KR100756613B1 - 아날로그 필터 회로 및 그 조정 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 간단한 회로 구성에 의해 필터 특성의 차이를 조정하는 것이 가능한 아날로그 필터 회로 및 그 조정 방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.
저역 및 고역 통과 필터(2, 3)를 구비하고, 각각의 저역 및 고역 통과 필터(2, 3)의 출력 신호는 비교 조정부(4)에 입력되며, 조정 신호가 저역 및 고역 통과 필터(2, 3)에 피드백됨과 동시에, 상관 관계를 갖는 밴드 패스 필터(1)에도 입력된다. 저역 및 고역 통과 필터(2, 3)는 주파수 이득 특성이 감쇠 대역에 있어서 기준 주파수(fREF)로 교차되도록 설정되고, 필터 특성이 차이가 나는 경우, 기준 주파수(fREF)의 기준 신호(FREF)의 입력에 따라 출력 신호에 있어서의 이득차가 해소되도록 조정됨으로써, 밴드 패스 필터(1)가 조정되어, 원하는 필터 특성이 된다.

Description

아날로그 필터 회로 및 그 조정 방법{ANALOG FILTER CIRCUIT AND ADJUSTMENT METHOD THEREOF}
도 1은 본 발명의 아날로그 필터 회로를 설명한 원리도.
도 2는 제1 및 제2 실시예에 공통의 아날로그 필터 회로를 도시한 회로 블록도.
도 3은 제1 실시예의 저역 통과 필터(LPF)의 회로도.
도 4는 제1 실시예의 고역 통과 필터(HPF)의 회로도.
도 5는 제1 실시예의 밴드 패스 필터(BPF)의 회로도.
도 6은 가변 용량 소자의 용량 특성을 도시한 도면.
도 7은 필터 특성의 관계를 설명한 도면.
도 8은 DC 변환 회로의 구체적인 예를 도시한 회로도.
도 9는 가변 용량 소자의 용량값을 제어하는 비교기의 구체적인 예를 도시한 회로도.
도 10은 제2 실시예의 저역 통과 필터(LPF)의 회로도.
도 11은 제2 실시예의 고역 통과 필터(HPF)의 회로도.
도 12는 제2 실시예의 밴드 패스 필터(BPF)의 회로도.
도 13은 OTA(Operational Transconductance Amplifier; 연산 트랜스컨덕턴스 증폭기) 회로의 구체적인 예를 도시한 회로도.
도 14는 OTA 회로의 gm 값을 제어하는 비교기의 구체적인 예를 도시한 회로도.
도 15는 특허 문헌 1에 개시되어 있는 Gm-C 필터 회로.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
1 : 밴드 패스 필터
2, 12 : 저역 통과 필터
3, 13 : 고역 통과 필터
4 : 비교 조정부
11 : 밴드 패스 필터
14A : DC 변환 회로
14B : 비교기
C1, C2, C3, C4 : 가변 용량 소자
OTA1, OTA2 : OTA((Operational Transconductance Amplifier) 회로
FIN : 입력 신호
FOUT : 출력 신호
FREF : 기준 신호
IB : 바이어스 전류
SC : 조정 신호
SL, SH: 출력 신호
VL, VH : 직류 전압 신호
fREF : 기준 주파수
gm1, gm2 : 상호 컨덕턴스
본 발명은 아날로그 필터 회로에 관한 것으로서, 특히 필터 특성의 자동 조정이 가능한 아날로그 필터 회로 및 그 조정 방법에 관한 것이다.
특허 문헌 1에 개시되어 있는 Gm-C 필터 회로에서는 도 15에 도시한 바와 같이, Gm-C 필터(100)의 조정을 위해 스위치(170, 190)는 온, 스위치(160, 180)는 오프로 한다. 만일, Gm-C 필터(100)의 중심 주파수가 이상치보다도 작은 경우에는 출력 위상이 이상치보다도 지연되게 된다. 위상 비교기(110)로부터의 위상 지연 신호 출력에 기초하여 업/다운 카운터(120)의 계수치를 하나 증가시킨다. 미세 조정 바이어스 전류 발생 회로(130)는 카운터(120)의 계수 출력(270)에 의해 출력 전류가 결정되고, 가산기(150)의 출력 전류(310)는 바이어스 전류 발생 회로(140)의 출력 전류와 미세 조정 바이어스 전류 발생 회로(130)의 출력 전류를 가산한다. 여기서, Gm-C 필터(100)는 바이어스 전류의 증가에 의해 중심 주파수가 증가하도록 설계되어 있는 것으로 하면, 위상 지연이 축소하는 방향으로 조정된다. 카운터 동작을 반복함으로써, 최종적으로 중심 주파수가 이상 필터의 주파수로 조정된다.
[특허 문헌 1] 일본 특허 공개 평성 9-83294호 공보
그러나, 상기 특허 문헌 1에 개시되어 있는 Gm-C 필터 회로에서는 위상 비교기(110)에 의한 비교 결과를 검출하여 Gm-C 필터 회로(100)에 피드백하기 위해서 업/다운 카운터(120), 미세 조정 바이어스 전류 발생 회로(130) 및 가산기(150)를 구비할 필요가 있다. 업/다운 카운터(120) 등의 대규모 논리 회로를 구비하여야 하며, 아날로그 필터 회로를 구성하는 경우에 회로 구성이 대규모이면서 복잡하게 될 우려가 있는 것이 문제이다.
중심 주파수의 조정 폭을 확대하는 경우, 업/다운 카운터(120)에 있어서 필요로 되는 카운트 수는 증대시킬 필요가 있다. 또한, 고주파수 신호에 대하여 조정을 행하는 경우에 있어서는 업/다운 카운터(120)에 대하여 한층 더 고속 동작이 요구되어진다. 업/다운 카운터(120)에 있어서 회로 구성의 복잡화, 대규모화나 고속 동작화가 필요하게 되는 경우가 있어 문제가 된다.
본 발명은 상기 배경 기술의 과제 중 적어도 하나를 해소하기 위해 이루어진 것이며, 간단한 회로 구성에 의해 필터 특성의 차이(어긋남)를 조정하는 것이 가능한 아날로그 필터 회로 및 그 조정 방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위해, 본 발명에 따른 아날로그 필터 회로는, 밴드 패스 필터를 구비하는 아날로그 필터 회로로서, 기준 주파수의 입력 신호가 입력되고, 상기 밴드 패스 필터와 필터 특성에 있어서 상관 관계를 가지며, 상기 기준 주파수에 있어서 주파수 이득 특성이 감쇠 대역에서 서로 교차하여 이루어지는 저역 통과 필터 및 고역 통과 필터와; 상기 저역 통과 필터 및 상기 고역 통과 필터의 각각에서 출력되는 필터 신호를 DC 신호로 변환하는 한 쌍의 DC 변환부와; 각각의 상기 DC 신호 사이의 신호 레벨 차에 따른 조정 신호를, 상기 밴드 패스 필터, 상기 저역 통과 필터 및 상기 고역 통과 필터로 피드백하는 비교부를 포함하고, 상기 DC 변환부는, 상기 필터 신호를 반전하는 반전부와, 상기 필터 신호와 기준 신호가 입력되는 제1 차동 쌍과, 상기 반전부에서 출력되는 반전 신호와 상기 기준 신호가 입력되는 제2 차동 쌍과, 상기 제1 차동 쌍에 의한 상기 기준 신호에 대한 상기 필터 신호의 신호 레벨 차 및 상기 제2 차동 쌍에 의한 상기 기준 신호에 대한 상기 반전 신호의 신호 레벨 차에 따라서 상기 DC 신호를 출력하는 변환부를 포함하며, 상기 조정 신호에 의해 상기 저역 통과 필터 및 상기 고역 통과 필터의 상기 필터 신호에 있어서 이득 차가 해소되는 것에 따라서 상기 밴드 패스 필터의 필터 특성이 조정되는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 아날로그 필터 회로에서는 아날로그 필터 회로에 구비되는 밴드 패스 필터를 조정할 때에, 기준 주파수의 입력 신호를 밴드 패스 필터와 필터 특성에 있어서 상관 관계를 가지며 주파수 이득 특성에 있어서 감쇠 대역에서 기준 주파수에서 서로 교차하여 이루어지는 저역 통과 필터 및 고역 통과 필터에 입력한다. 비교 조정부에 의해 얻어지는 출력 신호를 서로 비교하여 출력 신호의 이득차가 해소되는 방향으로 저역 통과 필터 및 고역 통과 필터에 대하여 피드백을 행한다. 이것에 의해, 저역 통과 필터 및 고역 통과 필터 사이에서 상관 관계를 갖는 밴드 패스 필터가 조정된다.
또한, 본 발명에 따른 아날로그 필터 회로의 조정 방법은, 밴드 패스 필터를 구비하는 아날로그 필터 회로의 조정 방법으로서, 상기 밴드 패스 필터와 필터 특성에 있어서 상관 관계를 가지며, 주파수 이득 특성이 감쇠 대역의 기준 주파수로 서로 교차하여 이루어지는 저역 통과 필터 및 고역 통과 필터를 구비하고, 상기 저역 통과 필터 및 상기 고역 통과 필터에 상기 기준 주파수의 입력 신호를 입력하는 단계와; 상기 저역 통과 필터 및 상기 고역 통과 필터에서 출력되는 각각의 필터 신호에 대해서, 신호 레벨을 반전하여 반전 신호를 출력하는 단계와; 상기 필터 신호의 각각에 대해서, 기준 신호에 대한 상기 필터 신호의 신호 레벨 차 및 상기 기준 신호에 대한 상기 반전 신호의 신호 레벨 차에 따라서 DC 신호를 출력하는 단계와; 상기 필터 신호의 각각에 대해서 얻어지는 상기 DC 신호의 신호 레벨을 서로 비교하는 단계와; 상기 DC 신호 간의 신호 레벨 차에 따라서 상기 필터 신호 간의 이득 차가 해소되는 방향으로 상기 저역 통과 필터 및 상기 고역 통과 필터에 대하여 피드백을 행하는 단계와; 상기 피드백에 따라서 상기 밴드 패스 필터의 필터 특성을 조정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 아날로그 필터 회로의 조정 방법에서는 저역 통과 필터 및 고역 통과 필터에 기준 주파수의 입력 신호를 입력하고, 저역 통과 필터 및 고역 통과 필터에서 출력되는 출력 신호를 서로 비교한다. 그리고, 출력 신호의 이득차가 해소되는 방향으로 저역 통과 필터 및 고역 통과 필터에 대하여 행해지는 피드백에 따라 저역 통과 필터 및 고역 통과 필터 사이에서 상관 관계를 갖는 밴드 패스 필터의 필터 특성이 조정된다.
이것에 의해, 저역 통과 필터 및 고역 통과 필터를 주파수 이득 특성에 있어서의 감쇠 대역에 있어서 기준 주파수로 교차시키는 설정으로 하기 때문에 제조 변동 등에 의해 필터 특성이 목표치에서 벗어나 있는 경우에도 기준 주파수의 입력 신호에 대하여 저역 통과 필터 및 고역 통과 필터에서 출력되는 출력 신호의 이득차를 검출할 수 있으며 목표치에서 벗어난 차이를 파악할 수 있다. 이 이득차를 피드백하여 이득차를 해소하는 방향으로 저역 통과 필터 및 고역 통과 필터의 필터 특성이 조정되고, 이것에 따라 밴드 패스 필터의 필터 특성도 변동을 받고, 밴드 패스 필터가 저역 통과 필터 및 고역 통과 필터에 대하여 상관 관계를 갖고 있기 때문에 저역 통과 필터 및 고역 통과 필터의 필터 특성의 조정에 따라 밴드 패스 필터의 필터 특성이 조정되고 이득차가 해소됨으로써, 밴드 패스 필터의 필터 특성이 원하는 특성으로 조정된다.
필터 특성의 조정을 이득차를 없앰으로써 행하고, 필터 출력의 위상 시프트를 검출할 필요가 없기 때문에 업/다운 카운터라는 대규모 논리 회로를 구비할 필요가 없으며, 회로 구성을 간소하게 할 수 있다. 또한, 이득차를 검출할 수 있으면 필터 특성의 변동을 조정할 수 있고, 변동의 조정폭을 용이하게 확대할 수 있다. 또한, 밴드 패스 필터로의 입력과는 다른 기준 주파수의 입력 신호에 의해 필터 특성을 조정할 수 있고, 밴드 패스 필터로의 입력 신호의 주파수에 의존하지 않고서 필터 특성의 조정이 가능하게 된다. 넓은 조정 폭이더라도 밴드 패스 필터로의 입력 신호가 고주파수 신호라도 용이하게 필터 특성의 조정을 행할 수 있다.
저역 통과 필터와 고역 통과 필터에서는 특성이 교차하는 감쇠 대역에 있어서, 주파수 이득 특성이 서로 반대의 기울기를 갖고 있다. 이 때문에 기준 주파수에 대하여, 교차하는 점의 주파수의 차이가 근소한 경우라도 큰 이득차로서 검출할 수 있어, 필터 특성 차이의 검출 감도가 높고, 정밀도가 좋은 필터 특성을 조정할 수 있다.
본 발명에 따르면, 저역 통과 필터 및 고역 통과 필터에 기준 주파수의 입력 신호를 입력한 경우의 출력 신호에 있어서 이득차에 따라 필터 특성을 조정할 수 있고, 간단한 회로 구성에 의해 필터 특성의 차이를 조정하는 것이 가능한 아날로그 필터 회로 및 그 조정 방법을 제공하는 것이 가능하게 된다.
이하, 본 발명의 아날로그 필터 회로 및 그 조정 방법에 대해서 구체화한 실시예를 도 1 내지 도 14에 기초하여 도면을 참조하면서 상세히 설명한다.
도 1은 본 발명의 아날로그 필터 회로를 설명하는 원리도이다. 입력 신호 FIN을 입력하여 출력 신호 FOUT를 출력하는 밴드 패스 필터(1)의 필터 특성을 조정하기 위해 보정 회로(H)를 구비하고 있다. 보정 회로(H)는 저역 통과 필터(LPF)(2)와 고역 통과 필터(HPF)(3)를 구비하고 있으며, 각각에 기준 주파수(fREF)의 기준 신호(FREF)가 입력된다. 저역 통과 필터(LPF)(2) 및 고역 통과 필터(HPF)(3)의 출력 신호는 비교 조정부(4)에 입력된다. 비교 조정부(4)에서는 조정 신호가 저역 통과 필터(LPF)(2) 및 고역 통과 필터(HPF)(3)로 피드백됨과 동시에 밴드 패스 필터(1)에도 입력되고, 각 필터(1∼3)의 필터 특성이 조정된다.
저역 통과 필터(LPF)(2) 및 고역 통과 필터(HPF)(3)는 각 필터의 주파수 이득 특성이 감쇠 대역에 있어서 기준 주파수(fREF)로 교차하도록 설정되어 있다. 기준 주파수(fREF)의 기준 신호(FREF)가 입력되면, 각 필터(2, 3)에서는 동일한 이득으로 감쇠되고 이득차가 없는 출력 신호가 출력된다. 이 경우, 저역 통과 필터(LPF)(2) 및 고역 통과 필터(HPF)(3) 사이에서 상관 관계를 가지며 구비되어 있는 밴드 패스 필터(1)는 원하는 필터 특성을 구비하고 있다.
제조 변수 등에 의해 각 필터(1∼3)의 필터 특성이 설정에서 벗어난 경우, 저역 통과 필터(LPF)(2) 및 고역 통과 필터(HPF)(3)의 주파수 이득 특성의 교차점은 기준 주파수(fREF)에서 벗어나게 된다. 이 상태에서 기준 주파수(fREF)의 기준 신호(FREF)가 입력되면, 저역 통과 필터(LPF)(2) 및 고역 통과 필터(HPF)(3)의 출력 신호에 있어서 이득이 동일하지 않게 되며, 서로의 출력 신호간에서 이득차가 발생하게 된다. 구체적으로는 교차점의 주파수가 기준 주파수(fREF)에 비하여 고주파수 측으로 벗어나면, 저역 통과 필터(LPF)(2)로부터의 출력 신호의 이득이 고역 통과 필터(HPF)(3)로부터의 출력 신호의 이득에 비하여 커진다. 반대로, 저주파수 측으로 벗어나면, 저역 통과 필터(LPF)(2)로부터의 출력 신호의 이득이 고역 통과 필터(HPF)(3)로부터의 출력 신호의 이득에 비하여 작아진다. 비교 조정부(4)에 있어서, 이득차를 검출하여 이득차를 해소하도록 저역 통과 필터(LPF)(2) 및 고역 통과 필터(HPF)(3)의 필터 특성이 조정된다. 이 조정과 상관 관계를 갖도록 밴드 패스 필터(1)를 조정한다. 이 조정에 의해 이득차가 해소된 상태에서 밴드 패스 필터(1)의 필터 특성이 원하는 필터 특성을 발휘하도록 조정된다.
도 2는 제1 및 제2 실시예의 아날로그 필터 회로를 도시하는 회로 블록도이다. 제1 및 제2 실시예를 설명하는데 있어서, 입력 신호 FIN을 입력하여 출력 신호 FOUT를 출력하는 밴드 패스 필터로서 밴드 패스 필터(BPF)(11)를 구비하는 경우를 예로 들어 설명을 한다.
비교 조정부는 DC 변환 회로(14A)와 비교기(14B)로 구성되어 있으며, 저역 통과 필터(LPF)(12) 및 고역 통과 필터(HPF)(13)의 출력 신호 SL, SH는 각각에 구비되어 있는 DC 변환 회로(14A)를 통해 직류 전압 신호 VL, VH에 평활된 후, 비교기(14B)에서 직류 전압 레벨 비교가 행하여진다. 비교기(14B)에서는 조정 신호 SC가 저역 통과 필터(LPF)(12) 및 고역 통과 필터(HPF)(13)로 피드백됨과 동시에 밴드 패스 필터(BPF)(11)에도 입력되고, 각 필터(11∼13)의 필터 특성이 조정된다.
도 3 내지 도 9는 제1 실시예이다. 저역 통과 필터(LPF)(12), 고역 통과 필터(HPF)(13) 및 밴드 패스 필터(BPF)(11)로서, 수동 필터로 구성하는 경우이다.
도 3 내지 도 5에 저역 통과 필터(LPF)(12), 고역 통과 필터(HPF)(13), 밴드 패스 필터(BPF)(11)를 가변 용량 소자를 구비하여 구성하는 경우의 구체적인 예를 도시한다. 도 3은 저역 통과 필터(LPF)(12)의 구체적인 예이다. 입력 단자(IN)와 출력 단자(OUT) 사이에 저항 소자(R1)를 구비하고, 출력 단자(OUT)와 접지 전위 사이에 가변 용량 소자(C1)를 구비하여 구성된다. 가변 용량 소자(C1)는 제어 단자(CRL)에 입력되는 전압 레벨에 따라 용량값이 가변으로 제어된다.
저항 소자(R1)의 용량값을 R1로 하고, 가변 용량 소자(C1)의 용량값을 C1이라고 하면, 도 3에 도시하는 저역 통과 필터(LPF)에 있어서의 필터 특성 중 하나인 차단 주파수는 fCUTL ＝ 1/(2π·C1·R1)이 된다. 차단 주파수(fCUTL)를 초과하는 주파수에 있어서, -20 dB/dec의 기울기에 의해 이득이 감소하는 특성을 가지고 있다.
입력 단자(IN)에 기준 주파수(fREF)의 기준 신호(FREF)가 입력됨으로써, 출력단자(OUT)에서 출력 신호 SL이 출력되는 곳, 기준 신호(FREF)의 주파수가 차단 주파수(fCUTL)를 초과하는 주파수인 경우, -20 dB/dec의 기울기에 따라서 감쇠된 출력 신호 SL이 출력된다. 제어 단자(CRL)에 입력되는 조정 신호 SC에 따라 용량값 C1이 변화함에 따라 차단 주파수(fCUTL)가 변화하고, 출력 신호 SL에 있어서의 이득이 조정된다.
도 4는 고역 통과 필터(HPF)(13)의 구체적인 예이다. 입력 단자(IN)와 출력 단자(OUT) 사이에 가변 용량 소자 C2를 구비하고, 출력 단자(OUT)와 접지 전위 사이에 저항 소자 R2를 구비하여 구성된다. 가변 용량 소자(C2)는 제어 단자(CRL)에 입력되는 전압 레벨에 따라 용량값이 가변으로 제어된다.
저항 소자(R2)의 용량값을 R2로 하고, 가변 용량 소자(C2)의 용량값을 C2라고 하면, 도 4에 도시하는 고역 통과 필터(HPF)에 있어서의 필터 특성 중 하나인 차단 주파수는 fCUTH ＝ 1/(2π·C2·R2)이 된다. 차단 주파수(fCUTH)에 이르는 주파수에 있어서, ＋20 dB/dec의 기울기에 의해 이득이 증가하는 특성을 가지고 있다.
입력 단자(IN)에 기준 주파수(fREF)의 기준 신호(FREF)가 입력됨으로써, 출력단자(OUT)에서 출력 신호 SH가 출력되기 때문에 기준 신호(FREF)의 주파수가 차단 주파수(fCUTH)보다 저주파수일 경우, +20 dB/dec의 기울기에 따라서 감쇠된 출력 신호 SH가 출력된다. 제어 단자(CRL)에 입력되는 조정 신호 SC를 따라서 용량값 C2가 변화함에 따라 차단 주파수(fCUTH)가 변화하고, 출력 신호 SL에 있어서의 이득이 조정된다.
여기서, 저역 통과 필터(LPF)의 차단 주파수(fCUTL)와, 고역 통과 필터(HPF)의 차단 주파수(fCUTH)는 각각의 저항값 R1, R2 및 용량값 C1, C2에 대하여 동일한 식으로 확정되기 때문에 동일한 조정 신호 SC에 따라 용량값 C1, C2가 변화함에 따라 동등하게 변화시킬 수 있다.
도 5는 밴드 패스 필터(BPF)(11)의 구체적인 예이다. 입력 단자(IN)와 출력 단자(OUT) 사이에 저항 소자(R4) 및 가변 용량 소자(C3)가 직렬로 접속되고, 저항 소자(R4) 및 가변 용량 소자(C3)의 접속점과 접지 전위 사이에 가변 용량 소자(C4)를 구비하고, 출력 단자(OUT)와 접지 전위 사이에 저항 소자(R3)를 구비하여 구성된다. 가변 용량 소자(C3, C4)는 제어 단자(CRL)에 입력되는 전압 레벨에 따라 용량값이 가변으로 제어된다.
저항 소자(R3, R4)의 용량값을 R3, R4로 하고, 가변 용량 소자(C3, C4)의 용량값을 C3, C4로 하면, 도 5에 도시하는 밴드 패스 필터(BPF)에 있어서의 필터 특성 중 하나인 차단 주파수는 저역측 및 고역측에서 각각 fCUTBl ＝ 1/(2π·C3·R3), fCUTB2 ＝ 1/(2π·C4·R4)이 된다. 차단 주파수(fCUTB1)에 이르는 주파수에 있어서, ＋20 dB/dec의 기울기에 의해 이득이 증가함과 동시에, 차단 주파수(fCUTB2)를 초과하는 주파수에 있어서, -20 dB/dec의 기울기에 의해 이득이 감소하는 특성을 갖고 있다.
밴드 패스 필터(BPF)(11)에 구비되는 가변 용량 소자(C3, C4)는 저역 통과 필터(LPF)(12) 및 고역 통과 필터(HPF)(13)에 구비되는 가변 용량 소자(C1, C2)와 동일한 소자 구조 및 소자 특성을 갖고 있으며, 제어 단자(CRL)에 입력되는 조정 신호 SC에 대한 용량값의 변화 비율은 서로 동등하다. 또한, 각 필터에 있어서의 차단 주파수는 함께 가변 용량 소자에 의한 용량값 C1, C2, C3 및 C4에 대하여 마이너스 1승의 함수에 의존하기 때문에, 용량값의 변화에 대한 차단 주파수의 변화 비율은 서로 동등해진다.
따라서, 조정 신호 SC에 대하여 각 필터의 차단 주파수의 변화 비율은 모두 동등해진다. 기준 주파수(fREF)의 기준 신호(FREF)에 대한 출력 신호 SL, SH의 이득차에 따라 출력되는 조정 신호 SC에 의해 저역 통과 필터(LPF)(12) 및 고역 통과 필터(HPF)(13)의 필터 특성의 변동이 조정됨에 따라 밴드 패스 필터(BPF)(11)의 필터 특성의 변동도 동일하게 조정된다.
조정 신호 SC에 대한 가변 용량 소자의 용량 특성을 도 6에 예시한다. 도 6에서는 조정 신호 SC의 전압 레벨에 따라 용량값이 감소하는 특성을 갖는 경우에 대해서 도시하고 있다. 도 6의 용량 특성을 갖는 가변 용량 소자를 구비함으로써, 도 7에 도시하는 필터 특성의 조정이 행하여진다.
도 7에 있어서, 조정된 상태에서는 저역 통과 필터(LPF)(12)와 고역 통과 필터(HPF)(13)와의 주파수 이득 특성이 교차하는 주파수가 기준 주파수(fREF)가 된다. 이때, 밴드 패스 필터(BPF)(11)의 필터 특성에 있어서, 중심 주파수가 주파수 f0으로 조정되어 있는 것으로 한다.
필터 특성이 고주파수 측으로 시프트하고 있는 경우(도 7의 중단의 경우)에는 기준 주파수(fREF)의 기준 신호(FREF)에 대하여, 저역 통과 필터(LPF)의 출력 신호 SL의 이득이 고역 통과 필터(HPF)의 출력 신호 SH의 이득에 비하여 크게 검출된다. 이 경우, 밴드 패스 필터(BPF)의 중심 주파수도 주파수 f0에 비하여 고주파수 측으로 시프트하고 있다. 도 6의 가변 용량 소자에 있어서의 용량 특성에 의해 조정 신호 SC로서 저전압 레벨의 신호가 피드백된다. 용량값 C1 내지 C4가 증가함에 따라 각 필터(11∼13)의 차단 주파수(fCUTL, fCUTH, fCUTB1, fCUTB2)가 저하되고, 필터 특성의 어긋남이 축소되어 조정이 행하여진다.
필터 특성이 저주파수측으로 시프트하고 있는 경우(도 7의 하단의 경우)에는 기준 주파수(fREF)의 기준 신호(FREF)에 대하여 저역 통과 필터(LPF)의 출력 신호 SL의 이득이 고역 통과 필터(HPF)의 출력 신호 SH의 이득에 비하여 작게 검출된다. 이 경우, 밴드 패스 필터(BPF)의 중심 주파수도 주파수 f0에 비하여 저주파수측으로 시프트하고 있다. 도 6의 가변 용량 소자에 있어서의 용량 특성에 의해 조정 신호 SC로서 고전압 레벨의 신호가 피드백된다. 용량값 C1 내지 C4가 저하됨에 따라 각 필터(11∼13)의 차단 주파수(fCUTL, fCUTH, fCUTB1, fCUTB2)가 증대하고, 필터 특성의 어긋남이 축소되어 조정이 행하여진다.
도 8에는 DC 변환 회로(14A)의 구체적인 예를 도시한다. 주파수 신호로서 출력되는 저역 통과 필터(LPF)의 출력 신호 SL 및 고역 통과 필터(HPF)의 출력 신호 SH를 직류 전압 신호로 평활하는 회로이다.
출력 신호 SL 또는 SH가 입력되는 입력 단자(VIN)는 트랜지스터 Q1의 베이스단자에 접속됨과 동시에, 반전 회로(I1)를 통해 트랜지스터 Q2의 베이스 단자에 접속되어 있다. 트랜지스터 Q1 및 Q2 사이에서 공통 접속되는 이미터 단자를 구비하는 트랜지스터 Q3의 베이스 단자에는 참조 전압 단자(VREF)가 입력된다. 트랜지스터 Q1 내지 Q3의 이미터 단자는 트랜지스터 Q4 및 저항 소자 R5를 통해 접지 전위에 접속되어 있다. 또한, 트랜지스터 Q1 및 Q2의 콜렉터 단자는 함께 트랜지스터 Q6의 콜렉터 단자에 접속되어 있다. 트랜지스터 Q6은 트랜지스터 Q7과 함께 전류 미러 회로를 구성하고 있으며, 트랜지스터 Q6의 콜렉터 단자는 트랜지스터 Q6 및 Q7의 베이스 단자에 접속되어 있다. 트랜지스터 Q6의 콜렉터 단자는 트랜지스터 Q5및 저항 소자 R6을 통해 접지 전위에 접속되어 있다. 트랜지스터 Q4 및 Q5의 베이스 단자는 바이어스 단자(VBS)에 접속되어 있으며, 전류원으로서 기능한다. 트랜지스터 Q7의 콜렉터 단자는 저항 소자 R7을 통해 접지 전위에 접속되어 있으며, 그 접속점이 출력 단자(VO)이다. 출력 단자(VO)에는 평활용 용량 소자 C5가 접속되어 있다.
트랜지스터 Q1 내지 Q3에 의해 입력 단자(VIN)에 입력되는 출력 신호 SL 또는 SH는 참조 전압 단자(VREF)에 입력되는 도시되지 않은 참조 전압에 대하여 비교된다. 트랜지스터 Q1 및 Q2에는 전압 레벨이 반전된 신호가 입력되기 때문에 입력단자(VIN)에 입력되는 출력 신호 SL 또는 SH의 반주기마다 참조 전압에 비하여 고전압 레벨의 기간, 어느 한쪽의 트랜지스터 Q1 또는 Q2를 통해 트랜지스터 Q4에 의한 바이어스 전류가 흐른다. 이 바이어스 전류는 트랜지스터 Q5에 의한 바이어스 전류에 가산되어 트랜지스터 Q6으로 흐른다. 가산된 바이어스 전류가 전류 미러 회로에 의해 트랜지스터 Q7을 통해 저항 소자 R7에 흐른다. DC 변환된 직류 전압 신호 VL 또는 VH는 용량 소자 C5에 의해 평활된 후에 출력 단자(VO)에서 출력된다. 출력 신호 SL 또는 SH의 이득에 따라 전압 진폭이 상이하기 때문에 참조 전압에 비하여 고전압이 되는 기간이 상이하다. 이것에 의해 이득에 비례한 DC 전압 레벨을 갖는 직류 전압 신호 VL 또는 VH를 얻을 수 있다.
도 9에는 제1 실시예에 적용되는 비교기(14B)의 구체적인 예를 도시한다. DC 변환 회로(14A)에서 평활되어 출력되는 직류 전압 신호 VL, VH가 입력되고, 직류 전압 레벨을 비교하여 조정 신호 SC를 출력하는 회로이다.
직류 전압 신호 VL, VH가 입력되는 차동 입력쌍의 반전 입력 단자(VINM), 비반전 입력 단자(VINP)는 이미터 단자가 공통 접속되어 있는 트랜지스터 Q10, Q11의 베이스 단자에 각각 접속된다. 콜렉터 단자는 트랜지스터 Q12, Q13으로 구성되는 커런트 미러 회로에 접속되고, 이미터 단자는 전류원 B1을 통해 접지 전위에 접속되어 있다. 트랜지스터 Q12, Q13은 베이스 단자가 공통 접속되는 동시에 트랜지스터 Q12의 콜렉터 단자가 베이스 단자에 접속되어 있다. 각각의 트랜지스터 Q12, Q13의 콜렉터 단자는 트랜지스터 Q10, Q11의 콜렉터 단자에 접속되어 있다. 트랜지스터 Q11과 Q13과의 접속점은 트랜지스터 Q14의 콜렉터 단자에 접속되어 있다. 트랜지스터 Q14는 트랜지스터 Q15와 함께 커런트 미러 회로를 구성하고 있으며, 트랜지스터 Q14의 콜렉터 단자와 상호의 베이스 단자가 접속되어 있다. 트랜지스터 Q14, Q15의 이미터 단자는 저항 소자 R8, R9를 통해 접지 전위에 접속되어 있다. 또한, 트랜지스터 Q14의 콜렉터 단자에는 전류원 B2에서 전류 공급을 받고 있다. 트랜지스터 Q15의 콜렉터 단자는 저항 소자 R10을 통해 전원 전압(VCC)에 접속되어 있는 동시에 출력 단자(VO)에 접속되어 있다.
도 9의 비교기의 응답을 각 필터의 차단 주파수 특성(도 3 내지 도 5), 가변 용량 소자의 용량 특성(도 6) 및 필터 특성의 관계(도 7)에 기초하여 설명한다.
직류 전압 신호 VL의 전압 레벨이 직류 전압 신호 VH의 전압 레벨에 비해 커지는 경우를 생각한다. 이 경우에는 각 필터(11∼13)의 필터 특성이 고주파수측으로 시프트하고 있는 경우이다(도 7의 중단의 경우). 도 9의 비교기에 있어서, 전류원 B1의 바이어스 전류가 주로 트랜지스터 Q10을 통해 흐르고, 커런트 미러 회로에 의해 폴드백(fold back)되고, 전류원 B2의 바이어스 전류에 가산되어 트랜지스터 Q14에 공급된다. 커런트 미러 회로의 작용에 의해 저항 소자 R10에 흐르는 전류가 증대하여, 저항 소자 R10에 의한 전압 강하가 증대하고, 출력 단자(VO)에서 출력되는 조정 신호 SC의 전압 레벨은 하강한다. 가변 용량 소자에 있어서 용량값이 증대하고, 차단 주파수가 저주파수 측으로 시프트되어 필터 특성이 조정된다.
반대로, 직류 전압 신호 VL의 전압 레벨이 직류 전압 신호 VH의 전압 레벨에 비해 작아지는 경우를 생각한다. 이 경우에는 각 필터(11∼13)의 필터 특성이 저주파수 측으로 시프트하고 있는 경우이다(도 7의 하단의 경우). 도 9의 비교기에 있어서, 전류원 B1의 바이어스 전류가 주로 트랜지스터 Q11을 통해 흐르고, 전류원 B2의 바이어스 전류를 바이패스한다. 트랜지스터 Q14에 공급되는 바이어스 전류가 감소하고, 커런트 미러 회로의 작용에 의해 저항 소자 R10에 흐르는 전류가 감소하여, 저항 소자 R10에 의한 전압 강하가 감소한다. 출력 단자(VO)에서 출력되는 조정 신호 SC의 전압 레벨이 상승하여 가변 용량 소자에 있어서 용량값이 감소하고, 차단 주파수가 고주파수 측으로 시프트되어 필터 특성이 조정된다.
도 10 내지 도 14는 제2 실시예이다. 저역 통과 필터(LPF), 고역 통과 필터(HPF) 및 밴드 패스 필터(BPF)로서, 능동 필터로 구성하는 경우이다.
도 10 내지 도 12에 저역 통과 필터(LPF)(12), 고역 통과 필터(HPF)(13), 밴드 패스 필터(BPF)(11)를 상호 컨덕턴스 gm의 조정이 가능한 트랜스컨덕턴스 증폭기(이하, 연산 트랜스컨덕턴스 증폭기의 약자를 이용하여, OTA 회로로서 약칭한다)를 구비한 소위 Gm-C 필터로 구성하는 경우의 구체적인 예를 도시한다. 각 필터는 동일한 구성을 가지고 있으며, 출력 신호의 추출 위치에 따라 필터 특성이 확정된다.
입력 단자(IN)는 가산기 AD1을 통해 노드(N1)에 의해 상호 컨덕턴스 gm1을 갖는 OTA 회로 OTA1의 비반전 입력 단자에 접속되어 있다. OTA 회로 OTA1의 출력 단자는 노드(N2)로서 접지 전위 사이에 용량 소자 C21이 접속되고, 가산기 AD1의 네가티브 피드백 단자에 접속되어 있는 동시에 다음 단의 OTA 회로 OTA2의 비반전 입력 단자에 접속되어 있다. 여기서, OTA 회로 OTA2는 상호 컨덕턴스 gm2를 가지고 있는 것으로 한다. OTA 회로 OTA2의 출력 단자는 노드(N3)로서 접지 전위 사이에 용량 소자 C22가 접속되고, 가산기 AD1의 네가티브 피드백 단자에 접속되어 있다. 여기서, OTA 회로 OTA1 및 OTA2는 동일한 회로 구성, 회로 특성을 가지고 있으며, 용량 소자 C21, C22는 동일한 소자 구조, 소자 특성을 가지고 있는 것으로 한다. 또한, OTA 회로 OTA1, OTA2에는 제어 단자(CRL)가 구비되어 있으며 조정 신호 SC가 입력된다.
OTA 회로와 용량 소자에 따른 상기한 접속에 의해 출력 신호의 추출 위치에 따라 각 필터를 구성할 수 있다. 즉, 도 10에 도시한 바와 같이 노드(N3)를 출력 단자(OUT)로 하면, 저역 통과 필터(LPF)를 구성할 수 있다. 또한, 도 11에 도시한 바와 같이 노드(N1)를 출력 단자(OUT)로 하면, 고역 통과 필터(HPF)를 구성할 수 있다. 또한, 도 12에 도시한 바와 같이 노드(N2)를 출력 단자(OUT)로 하면, 밴드 패스 필터(BPF)를 구성할 수 있다.
도 10 내지 도 12에 도시하는 각 필터에 있어서의 차단 주파수는 주지된 도 출 방법에 의해 아래와 같이 요구된다.
도 10의 저역 통과 필터(LPF)에 대해서 차단 주파수(fCUTL)는 이하의 수학식 1과 같이 표시된다.
Figure 112005030411378-pat00001
도 11의 고역 통과 필터(HPF)에 대해서 차단 주파수(fCUTH)는 이하의 수학식 2과 같이 표시된다.
Figure 112005030411378-pat00002
도 12의 밴드 패스 필터(BPF)에 대해서 차단 주파수(fCUTB1, fCUTB2)는 이하의 수학식 3과 같이 표시된다.
Figure 112005030411378-pat00003
어느 하나의 필터에 있어서도 수학식 1 내지 수학식 3으로부터 명백한 바와 같이, 차단 주파수는 (상호 컨덕턴스/용량치)(-1)의 함수로 표현된다. 이것에 부가해서 OTA 회로 OTA1, OTA2가 동일한 회로 구성, 회로 특성이며, 용량 소자 C21, C22가 동일한 소자 구조, 소자 특성을 가지고 있다. 이것에 의해, 조정 신호 SC에 따른 상호컨덕턴스의 변화에 대한 차단 주파수의 변화 비율은 서로 동등해진다. 도 2에 있어서, 기준 주파수(fREF)의 기준 신호(FREF)에 대한 출력 신호 SL, SH의 이득차에 따라 출력되는 조정 신호 SC에 의해 저역 통과 필터(LPF)(12) 및 고역 통과 필터(HPF)(13)의 필터 특성의 변동이 조정됨에 따라 밴드 패스 필터(BPF)(11)의 필터 특성의 변동도 마찬가지로 조정된다.
도 13에는 OTA 회로의 구체적인 예를 도시한다. 이미터 단자가 공통으로 접속된 트랜지스터 Q21, Q22에 의한 차동쌍을 구성하고 있다. 트랜지스터 Q21의 베이스 단자가 비반전 입력 단자(INP)에 접속되고, 트랜지스터 Q22의 베이스 단자가 반전 입력 단자(INM)에 접속되어 있다. 트랜지스터 Q21, Q22의 콜렉터 단자는 각각 전류원 B21, B22에 접속되고, 전원 전압(VCC)으로부터의 전류 공급을 받는다. 트랜지스터 Q22의 콜렉터 단자가 출력 단자(OUT)에 접속되어 있다. 트랜지스터 Q21, Q22의 공통 접속된 이미터 단자는 트랜지스터 Q23 및 저항 소자 R21을 통해 접지 전위에 접속되어 있다. 트랜지스터 Q23의 베이스 단자는 제어 단자(CRL)에 접속되어 있다. 제어 단자(CRL)에 입력되는 조정 신호 SC의 전압 레벨에 따라 트랜지스터 Q23에 흐르는 바이어스 전류 IB가 제어된다. 구체적으로는 조정 신호 SC의 전압 레벨에서 트랜지스터 Q23의 베이스·이미터간의 순바이어스 전압인 대략 0.6 V를 감한 전압이 저항 소자 R21에 인가됨으로써, 바이어스 전류 IB가 확정된다. 즉, 조정 신호 SC의 전압 레벨에 비례하여 바이어스 전류 IB가 결정된다.
또한, OTA 회로에서는 상호 컨덕턴스 gm과 바이어스 전류 IB 사이에는 gm ＝ IB/(4 VT)이 되는 관계를 가지며, 바이어스 전류 IB에 비례하여 상호 컨덕턴스 gm이 제어되는 관계에 있다. 여기서, VT ＝ k·T/q이며, k는 볼츠먼 정수, T는 절대 온도, q는 전자의 전하량이다. 즉, 온도가 일정한 조건에서는 상호 컨덕턴스 gm은 바이어스 전류 IB에 비례하고, 또한 조정 신호 SC의 전압 레벨에 비례하여 제어되게 된다.
도 14에는 제2 실시예에 적용되는 비교기(14B)의 구체적인 예를 도시한다. DC 변환 회로(14A)에서 평활되어 출력되는 직류 전압 신호 VL, VH가 입력되고, 직류 전압 레벨을 비교하여 조정 신호 SC를 출력하는 회로이다.
직류 전압 신호 VL, VH가 입력되는 차동 입력쌍의 비반전 입력 단자(INP), 반전 입력 단자(INM)는 이미터 단자가 공통 접속되어 있는 트랜지스터 Q24, Q25의 베이스 단자에 각각 접속된다. 콜렉터 단자는 트랜지스터 Q26, Q27로 구성되는 커런트 미러 회로에 접속되고, 이미터 단자는 전류원 B23을 통해 접지 전위에 접속되어 있다. 트랜지스터 Q26, Q27은 베이스 단자가 공통 접속됨과 동시에 트랜지스터 Q26의 콜렉터 단자가 베이스 단자에 접속되어 있다. 각각의 트랜지스터 Q26, Q27의 콜렉터 단자는 트랜지스터 Q24, Q25의 콜렉터 단자에 접속되어 있다. 트랜지스터 Q25와 Q27과의 접속점은 용량 소자 C21를 통해 접지 전위에 접속되어 있는 동시에 저항 소자 R22를 통해 트랜지스터 Q28의 베이스 단자에 접속되어 있다. 트랜지스터 Q28의 이미터 단자는 저항 소자 R23을 통해 접지 전위에 접속되고, 콜렉터 단자는 트랜지스터 Q29의 콜렉터 단자 및 트랜지스터 Q29, Q30의 베이스 단자에 접속되어 있다. 트랜지스터 Q29, Q30으로 전류 미러 회로가 구성되어 있다. 트랜지스터 Q30의 콜렉터 단자는 이미터 단자가 접지 전위에 접속되어 있는 트랜지스터 Q31의 콜렉터 단자 및 베이스 단자에 접속되어 있는 동시에 전원 전압(VCC)에 급전되는 전류원 B24가 접속되며, 또한 출력 단자(OUT)에 접속되어 있다. 출력 단자(OUT)는 OTA 회로(도 13)의 제어 단자(CRL)에 접속되고, 출력 단자(OUT)에서 출력되는 조정 신호 SC에 따라 바이어스 전류 IB가 조정된다. 구체적으로는 트랜지스터 Q31(도 14)과 트랜지스터 Q23(도 13)으로 커런트 미러 회로를 구성하고 있으며, 트랜지스터 Q31에 흐르는 전류에 따라 바이어스 전류 IB가 조정된다.
도 14의 비교기에서 출력되는 조정 신호 SC에 따라 각 필터(도 10 내지 도 12)에 있어서의 OTA 회로(도 13)의 상호 컨덕턴스 gm이 변화하고, 차단 주파수[수학식 1 내지 수학식 3], 필터 특성(도 7)이 조정되는 모습을 이하에서 설명한다.
직류 전압 신호 VL의 전압 레벨이 직류 전압 신호 VH의 전압 레벨에 비하여 커지는 경우를 생각한다. 이 경우에는 각 필터(11∼13)의 필터 특성이 고주파수 측으로 시프트하고 있는 경우이다(도 7의 중단의 경우). 도 14의 비교기에 있어서, 전류원 B23의 바이어스 전류가 주로 트랜지스터 Q25를 통해 흐르고, 트랜지스터 Q28은 비도통 상태가 된다. 트랜지스터 Q29, Q30으로 구성되어 있는 커런트 미러 회로에 전류가 흐르지 않게 되며, 트랜지스터 Q31에 공급되는 전류는 전류원 B24만으로 이루어진다. 트랜지스터 Q23(도 13)에 흐르는 전류가 전류원 B24에 의한 전류로 제한되며, 바이어스 전류 IB가 제한된다. 상호 컨덕턴스 gm이 제한되고, 차단 주파수가 저주파수 측으로 시프트되어 필터 특성이 조정된다.
반대로, 직류 전압 신호 VL의 전압 레벨이 직류 전압 신호 VH의 전압 레벨에 비하여 작아지는 경우를 생각한다. 이 경우에는 각 필터(11∼13)의 필터 특성이 저주파수 측으로 시프트하고 있는 경우이다(도 7의 하단의 경우). 도 14의 비교기에 있어서, 전류원 B23의 바이어스 전류가 주로 트랜지스터 Q24를 통해 흐르고, 커런트 미러 회로에 의해 폴드백되어 트랜지스터 Q28이 도통한다. 트랜지스터 Q29, Q30으로 구성되어 있는 커런트 미러 회로에 전류가 흐르고, 트랜지스터 Q31에는 전류원 B24에 추가로 트랜지스터 Q30으로부터의 전류가 가산된다. 트랜지스터 Q23(도 13)에 흐르는 전류가 증대한다. 상호 컨덕턴스 gm이 증대되고, 차단 주파수가 고주파수 측으로 시프트되어 필터 특성이 조정된다.
이상 상세히 설명한 바와 같이, 본 실시예에 따른 아날로그 필터 회로 및 그 조정 방법에 의하면, 저역 통과 필터(LPF)(12) 및 고역 통과 필터(HPF)(13)를 주파수 이득 특성에 있어서의 감쇠 대역에 있어서 기준 주파수(fREF)로 교차시키는 설정으로 하기 때문에, 제조 변동 등에 의해 필터 특성이 목표치에서 벗어나 있는 경우에도 기준 주파수(fREF)의 기준 신호(FREF)에 대하여, 저역 통과 필터(LPF)(12) 및 고역 통과 필터(HPF)(13)에서 출력되는 출력 신호 SL, SH의 이득차를 검출할 수 있으며, 목표치에서 벗어난 차이를 파악할 수 있다. 이 이득차를 피드백하여 이득차를 해소하는 방향으로 저역 통과 필터(LPF)(12) 및 고역 통과 필터(HPF)(13)의 필터 특성이 조정되고, 이것에 따라 밴드 패스 필터의 일례인 밴드 패스 필터(BPF)(11)의 필터 특성도 변동을 받게 된다. 여기서, 저역 통과 필터(LPF)(12), 고역 통과 필터(HPF)(13) 및 밴드 패스 필터(BPF)(11)는 용량 소자 및/또는 OTA 회로에 있어서, 동일한 소자 구조, 소자 특성, 및/또는 동일한 회로 구성, 회로 특성을 갖고, 각각의 필터에 있어서의 차단 주파수에 대하여 용량값 및/또는 상호 컨덕턴스가 동일한 함수로 표현되어 동일한 의존성을 가지며 상관 관계를 갖는다. 이것에 의해, 저역 통과 필터(LPF)(12) 및 고역 통과 필터(HPF)(13)의 필터 특성의 조정에 따라 밴드 패스 필터(BPF)(11)의 필터 특성이 조정되고, 이득차가 해소됨으로써 밴드 패스 필터(BPF)(11)의 필터 특성이 원하는 특성으로 조정된다.
저역 통과 필터(LPF)(12)와 고역 통과 필터(HPF)(13)를 조합하고, 주파수 이득 특성에 대해서 감쇠 대역에 있는 기준 주파수(fREF)로 특성이 교차하도록 설정된다. 이 때문에, 특성이 교차하는 대역에서는 각 필터의 주파수 이득 특성이 서로 반대의 기울기에 있으며, 교차하는 점의 주파수의 차이가 근소한 경우에도 큰 이득차로서 검출할 수 있다. 필터 특성의 차이의 검출 감도가 높고, 정밀도가 좋은 필터 특성을 조정할 수 있다.
또한, DC 변환 회로(14A)를 구비하고, 저역 통과 필터(LPF)(12) 및 고역 통과 필터(HPF)(13)의 출력 신호 SL, SH를 평활하여 직류 전류 신호 VL, VH를 얻는다. 직류 전압 신호 VL, VH를 비교기(14B)에 있어서 전압을 비교함으로써, 필터간의 이득차를 검출할 수 있다. 출력 신호 SL, SH에 있어서의 위상 시프트를 검출할 필요가 없으며, 업/다운 카운터라고 하는 대규모 논리 회로를 구비할 필요가 없다. 도 8에 예시하는 DC 변환 회로나 도 9 또는 도 14에 예시하는 비교기와 같이 차동쌍 등을 이용하는 직류 전압의 비교 부분과, 커런트 회로 등을 이용하는 바이어스 전류의 가감산 부분을 조합함으로써 구성할 수 있다. 회로 구성을 간단히 할 수 있다.
또한, 밴드 패스 필터(BPF)(11)로의 입력과는 상이한 기준 주파수(fREF)의 기준 신호(FREF)에 의해 필터 특성을 조정할 수 있기 때문에 밴드 패스 필터(BPF)(11)로의 입력 신호 FIN의 주파수에 의존하지 않고, 필터 특성의 조정이 가능하게 된다. 고주파수 대역의 입력 신호 FIN을 취급하는 밴드 패스 필터(BPF)(11)에 대해서도 확실하게 필터 특성의 조정을 행할 수 있다. 또한, 필터 특성의 차이를 직류 전압 값으로 변환하여 조정을 행하기 때문에 기준 신호(FREF)의 기준 주파수(fREF)가 고주파수화되는 경우에 있어서도 확실하게 필터 특성의 조정을 행할 수 있고, 필터 특성이 넓은 조정 범위에 대해서도 용이하게 대응할 수 있다.
또한, 본 발명은 상기 실시예에 한정되는 것이 아니며, 본 발명의 취지를 일탈하지 않는 범위 내에서 다양한 개량, 변형이 가능한 것은 물론이다.
예컨대, 제1 실시예에 있어서는 각 필터(11∼13)가 수동 필터로 구성되고, 용량값에 대한 차단 주파수의 의존성이 동등한 경우에 필터간에서 용량 소자로서, 동일한 소자 구조, 동일한 소자 특성을 갖는 가변 용량 소자를 구비하여 용량값을 조정하는 경우를 도시하였다. 또한, 제2 실시예에 있어서는 각 필터(11∼13)가 Gm-C 필터로 구성되고, 상호 컨덕턴스 gm에 대한 차단 주파수의 의존성이 동등한 경우에 필터간에서 동일한 회로 구조, 동일한 회로 특성을 갖는 OTA 회로를 구비하여, 상호 컨덕턴스 gm을 조정하는 경우를 도시하였다. 본 발명에서는 이것에 한정되는 것이 아니며 제2 실시예에 있어서, 용량 소자에 가변 용량 소자를 이용하여 용량값을 조정할 수도 있다. 또한, 차단 주파수에 대한 의존성이 동등하게 되는 소자 파라미터 및 회로 파라미터로 구성되는 경우에도 동일하게 적용할 수 있는 것은 물론이다.
또한, 본 실시예에서는 밴드 패스 필터를 밴드 패스 필터(BPF)(11)로서 설명하였지만, 본 발명은 이것에 한정되는 것이 아니며 조정 신호 SC에 대하여, 상관 관계를 갖고 차단 주파수가 변화되면 좋고, 저역 통과 필터(LPF) 및 고역 통과 필터(HPF)로 할 수 있는 것은 물론이다.
또한, 실시예에서는 저역 통과 필터(LPF)(12) 및 고역 통과 필터(HPF)(13)로부터의 출력 신호 SL 및 SH는 DC 변환 회로(14A)에서 평활되고, 직류 전압 신호 VL 및 VH가 출력되는 경우를 예로 들어 설명하였지만, 본 발명은 이것에 한정되는 것이 아니다. DC 변환 회로(14A) 대신에 출력 신호 SL 및 SH의 피크 전압을 취득하는 것, 출력 신호 SL 및 SH의 적분 연산을 하는 것 등의 방법에 의해 출력 신호 SL 및 SH의 이득에 따른 신호를 출력하는 구성으로 하는 것도 가능하다.
이상 전술한 바와 같이, 본 발명에 의하면, 저역 통과 필터 및 고역 통과 필터에 기준 주파수의 입력 신호를 입력한 경우의 출력 신호에 있어서 이득차에 따라 필터 특성을 조정할 수 있고, 간단한 회로 구성에 의해 필터 특성의 차이를 조정하는 것이 가능한 아날로그 필터 회로 및 그 조정 방법을 제공하는 것이 가능하게 된다.

Claims (8)

  1. 밴드 패스 필터를 구비하는 아날로그 필터 회로로서,
    기준 주파수의 입력 신호가 입력되고, 상기 밴드 패스 필터와 필터 특성에 있어서 상관 관계를 가지며, 상기 기준 주파수에 있어서 주파수 이득 특성이 감쇠 대역에서 서로 교차하여 이루어지는 저역 통과 필터 및 고역 통과 필터와;
    상기 저역 통과 필터 및 상기 고역 통과 필터의 각각에서 출력되는 필터 신호를 DC 신호로 변환하는 한 쌍의 DC 변환부와;
    각각의 상기 DC 신호 사이의 신호 레벨 차에 따른 조정 신호를, 상기 밴드 패스 필터, 상기 저역 통과 필터 및 상기 고역 통과 필터로 피드백하는 비교부
    를 포함하고,
    상기 DC 변환부는,
    상기 필터 신호를 반전하는 반전부와,
    상기 필터 신호와 기준 신호가 입력되는 제1 차동 쌍과,
    상기 반전부에서 출력되는 반전 신호와 상기 기준 신호가 입력되는 제2 차동 쌍과,
    상기 제1 차동 쌍에 의한 상기 기준 신호에 대한 상기 필터 신호의 신호 레벨 차 및 상기 제2 차동 쌍에 의한 상기 기준 신호에 대한 상기 반전 신호의 신호 레벨 차에 따라서 상기 DC 신호를 출력하는 변환부
    를 포함하며,
    상기 조정 신호에 의해 상기 저역 통과 필터 및 상기 고역 통과 필터의 상기 필터 신호에 있어서 이득 차가 해소되는 것에 따라서 상기 밴드 패스 필터의 필터 특성이 조정되는 것을 특징으로 하는 아날로그 필터 회로.
  2. 제1항에 있어서, 상기 밴드 패스 필터, 상기 저역 통과 필터 및 상기 고역 통과 필터의 각각에서, 필터 특성을 결정하는 구성 소자 중 적어도 하나는 동일한 구조 및 특성을 갖고 있고, 상기 필터 특성은 상기 구성 소자의 소자 파라미터 값에 대하여 동등한 의존성을 가지며, 가변으로 조정되는 것을 특징으로 하는 아날로그 필터 회로.
  3. 제2항에 있어서, 상기 밴드 패스 필터, 상기 저역 통과 필터 및 상기 고역 통과 필터는 수동 필터이며, 상기 소자 파라미터 값으로서 용량값을 가변으로 하는 가변 용량 소자를 포함하는 것을 특징으로 하는 아날로그 필터 회로.
  4. 제2항에 있어서, 상기 밴드 패스 필터, 상기 저역 통과 필터 및 상기 고역 통과 필터는 능동 필터이며, 상기 소자 파라미터 값으로서 용량값을 가변으로 하는 가변 용량 소자 및/또는 상기 소자 파라미터 값으로서 상호 컨덕턴스를 가변으로 하는 트랜스컨덕턴스 증폭기를 포함하는 것을 특징으로 하는 아날로그 필터 회로.
  5. 삭제
  6. 삭제
  7. 삭제
  8. 밴드 패스 필터를 구비하는 아날로그 필터 회로의 조정 방법으로서,
    상기 밴드 패스 필터와 필터 특성에 있어서 상관 관계를 가지며, 주파수 이득 특성이 감쇠 대역의 기준 주파수에서 서로 교차하여 이루어지는 저역 통과 필터 및 고역 통과 필터를 구비하고,
    상기 저역 통과 필터 및 상기 고역 통과 필터에 상기 기준 주파수의 입력 신호를 입력하는 단계와;
    상기 저역 통과 필터 및 상기 고역 통과 필터에서 출력되는 각각의 필터 신호에 대해서, 신호 레벨을 반전하여 반전 신호를 출력하는 단계와;
    상기 필터 신호의 각각에 대해서, 기준 신호에 대한 상기 필터 신호의 신호 레벨 차 및 상기 기준 신호에 대한 상기 반전 신호의 신호 레벨 차에 따라서 DC 신호를 출력하는 단계와;
    상기 필터 신호의 각각에 대해서 얻어지는 상기 DC 신호의 신호 레벨을 서로 비교하는 단계와;
    상기 DC 신호 간의 신호 레벨 차에 따라서 상기 필터 신호 간의 이득 차가 해소되는 방향으로 상기 저역 통과 필터 및 상기 고역 통과 필터에 대하여 피드백을 행하는 단계와;
    상기 피드백에 따라서 상기 밴드 패스 필터의 필터 특성을 조정하는 단계
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 아날로그 필터 회로의 조정 방법.
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