いかなる情報も搬送しないことを仮定する。
そのような無線トランシーバは、例えば、背景技術の項で説明したすべてのブルートゥース通信デバイスで使用されている。ブルートゥースは、2.4GHzと2.5GHzとの間のISM(産業、科学、および医療)周波数帯域内で、互いに近傍で動作するあらゆる種類の通信デバイスの相互運用を保証することを目的としたオープン通信規格である。いかなる通信デバイスも、規制された放射レベル範囲内、すなわち、典型的には10ミリワット(mW)を超えない範囲では、世界中のどこでもISMバンドで自由に動作することができる。
上記のコヒーレント変調/復調方式を実施するために、適切な無線トランシーバは、搬送波を変調するのに使用されるベースバンド信号が同位相信号(I)および直交すなわち90°位相シフト信号(Q)に分割される際、一般的に使用されている方式であるIQ変調方式を実施しなければならない。したがって、搬送波Fcの周波数および位相は正確に制御され、したがって、同報通信されるべきデジタル情報を符号化する低周波数ベースバンド信号で変調することができる。
IQ変調110の原理が図1に示され、ベースバンドIおよびQ信号116はそれぞれ同位相112および直交位相114の搬送波周波数によってRFドメインにアップコンバートされ、次に、組み合わされて118、単一の信号として電力増幅器120に印加され、アンテナ130を通して無線により同報通信される。
ベースバンドおよびRFドメインにおけるIおよびQ信号は図140に示されるように解釈することができる。それらは便宜上、それぞれ複素平面140において一定の振幅146および瞬時位相148を有する複素数の実部144および虚部142とする。信号の瞬時周波数は、ベクトルが回転する速度によって表される。IおよびQも同様に、それぞれ一定の振幅ベクトル146の余弦値および正弦値である。
送信されるデータの流れ152から、変調回路は前記IQベースバンド信号を生成する。ベースバンド変調器150は、実施態様ごとに特性および実施の詳細が大きく変化する1組の標準の適切なフィルタ、増幅器、および駆動部154を介してIQ搬送波ミキサ110を駆動する。IQ搬送波ミキサはベースバンド信号を搬送波周波数までアップコンバートする。これらの回路は本発明の一部ではなく、それらの動作の詳細な形態は本発明を理解するのに重要ではない。
これに反して、ベースバンド変調器150は本発明に特有であり、以下の図で説明される。既存の無線トランシーバ、例えば市販のブルートゥーストランシーバを使用する場合、本発明のベースバンド変調器はその変調器に取って代わり、その部分に埋め込むことができる。無線部分100のみを再使用することができる。どんな場合でも、IおよびQ入力(または送信RF搬送波の位相および振幅の変調を可能にする他の代替手段、すなわち、いわゆる偏光変調器(polar modulator))はアクセス可能であると仮定される。明らかに、安価な製品部分のための代替オプションは、特定アプリケーション向け集積回路(ASIC)内のベースバンド変調器を取り替え、無線部分設計100を再使用することにある。さらなる別の代替は、例えば、正規のブルートゥース動作モード(2.4GHz範囲の79個の異なる周波数にわたる周波数ホッピングに基づくスペクトラム拡散方式)を以下の図で説明する本発明の変調方式と組み合わせることによって、同じASICにいくつかの排他的動作モードを実装することである。
無線トランシーバ部分100の受信器脚部は、アンテナを通して受信したRF信号からIおよびQベースバンド信号を抽出するために逆動作を実施する。一般に、そのようなトランシーバは、電力増幅器120から入力低雑音増幅器すなわちLNA160を分離し、動作の双方向モードを管理するためにスイッチ102を埋め込む。一般に、そのようなトランシーバは、専用の、または標準のマイクロコントローラ(図示せず)下で制御される。IおよびQ成分は直交ダウンコンバージョンミキサ170によって受信変調RF信号(一般に弱い信号)から抽出され、最終的に、復調器180に印加されるベースバンドIおよびQ信号が読み出される。何とかして弱いRF信号の受信レベルから独立したレベルまでIおよびQを回復するために、ダウンコンバージョンミキサの後に適切な高性能回路184が続く。無線トランシーバ100の必須部分である回路184は様々なフィルタおよび可変/自動利得制御増幅器(VGA)を含む。それは、場合により、ベースバンドIおよびQ信号を回復する前に中間周波数(IF)への変換を含む。
送信レッグ(transmit leg)と同様に、ベースバンド復調器180は本発明に特有であり、以下の図で説明される。その実施方法に関しても同じ指摘事項が当てはまる。
トランシーバの無線部分は、さらに、例えばISM2.4GHz範囲で動作するようにクロックを生成および適合させるための周波数制御区域190を含む。これには、例えば、PLL(位相ロックループ)、V/NCO(電圧または数値制御発振器)フィルタなどのような回路が含まれる。この際、外部発振器192が必要とされる。
図2は、送信器と受信器との間の無線による信号の伝送を説明する。
到達することができる最大距離は、所与の搬送周波数において、信号が送信器210によって無線で同報通信される電力レベルと、受信器220の感度とによって基本的に決定される。本発明が実施される(背景技術の項で説明したように)情況では、送信器の電力レベルはISM周波数帯域仕様とブルートゥースのような様々な規格とによって設定される。そして、世界的規模での動作を可能にするには、放射電力は実際には10dBm(すなわち、0dBmに対応する1mWの基準電力レベルに対して、+10デシベル)を超えることができない。
受信器の総合感度は、入力受信デバイス220の固有の特性、一般には、図1に示されたような低雑音増幅器160の固有の特性によって調整される。標準技術、すなわち、集積回路を実装し、かつMOS(金属酸化膜半導体)トランジスタを本質的に利用している技術で形成されている最新の受信器設計は既に優れた性能を示している。実際は、それらは、アンテナインピーダンス(一般に50オーム)に一致する入力回路の熱雑音より3dBだけ上で動作することができる。これが意味するのは、理想的な受信器は、実施することが不可能であるけれども、現在の実際の実施態様よりも3dBだけ良好になり得る。
したがって、上記の限界を考慮に入れた通信技術は、ブルートゥースの場合に10メートルの最大距離にわたって1Mbpsの帯域幅で一般に動作することができるデバイスを実装したハードウェアによる最良の性能を既に示している。
しかし、同じ条件(搬送周波数、放射電力、使用される帯域幅、および固有の受信器感度)で、受信器の感度の増加を潜在的に可能にする、スペクトラム拡散の一般名で知られている技法があり、それにより、実効データレートの低下を犠牲にしてより長い距離にわたる通信が可能になる。一般的な着想は、利用可能な帯域幅を使用して送信されるべきデータを拡散シーケンスと組み合わせることであり、その結果、たとえ受信レベルのために送信信号を雑音と区別することができなくても、受信器において送信信号を識別することが可能になる。この前者のポイントは、任意の2進数シーケンスを伴う場合として図2にグラフで示される。受信条件と、送信器と受信器との間の距離とに応じて、受信信号は次第に減衰させられ、最終的に環境雑音232から見分けられなくなる。
「直接シーケンススペクトラム拡散（direct-sequence spread spectrum）」を意味するDSSSは最も使用されているスペクトラム拡散方式である。これは、熱雑音の影響を超えて受信器の感度を増加させるという上記の目的を達成することができる。例えば、DSSSは米国軍用全地球測位システムすなわちGPSによって使用されており、GPSはさらに米国国防総省によって民間用途にも利用可能にされている。それは、永続的に信号を同報通信する30を超える衛星のコンステレーションに基づいており、その結果、良好な信号が同時に少なくとも4つの衛星から受信することができるならば、現在世界中で使用中である無数の専用GPS受信器はそれ自体の位置、速度、および高度を正確に決定することができる。しかし、民間用途では、各衛星は、受信器が一意的に識別できるように同じ周波数(1575.42MHz)の信号をそれ自体の拡散シーケンスにより同報通信している。DSSSでは、拡散シーケンスは擬似ランダム雑音(PRN)符号である。GPS民間PRNシーケンスは1023の「チップ」またはビットのかなり長い2進数シーケンスである。符号のシーケンスが長いほど、受信器の感度における利得は高くなることができる。符号化シーケンスが2倍になるたびに3dBの符号化利得を見込むことができることが示されている。したがって、1023すなわち210ビットのシーケンスは事実上、約30dBの符号化利得を提供することができる。
上記の値(30dB)は、本発明の目的を達成すると予想される受信器感度の利得でもある。その目的は、送信器と受信器との間に許容される距離を2桁だけ増加させる、すなわち、10メートルから1キロメートルにすることである。これは1Mbps(ブルートゥース帯域幅)から実効データレートを低下させることを犠牲にして得られ、ちょうど1kbpsの実効データレートが得るためには、1Mbpsを符号の長さの約103で除算しなければならない。しかし、そのようなデータレートは、本発明で考慮されている用途、すなわち遠隔測定、センサデバイスのモニタリングなどには十分である。
残念ながら、GPSのスペクトラム拡散方式は本発明に置き換えおよび適用することができない。主な理由は、クロッキングシステム(212、222)から独立した送信機および受信機を必要とすることにある。本発明が考慮しているデバイスは、GPSの場合のように高価で、非常に正確で、安定なクロックシステムを実装する余裕がない低コストなデバイスである。さらに、動作モードが同じではない。これに反して、GPS衛星は信号(高精度原子時計(atomic precise clock)から生成された)を永続的に同報通信している。一方、GPS受信器は十分な時間電源が入れられているか、または永続的に電源を入れられたままであり、動作可能になる前にGPS送信拡散符号のかなり長い取得に耐えることができる(およびそれにとにかく耐えなければならない)。その取得は、拡散シーケンスが実際に送信されている(GPSの場合におけるようにいくつかが使用されている場合)環境および熱雑音232から正確な周波数および位相シフトを抽出することにある。これは、取得プロセスを短縮するために本来できるだけ正確および安定である必要がある局所クロッキングシステムから行われなければならない。取得は、基本的に、周波数および位相シフトのあらゆるあり得る組合せを連続的に試みることにある(独立したクロッキングシステムの相対的精度に応じた範囲で)。これは、完全符号シーケンス長にわたって相関を見いだすことができるまで行われなければならない。莫大な数の組合せが試みられなければならないことがある。
これに反して、本発明のデバイスは、エネルギー使用量を削減するために絶えず電力供給されるのではなく、モニタされているセンサの状態を送信するために一定時間間隔で迅速に起動し同期することができなければならない。さらに、これは、精度、温度依存、および安定性が、一般的に、全体として±40ppm(百万分の一)範囲、すなわち、2.4GHzで約±100kHzに規定されている独立の低コストクロッキングシステムから達成されなければならない。目標の通信距離(1Km)に達するのに必要な符号化利得を得るために長い拡散シーケンス(例えば、1023)をサポートしなければならないという要件と組合せると、本発明が解決しようとする課題はDSSSでは満たすことができない。
図3は、本発明によって使用される拡散方式の原理を特定の例により説明する。
上記の問題を克服し、一方で必要な符号化利得を得るために、本発明は別のスペクトラム拡散方式の使用を取り扱う。この方式はデータ通信の分野ではほとんど使用されていない。スペクトルの拡散は、周波数が初期のF0周波数から最終のF1周波数まで連続的に変化するチャープ信号を生成することによって得られる。一例が310で示される。F1 314は、アップチャープまたはダウンチャープがそれぞれ生成されるようにF0 312よりも高く(図示のように)または低くすることができる。そのような拡散方式の主な利点は、送信端と受信端との間のタイミングオフセットおよび周波数オフセットが同等になり、それに応じて受信器の複雑性が低減され、符号を抽出するには混合された周波数および/またはタイミングオフセットを考慮に入れさえすればよいことになる。
周波数差のF0−F1（F0マイナスF1）は信号のスペクトル帯域幅を示す。本発明を示すために使用される例では、ブルートゥース技術に基づいて、これは、この特定の技術によって使用される帯域幅、すなわち1MHzに対応しなければならない。したがって、RFドメインでは、本発明によるチャープ信号は搬送波の周波数変調によって表され、搬送波の中心周波数は、チャープ符号を同報通信する場合、選ばれた周波数搬送波Fc(この実施例では2.4〜2.5GHzのISM範囲)のまわりで-500kHzから+500kHzまで連続的に変えられる。したがって、対応するベースバンド信号はこれらの2つの値の間(-500kHzから+500kHz)に含まれていると考えることができる。
チャープ符号の期間は、アプリケーションの予想される実効データレート、すなわち本発明を示すのに使用される例では1kHzに対応しなければならない。したがって、拡散係数は、受信器感度の同じ改善を得るには依然として図2で説明したDSSS方式と同様に103である。次に、少なくとも1ビットの情報を搬送する各チャープ符号は1ミリ秒316で送信される必要がある。
本発明は、数値形式で信号処理を行うためのすべての最新の標準技法(すなわち、デジタル信号処理すなわちまたは、DSP)が本発明を実施するのに前提として利用可能であることを仮定する。特に、フーリエ変換が信号を時間ドメインから周波数ドメインに変換するために使用され、その結果、本発明の以下の説明で説明されるように、受信信号は効率的に分析することができる。標準の適切なコンピューティングハードウェア上で数値的に実行が可能な効率的な高速フーリエ変換(FFT)アルゴリズムが存在する。さらに、本発明は、信号処理が複素数のドメインにおいて、すなわち実部および虚部により実行されることを仮定する。これは、2値複素信号によって直接駆動することができる直交IQ変調器および復調器が使用される図1で説明した無線トランシーバの実施態様に合致する。さらに、これは、信号のスペクトル分析を考慮に入れる必要がある場合、負周波数の定義および使用を意味する。
図3の下方の概略図320は例示的なベースバンドチャープ符号の上記の表現を示す。前記概略図は、信号の瞬時周波数および位相がベースバンド範囲中のいかなる点でも引き出すことができるために実部322および虚部324を有する。図を見やすくするために、この実施例および以下の例の拡散係数は64(実際には、-32から+31の間)のみであるが、前に説明したように本発明の目的を達成するにはより高い値の拡散係数が必要とされる。
図310は、チャープによって変調された後、送信器アンテナによって同報通信されるRF搬送波を表す。図320は、アップコンバーションの前のベースバンドチャープ信号、したがって分離されたI成分およびQ成分を示す。
図4は、本発明の要件に応じるためにどのようにチャープ符号が生成されなければならないかを例により示す図である。
既に上記したように、チャープ符号は、瞬時周波数が初期の周波数F0から最終の周波数F1まで連続的に変化するように構築される。これは、正規化された周波数範囲412が記載される図410に示される。この例では、瞬時周波数は、チャープ符号414の全体の期間にわたって線形的に増加している、すなわち、低い周波数F0から高い周波数F1まで増加している。前に説明したように、ダウンチャープ、すなわち、瞬時周波数が線形的に減少しているチャープも考慮に入れることができる。
下方の図420は本発明によるチャープ符号の瞬時位相を示す。重要な特性は、符号422の始まりの瞬時位相が符号424の終わりのものと必ず同じになるように符号が構築されなければならないことである。中間で、位相は、例えば、下方の曲線426によって示されるように変化する。この位相曲線は、本発明による未処理のチャープ符号、すなわち、データ情報を搬送しない、したがって変調されていない符号の全体の期間にわたる位相変化の代表的なものである。以下でさらに説明するように、未処理のチャープは、より詳細には、受信器側が迅速に同期できるようにするためのプリアンブル符号として使用される。
本発明で必要とされる位相の符号間連続性は、チャープを生成している独立の低コストのクロッキングシステム(それぞれ、一方の送信器側および他方の受信器側)の間に存在する避けることのできない周波数オフセットおよび/またはタイミングオフセットがあったとしても、受信チャープを局所生成チャープ(locally produced chirp)と一緒に組み合わせ、処理できるようにすることが意図される。したがって、以下の記述で説明するように、図2の直接スペクトラム拡散方式(DSSS)で説明した同期問題は克服されることになる。
上記の要件が除外される場合、本発明は、ユーザーデータ情報を遠隔地に転送できるようにデータをチャープ符号に符号化するいかなる特定の方法も仮定しない。搬送波信号を変調するための当業者に既知のすべての方式、ここではチャープは、上記の要件、すなわち、終わりと始まりの位相の一致が満たされることを可能性として適用することができる。データ情報を搬送する標準方式は、実際は、搬送波の位相を変調することにある。本発明はこの種のデータ変調をサポートする。したがって、チャープ符号によって搬送されるべきデータ値に応じて、様々な位相曲線が特定の符号の生成のために適用されなければならないことがある。どんな場合でも、図示428のように、始まりと終わりの位相は一致しなければならない。チャープの変調方式は本発明の範囲を超えているが、この態様は図7でさらに説明される。
図5a、5b、5cは、送信器および受信器に正確で安定なクロッキングシステムを必要とすることなしにチャープ符号をどのように受信することができるかを例として説明および図示する。
図510は、局所生成チャープ512の(すなわち、受信器のクロッキングシステムからの)瞬時周波数を示す。前の図におけるように、この実施例の拡散係数は64である。したがって、1MHzのチャープのチップレートでは、符号期間は64μsecである。局所クロックシステムに関して、周波数は全体のチャープ符号期間にわたって線形的に増加する。
送信器と受信器の間でも存在する、仮定したタイミングオフセットに起因して、局所クロックに対して、ある時点で観測される受信チャープ514の瞬時周波数の急激な変化が存在する。ステップの位置はこのオフセットの実際の値によって決まる。しかし、両方のチャープ(受信したものと局所的に生成されたもの)は組み合わせることができる。まず、受信器は受信チャープに局所生成共役チャープ、すなわち、周波数がF1からF0に線形的に変化する(F0からF1までの変化の代わりに)チャープを乗算する。次に、乗算の結果の積516が構築され、この例では、クロックシステム間のタイミングオフセットに起因してダウンステップ518が示される。共役チャープは、さらに、送信チャープに適用しているものと同じ要件、すなわち、始めの瞬時位相がチャープの終わりのものと同じでなければならないということに従わなければならない。変調器によって生成されるようなチャープの始めおよび終わりの位相は必ずしも復調器で受信されるチャープの始めおよび終わりの位相と同じではないことがある。特に、受信チャープの全体的な位相はいずれにしても伝送チャネルによって勝手にシフトされる。
その後、受信チャープおよび局所生成チャープのそれぞれのサンプルの64個の積にFFTが行われる。しかし、指摘すべき重要なことは、後で示されるように、2つの積の周波数516は、サンプリングの折り重なりの結果のためにFFTの同じいわゆる出力「ビン」に蓄積されることである。
下の図520は時間ドメインにおける図510の別の図である。それは、積の急激な周波数遷移526がより良く見えるように、10倍オーバーサンプリング(したがって、X軸で640個の最大値)で行われている。ベースバンド信号の実部のみを図示したこの図では、参照522は局所生成チャープであり、524は受信チャープである。
実際には2つのチャープの積は、チップレートでサンプリングされ、すなわち、この実施例では1MHzでサンプリングされ、したがって、実部532および虚部534が図示されている図5bの図530に示されるように64サンプルが得られる。
次に、上記のように、FFTが積の64サンプルに行われる。時間ドメインから周波数ドメインへの変換の結果は図540で示される。Y軸は、dB単位(エネルギー比の20log10)の任意スケールによるFFTの64個のビンの各々に含まれるスペクトルエネルギーを示す。この図で仮定されるように雑音がない状態では、エネルギーはFFTの単一の周波数ビン542に集中される。積の2つのチャープが周波数整合される(すなわち、正確に同じクロック周波数で生成される)場合、エネルギーは、ゼロの周波数(DCレベル)を有する正弦波に対応する中心のビン544に集中されているはずである。観測されたシフト546、すなわち10サンプルは、2つの独立のクロッキングシステム間に存在する周波数および/またはタイミングオフセットを示す。ビンの内容はここでも関連する振幅および位相をもつ複素数である。
上記の方式は、以下の図550および560で示されるような高レベル雑音がある状態で依然として機能する。雑音を除いて、図550は図520、すなわち、チャープの10倍オーバーサンプリングで示されたもの(単に表示の便宜のために)と同等である。局所生成チャープ552は明らかに雑音がない。受信チャープは554であり、積は556である。雑音にもかかわらず、FFT結果560は依然としてクロッキングシステムの周波数および/またはタイミングオフセットに対応するピーク562を明確に示している。
したがって、受信チャープと局所生成共役チャープとの積のFFTの結果として、受信器は、2つのクロッキングシステム間にオフセットが存在することが直ちに分かる。
したがって、DSSS方式と同様に完全拡散シーケンスにわたって相関を得ようとして、周波数および位相シフトのすべてのあり得る組合せを連続的に試みなければならない非常に長い取得プロセスの必要がない。いずれにしても、低コストのクロッキングシステムが長い拡散シーケンスと組み合わされる場合、上記したように不可能な作業が必要とされる。
図6は、符号間位相連続性への要件を例によりさらに説明および図示する。
図610は、符号間要件が満たされる場合を示す。この図は、520、すなわち、表示の便宜のための10倍オーバーサンプリングによるものと同様である。これは、2つのチャープ、すなわち局所612および受信614の実部とそれらの積616とを示す。右側の図620は実際の1倍のサンプリングで、すなわち、この例では1MHzで得られるものに対応する。積の実部622および虚部624が図示されている。
図630は、符号間要件が満たされていない場合を示す。この例では、F1とF0との間の遷移に半周期(π)シフト632がある。右側の図640は実際の1倍のサンプリングで得られるものに対応する。上記のように、積の実部642および虚部644が図示されている。
下の図650に示されるように、これはFFTの結果に劇的な影響を及ぼす。位相連続性の要件が守られていない場合、エネルギーは、一般的な場合、654に示されるようにすべてのビンにわたって配分される。実際には、本発明を示すために使用されるこの特定の例では、遷移において正確に半周期位相シフトがあるので、ビンのうちの1つに除去が生じ、したがって、ノッチが観測される656。いずれにしても、FFT結果は利用することができない。これに反して、符号間位相連続の場合、その結果は、予想される通りであり、すなわち、個別のクロッキングシステム間の周波数オフセットと、チャープの生成のためのタイミングオフセットとの結果として存在する周波数および/またはタイミングオフセットを示す単一のビン652に蓄積される。
図7は、チャープ符号を変調してユーザ情報を搬送することができるためのいくつかの例示的な技法を簡単に概説する。
既に説明したように、本発明の方式は、チャープ符号を変調し、データ情報を遠隔地に転送するためのいかなる特定の方法も仮定していない。
チャープ符号ごとに1ビットの情報のみが搬送される場合、直接的方法は、2進数の1が、例えば、アップチャープで搬送され、0がダウンチャープで搬送されるようにアップチャープおよびダウンチャープを使用することにある710。
ここで、実施制約により、チャープの2つの端の周波数(F0およびF1)の間の制御された遷移が内部的に送信器で達成され、受信器で復号されるように符号間境界にデッドタイム712の導入(その間、送信器がオフにされる)がもたらされることがあることに留意するのは価値がある。そのとき位相連続性の要件は、符号が正常に継続されている、すなわち、デッドタイムなしであるように見なされなければならない。
別の手法が多重経路伝送環境では要求されることがある。エコーに起因する符号間干渉(ISI)を避けるために、符号間にかなりのデッドタイムが導入されなければならないことがある714。その場合には、受信器を簡単化するために、仮想位相が、送信器が休止したままであるデッドタイムに起因する可能性がある。したがって、位相連続性の符号間要件を堅持するには、符号はすべてこの定義された仮想位相で始まらなければならない。この方法は、さらに、復号誤りが連続符号において蓄積されないようにすることができる。
チャープを変調するための別の既知の技法は符号を周波数回転させることにある。2つ以上の状態をこの方法では定義させる。例えば、4つの回転が定義される722場合、2ビットの情報を符号ごとに搬送することができ、その結果、データレートは前記符号またはボーレートの2倍である。上記のように、デッドタイムは、符号遷移ごとに、およびあり得る回転境界ごとに導入されなければならない可能性がある。
さらに、前記チャープの位相は搬送されるべき情報を埋め込むように変調することができる。これを行う非常に簡単な方法は、規則に従うチャープ符号を生成し、次に、伝送する前にそれに0、90、180、または270度の複素回転を与えることにある。この場合、様々な変調符号はもはや位相連続の性質を示さないが、送信メッセージのペイロード部分には必要とされないことを指摘するのは重要である。位相連続性は、実際には、タイミングおよび周波数オフセットの情報を取得できるようにするためにメッセージプリアンブルの非変調(未処理)符号にのみ必要とされる(図10で説明されるように)。受信器が送信器と整合された(タイミングおよび周波数の両方について)後、局所生成チャープは送信されたものと時間整合され、したがって、FFTビンの位相情報を使用して情報を符号化することができるので、位相連続性の必要性はもはやない。
図8は、本発明によるベースバンド変調器の例示的な実施態様を示す。
本発明は、図1に示したような本発明による変調器150のいかなる特定の実施態様も必要としない。個別の標準電子構成要素により単に実行するか、または任意の形態の集積回路および/またはプログラマブル回路に埋め込むことができる例示的な実施態様が説明される。多数の代替の実施態様が可能であり、特に、チャープ符号を生成するために信号を周波数ドメインから時間ドメインに変換するのに逆高速フーリエ変換(IFFT)を利用するものであれば可能である。
この実施態様では、変調器は、ルックアップテーブルすなわちLUT810と、デジタル-アナログ変換器すなわちDAC820とを含み、それらは、任意のチャープ符号の瞬時周波数および位相を正確に制御するための手段800を一緒に形成する。DACは、図1で説明したようなRFトランシーバの送信器脚部でアップコンバートされるベースバンドアナログ信号の同位相成分(I)821および直交位相成分(Q)822を生成することができるデュアルDACでなければならない。IおよびQアナログ成分は、LUTに記憶された一連の対応する2つの2進数ワード812からデュアルDACによって変換される。したがって、送信される必要のある各タイプの符号は、一般に、ROS(読取り専用記憶装置)またはEPROM(電気的プログラマブル読取り専用メモリ)によって実装されるLUTにおいて、事前計算され、かつ記憶される。
一般の場合、最低限3つの符号が事前定義され記憶される必要がある。これは、迅速に同期するように、受信器に必須で使用される非変調の未処理符号を、任意のメッセージのプリアンブルに含む。これは図10でさらに説明される。ここでは、最低限2進数2レベル符号化(a minimum binary two-level encoding)が必要とされる。したがって、「0」符号および「1」符号はやはり記憶されなければならないが、それらのうちの1つは、ここでも未処理の符号を使用でき、それにより、要求を2つの符号のみに低下させることができる(例えば、「0」変調符号と「1」変調符号を表す未処理符号)。もし、チャープの符号化が符号当たり2つより多いビット(すなわち、2nビット)を搬送するように工夫される場合4つ、8つ、およびより多くの符号が事前定義および記憶される必要があることがある。単一の符号を定義するために記憶されなければならない2進数ワードの数は選ばれた拡散係数によって決まる。本発明の目的に従うためには、1000倍の拡散係数を使用しなければならず、その場合、送信ベースバンド信号の各IおよびQ成分は、対応するチャープ符号の瞬時周波数および位相を正確に定義するために最低限1キロワードを必要とすることになる。記憶されたワードごとの幅(ビットの数)は、アナログ信号を定義するのに必要とされる精度によって決まる。例えば、一連の+128/-127アナログレベルが定義される場合、8ビットワードがIおよびQ成分を定義するために記憶されることになる。
一般に、LUTおよびDACはマイクロコントローラ830の制御下にある。送信されるビットの流れ840は、例えば、連続的に受信される。送信されるnビットの各グループは、LUTに記憶された特定の符号を直接にまたは、異なる方法で(すなわち、コントローラにより)アドレス指定するために使用される。例えば、チャープの符号化が4レベルで定義される場合、4つの記憶された符号の中から選ぶために、一度に2つのビット842が処理される必要がある。LUTは、さらに、一般に、送信されるビットの流れを符号化する作業を行うマイクロコントローラを支援するために追加の制御ビットを含むことになる。
当業者は、本発明の趣旨から逸脱することなく上記の変調器の簡潔な説明にあらゆる種類の変更をもたらすことができることを認識できる。簡易化または、反対に、より高いレベルの洗練化が変調器の設計者によって考慮される必要がある。これは、主として、考慮している用途と、ユーザ情報を搬送するために保持されるチャープ変調方式の選択とに依存する。例えば、図7で述べた第1の簡単な変調方式が保持される710の場合、2つの符号、すなわち非変調アップチャープおよび非変調ダウンチャープのみが実際には記憶される必要がある。どちらか1つを、図9で説明する受信器の同期にも使用することができる。
図9は、復調器の例示的な実施態様を説明する。
変調器と同様に、本発明は復調器の特定の実施態様を要求しない。特に、FFT機能940は、FFTがデジタル信号処理の分野で使用されて以来工夫されてきた、ソフトウェア、ファームウェア、ハードウェア、またはそれらの組合せにおいて開発された多数の技法のうちのどれでも利用することができる。図5a、5b、5cで説明したように、受信信号は、RFトランシーバの受信器脚部により、同位相成分921および直交位相成分922を有するアナログベースバンド信号にダウンコンバートされると仮定される。次に、ベースバンド信号の2つの成分はサンプリングされ、例えば、好ましくは情報をチャープ信号にわたって拡散するために送信器によって使用される係数に対応するレートで、アナログ-デジタル変換器ADC925によってデジタル形式に変換される。前の図で本発明を示すのに使用した実施形態では、64サンプルが考慮されている。しかし、本発明によって予想される受信器感度の利得を達成するには、より高い拡散係数(一般に、1000倍の拡散係数)を使用しなければならず、したがって、サンプルの数が増加する。サンプリング信号925は局所クロッキングシステムから引き出す。次に、サンプリングされたベースバンド信号は、局所生成共役チャープ、すなわち、周波数がF1からF0まで線形的に変化するチャープとデジタルドメインにおいて乗算される930。共役チャープを生成するための手段は前記変調器で使用されたものと同じようにすることができ、すなわち、共役チャープは、デジタル乗算器930への入力として使用されるLUT910において、数値的に記憶することができる。ADC920によって受信ベースバンド信号から生成された離散的なサンプルと同数のワードがLUTに記憶されている。
用途と、システムで必要とされる性能とに応じて、変調器および復調器のLUTは、いずれにしても、そのようなトランシーバでは一般に同時に送受信するように工夫されていないので、適切な多重化機能をもつ共通のハードウェア(図示せず)を共有することができる。変調器と同様に、全体の復調器機能は、好ましくは、マイクロコントローラ下で制御され、一般に、ここでも共通の制御機能830が変調器と復調器との間で用いられる。
次に、局所生成チャープと受信したものとの積が、図5a、5b、5cで説明したように周波数ドメインにおいて変換されるためにサンプル当たりの単位で離散FFT(DFFT)に適用される。したがって、積のサンプルと同数のFFTの出力ビン944がある。本発明の方法により生成された受信チャープが確かに受信信号内に存在する場合、エネルギーのピークはFFTの単一の周波数ビンで見いだされることになる。対応するビンは、送信器システムと受信器システムとの間に存在する周波数および/またはタイミングオフセットを示す。
オフセット992の情報はPLLおよびVCO/NCOを含む局所クロッキングシステム990の周波数を調整するのにオプションとして使用することができ、その結果、最終的に、後続の受信チャープに対して送信器のものを整合させることになる。その場合、アクティベイトされたビンは中心のビンに移動することになる。しかし、これは必要でないことがある。チャープ積のエネルギーを収集したオフセットビンをただ選択し942、すべての後続の受信チャープで直接使用することができる。
局所および/またはクロッキングシステムの十分な安定性をチャープの受信フレームの全期間において保証することができない場合、アクティブなビンのトラッキングシステムが、受信器に実装される必要がある。
データ変調チャープが受信されると、選択されたビンの内容はさらに分析され(振幅および位相)、符号化情報が抽出される。復号器950の構造は、データ情報がチャープに符号化される方法に高度に依存する。いくつかの方法が図7に示されてきた。どの方法が使用されても、復号器は受信データ情報を抽出するように管理し、その結果、受信データ情報を処理システムに送出することができる。
さらに、図8および9の変調器および復調器の例示的な実施態様では、RFトランシーバとのインタフェースは、各々が同位相成分(I)および直交位相成分(Q)を有する2つのアナログ信号により達成されることが仮定されていることが指摘されるべきである。考慮している用途および特定の実施態様に応じて、このインタフェースは同様にデジタル形式で実行することができ、その場合、IおよびQは、使用中の拡散係数に対応するレートでデジタル形式で送出または受信されるはずであるので、DAC820およびADC920は必要でないことになる。
図10は、チャープのフレームの転送および受信を、例により簡単に説明および図示する。
本発明の情況において、ユーザーデータ情報を遠隔地に転送するには、データフレームは、好ましくはいくつかの非変調の未処理チャープを含むプリアンブルを含まなければならない。プリアンブルは、遠隔の送信器によって送られたメッセージに迅速に同期し、それを捕捉するために傍受受信器によって使用されることになる。上記のように、これは、ただエネルギーのピークが見いだされる出力FFTビンを選択することにある。本発明の典型的な用途では、遠隔の送信器は、ただユーザ情報を送信し、そして場合により、受信部分からの受信通知を受信するために十分に長く電源を入れたままとすることができる。これは、送信部分および受信部分の両方で、複雑性の低い受信器により達成可能である。直接スペクトラム拡散方式により、送信器はほぼ同じ複雑さとなるはずである。トランシーバの受信器部分は、前記したように実際は実装することができない。
したがって、データフレームは、例えば図示のように、プリアンブル1012としていくつかの非変調チャープを含む1010である。ユーザ情報は後続のチャープ1014で搬送される。
本発明の実現の好ましい形態では、プリアンブルは変調されていない5つのチャープ符号で構成される。次に、傍受受信器は受信されるべき信号が予想されるRF送信周波数で分析する。これは、4つの連続する符号期間のスライドウィンドウに対して行われ、その結果、プリアンブルは図示のようなウィンドウに完全に含まれ得る。ウィンドウは、プリアンブルの読み出しの試みごとに1つの符号期間(すなわち、受信信号のNサンプル、ここで、Nは使用される拡散係数)のシフトが行われる1018。
通信リンクを迅速に確立するための重要点であるプリアンブルの検出を容易にするために、4つの連続するFFTの結果が付加され平均され、したがって、検出の受信器レベルに関して6dBの追加利得を見込むことができる。この利得に実際に達するには、FFT結果の追加は、信号の振幅および位相を考慮に入れて複素数のドメインにおいて行われなければならない。
したがって、前述の記述で説明したように、本発明の方式を実施するトランシーバは、送信器と受信器との間の任意の伝搬遅延と、クロッキングシステム間のかなりの周波数および/またはタイミングオフセットとを許容することができる。帯域幅の±10%の周波数シフトは容易に吸収することができる。ブルートゥーストランシーバでの本発明を示すために使用された例では、利用可能な帯域幅は1MHzであり、搬送波周波数は2.4GHzのISM範囲内にある。したがって、帯域幅の10%は100kHz、すなわち、搬送波周波数の±40ppmを示す。この仕様をサポートする低コスト発振器は容易に利用可能である。上記の周波数シフトにより、せいぜい1dBのペナルティーが受信器の感度の損失に関して見積もられる。クロック周波数シフトがより大きい場合、損失は、2つのシステムクロックが全帯域幅(1MHz)の値にシフトされるまで増加することになり、その場合、受信器は送信信号を何も捕捉しないことになるので、通信はできなくなるはずである。
さらに、送信器が信号を同報通信し始めた後の傍受受信器の取得時間は、従来のDSSS方式で達成することができるものにひきかえ非常に速やかである。本発明の方式は、FFTが計算され得る速度に依存する。FFT計算は、学問、研究、および産業分野でかなりの注目を受けてきた題材である。この題材および実施態様の報告に関する無数の出版物が公表されている。FFTシステムの計算の複雑性は、O(N×(log(N)+1))のように増大し、ここで、Nはこの場合には拡散係数であることが十分に確立されており、一方、DSSSはO(N3)のように増大することが同様に確立されている。この大きな差が、本発明によってもたらされる取得時間の大きな改善を説明している。
したがって、本発明による変調器および復調器は、データレートの対応する低下を犠牲にして通信距離を著しく増加させるために、既存の低コストのトランシーバシステム、例えばブルートゥーストランシーバの対応する構成要素に取って代わることができる。したがって、RF構成要素は同じままとし、それにより、いかなる新しいRF通信製品にも要求される高コストで長い期間の検証を避けることができる。
本発明は、ブルートゥース規格に基づくもののような既存製品に対して、遠隔測定、遠隔モニタリング、および監視の分野の無数の新しい用途への道を開くものである。
100 無線部分
102 スイッチ
110 IQ変調
112 同位相の搬送波周波数
114 直交位相の搬送波周波数
116 ベースバンドIおよびQ信号
120 電力増幅器
130 アンテナ
140 複素平面
142 虚部
144 実部
146 振幅
148 瞬時位相
150 ベースバンド変調器
152 データの流れ
154 駆動部
160 低雑音増幅器
170 直交ダウンコンバージョンミキサ
180 ベースバンド復調器
184 高性能回路
190 周波数制御区域
192 外部発振器
210 送信器
212 クロッキングシステム
222 クロッキングシステム
220 受信器
232 環境雑音
312 初期瞬時周波数
314 最終瞬時周波数
322 実部
324 虚部
414 チャープ符号
422 初期瞬時位相
424 最終瞬時位相
512 局所生成チャープ
514 受信チャープ
516 積
522 局所生成チャープ
524 受信チャープ
526 積
532 実部
534 虚部
542 周波数ビン
544 中心のビン
546 シフト
552 局所生成チャープ
554 受信チャープ
556 積
562 ピーク
612 局所
614 受信
616 積
622 実部
624 虚部
632 半周期(π)シフト
642 実部
644 虚部
652 ビン
656 ノッチ
712 デッドタイム
810 ルックアップ表
812 2進ワード
820 デジタル-アナログ変換器
821 同位相成分
822 直交位相成分
830 マイクロコントローラ
840 ビットの流れ
842 2つのビット
910 ルックアップ表
921 同位相成分
922 直交位相成分
920 ADC
925 サンプリング信号
930 デジタル乗算器
940 離散フーリエ変換
944 出力ビン
950 復号器
990 局所クロッキングシステム
992 オフセット
1012 プリアンブル
1014 後続のチャープ
1016 スライドウィンドウ
1018 全チャープ符号期間

Claims (15)

  1. 通信チャネルの指定されたスペクトルバンド幅にわたって情報信号の周波数スペクトルを拡散させることを目的としたチャープ信号を生成するための変調器を備え、前記チャープ信号が、初期瞬時周波数と、異なる最終瞬時周波数とを有する通信システムにおいて、
    前記変調器は、
    複素平面において、前記チャープ信号の全期間にわたって、前記チャープ信号のための一定振幅および瞬時位相を一緒に定義する同位相制御信号および直交位相制御信号から前記チャープ信号を制御するための手段を具備し、さらに、
    前記変調器は、
    前記瞬時位相が前記複素平面において前記同位相制御信号および前記直交位相制御信号によって変化させられる速度から瞬時周波数が引き出され、
    前記瞬時周波数が前記初期瞬時周波数と前記最終瞬時周波数との間で線形的に変化させられ、
    前記チャープ信号の初期および最終瞬時位相が同一であるように構成される
    ことを特徴とする通信システム。
  2. 未処理のチャープ符号が、前記チャープ信号の全体の期間にわたり瞬時位相値の曲線を指定することによって定義されるように構成される請求項1に記載の通信システム。
  3. 前記情報信号は、各々が異なるように変調されたチャープ符号を定義する複数の瞬時位相値の曲線をさらに指定することによって前記チャープ信号に埋め込まれるように構成される請求項2に記載の通信システム。
  4. 前記最終瞬時周波数が前記初期瞬時周波数よりも高いかまたは低いことを指定することによって、それぞれアップチャープ符号およびダウンチャープ符号が定義されるように構成される請求項1に記載の通信システム。
  5. 最低限2つの異なるチャープ符号が定義されるように構成される請求項1から4のいずれか一項に記載の通信システム。
  6. 送信されたチャープのフレームが1つまたは複数の未処理のチャープ符号のプリアンブルを含むように構成される請求項1から5のいずれか一項に記載の通信システム。
  7. 送信器が休止したままであるデッドタイムによってチャープ符号が分離されるように構成される請求項1から6のいずれか一項に記載の通信システム。
  8. 初期瞬時周波数と、異なる最終瞬時周波数とを有するチャープ信号を受信するための復調器を備えた通信システムであって、
    前記復調器は、
    前記チャープ信号を生成するために使用された拡散係数に対応するいくつかのサンプルを得るために時間ドメインにおいて前記受信チャープ信号を離散的にサンプリングするための手段であって、チャープ信号の全期間にわたってサンプルを均一に分配するための手段と、前記受信チャープ信号を、複素平面において、関連する同位相成分および直交位相成分から処理するための手段とを備えるサンプリングするための手段と、
    共役チャープ信号を局所的に生成する手段であって、前記共役チャープの初期および最終瞬時位相を同一に保持しながら、前記共役チャープ信号の前記初期瞬時周波数の値および前記最終瞬時周波数の値が、前記受信チャープ信号によって使用される対応する値に対して交換される、手段と、
    積信号を得るために前記受信チャープ信号に前記局所的に生成された共役チャープ信号を乗算するための手段と、
    前記積信号を周波数ドメインに置き換えるために前記積信号の離散フーリエ変換を行うための手段と、
    前記離散フーリエ変換の一つの出力ビンを選択し、エネルギーピークを見つけ出すための手段と、
    前記選択された１つの出力ビンの内容を分析して、どのチャープ符号が受信されたかを決定し、さらに受信された１つまたは複数のビットの情報信号のいずれかを復号し、且つ送出する手段と
    を含むことを特徴とする通信システム。
  9. どの周波数および/またはタイミングオフセットが、前記送信通信システムのクロッキングシステムと前記受信通信システムのクロッキングシステムとの間に存在するかを前記選択された１つの出力ビンの位置が示すように構成される請求項8に記載の通信システム。
  10. 前記選択された１つの出力ビンの前記位置が、前記受信クロッキングシステムを前記送信クロッキングシステムに適合させるために使用されるように構成される請求項9に記載の通信システム。
  11. 前記復調器が、複数の未処理チャープ符号を包含するスライドウィンドウに渡って前記受信チャープ信号を分析するように構成され、前記ウィンドウが分析ステップごとにチャープ符号全期間のスライドが行われる、請求項8から10のいずれか一項に記載の通信システム。
  12. 前記プリアンブルの2つ以上の未処理チャープ符号が前記復調器の検出のレベルを改善するために付加されるように構成される請求項11に記載の通信システム。
  13. 前記システムによって可能にされる通信距離を増加させるために既存の通信システムの無線部分を駆動するように構成される請求項1から12のいずれか一項に記載の通信システム。
  14. 前記既存の通信システムがブルートゥースデバイスである請求項13に記載の通信システム。
  15. 請求項1に記載の変調器と、初期瞬時周波数および異なる最終瞬時周波数とを有するチャープ信号を受信するための復調器とを含む通信システムであって、
    前記復調器は、
    前記チャープ信号を生成するために使用された拡散係数に対応するいくつかのサンプルを得るために時間ドメインにおいて前記受信チャープ信号を離散的にサンプリングするための手段であって、チャープ信号の全期間にわたってサンプルを均一に分配するための手段と、前記受信チャープ信号を、複素平面において、関連する同位相成分および直交位相成分から処理するための手段とを備えるサンプリングするための手段と、
    共役チャープ信号を局所的に生成する手段であって、前記共役チャープの初期および最終瞬時位相を同一に保持しながら、前記共役チャープ信号の前記初期瞬時周波数の値および前記最終瞬時周波数の値が、前記受信チャープ信号によって使用される対応する値に対して交換される、手段と、
    積信号を得るために前記受信チャープ信号に前記局所的に生成された共役チャープ信号を乗算するための手段と、
    前記積信号を周波数ドメインに置き換えるために前記積信号の離散フーリエ変換を行うための手段と、
    前記離散フーリエ変換の一つの出力ビンを選択し、エネルギーピークを見つけ出すための手段と、
    前記選択された１つの出力ビンの内容を分析して、どのチャープ符号が受信されたかを決定し、さらに受信された１つまたは複数のビットの情報信号のいずれかを復号し、且つ送出する手段と
    を含むことを特徴とする通信システム。
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