KR100572523B1

KR100572523B1 - 디지털송신신호의수신기를위한반송파제어루프

Info

Publication number: KR100572523B1
Application number: KR1019980031004A
Authority: KR
Inventors: 미오드라그 테메리나크; 프란쯔-오또 비테
Original assignee: 미크로나스 게엠베하
Priority date: 1997-07-31
Filing date: 1998-07-31
Publication date: 2006-10-11
Anticipated expiration: 2018-07-31
Also published as: TW390079B; KR19990014319A; DE59709234D1; JPH11127210A; US6215830B1; EP0895386A1; CN1210398A; EP0895386B1; JP4068228B2

Abstract

디지털식으로 전송된 신호의 수신기에 사용되는 반송파 제어 루프(1)는 신호 흐름의 방향으로 접속된 직각 복조기(3), 부호 인식 장치(4), 위상 편차값(φd) 및/또는 주파수 편차값(fd)을 형성하는 검출기(9), 피드백 장치(10) 및 상기 직각 복조기에 접속된 가변 주파수 발진기(11)를 포함한다. 평가 장치(12)는 상기 반송파 제어 루프(1)의 신호로부터 상기 검출기(9)에서 측정된 각각의 위상 편차값(φd) 및/또는 주파수 편차값(fd)에 대한 신뢰도 값(z)을 판정하고, 상기 판정된 신뢰도 값(z)에 따라 상기 반송파 제어 루프(1)를 제어한다.

Description

디지털 송신 신호의 수신기를 위한 반송파 제어 루프{CARRIER CONTROL LOOP FOR A RECEIVER OF DIGITALLY TRANSMITTED SIGNALS}

본 발명은 직각(4 위상) 변조를 이용한 부호로서 디지털식으로 전송된 신호의 수신기에 사용되는 반송파 제어 루프에 관한 것이다. 이러한 전송 방법의 예로서는 다음과 같은 약어로 표현되는 방법들이 공지되어 있다. FSK(주파수 편이 변조: Frequency Shift Keying), PSK(위상 편이 변조: Phase Shift Keying), BPSK(이진 위상 편이 변조: Binary Phase Shift Keying), QPSK(4 위상 편이 변조: Quaternary Phase Shift Keying), QAM(직각 진폭 변조: Quadrature Amplitude Modulation). 이들 방법에 사용되는 수신기 회로는 공지되어 있으며, 설계면에서도 일반적으로 유사하다. 중요한 구성 요소로는 아날로그 또는 디지털 반송파 제어 루프가 있으며 이것은 직각 복조기(quadrature demodulator)가 정확한 위상 및 주파수로 동작하는 것을 보장한다. 직각 복조기는 직각 변조된 신호를 복조하여, 소망의 데이터 스트립을 재구성할 수 있는 각각의 부호들이 부호 인식 장치에 의해 개별적인 직각 신호 성분을 통해 판정되도록 한다. 이것을 달성하기 위해서는 반송파 제어 루프에서 직각 복조기가 정확한 위상과 주파수로 동작하여 2 개의 직각 신호 성분이 신뢰할 수 있을 정도로 분리될 수 있어야 한다.

디지털 송신 신호의 수신기에 대하여, 모든 디지털 회로 기술들의 사용이 증가하는 추세에 있으며, 이러한 기술들의 안정성, 재생성, 간섭에 대한 면역성 등에 관한 중요한 이점은 공지되어 있다. 신호 주파수가 디지털화하기에 너무 높은 경우에만 아날로그 단(stage)이 사용된다. 디지털화를 위한 각각의 인터페이스가, 필요한 특성 및 관련 회로의 복잡성을 고려하여 위치되는 장소는, 필요한 디지털화 주파수가 중요한 요소가 되며, 이 주파수는 수신기 내에 사용된 시스템 클록에 의해 일반적으로 판정되고, 채택된 각각의 회로 기술에 의해 제한된다. 회로 구성에 있어서, 디지털화가 반송파 제어 루프 이전 단계에, 예를 들어 튜너 또는 중간 주파수 단에서 이루어지는 것이, 전체 반송파 제어 루프의 신호 처리가 모두 디지털 처리되기 때문에 유리하다.

디지털화된 입력 신호의 디지털 직각 복조는 한 쌍의 디지털 변환 신호를 이용하고, 그의 디지털 값의 곡선은 사인 및 코사인 형태이다. 각각의 사인 및 코사인 값은 오버플로우 어큐뮬레이터와 사인 및 코사인 테이블을 이용하는 디지털 발진기에 의해 형성된다. 디지털 발진기의 오버플로우 주파수는 변환 신호 쌍의 주파수와 동일하다. 변환 주파수에 대한 시스템 클록 주파수의 변환율이 커질수록 오버플로우 어큐뮬레이터의 주파수 정확성은 더욱 나아질 것이며, 분해능은 어큐뮬레이터의 대응 비트 개수와 누적되는 수치 값의 비트 개수에 의해 결정된다.

직각 복조기에서의 복조를 위한 혼입 처리는 정확한 위상과 주파수로 행해지는 것을 확실하게 하기 위해, 주파수 가변 발진기의 위상과 주파수는 피드백(궤환) 장치에 의해 제어되어야 한다. 이것을 달성하기 위해, 에러 검출기는 직각 복조기와 후속 단으로부터 변환 신호 쌍의 위상 및 주파수가 얼마나 각각의 소정 값으로부터 벗어났는지를 나타내는 위상 및 주파수 위상 및 주파수 편이(편차[偏差:deviation]와 동일 의미) 값을 결정한다. 최종적으로, 가변 주파수 발진기의 제어 신호가 형성된다. 이러한 위상 동기 제어 없이, 소정의 위상 위치 또는 위상 범위에 대한 부호의 후속 할당은 가능하지 않을 것이다. 신호의 대역이 제한되고 간섭이나 잡음 신호가 신호에 혼합됨에 따라, 최초의 미세한 오류가 커지게 되어, 위상은 바람직하지 않은 조건하에서 서로 중복되는 것이 제한된다. 이러한 디지털 부호화의 공지된 이점은 최초의 디지털 데이터 흐름이 수신 단말부에서 용이하게 복호화될 수 있고, 디지털 부호화가 전송 경로 또는 수신기에서의 간섭에 대한 영향을 상대적으로 적게 받는다는 것이다.

이러한 공지된 종래 기술에 대해, 본 발명의 목적은 수신 단말부가 간섭에 대한 영향을 적게 받도록 하는 것이다.

상기 목적은 반송파 제어 루프를 평가(evaluation) 장치에 결합함으로써 달성된다. 이 평가 장치는 반송파 제어 루프의 신호로부터, 특히 부호 인식 장치의 신호로부터 검출기에서 측정된 각각의 위상 편이값 및/또는 주파수 편차값에 대한 신뢰도 값을 결정하고, 이 결정된 신뢰도 값에 따라 반송파 제어 루프를 제어한다.

본 발명은 심각하게 방해받은 신호의 경우, 필수적 역할을 행하는 부호 인식의 불확실성뿐만 아니라 부정확한 인식에 대한 실질적인 원인이 반송파 제어 루프 자체에서 제어 동작에 의해 조정한다는 인식에 기초하고 있다. 심각하게 방해받은 신호의 경우, 제어는 잡음 위상 및/또는 주파수 편차값에 영향을 많이 받거나 부정확하게 응답하고 위상을 계속적으로 재조정하는 시도를 한다. 그 결과, 평가에 대한 위상 기준은 매우 신뢰성이 떨어지게 되고, 각 부호의 정확한 인식은 크게 손상된다. 신뢰도(reliability) 값의 도입을 통해, 반송파 제어 루프는 측정된 잡음 또는 간섭 레벨에 따라 적절하게 제어될 수 있다. 이것을 달성하기 위하여, 신뢰도 값이 작은 상황에서, 반송파 제어 루프는 전체적으로 또는 상대적으로 높은 주파수 스퓨리어스(spurious) 성분에 덜 영향을 받게 되며, 제어 시정수(time constant)를 적응시킨다. 각각의 편차값을 개별적으로 처리하는 것은 특히 효율적인테, 신뢰도 값이 낮은 경우에는 관련 위상 편차값 또는 주파수 편차값은 제어에 거의 영향을 미치지 못하거나 방해가 되기도 하고, 신뢰도 값이 높은 경우에는 제어에 정상적이거나 높은 기여를 하게 된다. 이러한 가중(weighting) 또는 차단은, 특히 단일의 또는 급격한 방해가 현재의 위상 조건을 방해하지 않을 것이며, 제어 경사도나 제어 슬로프도 변경하지 않는 이점이 있다. 그러므로 반송파 제어 루프는 신호의 인식이 신뢰성이 있는 경우 급격한 변경을 용이하게 계속적으로 알아낼 수 있다.

신뢰도 값을 결정하기 위하여, 간섭에 의한 특성 신호 변화가 평가된다. 상기한 바와 같이, 부호(symbol)에 대한 정의된 위치는 간섭이 증가함에 따라 위상과 진폭 방향에 있어서도 더 넓어지게 된다. 상호관련 없는 방식에서 2 개의 직각 신호 성분에 대하여 중첩된 가우스(Gaussian) 분포를 갖는 잡음이 간섭 모델로서 추정된다면, 부호가 정확한 부호로 또는 부정확한 부호로 인식될 확률을 계산하는 것은 가능해진다. 측정된 위상 편차값 및 진폭 편차값은 수학적으로 판정 가능한 확률 분포에 따라 해석되어 평가될 수 있어서, 이 값들은 측정된 신뢰도를 나타내게 된다. 편차값이 더 작을수록, 신뢰도는 더 커지게 되며, 평가가 부정확한 부호를 제공할 것이라는 불확실성은 더 낮아진다. 반송파 제어 루프에 대한 본 발명의 영향에 대하여, 측정 가능한 편차값과 연산 가능한 신뢰도 값 사이의 관련성이 정확한지에 대해서는 중요하지 않다. 왜냐하면, 이것은 각각의 간섭 모델에 좌우되기 때문이며, 실제 상태에 대한 근사값으로만 간주될 수 있다. 그러므로, 예컨대 측정된 편차값에 대해 임계 값을 설정함으로써 상대적으로 조잡하게 신뢰도 값을 결정하여 개선하는 것이면 충분하다.

대단히 복잡한 회로 또는 다른 방식에 의해, 예컨대 복조된 신호 및 아직 복조되지 않은 신호에서 잡음 유기 변화를 평가함으로써 신뢰도 값을 형성하는 것도 물론 가능하다. 판정은 필터 회로에 의해 변조와 거의 무관한 주파수 범위로 제한 될 수 있다.

신뢰도 평가에 있어서의 다른 관점은 제어 루프에 미치는 편차값의 개별적인 영향이다. 편차값에 의해 제어 루프의 상태가 변경되거나 또는 현재 상태가 계속 유지되어야 하는가? 확률값에 가중치를 제공하여, 예컨대 현재 상태나 변경된 상태가 강조될 수 있다. 이러한 가중치는, 예컨대 각각의 바람직한 부호값으로부터 측정된 위상의 거리에 의해 결정된 견인력(pulling-force) 값을 확률값에 승산함으로써 달성될 수 있다.

편차의 판정이 위상 및 진폭에 대해 개별적으로 수행될 수 있는 이점이 있다. 이것을 달성하기 위한 분해기(resolver)는 직각 신호의 데카르트(the Cartesian) 좌표를 극성(polar) 좌표로 변환한다. 디지털 시스템에 대해서는 CORDIC 기술에 따라 반복적으로 해결할 수 있는 것이 적당하다. 제어에 사용된 새로운 값들을 개별적인 편차값에 할당하는 특성의 계열이나 적당한 특성을 통해 신뢰도 값이 판정될 수 있다. 특성이나 특성의 계열은 테이블에 저장될 수 있다. 가장 단순한 예로서, 이러한 특성들은 굴절(bent) 특성, 즉 하나 또는 두 개의 부가적인 제한이나 하나 또는 두 개의 부가적인 신호 억제(suppression)에 의해 구성될 것이다. 이러한 특성들은 임계값 검출기로 용이하게 구성될 수 있다. 이 임계값 검출기는 윈도우(window) 비교기로서, 특히 차단 장치만이 제어되어야 하는 경우에 설계될 수 있다.

반송파 제어 루프에 대하여, 피드백 장치는 측정된 위상 편차 및 주파수 편차를 발진기에 사용되는 제어 신호로 변환하는 루프 필터를 나타낸다. 양호한 제어 동작은 입력 신호로서 위상 편차값과 주파수 편차값을 사용하는 PID(비례 적분 편차: Proportional Integral Derivative)를 이용하여 달성될 수 있다. 신뢰도 값에 의해 제어된 게이팅(gating) 또는 차단 장치에 의해, 이들 신호의 처리가 중단될 수 있다. 편차값을 평활하게 하거나 개별적인 필터 회로를 이용하는 피드백 장치에서의 처리에 앞서 신호 편위(excursion)로부터 이러한 편차값을 제거하는 것도 가능하다. 이러한 목적을 달성하기 위해 MTA(이동 시간 평균화: Moving Time Averager) 필터가 특히 적합한데, 왜냐하면 클록 신호의 중단은 각각의 편차값에 대해 금지 게이트로서 동일한 효과를 갖기 때문이다. MTA 필터는 동시에 데이터 속도 감소를 소망할 경우에 특히 적합하다.

좌표 변환에 대해, 직각 신호 성분이 평가에 대해 제1 상한으로 미러된다는 점에서 변경된 CORDIC 기술의 사용이 유용하다. 이것은 부호(sign)들을 적절하게 변환하거나 직각 신호 성분들을 상호교환함으로써 달성된다. 만일 부호가 상이한 위상에 의해서뿐만 아니라 상이한 진폭에 의해서 정의된다면, 신뢰도 값의 판정은 현재의 직각 신호 성분에 관련 부호의 양호한 값을 복소 승산하는 분해기의 전단에서 진폭의 표준화를 필요로 할 것이다. 미러된 위상값에서 변조 종속성 위상 보정값을 감산함으로써, 관련 위상 편차값이 형성된다. QPSK 변조에 대해, 예를 들어 위상 보정값은 π/4 이다. 적어도 2 개의 위상 값이 서로 제시간에 이어짐으로써, 주파수 편차값은 모듈로(modulo) 감산에 의해 형성된다. 이러한 모듈로 감산은 오버플로우 및 부호 비트를 무시하고 2의 보수로 수행된다.

본 발명과 바람직한 실시예는 첨부 도면을 참조하여 이하 더욱 상세히 기술될 것이다.

도 1의 블록도는 디지털 송신 신호의 수신기에 대한 반송파 제어 루프의 필수적인 기능 유닛을 나타낸 도면이다. 입력은, 예컨대 튜너, 변환기 또는 케이블 수신용 스테이션 등의 디지털 신호원(2)으로 표시되고 있다. 시스템 클록에 의해 인가된 신호를 디지털화하고 이 디지털화된 신호 s1 을 직각 복조기(3)로 공급하는 아날로그-디지털 변환기가 포함된다. 직각 복조기(3)의 출력은 동위상 성분 i1과 직각 성분 q1 이다. 이 직각 신호 성분 i1, q1 은 부호 인식 장치(4)에 입력되고, 이 부호 인식 장치(4)에는 종래 회로인 샘플링 보간 회로(5), 나이퀴스트(Nyquist) 수신기 필터(6), 부호 결정단(7) 및 분해기(8)를 포함하며, 이 분해기(8)에 부호 인식 장치(4)로부터 동위상 성분 I 와 직각 성분 Q 가 공급된다. 이 분해기(8)는 표준화 단에 앞서 위치할 수 있으며, 상술한 바와 같이 복소 승산을 수행한다.

반송파 제어 루프(1)는 위상 편차값 φd 와 주파수 편차값 fd 를 형성하는 검출기(9)를 더 포함한다. 입력단에서, 검출기(9)는 분해기(8)로부터 위상 값 φ이 공급된다. 이 검출기(9)의 다음에는 피드백 장치(10)가 오며, 이 피드백 장치(10)에는 검출기(9)로부터의 위상 편차 및 주파수 편차값이 공급되고, 가변 주파수 발진기(11)에 제어 신호 st 를 제공한다. 가변 주파수 발진기(11)는 한 쌍의 변환 신호 cos, sin 을 발생하여 직각 복조기(3)에 제공한다. 이로써 반송파 제어 루프(1)가 완성된다.

지금까지 기술된 반송파 제어 루프(1)는 종래 회로에 대응한다. 본 발명에 따른 반송파 제어 루프(1)의 개선된 동작은 도 1의 실시예에 도시된 평가 장치(12)를 통해 달성된다. 이 평가 장치(12)의 입력단은 분해기(8)에 연결되어 있어서, 이 분해기(8)의 출력 신호로부터 신뢰도 값을 평가하며, 피드백 장치(10)를 제어하는데 이 신뢰도 값을 이용한다. 이 평가 장치(12)는 검출기(9)에서와 동일한 방식으로 위상 편차값 φd 를 발생시키거나 이 값을 공급받는다. 제1 상한으로 미러된 분해기(8)의 진폭 값 및/또는 절대 값 b 는 평가 장치(12)로 직접 전달된다. 그래서 위상 편차값 φd 는 2개의 대칭 임계값 φ1, φ2(도 12 참조)를 통해 간단한 방법으로 평가될 수 있다. 절대 값 b 에 대해, 임계값 b1, b2 는 값 1을 갖는 바람직한 진폭에 대해 비대칭이다(도 12 참조). 절대값 b 에 의해 거의 초과되지 않도록 더 큰 임계 값 b2이 선택될 수도 있다. 그러므로 이 절대값은 불필요할 수 있다. 임계 값을 통한 평가는 피드백 장치(10) 내에서 게이트와 같은 차단 장치(30, 31)를 제어하는 제1 게이트 신호 g1 과 제2 게이트 신호 g2 를 제공한다. 계수 메모리(13)는 PID 피드백 장치(10)에 필터 계수 c1, c2 및 c3 를 제공한다.

도 1의 블록도에 있어서, 부호 인식 장치(4)의 다음에는 변환기(14)가 위치하며, 이 변환기(14)는 인식된 부호를 직렬 데이터 흐름 dat으로 다시 변환한다. 샘플링 보간 회로(5)는 부호 값이 직각 신호 성분 i1, q1 으로부터 추출되어야 하는 최적의 시점을 결정한다. 디지털 구현에 있어서, 샘플링 보간 회로는 보간법에 의해 순수하게 수학적으로 주어진 값으로부터 정확한 샘플링 시점을 만든다. 샘플링 보간 회로(5)의 출력 신호는 직각 신호 성분 i2, q2 로서 나이퀴스트 수신기 필터(6)로 제공되어, 이 수신기 필터에서 시스템 클록으로부터 부호 주파수로 샘플링비 변환을 일반적으로 수행한다. QPSK 변조의 경우, 나이퀴스트 수신기 필터(6)를 거친 직각 신호 성분 i3, q3 는 신호 성분 i3, q3 의 부호를 통해 부호 인식 장치(4)에서 용이하게 복호화될 수 있다. 부호 인식 장치(4)의 출력에서 직각 신호 성분 i4, q4 는 개별적인 부호를 정의하는 최상위 비트만을 포함한다. 검출기(9)의 편차값 φd, fd 의 형성과, 평가 장치(12)의 관련된 신뢰도 값의 형성을 위해, 한쌍의 직각 신호는 가능하면 다수의 이용 가능한 비트를 포함하여야 한다. 그 이유는 직각 신호 성분 i3, q3 가 낮은 부호 주파수에서도 이용 가능하며 평가에도 사용된다는 것이다. 다음 설명에서는 기본적으로 신뢰도 값의 형성에과 관련하여 직각 신호 성분에 보다 일반적인 참조 부호 I, Q 만을 사용한다.

도 2는 피드백 장치(10)와 평가 장치(12)를 개략적인 블록도로 나타내었다. 피드백 장치(10)는 비례 부분 P 와 적분 부분 Ir 에서 위상 편차값 φd와, 편차 부분 D 에서의 주파수 편차값 fd 를 처리하는 PID 제어기로서 설계되었다. 평가 장치(12)는 입력부에 절대값 b 에 대한 임계값 검출기(20)와 위상값 φ 또는 관련 편차값 φd 에 대한 임계값 검출기(21)를 포함한다. 관련 임계값은 각각 진폭 임계값 b1, b2 와 위상 임계값 φ1, φ2 이다. 2 개의 임계값을 갖는 임계값 검출기는 윈도우 비교기라 한다. 평가 장치(12) 또는 피드백 장치(10)에 대한 도 2의 개별적인 기능 유닛의 할당은 이들의 상호 작용에 대해 그다지 중요하지 않다.

위상 편차값 φd 로부터, 지연 소자(22)와 감산기(23)를 이용하여 주파수 편차값 fd 이 만들어진다. 예컨대, 주파수 편차값이 일정하게 증가한다면, 이것은 직각 신호 성분 I, Q 에 의해 정의된 벡터가 일정한 주파수에서 회전(rotate)한다는 것을 의미한다. 이로써, 감산기(23)의 출력에서의 차는 일정하게 유지되며, 이 값은 주파수 편차의 정확한 측정값이 된다. 가변 주파수 발진기(11)가 직각 신호 반송파의 주파수에 따라 정확하게 한 쌍의 변환 신호 cos, sin 을 발생시킨다면, 결과적으로 중단되고, 그래서 주파수 편차값 fd 는 0 을 계속 유지할 것이다. 그러나 적절한 직각 복조는 결과적으로 위상 편차값 vd 를 갖지 않아야 하는데, 그 외의 경우 기준 위상은 정확하지 않기 때문이다. 위상의 재조정은 피드백 장치(10)에서, 특히 적분 부분 Ir 에 의해 수행되는데, 지연된 위상 편이가 보정된다. 적분 부분 Ir 은 가산기(24)와 지연 소자(25)가 있는 어큐뮬레이터 루프로 구성된다. 적분 부분 Ir 의 제어 슬로프는 공지된 바와 같이, 급격하지 않아야 하는데, 그 외의 경우에는 난조(亂調:hunting)가 발생할 수 있기 때문이다. 상대적으로 짧은 시간의 위상 편차값 φd 에 대해서는 더 급격한 제어 경사도가 바람직하며, 이것은 PID 제어기의 비례 부분 P 에 의해 발생하고, 이 제어기의 상대적으로 큰 리세트 또는 견인력은 각각의 위상 편차값 φd 에 비례한다. 개별적인 제어 성분은 가산기(24)와 가산기(26)에 의해 조합되고, 그 합의 값은 가변 주파수 발진기(11)에 사용될 제어 신호 st 를 만들게 된다. PID 제어기의 개별적인 성분의 기여도는 계수 c1, c2 및 c3 가 인가되는 3 개의 승산기(27, 28, 29)에 의해 변경될 수 있다.

위상 편차값 φd 와 주파수 편차값 fd 의 신호 경로는 차단 장치(30, 31)를 각각 포함하며, 이 차단 장치들은 스위치로서 도시되어 있으며, 이 차단 장치에 의해 각각의 신호 경로가 차단될 수 있다. 차단 작용은 평가 장치(12)에 의해 신뢰도 값이 각각의 편차값 φd, fd 에 대해 충분하지 않다는 것이 판정될 때마다 영향을 미치게 된다. 예를 들어, 2 개의 임계 값 검출기(20, 21) 중에서 한 검출기에 의해 인가된 값이 프리세트(preset) 임계값 범위를 넘은 값을 검출했다면, 논리단(32), 예를 들어 OR 게이트는 차단단(30)을 차단할 것이다. 위상 편차값 fd 는 위상 차의 형성에 의해 적어도 2 개의 위상 편차값 φd 와 조합된다. 이들 위상 편차값 φd 중에서 적어도 하나가 신뢰성이 없는 것으로 판정되면, 논리단(33)은 주파수 편차값 fd 에 대해 차단 장치(31)를 차단할 것이다. 이것에 대한 신뢰도 값은 2 개의 일시적으로 대응하는 진폭값으로부터 임계값 검출기(20)에 의해 유도된다. 하나의 값 또는 2 개의 값 모두가 소정의 임계값 b1, b2 의 범위를 넘는다면, 현재의 주파수 편차값 fd 는 신뢰할 수 없을 것이며, 차단 장치(31)에 의해 차단될 것이다. 논리단(33)은 OR 게이트로 구현될 수도 있다. 게이트(33)의 입력 신호에 대한 시간 보상은 지연단(34)에 의해 제공된다.

도 2에 도시된 평가 장치(12)는 많은 변형예 중에서 하나만을 나타낸다는 것을 알 수 있을 것이다. 특히 간단하게, 단지 2 개의 임계 값 검출기(20, 21)만을 필요로 하는 것과 같이, 2 개의 간단한 논리단(32, 33)과 하나의 지연단(34)은 2 개의 차단 장치(33, 31)를 제어하는데 사용되지만, 매우 효율적이고, 이것은 절대 값 b 와 위상 값 φ 또는 위상 편차값 φd 를 사용하여 신뢰도 값을 판정하고, CORDIC 기술을 이용하는 분해기(8)와 함께, 위상값과 절대 값 b 가 이 목적을 위해 이용될 수 있다. 평가 장치(12)가 신뢰도 값을 형성하기 위한 2 개의 값 φd 중에서 하나만을 이용한다면, 이것은 또한 종래의 회로에 대해 개선점이 되지만, 용이하게 획득될 수 있는 이점은 아니다.

도 3은 벡터 도식에서의 제1 상한을 나타내며, 위상 편차값 φd 를 현재의 위상값 φ의 함수로서 형성하는 것은 미러된 위상값 φm 을 갖는 제1 상한에서 동일하다. 도 4 내지 도 6은 3 개의 상한 Q2 내지 Q4 를 제1 상한 Q1 으로 미러되는 것을 나타내는 벡터 도면이다. 미러링 또는 각(angle) 회전의 표시를 간단히 하기 위해, QPSK 변조는 4 개의 부호 S1 내지 S4 를 갖는다고 가정한다. 부호의 수가 많을수록, 즉 알파벳이 더 많아질수록, 기본적인 미러 동작은 변하지 않는다. 미러될 위상 값 φ는 2 개의 직각 신호 성분 I, Q 에 의해 정의된다. 위상값을 미러된 위상값 φm 으로 미러하는 것은 절대값을 형성함으로써 및/또는 2 개의 직각 신호 성분 I, Q 의 적절한 상호 교환에 의해 달성된다. 이러한 방법에 의해, 위상 편차값 φd 는 각각의 상한 Q2, Q3 및 Q4 에 할당되고, 관련 부호 상한의 한계 내에 있다면 제1 상한 Q1 에 정확하게 동일한 크기와 동일한 부호로 미러된다. 미러된 위상 값 φm 과 미러된 부호 S2', S3' 또는 S4' 사이의 각 관계는 보존된다. 미러된 위상값 φm 으로부터 각각의 위상 편차값 φd 를 구하기 위해, 상기 언급된 위상 보정 값 φC 는 각각의 변조에 의존되며, 관련 부호의 미러된 위상값에 대응하며, 미러된 위상값 φm 으로부터 감산된다. QPSK 변조를 이용한 예에 있어서, 위상 보정값 φC 는 제1 부호 S1 과 미러된 부호 S2', S3', S4' 에 대해 값 φC= π/4 를 갖는다. 다음은 모든 4개의 상한에 대해 미러된 위상값 φm 의 형성에 대한 규칙을 나타낸다.

φ=0 내지 π/2 까지의 제1 상한 Q1 에서 φm=arctan(Q/I),

φ=π/2 내지 π 까지의 제2 상한 Q2 에서 φm=arctan(｜I｜/Q),

φ=π 내지 3π/2 까지의 제3 상한 Q3 에서 φm=arctan(｜Q｜/｜I｜),

φ=3π/2 내지 0 까지의 제4 상한 Q4 에서 φm=arctan(I/｜Q｜).

도 7은 데카르트 I-Q 평면상에서의 직각 신호 성분 I, Q 의 확률 분포 η를 나타내며, 상호관련 없는 가우스 분포를 갖는 잡음이 신호 성분이 중첩된 경우를 말한다. I 및 Q 성분 사이의 직각 관계에 의해, 결과적인 벡터 길이는, 이 벡터 길이가 표준화된 경우 값 1을 가져야 할 것이다. 도 7은 45°의 위상값에서 제1 상한에 있는 제1 부호 S1 이 간섭 없이 직각 신호 성분 I, Q 에 의해 표시되는 경우, 2 개의 성분 I, Q 에 대한 확률 η은 부호 S1 의 좌표 I=0.707, Q=0.701 일 때 값 η=1 을 가져야 하고, 그 외의 경우에서는 값 0 을 가져야 할 것이다. 도 7은 대신에, I, Q 성분의 가우스 분포가 부호 S1 에서 최대 값에 위치하는 것을 나타낸다. 신호 대 잡음비(S/N)가 증가하게 되면 부호 S1 에서의 확률 분포는 더 높게 그리고 더 좁게 되며, 신호 대 잡음비가 감소하게 되면, 부호 S1 에서의 확률 분포의 최대 값은 감소하고 종 모양의 곡선은 따라서 넓어지게 된다.

도 8은 도 7에 대응하는 확률 분포를 나타내며, 위상 편차값 φd 와 절대값 b 에 의해 정의된 데카르트 평면상에 나타내었다. 확률 분포로부터 형성된 종 모양의 곡선은 더 이상 도 7에서와 같은 회전적으로 대칭이 아니다. 그러나 이것은 -180°내지 +180°로 도시된 절대 값 b 와 위상 편차값 φd 의 크기에만 관련된 문제이다.

도 9는 4 개의 동등하게 가능한 부호 S1, S2, S3 및 S4 를 갖는 QPSK 변조에 대한 I-Q 평면상의 확률 분포 η를 도 7과 유사한 방식으로 나타낸 도면이다. 4 개의 부호 값은 직각 신호 성분 I, Q 의 부호에 의해 결정된 4 개의 상한에 있게 된다. 각각의 상한을 특정함으로써, 4 개의 부호의 신뢰성 있는 분할은 더 이상 가능하지 않다. 왜냐하면, 상한 한계 I=0, Q=0 에 대하여 인접하는 부호 중 하나가 존재할 확률값이 대단히 높기 때문이다. 이것은 또한 도 10으로부터 명백한데, 도 10은 제1 상한에 대응하며, 제1 부호 값 S1 외에도, 다른 상한으로부터 모든 미러된 부호 값 Si' 를 포함한다. 도 10의 공간적인 표시에 있어서, 확률 분포 η는 위상 편차값 φd 와 절대값 b 를 나타내는 데카르트 좌표를 도시하고 있다. 도 10은 확산 위상 편차 스케일에서 모든 4 개의 부호가 동일한 확률 η로 발생할 수 있다는 점을 제외하곤 도 8에 대응하고 있다.

신뢰도를 평가하기 위한 확률 분포 η의 사용으로 도 10의 가장 높은 확률 범위에 할당된 값들로 정의된 편차값이 사용된다. 측정된 위상 편차값 φd 의 신뢰도에 관한 더욱 확실한 정보는 각각의 확률값 η이 각각의 위상 편차값 φd 로부터 각각의 견인력 또는 리세트(resetting)로 결합되는 경우 구해진다. 4 개의 부호 S1 내지 S4 각각의 실제적 기여도는 반드시 고려되어야 하고, 미러된 조건도 마찬가지이다. 이것은 각각의 부호에 할당된 확률값 η(도 10 참조)에 실제 위상 편차값 φd 를 승산함으로써, 그리고 이들 4 개의 곱(product)을 가산함으로써 달성된다. 이 결과는 이용 가능한 신뢰도 값 z 를 형성하게 되고, 위상 편차값 φd 과 절대 값 b 를 표현하는 데카르트 좌표에 공간적으로 표시된 도 11에 도시되어 있다. 실제의 위상 편차값 φd 를 갖는 모든 4 개의 확률 η을 가중함으로써, 양의 값과 음의 값을 가질 수 있는 신뢰도 값 z 에 대한 "표준화"가 달성된다. 양의 신뢰도 값 z 는 양의 견인력에 대응하고, 음의 신뢰도 값 z 는 음의 견인력에 대응한다. 도 11의 신뢰도 분포에 있어서, 견인력의 부호가 각각의 위상 편차값 φd 에 대해 유사한 범위를 명백하게 구분할 수 있을 것이다. 신뢰도 값 z 와 견인 방향 사이의 정확한 관계를 갖는 범위는 도 11에 밝게 도시되어 있으며, 잘못된 견인 방향을 갖는 범위는 어둡게 도시되어 있고, 중간의 견인 방향을 갖는 범위는 회색으로 도시되어 있다. 적절한 신뢰도 값 z 의 판정은 위상 편차값 φd 만이 정확한 제어 방향의 윈인이 되는 반송파 제어 루프의 제어에만 사용되어 정확한 부호를 갖는 신뢰도 범위에 대응하게 된다는 사실에 있다. 이와는 반대로, 적어도 이들 위상 편차값 φd 의 범위는 반송파 제어 루프의 역전의 원인이 되는 반송파 제어에 대해서는 제외되어야 하며, 이것은 도 11의 신뢰도로부터 명백하다.

도 12는 도 11에 대응하는 신뢰도를 위에서 본 것이며, 회색 레벨의 의미는 도 11로부터 서로 바꾸어놓은 것이다. 도시된 선들은 동일한 신뢰도 z의 선이며, 윤곽선의 표시에 대응한다. 이 도면은 작은 절대 값 b에 대해, 신뢰도가 감소하고 측정된 위상 편차값 φd으로 제어가 수행될 수 없다는 것을 나타낸다. 도 12에 있어서, 임계 값 b1을 0.7로 잡으면, 이들 신뢰할 수 없는 범위를 크게 컷오프하게 될 것이다. 절대 값 b가 큰 것은 중요하지 않으며, 제2 스위칭 임계값 b2는 불필요할 수 있으며, 또는 충분히 높은 값, 예컨대 b2≥3으로 선택될 것이다. 위상 편차값 φd에 대해, 신뢰도 z의 최대값은 이론적인 부호값 +/- 45°에 있지 않지만, 이들 값 이하가 좋다. 왜냐하면, 이접하는 부호의 방향이 작으므로 위상 편차값 d에 대해서 신뢰도 z의 최대값은 논리 부호값 +/- 45도에서는 이들 값 아래에 있다. 이것은 또한 도 12의 도면으로부터 명백하게 알 수 있다. 충분히 신뢰 가능한 관계는, 예컨대 위상 편차값 φ1=+35°, φ2=-35°이다.

도 13 내지 도 15는 상이한 신호 대 잡음비 S/N 에서 신뢰도 값 z의 평면도이다. 도 13은 S/N = 9 dB 인 경우를 나타내며, 도 14는 S/N = 6 dB 인 경우를 나타내고, 도 15는 S/N = 3 dB 인 경우를 나타낸다. 사용 가능한 신뢰도 범위는 S/N비의 증가에 따라 당연히 증가한다. 신뢰도 값 z 의 최대 값과 평가의 신뢰도 역시 증가하게 된다. S/N 비가 감소하게 되면, 신뢰도 최대값의 큰 값 b으로 시프트하는 다른 시프트가 발생한다. S/N = 3 dB 의 도 15는 신뢰할 수 없는 범위가 신뢰 가능한 범위 보다 실질적으로 더 큰 것을 나타낸다. 여기서, 반송파 제어 루프에 의한 만족할만한 제어는 더 이상 가능하지 않다. 주지할 것은 도 13 내지 도 15의 회색 레벨은 도 11의 회색 레벨에 대응하지만, 도 12의 회색 레벨에는 대응하지 않는다는 것이다.

개별적인 확률의 가중된 중첩으로부터 신뢰도 값 z 의 판정은 도 16 내지 도 18 로부터 명백하게 알 수 있다. 특히, 불연속성이 보일 수 있으며, 이러한 불연속성은 각각의 견인력에 의한 확률 값 η의 승산에 의해 생기는 것이다. 본 명세서에서 사용된 "견인력(pulling effect)"은 제1 상한에서의 위상 편차값뿐만 아니라 실제 부호까지의 위상 편차값을 의미한다. 도 16, 17 및 도 18 각각에 있어서, 신뢰도 값 z 는 3 개의 신호 대 잡음비 S/N, 즉 S/N = 9 dB, S/N = 6 dB 및 S/N = 3 dB 에 대한 위상 편차값 φd 에 대비하여 구성된다. 도 16은 공통 파라미터로서 절대 값 b = 1.5 를 갖는다. 도 17의 곡선의 경우에서의 공통 파라미터는 절대값 b = 1 이며, 도 18에서의 공통 파라미터는 절대값 b = 0.5 이다. 도 16의 신뢰도 특성은 약한 신호 S/N = 3 dB 에 대해 0°에서 작은 불연속성을 나타내며, 파라미터로서의 기능을 하는 절대값은 b = 1.5 이다. 도 17에 있어서, 더 작은 절대값 b =1 을 갖는데, 이것은 0°에서의 불연속성이 약간 증가하게 되었다는 것을 나타낸다. 이와 동시에, 3dB 의 전체 곡선은 신뢰할 수 없는 범위에 있으며, 이것은 신뢰도 값 z 가 그곳에서 잘못된 부호를 갖는다는 것을 의미한다. 도 18의 더 작은 값 b = 0.5 에 대해서도, S/N = 3 dB, S/N = 6 dB 의 곡선은 신뢰할 수 없는 범위에 있으며, 이것은 잘못된 부호를 갖는다는 것을 의미한다. 게다가, S/N = 6 dB 에 대한 신뢰도 특성 z 는 0°에서 불연속성을 갖는다. S/N = 3 dB 곡선의 불연속성은 도 17과 비교하여 더 크게 되기도 한다. 이러한 불연속성은 신뢰도 값 z 를 결정하기 위한 가중된 중첩의 상기 기술된 모델로부터 생기는 것이다. 실제로, 충분히 큰 신뢰도의 범위가 남아 있다면, 모델은 실제에 매우 가깝게 될 것이다.

중요한 것은 반송파 제어 루프 및 이와 관련된 방법에 관한 개선은 상이한 회로 기술에 용이하게 사용할 수 있다는 것이다. 특히, 반송파 제어 루프는 수신기 등에 사용될 수 있는 모노리식(monolithic) 집적 회로로서 구현하는 것이 적당하다. 기능 부분 또는 동작의 전체 시퀀스조차 프로그램 가능한 처리기로 구현되는 지에 대해서는 본 기술분야의 당업자의 판단에 맡긴다. 처리기로의 구현은, 공지된 바와 같이, 회로가 더욱 유연해진다는 이점을 가지며, 프로그램 가능한 파라미터에 의해 다양한 작업에 사용될 수 있다. 게다가, 적절한 프로그램을 사용하여, 처리의 개입이 집적화 후에도 가능하다.

도 1은 디지털식으로 전송된 신호용 수신기의 블록도.

도 2는 반송파 제어 루프의 부분 회로를 나타낸 개략도.

도 3 내지 도 6은 위상 미러 동작을 나타낸 벡터도.

도 7은 I-Q 도식에서 확률 분포를 나타낸 도면.

도 8은 위상-크기 도식에서 확률 분포를 나타낸 도면.

도 9는 QPSK 변조에 대한 I-Q 확률 분포를 나타낸 도면.

도 10은 제1의 4분면에 대한 관련 위상-크기를 나타낸 도면.

도 11은 풀링 효과로 가중된 확률 분포를 나타낸 도면.

도 12는 φd-b 좌표에 대한 신뢰도를 나타낸 도면.

도 13 내지 도 15는 상이한 S/N 으로 신뢰도를 나타낸 도면.

도 16 내지 도 18은 신뢰도 판정의 임계 범위를 나타낸 도면.

<도면의 주요부분에 대한 부호의 설명>

1 : 반송파 제어 루프

3 : 직각 복조기

4 : 부호 인식 장치

9 : 검출기

10 : 피드백 장치

11 : 가변 주파수 발진기

12 : 평가 장치

Claims

디지털식으로 전송된 신호의 수신기에 사용되며, 신호 흐름의 방향으로, 직각 복조기(3), 부호 인식 장치(4), 위상 편이 값(φd) 및/또는 주파수 편이 값(fd)을 형성하는 검출기(9), 피드백 장치(10), 및 상기 직각 복조기에 접속된 가변 주파수 발진기(11)를 포함하는 반송파 제어 루프(1)에 있어서,

상기 각각의 위상 편차 값(φd) 및/또는 주파수 편차 값(fd)에 대한 신뢰도 값(z)을 판정하는 평가 장치(12)를 포함하고,

상기 평가 장치(12)는 간섭에 의해 유발되는, 상기 반송파 제어 루프(1)의 진폭 및 위상 신호들에 있어서의 특성 신호 변화들을 평가함으로써 상기 신뢰도 값(z)을 판정하며,

상기 평가는 부호의 정확한 인식을 위해, 계산된 오차 확률 분포에 기초하는 것이고,

상기 평가 장치(12)는 낮은 신뢰도 값에 대해서는 상기 관련된 위상 또는 주파수 편차 값들의 상기 반송파 제어 루프(1)의 제어에 대한 기여도가 감소되도록 하여 상기 피드백 장치(10)를 제어하는 것을 특징으로 하는 반송파 제어 루프.
제1항에 있어서, 상기 평가 장치(12)는 상기 직각 복조기(3)에 의해 발생된 동위상 성분(I)과 직각 성분(Q)으로부터 분해기(8)에 의해 형성된 위상 값(φ) 및/또는 절대값(b)을 평가하는 것을 특징으로 하는 반송파 제어 루프.
제2항에 있어서, 상기 평가 장치(12)는 상기 위상값(φ) 또는 위상 편차값(φd)을 위한 제1 임계값 검출기(21) 및/또는 상기 절대값(b) 또는 절대 편차값을 위한 제2 임계값 검출기(20)를 구비하는 것을 특징으로 하는 반송파 제어 루프.
제3항에 있어서, 상기 제1 임계값 검출기(21)의 출력에 따라 제어되는 제1 차단 장치(30)와, 상기 제2 임계값 검출기(20)의 출력에 따라 제어되는 제2 차단 장치(31)를 구비하는 것을 특징으로 하는 반송파 제어 루프.
제4항에 있어서, 상기 제1 차단 장치(30)는 상기 위상 편차값(φd)이 상기 피드백 장치(10)로 전송되는 것을 차단하며, 상기 제2 차단 장치(31)는 상기 주파수 편차값(fd)이 상기 피드백 장치(10)로 전송되는 것을 차단하는 것을 특징으로 하는 반송파 제어 루프.
제1항에 있어서, 상기 피드백 장치(10)는 PID 제어기에 대응하며, 상기 위상 편차값(φd)을 비례 부분(B)과 적분 부분(Ir)으로 공급되고, 상기 주파수 편차값(fd)을 편차 부분(D)으로 공급되는 것을 특징으로 하는 반송파 제어 루프.
제6항에 있어서, 상기 피드백 장치(10)는 적어도 하나의 승산기(27, 28, 29)를 구비하며, 상기 승산기에는 승산 인수로서 계수(c1, c2, c3)가 인가되는 것을 특징으로 하는 반송파 제어 루프.
제2항에 있어서, 상기 동위상 성분(I)과 직각 성분(Q)이 공급되는 상기 분해기(8)는 변경된 CORDIC 기술을 이용하여 제1, 제2, 제3 및 제4 상한의 위상값(φ)을 상기 제1 상한으로 미러시키고, 미러된 위상값(φm)을, φ=0 내지 π/2 범위의 경우는 φm = arctan(Q/I)로, φ = π/2 내지 π 범위의 경우는 φm = arctan(｜I｜/Q), φ = π 내지 3π/2 범위의 경우는 φm = arctan(｜Q｜/｜I｜)로, φ = 3 π/2 내지 0 범위의 경우는 φm = arctan(I/｜Q｜) 로 형성하는 것을 특징으로 하는 반송파 제어 루프.
제8항에 있어서, 상기 위상 편차값(φd)은 상기 미러된 위상값(φm)에서 변조 의존성 위상 보정값(φc)을 감산함으로써 형성되는 것을 특징으로 하는 반송파 제어 루프.
제1항에 있어서, 상기 검출기(9)는 상기 위상 편차값(φd) 또는 위상값(φ)으로부터 모듈로 감산에 의해 주파수 편차값(fd)을 형성하는 것을 특징으로 하는 반송파 제어 루프.
제6항에 있어서, 상기 피드백 장치(10)는 적어도 하나의 MTA 필터를 구비하며, 이 MTA 필터의 제어 클록은 충분한 신뢰도 값(z)에서는 인에이블되고 충분하지 못한 신뢰도 값(z)에서는 금지되는 것을 특징으로 하는 반송파 제어 루프.