KR20180004012A - 저 복잡도, 저 전력 및 장거리 무선 수신기 - Google Patents

Abstract

기본 처프 프로파일의 순환적으로 시간 시프트된 복제들인 복수의 주파수 처프들을 포함하는 디지털 처프 스프레드-스펙트럼 변조된 신호들을 처리하기 위한 무선 수신기가 개시되며, 상기 시간 시프트들은 전송된 메시지의 인코딩된 표현이다. 상기 수신기는 완전하게 채워진 것은 물론 부분적인 변조 세트들에 대해 작동하도록 적응되고 시간 도메인과 주파수 도메인 모두에서 작용하는 타이밍 에러 정정 루프를 구현하는 소프트 디매핑 유닛을 포함한다.

Description

저 복잡도, 저 전력 및 장거리 무선 수신기{LOW COMPLEXITY, LOW POWER AND LONG RANGE RADIO RECEIVER}

본 발명은 디지털 라디오 수신기 분야, 특히 디지털 합성된 처프(chirp) 스프레드-스펙트럼 신호들에 대한 무선 수신기에 관한 것이다.

유럽 특허출원 EP2449690은 변조로서 디지털 합성된 처프 심벌(chirp symbol)을 사용하는 통신 시스템 및 적합한 FFT 기반 수신기를 기술한다.

다양한 종류의 무선 주파수 회로에서의 처프 생성은 공지되어 있으며, 예를 들면 US6549562는 변조된 처프 신호를 생성하는 방법을 기술하고, EP0952713은 처프 신호에 기초한 동기화 프로세스를 보여주고 있다.

US6940893 및 US6614853은 무엇보다도, 분산 필터를 통해 임펄스 신호를 통과시킴으로써 처프 신호의 생성과 사용 및 그에 기초한 통신 방식을 기술한다.

당 기술분야에 공지된 다른 참조문헌들은 변조로서 디지털 합성된 처프 심볼들(chirp symbols)을 사용하는 통신 시스템, 및 적절한 FFT 기반 수신기를 기술한다. 유럽 특허출원 EP2763321은 무엇보다도, 신호의 위상이 본질적으로 인접하고, 송신기와 수신기 노드들 사이의 동기화 및 이들 사이의 전파 범위를 결정하는 것을 가능하게 하는 방식으로 처프들이 데이터 프레임들에 임베딩되는, 그러한 하나의 변조 방법을 기술한다. 이 변조 방식은 셈테크 코포레이션의 장거리 LoRa™ RF 기술에 사용되며, 본 명세서에서 이후에서는 간단히 'LoRa'라고 칭한다.

EP2767847은 무선 링크의 종단점들 사이의 범위를 추정하는 것을 가능하게 하는 LoRa 프로토콜의 변형에 관한 것이다.

하지만, 처프-변조된 무선 신호들의 처리 및 의도된 디지털 메시지의 재구성은 특정한 기술적 도전들을 제시한다. 특히, 내부 시간 및 주파수 기준을 송신단에서의 것과 맞추고 전파 채널에서 통과하는 동안 메시지에 도입된 에러를 검출하고 정정할 수 있는 수신기가 필요하다.

본 발명의 목적은 간단한 구조, 낮은 전력 소모, 및 제한된 구성요소 카운트 내에서 이러한 작업을 수행할 수 있으며, 그에 따라, 저가로 생산될 수 있고 대량으로 효율적으로 사용될 수 있는 수신기를 제공하는 것이다.

본 발명에 따르면, 이러한 목적은 첨부된 청구범위의 목적에 의해 달성된다.

본 발명에 따라, 간단한 구조, 낮은 전력 소모, 및 제한된 구성요소 카운트 내에서 이러한 작업을 수행할 수 있으며, 그에 따라, 저가로 생산될 수 있고 대량으로 효율적으로 사용될 수 있는 수신기를 제공할 수 있다.

본 발명은 예로서 주어지고 도면에 의해 도시된 실시예의 설명을 통해 이해가 더욱 용이하게 될 것이다.
도 1은 본 발명의 일 양태에 따른 무선 모뎀의 구조를 개략적인 간략화된 방식으로 도시한다.
도 2a는 본 발명의 하나의 양태에 따른, 기본 처프 및 변조된 처프의 순시 주파수(instantaneous frequency)를 도시한다.
도 2b는 동일한 신호들의 위상을 도시한다.
도 2c는 시간 영역에서 기본 처프의 실수 성분 및 복소수 성분을 도시한다.
도 3은 본 발명의 프레임에서 두 디바이스들 간에 교환되는 데이터 프레임들의 구조를 개략적으로 도시한다.
도 4는 본 발명에 따라, 수신된 신호에 대한 기저대역 프로세서(180)의 가능한 구조를 개략적으로 도시한다.
도 5는 본 발명의 한 양태에 따른 소프트-디매핑 방법을 개략적으로 도시한다.
도 6은 타이밍 에러의 측정치의 함수를 도시한다.

본 발명에서 채용되는 처프 변조 기술(chirp modulation technique)의 여러 양태들은 본 명세서에 참고로 포함되고 간단하게 언급될 유럽 특허출원 EP2449690에 기술된다. 도 1에 개략적으로 도시된 무선 송수신기는 본 발명의 가능한 실시예다. 송수신기는 기저대역 섹션(200) 및 무선 주파수 섹션(100)을 포함한다. 본 발명은 주로 수신기에 관한 것이기 때문에, 송신기 부분은 가볍게 언급될 것이다: 송신기는 그 입력에서 디지털 데이터(152)에 기초하여 기저대역 복소 신호를 생성하는 기저대역 변조기(150)를 포함한다. 생성된 신호는 이후 RF 섹션(100)에 의해 원하는 송신 주파수로 변환되고, 전력 증폭기(120)에 의해 증폭되어 안테나에 의해 송신된다.

일단 상기 신호가 무선 링크의 다른 말단부에 수신되면, 상기 신호는, 일련의 처프들을 포함하는 기저대역 신호(이는 다시, 예를 들면 2 개의 성분들 I, Q에 의해 표현되는 복소 신호)를 생성하는 하향-변환 스테이지(170)와 그에 앞선 저노이즈 증폭기(160)를 포함하는 도 1의 송수신기의 수신부에 의해 처리되며, 이어서 변조기(150)의 것과 역으로 기능하는 기저대역 프로세서(180)에 의해 처리되고, 재구성된 디지털 신호(182)를 제공한다.

EP2449690에서 논의된 바와 같이, 처리될 신호는 일련의 처프들(a series of chirps)을 포함하며, 그 주파수는 미리 결정된 시간 간격을 따라 초기 순시값(f₀)으로부터 최종 순시 주파수(f₁)까지 변화한다. 설명을 단순화하기 위해, 모든 처프들은 동일한 지속시간 T를 갖는다고 가정될 것이지만, 이러한 것이 본 발명에 대한 절대 요구 조건은 아니다.

기저대역 신호에서의 처프들은 그들의 순시 주파수의 시간 프로파일 f(t) 또는 시간의 함수로서 신호의 위상을 정의하는 함수 φ(t)에 의해 기술될 수 있다. 중요하게도, 프로세서(180)는 각각 미리 결정된 변조 알파벳의 심볼에 대응하는 복수의 상이한 프로파일들을 갖는 처프들을 처리하고 인식하도록 배열된다.

본 발명의 중요한 특징에 따르면, 수신된 신호 Rx는 특정 및 사전 정의된 주파수 프로파일을 갖는 기본 처프(이후에 변조되지 않은 처프라 칭함) 또는 기본 주파수 프로파일을 주기적으로 시간-시프팅시킴으로써 기본 처프들로부터 얻어진 가능한 변조된 처프들의 세트 중에서 하나를 포함할 수 있다. 도 2a는 예를 들면, 처프의 시작부에서의 순시치 t = t₀과 처프의 말단부에서의 순시치 t = t₁ 사이에서 기본 처프 및 변조된 처프의 가능한 주파수 및 위상 프로파일들을 도시하며, 도 2b는 시간 영역에서의 대응하는 기저대역 신호들을 도시한다. 수평 스케일은 예를 들면 심볼에 해당하며, 플롯들은 연속으로 도시되지만 실제 구체적인 구현에서는 유한 수의 떨어진 샘플들을 나타낸다. 수직 스케일에 관해서는, 이들은 의도된 대역폭 또는 상응하는 위상 범위로 정규화된다. 특히 위상은 그 연속성을 더 잘 나타내기 위해 경계가 있는 변수인 것처럼 도 2b에 표현되어 있지만 실제 구체적인 구현에서 여러 회전에 걸쳐있을 수 있다.

도시된 예에서, 기본 처프의 주파수는 초기 값

에서 최종 값

으로 선형적으로 증가하고, 여기서 BW는 대역폭 확산의 양을 나타내지만, 하강하는 처프들 또는 다른 칩 프로파일들도 가능하다. 따라서, 상기 정보는 미리 결정된 기본 처프와 관련한 다수의 가능한 순환 시프트들 중 하나를 갖는 처프의 형태로 인코딩되고, 각각의 순환 시프트는 가능한 변조 심볼에 대응하거나, 그렇지 않으면 프로세서(180)는 기본 처프 프로파일의 주기적으로 시간-시프트된 복제물(replica)들인 복수의 주파수 처프들을 포함하는 신호를 처리할 필요가 있고, 상기 시간 시프트들의 연속으로 인코딩된 메시지를 추출할 필요가 있다.

도 2c는 시간 영역에서 기본 처프에 대응하는 기저대역 신호의 실수 및 허수 성분 I 및 Q의 플롯이다.

다음의 설명에서 더 명백해질 것으로, 신호는 공액 처프(conjugate chirps), 즉 기본의 변조되지 않은 처프의 복소-공액(complex conjugate)인 처프들을 포함할 수 있다. 이들을 다운-처프(down-chirp)들로 간주할 수 있으며, 여기서 주파수는

의 값으로부터

로 떨어진다.

바람직하게는, 처프들의 위상은 처프의 시작과 끝에서 동일한 값을 갖는 연속 함수 φ(t)로 기술된다 : φ(t₀) = φ(t₁). 이로 인해, 상기 신호의 위상은 심볼 경계들에 걸쳐 연속적이며, 이는 심볼 간 위상 연속성(inter-symbol phase-continuity)으로서 이하에서 언급될 특징이다. 도 2a에 도시된 예에서, 함수 f(t)는 대칭이며, 신호는 심볼 간 위상 연속성을 갖는다. EP2449690에 의해 보다 상세히 설명된 바와 같이, 상술한 신호의 구조는 수신기의 프로세서(180)가 시간 기준을 송신기의 프로세서와 맞출 수 있게 하고, 각 처프에 부여된 주기적 시프트의 양을 결정하게 한다. 로컬 시간 기준과 관련하여 수신된 처프의 시간 시프트를 평가하는 동작은 이하에서 "디처핑(dechirping)"으로 지칭될 수 있으며, 수신된 처프를 국부적으로 생성된 기본 처프의 복소 공액과 곱하는 것을 수반하는 역-확산(de-spreading) 단계 및 역-확산 신호의 FFT를 수행하는 것으로 구성된 복조 단계에 의해 유리하게 실행될 수 있다. FFT의 최대치의 위치는 시프트 및 변조 값을 나타낸다. 하지만, 디-처핑의 다른 방식들이 가능하다.

우리는 시간 영역에서 기저대역 신호의 복소 값을

으로 표시하며, 여기서 k는 프레임 인덱스이고, j는 샘플을 나타낸다. 결합된 역-확산 및 복조 동작들은 복소 신호

를 생성하며, 여기서는

는 공객 기본 처프(conjugate base chirp)를 나타내고,

는 푸리에 변환(Fourier transform)을 나타낸다.

역-확산 및 복조의 이러한 동작들은 도 4에 나타낸 바와 같이 기저대역 프로세서(180)의 역-확산 유닛(183) 및 복조 유닛(185)에서 각각 실행된다. 기저대역 프로세서의 앞선에는 임의의 적절한 방식으로 일련의 샘플들

을 생성하는 샘플링 유닛(194)이 있다. 하지만, 이러한 설명은 기능적으로 해석될 수 있으며 반드시 물리적으로 구별되고 독립적인 하드웨어 요소를 의미하지 않는 다는 것을 이해해야 한다. 본 발명은 또한 역-확산 유닛 및/또는 복조 유닛이 부분적으로 또는 전체적으로 소프트웨어로 실현되거나 상기 시스템의 다른 요소와 공동으로 자원을 사용하는 변형들을 포함한다.

역-확산 및 복조의 동작에 앞서, 프로세싱 유닛(180)은 신호가 존재하는지를 검출하고, 심볼 경계들을 결정하고, 그 시간 및 주파수에서 클록을 송신기의 것과 동기화해야한다. 이러한 검출, 동기화 및 복조 동작들은 종종 수신기의 가장 약한 링크가 되며 더 많은 처리 전력이 필요하고 더 많은 배터리 충전을 소모한다.

따라서, 이하에서 "순환 시프트 값(cyclic shift value)"은 시간 영역에서 변조를 나타내기 위해 사용될 수 있고, "변조 위치" 또는 "피크 위치"는 주파수 영역에서 변조를 나타낸다.

심볼의 길이 또는 등가적으로 확산 인자를 N으로 표시한다. FFT를 사용하여 수신을 용이하게 하기 위해, N은 2의 거듭제곱이 되도록 선택되는 것이 바람직하다. 1/BW일 때 나이퀴스트 샘플링 주파수, 및 심볼의 길이는 N/BW이다. 특정의 수치적 값들에 본 발명을 제안하지 않고서 이러한 생각들을 마련하기 위해, 가능한 애플리케이션에서, BW는 1MHz가 되고, N은 1024, 512 또는 256과 같다고 상상할 수 있다. 캐리어 주파수는 2.45GHz IMS 대역이 될 수 있다. 이러한 특정 실시예에서, 본 발명의 변조 스키마는 블루투스^® 송수신기와 동일한 RF 대역을 점유할 수 있으며, 가능하다면 블루투스^® 송수신기의 RF 부분들을 재사용 또는 공유할 수 있다. 그러나, 본 발명은 이러한 특정 주파수 대역에 한정되지 않는다.

따라서, 변조된 심볼은 0과 N-1 사이의 임의의 수인 기본 심볼의 순환 시프트가 된다. 0의 변조 값은 변조가 없는 것과 같다. N은 2의 거듭제곱이기 때문에, 각각의 변조된 처프는 인코딩할 수 있는 심볼로 간주될 수 있고 그 순환 시프트에서 log₂N 비트들이 코딩될 수 있다. 이론적으로 가능한 모든 위상 시프트들을 사용하지 않는 감소된 세트로 심볼 배치(symbol constellation)를 제한하는 것이 때로는 유리하다.

바람직하게는, 본 발명에 의해 송신 및 수신되는 신호는 프리앰블 및 데이터 섹션(바람직하게는 인코딩됨)을 포함하는 프레임들로 조직된다. 프리앰블 및 데이터 섹션은 변조된 및/또는 변조되지 않은 일련의 처프들을 포함하여, 수신기가 그 시간 기준을 송신기의 것과 시간을 맞추고(time-align), 정보 요소를 검색하고, 동작을 수행하거나, 명령을 실행할 수 있게 한다. 본 발명의 프레임에서,다른 것들과의 상호 간에 채널 조건, 송신된 데이터 또는 명령에 의존하여, 데이터 프레임에 대한 몇몇 구조들이 가능하다. 도 3은 본 발명의 다양한 양태들에서 채용될 수 있는 프레임 구조들을 개략적으로 나타낸다.

제시된 예에서, 프레임들은 기본(즉, 변조되지 않은, 또는 0과 같은 순환 시프트를 갖는) 심볼들의 검출 시퀀스(411)를 포함하는 프리앰블을 갖는다. 검출 시퀀스(411)는 수신기에서 신호의 시작을 검출하고, 바람직하게는 송신기에서의 시간 기준과 그 시간 기준의 제 1 동기화를 수행하는 데 사용된다. 검출 시퀀스를 복조함으로써, 수신기는 시프트 양을 결정하고 그 클록의 주파수 및 위상을 송신기의 것과 적응시킬 수 있으며, 그에 따라 다음 데이터의 디코딩을 가능하게 할 수 있다.

검출

복잡도를 낮추기 위해, 본 발명은 비-코히어런트(non-coherent) 수신기를 사용할 수 있는데, 이는 연속적인 심볼들 간의 위상 관계가 일반적인 경우에 사용되거나 추적되지 않음을 의미한다. 하지만, 레인징 동작(ranging operation)들과 같은 또는 심볼들 사이의 위상 관계가 중요한 역할을 하는 후술될 주파수 동기화와 같은 특정 상황이 있을 수 있다.

수신기는 또한 오버래핑하는 임의의 윈도우 세트에서 검출 시퀀스를 분석할 수 있다. 하지만 바람직하게는, 윈도우들은 오버래핑되지 않는 인접한 세트들로 배열될 수 있는 것이 바람직하다. 각각의 오버래핑되지 않은 연속하는 세트에 대해, 다음의 동작들이 수행된다:

복조된 신호

의 최대치의 위치가 저장된다.

신호

의 평균 진폭은, 예를 들면 적절한 디지털 IIR 필터를 사용함으로써 주파수 인덱스 k의 각각의 값에 대해 누적된다. 동시에,

에서 노이즈 플로어(noise floor)가 평가된다.

인접한 윈도우들에서 미리 결정된 수의 위치들이 동일하고, 평균 진폭의 최대 값이 통계적으로 중요한 결정된 양만큼 노이즈 플로어 위에 있는 경우에 검출이 결정된다.

일단 검출이 결정되면, 그것을 트리거(trigger)했던 피크의 위치가 심볼 경계들 상에서 윈도우 경계들을 정렬하는데 사용된다. 위치가 0이면 정렬이 필요하지 않고, 1인 경우 1 샘플의 시프트가 필요하고, 등등으로 된다.

프레임 동기화

이러한 예들에서, 검출 시퀀스(411) 다음에는 소정의 값들로 변조된 처프들인 프레임 동기 심볼들(412)이 뒤 따른다. 이러한 생각을 마련하기 위해, 프레임 동기화 심볼들이 4와 8의 값들로 변조된다고 가정하며, 다른 값들도 또한 가능할 것이다. 프레임 동기화는 다음과 같이 이들 위치들의 진폭을 이웃하는 것들과 더하는 것으로 구성된다:

각각의 k에 대하여, 다음과 같은 (불 값(boolean-valued)) 결정 변수들을 계산한다:

두 결정 변수들이 모두 참이면, 프레임 동기화가 활성된다. 우연한 일치들의 검출을 목적으로 하는 다른 결정 변수들을 형성하는 것이 선택적으로 가능하다. 이들은 예를 들면 예상되는 위치들에서의 진폭 감소를 검출하도록 설계될 수 있다. 프레임 동기화 동안 타이밍 드리프트가 정렬(alignment)을 방해할 수 있으므로, 미세 시간 트래킹 루프(fine time tracking loop)가 활성화된다.

주파수 동기화

하나 이상의, 바람직하게는 2 개의 처프들로 구성되는 주파수 동기화 심볼들(413)은 기본의 변조되지 않은 처프의 복소-공액이 되며, 그에 따라 이들은 모든 다른 심볼들에 반대 슬로프(opposite slope)를 갖는다. 이들 다음에는 바람직하게 수신기의 정렬을 가능하게 하는 사일런스(silence)(420) 및 변조되지 않은 기본 처프들이 되는 미세 동기화 심볼들(414)이 뒤따른다.

송신기와 수신기 사이에 주파수 에러가 없을 때, 수신기가 포지티브 슬로프 처프들 상에 정렬될 때, 수신기는 또한 반대 슬로프의 것들과 완벽하게 정렬될 것이다. 하지만, 검출 심볼들 상의 시간 정렬이 잔류 주파수 불일치를 남기면, 이것은 주파수 에러에 비례하여 윈도우 지연(또는 전진(advance))으로서 나타날 것이다. 비례 인자는 주파수 에러 Δf = BW/SF가 이상적인 윈도우에 비하여 한 샘플의 전진(수신기가 송신기보다 낮다면 지연)이 되게 하는 것이 된다. 송신기와 수신기 윈도우의 오버래핑 부분들은 정렬된 순시 주파수를 보일 것이다.

주파수 에러 및 윈도우 지연을 관련시키는 비례 인자는 네가티브 슬로프 처프들에 대해 반대의 부호를 갖는다. 이러한 것은 수신된 주파수 동기화 심볼들(213)에서 복조 후 피크의 위치를 관찰함으로써 주파수 에러를 발견하기에 충분하다. 피크 위치 이외에, 이들 두 개의 심볼들 사이의 위상 차가 또한 추출되어 주파수 에러를 보다 정확하게 측정하는데 사용될 수 있다.

미세 동기화

선택적으로 변조되지 않은 심볼들(414)은 잔류 타이밍 드리프트(drift)를 평가하고 정정하기 위해 사용될 수 있다.

진보된 디처핑(advanced dechirping )

비록 적다 하더라도, 시간 및 주파수 동기화 에러들 모두가 존재하면, 수신된 심볼의 초기 위상은 그 최종 위상과는 다르며, 순간 처프 주파수가 래핑(wrap around)하는 지점에서 위상 불연속성이 또한 존재할 것이다. 심볼이 변조되지 않을 때 이들 두 불연속들은 같은 위치에서 발생한다. 수신된 심볼에 두 개의 위상 불연속들이 존재할 때, 푸리에 변환은 동일한 순시 주파수를 갖는 2 세트의 데이터에 대해 동작하지만, 반대 위상이 될 수 있으며 부분적으로 삭제될 수 있다.

단일 불연속성이 존재하는 경우, 예를 들면 주파수 에러만이 있을 때, 푸리에 변환은 그 순환 특성 때문에 여전히 코히어런트 데이터에 대해 동작할 것이다. 고정 주파수 벡터의 중간에 있는 위상 불연속은 상기 벡터의 끝과 시작 사이의 불연속 효과와 같다. 하지만 푸리에 변환이 데이터의 역위상 세트들(out of phase sets)에서 작동하는 경우 상관 피크가 복제되어 예상되는 빈(bin) 위치와 두 개의 더 큰 측면 피크들에 매우 작은 값을 남기게 될 수 있다.

이에 대한 한가지 해결책은 심볼의 부분들, 바람직하게는 제 1 하프 및 제 2 하프에 대해 부분적인 FFT들을 독립적으로 계산한 다음 그 결과에 비-코히어런트 합(non-coherent sum)을 적용하는 것이다. FFT 크기는 이전과 동일하며 제로 패딩(zero padding)이 사용된다. 이중 상관 피크들의 소스가 이중 위상 불연속이기 때문에, 복제된 피크는 일부 변조된 값들, 즉 일부 잠재적인 최대 피크 위치들에서만 중요하게 된다. 이러한 위치들은 심볼의 절반에 가까운 변조 값들에 대응하며 두 불연속이 주기적으로 최대로 분리되어 거의 동일한 길이의 비-코히어런트 벡터들을 만든다.

바람직하게는, 본 발명의 복조 방법은 심볼의 빈(bin) 값에 따라 전체 FFT 또는 부분 FFT의 비-코히어런트 합을 이용한다. 즉, 주파수의 불연속 지점이 심볼의 중간에 가깝게 되는 빈 값들의 범위는 부분 FFT의 비-코히어런트 합에 의해 복조에 대해 선택되고, 이 범위 밖의 빈 값들, 즉 주파수 불연속성이 상기 벡터의 중간에 너무 가까이 있지 않은 것들이 역-확산 후 완전한 FFT로 복조된다.

테스트에서, 0과 라운드(N*0.4) 사이 또는 라운드(N*0.6)와 (N-1) 사이의 0 인덱스들 사이의 빈 값을 갖는 심볼들은 전체 FFT 출력에 의해 복조되고, 나머지 중심 간격에서의 것들은 부분 FFT의 비-코히어런트 합에 기초하여 복조된다. 0.4와 0.6의 값들은 필수적인 것은 아니며, 실제로 간격(0, 1) 내의 어떠한 적절하게 위치된 값들의 쌍이 유사한 비슷한 이점을 제공한다. 하지만, 하한은 0.25보다 크게 선택되고 상한은 0.75보다 낮게 선택되는 게 바람직하며, 이는 부분 FFT의 비-코히어런트 합이 덜 정확하기 때문다.

디처핑(완전한 FFT를 역-확산하거나, 비-코히어런트로 합산된 부분 FFT들을 역-확산한) 후에 및 하드 복조(hard demodulation) 후에, 최대 빈 위치가 결정된다. 여기서도 복조된 값에 대응하는 경계로 부분 합들의 동일한 원리가 적용될 수 있다. 이것은 트래킹 루프에서 더 나은 분해능을 갖는데 사용될 수 있으며, 이러한 애플리케이션에서, 바람직하게는 3 개인 빈들의 서브세트만이 계산된다. 수신된 심볼의 2 개의 세그먼트들이 주파수 도메인에서 독립적으로 변환되고, 그 결과는 비-코히어런트로 합산된다. 즉, 절대 진폭이 합산된다. 상기 세그먼트들은 변조된 처프의 주파수 점프 전후에 있다.

하드 및 소프트 디매핑

이미 언급했듯이, 하드 디매핑은 필수적으로 복조된 신호에서 가장 높은 진폭 피크의 위치를 결정하는 것으로 구성된다

. 이러한 것은 순환 시프트의 값을 직접적으로 제공하며, 예를 들면 적절히 준비된 룩업 테이블에 의해 주어진 심볼 k로 인코딩된 모든 비트들에 대한 하드 값들로 변환될 수 있다. 감소된 변조 세트가 사용되는 경우, 후보 위치에서의 진폭 값은 그 이웃의 것들과 또는 동등하게 합산될 수 있으며, 진폭 분포

는 선택된 변조 세트에서 가능한 순환 시프트 값들만을 수용하도록 재-비닝될(re-binned) 수 있다.

소프트 디매핑 방법이 이제 상세히 설명될 것이다: 우리는 변조 값이 n 일 때 심볼에서 i 번째 비트의 값을 bi(n)으로 나타낼 것이다. bi(n)은 n이 유효한 변조 값일 경우 {0, 1}에서의 값을 가지며 다른 곳에서는 정의되지 않는다.

비트들의 수, 즉 i가 변할 수 있는 범위는 완전한 변조 세트에 대해 log₂(SF) 또는 감소된 변조 세트에 대해 더 작을 수 있다. 유효한 변조 값들이 4 간격으로 된(spaced four by four) 중요한 경우에, 비트들의 수는 p = log₂(SF)-2가 될 것이다.

각 심볼 k 및 각 비트 I에 대해 다음이 계산된다:

여기서, {n/b_i(n)=1}은 b(n)의 i 번째 비트가 1이 되도록 모든 위치들 n에 대해 최대치가 검색되는 것을 규정하고, 반대로 {n/b_i(n)=0}은 b(n)의 i 번째 비트가 0이 되도록 n의 해당 값들에 대해 검색이 행해지는 것을 나타낸다.

감소된 세트가 사용되어, 모든 위치가 가능한 것은 아니며 가능한 모든 변조 값들이 3 유닛들보다 적지 않은 거리만큼 분리되는 경우, M1과 M0은 다음과 같이 인접하는 값들을 또한 고려하도록 적응될 수 있다.

여기서,

는 정수들을 {0,1,...,SF-1}로 래핑하는 모듈로 연산이다.

도 5는 소프트 디매핑 프로세스를 도시한다: 그 알고리즘은 각 비트에 대해 M0 및 M1(또는 감소된 변조 세트의 경우 M_ext0 및 M_ext1)을 업데이트하고, 선택한 변조 집합과 확산 인자에 의존하는 사용 가능한 변조 위치들의 리스트에서의 모든 요소들을 검사하는 것으로 구성된다.

모든 변조 위치들이 가능하다면(변조 세트가 완전한(full) 경우), 상기 리스트는 모든 변조 위치들에 대한 엔트리들을 갖는다;

감소된 변조 세트가 사용되고 적어도 몇몇의 가능한 변조 위치들이 인접하면, 상기 리스트는 또한 모든 변조 위치들에 대한 엔트리들로 완전히 채워질 것이다;

감소된 변조 세트가 모든 가능한 변조 위치들이 적어도 3 개의 유닛들에 의해 분리되는 사용자인 경우, 리스트는 모든 변조 위치들과 그 이웃들에 대한 엔트리들을 갖는다. 즉,

일단 M0 및 M1이 계산되면, 소프트-디매핑 알고리즘은 각각의 가능한 심볼 또는 비트에 대해 푸리에 변환된 신호의 두 위치에서 진폭의 차이를 계산한다: 심볼 k에 대한 소프트 비트 i는

로 주어진다.

타이밍 에러 추정

복조는 복소 지수 함수의 캐리어 주파수를 제거하는 것으로 구성된다. 타이밍이 완벽하게 정렬되면, 주파수는 하나의 FFT 빈과 정렬된다. 그렇지 않으면, 몇 개의 빈들에 걸쳐 확장된다. 몇몇의 FFT 빈들의 컨텐트를 보고 복소 지수 신호의 정확한 주파수를 추정하는 알고리즘이 알려져 있다. 하지만 이들은 주기적인 시프트로 인해 위상이 신호가 다른 두 개의 지수적 복소 신호들을 포함하기 때문에 현재의 경우에는 만족스럽지 않다.

바람직한 실시예에서, 본 발명의 수신기는 다음과 같이 타이밍 에러를 추적 및 정정한다:

각각의 수신된 심볼에 대해, 프로세서는 먼저 FFT 신호의 최대 진폭의 위치를 찾는다는 의미에서 하드 복조를 수행한다. 프레임 동기화 단계에서, 단지 3 개의 복조 값들만이 가능하며, 데이터 섹션의 복조 동안 완전하거나 불완전할 수 있는 사용된 변조 세트의 모든 값들이 수신될 수 있다. 감소된 변조 세트가 사용되면, 순환적인 시프트의 하드 복조된 값은 FFT 최대치의 위치와 반드시 일치하지 않을 것이다. 이러한 것은 일반적으로 하나의 샘플보다 큰 타이밍 에러를 나타내거나 노이즈가 있는 채널로 인해 발생될 수 있다.

N으로 최대치의 위치를 표시하면,

완전한 변조 세트에 대해서는:

,

부분적인 변조 세트에 대한 결과는:

수신기는 다음과 같이 타이밍 에러를 평가한다

노이즈를 무시하면, TE_raw는 계산되거나 측정될 수 있는 실제 타이밍 에러의 함수가 되고, 예를 들면 도 6에 도시된 함수이다. 수신기는 하드-복조된 순환적인 시프트 N을 결정하고, N 위치에 인접한 2 개의 빈들에서의 FFT 신호의 합산된 진폭들과 N 위치에서의 진폭 사이의 비 TE_raw를 계산하도록 구성된다. 실제 타이밍 에러는 도 6의 비선형 함수를 반전시킴으로써 TE_raw로부터 얻어질 수 있다. TE_raw는 도메인 ± 1 샘플에서 실제 타이밍 에러의 함수로 정의된다. 완전한 변조 세트를 사용할 때, 타이밍 에러는 ± 1/2 샘플로 제한되므로 위의 함수는 충분하게 된다. 감소된 변조 세트가 사용되는 경우, 타이밍 에러는 하나의 샘플을 초과할 수 있다. 그러한 경우 하드 복조된 값과 관련하여 최대치의 위치를 보고 정수 부분을 추정한 다음 최대 위치에 중심을 둔 TE_raw(k)를 계산할 수 있다.

TE_raw(k)는 원점에서 수평 변곡점(horizontal inflexion point)을 갖는다는 것을 알 수 있다. 반대로, 그것의 역은 수직 접선(vertical tangent)을 가지며, 아주 작은 에러들에 적용될 때 노이즈와 랜덤 변동들을 증폭시키는 경향이 있다. 이로 인해 에러 트래킹 루프가 불안정해질 수 있다.

이러한 제한을 회피하는 방법은 FFT 출력을 보간하여 원점 부근의 '데드 존(dead zone)'을 빠져나가는 것이다. 그러나 이러한 디바이스는 코히어런트 수신기들에 가장 적합하며, 대부분의 경우 비-코히어런트 수신기는 FFT 보간 없이 더 잘 수행하는 것으로 밝혀졌다.

더블 스테이지 부분 샘플링

부분 샘플링(fractional sampling)은 샘플링 유닛의 데시메이션 체인(decimation chain) 내부의 시간 영역에서 주로 적용된다. 하지만, 수신기의 아키텍처로 인해, 심볼 k는 심볼(k+1)이 샘플링되는 동안 동시에 처리되기 때문에, 부분 타이밍은 심볼(k+2)에 대해서만 데시메이션 체인에서 업데이트될 수 있다.

바람직하게는, 본 발명의 수신기는 디-처핑 프로세스 동안 부분 샘플링을 적용하도록 구성되며, 이러한 것은 로컬 처프 복제본의 시작 주파수를 조정함으로써 달성된다. 이는 많은 경우에 있어 작은 시간 오정렬이 비례적인 작은 주파수 오프셋에 의해 보상될 수 있도록 처프의 시간-주파수 등가성의 이점을 취한다. 이러한 동등성은 완전하지 않기 때문에 두 시스템들: 시간 영역의 타이밍 시프트와 역-확산 단계에서 로컬 처프 복제본의 주파수 시프트로 타이밍 에러를 수정하는 것이 유리하다.

도 4는 본 발명의 가능한 변형을 도시하며, 여기에서 신호 프로세서(180)는 전술한 바와 같이 비선형 TE_raw 기능을 반전시킴으로써 타이밍 에러를 결정하고, 로컬 처프 생성기(191)와 샘플링 유닛(194)의 데시메이터 스테이지들로 보정을 소급하도록 구성된 타이밍 에러 추정 유닛(192)을 포함한다.

샘플링 에러의 하나의 중요한 소스는 송신기 및 수신기의 시간 기준의 차가 된다. 주어진 프레임에 대해, 시간 기준의 짧은 기간 변화들이 적기 때문에 이러한 샘플링 에러는 체계적이거나 일정한 것으로 간주될 수 있다. 일반적으로, 시간 기준은 캐리어 주파수를 유도하는 데에도 또한 사용되는 수정 발진기다. 이러한 것은, 주파수 동기화가 이러한 샘플링 드리프트 에러의 추정치를 제공한다는 것을 의미한다.

이러한 샘플링 드리프트 에러의 보상은 2 개의 레벨들에서 발생한다: 먼저, 추정 드리프트가 적분되고, 보상 값이 각각의 새로운 심볼에 대해 계산된다. 이러한 보상 값은 타이밍 에러 추정 유닛(192)의 일부가 된다.

제 2 샘플링 드리프트 에러 보상은 마지막 샘플들을 제 1 샘플들과 정렬하기 위해 심볼 내에서 발생한다. 이러한 것은 가변 시간 도메인 인터폴레이터(interpolator)로 실현될 수 있지만, 바람직하게는 기본 처프의 로컬 복제를 조정함으로써 단순한 방식으로 달성된다. 상기 조정은 그 주파수 슬로프의 작은 변화로 구성되며: 정확하게 하나의 심볼 주기 내의 전체 대역폭으로 확장하는 대신, 상기 슬로프는 송신기와 수신기 사이의 주파수 불일치를 고려하여 적응된, 약간 다른 지속 시간 내의 전체 대역폭으로 확장하도록 조정된다. 예를 들면, 수정 발진기 차가 +40ppm이고 수신기의 주파수가 송신기의 주파수보다 높다면, 그리고 심볼 길이가 4096 샘플이라면, 수신기는 4096 대신에 4096+0.16 샘플들의 기간에 걸친 전체 대역폭의 비에 대응하는 슬로프, 다시 말해서 송신기에서의 한 심볼의 길이에 걸친 전체 대역폭의 비에 대응하는 슬로프를 사용할 것이다. 이러한 보상은 복조 및 타이밍 트래킹을 돕는다.

Claims (7)

1. 기본 처프 프로파일(base chirp profile)의 순환적으로 시간 시프트된 복제들인 복수의 주파수 처프들을 포함하는 디지털 처프 스프레드-스펙트럼 변조된 신호들을 처리하기 위한 무선 수신기로서,
   상기 시간 시프트들은 전송된 메시지의 인코딩된 표현이고, 상기 수신기는 상기 복수의 주파수 처프들의 각각의 수신된 처프에 대해, 상기 전송된 메시지에서 가능한 심볼들 또는 비트들의 확률을 나타내는 복수의 소프트 값들을 결정하도록 구성된 소프트 디매핑 유닛을 포함하는, 무선 수신기.
2. 제 1 항에 있어서,
   상기 수신된 주파수 처프들의 일련의 디지털 샘플들을 제공하는 샘플링 유닛, 상기 기본 처프의 로컬 복제의 복소 공액(complex conjugate of a local replica)으로 상기 샘플링된 처프들을 곱하도록 구성된 역-확산 유닛, 및 상기 역-확산 유닛에 의해 제공된 샘플들의 퓨리에 변환을 수행하도록 구성된 복조 유닛을 포함하며,
   상기 소프트 디매핑 유닛은 각각의 가능한 심볼 또는 비트에 대해, 상기 퓨리에 변환된 신호의 두 위치에서의 진폭 차를 계산하도록 구성되는, 무선 수신기.
3. 제 2 항에 있어서,
   상기 복조 유닛은 상기 수신된 심볼들을 서브-심볼들로 분리하고, 각각의 심볼에 대해 전체 퓨리에 변환과 상기 서브-심볼들에 대한 복수의 부분적 퓨리에 변환들을 계산하고, 상기 수신된 심볼들의 빈 인덱스(bin index)에 기초하여 상기 전체 퓨리에 변환의 피크 값 또는 상기 부분적 변환들의 비-코히어런트 합(non-coherent sum)의 피크 값을 선택하도록 구성되는, 무선 수신기.
4. 제 2 항에 있어서,
   상기 퓨리에 변환된 신호의 피크 진폭을 이웃하는 퓨리에 빈(neighbouring Fourier bin)들의 진폭과 비교하고 이로부터 진폭 차를 추출하고, 상기 진폭 차의 비-선형 함수를 평가함으로써 타이밍 에러를 도출하도록 동작가능하게 구성된 타이밍 에러 추정 유닛을 더 포함하는, 무선 수신기.
5. 제 2 항에 있어서,
   상기 복조 유닛은 상기 수신된 심볼들을 서브-심볼들로 분리하고, 각각의 심볼에 대해 전체 퓨리에 변환과 상기 서브-심볼들에 대한 복수의 부분적 퓨리에 변환들을 계산하고, 상기 수신된 심볼들의 복조된 값이 결정된 경계 내에 있는지 여부에 기초하여 상기 전체 퓨리에 변환의 피크 값 또는 상기 부분적 변환들의 비-코히어런트 합의 피크 값을 선택하도록 구성되는, 무선 수신기.
6. 제 2 항에 있어서,
   상기 타이밍 에러 추정 유닛에 의해 추정된 상기 타이밍 에러에 기초하여 상기 기본 처프의 로컬 복제의 주파수에서의 오프셋에 의해 상기 타이밍 에러를 정정하도록 또한 구성되는, 무선 수신기.
7. 제 2 항에 있어서,
   주파수 에러 추정에 기초하여 상기 기본 처프의 로컬 복제의 타이밍/주파수 슬로프에서의 오프셋에 의해 상기 타이밍 드리프트 에러(timing drift error)를 정정하도록 또한 구성되는, 무선 수신기.

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