JP4166342B2

JP4166342B2 - デジタル送信信号の受信機のためのサンプリング制御ループ

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Publication number: JP4166342B2
Application number: JP27268698A
Authority: JP
Inventors: ミオドラーク・テメリナック
Original assignee: TDK Micronas GmbH
Current assignee: TDK Micronas GmbH
Priority date: 1997-09-26
Filing date: 1998-09-28
Publication date: 2008-10-15
Anticipated expiration: 2018-09-28
Also published as: EP0912010A1; JPH11163955A; DE59712990D1; US6477215B1; CN1213903A; TW413991B; KR19990030056A; KR100586279B1; EP0912010B1

Description

【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、直交位相信号変調によりシンボルとして送信されるデジタル送信信号の受信機のためのサンプリング制御ループに関する。
【０００２】
【従来の技術】
このような送信方法の例は次の略称、即ちＦＳＫ（周波数シフトキーイング）、ＰＳＫ（位相シフトキーイング）、ＢＰＳＫ（２進位相シフトキーイング）、ＱＰＳＫ（４位相シフトキーイング）、ＱＡＭ（直交位相振幅変調）で知られている。これらの方法のための受信機回路は技術上知られており、通常構造上類似している。重要な構成要素はアナログまたはデジタルサンプリング制御ループであり、これはデジタル送信信号の情報が正しい瞬間にサンプルされることを確実にする。これらの信号の最適なサンプリングは送信されたデータ流のシンボルと時間的に密接に接続され、受信機端での処理がアナログであるかデジタルであるかに依存しない。処理がデジタルであるならば、勿論、デジタル化速度は少なくとも送信されたシンボルのデータ速度程の速度でなければならない。通常、デジタル化速度はこの値を少なくとも１桁（１０倍）大きく、デジタル化速度は自由走行であるかシンボル速度に固定されている。
【０００３】
文献（Floyd M. Gardnerの“A BPSK/QPSK Timing Error Detector for Sampled Receivers ”、IEEE Transactions on Communications 、Vol. COM-34 、No.5、1986年５月、 423〜429 頁）では、タイミングエラーがそれぞれのシンボルから決定されることができる態様を詳細に説明している。これらのタイミングエラーを無くすため、サンプリング制御ループが使用されるが、このことは詳細に説明されていない。この制御ループはタイミングエラー検出器とタイミングエラー補正装置とを含んでおり、その出力はサンプリング段へフィードバックされる。
【０００４】
WO 96/11526 号明細書はデジタル送信信号を受信する回路のためのサンプリング制御ループを開示しており、ここではデジタル化は２つのアナログデジタル変換器により直交復調器の後で行われる。制御ループはデジタル化クロックの周波数と位相を変化させ、それによってシンボルのサンプリングの瞬間が最適に調節される。
【０００５】
WO 96/17459 号明細書はデジタル送信信号を受信する回路のサンプリング制御ループを開示しており、ここではデジタル化は直交復調の前に行われる。デジタル化速度は受信されたシンボルの速度および位相に影響されない。この実施形態では、それぞれのシンボルの最適なサンプリングの瞬間はデジタル補間回路（ “デジタルリサンプラ”）により形成される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
シンボルによるデジタルコード化および送信に関する既知の利点は、シンボルが確実に受信機端で認識される限り、送信路および受信機が信号内容に対して付加的な干渉または雑音を起こさないことである。個々のシンボルの認識能力は重畳された干渉および雑音信号により悪化され、これはベクトル図の本来の厳密なシンボル位置を区域的な位相および振幅範囲へぼかす。さらに、個々のシンボルのサンプリングの瞬間が公称値と異なるならば、信頼性のあるシンボル認識は好ましくない受信状況では確保されない。
【０００７】
デジタル送信信号の受信または評価に関する前述の欠点は、従来の受信回路で受信する価値のない動作状態に関係している。この従来技術の問題に基づいて、本発明の目的は、干渉に対して受信回路の感度を低下させることができる制御ループを開発することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
この目的は、利用可能な信号からタイミングエラー検出器で測定されたそれぞれのタイミングエラーの信頼度値を決定する評価装置へ受信回路のサンプリング制御ループを結合し、決定された信頼度値にしたがってサンプリング制御ループに作用することによって達成される。
【０００９】
本発明は、著しく妨害された信号が存在する場合に、サンプリング制御ループの追跡が時折不正確に決定されたタイミングエラー値により既にかなり乱されており、それによって最終的に不正確に認識されたシンボル数を増加するという認識に基づいている。著しく妨害された信号が存在する場合、サンプリング制御ループは過度に敏感に応答し、誤った方向で応答することもあり得る。信頼度値の導入により、サンプリング制御ループはそれぞれの信号状態にしたがって適応して制御されることができる。これを実現するため、小さい信頼度値で、サンプリング制御ループは全体のまたは所定の周波数成分に対する感度が少なくされ、またはその制御定数が適切な方法で適合される。このようにして、不正確に決定されたタイミングエラー値は抑圧されず、時間平均で、その影響が減少される。
【００１０】
特に減衰またはブランキングによる非線形処理が効果的であり、ここでは恐らく不正確に決定されたタイミングエラー値は非常に僅かにしかサンプリング制御ループに影響しないか、全く影響しない。これは個別ベースでタイミングエラー値を処理することを含んでおり、その処理はそれぞれの信頼度値に基づいている。この個々の減衰、加重またはブランキングは、単一またはバースト状で生じる妨害が制御下の状況に干渉しないという利点を有する。正常な受信状況下で、サンプリング制御ループの制御勾配も制御速度もこれらの測定により変更されない。
【００１１】
信頼度値を決定するために、干渉により生じる特性信号の変化が評価される。前述したように、ベクトル図でのシンボルの位置は位相方向と振幅方向との両者で広がる。測定された位相および振幅エラー値はそれぞれの信頼度の尺度を表すことができる。エラー値が小さい程、信頼度は大きくなり、タイミングエラー値が不正確に決定される確率は小さくなる。同様に、信頼度は直交信号成分と、公称値からの偏差値から決定されることができる。品質の低い信号が存在する受信状況を改良するには、例えば測定されたエラー値のしきい値を予め設定することによって、信頼度値を比較的大ざっぱに決定することができる。
【００１２】
勿論、非常に複雑な回路により、または例えば復調された信号および復調されていない信号の干渉依存変化を評価する等の別の方法で信頼度値を形成することも可能である。フィルタ回路により、変調とはほぼ無関係な周波数範囲に決定を限定することができる。信頼度値は幾つかの形態または別の形態で変換または変形された信号からも決定されることができる。これは例えば受信回路の直交変調信号を極座標の信号に変換するレゾルバにより行われることができ、その後大きさおよび位相にしたがって別々に評価される。それぞれのエラー値により、信頼度値はまた加重係数として決定されることもできる。加重は関連するしきい値により個々のステップに分割されてもよい。限定のあるケースでは、信頼度範囲は１つのしきい値またはしきい値ウィンドウによって決定される。これはデジタルのイエス／ノー信頼度値に対応する。
【００１３】
個々のシンボルまたは、それらの関連する同位相成分および直角位相成分（以後、“Ｉ”成分、“Ｑ”成分と呼ぶ）の送信が通常のようにナイキスト基準にしたがって行われるならば、信頼度値の決定は特に簡単になる。送信される各シンボルまたはビットにはそれぞれのシンボルサンプリングの瞬間において正または負の信号値を有する伝達関数が割当てられ、全ての他の整数の倍数のシンボル期間では信号値“ゼロ”が割当てられる。中間時間範囲の信号状態はゼロとは異なっているが、包絡線はいくつかのシンボル期間のインターバルでできる限り急速にゼロに向かう。この状態により、目的とするシンボルサンプリングの瞬間においてサンプリングが正確に行われるならば、シンボル間の干渉は阻止される。タイミングエラー検出器により、現在のシンボルサンプリングの瞬間と最適なシンボルサンプリングの瞬間との時間差が決定される。
【００１４】
信頼度値を決定するためのナイキスト基準の使用は伝達関数の時間的特性に基づいている。これらのタイミングエラー値のみがそれぞれの直交信号成分ＩまたはＱの符号の変化に関連するサンプリング制御ループで許容される。タイミングエラー値は符号の変化におけるサンプル値の時間依存信号変化からのみ慎重に決定される。真の符号の変化ではなく妨害された信号によってのみ生じる信号差に基づいた明白なタイミングエラー値はしたがって抑制される。サンプルされた直交信号成分ＩまたはＱの符号変化を決定するための簡単な回路は排他的ＯＲゲートにより構成され、その第１、第２の入力は符号ビットを直接与えられ、それぞれ１シンボル期間の遅延を有する。
【００１５】
信頼度値の形成におけるさらに別の改良は、直交信号成分または認識されたシンボル成分または受信回路のその他の信号を含んでいる信号シーケンスを記憶装置に記憶することによって実現される。範囲が追跡ウィンドウインターバルにより限定される記憶されたアナログまたはデジタル信号シーケンスが主要な信号範囲をカバーしているので、信頼度値を決定するためにより入念な解析が実行されることができる。
【００１６】
追跡ウィンドウインターバルが少なくとも４つの連続的なシンボルまたは関連する実数のサンプル値の時間範囲にわたるならば、非常に効果的な信頼度値が簡単な論理動作により決定されることができる。論理動作は、タイミングエラー値が記憶された信号シーケンスの符号変化に一時的に関連されていさえすれば、信頼度値が十分に考慮されることを示している。デジタル化されたサンプルの場合、符号ビットだけを符号変化を検出するためにチェックすればよい。符号変化の評価により、サンプリング制御ループの動作においてある種の改良が既に観察されている。
【００１７】
信頼度値の付加的な基準は基準信号振幅の決定に関する。基準信号振幅は符号変化範囲における信号値の基準量として機能する。それぞれのタイミングエラー値は基準信号振幅と比較した信号値の時間依存変化から決定されることができ、最も簡単な場合には簡単な線形関係を使用して近似的に決定される。しかしながら、このようにして決定されたタイミングエラー値は、記憶された信号シーケンスが基準信号振幅を決定するように作用する少なくとも２つのサンプリングの瞬間で論理的に安定であるだけで、信頼性があると考えられる。仮定された線形の近似値によれば、基準信号振幅のサンプル値が符号変化の前であるか、後であるかは無関係である。これはそれぞれのサンプル値の選択および数学的組合わせに影響を与えるだけである。
【００１８】
信頼度値が１ビットを有するデジタル信号に対応するならば、タイミングエラー値のサンプリング制御ループへの転送は信頼度値、例えばゲート回路により制御される論理的遮断装置により阻止される。記憶された信号シーケンスからの信頼度値の構成はアナログサンプリング制御ループと容易に結合されることができる。
【００１９】
適切な手段を採用することにより、サンプリング補間装置のタイミングエラー補正値は正と負の方向で、サンプリング期間の半分に限定される。タイミングエラー補正値がこの制限を越えたならば、タイミングエラー補正は隣接するより近いサンプル値に関連され、タイミングエラー補正値の符号は変化する。全てデジタル構造では、サンプリングの周期はデジタル化により決定された実数のサンプル値に関連する。２つの補間されたサンプル値が実数のサンプリング期間で生じ計算されたタイミングエラー補正値と実数のサンプル値との間の特別な関連に衝突が生じないように、デジタル化により決定された実数のサンプル値数は補間されたサンプル値の数よりも大きいように便宜的に選択される。この場合、実数のサンプル値はタイミング補正値がサンプル期間の半分よりも大きくなるときにはいつでもスキップされる。モジュロ関数のように、タイミングエラー補正値は負の値に変化し、これはその後、再び正の限定値に連続的に近付く。これは計算されたタイミングエラー補正値と実数のサンプル値との間に特有の関係を設定する。デジタル化速度と補間速度との差は送信機および受信機端のシンボルおよびクロック周波数における全ての最悪のケースの許容誤差よりも大きくなければならない。
【００２０】
【発明の実施の形態】
本発明およびさらに別の有効な特徴を添付図面を参照にしてさらに詳細に説明する。
本発明の１実施形態として、図１はデジタル送信信号ｓを受信するため回路２中に含まれているサンプリング制御ループ１を示している。タイミングエラー検出器３は受信回路の信号、特に直交信号成分Ｉ、Ｑからタイミングエラー値ｔｄを形成し、そこからフィルタによってタイミングエラー補正値ｔｋを導出し、このタイミングエラー補正値ｔｋは受信回路２の信号路に挿入されているサンプリング補間装置４を制御する。サンプリング補間装置は、直交変調入力信号ｓｒをベースバンドまたは低周波数へ変換する直交復調器５から１対の直交信号成分ｓｉ１、ｓｑ１を与えられる。図１の受信回路２の実施形態では、直交復調器５へ与えられる信号ｓｒは、内部または外部システムクロック発生器７により与えられるシステムクロックｃｌにしたがって、先行する信号ソース６でデジタル化されたデジタル信号である。ソース６はアンテナを経てデジタル変調信号ｓを受信するチューナであってもよいが、メモリ装置またはケーブルステーションまたは任意のその他の装置であってもよく、この場合適切に適合される。図１の受信回路２のデジタル構造では、サンプリング補間装置４の直交混合および補間の両者がシステムクロックｃｌにより制御される。デジタル直交混合では、局部発振器８はデジタル値が余弦波信号ｃｏｓと正弦波信号ｓｉｎに対応するデジタル信号を直交復調器５に供給する。
【００２１】
サンプリング補間装置４は直交信号成分ｓｉ２、ｓｑ２の補間された対を提供し、直交信号成分ｓｉ２、ｓｑ２はナイキスト受信機フィルタ９に供給される。このフィルタ９は送信機端（図示せず）にあるナイキストフィルタと共同して動作し、図４に示されるような前述の伝達関数を決定する。ナイキスト受信機フィルタ９には通常、デシメーション段9.1 が後続し、ここで処理速度はできる限り減少され、理想的にはシンボル速度まで減少される。ナイキスト受信機フィルタ９またはその後のデシメーション段9.1 の出力はしたがって１対の直交信号成分Ｉ、Ｑであり、これはシンボル決定段10と、タイミングエラー検出器３と、評価装置11へ供給され、評価装置11はこれらの直交信号成分および／またはさらに別の信号から信頼度値ｖを判断して決定する。
【００２２】
図１の実施形態では、直交信号成分Ｉ、Ｑはレゾルバ12へも与えられ、レゾルバ12は極座標ｂによりこれらを１対の信号成分ｓｂ、ｓｐへ変換し、これらの信号ｓｂとｓｐのうちの少なくとも一方を評価装置11へ与える。信頼度値ｖを形成するためのこれらの信号Ｉ、Ｑ、ｓｂ、ｓｐの評価中、それぞれの公称値からの許容可能な偏差は単にスイッチングしきい値ｋ１乃至ｋ７を予め設定することにより決定されることができるので、その正負の符号および大きさは重要である。
【００２３】
シンボル決定段10からのシンボル成分、即ち出力信号Ｑｓ、Ｉｓが評価装置11で使用されるならば、信頼度値ｖの決定はさらに簡単である。これらの信号はそれぞれの直交信号成分Ｉ、Ｑの符号のみを含んでいる。ＱＰＳＫ変調の場合、各対のシンボル成分Ｉｓ、Ｑｓは４つの異なったシンボルのうちの１つを限定する。個々のシンボルを出力データ流ｄａｔに分離し、それによって出力段13で本来のデジタル信号ｓの再構成が行われる。シンボル成分Ｉｓ、Ｑｓは実際に最適のシンボルサンプリングの瞬間ｔｓ０等へ割当てられる。
【００２４】
シンボル成分Ｉｓ、Ｑｓは記憶された符号のシーケンスだけによって評価装置11で評価される。大きさによる評価はその他の信号の場合のように必要ではない。勿論、信頼度値ｖはまたこれらの全ての方法の組合わせにより形成されてもよく、各評価方法は少なくとも１つの十分な信頼度値ｖを決定する。信頼度値のうちの１つが十分でないならば、測定されたタイミングエラー値ｔｄは疑わしく、サンプリング制御ループ１へ供給されるべきではない。
【００２５】
完全に説明すると、直交復調器５の正確な搬送波周波数のためのフィードバック路も受信回路２において指示される。受信回路２は直交信号成分Ｉ、Ｑまたはレゾルバ12からの出力信号ｓｂ、ｓｐのいずれかを供給される搬送波制御段14を含んでいる。搬送波制御段14からの発振器制御信号ｏｋは局部発振器８、この実施形態ではデジタル発振器の周波数を制御し、この発振器８の出力信号ｃｏｓ、ｓｉｎが記憶された表によって形成される。
【００２６】
図２は例示により、符号の変化の範囲内にある同位相信号成分Ｉまたは直角位相信号成分Ｑの波形を示している。関連するデジタルサンプル値は破線と小さい円により示されているが、これはまた受信回路２の他のサンプル値ｓｒであってもよい。雑音および分布効果により、直交信号成分Ｉ、Ｑは正または負の公称値から偏位する。信頼度値を限定する信頼性のある信号範囲はそれぞれしきい値ｋ１、ｋ２と、ｋ３、ｋ４により限定される。小さい直交信号成分Ｉ、Ｑは特に臨界的であり、それによって内側のしきい値ｋ２、ｋ３は非常に重要であり、外側のしきい値ｋ１、ｋ４は省略されることさえもできる。直交信号成分Ｉ、Ｑがレゾルバ12により極座標ｂに変換されるとき、それぞれの信号値は絶対値ｓｂと位相値ｓｐとして表される。雑音および干渉成分が大きい程、所望の絶対値ｂ_sollと所望の位相値_sollからの偏差は大きくなる。しきい値ｋ６、ｋ７、ｋ５を予め設定することによって、簡単な方法によって信頼度範囲を信頼性のない範囲から分離されることができ、信頼度値ｖを決定することができる。
【００２７】
イエス／ノーの決定を制御する図２、３のしきい値は勿論、さらに別のしきい値で補充されてもよく、それによって異なった信頼度レベルが利用可能であり、それぞれの信頼度値ｖは加重を許容する。
【００２８】
図４は３つの連続するシンボルＳ２、Ｓ３、Ｓ４の直交信号成分Ｉ、Ｑのうちの１つに対する論理伝達関数ｈ（ｔ）を示している。第１の伝達関数ｈ２はシンボルＳ２に属し、これはシンボルサンプリングの瞬間ｔｓ２における論理０状態を表している。シンボルＳ３の伝達関数ｈ３はシンボルサンプリングの瞬間ｔｓ３で論理１状態を示している。シンボルサンプリングの瞬間ｔｓ４で、第４のシンボルＳ４の伝達関数ｈ４も論理１状態を示している。個々の伝達関数ｈ２乃至ｈ４はナイキスト基準を満足し、これはそれぞれのシンボルサンプリングの瞬間ｔｓ１乃至ｔｓ６において標準化された信号値＋１および−１を許容し、ただ１つの伝達関数ｈ（ｔ）に対してそれぞれ論理１状態および０状態に割当てられる。全ての他の伝達関数ｈ（ｔ）はシンボルサンプリングの瞬間に信号値０を通過する。シンボルサンプリングの瞬間ｔｓ１とｔｓ６の間で、全ての伝達関数ｈ（ｔ）は信号に貢献するが、この貢献値は関連するシンボルサンプリングの瞬間への距離が増加するにしたがって減少する。
【００２９】
図４から、それぞれのシンボル上の情報がシンボルサンプリングの瞬間でのみ、近傍のシンボルからの干渉なく評価されることができる。現在のシンボルサンプリングの瞬間が近傍の最適のサンプリングの瞬間から離れる程、シンボル間干渉は大きくなる。“現在のシンボルサンプリングの瞬間”により、実際のサンプリングと補間されたサンプリングとの両者が理解されることに留意すべきである。補間されたサンプリングの場合、サンプル値は隣接する実際のサンプル値ｓｉ１、ｓｑ１から計算される量として存在するだけである。
【００３０】
Ｉ成分および／またはＱ成分からタイミングエラー値ｔｄを決定するため、図４で示されている伝達関数ｈ（ｔ）は計算が容易である近似関数に置換される。近似関数は伝達関数ｈ３に対応し、これは例えばシンボルサンプリングの瞬間ｔｓ２とｔｓ４の間で値＋１まで線形に上昇し、その後線形に下降する関数ｈ３' である。この時間範囲外で、伝達関数ｈ３' はシンボルサンプリングの瞬間間のあらゆるところで値０を有する。論理０状態が送信される場合、負に向かう近似関数、即ち伝達関数ｈ２と比較して伝達関数ｈ２' が使用される。シンボルサンプリング値ｔｓ１乃至ｔｓ３外では、近似関数ｈ２' も値０を有する。シンボルサンプリング点ｔｓ２で、標準化された信号レベル−１に到達する。
【００３１】
個々の直交信号成分Ｉ、Ｑがこのような近似関数からなるならば、タイミングエラー値ｔｄの計算はより簡単になる。これは図５、６の例により示されている。これらの図面は、負の信号レベル−ａｍから正の信号レベル＋ａｍへの転移における直交信号成分Ｉ、Ｑのうちの一方の近似変化を示しており、−ａｍと＋ａｍは論理０状態と１状態にそれぞれ対応する。シンボルＳ０〜Ｓ３の最適な信号状態はサンプリングの瞬間ｔｓ０〜ｔｓ３においてサンプルされるべきである。現在のサンプリングが最適のシンボルサンプリングの瞬間に一致せず、現在のシンボルサンプリングの瞬間が状態の変化範囲内に入るならば、測定された信号振幅ａ０〜ａ３は最大値ａｍと異なっている。現在のシンボルサンプリングの瞬間は図５ではｔｒ０、ｔｒ１、ｔｒ２で示されている。図５に類似の図６では、サンプリングの瞬間の指標は図面を明白にするために省略されている。
【００３２】
図５では、時間軸ｔは右を指している。現在または実数のシンボルサンプリングの瞬間ｔｒ０〜ｔｒ２は最適のシンボルサンプリングの瞬間ｔｓ０〜ｔｓ３に関して右方向、即ちより大きい時間値の方向へシフトされている。それ故タイミングエラー値ｔｄは正である。信号状態が２つのシンボルサンプリングの瞬間ｔｓ２、ｔｓ３間で変化しないならば、瞬間ａ２間でサンプルされた信号振幅も変化しない。このような信号振幅ａ２はそれ故公称上の振幅＋ａｍまたは−ａｍの基準値の役目を行う。伝達関数ｈ（ｔ）の区分された線形により、タイミングエラー値ｔｄは基準信号振幅ａ２および既知のシンボル期間Ｔｓと比較して、測定された信号振幅ａ１から決定されることができる。以下の線形関係式が成立つ。
【００３３】
ａ１＝ａ２−２×ａ２×ｔｄ／Ｔｓ＝ａｍ×（−１＋２×ｔｄ／Ｔｓ）（１）
両信号振幅が符号の１変化に割当てられるので、２つの等しい信号振幅ａ０とａ１の比較はタイミングエラー値ｔｄについての情報を与えない。したがって信号振幅ａ２とａ１の比較からタイミングエラー値ｔｄを決定することだけが信頼性を有する。しかしながら、これらはシンボルＳ１、Ｓ２、Ｓ３の状態とリンクされており、シンボルＳ０の状態は重要ではない。
【００３４】
図６は比較可能な信号変化を示しているが、ここでは関連するタイミングエラー値ｔｄは負である。現在のサンプリングの瞬間ｔｒ０からｔｒ３の負の方向のシフトのために、最大の信号振幅＋ａｍについての説明は、信号振幅ａ１が最適のシンボルサンプリングの瞬間ｔｓ０とｔｓ１との間、したがって実数のサンプリングの瞬間ｔｒ０とｔｒ１との間で論理的に安定である場合のみ可能である。結果として、信号振幅が基準値として使用するのに適切であるか否かをチェックするとき、符号の変化は信号振幅ａ０とａ１の間で生じてはならず、大きさの差は無視される。タイミングエラー値ｔｄはその後、次式により測定された信号振幅ａ１、ａ２とシンボルサンプリング期間Ｔｓから計算されることができる。
【００３５】
ａ２＝−ａ１＋２×ａ１×ｔｄ／Ｔｓ＝ａｍ×（−１＋２×ｔｄ／Ｔｓ）（２）図６から、負のタイミングエラー値ｔｄに対して、シンボルサンプリングの瞬間ｔｓ０、ｔｓ１、ｔｓ２における信号波形が記憶され評価されなければならず、シンボルサンプリングの瞬間ｔｓ３の状態は任意であることが明白である。それ故、メモリ回路に４つの隣接するシンボル成分Ｉｓおよび／またはＱｓを記憶し、タイミングエラー値の符号に応じて、最初の３つの記憶された状態または最後の３つの記憶された状態を評価に使用することが適切である。記憶された信号シーケンスが決定されたタイミングエラー値に一致したならば、測定は信頼性があり、全ての他の場合では、信頼性がない。この場合の信頼度値ｖは簡単なイエス／ノー信号である。
【００３６】
２つの式（１）、（２）は容易にｔｄを得るために解くことができる。対応する計算はオンチップ計算回路またはサブプログラムにより容易に行われることができる。２つの計算と、４つの記憶された状態による論理チェックが平行して行われなければならないことが多少厄介である。しかしながら、測定された信号振幅ａ２の符号関数の符号（ａ２）を使用して、２つの異なった式が１つの式（３）へ変換されることができる。
【００３７】

ｔｄに関して式（５）を解くと、タイミングエラー値ｔｄの正しい結果が得られる。
【００３８】
式（１）、（２）の右側はそれぞれ係数“ａｍ”を含んでおり、同一であることに留意すべきであり、係数“ａｍ”は基準信号振幅の符号のない値に対応する。この符号のない値“ａｍ”が符号の変化前または変化後のいずれかでサンプルされたかは結果的なタイミングエラー値ｔｄの計算には重要ではない。必要ならば、２つの測定された信号振幅ａ１、ａ２からタイミングエラー値ｔｄを決定する式が適合されなければならない。ともかく、関連するシンボル成分Ｉｓ、Ｑｓは図７、８で示されているようにそれぞれの基準信号振幅ａ０、ａ１、ａ２、ａ３の決定範囲で論理的に安定であることが確実にされなければならない。
【００３９】
図７は有効な信頼度値ｖの４つの状態を概略して示しており、これらは簡単な方法で式（３）で結合可能である。シンボルサンプリングの瞬間ｔｓ０〜ｔｓ３または関連するサンプリングの瞬間ｔｒ０〜ｔｒ３において、それぞれのシンボル成分ＩｓまたはＱｓの論理０および１状態が示されている。シンボル“Ｘ”は関連する論理状態が重要ではなく、即ちこれは論理評価に関与しないことを意味している。
【００４０】
評価回路は最初に隣接する信号振幅ａ１とａ２が異なる符号であるように設定し、予備タイミングエラー値を信号差から決定する。この値が信頼性があるか否かは仮定された基準信号振幅、即ち２つの値の大きい方が実際にこのような振幅であるか否かに依存する。これは符号を隣接する現在のサンプル値ａ０またはａ３と比較することによってのみ決定されることができる。シンボル成分Ｉｓ、Ｑｓの論理状態がその後この範囲で確実に安定ではないので符号の変化はこの決定期間中には生じてはならない。
【００４１】
図７、８の概略図では、２つのサンプル値ａ１、ａ２のうちどちらが時間依存型で、どちらが基準信号振幅であるかを曲線の矢印により示している。矢印の先端は基準信号振幅、即ちより大きな値を指しており、矢印の後部はタイミングエラー値ｔｄに依存する信号振幅を指向している。
【００４２】
図８の例では、符号の変化がサンプル値ａ１とａ２の間で生じている。しかしながら、各２つのサンプル値ａ１、ａ２はシンボル成分Ｉｓ、Ｑｓの状態の変化に割当てられているので、これらの２つのサンプル値は基準振幅として使用するのに適していない可能性がある。これは図８の例では信号波形（即ち鎖線）とシンボル成分（０）または（１）が括弧付きで示されている。それにもかかわらず、有効なタイミングエラー値ｔｄは近傍の論理的に安定なサンプル値が基準信号振幅として利用可能であるならば決定されることができる。これは図８で示されている４つの異なったシンボルシーケンスの場合である。基準信号振幅として、サンプル値ａ０またはａ３が選択され、これは論理的に安定な状態間に位置され、それによってこれはタイミングエラー値ｔｄに依存しない。図８で与えられている４つの例では、曲線の矢印の先端はそれぞれの基準信号振幅ａ０またはａ３を示している。
【００４３】
１６の可能な組合わせが４つの記憶可能なシンボル状態Ｉｓ、Ｑｓに対応している。これらの４つは図７で示されているように信頼性があると考えられる。図８の組合わせに付加的なものを含めると、図７で与えられている組合わせと重複しても、可能な組合わせの数を増加する。
【００４４】
図９は、評価装置11と接続されたタイミングエラー検出器３の一部として式（３）にしたがった計算回路20の１実施形態のブロック図を示している。評価回路11は検出されたシンボル成分Ｉｓ、Ｑｓを受信する。計算回路20は信号振幅ａ０〜ａ３として対応する直交信号成分Ｉ、Ｑを受信する。計算回路20の入力段はシンボル遅延段21であり、これは最も新しい信号振幅ａ３を受信する。その出力は信号振幅ａ２であり、これは第２のシンボル遅延装置22と加算器23の第１の入力に与えられる。遅延装置22の出力は信号振幅ａ１を与え、これは加算器23の第２の入力へ与えられる。符号信号の符号（ａ２）はシンボル遅延段21の出力から結合され、乗算器24の第１の入力に供給され、その第２の入力は加算器23の出力が与えられる。乗算器24はスケール係数Ｔｓ／（２×ａｍ）により式（５）にしたがってタイミングエラー値ｔｄを出力する。計算回路20が２重化されているならば、タイミングエラー値は直交信号成分Ｉ、Ｑの両者から計算されることができる。したがって、信頼度値ｖはまた２つのシンボル成分Ｉｓ、Ｑｓから形成されなければならない。この方法により、有効なタイミングエラー値ｔｄの数はほぼ二倍にされ、それによってサンプリング制御ループ１の制御はより円滑になる。
【００４５】
最も簡単な場合には、評価装置11は、シンボルＳ０〜Ｓ３に対応する４つの連続的なシンボル成分Ｉｓ、Ｑｓを同時に利用可能にする記憶装置30を具備している。この記憶装置は３つの直列接続されたシンボル遅延装置31、32、33により構成される。記憶装置30の４つのタップは論理段34に接続され、この論理段34はタイミングエラー値ｔｄの符号を使用して、図７にしたがって論理チェックを行う。論理段34の出力は信頼度値ｖであり、これは遮断装置35、示されている例では、タイミングエラー値ｔｄと信頼度値ｖのＡＮＤゲートを制御する。乗算器36は遮断装置35の出力を数値ｐで乗算し、この数値ｐはループ利得係数として予め設定されているか、または制御装置（図示せず）により調節されることができる。この乗算器36の出力は、タイミングエラー値ｔｄに対する制御ループの積分装置として機能するアキュムレータ37へ与えられる。アキュムレータ37の出力はタイミングエラー補正値ｔｋを与え、これは制御値としてサンプリング補間装置４へ与えられる。アキュムレータ37のオーバーフロー信号ｏｖは、オーバーフローがアキュムレータ37で生じたときサンプリング補間装置４に実数のサンプル値ｓｉ１、ｓｑ１のうちの１つをスキップさせる。このスキップは図１０に示されている。
【００４６】
図１０は直交復調器５の後の実数のサンプル値ｓｉ１、ｓｑ１を概略したタイミング図で示している。サンプリング補間装置４の出力における対応する補間されたサンプル値ｓｉ２、ｓｑ２は実数のサンプル値の下に示されている。実数のサンプリングの瞬間と補間の瞬間は相互にスライドする。それぞれのタイミングエラー補正値ｔｋは、実際のサンプル値から補間されたサンプル値までの時間差を示す矢印により示されている。２つのタイミングエラー補正値ｔｋが実数のサンプリング周期Ｔｒ中に得られるとき、補間に対する第１の衝突が生じる。これはサンプリング補間装置４に与えられ通常はデジタル化速度から生じるデータ速度が補間速度よりも大きいことを確実にすることによって阻止されることができる。補間されたサンプル値ｓｉ２、ｓｑ２が２つの異なったタイミングエラー補正値ｔｋとｔｋ' に対して割当てられるならば、第２の衝突が生じる。示されている例では、これは瞬間ｔａで生じ、このときタイミングエラー補正値ｔｋはほぼサンプリング周期Ｔｒの値の半分に等しい。最も遅くてもこのサンプリングの瞬間ｔａから、タイミングエラー補正値ｔｋはさらに増加することを可能にされるべきではなく、隣接する実数のサンプル値に関連されるべきである。
【００４７】
第２の衝突は２つのタイミングエラー補正値ｔｋ、ｔｋ' と最小の決定を比較することにより阻止されることができる。しかしながら、補間されたサンプル値ｓｉ２、ｓｑ２の数が実数のサンプル値ｓｉ１、ｓｑ１よりも大きいならば、スキップまたは無視する指令がタイミングエラー検出器３のアキュムレータ37からのオーバーフロー信号ｏｖにより実数のサンプル値ｓｉ１、ｓｑ１で開始することができるので、両者の衝突はそれ自体で解決する。アキュムレータ37のオーバーフロー信号ｏｖは図１０の最後のラインで示されている。各アキュムレータ期間Ｔ_akku後、次の実数のサンプル値ｓｃがスキップされる。この方法で、計算されたタイミングエラー補正値ｔｋと実数のサンプル値ｓｉ１、ｓｑ１の間で特定の関係が実現される。
【００４８】
本発明の前述の関数とさらにその発展がモノリシック集積回路で実行できることに留意すべきである。個々の関数装置が回路としてまたはオンチッププロセッサ中のプログラムにより構成されるかは無関係である。説明した本発明で必要とされる計算量は非常に少なく、それによって既存のプロセッサは容易に使用されることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明にしたがったサンプリング制御ループの概略ブロック図。
【図２】直交位相信号成分の波形図。
【図３】振幅−位相の概略図。
【図４】３つの伝達関数のグラフ。
【図５】直交位相信号成分の波形の概略図。
【図６】タイミングエラー値の線形計算図。
【図７】信頼度値の４つの有効な状態の概略図。
【図８】信頼度値の４つの他の有効な状態の概略図。
【図９】タイミングエラー補正信号を形成する回路のブロック図。
【図１０】自由走行デジタル化クロック周波数におけるタイミングエラー補正信号を示す図。

Claims

それぞれのタイミングエラー値を決定するためのタイミングエラー検出器を具備し、現在のシンボルサンプリングの瞬間はナイキスト基準により与えられた最適のシンボルサンプリングの瞬間と異なっているデジタル送信信号を受信する受信回路のためのサンプリング制御ループにおいて、
タイミングエラー検出器がそれに結合して受信回路の信号から信頼度値を決定し、その信頼度値にしたがってサンプリング制御ループを制御する評価装置を具備し、
評価装置は記憶装置に記憶された受信回路の信号シーケンスから信頼度値を決定し、
タイミングエラー値が記憶された信号シーケンスの符号変化に一時的に割当てられた場合のみ、信頼度値はサンプリング制御ループのタイミングエラー値をリリースすることを特徴とするサンプリング制御ループ。
受信回路がレゾルバを具備し、このレゾルバは受信回路の直交変調信号を極座標の信号に変換し、これらの信号のうちの少なくとも１つを評価装置へ供給することを特徴とする請求項１記載のサンプリング制御ループ。
評価装置において、信頼度値は少なくとも１つのしきい値により決定され、それぞれの公称値周辺の基本的な信号範囲は信頼度値を決定するために使用されることを特徴とする請求項１または２記載のサンプリング制御ループ。
記憶された信号シーケンスは追跡ウィンドウインターバルにより限定されることを特徴とする請求項１記載のサンプリング制御ループ。
追跡ウィンドウインターバルは少なくとも４つのシンボルの時間範囲にわたることを特徴とする請求項４記載のサンプリング制御ループ。
記憶された信号シーケンスの信号状態が少なくとも２つのシンボルサンプリングの瞬間の間または、基準信号振幅の選択を行う関連する現在のサンプリングの瞬間の間に符号の変化がないことを示した場合のみ、信頼度値はサンプリング制御ループのタイミングエラー値をリリースすることを特徴とする請求項１記載のサンプリング制御ループ。
タイミングエラー値のサンプリング制御ループへの転送は、信頼度値に基づいて遮断装置により制御されることを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項記載のサンプリング制御ループ。
タイミングエラー値に基づくタイミングエラー補正値は、モジュロ関数に対応し、その範囲は実数のサンプリング期間の半分だけ正および負の方向で限定され、補間されたサンプル値の数と、予め定められた時間間隔における計算されたタイミングエラー補正値の数は実数のサンプル値の数よりも小さく、少なくとも１つの実数のサンプル値はタイミングエラー補正期間の各インターバルにおいてスキップされることを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項記載のサンプリング制御ループ。