KR20060046040A - 수신 신호 주파수 결정 방법 및 주파수 결정 회로 배열 - Google Patents

수신 신호 주파수 결정 방법 및 주파수 결정 회로 배열 Download PDF

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닥터 크리스챤 보크
카르스텐 노에스케
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마이크로나스 게엠베하
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Abstract

본 발명은 직교 변조 방법(QAM)의 복소 위상 공간(I, Q; R, α)에 있는 수신 심볼(P1, P2)의 복조 동안 반송파 주파수 차이를 결정하기 위한 방법 및 회로 배열에 관한 것으로서, 주파수를 결정하기 위해, 수신 심볼은 복소 신호 공간에서 공칭 위치에 있는 심볼(S1, S2)과 비교된다. 심볼의 좌표계와 관련하여 수신된 신호의 좌표계의 회전과는 별개로 결정을 만들기 위해, 2개의 수신된 신호 값(P1, P2) 사이의 각도(<(P1, P2))를 결정하고 그것을 직교 변조 방법의 가능한 공칭 각도와 비교하는 것이 제안된다. 수신된 신호 값의 결정된 각도와 공칭 각도 사이의 각도 편차는 주파수 편차(Δf)의 직접적인 측정으로서 이용될 수 있다.

Description

수신 신호 주파수 결정 방법 및 주파수 결정 회로 배열{METHOD AND CIRCUIT ARRANGEMENT FOR DETERMINING THE FREQUENCY OF A RECEIVED SIGNAL FOR DEMODULATION OF RECEIVED SYMBOLS}
도 1은 디지털화된 신호로부터 심볼을 결정하고, 변조 방법의 적어도 하나의 직교 신호 쌍에 연결되며, 수신 신호의 주파수를 결정하는 디바이스를 구비하는 회로 배열을 도시한 도면,
도 2는 선택된 심볼들 사이의 각도 관계와 함께 복소 평면에서 신호 및 심볼 위치를 나타낸 도면,
도 3은 수신된 신호들 및 심볼들 사이의 각도 차이를 각도의 함수로서 도시한 도면,
도 4는 주파수 결정 방법의 예시적인 시퀀스를 나타낸 순서도,
도 5 및 도 6은 주파수 또는 위상 제어 스위치에 대한 예시적인 회로 배열을 나타낸 도면이다.
도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명
1 : 복조기 2 : 신호원
3 : AD 변환기 5 : 대역 통과 필터
6 : 직교 변환기 7 : 국부 발진기
8 : 반송파 제어 유닛 9 : 저역 필터
10 : 심볼 샘플링 디바이스 11 : 저역 필터
12 : 피드백 이득 제어 유닛 14 : 등화기
15 : 심볼 결정 유닛 16 : 디지털 신호 프로세싱 디바이스
18 : 반경 비교기 19 : 제어기
20 : 시간 에러 결정 디바이스 21 : 샘플링 디바이스 제어기
22 : 각도 에러 결정 디바이스 23 : 클록 발생기
50 : 주파수 조정 유닛 51 : 좌표 변환기
52 : 심볼 결정 유닛 53 : 메모리
54 : 테이블 55 : 비교기
56 : 선택기 스위치
본 발명은 청구항 제 1 항의 전문(preamble)에 있는 특징을 갖는 직교 변조 방법의 복소 위상 공간에서의 수신 심볼 또는 신호 성분의 복조를 위한 주파수를 결정하는 방법, 및 그러한 방법을 구현하기 위한 회로 배열에 관한 것이다.
주파수, 즉, 반송파 주파수의 정확한 결정은 직교 신호 쌍과 결합되는 디지 털 신호 수신을 위한 수신기 또는 수신 회로 배열의 동기화에 중요한 요소이다.
심볼은, 인코딩된 형태로, 한 자리 또는 다수 자리의 디지털 값을 나타낸다. 인코딩은, 적절한 때에 직교 신호 쌍의 직교 진폭 및 위상 공간에서 이산 위치를 가정하는 포인터에 대응하는 직교 신호 쌍을 거쳐 전송에 대해 수행된다. QAM(직교 진폭 변조) 및 PSK(위상 편이 방식)은 이러한 종류의 통상적인 전송 방법이다.
디지털 신호의 수신을 위한 전통적인 수신기에서, 국부 발진기에 의해 트리거되는 복소 승산기 또는 혼합기는, 캐리어 상에 변조된 수신 QAM 신호를 정확한 위상 및 주파수로 회로 배열의 기저 대역에 혼합한다. 이를 위해, 회로 배열은 보통 제어 프로세스를 위한 위상 잠금 루프를 구비한다. 디지털 프로세싱에 있어서, 이것은 A/D(아날로그/디지털) 변환 이전 또는 이후에 올 수 있다. 신호가 심볼 클록 사이클 또는 그 배수로 샘플링 및 디지털화되거나, 또는 디지털화 클록 사이클이 요구된 심볼 클록 사이클에 대해 자유 구동된다. 이 경우, 신호는 순수 디지털 샘플링 속도 변환을 거쳐 심볼 클록 사이클 또는 그 배수로 변환된다. 이득 제어는 특정 변조 범위가 활용되는 것과 수신된 신호가 심볼 결정 단으로 정확하게 맵핑되는 것을 확인한다. 적응적 등화기는 송신기, 송신 경로, 또는 수신기의 선형 왜곡 결과인 심볼간 간섭(intersymbol interference)을 감소시킨다.
QAM 또는 PSK 신호를 위한 고차 복조기에서, 국부 발진기의 주파수 및 위상 제어, 이득 제어, 심볼 클록 사이클의 복구, 및 적응적 등화기를 위한 자동 제어 회로는 결정 단에 의해 가장 바람직한 것으로 간주된 사전 결정된 심볼 알파벳의 구성요소 및 수신된 심볼 모두를 필요로 한다. 결정된 신호를 통한 이러한 유형의 제어는 "결정 피드백(decision-feedback)" 제어라고 알려져 있다.
결정 피드백 제어가 종래기술에서는 디지털 복조기에서 함께 결합되기 때문에, 수신 신호를 기저 대역에 혼합하는 국부 발진기에 대한 제어가 주파수 및 위상 측면에서 아직 안정적이지 못할 때에는 잠금 프로세스가 어렵다. 흔히, 잠금은 특정 주파수 및 위상이 그들의 공칭 값에 비교적 근접하게 위치할 때에만 성공적이다.
QAM 또는 PSK 신호에 대한 복조기는, 통상, 수신 및 샘플링된 복소 신호 값들을 비교하는 위상 제어를 이용하여 심볼에 할당된 신호 공간에서 조정한다. 가장 흔하게는, 복소 신호 공간의 I 및 Q 방향 양측에서 등거리 결정 임계값을 사용한다. 수신된 위상점은 복소 I/Q 평면에 있는 I/Q 결정 구획의 중간점을 나타내는 심볼의 공칭점으로 조정된다.
직교 결정 필드 대신, 반경 및 섹터를 갖는 필드를 사용하는 방법이 DE 36 19 744로부터 알려져 있다. EP 0 281 652에는, 가깝게 인접한 반경의 그룹이 먼저 결정되고, 그 후 다음 단계에서 가장 적합한 위상 각도가 문제의 반경 중의 하나에 대해 결정된다. 제한된 심볼 선택(축소된 배치)을 갖는 결정 디바이스가 US 5,471,508에서 사용되어 고차 변조 유형에서의 잘못된 회전을 회피한다.
알려진 방법에 있어서, 위상 캡쳐 영역은, 특히 고차 변조에 대해, 매우 작다. 그러나, 회로 배열의 반송파 위상 제어와 같은 시간이 고정될 때까지, 결정된 심볼들은 흔히 정확하지 않으며, 이에 따라 소정 심볼에 대해 잘못된 회전 방향이 계산될 것이다. 모든 정확한 신호의 합 신호가 위상 편차(deviation)에 대해 플롯 된 경우, 원하지 않는 0점이 고차 변조 방법에서 얻어지게 되어 부적절한 고정을 초래한다.
캡쳐 범위를 확장하고 합산 보정 신호에 대한 거짓 0점을 회피하기 위한 다양한 방법이 알려져 있다. 예를 들어, US 5,471,508, EP 0571788, DE 36 19 744, DE41 00 099, DE 44 10 607, 및 DE 199 28 206에서는, 항상, 신호 공간에서 심볼의 고정된 공칭 좌표로 시작한다. 위상 캡쳐 범위는, 예를 들어, EP 0571788에 따른 특정 로직 측정없이 확장될 수 없다.
그러나, 위상 제어 범위를 증가시키기 위한 모든 절차는, 수신 신호와 국부 발진기 사이의 주파수 차이를 보정할 필요가 있는 주파수의 경미한 개선만을 가져오며, 주파수 제어 방법에 대한 필요성의 문제를 근본적으로 해결하지는 못한다.
이러한 주파수 차이는 위상 오프셋을 일정하게 변화시키며, 회로 배열의 좌표 시스템에 관련되어 있는 입력 신호의 좌표 시스템의 회전을 의미한다.
주파수 차이가 보정되어야 하는 경우, 반송파 제어의 루프 이득은, 0점을 정확하게 통과한 후, 입력 신호와 국부 발진기 사이에 어떤 위상 차이도 존재하지 않는 위상이 캡쳐되고, 결정기가 정확한 또는 대체로 정확한 결정을 제공할 수 있는 작은 범위 내에서 유지될 수 있을 정도로 높게 설정될 필요가 있다. 즉, 국부 발진기는 정확한 주파수 및 위상이 정해져야 한다. 그러나, 자동 제어 루프의 필수적인 안정성은 루프 이득을 제한한다.
본 발명의 목적은 더 양호한 동작 모드를 갖는 변조 방법의 복소 신호 공간에서 수신 심볼 또는 신호 성분의 복조를 위한 수신 신호의 주파수를 결정하는 방법, 및 그러한 방법을 실행하기 위한 회로 배열을 제안하는 것이다.
이 목적은 청구항 제 1 항의 특징에 따른 변조 방법의 복소 신호 공간에서 수신 심볼 또는 신호 성분의 복조를 위한 수신 신호의 주파수를 결정하는 방법, 및 청구항 제 13 항의 특징에 따른 회로 배열에 의해 달성된다.
수신된 직교 변조 신호의 주파수를 결정하는 방법에 있어서, 주파수 제어를 위해 수신된 신호는 복소 신호 공간에서 심볼의 공칭 위치와 비교된다는 것을 가정한다. 주파수 차이의 더 용이하고 더 정확한 결정을 위해, 적어도 2개의 수신 신호 값에 대해, 그들 사이의 각도를 수신 각도로 결정하고, 이 각도를 사용된 직교 변조 방법에 대한 대응하는 공칭 위치들 사이의 각도 또는 공칭 각도들과 비교하며, 가장 가까와진 공칭 각도를 선택하는 것이 유리하다. 수신 신호와 다음으로 가장 가까운 공칭 각도 사이의 각도 편차는 회로 배열의 국부 발진기와 입력 신호 사이의 주파수 차이의 측정값이다.
따라서, 본 발명의 방법은 고정된 공칭 심볼로부터의 수신 신호 값의 편차 대신, 각도 차이를 고려하는 것에 기반을 둔다. 따라서, 수신 신호 공간의 순간적인 각도 위치는 관련되지 않는다. 그것은 공칭 좌표계에 관해 임의의 바람직한 방식으로 기울어지거나, 소정 한도 내에서 회전도 될 수 있다. 임의의 경우, 적절한 주파수 보정 신호는 이 방식으로 만들어진 매우 큰 주파수 캡쳐 범위 내에서 생성 될 것이다. 캡쳐 범위 및 캡쳐 신뢰성은 연속 측정에 의해 더욱 증대될 수 있다.
물론, 그러한 절차는 각 클록 사이클 또는 각각의 주어진 수의 경과된 클록 사이클에 대해 연속으로 새로운 편차를 착수함으로써 점진적으로 실행될 수 있다.
유리한 실시예는 종속 청구항의 주제이다.
유리하게도, 수신 각도는 연속 수신 신호 값에 대해 결정되며 대응하는 공칭 각도와 비교된다. 이로써, 서로 직후에 일어나거나 소정의 간격을 두고 발생하는 신호 값들에 대한 이 방법의 점진적인 실행은, 이전 각도 결정에 의한 차이를 형성함에 있어서 수반되는 심볼들 중에서 더 오래된 것을 식별하고 공칭 각도들의 차이 조합의 결과로서 생성된 제한 때문에 더 강하고 더 빠른 검색 방법을 가능하게 한다.
이 연속은 또한 여러 심볼에 대해 작용하고 비터비(Viterbi) 알고리즘 방식으로 가장 가능성이 큰 새로운 심볼을 결정할 수 있다.
또한, 수반된 신호 값의 검출 반경 및 공칭 반경을 갖는 그들의 좌표를 사용하여 가능한 공칭 각도를 한정하는 것도 유용한데, 이는 그러한 심볼들만이 특정 공칭 반경 상에 있는 그들의 구성에 수반될 수 있기 때문이다. 수신된 신호의 반경 성분이 주파수 또는 위상 오프셋에 의존하지 않는다는 사실을 이용한다. 따라서, 직교 변조 방법에 대해 상이한 반경의 영역에 있는 신호에 대한 각도를 결정하여, 그것을 대응하는 공칭 각도와 비교하는 것이 유용하다.
또한 심볼 알파벳에서 가장 명백하게 결정될 수 있는 반경 상의 신호 값에 대한 각도를 결정하는 것도 유리하다. 이것은 가깝게 인접한 반경, 예를 들어, 64-QAM 방법에서 반경 2 - 4 상에 심볼을 갖는 거짓 관계를 배제한다. 예를 들어 64-QAM에서 제 1 및 제 6 반경을 결정하는 것이 바람직한데, 이는 이들 반경이 가까이 인접한 반경을 갖지 않고 있고 특별히 적절한 각도가 대응하는 심볼들 사이에 존재하기 때문이다.
또한, 선택된 심볼들의 위치의 영역에서 공칭 각도로 조정된 신호의 수신 각도를 허용하는 것만이 유리하다. 이것은 그러한 신호들만이 인접 심볼들, 반경 등과 관련하여, 또한 각도 관계와도 관련하여, 특히 분석을 신뢰할 수 있는 각도 결정에 사용될 수 있다는 것을 보증할 수 있다. 따라서, 결정된 각도가 선택된 공칭 심볼의 위치의 영역에서 수신된 신호 값에 대해 결정되는 방법이 유리하다.
또한, 주파수 결정의 조합된 및/또는 반복적인 개선에 대해, 다수의 각도가 결정되고, 비교되며, 주파수 오프셋의 결정에 대해 공동으로 고려되는 방법이 유리하다. 그 후, 잘못된 결정과 이에 따른 잘못된 제어 변수를 피하기 위해, 바람직하게는, 특정한 조정된 공칭 각도와 고려할 다음으로 가장 확실한 특정 공칭 각도 사이의 차이의 절반보다 명백히 더 짧은 각도 편차를 활용해야 한다.
수신 신호와 공칭 신호 사이의 다수의 각도 편차의 결정은 반복에 의한 개선된 주파수 결정이나 또는 수단 선택을 가능하게 한다.
특히, 수신 각도와 공칭 각도 사이의 점진적으로 결정된 편차를 통상적인 주파수 제어 방법에 대한 입력 신호 또는 국부 발진기의 통상적인 위상 제어의 필수 브랜치로서 사용하는 것이 가능하다.
수신 각도와 공칭 각도 사이의 편차 또는 많은 각도 편차들로부터 형성된 개 선된 값은 또한 국부 발진기의 한 차례의 주파수 보정에 사용되어, 결정의 후속 단계 동안에 주파수가 정확한 신호를 상정하게 할 수 있고, 필요한 모든 것이, 예를 들어, 추가의 최적화 또는 특이값(outliers)을 보상하기 위한 조정이 되게 한다.
특히 고차 변조 방법에서, 여러 개의 심볼들은 좌표계에서 동일한 위치 각도를 가질 수 있다. 또한, 다양한 다른 심볼 조합들이 동일한 공칭 각도 차이를 형성할 수 있다. 한편, 공칭 각도의 결정이 수반된 심볼들을 식별하는 데 사용되는 경우, 바람직하게도, 연속(concatenation) 또는 전술한 수신 신호 값의 공칭 반경으로의 조정에 의해, 또는 두 가지 방법의 조합에 의해 이 불명확함이 제거된다. 이와 같이 식별된 심볼들은 다음 단에 유용하게 만들어질 수 있다. 이 방식으로, 복조기는 그 주파수 및 위상 제어가 아직 잠궈지지 않았다 해도 작동할 수 있다.
유리하게도, 모든 수신된 신호 값의 각도는 복소 평면의 단일 사분면에서 맵핑되어 그들 사이의 각도를 결정한다. 이것은 고려해야 하는 공칭 각도의 수를 감소시킨다.
공차 영역 및 가능한 공칭 심볼 위치들 또는 특히 공칭 반경에 대한 수신된 신호들의 고려할 영역을 검사하여, 수신된 신호들 중의 특이값이 추가 분석으로부터 제거될 수 있고 결정이 특이값에 영향을 받지 않게 한다. 수신된 신호 값이 공차 영역 내에서 가능한 공칭 반경을 중심으로 반경 그룹으로 조정되며, 이들이 공칭 각도의 선택을 정의하는 데 사용되는 방법이 바람직하다.
수반된 심볼들의 식별을 위해 각도 차이로부터 얻어진 정보가 이들 심볼의 추가 프로세싱에 사용될 경우, 단 하나의 사분면에서의 각도 결정 이후 및 추가 신 호 프로세싱 이전에 복소 심볼의 정확한 사분면으로의 역회전에 의한 적절한 보정을 수행하는 것이 바람직하다. 바람직하게도, 이것은 제 1 사분면에서만의 각도 결정 이후 및 추가 신호 프로세싱 이전에 특정 심볼의 부호가 적절히 반환되거나 또는 심볼이 정확한 사분면으로 역회전되는 방법에 의해 수행된다.
일단 초기에 존재한 주파수 편차가 충분히 보정되었다면, 수반된 심볼들의 식별에서 각도 차이로부터 얻어진 정보는 위상 제어에 대한 하나 이상의 심볼의 절대 각도를 사용하는 것을 가능하게 만든다.
방법 또는 대응하는 회로 배열은 PSK(Phase Shift Keying) 및 QAM(Quadrature Amplitude Modulation)과 같은 바이너리 또는 복소 디지털 변조 방식에 특히 관심을 둔다. 이러한 변조 방법은 많은 새로운 라디오, 텔레비전, 및 케이블, 위성 및 때때로 지상 기지 소속 데이터 서비스에 의해 사용된다.
예시적인 실시예가 이하에서 도면을 참조하여 더욱 상세히 설명될 것이다.
도 1로부터 알 수 있는 바와 같이, 디지털화된 신호 sd 즉 S로부터 심볼 Se를 결정하며, 예를 들어 QAM 표준에 따라 변조 방법의 직교 신호 쌍에 연결된 예시적인 회로 배열인 복조기(1)는 다수의 개별적인 소자로 구성된다. 또한 이들은 모두가 또는 개별적으로 집적 회로의 일부일 수 있다. 특히, 다음에 설명되는 소자는 애플리케이션에 따라 추가적인 소자를 갖지 않거나 또는 추가될 수 있다. 또한, 애플리케이션 및 특정 회로 배열에 따라, 실 신호(real signals), 복소 신호, 또는 개별적인 복소 신호 성분으로서의 신호를 전달하는 것도 가능하다.
도시된 실시예에서, 변조기(1)는 동조기(tuner)와 같은 신호원(2)의 입력에서 아날로그 신호 sa를 수신한다. 이 아날로그 신호 sa는 통상적으로 대역 제한 중간 주파수 층에 존재하며, 디지털 신호 sd로의 변환을 위해 AD 변환기(AD: 아날로그/디지털)(3)에 전송된다. 디지털 신호 sd는 AD 변환기(3)로부터 대역 통과 필터(5)에 전달되어 디지털 신호에서 안정한 성분 및 파괴적인 고조파가 제거된다.
대역 통과 필터(5)에 의해 출력된 신호는 디지털 또는 디지털화된 신호 sd를 기저대역으로 변환하는 직교 변환기(6)에 전송된다. 기저대역은 변조기(1) 및 사용된 변조 방법의 요건을 충족하다. 이에 따라, 직교 변환기는 디지털화된 신호 sd를 직교 좌표계의 2개의 직교 신호 성분 I, Q로 분리하여 출력한다. 주파수 변환에 대해, 직교 변환기(6)에는 통상적으로 국부 발진기(7)로부터 90°만큼 오프셋된 2개의 반송파가 제공되는데, 그 주파수 및 위상은 반송파 제어 유닛(8)에 의해 제어된다. 이들은 위상 커플링된 제어 프로세스의 주요 부분이다. 직교 신호 성분 I, Q는 파괴적인 고조파를 제거하고 후속 샘플링을 위해 신호의 대역을 제한하는 기능을 하는 저역 필터(9)로 전송된다. 이와 같이 필터링된 직교 신호 쌍 I, Q 또는 2개의 직교 신호 성분 I, Q는 심볼 샘플링 디바이스(10)에 전송되는데, 이 디바이스는 샘플링 제어 유닛을 구비한다. 심볼 샘플링 디바이스(10)의 제어는 샘플링 신호 ti가 존재하는 입력을 통해 일어난다. 심볼 샘플링 시간 ti는 정상 작동 상태에서 심볼 속도 1/T 또는 그 배수로 조정되며, 통상적으로는 수신된 디지털 신 호 sd의 정확한 위상 위치로 조정된다. 저역 필터(9) 및 심볼 샘플링 디바이스(10)는 AD 변환기(3)의 샘플링된 값들 사이에 심볼 속도 또는 그 총 배수로 클록 사이클에 대한 일시적인 삽간을 생성한다.
샘플링 디바이스(10)의 출력 신호는 나이퀴스트 특성(Nyquist characteristic)을 갖는 저역 필터(11)에 의해 필터링되고, 제어기(19)를 구비한 피드백 이득 제어 유닛(12)으로 전달된다. 이득 제어 유닛(12)의 제어는 심볼 결정 유닛(15)의 변조 범위의 최적의 사용을 만들게 한다. 이득 제어 유닛(12)에 의해 출력된 신호는 우선 등화기(14)에 전송된다. 등화기(14)는 직교 신호 쌍 I, Q의 2개의 성분에서 파괴적인 왜곡을 제거하고, 그 출력에 신호 S를 생성한다. 그 후, 심볼 Se가 그와 같이 마련된 신호로부터 심볼 결정 유닛(15)에 의해 형성된다.
이들 심볼 Se는 다른 디지털 신호 프로세싱 디바이스(16)에 전달되고, 그 후, 신호 S 및 심볼 Se는 복조기(1)에서 결정 피드백을 갖는 자동 제어 회로 또는 소자에 직접적으로 또는 간접적으로 전달된다. 심볼 Se는 이러한 방식에서, 특히, 등화기(14), 이득 제어 유닛(12), 그 제어기(19), 반송파 제어 유닛(8) 및 심볼 샘플링 디바이스(10)에 의해 사용된다. 이들 자동 제어 회로는, 회로 배열에 따라, 직교 좌표 또는 극 좌표에서 신호 S 또는 심볼 Se의 직교 신호 성분 I, Q 모두를 수신한다.
이득 제어 유닛(12)은 반경 비교기(18)에서 결정된 반경 차이를 나타내는 신호를 수신하는 이득 제어기(19)에 의해 조정된다. 반경 비교에 대해, 반경 비교기(18)는 심볼 결정 유닛에 전달되기 전의 신호 S를 수신하며, 또한 심볼 결정 유닛 (15)에서 결정된 심볼 Se를 수신한다.
따라서, 이득 제어 유닛(12)은 이득 제어기(19)에 의해 반경 에러 ΔR로부터 생성된 이득 인자 V를 수신하고, 이득 제어기(19)는 바람직하게는 PI 제어기로서 구성된다.
대안으로, 입력 신호 및 출력 신호의 비교에 의해 자체를 관리하여 메모리에 저장된 참조 파라미터를 활용하는 이득 제어 유닛(12)이 있을 수 있다. 이것은 반경 비교기(18) 및 이득 제어기(19)가 이득 제어기(19)에서 전체적으로 제거되거나 또는 부분적으로 내장될 수 있다는 이점을 제공한다. 또한, 이러한 배열은 자동 제어 루프의 일부분인 2개의 개별적인 제어 프로세스, 즉, 이득 제어 유닛(12)에서의 이득 제어와 등화기(14)에서의 추가 자동 제어를 방지한다.
신호 S 및 심볼 Se는 심볼 결정 유닛(15)의 이전 또는 이후에 분리되며, 또한 시간 에러 결정 디바이스(20)에 전달된다. 시간 에러 결정 디바이스(20)는 일반적으로 타이밍 에러 Δt라고 알려진 클록 에러를 알려진 방식으로 결정한다. 이 타이밍 에러 Δt는 바람직하게는 PI로서 구성된 샘플링 디바이스 제어기(21)에 전달된다. 그러면, 결과로서 생성된 제어 전압은, 입력 신호 sd를 직교 좌표 I, Q로 변환한 후 샘플링하는 샘플링 디바이스(10)에 전달된다.
또한, 심볼 결정 유닛(15) 이전 또는 이후에 분리된 신호 S 및 심볼 Se는 각도 에러 Δγ를 결정하는 각도 에러 결정 디바이스(22)에 전달되어, 국부 발진기(7)의 조정을 위해 P 및 I 성분으로서 반송파 제어 유닛(8)에 전달된다.
반송파 제어 유닛(8)은 각도 에러 Δγ 외에도 주파수 오프셋 Δf를 수신하 며, 또한 바람직하게는 스위칭 신호 U를 수신한다. 스위칭 신호 U 및 주파수 오프셋 Δf는 주파수 조정 유닛(50)에 의해 제공된다.
주파수 조정 유닛(50)은 복소 직교 좌표 공간 I, Q에서 수신 및 전처리된 신호 S를 수신하는 입력을 구비한다. 도시된 예시적인 실시예에서, 이 신호는 좌표 변환기(51)에 의해 극 좌표 R, α로 변환되고, 반경 성분은 다른 심볼 결정 유닛(52)에 전달된다. 이 심볼 결정 유닛(52)에 의해 출력된 반경 성분 Re 및 좌표 변환기(51)의 아날로그 성분 α는 메모리 M(53)에 전달된다. 또한, 이 심볼 결정 유닛(52)에 의해 결정된 반경 성분 Re는 비교기(55)에 전달된다. 또한, 비교기(55)는 메모리로부터 결정된 반경 성분 Re'을 수신하며, 좌표 변환기(51)의 각도 성분 α와 메모리 M으로부터의 각도 성분 α' 사이의 차이인 각도 차이 성분 Δα를 수신한다.
이 추가 결정 유닛(52)에서, 반경 또는 반경 그룹에 대한 결정이 이루어진다. 대안으로서, 모든 반경이 통과되거나, 또는 어떤 반경도 통과되지 않게 할 수 있다. 결정된 마지막 반경의 양 및 마지막 결정된 각도 또는 마지막 결정된 몇 가지 반경의 양 및 각도가 메모리 M(53)에 저장된다.
심볼 알파벳에 속하는 심볼의 해당 반경 쌍에 따라 발생하는 모든 각도 차이는 테이블(54)에 위치하며, 이 테이블은 추가 메모리로서 또는 메모리(54)의 추가 메모리 부분으로서 구성된다. 따라서, 테이블(54) 또는 메모리(53)의 추가 부분은 공칭 각도 및/또는 공칭 반경을 조정하기 위한 디바이스로서 기능한다. 이들 공칭 값, 현재 반경 양 re, 현재 각도 차이 Δβ, 및 선행하는 반경 양 re'은 테이블 (54)로부터 비교기(55)에 전달된다. 비교기(55)는 공칭 심볼의 해당 반경 쌍에 따라 발생하는 모든 각도 차이를 테이블(54)의 대응하는 각도와 비교한다. 비교기(55)는 결정되거나 측정된 실질적인 각도 차이 Δα에 대한 가장 가능성 있는 공칭 각도 차이 Δβ를 탐색하여, 테이블(54)로부터 반경 Re, Re'의 가능한 조합에 따라 결정되었던 Re, Re'의 비교를 허용한다. 하나 이상의 심볼 간격을 스패닝하는 오버아치 결정이 가능한 것이 유리하다. 또한, 유리하게도, 그 결과는 불확실성이 매우 높을 때, 즉, 한도 값보다 더 높거나 더 낮을 때 거부될 수 있다. 주파수 에러 또는 주파수 오프셋 Δf는 좌표 변환기(20)로부터 결정된 실질적인 각도 차이 Δα와 메모리(53)의 이전 저장 값 사이의 각도 차이의 결과로서 출력되는 반면, 테이블(54)로부터는 가장 가능성 있는 공칭 각도 차이 Δβ를 출력되어, 주파수 에러는 Δf = fSymbol·(Δα- Δβ)/2π가 된다. 이 주파수 에러 Δf는 반송파 제어 유닛(8)에 전달된다.
또한, 바람직하게도, 이 주파수 에러 Δf는 주파수 에러 Δf의 크기를 모니터링하는 선택기 스위치(56)에 전달된다. 주파수 에러 Δf가 일반적으로 시작 시에 크기 때문에, 주파수 에러 Δf는 반송파 제어 유닛(8)에 대한 제어 변수로서 취급된다. 바람직하게도, 일단 Δf가 임계값보다 매우 작아지면, 통상적이고 익숙한 결정 프로세스 또는 각도 에러 결정 디바이스(22)로부터 얻어지는 각도 에러 Δγ가 사용될 것이다.
바람직한 반송파 제어 유닛(8)은 PI 제어기로서 구성된다. 간단한 일 실시 예에 따르면, 선택기 스위치(56)의 스위치 신호 U는 PI(Proportional and Integral signal component) 소자의 입력에서 주파수 오프셋 또는 주파수 에러 Δf로부터 각도 에러 Δγ로의 간단한 스위칭이 된다.
도 5에서 예로 도시된 반송파 제어 유닛(8)의 실시예에서, 선택기 스위치(56)의 스위치 신호 U는 그 안에 위치한 선택기 스위치에 전달된다. 여기에서 스위치(81)는 2개의 입력 신호들 사이를 스위칭하며, 이 신호들을 P 성분의 승산을 위한 승산기(82) 및 I 성분의 승산을 위한 승산기(83)에 배치한다. I 승산기(83)의 출력 신호는, 그 출력 신호가 합산기(85)에 전달되며 제 2 입력이 P 승산기(82)의 출력 신호를 수신하는 적분기(84)에 제공된다. 이 합산기(85)의 출력 신호는 제어 신호로서 국부 발진기(7)에 전달된다.
도 6에 도시된 바람직한 실시예에 따르면, 결정된 각도 에러 Δα-Δβ와 같거나 그에 비례하는 주파수 오프셋 또는 주파수 에러 Δf는 반송파 제어 유닛(8)의 I 성분에 직접 전달되어 자신의 계수 F와 승산된다. 각도 에러 Δγ는 I 성분 및 P 성분 모두를 포함하고 I 값 또는 P 값과 승산된다. 선택기 스위치(56)의 스위치 신호 U는 스위치(81')에 존재하여 계수 F와 승산되는데, 이 스위치의 제 1 스위칭 단은 P 승산된 성분 및 비어있는 위치(empty position) 사이를 스위칭하며 제 2 스위칭 단은 I 승산된 각도 에러 Δγ와 주파수 오프셋 Δf 사이를 스위칭한다. 전술한 반송파 제어 디바이스에서와 같이, I 성분을 갖는 스위칭 출력 값은 적분기(84)를 거쳐 합산기(85)에 전달되어 스위칭된 P 성분 또는 0 신호를 제 2 입력에 나타낸다. 그 출력 신호는 이어서 국부 발진기(7)에 전달된다.
회로 배열(1)을 제어하고 이 회로 배열에 기본 클록 사이클을 제공하기 위해서, 회로 배열은, 동작에 필요한 다른 소자 뿐 아니라, 특히, 클록 발생기(23) 및 제어기 C를 구비한다.
디지털 신호를 복소 직교 좌표 공간 I, Q로 변환하기 위한 변환 디바이스(6)와, 극 좌표로 변환하기 위한 변환기(51)를 구비한 회로 배열이 설명되고 있으나, 제 1 변환기가 이미 디지털 신호 sd를 극 좌표 α, R을 갖는 복소 신호로 변환하는 회로 배열도 가능하다. 특히, 좌표 변환기(51)는 또한, 회로 배열의 다른 대응 소자들이 직교 좌표 공간 I, Q에서 복소 신호의 적절한 프로세싱을 위해 설계된 경우, 전체적으로 생략될 수 있다.
직교 좌표 변환기(51)에서, 직교 좌표계에 제공된 복소 신호, 즉, 샘플링된 직교 신호 쌍 I, Q가 극 좌표 R, α로 변환된다. 따라서, 극 좌표를 이용하여, I = R ·cos(α) 및 Q = R ·sin(α)과, 관계식 R=
Figure 112005024572818-PAT00001
및 α= arctan(Q/I)에 따라 반경 성분 R 및 각도 성분 α가 형성된다.
대안으로, 다른 종류의 좌표 변환기도 또한 사용될 수 있다. 디지털 신호 프로세싱에 있어서는, 이를 위해 이른바 코딕(Cordic) 방법이 흔히 사용되며, 이로써, 변환은 합산 및 바이너리 승산만을 이용하여 간단한 산술적 이동에 의해 이진수에 대해 구현될 수 있다. 대안으로, 다른 근사화 방법 또는 테이블이 이용도 또한 가능하다. 마찬가지로, 역변환, 즉, 극 신호 성분 R 및 α로부터 그들의 직교 성분 I 및 Q로의 변환이 코딕 변환기, 테이블 또는 근사화 방법을 이용하여 수행될 수 있다.
심볼 Se와 함께 수신된 신호 S를 복조하기 위한 주파수 또는 반송파 주파수를 결정하는 방법의 시퀀스를 설명하기 이전에, 먼저, 복소 직교 좌표 공간 I, Q에서의 심볼 분포를 좌표 x, y와 함께 도 2를 이용하여 설명해야 할 것이다. 이것은 또한 극 좌표 공간에서 대응하는 좌표 R, α를 도시한다.
직교 신호 쌍 I, Q에 의해 설정된 직교 좌표 평면은, 1 사분면에서 대응하는 위치가 나타내어지는 64-QAM 신호의 심볼 Sxy를 나타낸다. 인덱스 x, y는 이상적인 샘플링에서 심볼을 결정하는 데 사용된 특정 직교 좌표에 대응한다. 또한, 64-QAM 방법의 규칙에 의해 심볼 Sxy가 놓이는 9개의 서클 Ka, Kb, Kc, ..., Ki가 도시된다. 서클 Ka, Kb, Kc는 좌표 원점으로부터 계산된 반경 값 Ra=1.41, Rb=3.16 및 Rc=4.24로 조정된다. 심볼 Sxy를 그 극 좌표 R, α에 관해 정의하기 위해서는 특정 각도 성분 α가 필요하다. 예를 들어, 심볼 S11 및 S33에 대해서는 45°, 심볼 S13 및 S31에 대해서는 71.7° 및 18.3°가 존재한다. 극 좌표의 계산은 좌표 변환기(51)의 전술한 회로 배열에서 수행된다. 극 좌표로의 변환은 개별적인 심볼들 사이의 각도 관계를 고려할 때 특히 유용하다.
도 2는 예를 들어 직교 좌표계의 공칭 위치 S11 및 S57에서의 2개의 공칭 심볼 S1 및 S2를 도시한다. 라인은 원점으로부터 이들 공칭 위치를 향하도록 그려진다. 라인들 사이의 각도는 공칭 각도 <(Sxy, Sx'y')를 제공한다.
메모리(54)(도 1)에 저장된 테이블에서, 다양한 심볼들의 모든 가능한 공칭 위치들 사이의 공칭 각도 <(Sxy, Sx'y')가, 예를 들어, <(S1, S2) 기울어진다. 유리하게도, 각 심볼은 또한 심볼이 배열되어 있는 반경 Ra, Rb, ..., Ri에 대한 정보로 조정된다. 공칭 각도에 대한 모든 바람직한 가능한 각도 조합을 갖는 큰 테이블에 대한 대안으로, 모든 심볼 위치에 대한 위치 각도를 나타내어, 임의의 주어진 조합을 이용하여 조정된 공칭 각도가 간단한 형태의 차이에 의해 결정될 수 있게 한다.
이후에 설명할 방법에 있어서, 고정 각도 차이 <(S1, S2)는 고정 심볼 S1, S2에 존재하는 것을 가정한다. 공칭 심볼을 갖는 좌표계와 관련된 수신된 신호 공간의 일시적인 각도 위치는 부적절한 것으로 간주될 수 있는데, 이는 수신된 신호 공간 내에서조차 개별적인 수신된 신호 값들 사이의 이 각도 관계가 공칭 신호들 사이의 공칭 각도와 동일한 비율이기 때문이다. 따라서, 2개의 수신된 신호 값 P1 및 P2의 위치들 사이의 수신 각도 <(P1, P2)를 이용하는 것은, 지금 수신된 신호 공간의 공간 위치와는 별개로, 2개의 대응 심볼 S1, S2 사이의 대응 공칭 각도 <(S1, S2)에 가장 높은 확률로 대응한다.
절대 각도 위치가 아니라, 2개의 수신된 신호 값 P1, P2와 2개의 대응 심볼 S1, S2의 공칭 각도 <(S1, S2) 사이의 각도 차이 <(P1, P2)만을 사용하기 때문에, 반송파 주파수에 대한 적절한 주파수 보정 신호를 생성할 때에는 매우 큰 캡쳐 범위가 있다. 도 2는 그것을 구별하기 위해서, 수신된 심볼 P1, P2에 대한 대응 라인을 점선으로 도시한다.
그러나, 테이블 엔트리에 따르면, 공칭 각도 <(S1, S2) 및 (S11, S57)이 예를 들어 9.5°인 반면, 수신된 신호 값 P1 및 P2 사이의 측정된 각도 <(P1, P2)는 12°이다. 현재의 64-QAM 변조 방법에 대한 가능한 각도 관계를 고려할 때, 각도 차이 <(P1, P2)에 대한 공차 범위 내에서 다른 가능한 심볼 조합도 있다. 예를 들어, 심볼 S11과 심볼 S3 또는 S35 사이의 공칭 각도 <(S1, S3) 또는 <(S11, S35)은 14°이다. 공차 범위 내에서, 도시한 예와 같이, 수신된 신호 값 P1 및 P2의 각도 <(P1, P2)를 공칭 각도에 확실히 할당하는 것은 여전히 가능하지 않다.
유리하게도, 좌표 가능성이 충분히 확실한 것은 아닐 때, 수신된 신호 값 P1, P2의 반경 R을 추가 기준으로 간주할 수 있다. 반경, Ra, Rb, ..., Ri를 이용할 때, 테이블은 신호 P2가 심볼 S57 또는 심볼 S75 중의 어느 하나로 조정될 수 있음을 명백히 도시한다. 각도 차이 <(P1, P2) 및 P2의 반경 양측을 이용하는 것은 쌍(S1, S2)의 제 2 파트너로서 심볼 S57만을 허용하고, 이로써 공칭 각도 차이 <(S11, S57)가 되어 12°- 9.5°= + 2.5°의 각도 편차에 달하게 한다. 이 각도 편차는 전 서클의 비율이며 심볼 주파수 fSymbol에 의해 승산되는 것으로, 수신된 반송파와 회로 배열(1)의 국부 발진기(7) 사이의 주파수 편차, 즉, Δf = 2.5°/ 360°* fSymbol이다.
도 2에서 알 수 있는 바와 같이, 제 2 수신된 값 P2는 공칭 반경 상에 정확히 위치하지는 않는다. 따라서, 수신된 신호가 이 공칭 반경 상의 심볼에 속한다 는 것을 가정으로 한 각각의 공칭 반경을 중심으로 공차 범위를 설정하는 것이 바람직하다. 따라서, 이 방식으로, 측정된 각도 차이의 비교 시 고려할 공칭 각도 차이의 수가 감소된다. 공차 범위는, 특정 이점을 갖도록, 그들이 인접 공차 반경에 대한 거리의 절반에 달하고 결정 경계를 정의하도록 구성될 수 있다. 그들은 또한 고정된 또는 가변인 반경 차이에 의해서도 형성될 수 있는데, 예를 들어 수신 조건에 적응될 수 있고, 더 크고 더 작은 반경의 방향에서 상이할 수 있다. 그와 같이 형성된 공차 범위는 또한 중복될 수 있는데, 이는 이에 대응적으로 더 많은 공차 각도 차이가 결정을 위해 고려될 필요가 있다는 것을 의미한다. 그들의 평가에서 가깝게 인접한 반경 근처의 신호 값 또는 그들의 평가에서 이와 달리 불확실한 신호 값은 또한 평가에 의해 제외될 수 있다. 더욱이, 확실한 공차 각도 차이 내에서만의 고려는 고차 변조 방법의 경우에 추가 제한을 위해 바람직할 수도 있다.
주파수 오프셋 Δf를 결정한 후, 정확한 신호 값 P2*의 정확한 위치에 대해 제 2 수신된 신호 값 P2를 직접 보정할 수 있다. 비교기(55)에서 결정된 주파수 오프셋 Δf를 계속 이용하여, 시작으로부터 이 주파수 오프셋 Δf를 후속 프로세싱 스텝에 대한 보정의 양으로서 사용하는 것도 또한 가능하다.
수신된 신호들의 각도와 대응 심볼들의 공칭 각도 사이의 각도 편차를 이용하는 것은 복소 평면의 사분면에 종속되기 때문에, 유리하게도, 수신된 심볼 P1*의 예로서 도시된 바와 같은 복소 평면의 단일 사분면으로 모든 수신된 신호를 회전시 키고, 0°와 90° 사이의 영역 상으로 위치 각도를 맵핑시키거나 -90°와 +90° 사이의 영역 상에 대응적으로 차이 각도를 맵핑시킬 수 있다.
따라서, 유리하게도, 알파벳 내의 심볼에 대해 수신된 복소 신호에 대해서는 어떤 직접적인 결정도 만들어지지 않을 것이나, 그 대신 각 신호 값에 대해 가능한 심볼 알파벳에서 발생하는 공칭 반경을 먼저 결정한다. 그 후, 2개의 직접적으로 연속적이거나 또는 이격된 신호 값 P1, P2, 각도 <(P1, P2)에 대해 결정한다. 이 각도를 위해, 바람직하게는 가능한 조정된 반경을 고려하면, 발생하는 모든 공칭 각도 <(S1, S2)가 비교되며, 이러한 것은 제 1신호 값 P1에 대한 가능한 반경과, 제 2 신호 값 P2에 대한 가능한 반경 상에서의 공칭 점의 임의의 주어진 조합을 생성할 수도 있다. 측정 각도 <(P1, P2)에 가장 가까운 테이블로부터 발견되는 하나의 공칭 각도 <(S1, S2)를 결정한 후, 수신된 심볼 및 대응 신호 값 P1, P2는 위상 공간에서 일시적인 위치와는 무관하계 식별된다.
수신된 상이한 신호 쌍의 가장 가능성 있는 공칭 각도 <(S1, S2)로부터의 각도 <(P1, P2)의 각도 편차는 동일하고, 주파수 편차의 직접적인 측정을 제공하는데, 이는 도 3으로부터 명백히 알 수 있다. 실질적인 심볼 또는 공칭 심볼의 절대 각도 위치는 여기에서 관계가 없다. 도 3은 모든 반경 상의 사분면의 점들 사이의 모든 가능한 각도 <(S1, S2)의 16-QAM계의 맵핑을 도시한다. 맵핑은 도(degrees, °)로 표시되는 각도 도메인 전체에서의 주파수 분포이다. 다시 한번, 실선은 공칭 좌표계에서 대응하는 위치를 도시하고 있는 반면, 점선은 회전된 수신 좌표계에서의 수신 각도 <(P1, P2)를 도시한다. 공칭 각도는 -63.4°, -53.1°, -36.9°, -26.6°, 0°, 26.6°, 36.9°, 53.1° 및 63.4°이다. 90°는 0°에 해당한다. 30°의 각도를 갖는 수신 신호 P1 및 P2의 샘플 측정 각도 <(P1, P2)는 매우 분명하다. 이 예에서, 26°의 공칭 각도는 사전 선택을 위해 가능한 반경에 의해 결정된 세트에 포함된다. 수신된 신호 값 P1, P2의 26.6°에서의 공칭 각도 <(S1, S2)와 31°에서의 결정된 각도 <(P1, P2) 사이의 각도 차이 4.4°는, 주파수 보정에서 이후의 용도를 위해 그러한 도표 또는 수학도표를 이용하여 결정하기에 용이하다. 연속 측정으로부터 여러 개의 상이한 각도를 고려할 때, 평균을 얻거나 개별적인 특이값을 평균에 달하게 하거나 무시하기 위해 각도 편차를 선택할 수 있다. 또한, 측정된 다양한 신호 쌍의 소정 각도와 조정된 공칭 심볼 쌍의 대응하는 각도 사이의 각도 차이를 고려할 수 있다.
또한, 예를 들어 통상적인 비터비 알고리즘을 이용하여 연속 쌍에 대한 개별적인 각도 결정의 연결성을 고려할 수 있다. 이것은, 고주파 편차에 대해서 또는 여러 개의 인접 반경들이 결정에 포함될 때에도 정확한 결과를 생성한다. 결정된 각도를 잘못된 공칭 각도에 할당하는 것에 의한 잘못된 결정은 때때로 주파수 에러가 매우 클 때 발생하여, 2개의 심볼들 사이의 좌표계의 회전이 동일한 반경 Rh 상의 2개의 인접 심볼 S2, S2*의 각도 차이의 크기 순서가 되게 한다.
이와 같이 얻어진 각도 결정은, 또한, 특히 여러 결정된 각도를 고려하거나 결정에 반경 정보를 포함하는 연속적인 결정을 이용할 때, 전처리 중에 수반되며 가능하게 삽간된 심볼 Se을 식별한다. 따라서, 프로세스 시퀀스 또는 대응 알고리 즘은, 주파수 보정을 우선적으로 실행할 필요없이, 동기화 단계 중에 이미 복조 또는 심볼 결정을 가져온다. 또한, 위상 정규화를 위해 대응하는 공칭 심볼에 대해, 차이 형태에 수반된 심볼의 식별로부터 얻어진 수신 신호의 절대 각도 정보를 사용하는 것이 가능하다.
각도 처리가 하나의 사분면에서만 행해졌다면, 예를 들어, 수신된 심볼 P1*이 제 2 사분면으로부터 제 1 사분면으로 이동했다면, 회로 배열(1)의 동기화 상태 중에 이미 적절한 사분면으로 회전되어, 후속 프로세싱 디바이스에서 그렇게 결정된 심볼의 직접적인 추가 프로세싱을 가능하게 한다.
주파수 차이를 보상하고 또한 가능하게는 수신 신호의 반송파와 국부 발진기(7) 사이의 위상 차이도 보상한 후, 통상적인 심볼 결정에 의해 통상적인 방식으로 얻어진 위상 차이 신호 Δγ를 반송파 제어 유닛(8)에 전송함으로써 반송파-위상-연결 루프에서 고정하는 것이 바람직하다. 반송파 제어 유닛(8)은 초기 주파수 제어, 예를 들어 적분기(84)로부터의 주파수 차이 정보가 각도 에러 Δγ를 입력 신호로 갖는 위상 제어로의 이러한 절환 후에도 변하지 않는다.
당업자는 다양한 대안적인 회로 배열을 구성하여 본 발명을 구현할 수 있을 것이다. 예를 들어, 클록 제어기(21)는 중앙 정규화 샘플링 및 디지털화 클록 사이클을 AD 변환기(3)에 전달되는 샘플링 신호 ti의 형태로 제공할 수 있다. 샘플링 신호 ti가 수신된 심볼 또는 신호 sa에 대한 클록 사이클에 동기화되면, 샘플링 디바이스(10)에서의 최근 삽간이 불필요하다. 그러면, 직교 변환기(6) 후의 저역 필 터(9)가 더 이상 필요하지 않다. 그것의 제한적인 작동은 나이퀴스트 특성을 갖는 저역 필터(11)에 의해 인계된다. 특히, 대안적인 실시예 배열에서, 직교 변환기(6) 후에만, 예를 들어, 신호원(2)에 의해 제공된 입력 신호 sa의 중간 주파수 위치가 너무 높은 경우에, 디지털화를 위한 인터페이스, 즉, AC 변환기를 채용하는 것도 가능하다.
예시적인 프로세스 시퀀스에서 도 4에 따르면, 시작(S*1) 후, 심볼 P1, P2의 수신이 시작된다(S*2). 이 후, 공칭 반경의 포텐셜 그룹이 수신된 심볼 P2에 대해 결정된다(S*4). 그것이 제 1 신호 또는 심볼이라면, 질의 단계(S*5)로 진행한다. 이 경우, 추가 단계(S*6)에서, 제 1 심볼 P1에 대한 변수가 이전에 수신된 심볼 P2의 이전 수신 값을 이용하여 설정되고, 제 4 단계(S*4)에서 결정된 공칭 반경 그룹이 제 1 반경 그룹으로 정의된다. 그 후, 본 방법은 신호 값 또는 심볼 P2의 수신 단계(S*3)로 계속될 것이다.
질의 단계(*5)가 제 1 신호를 수반하지 않는 경우, 각도 차이 <(P1, P2)는 신호 값들 또는 심볼들 사이에서 결정된다(S*7). 그 후, 제 1 반경 그룹의 심볼들 S1과 제 2 반경 그룹의 심볼 S2의 모든 조합으로부터 가장 가까운 공칭 각도<(S1, S2)가 결정된다(S*8). 마지막으로, 이 각도 편차(<(P1, P2))로부터, 주파수 오프셋 Δf에 대해 단언된다. 이 주파수 오프셋 Δf가 출력된다. 또한, 기본 파라미터 설정 단계(S*6)와 심볼 수신 단계(S*3)로 되돌아간다.
본 발명에 따르면, 더 양호한 동작 모드를 갖는 변조 방법의 복소 신호 공간에서 수신된 심볼 또는 신호 성분의 복조를 위한 수신 신호의 주파수를 결정할 수 있다.

Claims (13)

  1. 변조 방법(QAM)의 복소 위상 공간(I, Q)에서 수신 신호 값(P1, P2)을 변조하되, 주파수 결정에 대해 상기 수신 신호 값(P1, P2)은 복소 신호 공간(I, Q; R, α)에 있는 공칭 위치(S11, S57)에서 심볼(S1, S2)과 비교(S6)되는 수신 신호 주파수 결정 방법에 있어서,
    - 적어도 2개의 수신 신호 값(P1, P2)에 대해 그들 사이의 각도(<(P1, P2))가 결정되는 단계(S5)와,
    - 상기 결정된 각도(<(P1, P2))가 상기 변조 방법(QAM)에 대한 가능한 공칭 각도(<(Sxy, Sxy))와 비교되는 단계(S7)와,
    - 대부분의 피팅(fitting) 공칭 각도(<(S1, S2))에 대한 각도 편차(<(S1, S2) - <(P1, P2))가 주파수 오프셋(Δf)에 대한 측정치로서 사용되는 단계(S8)를 특징으로 하는
    수신 신호 주파수 결정 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 결정된 각도(<(P1, P2))는 소정 간격으로 연속하여 수신되는 신호 값(P1, P2)에 대해 결정되며, 대응적으로 가능한 공칭 각도(<(Sxy, Sxy))와 비교되는
    수신 신호 주파수 결정 방법.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 결정된 각도(<(P1, P2))는 직교 변조 방법(QAM)에 대한 다양한 가능한 반경(Ra, Rh)의 범위에서 상기 수신 신호 값(P1, P2)에 대해 결정되며, 대응적으로 가능한 공칭 각도(<(S1, S2))에 비교되는
    수신 신호 주파수 결정 방법.
  4. 제 1 항 내지 제 3 항 중의 어느 한 항에 있어서,
    상기 결정된 각도(<(P1, P2))는 상기 심볼 알파벳에서 가장 명확하게 결정될 수 있는 반경(Ra, Rb, Rh, Ri) 상의 수신된 값에 대해 결정되는
    수신 신호 주파수 결정 방법.
  5. 제 1 항 내지 제 4 항 중의 어느 한 항에 있어서,
    상기 결정된 각도(<(P1, P2))는 선택된 공칭 심볼(S1, S2)의 위치 영역에서 수신 신호 값(P1, P2)에 대해 결정되는
    수신 신호 주파수 결정 방법.
  6. 제 1 항 내지 제 5 항 중의 어느 한 항에 있어서,
    다수의 각도(<(P1, P2))는 공통으로 결정, 비교 및 고려되어 주파수 결정의 결합 및/또는 반복적 개선을 위해 상기 주파수 오프셋(ΔF)을 결정하는
    수신 신호 주파수 결정 방법.
  7. 제 1 항 내지 제 6 항 중의 어느 한 항에 있어서,
    각도 편차(<(S1, S2) - <(P1, P2))는 출력되어 한 차례의 주파수 보정 및 복조를 위해 및/또는 미래의 주파수 제어용 입력 신호로서 사용되는
    수신 신호 주파수 결정 방법.
  8. 제 1 항 내지 제 7 항 중의 어느 한 항에 있어서,
    상기 각도(<(P1, P2))로부터 얻어진 정보는 수반된 심볼을 식별하는 데 사용되는
    수신 신호 주파수 결정 방법.
  9. 제 1 항 내지 제 8 항 중의 어느 한 항에 있어서,
    수신된 심볼의 위치(P1*)는 상기 복소 평면(I, Q)의 하나의 사분면에 맵핑되어 각도를 결정하는
    수신 신호 주파수 결정 방법.
  10. 제 9 항에 있어서,
    단 하나의 사분면에서 상기 각도를 결정한 후, 추가의 신호 프로세싱 이전에, 결정된 심볼의 부호가 적절히 합산되거나 또는 상기 심볼이 적절한 사분면으로 다시 회전되는
    수신 신호 주파수 결정 방법.
  11. 제 1 항 내지 제 10 항 중의 어느 한 항에 있어서,
    가능한 공차 반경을 중심으로 하는 공차 범위(ΔR) 내의 수신 신호 값(P1, P2)만이 고려되는
    수신 신호 주파수 결정 방법.
  12. 제 1 항 내지 제 11 항 중의 어느 한 항에 있어서,
    가능한 공차 반경을 중심으로 하는 공차 범위(ΔR) 내의 수신 신호 값(P1, P2)이 반경 그룹으로 조정되고 공칭 각도의 선택을 정의하는 데 사용되는
    수신 신호 주파수 결정 방법.
  13. 변조 방법(QAM)의 복소 위상 공간(I, Q; R, α)에서 수신된 신호(P1, P2)의 복조를 위한 회로 배열의 주파수를 결정하기 위한 회로 배열에 있어서,
    - 상기 복소 평면에서 2개의 수신된 신호 값(P1, P2) 사이에서 상기 각도(<(P1, P2))를 결정하는 주파수 결정 디바이스(50)와,
    - 상기 직교 변조 방법(QAM)에서 공칭 위치에 대응하는 심볼(S1, S2)의 상이한 조합을 위해 공칭 각도(<(Sx, Sy))를 저장하고, 조정된 반경(Ra, ..., Rh)의 선택적인 저장을 위한 공칭 각도 관리 디바이스(M, 53)와,
    - 상기 결정된 각도(<(P1, P2))를 상기 메모리로부터 대응하는 공칭 각도(<(S1, S2))에 근접한 적어도 하나에 할당하고, 이들 사이의 각도 편차(<(S1, S2) - (P1, P2))를 주파수 오프셋(Δf)의 측정치로서 결정하며, 특히 제 1 항 내지 제 12 항 중의 어느 한 항에 따른 방법을 실행하는 제어기(C)를 구비한
    주파수 결정 회로 배열.
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