KR100403378B1 - 카티전루프송신기 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 무선송신기에 관한 것이다. 특히, 카티전(Cartesian) 루프 회로 망을 이용한 선형 무선 송신기를 제공하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.
본 발명에 따르면, 포워드경로 및 피드백경로가 구성된 카티전 루프회로에 있어서, 포워드경로의 동작을 디스에이블하는 스텝; 포워드경로가 디스에이블되는 동안에 피드백경로에 DC 오프셋을 감지 및 저장하는 스텝; 피드백경로의 DC 오프셋을 감산하는 스텝으로 구성된 것을 특징으로 하는 베이스밴드 신호를 송신하는 방법 및 그에 따른 장치가 제공된다.

Description

카티전 루프 송신기
발명의 배경
본 발명은 무선송신기에 관한 것이다. 특히, 카티전(Cartesian) 루프 회로 망을 이용한 선형 무선 송신기를 제공하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.
오늘날 무선통신 시스템은 실질적으로 주파수가 지극히 좁은 대역으로 한정된 상태에서 통신이 행해지도록 되어 있다. 따라서, 무선통신 시스템의 송신기는 발생 가능한 간섭을 특별한 효과에 의하여 최소화할 수 있도록 선형성이 높은 상태로 동작할 수 있는 전력 증폭기를 필요로 한다.
통신 시스템의 송신기에서 전력증폭의 선형성을 달성하기 위하여 카티전 루프 회로망을 사용하는 것은 이미 공지되어 있다. 도 1 에는 카티전 루프 회로가 도시되어 있으며, 1994년 3월 223 - 232 페이지의 the Proceedings of RF Expo West 에 공지된 P.B. Kenington 및 A. Bateman 의 저서 " RF Linear Amplifier Design" 에 상세히 설명되어 있다.
그러나, 도 1 에 도시된 카티전 루프 회로는 여러 가지 단점이 있다. 일반적인 단점으로는 대부분의 통신시스템의 송신기에 필요한 기능인 적절한 전력제어 기능이 행해지지 못한다는 것이다. 예를 들어, 현재 실존하는 회로는 전력제어의 적절한 기능을 제공하지 못한다. 더욱이, 미세한 전력도 적절하게 제어하지 못한다. 카티전 루프 회로에 공급되는 전력을 제어하는 데 있어서 또 다른 단점이 있다.
실존하는 카티전 루프회로는 또한, 카티전 루프에 의해 야기된 잡음을 제거하기 위한 필터링 기능을 제공하지 못한다. 따라서, 실존하는 카티전 루프는 잡음이 포함된 상태에서 동작하게 된다. 실존하는 카티전 루프회로는 또한, 구성성분들의 직류 오프셋을 보상하기 위한 적절한 켈리브레이션 기법 및 카티전 루프회로의 위상변화를 보상하기 위한 적절한 켈리브레이션 기법을 제공하지 못한다. 이러한 모든 사항들이 정확한 동작을 행하는 데 있어서 장애가 되는 것이다.
다른 단점에는 과열상황 및 저전압상황에서의 비안정성 검출, 적절한 동작의 결여, 카티전 루프 송신기의 적절한 동작을 보장할 수 있도록 어떠한 형태의 전송마스크가 제공되었는지에 대한 검출동작이 결여되는 것도 포함된다.
이러한 단점을 토대로 새롭게 개선된 카티전 루프 회로망이 필요하며, 특히 무선 통신시스템에 선형 송신기를 사용할 수 있는 카티전 루프 회로망이 필요하다.
발명의 요약
본 발명은 포워드경로 및 피드백경로로 구성됨으로써 카티전 루프의 동작기능 악화를 최소화한다. DC 오프셋의 눌링(Nulling) 방법에 따르면, 포워드경로의 동작이 디스에이블되고, 피드백경로내의 DC 오프셋이 감지되어 저장된다. 피드백경로내의 DC 오프셋은 포워드경로가 디스에이블되는 동안에 감지된다. 다운컨버터는 로컬 오실레이터가 DC 오프셋에 영향을 끼치므로 그 로컬 오실레이터에 의해 구동되는 것이 바람직하다. 구체적인 실시예에 따라 만일 시스템 타이밍이 로컬 오실레이터가 그 특정된 안정성을 보장하지 못하도록 제한된다면, 로컬 오실레이터가 예정된 안정성에 도달할 때 DC 오프셋의 저장이 행해진다.
DC 오프셋 눌링은 포워드경로가 디스에이블될 때 피드백경로내의 DC 오프셋을 감지하여 인식하는 샘플 및 홀드에 의해 수행되는 것이 바람직하다.
본 발명의 다른 실시 예에 따르면, 카티전 루프회로의 잡음을 제거하는 필터링방법이 제공된다. 따라서, 카티전 루프 송신기를 사용하는 통신시스템의 전체 듀플렉서(DUPLEXER) 동작을 개선시킬 수 있다. 잡음필터는 송신되는 신호주파수를 가지는 주파수대역이외의 주파수를 차단하는 포워드경로 내에 구비된다. 이 필터는 송신되어야 할 신호의 주파수대역과 대략 동일한 대역폭을 가지는 것이 바람직하다. 따라서, 만일 카티전 루프가 주파수 호핑 시스템에 이용된다면 복수개의 주파수채널이 사용되는 경우 필터는 모든 주파수채널에서의 송신이 가능하도록 하는 대역폭을 가지게 된다. 특히, 잡음필터는 신호를 수신하는데 사용된 주파수대역내에 있는 카티전 루프내의 성분들에 의해 발생된 주파수를 차단한다.
본 발명의 다른 실시 예에 따르면, 카티전 루프가 비안정 패션(Fashion)에서 동작하는 장치 및 방법이 제공된다. 카티전 루프의 베이스밴드 신호가 베이스밴드 입력신호의 대역폭이외의 주파수일 때가 검출되도록 모니터링된다. 대역폭이외의 주파수가 검출될 때 카티전 루프의 동작은 안정동작으로 복귀하도록 제어되거나 전송마스크의 브레이킹을 최소화하도록 제어된다.
본 발명의 다른 실시 예에 따르면, 저전압 및 과열 동작을 검출하는 장치 및 방법이 제공된다. 과열동작을 검출하기 위하여 카티전 루프회로가 동작하는 온도가 검출된다. 이 온도가 제 1기준온도(First threshold)를 초과할 때 카티전 루프회로의 전력출력이 낮아진다. 온도가 제 2기준온도(Second threshold)를 초과할 때카티전 루프회로의 동작이 정지된다. 루프의 이득은 차별적으로 제어되거나 루프의 위상도 역시 제어될 수 있다. 이들 동작들은 임의의 순서로 행해질 수 있다.
저전압동작을 검출하기 위하여 카티전 루프회로에 공급된 전원전압이 검출된다. 이 전압이 제 1기준전압이하로 떨어질 때 카티전 루프회로의 전력출력을 낮춘다. 전압이 제 2기준전압이하로 떨어질 때 카티전 루프회로의 동작을 정지시킨다. 루프의 이득은 차별적으로 제어되거나 루프의 위상도 역시 제어될 수 있다. 이들 동작들은 임의의 순서로 행해질 수 있다.
본 발명의 다른 일실시 예에 따르면, 하나이상의 전력제어성분이 구비된 카티전 루프이 위상을 제어하는 장치 및 방법이 제공된다. 카티전 루프의 위상은 루프내 성분들에 의거하여 조정된다. 루프 내 성분들에 의해 야기되는 위상지연변화에 대하여 조정하는 것이다. 상기 카티전 루프는 복수개의 주파수채널이상에서 통신하는 통신시스템에 사용되고, 그 통신을 위하여 사용된 주파수가 판단되며, 그 주파수에 따라 카티전 루프의 위상이 조정된다.
본 발명의 다른 실시예에 따르면, 카티전 루프송신기가 타임슬롯된 통신시스템에 이용될 때 완전한 전력전송이 이루어지기 전에 카티전 루프가 완전한 동작에 도달하도록 액티브 타임슬롯의 개시 시점의 전송도를 제어하기 위한 장치 및 방법이 제공된다. 액티브 타임슬롯이 발생하는지를 판단한다. 액티브 타임슬롯이 개시되는 동안에 카티전 루프로 부터의 출력이 지연된다. 이는 전력제어신호를 카티전 루프회로의 포워드경로내의 출력전력 증폭기에 램핑함으로써 이루어지도록 하는 것이 바람직하다.
본 발명의 다른 실시예에 따르면, 카티전 루프 송신기의 전력출력을 간단하게 제어할 수 있는 장치 및 방법이 제공된다. 카티전 루프이 포워드경로내 하나이상의 다단 전력증폭기에 대해 저전력 출력이 요구될 때 바이패스 스위치에 의해 바이패스된다. 카티전 루프단의 위상은 루프위상의 변화를 고려하여 바이패스에 의해 제어되는 것이 바람직하다.
본 발명의 다른 실시예에 따르면, 선택가능한 루프 감쇄량에 의하여 카티전 루프의 전력출력을 PIN 다이오드 회로에서 제어하는 장치 및 방법이 제공된다. 포워드경로는 베이스밴드 신호 및 제 2 입력을 위한 제 1 입력을 가지며, 입력신호를 송신되어야 할 신호로 업컨버트하는 수단, 선택가능한 감쇄량을 가진 감쇄기 및 복수개의 전력증폭단을 포함하고 있다. 피드백경로는 포워드경로로 부터의 입력, 선택가능한 감쇄를 수행하는 PIN 다이오드 및 이 포워드경로로 부터의 입력을 다운컨버트하고 피드백신호를 제 2 입력으로 제공하는 수단을 포함한다. 포워드경로에서 제거된 감쇄량이 역경로에서 가산된 감쇄량과 동일하도록 감쇄량을 제어하는 것이 바람직하다.
본 발명의 다른 실시예에 따르면, 루프의 출력전력을 선택가능하게 제어하는 장치 및 방법이 제공된다. 루프는 베이스밴드 신호 및 제 2 입력을 위한 제 1 입력을 가지며, 입력신호를 송신되어야 할 신호로 업컨버트하는 수단, 선택가능한 감쇄량을 가진 감쇄기, 선택가능한 증폭도를 가진 증폭기, 복수개의 전력증폭단을 포함하는 포워드경로가 구성된다. 피드백경로는 포워드경로로 부터의 입력, 선택가능한 감쇄량을 가진 감쇄기, 선택가능한 증폭도를 가진 증폭기, 포워드경로로 부터의 입력을 다운컨버트하는 수단을 포함한다.
본 발명의 다른 실시예에 따르면 카티전 루프이 미세하고 정밀한 출력전력을 제어하는 장치 및 방법이 제공된다. 루프 회로는 베이스밴드 신호의 이득을 제어하는 수단을 포함한다. 베이스밴드 신호의 이득을 제어하기 위한 수단에 의하여 카티전 루프의 미세한 출력전력을 제어하고, 포워드 및 피드백경로내의 이득제어수단을 제어함으로써 카티전 루프의 정밀한 출력전력을 제어하는 것이 바람직하다.
도 1 은 종래의 카티전 루프 회로의 블록도;
도 2 는 본 발명의 카티전 루프 회로의 블록도;
도 3 은 본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 전력제어특징을 갖는 카티전 루프의 블록도;
도 4 는 본 발명의 제 1 실시 예에 따른 디지탈 신호처리기가 카티전 루프회로의 전력출력을 제어하는 처리동작을 도시한 도면;
도 5 는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 PIN 다이오드 회로를 도시한 도면;
도 6 은 본 발명의 일실시 예에 따라 도 2 의 DC 눌링회로의 동작을 도시한 타이밍회로;
도 7 은 안정동작동안 루프에 의해 발생된 베이스밴드 신호 및 비안정동작 동안의 루프에 의해 발생된 베이스밴드 신호를 도시한 도면이다.
도 1 에는 종래의 카티전 루프 회로가 도시되어 있다. 이 회로는 I 및 Q 출력을 차동증폭기(10)(12)의 베이스밴드 주파수로 수신한다. I 및 Q 신호는 업컨버터(14)에 의해 RF 주파수로 업컨버트된다. 이 업컨버트된 신호는 증폭기(16)(18)에 의해 증폭된다. 이 신호는 안테나(20)으로 부터 전송된다.
전송경로(22)는 포워드경로로 표시되어 있다. 이 포워드경로(22)는 다른 어떠한 송신기에 구성된 회로망과도 유사하게 되어 있다. 도 1 의 회로에 있어서, 그러나, 증폭기(16)(18)는 고선형성을 필요로 하지 않는 대신에 보다 덜 비싼 비선형 성분으로 구성될 수 있다. 이는 주로 카티전 회로에 의해 제공된 피드백경로(24)에 의해 부여되는 비선형성의 정확성 때문이다.
피드백경로(24)에 입력되는 신호는 포워드경로(22)로 부터 피드백경로(24)로 신호를 출력하는 커플러(26)에 의해 발생된다. 이 커플된 신호는 다운컨버터(28)에 의하여 베이스밴드 주파수로 다운컨버트된다. 이 다운컨버트된 신호는 차동증폭기(10)(12)에 입력된다. 이 증폭기(10)(12)는 회로의 비선형동작을 보상하기 위한 에러신호를 발생하도록 차감처리동작을 수행한다.
도 2 는 본 발명의 구체적인 실시예에 따른 카티전 루프 회로를 도시한 것이다. 차이값 I 및 Q 입력이 차동증폭기(100)(102)에 공급된다. 증폭기(100)(102)로 부터의 출력 I 및 Q 는 감쇄기(104)(106)에 각각 입력된다. 이 감쇄기(104)(106)로 부터의 출력은 각각 합산점(108)(110)으로 전송된다.
이 합산점(108)은 루프필터(112)에 입력을 제공하고 합산점(110)은 루프필터(114)에 입력을 제공한다. 이 루프필터(112)(114)는 증폭기(118)(120), 커패시터(122)(124)와 함께 적분기로서 작용한다. 루프필터(112)(114)는 안정범위 내에서의 루프의 이득-대역폭을 제한하도록 카티전 루프에 필요한 필터링 및 이득을 제공한다.
루프필터(112)(114)는 포워드경로(126)에 출력을 제공한다. 이미 설명한 바와같이, 합산점(108)(110)에 대한 하나의 입력은 I 및 Q 신호로 부터 제공된다. 합산점(108)(110)에 대한 다른 입력은 카티전 루프의 동작에러를 측정하기 위하여 제공되는 피드백경로(128)로 부터 제공된다.
루프필터(112)(114)로 부터의 출력은 업컨버터(130)에 입력된다. 이 업컨버터(130)는 루프필터(112)(114)로 부터 출력된 I 및 Q 를 베이스밴드 주파수에서 RF 주차수로 컨버트한다. 이 경우, 바람직한 RF 주파수는 900MHz 이다.
업컨버터(130)로 부터의 RF 신호는 감쇄기(132)에 전송되고 이어서 다른 핀 다이오드 감쇄기(134)에 전송된다. 이 신호는 증폭기(136)에 전송된 다음 대역통과 필터(138)에 전송된다. 이 신호는 송신전에 신호를 증폭하는 전력증폭기모듈(140)에 송신된다. 이 증폭된 신호는 전력증폭기(140)로부터 커플러(142), 아이솔레이터(144) 및 듀플렉서(146)를 통하여 신호를 송신하는 안테나(148)에 송신된다.
커플러(142)는 포워드경로(126)로 부터 피드백경로(128)로 상기 신호를 송신한다. 피드백경로(128)에서 신호는레벨설정감쇄기(148),핀 감쇄기(150), 스위치가능한 감쇄기(152) 및 스위치 가능한 증폭기(154)로 구성된 증폭단으로 송신된다. 전력제어된 신호는 다운컨버터(156)로 송신된다. 이 다운컨버터(156)는피드백경로(128)에서 상기 신호를 베이스밴드 신호로 컨버트한다.
다운컨버터(156)로 부터 출력된 I 및 Q 는 증폭기(158)(160) 및 증폭기(162)(164)를 각각 통하여 송신된다. 증폭기(160)는 합산점(108)에 출력을 제공하고, 증폭기(164)는 합산점(110)에 그 출력을 제공한다.
전력 제어
본 발명의 여러 가지 실시예에 따라 도 2 에 도시된 카티전 루프의 실시 예에 제공된 전력제어 특징을 설명한다. I 및 Q 는 초기에 감쇄기(104)(106)를 통하여 입력된다. 감쇄기(104)(106)는 인에이블시 15dB 의 감쇄효과를 제공하며, 디스에이블시에는 감쇄동작없이 I 및 Q 를 통과시킨다. 감쇄기(104)(106)는 통신시스템으로 부터 레지스터(166) 및 드라이버(168)를 통하여 제공되는 제어신호 CONTROLS 에 의해 제어된다. 따라서, 감쇄기(104)(106)는 더 높은 출력전력이 요구될 경우 0dB 의 감쇄효과가 요구되고 더 낮은 전력출력이 요구될 경우 15dB의 감쇄효과를 제공하면서 전체 전력제어를 제공한다.
I 및 Q 신호는 카티전 루프회로에 입력되고, 업컨버터(130)에 의해 업컨버트되어 896MHz - 901MHz 의 주파수 혹은 그 외에 요구된 주파수로 컨버트된다. 업컨버트된 이후, 포워드경로(126)내의 신호는 다시 감쇄기(132), PIN 다이오드 감쇄기(134) 및 증폭기(136)에 의해 제어된다. 도 2 의 감쇄기(132)는 다음에 후속하는 감쇄동작이 포워드경로(126); 2dB, 4dB, 8dB, 8dB, 16dB 의 내외부로 스위치되도록 허용하는 2-4-8-8-16 감쇄 집적회로이다. 따라서, 감쇄기(132)는 포워드경로(126)에서의 2dB 증가분으로 미세한 전력을 제어할 수 있도록 이용될 수 있다.감쇄기(132)는 RF마이크로디바이스에 의해 제조된 넘버 RF2410를 사용한다. 감쇄기(132)는 통신시스템에 의해 제공되는 제어신호 CONTROLS 에 의해 디지탈적으로 제어된다.
핀 다이오드 감쇄기(134)는 인에이블시 15dB, 디스에이블시 0dB를 감쇄한다. 이 감쇄기(134)는 통신시스템으로 부터 제어신호 CONTROLS 의 제어하에 인에이블 및 디스에이블된다. 따라서, 핀 다이오드 감쇄기(134)는 포워드경로(126)내에서 전체적인 전력제어를 제공한다.
포워드경로(126)의 증폭기(136)는 30dB의 이득을 제공한다. 잡음 대역폭 필터(138)에 의해 필터링된 후전력증폭기모듈(140)은 또 다른 30 - 40dB의 이득을 제공한다. 본 발명의 일실시예에 따른 카티전 루프의 전력출력은 또한,전력증폭기모듈(140)의 전력핀상에서의 신호변화에 의해 제어된다. 예를들어, 만일 히타찌 PFO121 전력증폭기가 도 2 에 사용된다면전력증폭기모듈(140)의 전력출력은 루프로부터 감소된 출력을 야기하는 신호 POWER CONTROL의 감소에 의해 감소될 수 있다. 역으로,전력증폭기모듈(140)의 전력출력은 루프로부터 증가된 출력을 야기하는 신호전력제어(POWER CONTROL)의 증가에 의해 증가될 수 있다.전력증폭기모듈(140)의 이득이 증가 혹은 감소됨으로써 이에 상응하는 포워드경로(128)에서의 변화가 수반되며, 이에따라 전체적인 루프 이득이 유지된다. 전력증폭 후, 신호는 안테나(148)를 통해 출력된다.
도 2 의 회로는 루프이전에 15dB 의 감쇄효과를 제공한다. 루프의 포워드경로(126)는 47dB이상의 감쇄효과를 제공한다. 모든 감쇄는 통신시스템의 시스템제어기의 제어하에 행해진다. 포워드경로(126)는 또한, 신호가 안테나(148)에 제공되기 이전에 최초 30dB, 그 다음 30 - 40dB 의 증폭단을 제공한다. 도 2 는 수개의 증폭단으로 이루어진 증폭기를 도시한 것임을 알 수 있다.
피드백경로(128)에서의 전력제어에 대하여 설명한다.
이미 설명한 바와같이, 피드백경로(128)는 도 2 의 경우 포워드경로(126)로부터의 신호의 대략 1.0%를 커플링하는 커플러(142)에 의해 개시된다. 커플링된 신호는 레벨이 설정된 레벨설정감쇄기(148)에 의해 감쇄된다. 이 레벨 설정된 레벨설정감쇄기(148)는 회로와 회로간의 오차변화를 보상하기 위한 루프의 켈리브레이션을 하기 위해 제공하고, 루프회로의 초기 전력출력을 설정할 수 있도록 제공된다.
이 신호는 CONTROLS에 핀 감쇄기(150)로 인가되어 2-4-8-8-16dB로 감쇄된다. 이 핀 감쇄기(150)는 포워드경로(126)에서 감쇄기(132)와 평형되도록 한다. 핀 감쇄기(150)는 2dB 증가분으로 총 32dB이상의 감쇄 값을 제공하도록 PIN 다이오드회로로 함이 적절하다. 감쇄량의 결정은 레지스터(166)에 저장된 통신 시스템의 시스템제어기로 부터의 제어신호에 의해 제공된다.
상기 신호는 0dB 감쇄기(152) 및 15dB 증폭기(154)를 포함하는 스위치 가능한 증폭단을 통과한다. 출력신호의 증폭이 통신시스템의 시스템 제어기에 의해 요구되는 경우 증폭기(154)는 디스에이블되고, 0dB 감쇄기는 레지스터(166)로 부터의 제어신호에 의해 인에이블된다. 저 전력출력이 요구되는 경우 시스템 제어기는 증폭기(154)를 인에이블하고, 감쇄기(152)를 디스에이블하여 피드백경로내의 신호가 증폭되도록 한다.
감쇄 혹은 이득이 포워드경로(126) 혹은 피드백경로(128)의 내외부로 스위치되는 경우, 다른 경로에서의 감쇄 혹은 이득량과 동일하도록 스위치되는 것이 바람직하다. 이와 같이 함으로써 출력전력의 변화에도 불구하고 전체적인 루프이득의 변화를 방지함으로써 루프의 평형을 유지할 수 있다. 예를 들어, 루프 평형을 유지하기 위하여 포워드경로(126)의 전력이득을 피드백경로(128)의 전력 감쇄량과 평형시키는 것이 바람직하다. 유사하게, 포워드경로(126)의 전력감쇄를 피드백경로(128)의 전력이득량과 평형시키는 것이 바람직하다. 따라서, 만일 감쇄가 포워드경로(126)에서 스위치된다면 피드백경로(128)에서의 감쇄와 동일하도록 스위치아웃하는 것이 바람직하다.
도 2의 회로는 루프의 내외부 성분들에 대한 미세하고 정밀한 전력출력을 제어하는 회로를 제공한다. 도 2 의 경우, 다른 시스템에서 미세하고 정밀한 전력제어가 다른 값을 가질 수 있다 하더라도, 미세한 제어는 전력제어를 1 - 2dB 의 스텝으로 하는 것에 관련되고, 정밀한 제어는 전력제어를 보다 큰 스텝으로 행하는 것에 관련된다. 도 2 에 있어서, 15dB 의 전력제어는 감쇄기(104)(106)에 의해 루프외부에서 제공된다. 또한, 도 3 에 도시하고 설명하는 바와 같이, 디지탈 신호처리기(DSP)(222)를 작동하여 I 및 Q 신호를 제공하도록 하는 것이 바람직하다. DSP(222)는 1 및 2dB 스텝으로 미세한 전력출력제어를 제공한다. 이들 전력제어메카니즘들이 모두 루프외부에 있으므로 이들 메카니즘들을 평형시킬 필요는 없다. 미세한 전력제어는 감쇄기(132)(150)에 의한 도 2 의 루프내에서 제공된다. 이들 감쇄기들(132)(150)은 이미 설명한 바와 같이 평형된다. 정밀한 전력제어는감쇄기(134)(152) 및 증폭기(154)에 의해 도 2 에 의해 제공된다. 이들 성분들은 각각은 이미 설명한 바와 같이 평형된다.
도 2 는 본 발명에 따른 카티전 루프의 특정 실시 예를 도시한 것이다. 도 3 에는 여러 가지 전력제어 성분을 구비한 다른 카티전 루프회로의 블록도가 도시되어 있다. 도 3 에 있어서, 송신되어야 할 신호 I 및 Q는 디지탈 신호처리기(222)로 부터 카티전 루프회로(220)에 제공된다. 카티전 루프회로(220)는 차동증폭기/루프필터(224)(226), 업컨버터(228), RF전력증폭 체인(229), 커플러(230), 안테나(232) 및 다운컨버터(234)를 포함하는 표준 루프성분으로 구성된다.
루프회로(220)는 또한, 복수개의 전력제어성분을 구비하고 있다. 이 전력제어성분은 전-루프 감쇄기(236)(238), 포워드경로 감쇄기(240)(242), 포워드경로 증폭기(243), 전력증폭기 바이-패스 스위치(244), 피드백경로 감쇄기(246)(248), 피드백경로 증폭기(250) 및 I 및 Q 피드백 증폭기(252)(254)이다.
도 3 의 전력제어성분은 안테나(232)로 부터의 신호 출력인 미세하고 정밀한 전력제어를 제공한다. 본 발명의 일실시예에 따른 DSP(222)는 요구된 출력전력을 판단하고, 이 요구된 출력전력에 따라 여러 가지 전력제어성분들을 제어하도록 루프회로에 제어신호를 제공한다. DSP(222)는 또한, 루프회로에 공급된 I 및 Q 신호의 진폭을 제어하여 전력제어를 제공한다.
도 4 의 스텝 260에서, DSP(222) 혹은 다른 제어장치는 안테나(232)에 필요한 전력출력레벨을 판단한다. 스텝 262에서는 DSP(222) 혹은 다른 제어장치가 카티전 루프회로(220)내 여러 가지 성분들의 정밀한 전력을 설정하기 위한 제어신호를송신한다. 예를들어, 만일 감쇄기(236)(238)(240)(242)가 선택할 수 있는 정밀한 감쇄레벨을 제공하고, 도 2 의 감쇄기(104)(106)(132)(134)가 또한 그렇게 된다면 DSP(222)는 이들 성분들 각각의 요구된 감쇄레벨을 바람직하게는 룩크-업 테이블내에서 미리 선택된 값에 따라 선택하고 그 요구된 감쇄레벨을 행하도록 제어신호를 발생한다. 동시에, 스텝 262에서 DSP(222)는 안테나(232)에서 요구된 전력출력레벨을 이행하도록 필요한 미세한 전력제어를 계산한다. DSP(222)는 출력전력레벨을 미세하게 제어하도록 I 및 Q 신호의 적당한 진폭을 선택하고, 그 진폭제어된 I 및 Q 신호를 루프회로(220)에 송신한다.
도 3으로 되돌아가서, 전력증폭기 바이-패스 스위치(244)는 본 발명의 다른 실시 예에 따른 또 다른 전력제어특징을 이행한다. 전력증폭기(229)는 비록 좀더 많은 스테이지가 요구되거나 필요할 수 있지만 두 개의 증폭기(256)(258)를 갖는 것으로 도시되어 있다. 본 발명에 따르면, 바이-패스 스위치(244)는 안테나(232)에서의 출력전력을 제어하도록 필요로 하는 하나 혹은 그 이상의 증폭단으로 바이-패스하도록 이용된다. 좀더 큰 전력이 필요한 경우, 스위치(244)는 오픈되고, 좀 더낮은 전력이 필요한 경우 스위치(244)는 클로즈된다. 스위치(244)가 증폭단으로 클로즈되면, 증폭기(258)는 디스에이블되는 것이 바람직하다. 스위치(244)의 제어는 비록 요구된 출력전력레벨을 알고 있는 통신시스템내의 제어장치가 스위치(244)를 제어할 수 있더라도 DSP(222)에 의해 이루어지도록 하는 것이 바람직하다. 도 3 은 단일 증폭단을 바이-패싱하는 스위치(244)를 도시한 것으로써, 이 스위치는 요구된 단 만큼 바이-패스하는데 이용될 수 있다. 물론, 루프이득을 유지하기 위하여는 포워드경로에서의 이득제어와 피드백경로에서의 이득제어가 평형되어야 한다. 바이패스 스위치(244)가 유용화되면 스위치 인 혹은 아웃되는 성분들에 의해 야기되는 루프의 위상변화를 고려하여 루프의 위상을 제어하는 것이 바람직하다. 루프의 위상을 제어하는 바람직한 방법에 대해서는 이후 설명한다.
도 3에 있어서, 감쇄기(236)(238)는 도 2 의 감쇄기(104)(106)에 각각 대응하는 것으로써, 전력제어의 매우 정밀한 레벨을 제공하는 도 2 에서와 같이 감쇄기들을 온/오프할 수 있다. 또한, 감쇄기(236)(238)는 연속적인 감쇄범위를 제공하도록 연속적으로 제어되는 감쇄기가 될 수도 있다. 이 경우, 감쇄기(236)(238)는 미세한 전력제어를 위한 약간의 처방을 제공한다.
도 3의 감쇄기(240)(242) 및 증폭기(243)는 도 2 의 성분(132)(134)(136)에 각각 대응하는 것이다. 감쇄기(240)(242)는 도 2 에 도시한 바와 같은 2-4-8-8-16감쇄기 혹은 온/오프 감쇄기가 될 수 도 있고, 혹은 연속적으로 변화하는 감쇄기가 될 수 도 있다. 유사하게, 증폭기(243)는 온/오프 이득 혹은 연속으로 변화할 수 있는 감쇄기가 될 수도 있다. 만일 DSP(222)가 상술한 바와 같이 전력제어를 제공하는데 이용된다면 루프(220)내의 많은 전력제어성분 특히 미세한 전력제어를 제공하는 성분들을 제거하는 것이 가능하다.
도 3의 감쇄기(246)(248) 및 증폭기(250)는 도 2 의 성분(148)(150)(152)에 각각 대응하는 것이다. 감쇄기(246)(248)는 2-4-8-8-16 감쇄기 혹은 온/오프 감쇄기가 될 수 도 있고, 혹은 연속적으로 변화하는 감쇄기가 될 수 도 있다. 유사하게, 증폭기(250)는 온/오프 이득, 혹은 연속으로 변화할 수 있는 감쇄기가 될 수도있다. 피드백경로의 다운컨버터(234) 이후에 배치된 증폭기(252)(254)를 이용하여 출력신호의 전력제어기능을 제공할 수도 있다. 전력제어의 또 다른 가능한 방법은 출력경로 내에 감쇄기(259)를 배치하는 것이다. 더욱이, 루프내 혹은 루프외부에 위치한 도 3의 임의의 전력제어성분은 온/오프 성분 혹은 연속적으로 변화할 수 있는 성분이 될 수도 있다.
도 5에는 도 2 의 핀 다이오드 감쇄기(150)의 회로도가 도시되어 있다. 이 회로는 인에이블시 2dB, 4dB, 8dB, 8dB, 16dB 의 감쇄효과를 제공하는 단, 5단 감쇄회로 300 - 304 가 각각 구성되어 있다. 각 스테이지는 다섯 개의 커패시터 C1 - C5, 세 개의 인덕터 L1 - L3, 네 개의 PIN 다이오드 D1 - D4 및 세 개의 레지스터 R1 - R3로 구성되어 있다. PIN 다이오드 D1 - D4 는 파트번호 HSMP3855 인 HP/Avantek 핀 다이오드인 것이 바람직하다. 각 스테이지의 이들 성분들의 값은 본 발명의 구체적인 실시 예에 따라 다음 테이블에 주어진 바와 같다.
테이블 1
Figure pct00001
각 스테이지 300 - 304 는 두 개의 신호, CONTROL A, CONTROL B 를 가지고 있다. 스테이지를 활성화시키기 위하여 즉 스테이지에서 감쇄가 이루어지도록 CONTROL A 는 낮아지고, CONTROL B 는 높아진다. 스테이지를 비활성화할 경우에는 CONTROL A 는 높아지고, CONTROL B 는 낮아진다.
집적회로 감쇄기가 수행할 수 없는 선형 고전력 동작을 제공하기 때문에 도 5 의 회로는 피드백경로(128)내에 위치함이 바람직하다. 더욱이, 도 5 의 감쇄기 회로는 큰 기계적장치 및 좀더 신속한 동작을 제거하기 때문에 오버 릴레이됨이 바람직하다.
잡음 필터링
도 2 에 있어서, 본 발명의 카티전 루프회로는 루프 특히 이 루프내의 포워드경로(126)에 잡음을 제거하기 위한 대역통과필터(138)를 구비하고 있다. 이 대역통과필터(138)는 시스템이 송신하는 전체 대역폭과 동일하거나 좀 더 큰 대역폭을 갖는 대역통과 필터로 하는 것이 바람직하다. 예를 들어, 복수개의 주파수가 사용되는 주파수 호핑 시스템에서 필터의 대역폭은 모든 주파수를 전송할 수 있어야 하며, 루프에서 생성된 이질적인 잡음으로부터 수신된 주파수를 보호할 수 있어야 한다. 따라서, 대역통과필터(138)는 통신 시스템의 수신대역 내에 있는 루프성분에 의해 발생된 주파수들을 차단한다. 이들 기능을 성취할 수 있으면 어떠한 필터를 사용하여도 무방하다.
대역통과필터(138)의 목적은 루프의 성분들에 의해 생성된 잡음을 제거하는 것이다. 루프내의 베이스밴드 성분들은 넓은 주파수 범위를 오버하는 잡음을 생성하기 쉬운 광대역 특성을 가지고 있다. 더욱이, 실제적으로 루프내의 이득이 크므로 광대역 잡음을 포함하는 루프 잡음이 증폭된다. 대역통과필터(138)는 이들 잡음을 제거하는 것이다.
도 2 에 있어서, 대역통과필터(138)는 포워드경로(126)의 업컨버터(130) 및 전력제어 성분인 감쇄기(132),핀다이오드(134),증폭기(136)의 후단 및 전력증폭기 모듈(140)의 전단에 배치되어 있다. 이는 업컨버터(130) 및 전력 제어성분인 감쇄기(132), 핀다이오드 감쇄기(134), 증폭기(136)에 의해 생성된 잡음이 제거되도록 대역통과 필터(138)를 위치시키는 것이 바람직하다. 전력증폭기모듈(140) 전단의 대역통과필터(138)의 위치는 더 낮은 전력신호로도 동작할 수 있으므로 대역통과필터(138)의 제조단가를 낮출 수 있다. 그러나, 대역통과필터(138)는 다른 위치에도 배치될 수 있음은 물론이다. 예를들어, 대역통과필터(138)는 업컨버터(130) 후단의 포워드경로(126)에 배치되어도 된다. 그러나, 이 위치는 전력제어성분인 감쇄기(132), 핀 다이오드 감쇄기(134), 증폭기(136)에 의해 생성된 잡음은 제거할 수 없는 위치이다. 또한, 전력증폭기모듈(140) 후단에 배치될 수도 있으나, 이 위치는 매우 높은 전력신호를 처리할 수 있도록 디자인되어야 할 필요가 있다.
이 대역통과필터(138)는 특히, 도 2 의 카티전 루프 송신기를 채용하는 통신시스템의 완전한 듀플렉서(146) 동작을 수행하도록 하는데 유용하다. 듀플렉서(146)동작에 있어서, 송신기들은 높은 전력레벨이 됨과 동시에 신호들은 매우 낮은 전력레벨로 수신된다. 따라서, 듀플렉서(146)는 고전력 송신신호 및 저전력 수신신호를 분리하는데 제공된다. 그러나, 루프회로가 광대역 잡음을 생성하는 경우 듀플렉서(146)는 수신대역내의 잡음을 완전히 억제하지 않는다. 따라서, 대역통과필터(138)는 개선된 수신대역 잡음 억제기능을 제공하므로써 무선통신 시스템의 완전한 듀플렉스 동작을 개선하는 효과를 달성한다.
표면 음향파(SAW)장치를 구비하는 대역통과 필터(138)를 구비하지 않는 것이 바람직하다. 대역통과필터(138)는 다른 타입의 대역통과 필터에 비해 개선된 위상응답, 개선된 선형성을 제공한다. 대역통과필터(138)는 후지쓰에 의해 제조된 FAR-F5CC-902M50-L2EZ 를 사용하는 것이 바람직하다. 이 대역통과필터(138)의 중심 주파수는 902MHz 이고, 업컨버터(130)는 896 - 901MHz의 베이스밴드 I 및 Q 신호를 변환한다는 것을 주지하여야 한다. 대역통과필터(138)의 대역폭이 충분히 넓으므로 대역통과필터(138)는 만족스럽게 동작한다.
DC 오프셋 눌링
도 2 에 있어서, 본 발명의 카티전 루프 송신기는 제1 및 제2 DC 오프셋 눌링 회로(OFFSET NULLING)(301)(302)를 포함하고 있다. 제 1 DC 오프셋 눌링 회로(301)는 차동 증폭기(304) 및 샘플 및 홀드(306)를 포함하고 있다. 제 2 DC 오프셋 눌링회로(302)는 차동증폭기(308) 및 샘플 및 홀드(310)를 포함하고 있다.
이들 제1 및 제2 DC 오프셋 눌링 회로(301)(302)는 제1 DC 오프셋 눌링회로(301)가 I 경로의 DC 오프셋을 무효화하고, 제2 DC 오프셋 눌링회로(302)가 Q 경로의 DC 오프셋을 무효화한다는 것 이외에는 동일한 방법으로 동작하고 동일한 기능을 수행한다. 따라서, 다음에 설명되는 제1 DC 오프셋 눌링회로(300)의 동작은 제2 DC오프셋 눌링회로(302)에도 동일하게 적용된다.
제 1 DC 오프셋 눌링회로(301)의 차동증폭기(304)는 루프필터(112)의 출력으로부터 제 1 입력, 업컨버터(130)의 기준 출력(REF)으로 부터의 제 2 입력을 가진다. 이들 기준출력은 전원의 미드-레일(mid-rail) 기준을 출력한다. 도 2 의 회로에 있어서, 대략 12V의 단일 레일 전원이 사용됨으로써 기준출력은 대략 6V가 된다. 만일 듀얼 전원 예를들어 +6V 및 -6V가 사용된다면 미드-레일 출력은 0V가 될 것이다. 따라서, 차동증폭기(304)는 루프필터(112)와 업컨버터(130)의 미드-레일 기준출력간의 DC 오프셋을 판단한다. DC 오프셋의 교체적인 수단도 역시 이용될 수 있다.
차동증폭기(304)로부터 측정된 DC 오프셋 값은 샘플 및 홀드(306)의 입력으로 제공된다. 도 6 에는 샘플 및 홀드(306)의 동작 타이밍도가 도시되어 있다. 도 6 의 라인 A 는 통신이 복수개의 타임 슬롯이 구비됨에 있어서, TDMA 타입 통신 시스템의 특정한 타임슬롯에 관련된 타이밍을 나타낸 것이다. 라인 A 가 하이이면 특정 타임슬롯은 잠재적으로 액티브상태가 되고(즉, 타임슬롯에 할당된 서브스크라이버가 누군가과 통신하도록 시도함), 라인 A 가 로우이면, 특정 타입슬롯은 비활성이 된다. 라인 B 는 포워드경로(126)를 인에이블 및 디스에이블 하기 위하여 전력 증폭모듈(140)에 제공되는 제어신호를 나타낸 것이다. TxON 이 하이이면 전력증폭기모듈(140)은 인에이블되고 포워드경로(126)는 증폭된 신호를 제공한다. TxON 이 로우이면 전력증폭기모듈(140)은 디스에이블되고, 포워드경로(126)도 디스에이블되어 안테나(148) 혹은 피드백경로(128)에 신호가 제공되지 않는다. 신시사이저는 통신시스템 및 업컨버터(130)를 위한 주파수를 발생하기 위하여 필요한 것이며, 카티전 루프 송신기를 위한 다운컨버터(156)는 도 6 의 라인 C 로 도시한 바와같이 인에이블된다. 신시사이저는 라인 D 로 도시한 바와같이 수용가능한 정확성을 갖는 범위에서 유용화된다.
라인 E 는 샘플 및 홀드(306)를 위하여 바람직한 제어신호를 표시한다. 라인 E 가 하이가되면 샘플 및 홀드(306)는 차동증폭기(304)의 출력을 샘플하기 시작한다. 샘플 및 홀드(306)는 증폭기(118)주위의 피드백루프를 완성시킨다. 피드백 루프의 동작은 샘플 및 홀드(306)의 충전 커패시터의 전압이 증폭기(118) 의 출력 및 미드-레일 기준간의 이떠한 DC 에러도 최소화하는데 충분한 값을 가질 것이 필요하다. 안정한 충전값에 도달하면 샘플 및 홀드(306)는 라인 E 가 로우가 되듯이 홀드모드로 스위치된다. TxON(라인 B)은 샘플처리동안에는 디스에이블되는 것이 바람직하며, 이는 포워드경로(126)가 디스에이블되고 DC 오프셋 이 패드백경로(128)에 있는 성분들의 DC 오프셋으로 부터의 측정된 결과가 되도록 하기 위함이다.
라인 E 의 제어신호가 로우가 되면, DC 오프셋의 네거티브 값이 샘플 및 홀드(306)의 출력상에 나타난다. 이 샘플 및 홀드(306)의 출력은 합산점(108)에 연결되어 있다. 따라서, 포워드경로(126)의 디스에이블동안에 측정된 DC 오프셋의 상보적인 값이 루프필터(118)의 입력에 가산되고, 피드백경로(128)에 있는 성분들에 의해 생성된 DC 오프셋이 취소된다. 그 후, 제어신호 TxON 이 하이가 되어 타임슬롯이 액티브되기 전에 포워드경로(126)의 동작을 인에이블한다. 측정된 DC 오프셋의 네거티브는 DC 오프셋을 무효화하기 위한 액티브시간동안에 신호에 가산된다.
로컬 오실레이터가 DC 오프셋에 영향을 끼치므로 DC 오프셋 값이 인식되는동안에 이 로컬 오실레이터에 의해 다운컨버터(156)를 구동하는 것이 바람직하다. 업컨버터(130) 및 다운컨버터(156)에 로컬 오실레이터를 공급하는 신시사이저는, 이 로컬 오실레이터가 업컨버터(130) 및 다운컨버터(156)의 DC 오프셋에 영향을 끼치므로 가능한한 그들의 특정한 안정성에 접근할 수 있도록 하여야 한다. 그러나, 신시사이저가 특정된 안정성에 도달하기 전에 DC 오프셋 측정이 행해지도록 트레이드오프를 요구하는 시스템 타이밍이 제한될 수 밖에 없다. 이 경우, DC 오프셋 측정은 가능한 한 그들의 특정된 안정성에 접근하도록 신시사이저를 동작시킨다.
비안정성 검출
도 2 의 루프회로는 비안정 검출회로(401)를 포함하고 있다. 이 루프는 루프의 안정성을 유지하도록 적절한 이득 및 위상지연량을 갖도록 설계된다. 그러나, 이 루프는 여러가 이유로 인하여 비안정성이 된다. 예를들어, 루프의 비안정성은 루프이득이 너무 높거나 혹은 안테나 VSWR 이 빈약한 것이 원인이 된다. 루프가 불안정해지면 통신장치의 전송된 신호가 전송마스크를 브레이크하도록 대역주파수이외의 주파수 발생을 초래한다. 비안정 검출회로(401)는 루프가 비안정성이 될 때 검출되어서 전송마스크의 브레이킹을 피할 수 있도록 적절한 조치가 취해지도록 한다.
비안정 검출회로(401)는 필터(402), 인벨로프 검출기(404) 및 비교기(406)를 포함하는 것이 바람직하다. 이 비안정 검출회로(401)는 다운컨버터(156) 후단 피드백경로(128)내의 루프회로에 연결되는 것이 바람직하다. 이와 같은 배치는 신호가 송신되는 주파수와 상관없이 베이스밴드 주파수로 신호를 검출할 수 있도록 한다.그러나, 이 비안정 검출회로(401)는 루프의 다른 점에도 연결될 수 있으나 필터(402)의 설계를 단순히 하기 위하여 베이스밴드 주파수를 검출하도록 루프에 대한 비안정 검출회로(401)에 연결되는 것이 바람직하다.
루프가 안정성이 되면, 피드백경로(128)의 출력신호는 I 및 Q 신호의 대역폭내 주요 주파수를 포함한다. 대역폭 bw를 가진 신호(408)가 도 7 에 도시되어 있다. 안정한 루프동작중에 대역폭 bw를 가진 신호(408)는 비안정 검출회로(401)에 입력된다. 필터(402)는 컷오프 주파수 fhp를 갖는 고대역필터로 하는 것이 바람직하다. 따라서, 필터(402)는 피드백신호를 차단한다. 따라서, 인벨로프 검출기(404)는 신호를 검출하지 않는다. 인벨로프 검출기(404)의 출력과 스레솔드 th 를 비교하는 비교기(406)는 루프가 안정상태로 동작함을 표시하는 루프내에는 원하지 않은 신호가 없는 것으로 판단한다.
루프가 비안정 동작하면 피드백경로(128)의 출력신호는 대역폭 bw를 가진 신호(408)의 대역폭 이외의 주파수를 포함할 것이다. 비안정 루프상태를 초래하는 실질적인 신호(410)는 도 7에 도시되어 있다. 신호(410)는 피드백신호 및 잡음신호(414)도 포함한다.
비안정 루프 조건으로부터 야기되는 신호(410)가 결과로서 도출될 때 비안정 검출회로(401)의 필터(402)는 피드백신호를 차단하나 잡음신호(414)는 통과시킨다. 인벨로프 검출기(404)는 잡음신호(414)의 실존여부를 검출하고 비교기(406)에 신호의 인벨로프를 통과시킨다. 만일 잡음신호(414)가 스레솔드 th를 초과하는 진폭을 가진다면, 비교기는 루프가 비안정상태로 동작하는 것을 지시하도록 액티브신호를출력한다.
비안정 검출회로(401)의 출력은 도 3 에 도시한 바와 같은 DSP(222)로 출력된다. 비안정 검출회로(401)가 액티브신호를 출력하면 DSP(222)는 여러 기능 중 하나를 수행함이 바람직하다. 먼저, DSP(222)는 루프의 위상을 조정한다. 위상이 조정되는 방법은 이후 상술한다. 만일 그와 같은 동작이 루프를 안정상태로 복귀하지 못하게 하면 DSP(222)는 포워드경로(126) 혹은 피드백경로(128)의 전력을 제어한다. 평형된 상태로 전력을 제어하는 것이 바람직하며, 이 경우 전력조정은 조금 다르게 행해지는 바 루프의 일부분에서만 조정된다. 만일 루프가 안정상태로 복귀하지 않으면, DSP(222)는 회로의 전릭출력을 감소시킨다. 만밀 루프가 여전히 안정상태로 복귀하지 않으면 DSP(222)는 송신기를 오프시킨다.
과열 보호
도 2 의 루프회로는 카티전 루프 송신기의 동작온도를 검출하는 온도센서(416)를 포함하고 있다. 이 온도센서(416)의 출력은 두 개의 비교기(418)(420)에 연결되어 있다. 제 1 비교기(418)는 온도센서(416)의 출력을 제 1 기준온도값 th1와 비교하고, 제 2 비교기(420)는 온도센서의 출력을 제 2 기준온도값 th2 와 비교한다.
카티전 루프회로의 동작온도가 시험에 의해 공지된 임의의 온도를 초과하면 카티전 루프의 출력은 전송마스크를 브레이크하게 된다. 따라서, 온도센서(416)의 출력이 제 2 기준온도값 th2보다 낮게 설정된 제 1 기준온도값 th1을 초과하면 비교기(418)는 OVERHEAT 1 의 액티브신호를 출력한다. 신호 OVERHEAT 1 은 도 3 의DSP(222) 혹은 임의의 다른 시스템 제어기와 같은 시스템제어기에 송신된다. OVERHEAT 1이 액티브되면 시스템 제어기는 저전력출력이 안테나(148)에 공급되도록 카티전 루프의 전력제어성분들의 이득 혹은 감쇄량을 조절함으로써 저전력이 전송되도록 하는 것이 바람직하다. 예를 들어, 시스템 제어기는 감쇄기(104)(106)(132)(134)(150) 혹은 증폭기(154) 혹은 임의의 다른 장치의 전력출력이 낮아지도록 조정할 수 있다. 저전력 출력은 신호가 규정된 전송 마스크내에 전송되도록 한다.
루프회로의 동작온도가 제 2 기준온도값 th2 를 초과하면 제 2 비교기(420)의 출력 OVERHEAT 2 가 인에이블되고, 단순히 카티전 루프의 전력출력이 낮아짐으로써 송신기는 규정된 전송마스크로의 전송전력을 복원하지 않을 것이다. 따라서, 제 2 스레솔드 th2 를 초과하고 액티브 OVERHEAT 2 신호가 시스템 제어기에 송신되면 이 시스템 제어기는 카티전 루프 송신기를 오프시키는 것이 바람직하다. 이는 전송마스크가 브로킹되지 않도록 하는 것이다.
루프이득은 다르게 즉, 평형없이 포워드경로 혹은 피드백경로가 전송경로내에서 적당한 동작이 복원되도록 변경될 수 있다. 또한, 루프의 위상도 변화될 수 있다. 이들 조치는 임의의 순서대로 행해질 수 있다.
저전압 보호
도 2 의 루프회로는 카티전 루프 송신기의 전원에 연결된 두 개의 비교기(422)(424)를 포함하고 있다. 제 1 비교기(422)는 전원 V 의 출력을 제 1 기준전압 th11 과 비교하고 제 2 비교기(424)는 전원의 출력을 제 2 기준전압 th12와 비교한다.
전원전압이 제 1 기준전압 th11 이하로 떨어지면 카티전 루프의 회로는 만일 루프가 어떤 변경없이 동작하는 경우 전송마스크를 브레이크 할 수 있다. 따라서, 본 발명의 일 실시예에 따르면, 전원전압이 제1기준전압 th1 이하로 떨어지면, 비교기(422)는 UNDERVOLTS1 상에 액티브신호를 출력한다. 이 신호는 도 3 의 DSP(222) 혹은 다른 시스템제어기와 같은 시스템 제어기에 송신된다. UNDERVOLTS1이 액티브되면 시스템 제어기는 저전력출력이 안테나(148)에 공급되도록 카티전 루프의 전력제어성분들의 이득 혹은 감쇄량을 조절함으로써 저전력이 전송되도록 하는 것이 바람직하다. 예를들어, 시스템 제어기는 감쇄기(104)(106)(132)(134)(150) 혹은 증폭기(154) 혹은 임의의 다른 장치를 전력출력이 낮아지도록 조정할 수 있다. 저전력 출력은 신호가 규정된 전송 마스크내에 전송되도록 한다.
만일 전원전압이 제 1기준전압 th11 보다 낮게 설정된 제 2 기준전압 th12 이하로 떨어지면, 제 2 비교기(424)의 출력 UNDERVOLTS2 는 인에이블된다. 전원전압이 더욱 떨어지면 단순히 카티전 루프의 전력출력이 낮아짐으로써 송신기는 규정된 전송마스크로의 전송전력을 복원하지 않을 것이다. 따라서, UNDERVOLTS2 가 액티브되면 시스템 제어기는 카티전 루프 송신기를 오프시키는 것이 바람직하다. 이는 전송마스크가 브로킹되지 않도록 하기 위함이다.
루프이득은 다르게 즉, 평형없이 포워드경로 혹은 피드백경로가 전송경로내에서 적당한 동작이 복원되도록 변경될 수 있다. 또한, 루프의 위상도 변화될 수 있다. 이들 조치는 임의의 순서대로 행해질 수 있다.
타임 호핑 시스템을 위한 펄스쉐이핑
카티전 루프가 TDMA 를 채용하는 통신 시스템의 송신기에 선형 증폭을 제공하는 데 이용되면 - 통신시스템의 송신전력은 복수개의 타임슬롯을 점유하고 있다 - 최초 액티블될 때 타임슬롯의 초기파트동안에 전력 증폭기모듈(140)을 제어하는 것이 바람직하다.
이는 쉐이핑회로(450)를 통하여 증폭기(140)의 출력을 제어하도록 증폭기(140)의 전력핀에 송신되는 TxON 신호를 송신함으로써 이루어질 수 있다. 도 2 의 경우에 있어서 쉐이핑 회로(450)는 2.2k 의 저항 및 22nF 의 커패시터를 이용하여 구성된 단순한 RC 필터이다. 따라서, 쉐이핑 회로(450)는 액티브 슬롯동안 최초 턴온될 때 서서히 증가하도록 입력이 전력증폭기모듈(140)의 전력핀에 입력되도록 한다.
이와 같은 지연동작은 경로(126)(128) 주위의 루프이득이 고전력신호가 송신되기 전에 설정되도록 함으로써 루프가 자체적으로 수정을 행할 수 있도록 하고, 안정동작이 개시되기 전에 루프내의 성분들에 의해 야기될 수 있는 스퓨리어스 신호를 방지한다. 예를들어, 포워드경로의 DC 오프셋은 신호가 루프 주위를 순환할 때까지 보상되지 않는다. 또한, 이를 만족하기 위한 로컬 오실레이터 누설문제가 있다. 신호가 루프 주위를 충분한 시간을 두고 순환하도록 신호의 전송을 지연함으로써 개선된 동작이 이루어질 수 있다.
전력 및 주파수 기능으로서의 위상 켈리브레이션
도 2 에 있어서, 루프의 위상은 수동 위상 조정기(460)에 의해 그리고 컴퓨터 제어된 위상 제어기(462)에 의해 설정될 수 있다. 수동 위상 조정기(460)는 루프의 위상을 설정하는데 사용된다. 컴퓨터 제어된 위상 제어기(462)는 루프의 전력출력레벨, 송신되는 신호의 주파수에 따라 제어되며 다운컨버터(156)를 구동하는 로컬 오실레이터의 시프트를 야기한다.
본 발명의 일 실시 예에 따라 신호가 주파수 호핑 팻션을 갖는 복수개의 주파수채널 중 하나 이상 송신됨에 있어서, 예를들어 DSP(222)와 같은 제어 컴퓨터는 신호의 송신주파수를 판단한다. 제어 컴퓨터는 다운컨버터(156)의 로컬 오실레이터를 위한 적절한 위상제어 설정을 판단하도록 룩업 테이블을 엑세스하며, 컴퓨터 제어된 위상 제어기(462)를 설정한다. 도 2 의 경우, 신호가 5MHz 의 주파수대역 이상에서 송신되며 룩업테이블은 세 개의 대역으로 분할되며, 대략 20도 스텝으로 위상 제어기(462)를 제어한다. 물론 각 응용마다 달라질 수 있다.
루프의 위상은 루프의 전력제어의 기능으로서 제어되는 것이 바람직하다. 루프의 전력제어성분이 스위치 인 혹은 스위치 아웃됨에 따라 루프의 위상은 변하게 된다. 따라서, 본 발명에 따르면 DSP(222) 와 같은 제어 컴퓨터는 여러 가지 루프 전력 제어성분들이 루프에 스위치 인 혹은 스위치 아웃될 때 발생할 수 있는 가능한 루프위상 테이블을 유지하고 있다. 전력제어기능의 일부로써 DSP(222) 는 특정루프배열을 위한 적절한 루프 위상을 판단하고 이에 따른 루프 위상을 조정하도록 위상 제어기(462)를 제어한다. 따라서, 각 전력제어성분은 스위치 인 혹은 스위치 아웃됨으로써 루프 위상이 조정된다.
도 2 에 있어서, 제어컴퓨터는 감쇄기(132)(134)(150)(152) 혹은증폭기(136)(154)중 어느 하나가 스위치 인 혹은 스위치 아웃됨으로써 루프의 위상을 변화시킨다. 도 3 에 있어서, DSP(222) 와 같은 제어컴퓨터는 전력제어성분(224)(226)(240)(242)(243)(256)(258)(246)(248)(250)(252)(254)중 어느 하나가 루프에 스위치 인 혹은 스위치 아웃됨으로씨 루프의 위상을 변화시킨다. 이는 바이패스 스위치(244)가 루프내외로 증폭기 스테이지(258)를 스위치하는 경우를 포함한다.
본 발명은 상술한 실시 예에 한정되는 것이 아니라, 본 발명의 범위를 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 변형실시가 가능하다.

Claims (24)

  1. 다운컨버터와 업컨버터를 위한 로컬오실레이터를 갖는 카티전 루프를 제공하는 포워드경로 및 피드백경로, 업컨버터와 다운컨버터와 주파수 신시사이저를 가지는 카티전 루프회로로 베이스밴드신호를 전송하기 위한 방법에 있어서,
    상기 포워드경로의 동작을 디스에이블하는 스텝;
    상기 주파수 신시사이저가 일정하게 안정되었을 시 통신 타임슬롯이 액티브되기 전에 상기 포워드경로가 디스에이블되는 동안에 상기 피드백경로에 DC 오프셋을 감지 및 저장하는 스텝;
    상기 피드백경로의 DC 오프셋을 감산하는 스텝으로 구성된 것을 특징으로 하는 베이스밴드 신호를 송신하는 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 포워드경로의 동작을 인에이블하는 스텝을 더 구비함을 특징으로 하는 방법.
  3. 베이스 밴드신호들을 전송하기 위한 카티전루프에 있어서,
    송신을 위해 입력신호를 RF신호로 업컨버트하기 위한 포워드경로포함수단(130)을 구비하고, 베이스밴드신호를 갖는 제1 입력과, 제2입력을 구비하는 포워드경로와,
    상기 포워드경로의 제2입력으로 상기 포워드경로의 비선형성을 나타내는 에러신호 입력을 제공하고, 상기 포워드경로로부터 입력을 제공받고, 상기 포워드경로로부터의 입력을 다운컨버트하기 위한 수단(156)을 구비하는 피드백경로와,
    상기 피드백경로의 입력을 디스에이블하기 위한 제어수단과,
    상기 입력신호들을 업컨버트하기 위한 수단과 상기 포워드경로로부터의 입력을 다운컨버트하기 위한 수단으로 로컬오실레이터들을 제공하는 주파수 신시사이저와,
    상기 주파수 신시사이저가 일정하게 안정되었을 시 통신이 수행되는 타임슬롯이 액티브되기 전에 상기 포워드경로가 디스에이블되는 동안에 상기 피드백경로에 DC 오프셋을 감지 및 획득하는 수단(306, 310)과,
    상기 피드백경로로부터 DC 오프셋을 감산하기 위한 수단(108)을 포함함을 특징으로 하는 베이스밴드신호를 전송하기 위한 카티전 루프.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 로컬오실레이터는 피드백경로에 대한 입력이 디스에이블될 때 상기 다운컨버터로 공급됨을 특징으로 하는 베이스밴드신호를 전송하기 위한 카티전 루프.
  5. 제 3 항에 있어서,
    상기 제어수단은 상기 포워드경로 내의 전력증폭기(140)를 턴오프함을 특징으로 하는 베이스밴드신호를 전송하기 위한 카티전 루프.
  6. 제3항에 있어서,
    상기 포워드경로로부터 피드백경로로 입력을 제공하는 커플러를 더 구비하고, 상기 제어수단은 상기 커플러를 디스에이블함을 특징으로 하는 베이스밴드신호를 전송하기 위한 카티전 루프.
  7. (A) 송신되어야 할 베이스밴드 신호를 수신하고, 에러신호를 수신하는 입력수단;
    (B) 포워드경로가 (1) 입력수단으로 부터 신호를 RF 신호의 컨버트하는 업컨버터; (2) RF 신호의 이득을 제어하는 이득제어수단으로 구성되고;
    (C) 포워드경로의 비선형성을 지시하는 에러신호를 발생하도록 하는 피드백경로가 (1) 피드백신호를 발생하도록 포워드경로의 출력에 결합하는 수단; 및 (2) 피드백신호를 에러신호로 컨버트하는 다운컨버터를 포함하고;
    (D) 피드백신호를 디스에이블하는 수단;
    (E) 피드백경로상의 DC 전압을 측정하는 수단;
    (F) 피드백경로상의 DC 전압을 측정하는 수단으로부터의 제 1 입력과 기준신호로부터의 제 2 입력을 가지는 차동증폭기;
    (G) 상기 차동증폭기의 출력에 연결된 샘플 및 홀드;
    (H) 피드백신호를 디스에이블하기 위한 수단이 인에이블될 때 상기 샘플 및 홀드가 피드백경로상에서 측정된 DC 전압을 인식하도록 하는 수단; 및
    (I) 피드백경로로 부터 인식된 DC 전압을 감산하는 수단으로 구성된 것을 특징으로 하는 카티전 루프 송신기.
  8. 주파수밴드 이상의 베이스밴드신호를 송신하기 위한 카티전루프에 있어서,
    상기 베이스밴드 신호를 갖는 제1 입력 및 제 2 입력을 구비하고, 입력신호를 업컨버트하는 수단을 포함하는 포워드경로;
    신호가 전송되는 주파수이상의 주파수대역이외의 주파수를 차단하고, 입력신호를 업컨버트하는 수단의 후단에 위치한 잡음필터;
    상기 송신을 위한 신호를 생성하고 상기 신호를 송신하기 위한 출력을 생성하며, 상기 필터링된 업컨버트된 신호를 증폭하는 전력증폭기;
    상기 포워드경로의 비선형성을 지시하는 에러신호를 상기 포워드경로의 제2 입력으로 제공하며, 상기 포워드경로의 출력으로부터 입력을 갖고 상기 포워드경로의 출력으로부터의 입력을 다운컨버트하기 위한 수단을 구비하는 피드백경로;
    상기 루프가 주파수 수신밴드 내에서 수신신호를 통신시스템에 사용되고, 상기 잡음필터가 상기 주파수의 수신밴드 내에 있는 카티전루프의 성분에 의해 발생된 주파수를 차단함을 특징으로 하는 베이스밴드 신호를 송신하기 위한 카티전 루프.
  9. 제 8 항에 있어서,
    복수개의 주파수채널 중에 하나이상이 송신될 수 있는 신호를 적응적으로 송신하고, 상기 잡음필터는 복수개의 주파수채널의 주파수대역과 대략 동일한 대역폭을 갖는 것을 특징으로 하는 카티전 루프.
  10. 카티전 루프회로가 동작하는 온도를 검출하는 스텝; 및
    상기 온도가 제 1 기준온도값을 초과할 때 카티전 루프회로의 전력출력을 낮추도록 제어하는 스텝으로 구성된 것을 특징으로 하는 카티전 루프회로를 구비한 신호송신방법.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 온도가 제 2 기준온도값을 초과할 때 카티전 루프회로의 동작을 정지시키는 스텝이 추가 구성된 것을 특징으로 하는 방법.
  12. 카티전 루프회로가 동작하는 온도를 검출하는 수단; 및
    상기 온도가 제 1 기준온도값을 초과할 때 카티전 루프회로의 전력출력을 낮추는 수단으로 구성된 것을 특징으로 하는 카티전 루프회로를 구비한 신호 송신장치.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 온도가 제 2 기준온도값을 초과할 때 카티전 루프회로의 동작을 정지시키는 것을 특징으로 하는 장치.
  14. 전원전압을 검출하는 스텝; 및
    상기 전압이 상기 제 1 기준전압 이하로 떨어질 때 카티전 루프회로의 전력출력을 낮추는 스텝으로 구성된 것을 특징으로 하는 신호 송신방법.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 전압이 제 2 기준전압 이하로 떨어질 때 카티전 루프회로의 동작을 정지시키는 것을 특징으로 하는 방법.
  16. 전원전압을 검출하는 수단; 및
    상기 전압이 상기 제 1 기준전압 이하로 떨어질 때 카티전 루프회로의 전력출력을 낮추는 수단으로 구성된 것을 특징으로 하는 신호 송신장치.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 전압이 제 2 기준전압 이하로 떨어질 때 카티전 루프회로의 동작을 정지시키는 수단이 추가 구성된 것을 특징으로 하는 장치.
  18. 각 전력제어성분의 온/오프 상태를 판단하는 스텝; 및
    그 판단된 상태에 따라 카티전 루프의 위상을 조정하는 스텝으로 이루어진 것을 특징으로 하는 하나 이상의 전력제어성분을 가지는 카티전 루프회로의 위상을제어하는 방법.
  19. 제 18 항에 있어서,
    상기 카티전 루프는 복수개의 주파수채널이상에서 통신하는 통신시스템에 사용되고,
    그 통신을 위하여 사용된 주파수를 판단하는 스텝; 및
    그 주파수에 따라 카티전 루프의 위상을 조정하는 스텝이 추가 구성된 것을 특징으로 하는 방법.
  20. 각 전력제어성분의 온/오프 상태를 판단하는 수단; 및
    그 판단된 상태에 따라 카티전 루프의 위상을 조정하는 수단으로 이어진 것을 특징으로 하는 하나 이상의 전력제어성분을 가지는 카티전 루프회로의 위상을 제어하는 장치.
  21. 제 20 항에 있어서,
    상기 카티전 루프는 복수개의 주파수채널이상에서 통신하는 통신시스템에 사용되고,
    그 통신을 위하여 사용된 주파수를 판단하는 수단; 및
    그 주파수에 따라 카티전 루프의 위상을 조정하는 수단이 추가 구성된 것을 특징으로 하는 장치.
  22. 액티브 타임슬롯이 발생하는지를 판단하는 스텝; 및
    액티브 타입슬롯의 개시동안에 카티전 루프로 부터의 램프 온(Ramped on)된 출력을 지연하는 스텝으로 구성된 것을 특징으로 하는 타임슬롯된 통신시스템내의 카티전 루프회로로 부터 전송도를 제어하는 방법.
  23. 액티브 타임슬롯이 발생하는지를 판단하는 수단; 및
    액티브 타입슬롯의 개시되는 동안에 카티전 루프로 부터의 램프 온(Ramped on)된 출력을 지연하는 수단으로 구성된 것을 특징으로 하는 타임슬롯된 통신시스템내의 카티전 루프회로로 부터 전송도를 제어하는 장치.
  24. 제 23 항에 있어서,
    상기 지연하는 수단은 RC 필터에 공급된 신호를 인에이블하여 전력출력 증폭기의 전력핀에 공급하는 것을 특징으로 하는 장치.
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GR (1) GR3034840T3 (ko)
WO (1) WO1996037949A1 (ko)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP4111964A1 (en) * 2021-06-29 2023-01-04 Biosense Webster (Israel) Ltd Heterodyne catheter calibration system

Families Citing this family (41)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB9715278D0 (en) 1997-07-18 1997-09-24 Cambridge Consultants Signal processing system
US6215986B1 (en) 1997-09-26 2001-04-10 Nortel Networks Corporation Reducing radio transmitter distortion
GB9811381D0 (en) * 1998-05-27 1998-07-22 Nokia Mobile Phones Ltd Predistortion control for power reduction
JP3587346B2 (ja) * 1998-08-07 2004-11-10 松下電器産業株式会社 無線通信装置および無線通信装置における送信電力制御方法
GB2354125A (en) 1999-09-09 2001-03-14 Ericsson Telefon Ab L M A TDMA transmitter with feedback power control loop offset compensation
DE19959403A1 (de) 1999-12-09 2001-06-13 Rohde & Schwarz Anordnung zum Regeln der Ausgangsleistung eines HF-Senders
DE50108462D1 (de) * 2000-03-03 2006-01-26 Siemens Ag Verfahren und sendeschaltung zur erzeugung eines sendesignals
WO2002031996A2 (en) * 2000-10-10 2002-04-18 Qualcomm Incorporated Adjustment of bias current in a first integrated circuit based on a signal gain of a second integrated circuit
FI20010330A0 (fi) * 2001-02-21 2001-02-21 Nokia Mobile Phones Ltd Menetelmä lähettimen häiriöiden vähentämiseksi ja lähetin
US20030078011A1 (en) * 2001-10-18 2003-04-24 Integrated Programmable Communications, Inc. Method for integrating a plurality of radio systems in a unified transceiver structure and the device of the same
US6680647B2 (en) * 2001-12-13 2004-01-20 Agilent Technologies, Inc. Low noise amplifier circuit with phase matched switch topology
US7133649B2 (en) * 2002-12-24 2006-11-07 Hitachi Kokusai Electric, Inc. Negative feedback amplifier for transmitter, transmitter, and method of correcting error in the negative feedback amplifier
GB2400250B (en) * 2003-03-31 2005-05-25 Motorola Inc Wireless communication unit and linearised transmitter circuit therefor
US7187053B2 (en) * 2003-06-26 2007-03-06 International Business Machines Corporation Thermal sensing method and system
GB2403613B (en) * 2003-07-04 2005-07-06 Motorola Inc Cartesian loop transmitter and method of adjusting an output level of such transmitter
US7418244B2 (en) * 2003-08-04 2008-08-26 Analog Devices, Inc. Radio transmitter with accurate power control
JP4336968B2 (ja) * 2004-02-20 2009-09-30 日本電気株式会社 移動体通信機器および送信電力制御方法
US7463864B2 (en) * 2004-04-09 2008-12-09 Broadcom Corporation Modified dual band direct conversion architecture that allows extensive digital calibration
US20060050810A1 (en) * 2004-07-29 2006-03-09 Interdigital Technology Corporation Hybrid transmitter architecture having high efficiency and large dynamic range
US7132885B2 (en) * 2005-03-23 2006-11-07 Aspendos Communications Low phase shift implementation of the baseband circuitry of a Cartesian feedback loop
FR2884986A1 (fr) * 2005-04-22 2006-10-27 St Microelectronics Sa Controle de gain pour emetteur a boucle cartesienne avec des traitements numeriques
JP4602851B2 (ja) * 2005-06-29 2010-12-22 三菱電機株式会社 歪み補償回路、送信機および歪み補償方法
US7421252B2 (en) * 2005-08-02 2008-09-02 Freescale Semiconductor, Inc. Center frequency control of an integrated phase rotator band-pass filter using VCO coarse trim bits
US7653147B2 (en) * 2005-08-17 2010-01-26 Intel Corporation Transmitter control
US7933567B2 (en) 2006-01-26 2011-04-26 Qualcomm, Incorporated Method and apparatus for achieving linear monotonic output power
JP4827565B2 (ja) * 2006-03-15 2011-11-30 株式会社リコー 半導体装置および該半導体装置を組み込んだ電子機器
JP4468422B2 (ja) * 2007-08-09 2010-05-26 株式会社東芝 カーテシアンループを用いた無線送信装置
US8233861B1 (en) * 2008-09-24 2012-07-31 Rockwell Collins, Inc. Switched impedance synthesis transmit antenna matching system for electrically small antenna radiators
GB2466072B (en) * 2008-12-12 2011-03-23 Motorola Inc Adaptive cartesian loop transmitter for broadband and optimal loop stability adjustment
JP2010171630A (ja) * 2009-01-21 2010-08-05 Goyo Electronics Co Ltd 無線送受信装置
KR101420898B1 (ko) 2009-12-23 2014-07-16 한국전자통신연구원 다중 모드 광대역 무선통신 장치 및 방법
US10050680B2 (en) 2010-06-07 2018-08-14 Entropic Communications, Llc Method and apparatus for real time multiplexing with transmitter and antenna array elements
US8681890B2 (en) * 2010-06-07 2014-03-25 Entropic Communications, Inc. Method and apparatus for real time multiplexing with receiver and antenna array elements
EP2582043A1 (en) * 2011-10-10 2013-04-17 Astrium Limited Control system for a power amplifier
JP5825175B2 (ja) * 2012-03-29 2015-12-02 富士通株式会社 無線通信機
KR101987284B1 (ko) 2012-12-13 2019-06-10 삼성전자주식회사 ＯＯＫ（Ｏｎ－Ｏｆｆ Ｋｅｙｉｎｇ）수신기에서 송신 심볼의 검출을 위한 임계값을 적응적으로 설정하는 장치 및 방법
FR3035285B1 (fr) 2015-04-14 2017-05-12 St Microelectronics Grenoble 2 Circuit d'amplification de puissance de signaux radiofrequence
US10367535B2 (en) 2017-12-15 2019-07-30 Motorola Solutions, Inc. Cartesian loop circuits, transmitters, devices, and related methods
WO2019226821A1 (en) * 2018-05-22 2019-11-28 Starry, Inc. Steerable communications system
CN111918172A (zh) * 2020-07-28 2020-11-10 广东联达科控股有限公司 一款单片机汽车功放放大器
WO2023112651A1 (ja) * 2021-12-16 2023-06-22 株式会社村田製作所 高周波モジュール及び信号増幅方法

Family Cites Families (39)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE2637270C2 (de) * 1976-08-19 1978-05-03 Standard Elektrik Lorenz Ag, 7000 Stuttgart Überlastungsschutzeinrichtung
US4291277A (en) * 1979-05-16 1981-09-22 Harris Corporation Adaptive predistortion technique for linearizing a power amplifier for digital data systems
JPS5757035A (en) * 1980-09-22 1982-04-06 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> Radio device
US4439741A (en) * 1982-06-28 1984-03-27 Motorola, Inc. Stabilized high efficiency radio frequency amplifier
US4598252A (en) * 1984-07-06 1986-07-01 Itt Corporation Variable gain power amplifier
JPH0644716B2 (ja) * 1984-08-14 1994-06-08 日本電気株式会社 無線通信装置
JPS62286324A (ja) * 1986-06-05 1987-12-12 Nec Corp 携帯用電話機
GB2210744B (en) 1987-10-05 1992-01-29 Marconi Instruments Ltd Offset voltage nulling circuit
US4937535A (en) * 1988-12-29 1990-06-26 Genrad, Inc. Calibration method and programmable phase-gain amplifier
US5066922A (en) * 1989-10-16 1991-11-19 Motorola, Inc. Stabilizing circuit for feedback RF amplifier
FR2653282B1 (fr) * 1989-10-18 1994-07-22 Alcatel Transmission Procede de correction numerique de non linearite d'une chaine d'emission, et dispositif de mise en óoeuvre de ce procede.
IT1236787B (it) * 1989-11-13 1993-04-02 Italtel Spa Circuito amplificatore di potenza cmos con struttura completamente differenziale.
US5065922A (en) 1990-02-28 1991-11-19 Harris Charles C Container holding system
JPH0454006A (ja) * 1990-06-22 1992-02-21 Fujitsu Ltd 増幅装置
US5066923A (en) * 1990-10-31 1991-11-19 Motorola, Inc. Linear transmitter training method and apparatus
US5134718A (en) * 1990-10-31 1992-07-28 Motorola, Inc. Fast phase shift adjusting method and device for linear transmitter
DE4201194A1 (de) 1992-01-18 1993-07-22 Sel Alcatel Ag Verfahren und schaltungsanordnung zur offset-korrektur in einem tdma-funkempfaenger
GB2265270B (en) * 1992-03-02 1996-06-12 Motorola Ltd Rf power amplifier with linearization
US5282226A (en) * 1992-04-27 1994-01-25 Hughes Aircraft Company System and method for transmission of bursts of digital information
SE470455B (sv) 1992-08-24 1994-04-11 Ericsson Telefon Ab L M Anordning för kompensering av fasvridningen i återkopplingsslingan vid en kartesiskt återkopplad effektförstärkare
GB2272133B (en) * 1992-11-02 1996-06-12 Motorola Inc Radio system
DE9215012U1 (de) * 1992-11-04 1992-12-24 Grundig E.M.V. Elektro-Mechanische Versuchsanstalt Max Grundig holländ. Stiftung & Co KG, 8510 Fürth Audio-Verstärker mit automatischer Lautstärkenreduzierung nach thermischer Sicherheitsabschaltung
US5381108A (en) * 1992-11-16 1995-01-10 Linear Modulation Technology Limited Automatic calibration of the quadrature balance within a cartesian amplifier
US5420536A (en) * 1993-03-16 1995-05-30 Victoria University Of Technology Linearized power amplifier
AU5781794A (en) * 1993-03-16 1994-09-22 Victoria University Of Technology Linearized power amplifier
US5351016A (en) * 1993-05-28 1994-09-27 Ericsson Ge Mobile Communications Inc. Adaptively self-correcting modulation system and method
US5423082A (en) 1993-06-24 1995-06-06 Motorola, Inc. Method for a transmitter to compensate for varying loading without an isolator
GB9316869D0 (en) * 1993-08-13 1993-09-29 Philips Electronics Uk Ltd Transmitter and power amplifier therefor
EP0665996A1 (en) 1993-08-20 1995-08-09 Motorola, Inc. Radio transmitter with power amplifier linearizer
GB2281668B (en) * 1993-08-20 1997-10-08 Motorola Inc Radio transmitter with power amplifier linearizer
GB2282290B (en) 1993-09-09 1997-11-19 Motorola Israel Ltd Radio transmitter with power amplifier linearizer
US5535247A (en) * 1993-09-24 1996-07-09 Motorola, Inc. Frequency modifier for a transmitter
GB9320078D0 (en) * 1993-09-29 1993-11-17 Linear Modulation Tech Cartesian amplifier power control and related applications
US5396196A (en) * 1993-12-29 1995-03-07 At&T Corp. Quadrature modular with adaptive suppression of carrier leakage
JPH0832464A (ja) * 1994-07-15 1996-02-02 Uniden Corp 送信機におけるキャリアリーク補正方法
JPH0832462A (ja) * 1994-07-15 1996-02-02 Uniden Corp カーテジアンループのｄｃオフセット回路
GB2293935B (en) * 1994-10-03 1999-07-14 Linear Modulation Tech Automatic calibration of carrier suppression and loop phase in a cartesian amplifier
US5486789A (en) * 1995-02-28 1996-01-23 Motorola, Inc. Apparatus and method for providing a baseband digital error signal in an adaptive predistorter
GB9521769D0 (en) * 1995-10-24 1996-01-03 Philips Electronics Nv Transmitter

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP4111964A1 (en) * 2021-06-29 2023-01-04 Biosense Webster (Israel) Ltd Heterodyne catheter calibration system
US11771339B2 (en) 2021-06-29 2023-10-03 Biosense Webster (Israel) Ltd. Heterodyne catheter calibration system

Also Published As

Publication number Publication date
WO1996037949A1 (en) 1996-11-28
DE69610498D1 (de) 2000-11-02
GR3034840T3 (en) 2001-02-28
CA2221685A1 (en) 1996-11-28
AU5774096A (en) 1996-12-11
JP3917182B2 (ja) 2007-05-23
US6381286B1 (en) 2002-04-30
EP0827642B1 (en) 2000-09-27
DE69610498T2 (de) 2001-06-28
GB9510313D0 (en) 1995-07-19
ES2150669T3 (es) 2000-12-01
KR19990021877A (ko) 1999-03-25
EP0827642A1 (en) 1998-03-11
EP1033808A2 (en) 2000-09-06
GB2301247A (en) 1996-11-27
CA2221685C (en) 2005-06-28
EP1033808A3 (en) 2003-01-29
DK0827642T3 (da) 2001-01-22
JP2007089207A (ja) 2007-04-05
ATE196704T1 (de) 2000-10-15
JPH11505977A (ja) 1999-05-25

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