JPH11127210A - デジタル送信信号の受信機のための搬送波制御ループ - Google Patents
デジタル送信信号の受信機のための搬送波制御ループInfo
- Publication number
- JPH11127210A JPH11127210A JP10216243A JP21624398A JPH11127210A JP H11127210 A JPH11127210 A JP H11127210A JP 10216243 A JP10216243 A JP 10216243A JP 21624398 A JP21624398 A JP 21624398A JP H11127210 A JPH11127210 A JP H11127210A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- value
- phase
- control loop
- deviation value
- carrier control
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2271—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals
- H04L27/2273—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals associated with quadrature demodulation, e.g. Costas loop
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
- H04L2027/0026—Correction of carrier offset
- H04L2027/003—Correction of carrier offset at baseband only
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
- H04L2027/0053—Closed loops
- H04L2027/0055—Closed loops single phase
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
- H04L2027/0063—Elements of loops
- H04L2027/0065—Frequency error detectors
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
- H04L2027/0063—Elements of loops
- H04L2027/0067—Phase error detectors
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は、デジタル送信信号の受信機の干渉
に対する感度を少なくすることのできる搬送波制御ルー
プを得ることを目的とする。 【解決手段】 信号の流れる方向に縦続的に配置された
直角位相信号復調器3 と、符号認識装置4 と、位相偏差
値と周波数偏差値の少なくとも一方を生成する検出器9
と、フィードバック装置10と、直角位相信号復調器に接
続されている可変周波数発振器11とを備えている搬送波
制御ループ1 で、評価装置12が付加され、この評価装置
12は搬送波制御ループの信号から、検出器で測定された
それぞれの位相偏差値と周波数偏差値の少なくとも一方
の信頼度値を決定し、決定された信頼度値にしたがって
搬送波制御ループを制御することを特徴とする。評価装
置12は直角位相信号復調器3 により生成された同位相成
分と直角位相成分からレゾルバ8 によって形成された位
相値および／または絶対値を評価する。
に対する感度を少なくすることのできる搬送波制御ルー
プを得ることを目的とする。 【解決手段】 信号の流れる方向に縦続的に配置された
直角位相信号復調器3 と、符号認識装置4 と、位相偏差
値と周波数偏差値の少なくとも一方を生成する検出器9
と、フィードバック装置10と、直角位相信号復調器に接
続されている可変周波数発振器11とを備えている搬送波
制御ループ1 で、評価装置12が付加され、この評価装置
12は搬送波制御ループの信号から、検出器で測定された
それぞれの位相偏差値と周波数偏差値の少なくとも一方
の信頼度値を決定し、決定された信頼度値にしたがって
搬送波制御ループを制御することを特徴とする。評価装
置12は直角位相信号復調器3 により生成された同位相成
分と直角位相成分からレゾルバ8 によって形成された位
相値および／または絶対値を評価する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、直角位相信号変調を使
用して符号として送信されるデジタル送信信号の受信機
のための搬送波制御ループに関する。
用して符号として送信されるデジタル送信信号の受信機
のための搬送波制御ループに関する。
【０００２】
【従来の技術】このような送信方法の例は次の略称、即
ちＦＳＫ（＝Frequency Shift Keying：周波数シフトキ
ーイング）、ＰＳＫ（Phase Shift Keying：位相シフト
キーイング）、ＢＰＳＫ（＝Binary Phase Shift Keyin
g ：２進位相シフトキーイング）、ＱＰＳＫ（＝Quater
nary Phase Shift Keying ：４位相シフトキーイン
グ）、ＱＡＭ（＝Quadrature Amplitude Modulation ：
直角位相振幅変調）で知られている。これらの方法のた
めの受信機回路は知られており通常設計上類似してい
る。重要な構成要素はアナログまたはデジタル搬送波制
御ループであり、これは直角位相信号復調器が正しい位
相および周波数で動作することを確証する。直角位相信
号復調器は直角位相信号変調信号を復調し、それによっ
て所望のデータ流が最終的に再構成される個々の符号が
符号認識装置により別々の直交信号成分を経て決定され
ることができる。これは搬送波制御ループの直角位相信
号復調器が正確な位相および周波数で動作することを必
要とし、それによって２つの直交位相信号成分は確実に
分割されることができる。
ちＦＳＫ（＝Frequency Shift Keying：周波数シフトキ
ーイング）、ＰＳＫ（Phase Shift Keying：位相シフト
キーイング）、ＢＰＳＫ（＝Binary Phase Shift Keyin
g ：２進位相シフトキーイング）、ＱＰＳＫ（＝Quater
nary Phase Shift Keying ：４位相シフトキーイン
グ）、ＱＡＭ（＝Quadrature Amplitude Modulation ：
直角位相振幅変調）で知られている。これらの方法のた
めの受信機回路は知られており通常設計上類似してい
る。重要な構成要素はアナログまたはデジタル搬送波制
御ループであり、これは直角位相信号復調器が正しい位
相および周波数で動作することを確証する。直角位相信
号復調器は直角位相信号変調信号を復調し、それによっ
て所望のデータ流が最終的に再構成される個々の符号が
符号認識装置により別々の直交信号成分を経て決定され
ることができる。これは搬送波制御ループの直角位相信
号復調器が正確な位相および周波数で動作することを必
要とし、それによって２つの直交位相信号成分は確実に
分割されることができる。
【０００３】デジタル送信信号の受信機では、全てデジ
タル回路の技術を使用するものが増加しており、安定
性、再現、干渉に対する免疫（安定性）等に関するその
基本的な利点が知られている。アナログ段は信号周波数
がデジタル化するには非常に高い場合にのみ使用されて
いる。デジタル化のためのそれぞれのインターフェイス
が位置される場所は必要な特性と、関連する回路の複雑
性との妥協に決定され、重要な量は必要なデジタル化周
波数であり、これは通常受信機で使用されるシステムク
ロックにより決定され、使用されるそれぞれの回路技術
により限定される。回路の構成では、搬送波制御ループ
全体の信号処理は全てデジタルであるので、デジタル化
がチューナまたは中間周波数段で搬送波制御ループの前
で行われるならば有益である。
タル回路の技術を使用するものが増加しており、安定
性、再現、干渉に対する免疫（安定性）等に関するその
基本的な利点が知られている。アナログ段は信号周波数
がデジタル化するには非常に高い場合にのみ使用されて
いる。デジタル化のためのそれぞれのインターフェイス
が位置される場所は必要な特性と、関連する回路の複雑
性との妥協に決定され、重要な量は必要なデジタル化周
波数であり、これは通常受信機で使用されるシステムク
ロックにより決定され、使用されるそれぞれの回路技術
により限定される。回路の構成では、搬送波制御ループ
全体の信号処理は全てデジタルであるので、デジタル化
がチューナまたは中間周波数段で搬送波制御ループの前
で行われるならば有益である。
【０００４】デジタル化された入力信号のデジタル直角
位相信号復調は１対のデジタル変換信号を使用し、その
デジタル値の曲線は正弦および余弦の形状である。個々
の正弦および余弦の値はオーバーフローアキュムレータ
と正弦および余弦テーブルを使用してデジタル発振器に
より形成される。デジタル発振器のオーバーフロー周波
数は変換信号対の周波数と同一である。システムクロッ
ク周波数対変換周波数の比率が大きくなる程、オーバー
フローアキュムレータの周波数の正確度は良好になり、
分解能は累積される数字のビット数と、アキュムレータ
の対応するビット数によって基本的に決定される。
位相信号復調は１対のデジタル変換信号を使用し、その
デジタル値の曲線は正弦および余弦の形状である。個々
の正弦および余弦の値はオーバーフローアキュムレータ
と正弦および余弦テーブルを使用してデジタル発振器に
より形成される。デジタル発振器のオーバーフロー周波
数は変換信号対の周波数と同一である。システムクロッ
ク周波数対変換周波数の比率が大きくなる程、オーバー
フローアキュムレータの周波数の正確度は良好になり、
分解能は累積される数字のビット数と、アキュムレータ
の対応するビット数によって基本的に決定される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】直角位相信号復調器の
復調の混合プロセスが正確な位相および周波数で行われ
ることを確実にするため、周波数可変発振器の位相およ
び周波数はフィードバック装置により制御される。これ
を実現するため、エラー検出器が直角位相信号復調器お
よび後続する段の出力から、位相および周波数偏差値を
決定し、これは変換信号対の位相および周波数がどの程
度ぞれぞれの所望値から偏移しているかを示している。
最終的に、可変周波数発振器の制御信号が形成される。
この位相ロック制御なしには、符号を予め定められた位
相位置または位相範囲に次に割当てることは可能ではな
い。信号が帯域幅を限定され、インターフェイスまたは
雑音信号がそこに重畳されるとき、本来の点状の位相位
置は局部的な位相および振幅範囲へぼかされ、位相は不
適切な状況下で相互にオーバーラップを制限される。こ
のデジタルコード化の既知の利点は、もとのデータ流が
受信機端で容易に復号できることであり、デジタルコー
ド化は送信通路または受信機中の干渉に対して比較的鈍
感であることである。この既知の従来技術から出発し
て、本発明の目的は受信機端において干渉に対する感度
を低下させることである。
復調の混合プロセスが正確な位相および周波数で行われ
ることを確実にするため、周波数可変発振器の位相およ
び周波数はフィードバック装置により制御される。これ
を実現するため、エラー検出器が直角位相信号復調器お
よび後続する段の出力から、位相および周波数偏差値を
決定し、これは変換信号対の位相および周波数がどの程
度ぞれぞれの所望値から偏移しているかを示している。
最終的に、可変周波数発振器の制御信号が形成される。
この位相ロック制御なしには、符号を予め定められた位
相位置または位相範囲に次に割当てることは可能ではな
い。信号が帯域幅を限定され、インターフェイスまたは
雑音信号がそこに重畳されるとき、本来の点状の位相位
置は局部的な位相および振幅範囲へぼかされ、位相は不
適切な状況下で相互にオーバーラップを制限される。こ
のデジタルコード化の既知の利点は、もとのデータ流が
受信機端で容易に復号できることであり、デジタルコー
ド化は送信通路または受信機中の干渉に対して比較的鈍
感であることである。この既知の従来技術から出発し
て、本発明の目的は受信機端において干渉に対する感度
を低下させることである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】この目的は、搬送波制御
ループの信号、特に符号認識装置の信号から検出器で測
定されたそれぞれの位相偏差値および／または周波数偏
差値の信頼度値を決定する評価装置へ搬送波制御ループ
を結合し、決定された信頼度値にしたがって搬送波制御
ループを制御することによって達成される。
ループの信号、特に符号認識装置の信号から検出器で測
定されたそれぞれの位相偏差値および／または周波数偏
差値の信頼度値を決定する評価装置へ搬送波制御ループ
を結合し、決定された信頼度値にしたがって搬送波制御
ループを制御することによって達成される。
【０００７】本発明は、非常に妨害された信号の場合
に、基本的な役目を行う符号認識不確定だけでなく不正
確な認識に対する実質的な影響が搬送波制御ループ自体
の制御動作により調整されるという認識に基づいてい
る。非常に妨害された信号の場合、制御は非常に敏感に
応答するか、雑音位相および／または周波数偏差値に不
正確に応答し、常に位相を再調節しようとする。結果と
して、評価のための位相基準は非常に信頼性がなくな
り、それぞれの符号の正確な認識は非常に劣化される。
信頼度値の導入により、搬送波制御ループは測定された
雑音または干渉レベルにしたがって適応して制御される
ことができる。これを実現するため、小さい信頼度値
で、搬送波制御ループは全体的または非常に高い周波数
のスプリアス成分に対する感度が少なくなり、またはそ
の制御時間を一定に適合する。それぞれの偏差値の個々
の処理は特に効果的であり、低い信頼性の値では、関連
する位相または周波数偏差値は制御にほとんど貢献せ
ず、または遮断されるが、十分な信頼度値では、これら
は制御に対して通常のまたは高い貢献を行う。この加重
または遮断は単一またはバースト状の妨害が特に現在の
位相状態を妨害せず、制御勾配も制御速度も変化される
必要がないので有効である。したがって、搬送波制御ル
ープは信号が確実に認識されるならば、迅速な変化を容
易に追跡することができる。信頼度値を決定するため
に、干渉により生じる特性信号の変化が評価される。前
述したように、符号に対して規定された位置が干渉の増
加と共に位相および振幅方向の両者で広くなる。相関さ
れていない方法で２つの直交信号成分に重畳されたガウ
ス分布を有する雑音が干渉モデルとして仮定されるなら
ば、認識される符号が正しいか、または誤りであるかの
確率を計算することが可能である。測定された位相およ
び振幅偏差値はまた数学的に決定可能な確率分布にした
がって解釈され評価され、それによってこれらは信頼性
の尺度を表している。偏差値が小さい程、信頼性は大き
くなり、評価が誤った符号を与えるという不確定性が低
くなる。搬送波制御ループにおける本発明の効果におい
て、測定可能な偏差値と計算可能な信頼度値の関係が正
確であるか否かは重要ではなく、これはそれぞれの干渉
モデルに依存し、実際の状況に対する近似として考慮さ
れるだけである。それ故、例えば測定された偏差値のし
きい値を設定することによって、信頼度値を比較的大ざ
っぱに決定することにおいて十分に改良されている。
に、基本的な役目を行う符号認識不確定だけでなく不正
確な認識に対する実質的な影響が搬送波制御ループ自体
の制御動作により調整されるという認識に基づいてい
る。非常に妨害された信号の場合、制御は非常に敏感に
応答するか、雑音位相および／または周波数偏差値に不
正確に応答し、常に位相を再調節しようとする。結果と
して、評価のための位相基準は非常に信頼性がなくな
り、それぞれの符号の正確な認識は非常に劣化される。
信頼度値の導入により、搬送波制御ループは測定された
雑音または干渉レベルにしたがって適応して制御される
ことができる。これを実現するため、小さい信頼度値
で、搬送波制御ループは全体的または非常に高い周波数
のスプリアス成分に対する感度が少なくなり、またはそ
の制御時間を一定に適合する。それぞれの偏差値の個々
の処理は特に効果的であり、低い信頼性の値では、関連
する位相または周波数偏差値は制御にほとんど貢献せ
ず、または遮断されるが、十分な信頼度値では、これら
は制御に対して通常のまたは高い貢献を行う。この加重
または遮断は単一またはバースト状の妨害が特に現在の
位相状態を妨害せず、制御勾配も制御速度も変化される
必要がないので有効である。したがって、搬送波制御ル
ープは信号が確実に認識されるならば、迅速な変化を容
易に追跡することができる。信頼度値を決定するため
に、干渉により生じる特性信号の変化が評価される。前
述したように、符号に対して規定された位置が干渉の増
加と共に位相および振幅方向の両者で広くなる。相関さ
れていない方法で２つの直交信号成分に重畳されたガウ
ス分布を有する雑音が干渉モデルとして仮定されるなら
ば、認識される符号が正しいか、または誤りであるかの
確率を計算することが可能である。測定された位相およ
び振幅偏差値はまた数学的に決定可能な確率分布にした
がって解釈され評価され、それによってこれらは信頼性
の尺度を表している。偏差値が小さい程、信頼性は大き
くなり、評価が誤った符号を与えるという不確定性が低
くなる。搬送波制御ループにおける本発明の効果におい
て、測定可能な偏差値と計算可能な信頼度値の関係が正
確であるか否かは重要ではなく、これはそれぞれの干渉
モデルに依存し、実際の状況に対する近似として考慮さ
れるだけである。それ故、例えば測定された偏差値のし
きい値を設定することによって、信頼度値を比較的大ざ
っぱに決定することにおいて十分に改良されている。
【０００８】勿論、非常に複雑な回路により、または例
えば復調された信号および復調されていない信号の雑音
誘起変化を評価する等の別の方法で信頼度値を形成する
ことも可能である。フィルタ回路により、変調と十分に
無関係な周波数範囲に決定を限定することができる。
えば復調された信号および復調されていない信号の雑音
誘起変化を評価する等の別の方法で信頼度値を形成する
ことも可能である。フィルタ回路により、変調と十分に
無関係な周波数範囲に決定を限定することができる。
【０００９】信頼性の評価の別の特徴は、制御ループに
おける偏差値のそれぞれの効果である。偏差値が制御ル
ープにその状態を変化させるかまたは現在の状態のまま
にさせるべきであるか？については、確率値を加重する
ことにより、現在の状態または変化された状態は例えば
強調されることができる。この加重は例えば確率値を、
それぞれの所望な符号値からの測定された位相の距離に
より決定される索引力値で乗算することにより実現され
る。
おける偏差値のそれぞれの効果である。偏差値が制御ル
ープにその状態を変化させるかまたは現在の状態のまま
にさせるべきであるか？については、確率値を加重する
ことにより、現在の状態または変化された状態は例えば
強調されることができる。この加重は例えば確率値を、
それぞれの所望な符号値からの測定された位相の距離に
より決定される索引力値で乗算することにより実現され
る。
【００１０】偏差の決定が位相および振幅に関して別々
に行われることができるならば、特に有効である。これ
を行うため、レゾルバは直交信号成分のデカルト座標を
極座標に変換する。デジタルシステムでは、ＣＯＲＤＩ
Ｃ技術にしたがって相互作用レゾルバは特に適してい
る。信頼度値は、制御に使用される個々の偏差値に新し
い値を割当てる適切な特性または特性のファミリによっ
て評価されることができる。特性または特性のファミリ
は表に記憶されてもよい。最も簡単なケースでは、これ
らは屈折特性、または１または２面の限定、或いは１ま
たは２面の信号抑制により構成される。このような特性
はしきい値検出器で容易に実行されることができ、これ
は特に遮断装置が制御される必要があるだけで、ウィン
ドウ比較器として設計されることができる。
に行われることができるならば、特に有効である。これ
を行うため、レゾルバは直交信号成分のデカルト座標を
極座標に変換する。デジタルシステムでは、ＣＯＲＤＩ
Ｃ技術にしたがって相互作用レゾルバは特に適してい
る。信頼度値は、制御に使用される個々の偏差値に新し
い値を割当てる適切な特性または特性のファミリによっ
て評価されることができる。特性または特性のファミリ
は表に記憶されてもよい。最も簡単なケースでは、これ
らは屈折特性、または１または２面の限定、或いは１ま
たは２面の信号抑制により構成される。このような特性
はしきい値検出器で容易に実行されることができ、これ
は特に遮断装置が制御される必要があるだけで、ウィン
ドウ比較器として設計されることができる。
【００１１】搬送波制御ループでは、フィードバック装
置は測定された位相および周波数偏差値を発振器のため
の制御信号へ変換するループフィルタを具備している。
良好な制御作用はＰＩＤ（＝proportional-integral-de
rivative）制御装置構造によって実現されることがで
き、ＰＩＤ制御装置構造は入力信号として位相偏差値お
よび周波数偏差値を使用する。信頼度値により制御され
るゲートまたは遮断装置により、これらの信号の処理は
中断される。別々のフィルタ回路を使用するフィードバ
ック装置における処理の前に偏差値を平滑にするかまた
は信号偏移を除くことが可能である。クロック信号の中
断はそれぞれの偏差値において抑止ゲートと同一の効果
をもつので、この目的にはＭＴＡ（＝moving-time-avar
ager）フィルタが特に適している。ＭＴＡフィルタは同
時にデータ速度減少が望まれる場合には特に適してい
る。
置は測定された位相および周波数偏差値を発振器のため
の制御信号へ変換するループフィルタを具備している。
良好な制御作用はＰＩＤ（＝proportional-integral-de
rivative）制御装置構造によって実現されることがで
き、ＰＩＤ制御装置構造は入力信号として位相偏差値お
よび周波数偏差値を使用する。信頼度値により制御され
るゲートまたは遮断装置により、これらの信号の処理は
中断される。別々のフィルタ回路を使用するフィードバ
ック装置における処理の前に偏差値を平滑にするかまた
は信号偏移を除くことが可能である。クロック信号の中
断はそれぞれの偏差値において抑止ゲートと同一の効果
をもつので、この目的にはＭＴＡ（＝moving-time-avar
ager）フィルタが特に適している。ＭＴＡフィルタは同
時にデータ速度減少が望まれる場合には特に適してい
る。
【００１２】座標変換では、直交信号成分が評価のため
に第１象限にミラーされる変更されたＣＯＲＤＩＣ技術
を有効に使用する。これは符号の適切な反転および／ま
たは直交信号成分の交換により実現される。符号が異な
った位相だけでなく異なった振幅により限定されるなら
ば、信頼度値の決定はレゾルバの前段に振幅の標準化を
必要とし、レゾルバは関連する符号の所望値と現在の直
交信号成分との複素数乗算を行う。変調に依存する位相
補正値をミラーされた位相値から減算することによっ
て、関連する位相偏差値が形成される。例えばＱＰＳＫ
変調では、位相補正値は／４である。時間において相互
に続いている少なくとも２つの位相値から、周波数偏差
値はモジュロ減算により形成される。モジュロ減算はオ
ーバーフローと符号ビットを無視することにより２つの
補数で行われる。
に第１象限にミラーされる変更されたＣＯＲＤＩＣ技術
を有効に使用する。これは符号の適切な反転および／ま
たは直交信号成分の交換により実現される。符号が異な
った位相だけでなく異なった振幅により限定されるなら
ば、信頼度値の決定はレゾルバの前段に振幅の標準化を
必要とし、レゾルバは関連する符号の所望値と現在の直
交信号成分との複素数乗算を行う。変調に依存する位相
補正値をミラーされた位相値から減算することによっ
て、関連する位相偏差値が形成される。例えばＱＰＳＫ
変調では、位相補正値は／４である。時間において相互
に続いている少なくとも２つの位相値から、周波数偏差
値はモジュロ減算により形成される。モジュロ減算はオ
ーバーフローと符号ビットを無視することにより２つの
補数で行われる。
【００１３】
【発明の実施の形態】本発明および好ましい実施形態を
添付図面を参照してより詳細に説明する。図１のブロッ
ク図はデジタル送信信号の受信機における搬送波制御ル
ープ１の機能装置を基本的に示している。入力はデジタ
ル信号源２、例えばチューナ、変換器またはケーブル受
信局により表されている。これは供給された信号をシス
テムクロックによりデジタル化し、このデジタル化され
た信号ｓ１を直角位相信号復調器３へ供給するアナログ
デジタル変換器を含んでいる。直角位相信号復調器３の
出力は同位相成分ｉ１と直角位相成分ｑ１である。直交
信号成分ｉ１とｑ１は符号認識装置４へ供給され、符号
認識装置４は、サンプリング補間装置５と、ナイキスト
受信機フィルタ６と、符号決定段７と、通常は符号認識
装置４から同位相成分Ｉおよび直角位相成分Ｑを供給さ
れるレゾルバ８とを含んでいる。前述したように複素数
乗算を行う標準化段がレゾルバ６に先行している。
添付図面を参照してより詳細に説明する。図１のブロッ
ク図はデジタル送信信号の受信機における搬送波制御ル
ープ１の機能装置を基本的に示している。入力はデジタ
ル信号源２、例えばチューナ、変換器またはケーブル受
信局により表されている。これは供給された信号をシス
テムクロックによりデジタル化し、このデジタル化され
た信号ｓ１を直角位相信号復調器３へ供給するアナログ
デジタル変換器を含んでいる。直角位相信号復調器３の
出力は同位相成分ｉ１と直角位相成分ｑ１である。直交
信号成分ｉ１とｑ１は符号認識装置４へ供給され、符号
認識装置４は、サンプリング補間装置５と、ナイキスト
受信機フィルタ６と、符号決定段７と、通常は符号認識
装置４から同位相成分Ｉおよび直角位相成分Ｑを供給さ
れるレゾルバ８とを含んでいる。前述したように複素数
乗算を行う標準化段がレゾルバ６に先行している。
【００１４】搬送波制御ループ１はさらに位相偏差値ｄ
と周波数偏差値ｆｄとを形成する検出器９を含んでい
る。入力端で、検出器９にはレゾルバ８からの位相値が
与えられている。検出器９の後にはフィードバック装置
10が続いており、これは検出器９から位相および周波数
偏差値を供給され、可変周波数発振器11のための制御信
号ｓｔを与える。可変周波数発振器11は直角位相信号復
調器３に供給される１対の変換信号ｃｏｓおよびｓｉｎ
を発生する。搬送波制御ループ１はこのようにして完結
されている。
と周波数偏差値ｆｄとを形成する検出器９を含んでい
る。入力端で、検出器９にはレゾルバ８からの位相値が
与えられている。検出器９の後にはフィードバック装置
10が続いており、これは検出器９から位相および周波数
偏差値を供給され、可変周波数発振器11のための制御信
号ｓｔを与える。可変周波数発振器11は直角位相信号復
調器３に供給される１対の変換信号ｃｏｓおよびｓｉｎ
を発生する。搬送波制御ループ１はこのようにして完結
されている。
【００１５】以上説明した搬送波制御ループ１は通常の
回路に対応している。本発明にしたがった搬送波制御ル
ープ１の改良された動作は、図１の実施形態ではその入
力端でレゾルバ８に結合されている評価加重装置12によ
り実現され、それはレゾルバの出力信号からの信頼度値
を決定し、フィードバック装置10を制御するためこれら
の信頼度値を使用する。評価装置12は検出装置９と類似
の方法で位相偏差値ｄを発生しまたはこの値を与えられ
る。第１象限にミラーされているレゾルバ８の振幅値お
よび／または絶対値ｂは直接、評価装置12へ伝送され
る。位相偏差値ｄはしたがって２つの対称的なしきい値
１、２（図１２参照）を介して簡単な方法で評価される
ことができる。絶対値ｂで、しきい値ｂ１、ｂ２は値１
（図１２参照）を有する所望の振幅に関して対称的では
ない。より大きなしきい値ｂ２は絶対値ｂがほとんど超
過することがないような大きさに選択されることがで
き、それ故、絶対値なしで済まされる。しきい値による
評価は第１のゲート信号ｇ１と第２のゲート信号ｇ２を
発生し、これはフィードバック装置10内の遮断装置30、
31、例えばゲートを制御する。係数メモリ13はＰＩＤフ
ィードバック装置10にフィルタ係数ｃ１、ｃ２、ｃ３を
与える。
回路に対応している。本発明にしたがった搬送波制御ル
ープ１の改良された動作は、図１の実施形態ではその入
力端でレゾルバ８に結合されている評価加重装置12によ
り実現され、それはレゾルバの出力信号からの信頼度値
を決定し、フィードバック装置10を制御するためこれら
の信頼度値を使用する。評価装置12は検出装置９と類似
の方法で位相偏差値ｄを発生しまたはこの値を与えられ
る。第１象限にミラーされているレゾルバ８の振幅値お
よび／または絶対値ｂは直接、評価装置12へ伝送され
る。位相偏差値ｄはしたがって２つの対称的なしきい値
１、２（図１２参照）を介して簡単な方法で評価される
ことができる。絶対値ｂで、しきい値ｂ１、ｂ２は値１
（図１２参照）を有する所望の振幅に関して対称的では
ない。より大きなしきい値ｂ２は絶対値ｂがほとんど超
過することがないような大きさに選択されることがで
き、それ故、絶対値なしで済まされる。しきい値による
評価は第１のゲート信号ｇ１と第２のゲート信号ｇ２を
発生し、これはフィードバック装置10内の遮断装置30、
31、例えばゲートを制御する。係数メモリ13はＰＩＤフ
ィードバック装置10にフィルタ係数ｃ１、ｃ２、ｃ３を
与える。
【００１６】図１のブロック図では、符号認識装置４に
は、認識された符号を直列データ流ｄａｔへ変換する変
換器14が後続している。サンプリング補間装置５は符号
値が直交信号成分ｉ１、ｑ１から抽出されるべきである
最適の瞬間を決定する。デジタル構成では、サンプリン
グ補間装置は補間により純粋に数学的に隣接した所定値
から正確なサンプリングの瞬間を形成する。その出力信
号はナイキスト受信機フィルタ６へ供給される直交信号
成分ｉ２、ｑ２であり、ナイキスト受信機フィルタ６は
通常システムクロックから符号周波数へのサンプリング
速度変換も行う。ＱＰＳＫ変調の場合、ナイキスト受信
機フィルタ６の後の直交信号成分ｉ３、ｑ３は成分ｉ
３、ｑ３の符号によって符号認識装置４で容易に復号化
されることができる。符号認識装置４の出力における直
交信号成分ｉ４、ｑ４は個々の符号を定める上位桁ビッ
トのみを含んでいる。検出器９の偏差値ｄ、ｆｄの形成
と、偏差評価装置12の関連する信頼度値の形成のため
に、１対の直交信号はできる限り多数の利用可能なビッ
トを含むべきであり、その理由で低い符号周波数でも利
用可能な直交信号成分ｉ３、ｑ３が評価に使用される。
以下の説明において、基本的に信頼度値の形成に関し、
直交信号成分により一般的な参照符号ＩとＱのみを使用
する。
は、認識された符号を直列データ流ｄａｔへ変換する変
換器14が後続している。サンプリング補間装置５は符号
値が直交信号成分ｉ１、ｑ１から抽出されるべきである
最適の瞬間を決定する。デジタル構成では、サンプリン
グ補間装置は補間により純粋に数学的に隣接した所定値
から正確なサンプリングの瞬間を形成する。その出力信
号はナイキスト受信機フィルタ６へ供給される直交信号
成分ｉ２、ｑ２であり、ナイキスト受信機フィルタ６は
通常システムクロックから符号周波数へのサンプリング
速度変換も行う。ＱＰＳＫ変調の場合、ナイキスト受信
機フィルタ６の後の直交信号成分ｉ３、ｑ３は成分ｉ
３、ｑ３の符号によって符号認識装置４で容易に復号化
されることができる。符号認識装置４の出力における直
交信号成分ｉ４、ｑ４は個々の符号を定める上位桁ビッ
トのみを含んでいる。検出器９の偏差値ｄ、ｆｄの形成
と、偏差評価装置12の関連する信頼度値の形成のため
に、１対の直交信号はできる限り多数の利用可能なビッ
トを含むべきであり、その理由で低い符号周波数でも利
用可能な直交信号成分ｉ３、ｑ３が評価に使用される。
以下の説明において、基本的に信頼度値の形成に関し、
直交信号成分により一般的な参照符号ＩとＱのみを使用
する。
【００１７】図２はフィードバック装置10と評価装置12
の実施形態を概略ブロック図で示している。フィードバ
ック装置10は比例セクションＰおよび積分セクションＩ
ｒで位相偏差値ｄを処理し、微分セクションＤで周波数
偏差値ｆｄを処理するＰＩＤ制御装置として設計されて
いる。評価装置12は、絶対値ｂに対するしきい検出器20
と、位相値または関連する偏差値ｄに対するしきい検出
器21とを入力セクションに含んでいる。関連するしきい
値はそれぞれ振幅しきい値ｂ１、ｂ２と位相しきい値
１、２である。２つのしきい値を有するしきい検出器は
またウィンドウ比較装置と呼ばれる。図２の個々の機能
装置を評価装置12またはフィードバック装置10へ割当て
ることはその相互動作には重要ではない。
の実施形態を概略ブロック図で示している。フィードバ
ック装置10は比例セクションＰおよび積分セクションＩ
ｒで位相偏差値ｄを処理し、微分セクションＤで周波数
偏差値ｆｄを処理するＰＩＤ制御装置として設計されて
いる。評価装置12は、絶対値ｂに対するしきい検出器20
と、位相値または関連する偏差値ｄに対するしきい検出
器21とを入力セクションに含んでいる。関連するしきい
値はそれぞれ振幅しきい値ｂ１、ｂ２と位相しきい値
１、２である。２つのしきい値を有するしきい検出器は
またウィンドウ比較装置と呼ばれる。図２の個々の機能
装置を評価装置12またはフィードバック装置10へ割当て
ることはその相互動作には重要ではない。
【００１８】位相偏差値ｄから、周波数偏差値ｆｄは遅
延素子22と減算器23により形成される。例えば周波数偏
差値が一定して増加するならば、これは直交信号成分
Ｉ、Ｑにより規定されるベクトルが一定の周波数で回転
することを意味する。減算器23の出力における差は一定
のままであり、その値は周波数偏差の正確な尺度であ
る。可変周波数発振器11が、丁度直交信号搬送波の周波
数と正確に同一の１対の変換信号ｃｏｓおよびｓｉｎを
発生するならば、結果は停止し、それによって周波数偏
差値ｆｄは常にゼロである。しかしながら、適切な直角
位相信号復調は結果が位相偏差値ｖｄを持たないことを
必要とし、その理由はそうでなければ基準位相が正確に
ならないからである。位相の再調整は特に積分セクショ
ンＩｒによりフィードバック装置10において行われ、延
長された位相偏差が正確にされる。積分セクションＩｒ
は加算器24と遅延素子25とを有する累算器ループからな
る。積分セクションＩｒの制御勾配は、よく知られてい
るように急峻であってはならず、その理由は、そうでな
ければ乱調が生じるからである。比較的短時間の位相偏
差値ｄに対しては、より急峻な制御勾配が望ましく、こ
れはＰＩＤ制御装置の比例セクションＰにより生じ、比
例セクションＰの比較的大きなリセットまたは索引力は
それぞれの位相偏差値ｄに比例する。個々の制御成分は
加算器24と加算器26により結合され、その合計値は可変
周波数発振器11の制御信号ｓｔを形成する。ＰＩＮ制御
装置の個々の成分の貢献力は３個の乗算器27、28、29に
より変更されることができ、それらの乗算器に対しては
係数ｃ１、ｃ２、ｃ３が与えられる。
延素子22と減算器23により形成される。例えば周波数偏
差値が一定して増加するならば、これは直交信号成分
Ｉ、Ｑにより規定されるベクトルが一定の周波数で回転
することを意味する。減算器23の出力における差は一定
のままであり、その値は周波数偏差の正確な尺度であ
る。可変周波数発振器11が、丁度直交信号搬送波の周波
数と正確に同一の１対の変換信号ｃｏｓおよびｓｉｎを
発生するならば、結果は停止し、それによって周波数偏
差値ｆｄは常にゼロである。しかしながら、適切な直角
位相信号復調は結果が位相偏差値ｖｄを持たないことを
必要とし、その理由はそうでなければ基準位相が正確に
ならないからである。位相の再調整は特に積分セクショ
ンＩｒによりフィードバック装置10において行われ、延
長された位相偏差が正確にされる。積分セクションＩｒ
は加算器24と遅延素子25とを有する累算器ループからな
る。積分セクションＩｒの制御勾配は、よく知られてい
るように急峻であってはならず、その理由は、そうでな
ければ乱調が生じるからである。比較的短時間の位相偏
差値ｄに対しては、より急峻な制御勾配が望ましく、こ
れはＰＩＤ制御装置の比例セクションＰにより生じ、比
例セクションＰの比較的大きなリセットまたは索引力は
それぞれの位相偏差値ｄに比例する。個々の制御成分は
加算器24と加算器26により結合され、その合計値は可変
周波数発振器11の制御信号ｓｔを形成する。ＰＩＮ制御
装置の個々の成分の貢献力は３個の乗算器27、28、29に
より変更されることができ、それらの乗算器に対しては
係数ｃ１、ｃ２、ｃ３が与えられる。
【００１９】位相偏差値ｄと周波数偏差値ｆｄの信号路
は、遮断装置30、31をそれぞれ含んでおり、これらはス
イッチとして示されており、これらによってそれぞれの
信号路が遮断される。信頼度値がそれぞれの偏差値ｄ、
ｆｄに十分ではないことを評価装置12が決定する都度、
遮断が行われる。例えば、２つのしきい検出器20、21の
うちの一方が、与えられた値が予めセットしたしきい値
外にあることを感知したならば、論理段32、例えばＯＲ
ゲートが遮断段30を遮断する。位相偏差値ｆｄは位相差
の形成によって少なくとも２つの位相偏差値ｄと結合さ
れる。これらのうち少なくとも１つの位相偏差値ｄが信
頼性がないことが発見されたならば、論理段33は周波数
偏差値ｆｄに対する遮断装置31を遮断する。この信頼度
値はしきい検出器20により２つの一時的に対応する振幅
値から得られる。一方または両方の値が予め定められた
しきい値ｂ１、ｂ２にあるならば、またはこのしきい値
外にあるならば、現在の周波数偏差値ｆｄは信頼性がな
く、遮断装置31により遮断される。論理段33もＯＲゲー
トにより構成されてもよい。ゲート33の入力信号の時間
補償は遅延段34により行われる。
は、遮断装置30、31をそれぞれ含んでおり、これらはス
イッチとして示されており、これらによってそれぞれの
信号路が遮断される。信頼度値がそれぞれの偏差値ｄ、
ｆｄに十分ではないことを評価装置12が決定する都度、
遮断が行われる。例えば、２つのしきい検出器20、21の
うちの一方が、与えられた値が予めセットしたしきい値
外にあることを感知したならば、論理段32、例えばＯＲ
ゲートが遮断段30を遮断する。位相偏差値ｆｄは位相差
の形成によって少なくとも２つの位相偏差値ｄと結合さ
れる。これらのうち少なくとも１つの位相偏差値ｄが信
頼性がないことが発見されたならば、論理段33は周波数
偏差値ｆｄに対する遮断装置31を遮断する。この信頼度
値はしきい検出器20により２つの一時的に対応する振幅
値から得られる。一方または両方の値が予め定められた
しきい値ｂ１、ｂ２にあるならば、またはこのしきい値
外にあるならば、現在の周波数偏差値ｆｄは信頼性がな
く、遮断装置31により遮断される。論理段33もＯＲゲー
トにより構成されてもよい。ゲート33の入力信号の時間
補償は遅延段34により行われる。
【００２０】図２の評価装置12は多数の変形のうちの１
つのみを表していることに留意すべきである。これはた
だ２個のしきい検出器20、21と、２個の簡単な論理段3
2、33と、２個の遮断装置33、31を制御するための１個
の遅延段34とを必要とするだけなので特に簡単である
が、信頼度値を決定するために絶対値ｂと位相値または
位相偏差値ｄの両者を使用するので非常に有効であり、
ＣＯＲＤＩＣ技術を使用するレゾルバ８により、位相値
と絶対値ｂの両者はこの目的では有効である。評価装置
12が信頼度値を形成するために２つの値ｄのうちの一方
のみを使用するならば、従来の回路にまさる改良が行わ
れるが、容易に実現可能な利点は放棄される。
つのみを表していることに留意すべきである。これはた
だ２個のしきい検出器20、21と、２個の簡単な論理段3
2、33と、２個の遮断装置33、31を制御するための１個
の遅延段34とを必要とするだけなので特に簡単である
が、信頼度値を決定するために絶対値ｂと位相値または
位相偏差値ｄの両者を使用するので非常に有効であり、
ＣＯＲＤＩＣ技術を使用するレゾルバ８により、位相値
と絶対値ｂの両者はこの目的では有効である。評価装置
12が信頼度値を形成するために２つの値ｄのうちの一方
のみを使用するならば、従来の回路にまさる改良が行わ
れるが、容易に実現可能な利点は放棄される。
【００２１】図３は第１象限Ｑ１における現在の位相値
の関数としての位相偏差値ｄの構成をベクトル図で示し
ており、これは第１象限のミラーされた位相値ｍと同一
である。図４乃至６は３つの象限Ｑ２乃至Ｑ４を第１象
限Ｑ１にミラーしていることを示したベクトル図であ
る。ミラーまたは角度回転の表示を簡単にするために、
４つの符号Ｓ１乃至Ｓ４によるＱＰＳＫ変調が仮定され
る。符号番号、即ちアルファベットが大きくなる程、基
本的なミラー作用は変化しない。ミラーされる位相値は
２つの直交信号成分Ｉ、Ｑにより定められる。位相値を
ミラーされた位相値ｍにミラーすることは絶対値の形成
およびまたは２つの直交信号成分Ｉ、Ｑの適切な交換に
より実現される。この方法により、それぞれの象限Ｑ
２、Ｑ３、Ｑ４に割当てられた位相偏差値ｄは、関連す
る符号の象限の範囲内にあるならば、正確に同一の大き
さおよび同一の符号で第１象限Ｑ１にミラーされる。ミ
ラーされた位相値ｍとミラーされた符号Ｓ２' 、Ｓ３'
またはＳ４' の間の角度関係が保持される。それぞれの
位相偏差値ｄをミラーされた位相値ｍから得るため、そ
れぞれの変調に依存し関連する符号のミラーされた位相
偏差値に対応する前述の位相補正値ｃはミラーされた位
相値ｍから減算される。ＱＰＳＫ変調を使用している例
示では、位相補正値ｃは第１の符号Ｓ１およびミラーさ
れた符号Ｓ２' 、Ｓ３' 、Ｓ４' に対してｃ＝／４値を
有する。以下、４つの全ての象限に対するミラーされた
位相値ｍの形成に関する法則を示す。
の関数としての位相偏差値ｄの構成をベクトル図で示し
ており、これは第１象限のミラーされた位相値ｍと同一
である。図４乃至６は３つの象限Ｑ２乃至Ｑ４を第１象
限Ｑ１にミラーしていることを示したベクトル図であ
る。ミラーまたは角度回転の表示を簡単にするために、
４つの符号Ｓ１乃至Ｓ４によるＱＰＳＫ変調が仮定され
る。符号番号、即ちアルファベットが大きくなる程、基
本的なミラー作用は変化しない。ミラーされる位相値は
２つの直交信号成分Ｉ、Ｑにより定められる。位相値を
ミラーされた位相値ｍにミラーすることは絶対値の形成
およびまたは２つの直交信号成分Ｉ、Ｑの適切な交換に
より実現される。この方法により、それぞれの象限Ｑ
２、Ｑ３、Ｑ４に割当てられた位相偏差値ｄは、関連す
る符号の象限の範囲内にあるならば、正確に同一の大き
さおよび同一の符号で第１象限Ｑ１にミラーされる。ミ
ラーされた位相値ｍとミラーされた符号Ｓ２' 、Ｓ３'
またはＳ４' の間の角度関係が保持される。それぞれの
位相偏差値ｄをミラーされた位相値ｍから得るため、そ
れぞれの変調に依存し関連する符号のミラーされた位相
偏差値に対応する前述の位相補正値ｃはミラーされた位
相値ｍから減算される。ＱＰＳＫ変調を使用している例
示では、位相補正値ｃは第１の符号Ｓ１およびミラーさ
れた符号Ｓ２' 、Ｓ３' 、Ｓ４' に対してｃ＝／４値を
有する。以下、４つの全ての象限に対するミラーされた
位相値ｍの形成に関する法則を示す。
【００２２】第１象限Ｑ１＝０乃至／２まで：ｍ＝tan
-1（Ｑ／Ｉ） 第２象限Ｑ２＝／２から：ｍ＝tan -1（｜Ｉ｜／Ｑ） 第３象限Ｑ３＝３／２まで：ｍ＝tan -1（｜Ｑ｜／｜Ｉ
｜） 第４象限Ｑ４＝３／２乃至０まで：ｍ＝tan -1（Ｉ／｜
Ｑ｜）
-1（Ｑ／Ｉ） 第２象限Ｑ２＝／２から：ｍ＝tan -1（｜Ｉ｜／Ｑ） 第３象限Ｑ３＝３／２まで：ｍ＝tan -1（｜Ｑ｜／｜Ｉ
｜） 第４象限Ｑ４＝３／２乃至０まで：ｍ＝tan -1（Ｉ／｜
Ｑ｜）
【００２３】図７は、補正されていない雑音が重畳され
ている場合のデカルト座標Ｉ−Ｑ平面における直交信号
成分Ｉ、Ｑの確率分布を示しており、雑音はガウス分布
を有する。ＩとＱ成分の間の直角位相関係のために、ベ
クトルの長さが正規化されるならば、結果的なベクトル
の長さは常に値１を持たなければならない。図７は４５
度の位相値で第１象限に位置する第１の符号Ｓ１が直交
信号成分Ｉ、Ｑにより表される場合を示している。干渉
がないならば、２つの成分Ｉ、Ｑに対する確率は符号Ｓ
１の座標Ｉ＝０．７０１およびＱ＝０．７０１で値＝１
であり、その他は全て値ゼロを持たなければならない。
図７は、代わりにＩおよびＱ成分のガウス分布が存在
し、その最大値が符号Ｓ１にあることを示している。信
号対雑音比Ｓ／Ｎが増加したならば、符号Ｓ１における
確率分布は高くなり狭くなり、信号対雑音比が減少した
ならば、符号Ｓ１の確率分布の最大値は減少し、ベル型
曲線がそれに対応して広くなる。
ている場合のデカルト座標Ｉ−Ｑ平面における直交信号
成分Ｉ、Ｑの確率分布を示しており、雑音はガウス分布
を有する。ＩとＱ成分の間の直角位相関係のために、ベ
クトルの長さが正規化されるならば、結果的なベクトル
の長さは常に値１を持たなければならない。図７は４５
度の位相値で第１象限に位置する第１の符号Ｓ１が直交
信号成分Ｉ、Ｑにより表される場合を示している。干渉
がないならば、２つの成分Ｉ、Ｑに対する確率は符号Ｓ
１の座標Ｉ＝０．７０１およびＱ＝０．７０１で値＝１
であり、その他は全て値ゼロを持たなければならない。
図７は、代わりにＩおよびＱ成分のガウス分布が存在
し、その最大値が符号Ｓ１にあることを示している。信
号対雑音比Ｓ／Ｎが増加したならば、符号Ｓ１における
確率分布は高くなり狭くなり、信号対雑音比が減少した
ならば、符号Ｓ１の確率分布の最大値は減少し、ベル型
曲線がそれに対応して広くなる。
【００２４】図８は、位相偏差値ｄと絶対値ｂにより規
定されたデカルト平面にそれ自身が存在するときの図７
に対応する確率分布を示している。確率分布から形成さ
れたベル型曲線は図７のように回転的に対称ではない。
しかしながらこれは単なる絶対値ｂと位相偏差値ｄのス
ケールの問題であり、ｄは−１８０度から＋１８０度ま
で示されている。
定されたデカルト平面にそれ自身が存在するときの図７
に対応する確率分布を示している。確率分布から形成さ
れたベル型曲線は図７のように回転的に対称ではない。
しかしながらこれは単なる絶対値ｂと位相偏差値ｄのス
ケールの問題であり、ｄは−１８０度から＋１８０度ま
で示されている。
【００２５】図９は図７に類似した方法で、４つの等し
い確率の符号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４によるＱＰＳＫ変
調のＩ−Ｑ平面上の確率分布を示している。４つの符号
値は直交信号成分Ｉ、Ｑの符号により決定される４つの
象限に位置する。象限の限界Ｉ＝０およびＱ＝０に対し
て隣接する符号のうちの１つが存在する確率値が非常に
大きいので、それぞれの象限を特定することによって４
つの符号を確実に分離することはもはや可能ではない。
これはまた図１０からも明白であり、図１０は第１象限
に対応し、これは第１の符号値Ｓ１に加えて他の象限か
らの全てのミラーされた符号値Ｓｉ' を含んでいる。図
１０の空間的表示では、確率分布が位相偏差値ｄと絶対
値ｂを表すデカルト座標で示されている。図１０は拡散
位相偏差スケールで全ての４つの符号が同一の確率で生
じている点のみを除いて図８に対応している。
い確率の符号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４によるＱＰＳＫ変
調のＩ−Ｑ平面上の確率分布を示している。４つの符号
値は直交信号成分Ｉ、Ｑの符号により決定される４つの
象限に位置する。象限の限界Ｉ＝０およびＱ＝０に対し
て隣接する符号のうちの１つが存在する確率値が非常に
大きいので、それぞれの象限を特定することによって４
つの符号を確実に分離することはもはや可能ではない。
これはまた図１０からも明白であり、図１０は第１象限
に対応し、これは第１の符号値Ｓ１に加えて他の象限か
らの全てのミラーされた符号値Ｓｉ' を含んでいる。図
１０の空間的表示では、確率分布が位相偏差値ｄと絶対
値ｂを表すデカルト座標で示されている。図１０は拡散
位相偏差スケールで全ての４つの符号が同一の確率で生
じている点のみを除いて図８に対応している。
【００２６】信頼性を決定するための確率分布の使用に
よって、使用される偏差値は図１０の最高の確率範囲に
割当てられている値に限定される。それぞれの確率値が
位相偏差値ｄからのそれぞれの牽引力またはリセット力
と結合されるならば、測定された位相偏差値ｄの信頼性
についてのより明白な情報が得られる。ミラーされた状
態だけでなく各４つの符号Ｓ１乃至Ｓ４の実際の貢献を
考慮しなければならない。これは図１０を参照してそれ
ぞれの符号に割当てられた確率値を実際の位相偏差値ｄ
により乗算し、これらの４つの積を加算することにより
行われる。結果は使用可能な信頼度値ｚを形成し、これ
は位相偏差値ｄと絶対値ｂを表すデカルト座標上の空間
表示で図１１に示されている。４つの全ての確率を実際
の位相偏差値ｄで加重することによって、信頼度値ｚの
“標準化”が得られ、これは正と負の値をもつことがで
きる。正の信頼度値ｚは正の牽引力に対応し、負の信頼
度値ｚは負の牽引力に対応する。図１１の信頼分布ｚで
は、牽引力符号がそれぞれの位相偏差値ｄに類似してい
る範囲を明白に弁別することができる。信頼度値ｚと牽
引方向との間の正確な関係を有する範囲が図１１に鮮明
に示されており、誤った牽引方向を有する範囲は影付き
で示され、中性の牽引方向を有する範囲はグレーのトー
ンで示されている。適切な信頼度値ｚの決定は位相偏差
値ｄのみが搬送波制御ループの制御に使用される事実か
らなり、搬送波制御ループの制御は正確な制御方向を生
じさせ、したがって正確な符号を有する信頼範囲に対応
する。反対に、少なくとも位相偏差値ｄのこれらの範囲
はループの反転を生じさせる搬送波制御を除外されなけ
ればならず、これは図１１の信頼図から明白である。
よって、使用される偏差値は図１０の最高の確率範囲に
割当てられている値に限定される。それぞれの確率値が
位相偏差値ｄからのそれぞれの牽引力またはリセット力
と結合されるならば、測定された位相偏差値ｄの信頼性
についてのより明白な情報が得られる。ミラーされた状
態だけでなく各４つの符号Ｓ１乃至Ｓ４の実際の貢献を
考慮しなければならない。これは図１０を参照してそれ
ぞれの符号に割当てられた確率値を実際の位相偏差値ｄ
により乗算し、これらの４つの積を加算することにより
行われる。結果は使用可能な信頼度値ｚを形成し、これ
は位相偏差値ｄと絶対値ｂを表すデカルト座標上の空間
表示で図１１に示されている。４つの全ての確率を実際
の位相偏差値ｄで加重することによって、信頼度値ｚの
“標準化”が得られ、これは正と負の値をもつことがで
きる。正の信頼度値ｚは正の牽引力に対応し、負の信頼
度値ｚは負の牽引力に対応する。図１１の信頼分布ｚで
は、牽引力符号がそれぞれの位相偏差値ｄに類似してい
る範囲を明白に弁別することができる。信頼度値ｚと牽
引方向との間の正確な関係を有する範囲が図１１に鮮明
に示されており、誤った牽引方向を有する範囲は影付き
で示され、中性の牽引方向を有する範囲はグレーのトー
ンで示されている。適切な信頼度値ｚの決定は位相偏差
値ｄのみが搬送波制御ループの制御に使用される事実か
らなり、搬送波制御ループの制御は正確な制御方向を生
じさせ、したがって正確な符号を有する信頼範囲に対応
する。反対に、少なくとも位相偏差値ｄのこれらの範囲
はループの反転を生じさせる搬送波制御を除外されなけ
ればならず、これは図１１の信頼図から明白である。
【００２７】図１２は図１１に対応する信頼図を上面図
で示しており、グレーレベルの意味は図１１から交換さ
れている。示されているラインは等しい信頼度ｚのライ
ンであり、外形線の表示に対応している。図面は小さい
絶対値ｂでは、信頼度は減少し、測定された位相偏差値
ｄで制御は行われないことを示している。図１２では
０．７のしきい値ｂ１はこれらの信頼性のない範囲を大
きくカットオフする。大きい絶対値ｂは非臨界的であ
り、それ故、第２のスイッチングしきい値ｂ２はなしで
済まされるか、例えばｂ２の３のように十分に高く選択
される。隣接する符号の影響が少ないので、位相偏差値
ｄに対して、信頼性ｚの最大値は論理符号値＋／−４５
度ではなくこれらの値の下にある。これは図１２の図か
ら容易に明白である。十分な信頼性の可能な限界は例え
ば位相偏差値１＝＋３５度と２＝−３５度である。
で示しており、グレーレベルの意味は図１１から交換さ
れている。示されているラインは等しい信頼度ｚのライ
ンであり、外形線の表示に対応している。図面は小さい
絶対値ｂでは、信頼度は減少し、測定された位相偏差値
ｄで制御は行われないことを示している。図１２では
０．７のしきい値ｂ１はこれらの信頼性のない範囲を大
きくカットオフする。大きい絶対値ｂは非臨界的であ
り、それ故、第２のスイッチングしきい値ｂ２はなしで
済まされるか、例えばｂ２の３のように十分に高く選択
される。隣接する符号の影響が少ないので、位相偏差値
ｄに対して、信頼性ｚの最大値は論理符号値＋／−４５
度ではなくこれらの値の下にある。これは図１２の図か
ら容易に明白である。十分な信頼性の可能な限界は例え
ば位相偏差値１＝＋３５度と２＝−３５度である。
【００２８】図１３乃至１５は異なった信号対雑音比Ｓ
／Ｎにおける信頼度値ｚの平面図を示している。図１３
はＳ／Ｎ＝９ｄＢの図を示し、図１４はＳ／Ｎ＝６ｄＢ
の図を示し、図１５はＳ／Ｎ＝３ｄＢの図を示してい
る。利用可能な信頼度範囲は勿論Ｓ／Ｎ比の増加と共に
増加する。信頼度値ｚの最大値と、したがって評価の信
頼性はそれに対応して増加する。劣化したＳ／Ｎ比で
は、信頼性の最大値が大きなｂ値へシフトする異なった
シフトが生じる。Ｓ／Ｎ＝３ｄＢである図１５の図は、
信頼性のない範囲が実質上信頼性のある範囲よりも大き
いことを示している。ここで搬送波制御ループによる適
切な制御はもはや可能ではない。図１３乃至１５のグレ
ーレベルは図１１のグレーレベルに対応しているが図１
２のグレーレベルには対応していないことに留意すべき
である。
／Ｎにおける信頼度値ｚの平面図を示している。図１３
はＳ／Ｎ＝９ｄＢの図を示し、図１４はＳ／Ｎ＝６ｄＢ
の図を示し、図１５はＳ／Ｎ＝３ｄＢの図を示してい
る。利用可能な信頼度範囲は勿論Ｓ／Ｎ比の増加と共に
増加する。信頼度値ｚの最大値と、したがって評価の信
頼性はそれに対応して増加する。劣化したＳ／Ｎ比で
は、信頼性の最大値が大きなｂ値へシフトする異なった
シフトが生じる。Ｓ／Ｎ＝３ｄＢである図１５の図は、
信頼性のない範囲が実質上信頼性のある範囲よりも大き
いことを示している。ここで搬送波制御ループによる適
切な制御はもはや可能ではない。図１３乃至１５のグレ
ーレベルは図１１のグレーレベルに対応しているが図１
２のグレーレベルには対応していないことに留意すべき
である。
【００２９】個々の確率の加重された重畳から信頼度値
ｚを決定することは図１６乃至１８から明白である。特
に、不連続が見られ、これは確率値とそれぞれの牽引力
との乗算から生じる。ここで使用されている用語“牽引
力”は第１象限の位相偏差値だけでなく、実際の符号ま
での位相偏差値を意味するために使用される。各図１
６、１７、１８では、３つの信号対雑音比Ｓ／Ｎ、即ち
Ｓ／Ｎ＝９ｄＢ、Ｓ／Ｎ＝６ｄＢ、Ｓ／Ｎ＝３ｄＢにつ
いて信頼度値ｚが位相偏差値ｄに対して示されている。
図１６は共通のパラメータとして絶対値ｂ＝１．５を有
する。図１７の曲線の場合の共通のパラメータは絶対値
ｂ＝１であり、図１８の曲線の場合の共通のパラメータ
は絶対値ｂ＝０．５である。図１６の信頼度特性ｚは弱
い信号Ｓ／Ｎ＝３ｄＢでは０度の小さい不連続性を示
し、絶対値ｂ＝１．５であり、これはパラメータとして
作用する。図１７を参照して、小さい絶対値ｂ＝１で
は、０度のこの不連続性は若干増加する。同時に、３−
ｄＢ曲線全体が信頼性のない範囲に位置し、このことは
信頼度値ｚがそこで誤った符号を有することを意味して
いる。図１８を参照して、さらに小さい値ｂ＝０．５で
は、Ｓ／Ｎ＝３ｄＢとＳ／Ｎ＝６ｄＢの曲線もまた信頼
性のない範囲にあり、即ち誤った符号を有する。さら
に、Ｓ／Ｎ＝６ｄＢの信頼度特性ｚも０度で不連続性を
有する。Ｓ／Ｎ＝３ｄＢ曲線の不連続性は図１７と比較
してさらに大きくなる。不連続性は信頼度値ｚを決定す
るための前述の加重された重畳モデルにしたがってい
る。実際に、十分に大きな信頼度の範囲にあるならば、
モデルは現実に対して良好な近似をもたらす。
ｚを決定することは図１６乃至１８から明白である。特
に、不連続が見られ、これは確率値とそれぞれの牽引力
との乗算から生じる。ここで使用されている用語“牽引
力”は第１象限の位相偏差値だけでなく、実際の符号ま
での位相偏差値を意味するために使用される。各図１
６、１７、１８では、３つの信号対雑音比Ｓ／Ｎ、即ち
Ｓ／Ｎ＝９ｄＢ、Ｓ／Ｎ＝６ｄＢ、Ｓ／Ｎ＝３ｄＢにつ
いて信頼度値ｚが位相偏差値ｄに対して示されている。
図１６は共通のパラメータとして絶対値ｂ＝１．５を有
する。図１７の曲線の場合の共通のパラメータは絶対値
ｂ＝１であり、図１８の曲線の場合の共通のパラメータ
は絶対値ｂ＝０．５である。図１６の信頼度特性ｚは弱
い信号Ｓ／Ｎ＝３ｄＢでは０度の小さい不連続性を示
し、絶対値ｂ＝１．５であり、これはパラメータとして
作用する。図１７を参照して、小さい絶対値ｂ＝１で
は、０度のこの不連続性は若干増加する。同時に、３−
ｄＢ曲線全体が信頼性のない範囲に位置し、このことは
信頼度値ｚがそこで誤った符号を有することを意味して
いる。図１８を参照して、さらに小さい値ｂ＝０．５で
は、Ｓ／Ｎ＝３ｄＢとＳ／Ｎ＝６ｄＢの曲線もまた信頼
性のない範囲にあり、即ち誤った符号を有する。さら
に、Ｓ／Ｎ＝６ｄＢの信頼度特性ｚも０度で不連続性を
有する。Ｓ／Ｎ＝３ｄＢ曲線の不連続性は図１７と比較
してさらに大きくなる。不連続性は信頼度値ｚを決定す
るための前述の加重された重畳モデルにしたがってい
る。実際に、十分に大きな信頼度の範囲にあるならば、
モデルは現実に対して良好な近似をもたらす。
【００３０】搬送波制御ループと、関連する方法におけ
る改良は異なった回路技術に容易に適合されることがで
きることに留意すべきである。特に、ループはこのよう
な受信機で使用されることができるモノリシック集積回
路として構成されるのに適している。機能の一部または
全ての動作シーケンスがプログラム可能なプロセッサに
構成されるか否かは当業者の判断に任せられる。プロセ
ッサを有する構成は、よく知られているように、プログ
ラム可能なパラメータによって種々の目的に適合される
とき回路がよりフレキシブルになるという利点を有す
る。さらに、適切なプログラムにより、集積化した後で
さえも処理の介入が可能である。
る改良は異なった回路技術に容易に適合されることがで
きることに留意すべきである。特に、ループはこのよう
な受信機で使用されることができるモノリシック集積回
路として構成されるのに適している。機能の一部または
全ての動作シーケンスがプログラム可能なプロセッサに
構成されるか否かは当業者の判断に任せられる。プロセ
ッサを有する構成は、よく知られているように、プログ
ラム可能なパラメータによって種々の目的に適合される
とき回路がよりフレキシブルになるという利点を有す
る。さらに、適切なプログラムにより、集積化した後で
さえも処理の介入が可能である。
【図１】デジタル送信信号の受信機のブロック図。
【図２】搬送波制御ループの部分的回路の概略図。
【図３】位相ミラーを示したベクトルの図。
【図４】位相ミラーを示したベクトルの図。
【図５】位相ミラーを示したベクトルの図。
【図６】位相ミラーを示したベクトルの図。
【図７】Ｉ−Ｑ図の確率分布図。
【図８】位相の大きさの図における確率分布図。
【図９】ＱＰＳＫ変調におけるＩ−Ｑ確率分布図。
【図１０】第１象限における関連する位相の大きさの
図。
図。
【図１１】牽引力力で加重された確率分布図。
【図１２】ｄ−ｂ座標における信頼度の図。
【図１３】異なったＳ／Ｎ値を有する信頼度の図。
【図１４】異なったＳ／Ｎ値を有する信頼度の図。
【図１５】異なったＳ／Ｎ値を有する信頼度の図。
【図１６】臨界的な範囲の信頼決定の図。
【図１７】臨界的な範囲の信頼決定の図。
【図１８】臨界的な範囲の信頼決定の図。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 フランツ − オットー・ビッテ ドイツ連邦共和国、デー − 79312 エ ンメンディンゲン、アドルフ − コルピ ンク − シュトラーセ ２
Claims (11)
- 【請求項１】 信号の流れる方向に縦続的に配置された
直角位相信号復調器と、符号認識装置と、位相偏差値お
よび／または周波数偏差値を生成する検出器と、フィー
ドバック装置と、直角位相信号復調器に接続されている
可変周波数発振器とを具備しているデジタル送信された
信号の受信機用の搬送波制御ループにおいて、 搬送波制御ループはさらに評価装置を具備し、この評価
装置は、搬送波制御ループの信号から、検出器で測定さ
れたそれぞれの位相偏差値および周波数偏差値の少なく
とも一方の信頼度値を決定し、決定された信頼度値にし
たがって搬送波制御ループを制御することを特徴とする
搬送波制御ループ。 - 【請求項２】 評価装置は直角位相信号復調器により生
成された同位相成分と直角位相成分からレゾルバによっ
て形成された位相値および／または絶対値を評価するこ
とを特徴とする請求項１記載の搬送波制御ループ。 - 【請求項３】 評価装置は位相値または位相偏差値のた
めの第１のしきい検出器および／または絶対値または絶
対偏差値のための第２のしきい検出器を具備しているこ
とを特徴とする請求項２記載の搬送波制御ループ。 - 【請求項４】 第１の遮断装置は第１のしきい検出器の
出力にしたがって制御され、および／または第２の遮断
装置は第２のしきい検出器の出力にしたがって制御され
ることを特徴とする請求項３記載の搬送波制御ループ。 - 【請求項５】 第１の遮断装置により、位相偏差値のフ
ィードバック装置への転送が遮断され、第２の遮断装置
により、周波数偏差値のフィードバック装置への転送が
遮断されることを特徴とする請求項４記載の搬送波制御
ループ。 - 【請求項６】 フィードバック装置はＰＩＤ制御装置に
対応し、位相偏差値は比例セクションおよび積分セクシ
ョンに供給され、周波数偏差値は微分セクションに供給
されることを特徴とする請求項１記載の搬送波制御ルー
プ。 - 【請求項７】 フィードバック装置は少なくとも１つの
乗算器を具備し、係数が乗算係数として乗算器へ与えら
れることを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項記
載の搬送波制御ループ。 - 【請求項８】 同位相成分と直角位相成分とを供給され
るレゾルバは変更されたＣＯＲＤＩＣ技術を使用し、そ
れにおいて、第１、第２、第３または第４象限の位相値
は第１象限にミラーされ、それらは、 第１象限Ｑ１＝０乃至／２まで：ｍ＝tan -1（Ｑ／Ｉ） 第２象限Ｑ２＝／２から：ｍ＝tan -1（｜Ｉ｜／Ｑ） 第３象限Ｑ３＝３／２まで：ｍ＝tan -1（｜Ｑ｜／｜Ｉ
｜） 第４象限Ｑ４＝３／２乃至０まで：ｍ＝tan -1（Ｉ／｜
Ｑ｜） のようにミラーされた位相値を形成していることを特徴
とする請求項１乃至７のいずれか１項記載の搬送波制御
ループ。 - 【請求項９】 位相偏差値は変調依存性の位相補正値を
ミラーされた位相値から減算することにより形成される
ことを特徴とする請求項８記載の搬送波制御ループ。 - 【請求項１０】 検出器はモジュロ減算により位相偏差
値または位相値から周波数偏差値を形成することを特徴
とする請求項１乃至９のいずれか１項記載の搬送波制御
ループ。 - 【請求項１１】 フィードバック装置は少なくとも１つ
のＭＴＡフィルタを具備し、その制御クロックは十分な
信頼度値でエネーブルされ、不十分な信頼度値で禁止さ
れることを特徴とする請求項１乃至１０のいずれか１項
記載の搬送波制御ループ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE97113212.1 | 1997-07-31 | ||
| EP97113212A EP0895386B1 (de) | 1997-07-31 | 1997-07-31 | Trägerregelkreis für einen Empfänger von digital übertragenen Signalen |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11127210A true JPH11127210A (ja) | 1999-05-11 |
| JP4068228B2 JP4068228B2 (ja) | 2008-03-26 |
Family
ID=8227155
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21624398A Expired - Fee Related JP4068228B2 (ja) | 1997-07-31 | 1998-07-30 | デジタル送信信号の受信機のための搬送波制御ループ |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6215830B1 (ja) |
| EP (1) | EP0895386B1 (ja) |
| JP (1) | JP4068228B2 (ja) |
| KR (1) | KR100572523B1 (ja) |
| CN (1) | CN1210398A (ja) |
| DE (1) | DE59709234D1 (ja) |
| TW (1) | TW390079B (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2004004270A1 (ja) * | 2002-06-26 | 2004-01-08 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | 受信装置 |
| US6891908B2 (en) | 2000-04-19 | 2005-05-10 | Nec Corporation | Portable radio system and portable radio equipment to be used in the same and frequency error prediction method used therefor |
Families Citing this family (24)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7515896B1 (en) | 1998-10-21 | 2009-04-07 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting an electromagnetic signal, and transforms for same, and aperture relationships |
| US6061551A (en) | 1998-10-21 | 2000-05-09 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting electromagnetic signals |
| US7236754B2 (en) * | 1999-08-23 | 2007-06-26 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion |
| US6370371B1 (en) | 1998-10-21 | 2002-04-09 | Parkervision, Inc. | Applications of universal frequency translation |
| US7039372B1 (en) | 1998-10-21 | 2006-05-02 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion with modulation embodiments |
| US6853690B1 (en) | 1999-04-16 | 2005-02-08 | Parkervision, Inc. | Method, system and apparatus for balanced frequency up-conversion of a baseband signal and 4-phase receiver and transceiver embodiments |
| US6879817B1 (en) * | 1999-04-16 | 2005-04-12 | Parkervision, Inc. | DC offset, re-radiation, and I/Q solutions using universal frequency translation technology |
| US7065162B1 (en) | 1999-04-16 | 2006-06-20 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting an electromagnetic signal, and transforms for same |
| US7110444B1 (en) | 1999-08-04 | 2006-09-19 | Parkervision, Inc. | Wireless local area network (WLAN) using universal frequency translation technology including multi-phase embodiments and circuit implementations |
| US7693230B2 (en) | 1999-04-16 | 2010-04-06 | Parkervision, Inc. | Apparatus and method of differential IQ frequency up-conversion |
| US8295406B1 (en) | 1999-08-04 | 2012-10-23 | Parkervision, Inc. | Universal platform module for a plurality of communication protocols |
| US7010286B2 (en) | 2000-04-14 | 2006-03-07 | Parkervision, Inc. | Apparatus, system, and method for down-converting and up-converting electromagnetic signals |
| US7454453B2 (en) | 2000-11-14 | 2008-11-18 | Parkervision, Inc. | Methods, systems, and computer program products for parallel correlation and applications thereof |
| JP3772089B2 (ja) * | 2000-12-18 | 2006-05-10 | 松下電器産業株式会社 | 位相オフセット演算回路および信号点マッピング回路 |
| WO2003034715A2 (en) * | 2001-10-16 | 2003-04-24 | Rfstream Corporation | Monolithic integrated circuit for a television receiver |
| US7072427B2 (en) | 2001-11-09 | 2006-07-04 | Parkervision, Inc. | Method and apparatus for reducing DC offsets in a communication system |
| US7460584B2 (en) * | 2002-07-18 | 2008-12-02 | Parkervision, Inc. | Networking methods and systems |
| US7379883B2 (en) * | 2002-07-18 | 2008-05-27 | Parkervision, Inc. | Networking methods and systems |
| DE102004020300B3 (de) * | 2004-04-26 | 2005-09-22 | Micronas Gmbh | Verfahren und Schaltungsanordnung zum Bestimmen eines Taktsignal-Abtastzeitpunkts für Symbole eines Modulationsverfahrens |
| US7903764B2 (en) * | 2004-05-10 | 2011-03-08 | Broadcom Corporation | Integrated burst FSK receiver |
| US7729454B2 (en) * | 2006-11-30 | 2010-06-01 | Broadcom Corporation | Method and system for signal phase variation detection in communication systems |
| DE102006062519A1 (de) * | 2006-12-29 | 2008-07-03 | Micronas Gmbh | Vorrichtung und Verfahren zum Entscheiden eines Symbols beim Empfang eines mit einem Quadratursignalpaar gekoppelten Signals zur QAM-Frequenzregelung und/oder Rotationsregelung |
| US9222850B2 (en) * | 2013-03-14 | 2015-12-29 | Axonoptics, Llc | Integrated optics reflectometer |
| US9557243B2 (en) | 2012-03-14 | 2017-01-31 | Axonoptics Llc | Integrated optics reflectometer |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2581277A1 (fr) * | 1985-04-30 | 1986-10-31 | Labo Electronique Physique | Circuit de recuperation de l'onde porteuse de systemes de transmissions numeriques |
| DE3766614D1 (de) * | 1987-03-10 | 1991-01-17 | Ant Nachrichtentech | Verfahren zum gewinnen eines phasendifferenzsignals. |
| DE3783037D1 (de) * | 1987-08-26 | 1993-01-21 | Itt Ind Gmbh Deutsche | Digitaler demodulator. |
| SE462942B (sv) * | 1989-01-26 | 1990-09-17 | Ericsson Telefon Ab L M | Saett och anordning foer snabb frekvensstyrning av en koherent radiomottagare |
| US5093847A (en) * | 1990-12-21 | 1992-03-03 | Silicon Systems, Inc. | Adaptive phase lock loop |
| EP0692896A1 (fr) * | 1994-07-12 | 1996-01-17 | Laboratoires D'electronique Philips S.A.S. | Recupération de porteuse pour signaux MAQ |
| JP2751840B2 (ja) * | 1994-09-12 | 1998-05-18 | 日本電気株式会社 | 信号検出装置 |
| KR0155900B1 (ko) * | 1995-10-18 | 1998-11-16 | 김광호 | 위상에러검출방법 및 위상 트래킹 루프회로 |
| JPH09214578A (ja) * | 1996-01-30 | 1997-08-15 | Fujitsu Ltd | 搬送波再生回路 |
| JP3147147B2 (ja) * | 1996-11-22 | 2001-03-19 | 日本電気株式会社 | 搬送波再生回路、周波数誤差検出方法および多値直交振幅復調装置 |
-
1997
- 1997-07-31 EP EP97113212A patent/EP0895386B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1997-07-31 DE DE59709234T patent/DE59709234D1/de not_active Expired - Lifetime
-
1998
- 1998-07-07 TW TW087110988A patent/TW390079B/zh not_active IP Right Cessation
- 1998-07-13 US US09/126,889 patent/US6215830B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-07-30 CN CN98116677A patent/CN1210398A/zh active Pending
- 1998-07-30 JP JP21624398A patent/JP4068228B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1998-07-31 KR KR1019980031004A patent/KR100572523B1/ko not_active IP Right Cessation
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6891908B2 (en) | 2000-04-19 | 2005-05-10 | Nec Corporation | Portable radio system and portable radio equipment to be used in the same and frequency error prediction method used therefor |
| WO2004004270A1 (ja) * | 2002-06-26 | 2004-01-08 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | 受信装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE59709234D1 (de) | 2003-03-06 |
| TW390079B (en) | 2000-05-11 |
| US6215830B1 (en) | 2001-04-10 |
| KR19990014319A (ko) | 1999-02-25 |
| KR100572523B1 (ko) | 2006-10-11 |
| JP4068228B2 (ja) | 2008-03-26 |
| EP0895386B1 (de) | 2003-01-29 |
| EP0895386A1 (de) | 1999-02-03 |
| CN1210398A (zh) | 1999-03-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP4068228B2 (ja) | デジタル送信信号の受信機のための搬送波制御ループ | |
| JP2769469B2 (ja) | 信号処理システム | |
| US5550506A (en) | DQPSK demodulator capable of improving a symbol error rate without decreasing a transmission rate | |
| KR20010052347A (ko) | 결정 지시 위상 검출기 | |
| US6111921A (en) | Estimator of error rate | |
| EP1516469B1 (en) | Method and apparatus for phase-domain semi-coherent demodulation | |
| US6477215B1 (en) | Sampling control loop for a receiver for digitally transmitted signals | |
| JP3659800B2 (ja) | 位相誤差検出装置 | |
| US5504453A (en) | Method and device for estimating phase error | |
| US7738599B2 (en) | Method and circuit for generating an auxiliary symbol for adjusting a QAM demodulator | |
| JP4315549B2 (ja) | 信号キャリア回復処理方法 | |
| US6727772B2 (en) | Method and system for synchronizing a quadrature amplitude modulation demodulator | |
| KR101129300B1 (ko) | 회로 동기화 방법 및 회로 | |
| JP2002290487A (ja) | 多値ｑａｍ復調方法および装置 | |
| JP3204239B2 (ja) | 復調器 | |
| JP3394788B2 (ja) | 周波数弁別器 | |
| EP0599300A1 (en) | Frequency error detecting device capable of correctly detecting a frequency error between a carrier frequency and a standard frequency | |
| JP4438204B2 (ja) | ディジタル復調装置 | |
| US5953385A (en) | Method and device for detecting the error on the frequency of a carrier | |
| JP4595211B2 (ja) | ディジタル復調装置 | |
| Sorokhtin et al. | An algorithm of adaptive automatic phase control and decoding of phase-shift-keyed signals on the basis of the analysis of the phase trajectory | |
| JP2002247126A (ja) | ディジタル復調装置 | |
| JPH09200284A (ja) | 位相比較方法及び直交振幅変調信号復調装置 | |
| JP2003046588A (ja) | 多値ｑａｍ復調方法および装置 | |
| JPS613552A (ja) | 搬送波再生方式 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050519 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20070228 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20070306 |
|
| A601 | Written request for extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601 Effective date: 20070531 |
|
| A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20070605 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20070906 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20071211 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20080110 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110118 Year of fee payment: 3 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120118 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130118 Year of fee payment: 5 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313113 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |