CN114826323B - 一种面向星际通信链路的频移对称啁啾扩频调制与解调方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种面向星际通信链路的频移对称啁啾扩频调制和解调方法。其中发射端流程为串并转换、索引添加、Gray编码、二‑十进制转换、频移对称啁啾扩频调制等环节组成。接收端流程为解对称啁啾、快速傅里叶变换、峰值检索、十‑二进制转换、Gray译码、索引去除、并串转换等环节组成。帧结构包括前导码、同步字和用户数据。对称啁啾信号由一对极性相反的啁啾信号组成，其保证了信号拼接过程中相位和频率的连续性，相比于啁啾信号，对称啁啾信号的相关特性更优良，抗噪声性能更强，抗多普勒性能也更强。

Description

一种面向星际通信链路的频移对称啁啾扩频调制与解调方法

技术领域

本发明属于通信技术领域，具体涉及一种面向星际通信链路的频移对称啁啾扩频调制与解调方法。

背景技术

由于现阶段仍有大部分区域地面移动蜂窝网络无法全覆盖，需要卫星通信网络作为补充，为这些区域提供基础的通信服务。相比于地面移动蜂窝网络，卫星通信网络的距离相对遥远，从而带来很大的传输链路损耗，受到雨衰的影响，接收链路的噪声性能将进一步恶化；同时，由于卫星为维持运行轨道所需的对地相对速度较大，受到多普效应的影响，发射与接收回路存在较大的频率偏移，且随着通信频段的提高，多普勒效应带来的频移将进一步扩大。

频移啁啾扩频调制技术(FSCM)是啁啾扩频(CSS)的一种，由于啁啾扩频对频偏不敏感，频移啁啾扩频技术具有抗多普勒频移能力强、抗干扰能力强和接收灵敏度高的特点，被应用于LoRa通信协议的调制和解调过程中。频移啁啾扩频将信息调制为啁啾信号的频移量，不同频移量的啁啾信号构成了相互正交的啁啾码片，接收端通过乘以极性相反的啁啾信号得到频移分量，即以频移量为频率的单音信号，通过傅里叶变换后峰值检测得到频移量。由于信息被调制为相对频移量，接收和发射间多普勒效应引入的固定频移偏差将很容易检测到并消除。

虽然频移啁啾扩频调制技术具有良好的抗多普勒效应，但相比于直接序列扩频等扩频技术，其啁啾码片间的相关性并不强，当数据吞吐量和数据速率比较高时，其抗噪声性能远不及其他的扩频方式。近些年来，有学者提出将频移啁啾与相位调制结合的方法，命名为PSK-LoRa，通过将部分数据调制为频移啁啾信号的初始相位，从而获得更高的数据吞吐量，但这种方式在接收时初始相位需要通过相干解调方式实现，增加了设备的复杂度。考虑到接收解调算法的复杂度，也有学者提出了使用同相和正交分量同时传输啁啾扩频调制信号的IQCSS方法，然而该方法提高了频谱利用率的同时，牺牲了系统的抗噪声性能。

针对卫星通信的特点，探寻对多普勒频移不敏感和抗噪声性能强的通信方式已经成为最近研究的热点。

发明内容

鉴于上述，本发明提供了一种面向星际通信链路的频移对称啁啾扩频调制和解调方法。该方法在保持频移啁啾扩频方式抗多普勒频移等优良特性的基础上，通过对称啁啾方式加强了信号的相关性能，提高了系统的抗噪声性能。

一种面向星际通信链路的频移对称啁啾扩频调制和解调方法，其具体为：

发射端按照扩频因子SF和支路数R将输入信息比特划分为R个深度为SF的信息块，并以信息块的高M位作为支路的索引码，其中M为log₂R。每个信息块经过Gray编码后以十进制信息表示，并称第i个信息块得到的十进制信息为d_i。信息块以(d_i·Bw/2^SF)作为相对频移量对原始对称啁啾信号进行频移啁啾扩频调制，其中Bw表示啁啾信号的传输带宽，并称第i个信息块调制得到的频移对称啁啾信号为S_i。R个信息块对应的R路频移对称啁啾信号经线性叠加后在信道中传输。

其中，对称啁啾信号由一对频率变化率极性相反的啁啾信号组成。啁啾信号按照频率变化率极性可分为上啁啾信号和下啁啾信号，其中上啁啾信号的频率变化率为正数，即瞬时频率由小变大，下啁啾信号的频率变化率为负数，即瞬时频率由大变小。所述对称啁啾信号由一个上啁啾信号和一个下啁啾信号拼接构成，按照信号的先后排列顺序可分为两种：上啁啾信号在前、下啁啾信号在后的称为正对称啁啾信号；而下啁啾信号在前、上啁啾信号在后的称为反对称啁啾信号。所述对称啁啾信号采用的上、下啁啾信号的频率变化率互为相反数，频率变化范围都为-Bw/2～Bw/2。

对称啁啾信号的上、下啁啾信号拼接过程保证了瞬时频率连续性，即在一个啁啾信号的周期内，上啁啾信号结束频率与下啁啾信号起始频率相等，上啁啾信号起始频率与下啁啾信号结束频率相等。对称啁啾信号的上、下啁啾信号拼接过程保证了相位连续性。即在一个啁啾信号的周期内，上啁啾信号结束相位与下啁啾信号起始相位相等，上啁啾信号起始相位与下啁啾信号结束相位相等。

对称啁啾信号的频移过程是一种瞬时频率的循环移位，这保证了对称啁啾信号频移仍然保持相位和瞬时频率的连续性。其具体为：当瞬时频率在频率变化范围边界将产生跳变，即从Bw/2跳变到-Bw/2，或者是从-Bw/2跳变到Bw/2。当频移量为Δf，正对称啁啾信号的频率将按照(-Bw/2+Δf)～(Bw/2)、(-Bw/2)～(-Bw/2+Δf)、(-Bw/2+Δf)～(-Bw/2)、(Bw/2)～(-Bw/2+Δf)的顺序线性变化；当频移量为Δf，反对称啁啾信号的频率将按照：(-Bw/2+Δf)～(-Bw/2)、(Bw/2)～(-Bw/2+Δf)、(-Bw/2+Δf)～(Bw/2)、(-Bw/2)～(-Bw/2+Δf)的顺序线性变化。

接收端对接收到的信号依次进行解对称啁啾处理、快速傅里叶变换、频域峰值检测和信息解码与重组。

其中，接收端的解对称啁啾过程，是通过对接收信号乘以极性相反的对称啁啾信号得到相对频移量(d_i·Bw/2^SF)：若发射时使用正对称啁啾信号调制，接收时使用反对称啁啾信号解调；若发射时使用反对称啁啾信号调制，接收时使用正对称啁啾信号解调。

进一步地，解对称啁啾后的信号是以相对频移量(d_i·Bw/2^SF)为频率的三角函数的组合，通过快速傅里叶变换得到频域特征，根据解对称啁啾后的信号频域的峰值位置得到相对频移量，并计算每个信息块的十进制信息d_i。并根据每个信息块中位于高M位的索引码拼接R个信息块还原出信息比特。

收发过程采用的帧结构包括前导码，同步字和用户数据，其中前导码个数为N_pre，同步字个数为N_sync，用户数据为N_data。N_pre和N_sync由收发双方相互约定，N_data则由突发用户数据包长度决定。其中，帧结构中的前导码由连续的正、反对称啁啾信号构成，具体为：当采用正对称啁啾信号作为发射调制、反对称啁啾信号作为接收接调时，前导码由N_pre个连续不加频移调制的正对称啁啾信号和N_sync个不加频移调制的反对称啁啾信号构成。反之，所述当采用反对称啁啾信号作为发射调制、正对称啁啾信号作为接收接调时，前导码由N_pre个连续不加频移调制的反对称啁啾信号和N_sync个不加频移调制的正对称啁啾信号构成。而用户数据则为N_data个符号，每个符号为R路频移对称啁啾信号的线性叠加。

通过帧结构中通过引入前导码快速实现发射端与接收端间多普勒频偏的消除和时间同步。前导码采用未经调制的对称啁啾信号，用于频偏和时偏的消除，其特征在于：对前导码进行解对称啁啾和快速傅里叶变化，以频谱分量的平均值和差值分别估计频偏和时偏。

通过帧结构中通过引入同步字可以实现前导码和用户数据分离由于同步字采用与前导码极性相反的对称啁啾信号，在接收时可利用正反扫描的方法快速定位同步字，并实现前导码与用户数据分离。所述正反扫描的方法，是接收端对收到的信号先用正对称啁啾信号进行解对称啁啾并通过快速傅里叶变化得到正向扫描频谱，后用反对称啁啾信号进行解对称啁啾并通过快速傅里叶变化得到反向扫描频谱，通过分析正、反向扫描频谱的差异定位同步字，并在接收帧中区分前导码和用户数据。

附图说明

图1A为本发明方法的发送端调制框图

图中各环节为：101—串并转换，102—索引添加，103—Gray编码，104—二、十进制转换，105—频移量计算，106—频移对称啁啾信号调制，107—线性叠加，108—发射天线。

图1B为本发明方法的接收端解调框图

图中各环节为：201—并串转换，202—索引去除，203—Gray译码，204—十、二进制转换，205—峰值检索，206—快速傅里叶变换，207—解对称啁啾，208—接收天线。

图2为本发明方法的帧结构

图3A为对称啁啾信号的瞬时频率随时间变化曲线

图3B为对称啁啾信号的相位随时间变化曲线

图3C为对称啁啾信号的幅度随时间变化曲线

图4A为频移后的对称啁啾信号的瞬时频率随时间变化曲线

图4B为频移后的对称啁啾信号的相位随时间变化曲线

图4C为频移后的对称啁啾信号的幅度随时间变化曲线

图5A为啁啾信号的模糊函数图

图5B为对称啁啾信号的模糊函数图

具体实施方式

为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案进行详细说明。

如图1A和1B所示，描述了一种面向星际通信链路的频移对称啁啾扩频调制和解调方法的流程示意图。该方法的调制参数主要有扩频因子SF，传输带宽Bw，支路数R，并设M＝log₂R,N＝2^SF。

如图1A，发送端流程为：

1.串并转换：按照扩频因子和支路数将输入信息比特划分成R个等长度的信息块，每个信息块长度为(SF-M)。如式(1)所示，B_i表示第i个信息块，b_i,j表示第i个信息块内第j位信息比特，i的取值范围1～R，j的取值范围1～(SF-M)。

B_i＝{b_i,1,b_i,2,…,b_i,j,…,b_i,SF-M}#(1)

2.索引添加：以信息块序号i的二进制作为索引码C_i，与信息块中的信息码拼接。拼接时，索引码C_i在前，信息码B_i在后，如式(2)所示。

<C_i,B_i>＝{c_i,1,c_i,2,…,c_i,M,b_i,1,b_i,2,…,b_i,j,…,b_i,SF-M,}#(2)

3.Gray编码：对信息块<C_i,B_i>进行Gray编码，设编码后的信息块为<C′_i,B′_i>。

<C′_i,B′_i>＝{c′_i,1,c′_i,2,…,c′_i,M,b′_i,1,b′_i,2,…,b′_i,j,…,b′_i,SF-M}#(3)

4.进制转换：对编码后的信息块<C′_i,B′_i>进制转换，设转换后的十进制为d_i。

d_i＝c′_i,1·2^SF-1+…+c′_i,M·2^SF-M+b′_i,1·2^SF-M-1+..+b′_i,SF-M#(4)

5.频移量计算：根据转换后的十进制计算信号的频移量f_i。

6.以相对频移量f_i调制对称啁啾信号，频移后的信号为s_i(n)，见式(6)。

其中，μ代表对称啁啾信号的极性，μ为+1代表正对称啁啾信号，μ为-1代表反对称啁啾信号。

7.线性叠加：将频移后的信号线性叠加后传输，最终得到的信号为s_i(n)，见式(7)。

如图1B，接收端流程为：

1.解对称啁啾：接收端通过与一个极性相反的对称啁啾信号相乘，见式(8)。

其中，e(n)表示信道噪声。

2.快速傅里叶变换：解对称啁啾后的信号可进一步化简为式(9)。

3.对快速傅里叶变化的结果进行峰值检索，得到峰值处的频率为f_i，根据式(5)计算得到十进制d_i。

4.进制转换，将十进制d_i转换成<C′_i,B′_i>。

5.Gray译码得到<C_i,B_i>。

6.根据索引码C_i，将多路信息B_i进行拼接后还原得到输入信息比特。

实际通信过程中，接收端捕获信号时需要消除时间偏移Δt和频率偏移Δf的影响，本方法中采用对称啁啾信号作为前导码的方式实现信号的捕获。如图2所示，为本方法采用的帧结构，主要包括前导码、同步字和用户数据。前导码为N_pre个符号，N_pre的取值范围为4～65536，具体由用户定义，其采用的对称啁啾信号与调制所采用的极性相同；同步字为N_sync个符号，N_pre的取值范围1～2，具体由用户定义，其采用的对称啁啾信号与调制所采用的极性相反。前导码用于解调时对频偏的快速估计，而同步字则用于区分前导码和用户数据区，实现解调对时间的同步。

m1＝Δt·f_s#(10)

在通信过程中时间偏移会导致采样点的滞后，频率偏移会引入固有频差，如式(10)和式(11)所示，以m1和m2衡量时偏和频偏对于系统的影响。则接收信号的表达式为式(12)。

则解对称啁啾后的信号为式(13)。

则傅里叶变化后包含的信号分量k1和k2为式(14)和(15)，其中前导码中d_i为0。

k1＝-μ·m₁+m₂·N#(14)

k2＝μ·m₁+m₂·N#(15)

可由k1和k2估计频偏量m₁和时偏量m₂。

如图3A和3B所示，对称啁啾信号由一个上啁啾信号和一个下啁啾信号拼接而成，虚线处表示在拼接时刻瞬时频率和相位的连续性。

如图4A和4B所示，对称啁啾信号的频移是对瞬时频率的循环移位，即当瞬时频率到达Bw/2，下一时刻将跳变到-Bw/2，反之亦然。同时这种方式也保证了频移后的信号在拼接时刻瞬时频率和相位的连续性。

如图5A所示为啁啾信号的模糊函数图，如图5B所示为对称啁啾信号的模糊函数图。其中x轴代表时延量，y轴代表多普勒频移量，z轴表示相关系数。如图5A，除了在时延为0，多普勒频移量为0的位置达到最大相关1，仍存在许多时延与多普勒频移量的组合是得相关系数为1。而在图5B中，除了时延为0，多普勒频移量为0的位置达到最大相关1外，其余位置得到的相关系数均小于0.5。

根据模糊函数的定义，如式(16)所示为啁啾信号在时延τ^*＝f_d/u时相关值，如式(17)所示为对称啁啾信号在时延τ^*＝f_d/u时的相关值。从上述两种信号的模糊函数分析，对称啁啾信号比啁啾信号的相关特性更好，当在信号捕获时对称啁啾信号对频偏的影响更不敏感。

其中τ^*＝f_d/u。

上述对实施例的描述是为便于本技术领域的普通技术人员能理解和应用本发明。熟悉本领域技术的人员显然可以容易地对上述实施例做出各种修改，并把在此说明的一般原理应用到其他实施例中而不必经过创造性的劳动。因此，本发明不限于上述实施例，本领域技术人员根据本发明的揭示，对于本发明做出的改进和修改都应该在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种面向星际通信链路的频移对称啁啾扩频调制与解调方法，其特征在于：

发射端按照扩频因子SF和支路数R将输入信息比特划分为R个深度为SF的信息块，并以信息块的高M位作为支路的索引码，其中M=log2R；信息块按照 Gray编码后以十进制信息表示，并称第i个信息块表示的十进制信息为di ，其中，i的取值范围为1~R；信息块以(di·Bw/2SF)作为相对频移量对原始对称啁啾信号进行频移啁啾扩频调制，其中Bw表示啁啾信号的传输带宽，并称第i个信息块调制得到的频移对称啁啾信号为Si；R个信息块对应的R路频移对称啁啾信号经线性叠加后在信道中传输；

接收端对信号依次进行解对称啁啾、快速傅里叶变换、频域峰值检索、Gray译码、去索引和信息块拼接，完成对输入信息比特的还原；

收发过程采用的帧结构包括前导码，同步字和用户数据，其中前导码个数为Npre，同步字个数为Nsync，用户数据为Ndata；Npre和Nsync由收发双方相互约定，Ndata则由突发用户数据包长度决定。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，对称啁啾信号由一对频率变化率极性相反的啁啾信号组成；按照频率变化率极性区分，所述啁啾信号可分为上啁啾信号和下啁啾信号，其中上啁啾信号的频率变化率为正数，其瞬时频率由小变大，下啁啾信号的频率变化率为负数，其瞬时频率由大变小；所述对称啁啾信号按照上、下啁啾信号拼接的先后排列顺序可分为两种：上啁啾信号在前、下啁啾信号在后的称为正对称啁啾信号；而下啁啾信号在前、上啁啾信号在后的称为反对称啁啾信号。

3.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，对称啁啾信号的上、下啁啾信号拼接过程保证了瞬时频率的连续性，即在一个啁啾信号的周期内，上啁啾信号结束频率与下啁啾信号起始频率相等，上啁啾信号起始频率与下啁啾信号结束频率相等。

4.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述对称啁啾信号的上、下啁啾信号拼接过程保证了相位连续性，即在一个啁啾信号的周期内，上啁啾信号结束相位与下啁啾信号起始相位相等，上啁啾信号起始相位与下啁啾信号结束相位相等。

5.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述上、下啁啾信号拼接时相位和频率的连续性要求上、下啁啾信号频率变化率互为相反数，且频率在-Bw/2~Bw/2范围内线性变化；

对称啁啾信号频移后仍保持信号间相位的连续性和瞬时频率的连续性。

6.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述上、下啁啾信号拼接时相位和频率的连续性要求所述对称啁啾信号的频移过程是一种瞬时频率的循环移位，瞬时频率在到达频率范围边界时将产生跳变，即从Bw/2跳变到-Bw/2，从-Bw/2跳变到Bw/2；

当频移量为Δf，正对称啁啾信号的频率将按照(-Bw/2+Δf)~(Bw/2)、(-Bw/2)~( -Bw/2+Δf)、(-Bw/2+Δf) ~(-Bw/2)、(Bw/2)~(-Bw/2+Δf)的顺序线性变化；

当频移量为Δf，反对称啁啾信号的频率将按照：(-Bw/2+Δf)~(-Bw/2)、(Bw/2)~( -Bw/2+Δf)、(-Bw/2+Δf) ~(Bw/2)、(-Bw/2)~(-Bw/2+Δf)的顺序线性变化。

7.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述解对称啁啾过程，是接收端对收到的信号乘以极性相反的对称啁啾信号，即发射时使用正对称啁啾信号调制，接收时则使用反对称啁啾信号解调，反之亦然。

8.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，对所述解对称啁啾后的信号采用快速傅里叶变换得到频域特征，根据频域的峰值位置得到相对频移量并转换为十进制信息di，对十进制信息di进行Gray译码以后得到信息码Bi，以信息码Bi的高M位信息作为索引拼接R路信息块的信息。

9.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述前导码采用未经调制的对称啁啾信号，其极性与发射调制采用的对称啁啾信号极性相同，所述同步字采用未经调制的对称啁啾信号其极性与接收解调时采用的对称啁啾信号极性相同，即当调制信号为正对称啁啾信号，解调信号为反对称啁啾信号，前导码为正对称啁啾信号，同步字为反对称啁啾信号，反之亦然；所述用户数据为R路频移对称啁啾信号的线性叠加。

10.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述同步字采用与前导码极性相反的对称啁啾信号，在接收时通过正反扫描的方法快速定位同步字，实现前导码与用户数据分离；所述正反扫描的方法，其特征在于：接收端对收到的信号先用正对称啁啾信号进行解对称啁啾并通过快速傅里叶变化得到正向扫描频谱，然后用反对称啁啾信号进行解对称啁啾并通过快速傅里叶变化得到反向扫描频谱，通过分析正、反向扫描频谱差异定位同步字，并根据同步字的位置分离前导码与用户数据；

所述前导码采用未经调制的对称啁啾信号，用于频偏和时偏的消除，其特征在于：对前导码进行解对称啁啾和快速傅里叶变化，以频谱分量的平均值和差值分别估计频偏和时偏。

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