KR0149862B1 - 디지탈 전송 시스템 - Google Patents

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KR0149862B1
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코르넬리스 페트투스 로코프 게라르두스
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프레데릭 얀 스미트
필립스 일렉트로닉스 엔. 브이.
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Abstract

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Description

디지탈 전송 시스템
제1a 내지 1c도 전송기에 의해 발생되며, 각각 정보 패킷으로 구성된 프레임으로 이루어진 제2디지탈 신호를 보인 도면.
제2도는 프레임의 구조를 보인도면.
제3도는 프레임에 있어서 제1프레임 부분을 보인 도면.
제4도는 전송 시스템의 예를 보인 도면.
제5도는 프레임에 있는 정보 패킷 B의 수를 비트 비 BR 및 샘플 주파수 Fs의 특정값으로 특정화된 도표.
제6도는 패딩 시퀸스에서의 프레임수 및 다수의 비트비 BR의 갑에 대한 추가 정보 패킷 (더미 슬롯)을 구비하는 다수의 프레임을 보인 도면.
제7도는 프레임의 제1프레임 부분에 포함된 시스템 정보를 나타낸 도면.
제8도는 다수의 모드에 해당되는 다양한 (2) 채널에 관한 디지탈 정보의 분포를 예시한 도면.
제9도는 제2프레임 부분에 삽입되는 할당 정보의 유의(Significance)를 예시한 도면.
제10도 및 제11도는 할당 정보가 각각 표멧 A 및 포맷 B인 두개의 포맷용으로 제2프레임 부분에 기억되는 스퀀스를 예사한 도면.
제12도는 수신기의 예를 보인 도면.
제13도는 자기 기록매체에 제2디지탈 신호를 기록하는 장치 형태로된 송신기를 보인 도면.
제14도는 자기 기록매체로부터 제2디지탈 신호를 재생하는 장치 형태로된 수신기를 보인 도면.
제15a도 내지 제15d도는 프레임의 제3프레임에 샘플과 스케일 인자를 포함하는 몇가지 가능성을 보인 도면.
제16도는 전송기에 대한 변형을 보인 도면.
제17도는 프레임의 제1프레임에 대한 다른 구조를 보인 도면.
제18도는 제17도에 예시된 제1프레임에 포함된 시스템 정보를 보인 도면.
제19도 및 제20도는 제17도에 예시된 제1프레임 부분에 있는 정보를 상세히 보인 도면.
제21도 및 제22a 내지 제22d도는 할당 정보가 제17도의 제1프레임 부분과 관련된 제2프레임 부분에 포함되게 하는 시퀀스를 예시한 도면.
제23도는 추가 신호로 채워진 프레임의 구조를 보인 도면.
제24a 및 24b도는 스케일 인자가 유도되는 방법을 예시한 도면.
제25a 내지 25d도는 q비트 디지탈 표시체를 형성하기 위한 스케일된 샘플의 양자화를 예시한 도면.
제26a 내지 26d도는 q비트 디지탈 표시체의 디-양자화(dequantisation)를 예시한 도면.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
3, 21 : 필터 수단 5 : 수신기
6 : 엔코더 9 : 양자화 수단
18, 30 : 중앙 처리 장치 (CPU) 25 : 기록매체
26 : 기록헤드 29 : 판독헤드
32, 33, 34, 35 : 발생기 40 : 스위칭 수단
본 발명은 디지탈 전송 시스템에 관한 것으로, 이 디지탈 전송 시스템은 특정 샘플 주파수 Fs를 갖는 광대역 디지탈 신호, 예컨대 디지탈 음성 신호를 전송 매체를 통해 전송하는 전송기와 상기 신호를 수신하는 수신기를 구비하는바, 상기 전송기는 광대역 디지탈 신호를 수신하는 입력 단자를 구비하여, 이 입력 단자는 전송기의 일부를 형성하는 신호원의 입력에 연결되어 제2디지탈 신호를 발생시킴과 아울러 이 신호를 출력에 공급하는데, 이 제2디지탈 신호는 각각 다수의 정보 패킷으로 형성된 연속 프레임을 구비하며, 상기 정보 패킷 각각은 N 비트 (N1)를 구비한다. 상기 수신기는 또한 제2디지탈 신호를 수신하는 입력을 갖는 디코더를 구비하는데, 이 디코더의 출력은 광대역 신호를 공급하는 출력 단자에 연결된다.
본 발명은 또한 전송 시스템에 사용되는 전송기 및 송신기, 레코드 캐리어상의 트랙에 제2디지탈 신호를 레코딩하는 장치 형태로 된 전송기, 전송기에 의해 얻어지는 레코드 캐리어 및 레코드 캐리어상의 트랙으로 부터 제2디지탈 신호를 판독하는 장치 형태로 된 수신기에 관한 것이다. 서두에 명시한 형태의 전송 시스템은 1980, 4월 9-11, pp: 327-331, Vol. 1, IEEE ICASSP 80에서 M.E. Krasner가 쓴 논문 The Critical Band Coder-Digital Encoding of Speech Signals based on the Percentual requirement of the Auditory System에 공지되어 있다. 이 자료는 전송기가 서브 밴드 코딩 시스템을 사용하고 수신기가 서브 밴드 디코딩 시스템을 사용하고 있는 전송 시스템에 관한 것이지만은 본 발명은 이러한 코딩 시스템에 국한되지 않는바, 이는 하기에 분명하게 나타나게 될 것이다.
상기 자료에 공지된 시스템에서, 음성 신호 대역은 대역폭이 각각의 주파수 범위(Krasner가 쓴 책에서, 제2도 참조)에서 대략적으로 사람귀의 임계 대역의 대역폭과 대응하는 다수의 서브 대역으로 분할된다. 이 분할은 사이코 어코스틱(psy-acoustic) 실험에서, 서브 대역에 있어서의 양자화 잡음이 만일 양자화시에 사람귀의 잡음 마스킹 곡선(이 곡선은 임계 대역에서의 잡음 마스킹에 대한 한계 값을 임계 대역의 중앙에 위치하는 단일톤(tone)으로 나타난다. Krasner의 논문에서 제3도 참조)에 대한 허용이 이루어지는 경우, 이 서브 대역에 있는 신호에 의해서 만족할 만한 정도로 마스킹될 수 있음을 예건할 수가 있기 때문에 선택된다.
컴팩트 디스크의 표준에 적합한 것으로, 샘플 주기가 1/T=44.1㎑인 경우 신호 샘플당 16비트로 나타내지는 고질의 디지탈 뮤직 신호에 있어서, 적절히 선택된 대역폭과 그리고 각각의 서브 밴드용으로 적절히 선택된 양자화와 더불어 이러한 공진된 서브 밴드 코딩 시스템을 이용하므로써 신호 샘플당 대약 2.5비트의 평균수로 나타내질 수 있는 코더의 양자화된 출력이 산출되는바, 뮤직 신호의 중족 특성은 거의 모든 종류의 뮤직 신호의 거의 모든 패세이지(passage)에서 오리지날 뮤직 신호의 특성과 다르지 않다.
서브 밴드의 대역폭은 사람귀의 임계 대역의 대역폭과 반드시 대응해야 됨을 필요로 하지는 않는다. 택일적으로, 만일 마스킹 드레시 홀드(masking three hood)를 결정하는데 있어서 이것에 대한 허용이 이루어지는 경우, 서브 밴드는 예컨대 밴드폭이 모두 동일한 다른 밴드폭을 가질 수 있다.
본 발명의 목적은 전송 시스템에 수많은 스텝 특히, 디지탈 광대역 신호가 제2디지탈 신호로 변환된 후, 유연하고도 고도로 융통성있는 전송 시스템이 얻어지도록 하는 방식으로 전송 매체를 통해 전송 될 수 있게 되는 포맷에 대한 매우 특정한 선택을 제공하는 것이다. 이것은 전송기가 서로 다른 포맷(이 포맷은 AES 및 EBU 의 디지탈 오디오 인터페이스 기준에 제시된 32㎑, 44.1㎑ 및 48㎑와 같은 서로 다른 값을 갖는 광대역 디지탈 신호의 샘플 주파수와 관계하여서는 다르다)의 광대역 디지탈 신호를 제2디지탈 신호로 변환시킬 수 있어야만 함을 의미하는 것로 이해될 것이다. 마찬가지로 수신기는 상기 제2디지탈 신호로부터 정확한 포맷의 광대역 신호를 유도해 낼 수 있어야만 한다. 이러한 목적을 위해서 본 발명의 전송 시스템은 공식
Figure kpo00002
에서 P가 정수인 경우, 제2디지탈 신호에 속하는 대응 정보는 제2디지탈 신호의 한 프레임에 포함되고, 한 프레임에서의 정보 패킷 B의 수는 P가 되며, 그리고 P가 정수가 아닌 경우, 다수의 프레임에서의 정보 패킷의 수는 P를 따르는 다음의 저 정수 P'가 되고, 다른 프레임에서의 정보 패킷의 수는 P'+1이 되어, 이렇게 해서 제2디지탈 신호의 평균 프레임 비가 사실상 Fs/ns과 같아야만 하고 그리고 프레임이 동기 정보를 포함하는 제1프레임 부분을 구비해야만 하는 요건을 정확히 충족시킬 수 있는 것을 특징으로 한다. 프레임을 B 정보 패킷으로 분할하는 목적은 임의의 샘플 주파수 Fs를 갖는 광대역 디지탈 신호에 있어서, 전송기에 의해 전송되는 제2디지탈 신호의 평균 프레임 비가, 제2디지탈 신호에서의 프레임 구간이 광대역 신호의 ns샘플에 위해 점유되는 구간과 대응되도록 하는 정도에 이르게 하기 위해서이다. 더우기, 이것은 비트를 토대로하여 동기화를 유지시키는 것보다 더 간단하고 신뢰할 수 있는 정보 패킷을 토대로하여 동기화를 유지시키는 것을 가능하게 한다. 따라서, P가 정수가 아닌 경우에, 전송기는 (이것이 가능하고 또한 필요한 경우) 프레임에 P' 정보 블랙 대신에 P'+1 정보 블럭을 제공할 수 있어서, 제2디지탈 신호의 평균 프레임 비가 Fs/ns와 같게 유지될 수 있게 된다. 이 경우, 일련의 프레임의 제1프레임부에 포함된 동기 정보 (동기 신호 또는 동기 워드) 사이에서의 공간 또한 정보 패킷에 대한 인테그랄 멀티플이 되어 정보 패킷을 토대로 해서 동기화를 유지시키는 것이 가능하게 된다. 바람직하게, 제1프레임 부분은 또한, 프레임에서의 정보 패킷수와 관계하는 정보를 포함한다. B 정보 패킷을 구비하는 프레임에서, 이 정보는 값 B와 같게 된다. 이것은 이 정보가 P'을 구비하는 프레임에 있어서는 P'에 대응하고 P'+1을 구비하는 프레임에서는 P'+1에 대응함을 의미한다. 또다른 가능한 사실로써, 프레임이 P' 정보 패킷을 구비하는 P'+1 정보 패킷을 구비하든간에 관계없이 모든 프레임에 있어서 이 정보는 P'에 대응한다. 추가로 삽입된 P'+1 번째 정보 패킷은 예컨데, 단지 영(0)만을 구비하게 된다. 이 경우에, 이 정보 패킷은 어떠한 유효 정보도 포함하지 않는다. 물론, 추가 정보 패킷은 또한 유효 정보로 채워질 수 있다. 이것은 전송기에 인가되는 광대역 디지탈 신호의 샘플 주파수 Fs, 복사 방지 코드, 스테레오-오디오 신호 혹은 모노-오디오 신호와 같은 전송기에 있게되는 광대역 디지탈 신호, 또는 두개의 사실상 독립적인 오디오 신호를 구비하는 디지탈 신호를 포함할 수 있다. 그러나, 다른 시스템 정보 또한 가능한데, 이는 하기에서 더욱 분명하게 설명될 것이다. 이 시스템 정보를 포함함으로써, 수신기가 또한 플렉시블하게 되며, 수신된 제2디지탈 신호가 광대역 디지탈 신호로 정확히 재변환될 수 있게 된다. 프레임의 제2 및 제3프레임 부분은 신호 정보를 포함한다. 전송기는 광대역 디지탈 신호에 응답하여, 다수 M(M1)의 서브 신호의 형대로 제2디지탈 신호를 발생시키는 신호 분할 수단과 각각의 서브 신호를 양자화(quantization)하는 수단을 구비하고 있는 코더를 구비한다. 이러한 목적을 위해, 고속 푸리에 변환(FET)과 같은 임의의 변환 코딩이 이용된다. 이 경우에, 전송 시스템은 프레임의 제2프레임 부분이 적어도 다수의 서브 신호에 있어, 상기 서브 신호로부터 유도된 양자화된 서브 신호의 샘플을 나타내는 비트수를 표시하는 할당 정보를 포함하고 그리고 프레임의 제3프레임 부분이 적어도 상기 양자화된 서브 신호의 샘플을 포함하는 것을 특징으로 한다. 수신단에서, 광대역 디지탈 신호를 원상태로 복귀시키기 위해서 예컨데 역 푸리에 변환(IFET)과 같은 역변환 코딩을 적용시키는 것이 필요로 된다. 신호 분할 수단이 광대역 디지탈 신호에 응답하여 다수 M의 서브 밴드 신호를 발생시키는 분석 필터 수단 (여기서, 분석 필터 수단은 샘플 주파수 감쇄를 이용하여, 광대역 디지탈 신호의 신호 대역을 주파수와 함께 증가하는 대역수 n을 갖는 일련의 서브 대역으로 분할 시키는 역할을 한다)의 형태를 취하고 그리고 양자화 수단이 각각의 서브 대역 신호 블록을 차례로 양자화하도록 되어 있는 전송 시스템은 상기한 자와 같은 서브 대역 코딩을 이용하는 시스템이다. 이러한 전송 시스템은 적어도 다수의 서브 대역 신호에 있어서, 프레임의 제2프레임 부분에서의 할당 정보가 상기 서브 대역 신호로부터 유도된 양자화된 서브 대역 신호의 샘플을 나타내는 비트 수를 명확히 하고 그리고 프레임의 제3프레임 부분이 (만일 존재하면)상기 양자화된 서브 대역 신호의 샘플을 포함하는 것을 특징으로 한다. 이것은 사실상 할당 정보가 샘플에 앞서서 프레임에 삽입됨을 의미한다. 이 할당 정보는 제3부분에 있는 샘플의 연속적인 일련의 비트 스트림이 수신단에서 정확한 수를 갖는 비트의 다양하고도 개별적인 샘플로 서브 분할 되도록 하는데 필요로 된다. 할당 정보는 모든 샘플들이 프레임 당 서브 밴드당 고정된 비트수로 나타내져야 함을 요한다. 이것은 고정 또는 동적 비트 할당 방식의 전송기에 관해서 언급이 된다.
할당 정보는 또한 시간에 따라 변하는 다수의 비트가 서브 대역에서의 샘플용으로 이용된다는 것을 의미한다. 이것은 적응 또는 동적 비트 할당 시스템 방식의 전송기에 관해서 언급이 된다. 고정 및 적응 비트 할당에 대한 사항이 EBU Technical Revieew (1988), No. 230에 게재된 G. Theile 등이 쓴 Low bit-rate coding of high quality audio signals, An introduction to the MASCAM system에 설명되어 있다. 프레임에 샘플을 삽입하기에 앞서서 먼저 할당 정보를 삽입함으로써, 수신단에서, 간단한 디코딩이 가능하게 되는 장점이 나타나게 되는 바, 상기 디코딩은 리얼 시간에서 수행됨과 아울러 극히 적은 시간 지연을 나타낸다. 이러한 스퀀스의 결과로, 제3프레임 부분에 있는 모든 정보를 수신기의 메모리에 더 이상 기억시킬 필요가 없게 된다. 제2디지탈 신호가 도착하면, 할당 정보가 수신기의 메모리에 기억된다. 할당 정보의 정보 내용은 제3프레임 부분에서의 샘플의 정보 내용보다 작으므로, 모든 샘플이 수신기에 기억되어야만 하는 경우에서보다 사실상 작은 기억 용량이 필요로 된다. 샘플의 직렬 데이타 스트림이 제3프레임 부분에 도착하는 즉시, 이 데이타 스트림은 할당 정보로 확정되는 비트수를 갖는 다양한 샘플로 분할된다. 모든 서브 밴드용의 할당 정보는 프레임에 포함될 수 있다. 그러나, 이것이 반드시 필요한 것은 아닌바, 이에 대해서는 하기에 상세히 밝히기로 한다.
전송 시스템은 또한 제3프렝미 부분 이외에, 제3프레임 부분에 포함된 양자화된 서브 대역 신호중 적어도 하나의 관련된 스케일 인자와 관계하는 정보를 포함하고, 그리고 이 스케이 인자 정보가 양자화된 서브 대역 신호에 앞서서 제3프레임 부분에 포함되는 것을 특징으로 한다. 이 샘플은 정규화 됨이 없이 즉, 서브 대역에 있는 샘플 블록의 진폭이 이 블록에서 가장 큰 진폭을 갖는 샘플의 진폭으로 분할됨이 없이 전송기에서 코딩될 수 있다. 이 경우, 어떠한 스케일인자도 전송될 필요가 없다. 만일 코딩시에 샘플이 정규화되면, 스케일 인자 정보는 상기한 가장 진폭의 측정을 제공하도록 전송 되어야만 한다. 만일 이 경우에 스케일 인자 정보가 샘플에 앞서서 제3프레임 부분에 삽입되면, 수신시, 상기 스케일 정보로부터 유도될 스케일 인자가 메모리에 기억되고 그리고 샘플이 도착즉시, 디시말해서 시간 지연없이 상기 스케일 인자의 역 값으로 곱해지는 것이 가능하게 된다.스케일 인자 정보는 자체적인 스케일 인자로 이루어진다. 스케일 인자는 제3프레임 부분에 삽입될때 블록에서 가장 큰 샘플 진폭의 역값이 되어, 수신기에서 이 역 값을 결정할 필요가 없으며 결과적으로 디코딩이 신속하게 이루어질 수 있음이 분명해진다. 택일적으로, 스케일 인지의 값은 스케일 인자 정보로서 제3프레임 부분에 삽입되기에 앞서, 엔코드되어 전송된다. 더우기, 만일 전송기에서 양자화가 끝난후, 서브 대역에 있는 서브 대역 신호가 영(0)이 되면 (이는 서브 대역용의 할당 정보에서 분명하게 나타나게 될 것이다), 서브 대역용의 스케일 인자 정보중 어떠한 것도 전송될 필요가 없음이 분명해진다. 수신기가 각각의 양자화된 서브 대역 신호에 응답하여 광대역 디지탈 신호의 리플리카(replica)를 형성하는 합성 필터 수단(여기서, 합성 필터 수단은 광대역 디지탈 신호의 신호 대역을 형성하도록 샘플 주파수의 증가를 적용하여 서브 대역을 결합시킨다)을 구비하고 있는 디코더가 구비된 전송 시스템은 (만일 존재하면) 서브 대역 신호의 샘플이, 상기 샘플이 수신기로의 수신하에서 합성 필터 수단에 인가되게 되는 시퀀스에 대응하는 시퀀스로 제3프레임 부분에 삽입되는 것을 특징으로 한다. 샘플이 합성 필터 수단에 인가되는 것과 동일한 시퀀스로 샘플을 제3프레임 부분에 삽입시킴으로써, 신속한 디코딩이 이루어지며 이에 따라서 샘플들이 추가로 처리될 수 있기 전에 수신기에 샘플들을 추가적으로 기억시키는 것이 필요로 되지 않는다. 결과적으로, 수신기에서 요구되는 기억 용량은 사실상 시스템 정보, 할당 정보 및 만일 적용 가능하면 스케일 인자를 기억시키는데 필요한 기억 용량을 제한될 수 있다. 더우기, 제한적인 신호 지연이 발생되는데, 이는 주로 샘플에 근거하여 실행되는 신호 처리와 결과로 인해 발생된다. 양자화된 다양한 서브 대역 신호에 대한 할당 정보가 서브 대역 신호의 샘플이 제3프레임 부분에 삽입되는 시퀀스와 동일한 시퀀스로 제2프레임 부분에 알맞게 삽입된다. 이것은 스케일 인자의 시퀀스에도 적용된다. 요망되는 경우, 프레임은 또한 4개의 프레임 부분, 즉, 제1부분, 제2부분 및 제3부분 (이들은 전술한 바와 같음) 그리고 제4부분으로 분할되는데, 제4프레임 부분은 에러 검출 및/또는 에러 보정 정보를 포함하고 있다. 수신기에서 이 정보를 수신하면, 전송시 제2디지탈 신호에서 발생되는 에러에 대해 보정을 가하는 것이 가능해진다. 이미 전술한 바와 같이, 고아대역 디지탈 신호는 모노포닉(monophonic) 신호이다. 택일적으로, 고아대역 디지탈 신호는 제1채널 (좌측) 성분 및 제2채널 (우측) 성분으로 이루어지는 스테레오 오디오 신호가 된다. 만일 전송 시스템이 서브 대역 코딩 시스템 방식인 경우, 전송기는 각각 제1 및 제2서브 대역 신호 성분을 구비함과 아울러 양자화 수단에 의한 양자화된 후 변환되어 제1 및 제2의 양자화된 서브 대역 신호 성분을 형성하는 서브 대역 신호를 공급하게 된다. 이 경우에, 상기 프레임들은 할당 정보 및 스케일 인자 정보 (만일 샘플들이 전송기로 스케일링 되는 경우)를 포함해야만 한다. 이 시퀀스 역시 중요시된다. 그러므로, 이러한 전송 시스템은 청구항 제11항 내지 제15항에 명시되어 있다. 이 시스템은 두개 이상의 신호 성분을 구비하는 광대역 디지탈 신호를 처리할 수 있음이 분명하다.
본 발명의 단계는 예컨대 디지탈 오디오 신호 (디지탈 오디오 동시 통신) 전송 시스템과 같은 디지탈 전송 시스템에도 적용된다 그러나, 다른 방식의 이용 또한 도모될 수 있다. 이러한 예로써, 광 매체 또는 자기 매체를 통한 전송이 있다. 광 매체를 통한 전송은 예컨데 광섬유를 통해서 또는 광 디스크 또는 광 테이프를 통해서 이루어진다. 자기 매체를 통한 전송은 예컨데 자기 디스크 또는 자기 테이프로 가능하다. 제2디지탈 신호는 본 발명에 의해 제시된 바와 같은 포맷에 따라 광 디스크 또는 자기 디스크 또는 자기 데이프와 같은 기록매체의 하나 이상의 트랙에 기억된다. 따라서 전송 시스템의 트랙에 기억된다. 따라서 전송 시스템의 융통성 및 유연성은 제2디지탈 신호 형태의 정보가 예컨데 기록매체를 통해 전송되게 되는 특별한 포맷에 귀속되게 된다. 이것은 다양한 종류의 입력 신호용의 이러한 특별한 포맷을 발생시킬 수 있는 특별한 전송기의 구성과 관계된다. 전송기는 모든 종류의 신호에 필요로 되는 시스템 정보를 발생시킴과 아울러 이 정보를 데이타 스트림에 삽입시켜 전송되도록 한다. 수신단에서, 이것은 데이타 스트림으로부터 상기 시스템 정보를 추출하고 그리고 이것을 이용하여 정확한 디코딩이 이루어지도록 하는 특정 수신기를 통해서 성취될 수 있다.
정보 패킷은 프레임과 길이를 확정하는데 이용되는 일종의 가상 유닛(fictitious unit)을 구성한다.
이것은 상기 패킷이 제2디지탈 신호의 정보 스트림에서 명백하게 식별될 필요가 없음을 의미한다. 더우기, 정보 패킷과 기존 디지탈 오디오 인터페이스 표준과의 관계가 IEC 표준 no.958에 명시되어 있다. 이 표준은 스테레오 신호의 우측 채널 및 좌측 채널에 대한 하나의 샘플을 포함하고 있는 소비자 제품에 일반적으로 적용된다. 이 샘플은 16비트의 두개의 보수 워드로 표시된다. 만일 N=32가 선택되면, 이 디지탈 오디오 인터페이스 준의 한 프레임은 제2디지탈 신호에 대한 하나의 정보 패킷을 정확하게 전송할 수 있다. 디지탈 오디오 인터페이스 표준에서, 프레임 비는 샘플비와 같다. 본 발명의 목적을 위해서는 프레임비가 BR/N과 같도록 선택되어야만 한다. 이렇게 해서, 표준적인 디지탈 오디오 인터페이스 장치에 이용되는 IC가 사용될 수 있게 된다.
이제, 첨부된 도면에 의거하여 본 발명의 실시예를 상세히 설명하기로 한다.
제1도는 전송기에 의해 발생되어 전송 매체를 통해 전송되는 제2디지탈 신호에 대한 선도이다. 제2디지탈 신호는 직렬 디지탈 데이타 스트림 형태를 취한다. 제2디지탈 신호는 제1a도에 보인 바와 같이 두개의 프레임 즉, 프레임 J 및 프레임 J+1을 구비한다. 프레임 J과 같은 프레임은 다수의 정보 패킷 IP1, IP2, IP3, ‥‥ (제16도 참조)를 구비한다.
IP3와 같은 각각의 정보 패킷은 N 비트 b0, b1, b2, ‥‥ bN-1를 구비한다(제1c도 참조). 프레임에서의 정보 패킷의 수는 다음의 인자에 따라 변하게 된다. 즉,
(a) 비트 비 BR, 이와 함께 제2디지탈 신호가 전송매체를 통해 전송됨.
(b) 정보 패킷에 있는 비트 N의 수, 여기서 N은 보다 크다.
(c) Fs, 이것은 광대역 신호의 샘플 주파수임.
(d) 광대역 디지탈 신호의 샘플 ns의 수, 이 정보는 대응하고 그리고 전송기에서 변환된 후, 다음과 같은 방식으로 한 프레임에 포함되는 제2디지탈 신호에 속한다.
파라메터 P는 공식
Figure kpo00003
로 계산된다.
만일 이 계산이 정수를 나타내게 되면, 프레임에 있는 정보 패킷 B의 수는 P와 같게 된다. 만일 상기 계산이 정수를 나타내지 않는 경우, 일부 프레임들은 P' 정보 패킷을 구비하며, 다른 프레임들은 P'+1 정보 패킷을 구비하게 된다. P'은 P다음으로 낮은 정수이다. P' 및 P'+1 정보 패킷을 구비하는 프레임 수는 평균 프레임 비가 Fn/ns와 같게 되는 식으로 선택된다. 이후부터는 N=32, ns=384로 가정 하기로 한다. 제5도의 표는 N 및 ns에 대해서는 상기한 값을 갖고, 비트 비 BR에 대해서는 4개의 값을 갖고 그리고 샘플 주파수 Fs에 대해서는 3개의 값을 갖는 한 프레임에서의 정보 패킷(슬롯)의 수를 나타낸다. 샘플 주파수 fs가 44.1㎑인 경우, 파라메터 P는 모든 경우에서 정수가 아니고 결과적으로 다수의 프레임이 34개의 정보 패킷을 구비하며 다른 프레임들이 35개의 정보 패킷(BR이 128kbit/s 일때)을 구비하는 것이 분명해진다. 이것은 또는 제2도에 도시되어 있다. 제2도는 하나의 프레임을 나타낸다. 프레임은 P' 정보 패킷 IP1, IP2,‥‥IPP'를 구비한다. 때때로, 프레임은 (P'+1정보 패킷을 구비한다. 이것은 추가 정보 패킷(더미 슬롯)을 P' 정보 패킷의 프레임에 할당시킴으로써 성취된다. 제6도의 표의 패팅 시퀀스에서 제2칼럼은 44.1㎑의 샘플 주파수에 대한 프레임의 수 및 상기한 4비트 비를 부여한다. 제3칼럼은 시퀀스에서 상기 프레임중에 P'+1 정보 패킷을 구비하는 프레임들을 확정한다. 제2칼럼에서의 수와 제3칼럼에서의 수를 서로 감산함으로써, 시퀀스에서 P' 정보 패킷을 구비하는 프레임의 수가 산출된다. 따라서 P'+1 번째의 정보 패킷은 어떠한 정보도 포함할 필요가 없다. P'+1 번째 정보 패킷은 예컨데 영(0)을 구비한다. 비트비 BR은 제5도 및 제6도에 보인 바와 같이 4개의 값으로 제한될 필요는 없다. 다른값(예컨데 중간값)들이 또한 가능하다. 제2도는 프레임이 3개의 프레임 부분, 즉 FD1, FD2 및 FD3를 구비함을 나타낸 것이다. 제1프레임 부분 FD1은 동기 정보 및 시스템 정보를 포함한다. 제2프레임 부분 FD2는 할당 정보를 포함한다. 제3프레임 부분 FD3은 샘플을 포함하고 그리고 적용 가능할 때 제2디지탈 신호의 스케일 인자도 포함한다. 또다른 설명을 위해서, 본 발명에 따른 전송 시스템에서 전송기의 동작을 설명하는 것이 필요로 된다.
제4도는 예컨데 디지탈 오디오 신호인 광대역 디지탈 신호 SBB를 수신하는 입력 단자(2)를 갖는 전송기(1)을 구비하는 전송 시스템을 도식적으로 보인 것이다. 오디오 신호의 경우에서, 이것은 모노 신호 또는 스테레오 신호가 될 수 있는데, 이 경우, 디지탈 신호는 제1(좌측 채널) 및 제2(우측 채널)신호 성분을 구비한다. 전송기가 광대역 디지탈 신호의 서브 대역을 코딩하는 코터를 구비하고 그리고 수신기가 광대역 디지탈 신호를 원 상태로 복귀시키는 서브 대역 디코더를 구비하는 것이 가정된다. 전송기는 디지탈 광대의 신호 SBB에 응답하여 다수 M의 서브 대역 신호 SSB1내지 SSBM를 발생시키는 분석 필터 수단(3)을 구비하는데, 이 분석 필터분석 필터 수단(3)은 샘플 주파수 감쇄와 광대역 신호 SBB의 신호 대역을 대역수 M(1≤m≤M)를 가지며, 주파수와 함께 증가하는 일련의 서브 대역으로 분할시킨다. 이러한 서브 대역 모두는 동일한 대역폭을 갖지만은, 택일적으로 이 서브 대역은 각기 다른 대역폭을 가질 수 있다. 이 경우, 서브 대역은 예컨데, 사람귀의 임계 대역의 대역폭에 대응한다. 전송기는 또한 각각의 서브 대역 신호를 블럭별로 양자화시키는 수단을 구비한다. 이 양자화 수단은 제4도에서 도면부호 19의 블럭으로 도시되어 있다.
이러한 서브 대역 코더는 이미 공지되어 있으며, Krasner 및 Theile 등의 이름으로 전기한 공보에 상세히 설명되어 있다. 또한 참고자료로써 유럽 특허출원 제289,080호(PHN : 12,108)를 들 수 있다.
서브 대역 코더의 동작에 대한 또다른 설명이 상기 공보에 상술되어 있다. 이들 공보들은 참고 자료로써 여기에 게재한 것이다. 이러한 서브 대역 코더는 상당한 데이타 저감이 이루어질 수 있게 하는데, 에컨데 광대역 디지탈 신호 SBB경우에서의 샘플당 16비트에서 전송매체를 통해 수신기(5)로 전송되는 신호에 있어서의 샘플당 4비트로 저감된다(제4도 참조)상기 ns는 384로 가정된다. 이것은 광대역 디지탈 신호에 대한 384개의 샘플 블록이 있음을 의미하는데, 각각의 샘플은 16 비트의 길이를 갖는다. 또한, M-32임이 가정된다. 결과적으로, 광대역 신호는 분석 필터 수단(3)에서 32개의 서브 대역 신호로 분할된다. 32개의 서브 대역 신호(의 블록)이 분석 필터 수단의 32개 출력상에 나타는데, 각각은 블럭은 12개의 샘플을 구비하고 (서브 대역은 동일한 대역폭을 갖는다) 그리고 각각의 샘플은 16 비트의 길이를 갖는다. 이것은 분석 필터 수단(3)의 출력상에서, 정보 내용이 입력(2)상의 신호 SBB의 384개 샘플 블럭의 내용과 여전히 동일함을 의미한다. 양자화 수단(9)은 데이타 저감을 제공하는데, 여기서 마스킹에 관한 기술을 이용하면, 12개 샘플의 32개 블럭 (각각의 블록은 하나의 서브 대역에 해당됨)에 있는 샘플들이 더욱 양자화되어 더 작은 수의 비트로 나타내질 수 있다. 정적 비트 할당의 경우에, 프레임의 서브 대역당 모든 샘플들은 고정된 비트수로 표시된다. 이 수는 두개 또는 그 이상의 서브 대역에 있어서는 다르지만 예컨데, 4 비트와 같은 서브 대역에 있어서는 역시 같게 될 수 있다. 동적 비트 할당의 경우에, 모든 서브 대역에 대해 선택된 비트수들은 시간에 따라 달라질 수 있어서 때때로 더욱 큰 데이타 저감 또는 동일 비트 비를 갖는 고도의 특성이 성취될 수 있다.
양자화 수단(9)에서 양자화된 서브 대역 신호들은 발생기 유닛(6)에 인가된다. 양자화된 서브 대역 신호를 수신하는 발생기 유닛(6)은 제1도 및 제2도에 예시한 바와 같이 제2디지탈 신호를 발생시킨다. 상기 제2디지탈 신호는 전술한 바와 같이 전송 매체를 통해 직접 전송될 수 있다. 그러나, 바람직하게 이 신호는 전송 매체(4)를 통해 신호 변환기(도시않됨)에 전송되도록 되어 있다. 상기 신호 변환기는 예컨데 8 대 10 변환기로 이루어져 있다. 상기 8 대 10 변환기는 예컨데 본 출원인의 유럽 특허출원 제150,082호 (PHM 11.117)에 상술되어 있다. 이 변환기는 8 비트의 데이타 워드를 10 비트의 데이타 워드로 변환시킨다. 더우기, 상기 신호 변환기는 인터리빙 프로세스(interleaving process)가 적용될 수 있도록 한다. 이러한 모든 목적은 수신단에서 수신될 정보에 대해 에러 보정이 실행될 수 있도록 하기 위해서이다. 수신기(5)에 의해 전송 매체(4)로부터 수신된 신호는 인터리빙되어 10 대 8 변환이 이루어지도록 해야함이 분명해진다.
상기 프레임의 구성 및 내용이 더욱 상세히 설명된다. 제2도의 제1프레임부분은 제3도에서 더욱 상세히 설명된다. 제3도는 상기 제1프레임부분이 정확하게 32비트로 구성되어 하나의 정보 패킷(packet), 즉 상기 프레임의 제1정보 패킷 JP1가 정확하게 동일하다는 것을 도시한다. 상기 정보 패킷의 첫 번째 16비트는 동기 신호(또는 동기 워드)를 형성한다. 상기 동기 신호는 예를들어 단 하나로 구성될 수도 있다. 16비트에서 31비트는 시스템 정보를 나타낸다. 16 비트에서 23비트는 프레임내에서 정보 패킷의 수를 나타낸다. 따라서 상기 수는 P' 정보 패킷을 구비하는 프레임 및 부가적 정보 패킷 IP P'+1을 구비하는 프레임 양측에 대하여 P'에 대응한다. P'는 상기 동기 신호와의 유사성을 피하기 위해 기껏해야 254가 될 수 있다. 24비트에서 31비트는 프레임 포맷(format) 정보를 제공한다. 제7도는 상기 정보의 배열 및 의미를 예를들어 설명한다. 24 비트는 프레임의 형태를 나타낸다. 포맷 A의 경우 제2프레임 부는 포맷 B의 경우에서와 다른 길이(정보 패킷의 다른수)를 가진다. 하기에 분명히 설명되는 바와 같이 상기 A 포맷에서 제2프레임부분 FD2는 8개의 정보 패킷, 즉 IP2 내지 IP9를 포함하는 정보 패킷을 구비하며 상기 B 포맷부에서 그것은 4개의 정보 패킷, 즉 IP2 내지 IP5를 포함하는 정보 패킷을 구비한다. 상기 25비트 및 26비트는 정보의 복사가 허여되는지를 나타낸다. 이것은
a) 상기 채널 모드가 광대역 신호(상술한 바와 같이 이것은 스테레오 가청 신호, 모노 가청 신호, 또는 예를들어 동일한 성귀(聖句)지만 두개의 다른 언어로 나타나는 2개의 다른 신호 성분을 포함하는 가정 신호일 수 있다.)형태를 나타낸다.
b) 상기 광 대역 신호의 샘플 주파수 Fs.
c) 상기 송신기에 상기 광대역 디지탈 신호가 공급되는 엠파시스(emphasis), 상기 규격 50 및 15㎲는 상기 엠파시스 및 CCITT J의 시정수이다. 상기 규격 17은 상기 CCITT(ComiteConsultative Interna tionale de Telegraphie et Telephone)에 의해 정의된 것으로 표준 특정 엠피시스를 나타낸다.
는 것을 의미한다.
제2도에서 상기 프레임부분 FD2의 내용은 제9, 제10 및 제11도를 참조하여 더욱 상세히 설명된다. 상기 A, 포맷에서 상기 제2프레임부분는 8개의 정보 패킷을 구비한다. 이것은 상기 광대역 디지탈 신호 SBB가 32 서브 대역 신호로 변환되는 것으로 가정되었기 때문이다. (상기 디지탈 신호 SBB의 모든 신호부에 대하여), 4비트의 길이를 가지는 배치 워드는 모든 서브 대역에 할당된다. 이것은 각 4비트의 길이를 가지는 총 64배치 워드를 생성하는데, 이것은 정확하게 8개의 정보 패킷에 수용될 수 있다. 상기 B 포맷에서 상기 제2프레임부분은 단지 서브 대역수의 반으로 상기 배치 정보를 수용할 수 있으므로, 현재 상기 제2프레임 부분은 단지 4개의 정보 패킷을 구비한다. 제9도는 상기 4-비트 배치 워드 AW의 의미를 설명한다. 특정 서브 대역과 관련된 배치 워드는 단위 9에서 양자화된 후 관련된 서브 대역에서 상기 서브 대역의 샘플이 나타내지는 것으로 비트수를 지정한다. 예를들어, 0100인 상기 배치 워드는 상기 샘플이 5비트 워드로 되는 것을 나타낸다. 더우기, 제9도는 상기 배치 워드 0000은 관련된 서브 대역에서 샘플을 생성치 못한다는 것을 나타낸다. 예를들어, 이것은 인접한 서브 대역에서 상기 서브 대역 신호가 큰 증폭도를 가지므로 이 신호는 관련된 서브 대역에서 상기 보조 대역 신호를 충분히 마스크(mask)한다. 더우기, 상기 배치 워드 1111은 상기 제1정보 패킷의 동기 신호와 많은 유사성을 갖고 있기 때문에 사용되지 않는다. 제10도는 상기 프레임 모드가 A인 경우, j=I 또는 II인 두개의 채널 j 및 1에서 32까지 범위의 순서번호 m의 32 서브 대역과 관련된 상기 배치 워드 AW, j.M가 상기 제2프레임부분에 배열된 순서를 나타낸다. 상기 제1 및 최하위 서브 대역(채널 I, 보조대역(1)의 제1서브 대역 신호 성분에 속하는 상기 배치 워드 AWI, 1이 첫 번째로 삽입된다. 그 다음 제1 및 최하위 서브 대역 (채널 II, 서브 대역 1)의 제2서브 대역-신호 성분에 속하는 상기 배치 워드 AWII, 1이 제2프레임부분 FD2에 삽입된다. 계속해서, 제1 및 최하위의 단 하나의 서브 대역(채널 I, 서브 대역 2)의 제1보조 대역-신호에 속하는 상기 배치 워드 AW1, 2는 상기 프레임부 FD2에 삽입된다. 이것은 제2서브 대역 (채널 II, 서브 대역 2)의 제2서브 대역-신호 성분에 속하는 배치 워드 AWII, 2에 따른다. 이것은 제4서브 대역 (채널 II, 서브 대역 4)의 제2서브 대역-신호 성분에 속하는 상기 배치 워드 AWII, 4가 제2프레임부분 FD2에 삽입될때 까지 계속된다. 상기 프레임의 프레임부분 FD2 내의 제1정보 패킷인 프레임으 제2정보 패킷 IP2(Slot2)가 정확하게 채워진다. 계속해서 상기 패킷IP3(Solt3)가 AWI, 5; AWII, 5; . . . AWII, 8로 채워진다. 이것은 제10도에 설명된 바와 같은 순서로 계속된다. 제10도는 단지 상기 삽입된 배치 워드 AW, j, M의 색인 j-m을 나타낸다. 제11도는 B-포맷 프레임의 경우에 상기 배치 워드에 대한 순서를 나타낸다. 상기 경우에서 서브 대역 1에서 16까지의 배치 워드만이 삽입된다. 제10도에 설명된 바와 같이 채널; 및 서브 대역 m에 속하는 분리된 샘플은 수신기의 수신단 상의 합성 필터 수단에 공급된다. 이것은 하기에 상세히 설명된다. 직렬 데이타 스트립은 예를들어 단지 상기 A 포맷과 일치하는 프레임을 구비한다. 수신기에서 각 프레임의 배치 정보는 상기 프레임의 제3프레임부분내의 정보로부터 상기 샘플을 추출하기 위해 사용된다 그러나, 상기 직렬 데이타 스트림은 또한, 다소 교호적으로, 상기 포맷과 일하는 프레임 및 상기 B 포맷과 일치하는 프레임들을 구비한다. 그러나, 두개의 포맷과 일치하는 프레임은 제3프레임부분의 모든 채널 및 모든 서브 대역에 대한 샘플을 포함한다. 상기 B 포맷과 일치하는 프레임은 사실상 B 포맷 프레임의 제3프레임으로부터 서브 대역 17에서 32까지의 채널 I 또는 II에 대한 샘플을 추출하는데 필요한 정보가 부족하다. 수신기는 A 포맷 프레임의 제2프레임부분내에 포함된 배치 정보가 저장될 수 있는 메모리를 구비한다. 차기 프레임이 단지 B 포맷 프레임일 경우 상기 메모리인 서브 대역 1에서 16과 채널 I 및 II에 대한 배치 정보는 상기 B 포맷 프레임의 제2프레임 부분내에 포함되는 배치 정보로 대치되고, 상기 B 포맷 프레임의 제3프레임부분로부터 상기 보조 대역 17에서 32까지에 대한 표출하기 위한 배치 정보는 전술한 A 포맷 프레임 및 상기 메모리의 현재로부터 추출된 이들 정보에 대한 배치 정보로 만들어진다. A 포맷 프레임 및 B 프레임의 교호 사용에 대한 이유는 현재의 경우 몇개의 현재의 서브 대역에 대한 배치 정보는 더 높은 서브 대역 17에서 32까지를 배치 정보가 급속히 변화되지 않기 때문이다. 양자화가 다양한 보조 대역에 대한 배치 정보를 아는동안 상기 송신기에서 이용가능하므로, 이 송신기는 17에서 32까지를 포함하는 보조 정보에 대한 배치 정보가 변화되지 않을때 A 포맷 프레임 대신에 B 포맷 프레임을 생성하는 것을 결정할 수 있다(특별히). 더우기, 이것은 현재 부가적 스페이스(space)가 상기 제3프레임부분 FD3내의 샘플 산입을 이용 가능하게 된다는 것을 설명한다. 특정치 P'에 대하여 B 포맷 프레임의 제3 프레임부분은 A 포맷 프레임의 제3 프레임부분보다 더 긴 4개의 정보 패킷이다. 따라서, 이것은 더 낮은 서브 대역 1에서 16까지의 샘플은 증가되는 것으로 나타내는 것에 의해 비트수를 인에이블하므로 이들 서브 대역에 대해 더 높은 송신 정확도는 성취될 수 있다. 더우기, 더 낮은 서브 대역을 좀더 정확하게 양자화하는 것이 피요한 경우 상기 송신기는 B 포맷 프레임의 생성을 자동적으로 선택할 수 있다. 이것은 더 높은 서브 대역가 양자화 되므로써 정확도를 저하시킬 수도 있다.
제2도의 제3프레임 부분은 두 채널에 대한 양자화된 서브 대역-신호 성분의 샘플을 포함한다. 배치 워드 0000은 서브 대역 채널이 아닌 것에 대한 상기 프레임부분 FD2를 나타내지 못할 경우 본 실시예에서 12개의 샘플은 32개의 서브 대역 및 2개의 채널 각각에 대한 제3프레임부분 FD3 내에 삽입된다. 이것은 총 768개의 샘플이 있다는 것을 의미한다. 상기 송신기에서 샘플은 그들의 양자화 이전의 기준화 인수로 증배될 수 있다. 각각의 서브 대역 및 채널에 대하여 12개 샘플의 샘플은 가장 큰 진폭을 가지는 12개 샘플중 그 샘플의 진폭으로 나누어진다. 이 경우 기준화 인자는 수신단에서 샘플을 실행되게 하는 역동작을 인에이블하기 위해 매 서브 대역 및 매 채널에 대해 송신되어져야 한다. 이 목적을 위해 상기 제3프레임부분은 다양한 서브 대역내의 양자화된 서브 대역-신호 각각에 대한 기준화 인자 SF j. m을 포함한다. 본 실시예에서, 기준화 인자는 6개의 비트 수 즉 가장 중요한 비트 000000로부터 111110까지 범위의 값으로 나타내진다. 배치 정보가 제로(zero)가 아니게 배치되는 상기 보조 정보의 기준화 인자는 샘플 시작의 송신전에 송신된다. 이것은 상기 기준화 인자가 샘플전에 상기 프레임부분 FD3의 안내부내에서 수용된다. 이것은 하기에 명백히 설명되는 바와 같이 상기 수신기(5)의 급속한 디코딩이 상기 수신기내의 모든 샘플의 축적이 필요없이 달성되게 한다. 그러므로 기준화 인자 SF j. m은 m 번째 서브 대역의 j 번째 찬넬내에서 상기 신호의 샘플이 증배되는 그 값으로 나타낸다. 반대로, 상기 값으로 나누어진 수는 상기 기준화 인자로 축적될 수 있어 상기 수신단에서 상기 샘플전에 기준화 인자를 나누는 것이 필요하고, 기준화 인자는 정확한 값을 갖게 한다.
상기 프레임 포맷 A에 대하여 상기 기준화 인자의 최대수는 64이다. 특정한 채널; 및 특정한 서브 대역 m에 대하여 배치 워드 AW j, m은 값 0000를 가지는데, 이 값은 상기 찬넬 및 서브 대역에 대하여 상기 프레임부분 FD3 내에 샘플이 존재하지 않는 것을 의미하므로, 상기 찬넬 및 서브 대역에 대하여 기준화 인자를 포함하는 것이 필요하다. 기준화 인자의 수는 64보다 작다. 상기 기준화 인자 SF j. m이 상기 제3프레임부분 FD3에 삽입되는 순서는 상기 배치 워드가 상기 제2프레임부분에 삽입되는 순서와 동일하다. 그러므로, 그 순서는 다음과 같다. SFI, 1; SFII, 1; SFI, 2; SFII, 2; SFI, 3; SFII, 3; .... SFI, 32, SFII, 32. 기준화 인자를 삽입하는 것이 필요치 않는 경우 상기 순서는 완전할 수 없다. 상기 순서는 예를 들어‥‥ SF1, 4; SFI, 5; SFII, 5; SFII, 6; ‥‥가 될 수 있다. 이 경우에 채널 II의 네 번째 서브 대역 및 채널 I의 여섯 번째 서브 대역에 대하여 상기 기준화 인자는 삽입되지 않는다. 상기 프레임이 B포맷 프레임의 경우 모든 서브 대역 및 모든 채널에 대하여 상기 제2프레임부분내에 기준화 인자를 삽입하는 것이 고려되어야 할 것이다. 그러나 이것은 그렇게 필요치는 않다. 이 경우 단지 1에서 16가지의 상기 서브 대역에 대한 프레임의상기 제3프레임부분내에 기준화 인자를 삽입하는 것이 가능하다. 상기 수신기에서 이것은 A 포맷 프레임에 도착하기 전에 순간적으로 저장될 수 있는 모든 기준화 인자가 수신되는 메모리를 필요로 한다. 계속적으로 단지 상기 B 포맷 프레이의 수신에 대해 1에서 16까지의 상기 서브 대역에 대한 기준화 인자는 상기 B 포맷 프레임내에 포함된 기준화 인자로 대치된다. 17에서 32까지의 상기 서브 대역에 대한 상기 A 포맷 프레임이 수신되기 전의 기준화 인자는 정확한 기준화를 위해 상기 B 포맷 프레임의 제3프레임부분내에 포함된 이들 서브 대역에 대한 샘플을 재저항하기 위해 사용된다.
상기 샘플은 계속해서 모든 찬넬의 모든 보조 대역에 대한 하나의 샘플인 상기 배치 워드 및 기준화 인자와 같은 순서로 상기 제3프레임 부분 FD 3에 삽입된다. 이것은 양측 패널, 모든 제2샘플등의 모든 서브 대역용 서브 대역 신호를 양자화하기 위한 모든 제1샘플을 의미한다. 상기 샘플의 2진수 표기는 변경 가능하며, 상기 2진 워드는 오히려 다시 사용되지 않는 하나만을 포함한다.
송신기(1)에 생성된 제2디지탈 신호는 출력(7)을 경유해 송신매체(4)에 계속해서 공급되며, 송신매체(4)에 의해 이 신호는 수신기(5)에 송신된다. 상기 송신매체(4)를 경유한 송신은 예를들어 라디오 송신 찬넬과 같은 무선 송신이 될 수 있다. 그러나, 다른 송신매체 또한 가능하다. 이 기술사상에서 광학적 송신은 예를들어 광학 섬유 또는 광학 기술 반송파, 가령 콤팩트-디스크같은 매체, RDAT 또는 SDAT 같은 기록을 이용하는 자기 기록 반송파에 의한 송신같은 광섬유 또는 광기록 반송파를 통해 직면되는데, 이러한 기술의 참고문헌은 1988년 런던, J.Watkinson, Focal Press의 The art of digital audio에 실려있다.
수신기(5)는 디코더를 구비하는데, 이 디코더는 상기 송신기(1)의 코더(6)에서 엔코드된 신호를 디코드하여 이것을 출력(8)에 공급된 광대역 디지탈 신호의 영상으로 변환한다.
제12도는 제4도의 수신기(5)의 버전을 더욱 상세히 도시한다. 코드된 신호(제2디지탈 신호)는 단자(10)를 경유해 유닛(11)에 공급된다. 신호를 입수하는 필수 정보는 상기 기준화 인자 및 샘플내에 포함된다. 상기 제2디지탈 신호의 잔류 정보는 단지 정확한 디코딩을 위한 정확한 부기를 위해 필요하다. 디코딩 과정은 모두 입수 프레임에 대해 반복된다. 상기 송신기는 먼저 동기 및 상기 프레임으로부터의 시스템 정보를 추출한다. 유닛(19)는 모든 프레임의 제1프레임부분의 처음 16비트에 안착된 동기 워드를 매시간마다 감지한다. 연속되는 프레임의 동기 워드는 P' 또는 P'+1 정보 패킷의 정수배로 이격되므로 상기 동기 워드는 매우 정확하게 감지될 수 있다. 상기 수신기가 동기되었을 때 상기 동기 워드는 유닛(19)에서 예를들어, 하나의 정보 패킷의 길이를 가지는 시창(tim window)이 매시간 P' 후 정보 패킷을 개방하는 유닛(19)에서 감지될 수 있어, 입수 정보의 일부는 유닛(19)의 동기 워드 감지기에 공급된다. 상기 동기 워드가 감지되지 않는다면 상기 시창은 이전 프레임이 P'+1 정보 패킷을 포함하는 프레임이 될 수 있기 때문에 또다른 정보 패킷의 기간동안 개방 상태를 유지한다. 이들 동기 워드로부터 상기 유닛(19)의 PLL은 중앙 처리 장치(18)를 제어하기 위한 클럭 신호를 추출할 수 있다. 상기 수신기가 얼마나 많은 정보를 한 프레임에 포함되는지를 알아야 한다는 것은 상기로부터 분명하다. 이 목적을 위해 상기 시스템 정보는 상기 처리 유닛(18)의 입력을 통해 스위칭 수단(15)에 공급되는데, 이 수위칭 수단은 이 위치에 도시된다. 상기 시스템 정보는 상기 처리 유닛(18)의 메모리내에 저장된다. 프레임내의 정보 패킷수에 관련된 정보는 동기-워드 감지용 시창을 즉시 개방하기 위해 제어 신호선(20)을 통해 상기 유닛(19)에 공급될 수 있다. 사이 시스템 정보가 수신될 때 상기 스위치(15)는 낮은 위치로 변경된다. 상기 프레임의 제2프레임부분내의 배치 정보는 메모리(18b)에 저장될 수 있다. 입수 프레임의 배치 정보가 모든 보조 대역 및 채널용 배치 워드를 포함하지 않는다면 이것은 감지 시스템 정보로부터 이미 분명해진다. 이것은 예를들어 상기 프레임이 A-포맷 또는 B-포맷 프레임인지를 나타내는 정보일 수도 있다. 그러므로 상기 시스템 정보내에 포함된 관련 정보의 영향하에서 상기 처리 유닛(18)는 상기 배치 메모리(18b)내에 정확한 위치로 수신 배치 워드를 저장한다. 분명한 것은 본 실시예에서 상기 배치 메모리(18b)가 64개의 저장 위치를 구비한다는 것이다. 기준화 인자가 송신되지 않는다면, 참고번호 11, 12 및 17에 관련된 소자는 불필요하게 되며 프레임의 제3프레임부분의 내용은 입력(10)을 경유해 합성 필터 수단에 공급되는데 이 합성 필터 수단은 접속(16)을 경유해 상기 필터 수단에 접속된다. 상기 샘플이 상기 필터 수단(21)에 공급되는 순서는 상기 필터 수단(21)에 광대역 대역 신호를 재구성하기 위한 샘플을 처리하는 순서와 동일하다. 상기 메모리(18b)내에 저장된 배치 정보는 샘플의 상기 직렬 데이터 스트림을 상기 필터 수단(21)내에 개별 샘플으로 나누기 위해 필요하며, 각 샘플은 정확한 비트수를 가진다. 이 목적을 위해 상기 배치 정보는 선(22)을 경유해 상기 필터 수단(21)에 공급된다. 더 나아가 사이 수신기는 상기 필터(21)에 공급된 재구성 디지탈 신호를 디엠파시스 하기 위해 필요한 디엠파시스 유닛(23)를 구비한다. 정확한 리엠파시스를 위해 상기 제1프레임부분의 24 내지 31비트의 관련 정보는 상기 메모리(18a)로부터 선(24)을 경유한 상기 디엠파시스 유닛(23)에 공급되어야 한다.
또한 제3프레임부가 기준화 인자 SF j. M을 포함한다면 상기 수신기는 스위치(11), 메모리(12) 및 증배기(17)를 구비한다. 프레임의 제3프레임부분 FD3가 도착하는 모든 순간에 상기 스위치(11)는 상기 선(13)을 경유한 상기 처리 유닛(18)에 의해 공급된 제어 신호 영양하에서 더 낮은 위치에 있다. 상기 기준화 인자는 상기 메모리(12)에 공급될 수 있다. 선(14)을 경유한 상기 처리 유닛(18)에 의해 상기 메모리(12)에 공급된 어드레스 신호의 영향하에서 상기 기준화 인자는 상기 메모리(12)에 정확한 위치로 저장된다. 상기 메모리(12)는 64개의 기준화인자의 저장용 64개의 위치를 갖는다. 다시, B-포맷 프레임이 수신되었을때, 상기 처리 유닛(18)는 단지 이러한 어드레스 신호를 1에서 16까지의 서브 대역용 기준화 인자가 상기 B-포맷 프레임의 기준화 인자로 과서입되는 상기 메모리(12)에 공급한다. 그 다음, 상기 스위치(11)는 상기 선(13)을 경유해 공급된 제어 신호의 영향하에서 위치를 변경하므로 상기 샘플은 상기 증배기(17)에 공급된다. 상기 배치 정보의 영향하에서, 이 배치 정보는 선(22)을 경유해 상기 증배기(17)에 공급되고, 상기 증배기는 먼저 선(16)을 경유해 공급된 직렬 데이터 스트림을 형성하는 정확한 비트 길이의 개별 샘플을 추출한다. 그 다음, 상기 샘플은 그들을 상기 송신기의 스케일링-다운 이전의 정확한 샘플값으로 재저장하기 위해 증배된다. 상기 메모리(12)에 저장된 기준화 인자가 샘플이 송시기내에서 스케일 다운되는 것에 의한 기준화 인자라면 이들 기준화 인자는 먼저 변환된 다음 (기준화 인자에 의해 분리된 하나) 상기 증배기(17)에 공급된다. 분명히, 그들이 상기 메모리(12)에 저장되지 전에 수신상의 기준화 인자를 변환하는 것이 가능하다. 상기 프레임의 기준 인자는 수신동안 상기 샘플이 스케일드 업(scaled up)될때 까지의 값과 동일하면 그들은 직접 상기 메모리(12)에 저장될 수 있으며 그들은 직접 상기 증배기(17)에 공급될 수 있다. 메모리는 상기 신호 처리가 상기 프레임 시작부에 포함된 샘플을 실행하기 전에 모든 이들 샘플을 저장하기 위해 필요하다는 것은 분명하다. 샘플이 선(16)을 통해 도착되는 순간에 이 샘플을 처리하기 위해 필요한 모든 정보는 이미 이용가능하므로 처리가 즉시 수행된다. 상기 전과정은 제어 신호의 영향하에 효과적이며 클럭 신호는 처리 유닛(18)에 의해 상기 송신기 전부에 공급된다. 모든 제어 신호 수단이 도시되지 않는다. 이것은 수신기 동작이 종래기술에서 명백하기 때문에 필요치 않다. 처리 유닛(18)의 제어하에서 상기 증배기(17)는 적절한 증배인자로 상기 샘플을 증배한다. 정확한 진폭으로 저장된 샘플은 서브 대역 신호가 광대역 디지탈 신호를 형성하기 위해 재구성되는 재구성 필터(18)에 공급된다. 수신기에 대한 추가적인 설명은 이들 수신기들이 공지되어 있기 때문에 하지 않기로 한다. 참고자료로써, EBU Tehchnical Review, no. 230에 있는 G. Theile 등이 쓴 책 Low bit rate coding of high-quality audio siginals, An introduction to the MASCAM System이 있다. 더우기, 만일 시스템 정보가 또한 전송되는 경우, 수신기가 고도로 유연성을 갖게될 수 있고 그리고 제2디지탈 신호가 각기 다른 시스템 정보를 갖는 경우에서도 신호들을 정확히 디코드할 수 있음이 분명해질 것이다.
제13도는 광대역 디지탈 신호를 기록매체 (본 경우에서는 자기 기록매체(25)상에 기록시키는 기록 장치는 장치의 형태를 취하는 전송기에 대한 또다른 실시예를 선도로 나타낸 것이다. 엔코더(60는 판독 헤드(26)를 구비하는 기록 장치(27)에 제2디지탈 신호를 공급하는데, 상기 판독 헤드(26)에 의해서 기록 매체상의 트랙에 상기 신호가 기록된다. 예컨데 헬리컬-스캔(helical-scan) 레코더에 의해 기록 매체상의 단일 트랙에 제2디지탈 신호를 기록시키는 것이 가능한바, 이 경우 상기 단일 트랙은 실제로 기록 매체의 세로 방향에 대해 경사진 병치 트랙(juxtaposed track)으로 분할된다. 이것에 대한 예로써 RDAT와 같은 기록 방법이 있다. 또다른 방법은 정보를 분할하고 그리고 동시에 기록매체 상에서 기록매체의 세로 방향으로 신장되는 다수의 병치 트랙에 상기 분할된 정보를 기록시키는 것이다. 이를 위해서, SDAT와 같은 기록 방법이 고려될 수 있다. 상기 두 방법에 대한 설명은 J. Watkinson이 저술한 책 The art of a digital audio에서 찾아볼 수 있다. 다시, 유닛(6)에 의해 공급되는 신호가 신호 변환기로 엔코드될 수 있다. 이 엔코딩으로 제4도와 관계하여 상술된 바와 같이 인터리빙 공정이 후속되는 8 대 10 변환이 이루어진다. 만일 엔코드된 기록매체 상의 다수의 인접 병렬 트랙에 기록되면, 이 신호 변환기는 또한 엔코드된 정보를 다수의 트랙에 할당시킨다.
제14도는 본 경우에 있어서 기록매체(25)를 판독하는 판독 장치의 형태를 취하는 수신기에 대한 실시예를 선도로 나타낸 것으로, 상기 기록매체(25)상에 광대역 디지탈 신호가 제13도에 도시한 장치에 의해 제2디지탈 신호 형태로 기록되게 된다. 제2디지탈 신호는 판독 헤드(29)에 의해 기록매체상의 트랙으로부터 판독되는 한편 예컨데 제12도에 보인 것과 같은 형태의 수신기(5)에 인가된다. 다시, 판독 장치(28)는 RDAT 또는 SDAT와 같은 재생 방법을 실행하도록 구성될 수 있다. 상기 두 방법 역시 Watkinson 이 쓴 전술한 책에 상세히 설명되어 있다. 만일 제13도에 보인 기록 장치에서 유닛(6)에 의해 공급되는 신호가 예컨데 8 대 10 변환 및 인터리빙 단계로 변환되면, 기록매체(25)로부터 판독되는 엔코드 신호는 디인터리브됨과 아울러 10 대 8 변환으로 변환되게 된다. 더우기, 만일 이 엔코드 신호가 다수의 병렬 트랙에 기록되면, 제14도에 보인 재생 유닛이 추가의 처리가 적용되기에 앞서서 정확한 시퀀스로 이들 트랙으로부터 판독되는 정보를 배열한다.
제15도는 스케일 인자 및 샘플들을 프레임의 제3프레임 부분 FD3에 삽입시킬 수 있는 다수의 가능성들을 보인 것이다. 제15a도는 모든 서브 대역 m 및 채널(I 또는 II)에 대한 스케일 인자 SF가 샘플에 앞서서 제 3프레임 부분에 삽입되도록 하는 전술한 방법을 예시한 것이다. 제15b도는 제15a도와 동일한 상황을 예시한 것이지만은 이 경우에서, 제15b도는 스케일 인자 SF I, m 및 SF II, m에 대한 기억 용량 및 서브 대역 m에 있어서의 두 개 채널에 대한 관련 X 샘플들을 선도로 보인 것이다. 제15b도는 블록에 결합된 서브 대역 m에 있어서의 두개 채널에 대한 샘플을 나타내는 한편, 이 샘플들이 정규적으로 제3프레임 부부내에 분포됨을 나타낸다. 샘플들은 y 비트 길이를 갖는다. 상기 예에서, X는 12, y는 8로 취해진다. 제15c도는 또다른 포맷을 보인 것이다. 서브 대역에 있어서의 제1 및 제2채널에 대한 두 개의 스케일 인자는 여전히 제3프레임 부분에 존재한다. 그러나, 서브 대역 m(즉, 총 2샘플)에 있어서의 두 개의 채널(스테레오 신호용의 좌즉 및 우측 채널)에 대한 X 샘플 대신에, 단지 서브 대역 m에 대한 X 샘플만이 제3 프레임 부분에 포함된다. 이 X 샘플들은 예컨데, 두개의 채널 중의 각각의 채널에 있는 대응 채널을 서로에 추가시킴으로써 얻어진다. 사실, 모노포닉 신호는 이 서브 대역 m에서 얻어진다. 제15c도의 X 샘플들은 각기 Z 비트의 길이를 갖는다. 만일 Z가 y와 같게 되면, 제3프레임 부분에 공간이 생기게 되는 바, 이것은 더욱 정확한 양자화를 필요로 하는 샘플에 대해 사용된다. 택일적으로, 모노 신호의 X 샘플을 Z=Zy(=16) 비트로 표현하는 것이 가능해진다. 이러한 신호 처리는 서브 대역에 있는 좌측 신호 성분과 우측 신호 성분과의 위상 차가 부적절한 경우에 적용될 수 있다. 그러나 모노포닉 신호의 파형은 중요하다. 이것은 특히 서브 대역에서의 주파수에 대한 사람귀의 위상 감지성이 작기 때문에 더 높은 서브 대역에 있는 신호에 적용된다. 모노 신호의 X 샘플을 16 비트로 표현함으로써, 파형이 보다 더 정확하게 양자화 되는 한편 제3프레임 부분에서 이들 서브 대역에 의해 점유된 공간은 제15b도에 예시된 예에서의 공간과 같게된다. 또다른 가능성은 제15도에서의 샘플을 예컨데 12비트로 나타내는 것이다. 따라서 신호의 감응도를 제15b도에 예시된 예에서 보다 더욱 명확해지게 되며, 또한 제3프레임 부분에 공간이 생기게 된다. 수신단에서 제15c도에 예시한 바와 같이 제3프레임 부분에 포함된 신호가 재생될 때, 인텐서티 스테레오 (intensity stereo)로 언급되는 스테레오 효과가 나타나게 되는바, 여기서 좌측 채널 신호의 인텐서티와 우측 채널 신호의 인텐서티는 스케일 인자 SF I, m과 SF II, m의 값이 서로 다르게 때문에 역시 달라질 수 있다.
제15d도는 또다른 가능성을 보여주고 있다. 이 경우에서, 서브 대역 m에 있어서의 두 신호 성분에 대해 단지 하나의 스케일 인자 SFm만이 있게 된다. 이것은 특히 저주파수 서브 대역에 있어서 발생되는 상황이다. 도시하지는 않았지만, 또다른 가능성은 제15b도에서 처럼 서브 대역 m에 있어서의 채널 I 및 II에 대한 X 샘플은 관련 스케일 인자 SF I, m 및 SF II, m을 갖지 못한다. 결과적으로, 이들 스케일 인자는 상기 제3프레임 부분에 삽입되지 않는다. 이 경우에, 선행 프레임의 제3프레임 부분에 포함된 스케일 인자 SF I, m 및 SF II, m은 수신기에서 샘플들은 스케일링 업하는데 사용되어야만 한다.
제15도와 관련하여 상술한 모든 가능성들은 전송기에 사용되어, 전송매체를 통한 최상의 효율을 갖는 데이터 전송을 성출할 수 있게 된다. 따라서, 제15도와 관계하여 상술한 프레임은 데이터 스트림에서 번갈아 발생될 수 있다. 만일 수신기가 이러한 서로 다른 프레임을 정확히 디코딩할 수 있어야만 하는 경우, 이들 프레임의 구조에 관한 정보가 시스템 정보에 포함되어야 한다
제16도는 전송기 보다 더 상세히 도시한 것이다. 이 도면은 다양한 저옵의 아이템이 제1, 2 및 3도에 보인 바와 같이 직렬 데이터 스트림을 형성하도록 결합 될 수 있는 가에 대한 방법을 나타내고 있다. 제16도는 사실 전송기(1)에 있는 엔코더(6)를 더욱 상세히 보인 것이다. 엔코더(6)는 중앙 처리 장치(CPU)(30)를 구비하는데, 이 장치(30)는 엔코더(6)에 있는 다수의 장치들을 제어하다. 엔코더(6)는 중앙 처리 장치(30)에 포함되어 제3도와 관계하여 상술한 바와 같이 동기 정보 및 시스템 정보를 발생시키는 발생기(31)와, 할당 정보를 확정하는 발생기(32)와, 스케일 인자를 결정하는 발생기(33)(선택적임)와 그리고 프레임에 대한 샘플을 확정하는 발생기(34)를 구비한다. 발생기(35)는 추가 정보 패킷 IP P'+1를 발생시키는 발생기이다. 이들 발생기들의 출력은 출력이 엔코더(6)의 출력(7)에 연결된 5 위치 스위치의 형태로 스위칭 수단(40)의 관련 입력에 연결된다. 스위칭 수단(40)은 또한 중앙 처리 장치(30)에 의해 제어된다. 상기 발생기들은 라인 41.1 내지 41.4를 통해 제어된다. 전송기의 동작은 M개의 셔브 대역 신호로 분할되는 모노 신호와 관계하여 상세히 설명하기로 한다. M개의 서브 대역 신호 SSBI내지 SSBM은 단자 45.1, 45.2, ‥‥45.M에 인가된다. 예컨데, 서브 대역 신호 각각에 대한 12 샘플의 블럭이 서로 함께 취해진다. 유닛 46.1 내지 46.M에서, 만일 존재하는 경우, 블록에 있는 12개의 샘플이 블록에 있는 샘플중에 가장 큰 샘플의 진폭으로 스케일 링된다. M개의 스케일 인자가 라인 47.1 내지 47.M을 통해 존재하는 경우 유닛(33)에 인가된다. 서브 대역 신호 M개의 양자화가 48.1 내지 48.M 및 유닛(49)에 인가된다. 모든 서브 대역에 대해서, 유닛(49)이 비트수를 확정하는데, 이 비트수로 적절한 서브 대역 신호가 양자화된다. 이 정보가 라인 50.1 내지 50.M을 통해 각각의 양자화기 48.1 내지 48.M에 인가되어, 이들 양자화기들이 서브 대역 신호 각각에 대한 12개의 샘플을 양자화시킨다. 더우기 이 (할당) 정보는 유닛(32)에 인가된다. 양자화된 서브 대역 신호의 샘플들이 라인 51.1 내지 51.M을 통해 유닛(34)에 인가된다. 유닛(32, 33 및 34)는 정확한 시퀀스, 즉 전술한 시퀀스로 할당 정보, 스케일 인자 및 샘플들을 배열시킨다. 더우기, 중앙 처리 장치(30)는 동기 정보 및 발생될 프레임과 관련된 시스템 정보를 발생시키는 바, 유닛 (32, 33 및 34)에 기억된 상기 정보가 상기 프레임에 삽입된다. 스위칭 수단(40)이 도시된 위치에 있는 경우, 프레임에 대한 동기 및 시스템 정보가 발생기(31)에 인가되어 출력(7)으로 피드된다. 결과적으로, 스위치(40)가 라인(53)을 통해 중앙 처리 장치(30)에 인가되는 제어 신호의 영향으로 정상 위치로부터 두번째 위치로 세트되어, 발생기(32)의 출력이 출력(7)에 연결된다. 할당 정보는 발생기(32)에 의해 출력(7)에 인가된다. 할당 정보의 시퀀스는 제10도 또는 제11도와 관계하여 상술한 바와 같다. 그후, 스위치(40)는 정상 위치로부터 세번째 위치로 세트된다. 이것은 발생기(33)의 출력이 출력(7)에 연결됨을 의미한다. 발생기(33)는 정확한 시퀀스로 스케일 인자를 출력(7)에 공급한다. 이제, 스위치(40)가 다음 위치로 세트되어, 발생기(34)의 출력이 출력(7)에 연결된다. 발생기(34)는 다양한 서브 대역에 있는 샘플을 정확한 시퀀스로 출력(7)에 공급한다. 이 주기에서 정확히 한 프레임의 출력(7)에 인가된다. 결과적으로 스위치(40)가 정상 위치로 리세트된다. 새로운 주기가 시작되어, 각각의 서브 대역에 대한 12개 샘플 블럭이 엔코드되고 그리고 출력(7)에서 프레임이 발생될 수 있다. 일부 경우에서, 예컨데 샘플 주파수 Fs가 44.1㎑이면 (제5도 참조), 추가의 정보 패킷 (더미 슬롯, 제2도 참조)이 추가된다. 이 경우, 스위치는 발생기(34)가 바닥 위치에 놓이는 위치로부터 세트되게 된다. 발생기(35)의 출력이 이제 출력(7)에 연결된다. 발생기(35)는 출력(7)에 인가되는 추가의 정보 패킷 IP P'+1을 발생시킨다. 이후에, 스위치(40)가 정상 위치로 리세트되어 새로운 주기가 시작된다. 만일 전송기에 의해 수신되는 신호가 신호 전송신 야기된 에레를 보정하게 되면, 특정 채널 코딩이 제2디지탈 신호에 인가됨이 분명해진다. 추가로, 제2신호의 전송에 앞서서 제2디지탈 신호를 변조시키는 것이 필요로 된다. 따라서, 전송 매체를 통해 디지탈 신호가 전송되는데, 이 신호는 직접적으로 제2신호와 동일하지는 않지만은 상기 제2신호로부터 유도되는 신호이다. 더우기, 예컨데 서브 대역이 서로 다른 폭을 갖는 경우, 하나의 제3프레임 부분에 삽입된 다양한 서브 대역에 대한 샘플수는 달라지거나 또는 달라질 가능성이 있다. 예컨데, 3개의 서브 대역, 즉 하위 서브 대역 SB1, 중간 서브 대역 SB2및 상위 서브 대역 SB3으로의 분할이 이용됨이 가정된다. 상위 서브 대역 SB3는 예컨데, 다른 두 개의 서브 대역의 대역폭에 2배인 대역폭을 갖는다. 이것은 서브 대역 SB3에 대한 제3프레임 부분에 삽입된 샘플수가 또한 다른 서브 대역 각각에 대한 샘플수에 2배가 됨임을 의미한다. 샘플들이 수신기에 있는 재구성 필터에 인가되게 되는 시퀀스는 다음과 같은 식으로 이루어진다. 즉, SB1에 대해 제1샘플, Sb3에 대해 제1샘플, SB2에 대해 제1샘플, SB3에 대해 제2샘플, SB1에 대해 제2샘플, SB3에 대해 제3샘플, SB2에 대해 제2샘플 SB3에 대해 제4샘플 …… 등등. 이들 서브 대역에 대한 할당 정보가 제2프레임 부분에 삽입되는 시퀀스는 다음과 같은 식으로 이루어진다. 즉, 맨처음에는 SB1에 대한 할당 워드가 그리고 나서 SB3에 대한 할당 워드가 그리고 이어서 SB2에 대한 할당 워드가 삽입된다. 이것 스케일 인자에도 적용된다. 더우기, 수신기는 시스템으로부터 정보를 유도해낼 수 있는데, 이 경우에 있어서 주기는 4개의 샘플 군으로 이루어지는데, 4개의 샘플군 각각은 SB1에 대한 샘플, SB3에 대한 샘플, SB2에 대한 샘플 그리고 나사 SB3에 대한 다른 샘플을 구비한다.
제17도는 제1프레임 부분 FD1의 또다른 구조를 보인 것이다. 제1프레임 부분 FD1은 정확히 32비트를 포함하므로 하나의 정보 패킷에 해당된다. 첫번째 16비트는 동기 신호(또는 동기 워드)를 구성한다. 이 동기 워드는 제3도에 보인 제1프레임 부분 FD1의 동기 워드와 같다. 비트 16 내지 31에 있는 정보는 제3도에 보인 비트 16 내지 31에 있는 정보와는 다르다. 비트 b16 내지 b19는 비트 비 인덱스(BR 인덱스)를 나타낸다. 비트 비 인덱스는 4비트 수로써, 이것의 의미가 제18도의 표에 예시되어 있다. 만일 비트 비 인덱스가 4비트 디지탈 수 '0000'과 같으면, 이것은 자유 포맷 상태를 나타내는데, 이는 비트비가 확정되지 않았으며, 디코더가 새로운 프레임의 시작을 검출하기 위해서는 오직 동기 워드에만 의존해야만함을 의미한다. 제18도에 있는 표의 제2칼럼에서 비트비 인덱스는 4비트의 디지탈 수에 대응하는 데시멀 수로 나타내진다. 비트 비 값이 칼럼 1에 주어져 있다.
비트 20 및 21은 샘플 주파수 Fs를 나타낸다(제18도 참조).
제18도는 비트 b20및 b21에 해당하는 4개의 가능한 2비트 디지탈 수 및 관련 샘플 주파수를 보인 것이다. 비트 22는 프레임이 더미 슬롯 구비하는지 (이 경우, b22='1') 아니면 구비하지 않은지 (이 경우, b22='0')의 여부를 나타낸다. 비트 b16내지 b22에 있는 정보로 프레임에 실제로 얼마나 많은 정보가 존재하는가를 결정할 수 있다. 이것은 제1프레임 부분이 프레임에 있는 정보 패킷의 수에 관한 정보를 포함하고 있음을 의미한다. 제2디지탈 신호에 속하는 정보가 한 프레임으로 된 광대역 신호의 샘플수인 ns를 알고 있으면 (본 예에서 ns=384), 제8도에 보인 표에 있는 데이터와 패딩 비트 b22및 공식
Figure kpo00004
를 이용하여 프레임에 얼마나 많은 정보 패킷이 존재하는가를 결정할 수 있다. 비트 b23은 미래의 시스템 연장을 확정하기 위한 것이다. 이 미래의 시스템 연장에 대해서는 하기에 상세히 설명하기로 한다. 당분간, 이 비트는 '0'으로 가정한다. 비트 b24내지 비트 b31에 관한 제1프레임 부분의 내용은 제19도 및 제20도와 관계하여 설명하기로 한다. 비트 b24및 b25는 오디오 신호에 대한 모드 표시를 나타낸다.
이 2 비트 디지탈 수에 대한 4개의 가능성에 있어서, 제20도는 광대역 디지탈 신호가 스테레오 오디오 신호('00')인지, 모노 신호('11')인지, 2개의 언어 신호('10')인지 또는 인텐서티 스테레오 오디오 신호('01')인지의 여부를 나타낸다. 마지막으로 언급돈 경우에서, 비트 26 및 27은 서브 대역이 인텐서티 스테레오 방법에 따라 처리됨을 표시한다. 제20도는 각각의 2 비트 수 '00', '01' 및 '11'의 경우에, 서브 대역 5-32, 9-32, 13-32 및 17-32가 인텐서티 스테레오 방법에 따라 처리됨을 표시한다. 전술한 바와 같이, 인텐서티 스테레오는 인간의 귀가 이들 서브 대역에서의 주파수에 대한 위상 감지성이 낮기 때문에 더 높은 서브 대역에 적용된다. 만일 이 비트가 '1'이면 이것은 정보가 복사 방지되어 복사될 수 없음을 의미한다. 비트 b29는 정보가 예컨데 선기록 테이프의 경우에서는 오리지날 정보(b29='1')이거나 또는 복사되는 정보(b29='0')임을 나타낼 수 있다. 비트 b29는 정보가 예컨데 사전 기록된 테이프의 경우에는 오리지날 정보(b29='1')이거나 또는 복사된 정보(b29='0')임을 표시할 수 있다. 비트 b30및 b31은 전송기에서 광대역 신호에 적용되는 엠파시스를 특정화한다. (제7도와 관계한 설명 참조).
이후부터, 제2프레임 부분 FD2의 또다른 구성은 제1 프레임 부분에서 비트 b24내지 b27로 나타내지는 다양한 모드 표시와 관계하여 설명하기로 한다. 제2프레임 부분은 4 비트 할당 워드를 구비하는바, 이것은 제9도와 관계하여 설명한다. 스테레오 모드 (b24, b25= 00) 및 2개국 모드(b24, b25=10)의 경우에서, 제2프레임 부분 FD2는 8개의 정보 패킷(슬롯)의 길이를 가지며, 제10와 관계하여 설명한 바와 같이 합성된다. 제10도의 스테레오 모드에서 I는 예컨데, 좌측 채널 성분을 나타내고 'II'는 우측 채널 성분을 나타낸다. 2개국 모드에서 'I'는 제1언어를 나타내고 II'는 제2언어를 나타낸다. 모노 모드(b24, b25=11)의 경우에서, 제2프레임 부분 FD2의 길이는 물론 4정보 패킷(슬롯)으로 된다. 제21도는 4정보 패킷(슬롯) 2 내지 5에서 다양한 서브 대역 1 내지 32에 대한 할당 워드의 시퀀스를 예시한 것이다. 따라서 모든 량 M-i는 시퀀스 수 i의 서브 대역에 있는 모든 샘플의 비트 수를 나타내는 바, 여기서 i는 1 내지 32에 이른다. 인텐서터 스테레오 모드(b24, b25=01)에서 비트 b26및 b27에 의해 표시되는 4가지의 가능성이 존재한다. (제20도 참조). 이러한 가능성들에 따라서 제2프레임 부분(FD2)의 내용이 각기 다르게 된다.
제22a 내지 22d도는 제2프레임 부분의 4개의 각기 다른 내용을 예시한 것이다. 만일 스위치 비트 b26, b27가 '00'이면, 서브 대역 1 내지 4에 있는 신호들은 정규 스테레오 신호가 되고, 서브 대역 5-32에 있는 신호들은 인덴서티 스테레오 신호가 된다. 이것은 서브 대역에 있는 좌측 및 우측 채널 성분에 해당한 서브 대역 1 내지 4에 있어서, 관련 할당 워드가 제2프레임 부분에 기억됨을 의미한다. 제22a도에서, 이것은 프레임의 슬롯 2, 즉 제2프레임 부분의 제1슬롯에 기억된 연속 할당 워드 AW(1, 1) ; AW(R, 1) ; AW (1, 2) ; AW(R, 2) ; ‥‥ AW(R, 4)로 나타내진다. 제22a도는 단지 할당 워드의 인덱스(i-j)만을 나타내는데, 여기서 i는 L 또는 R과 같고 그리고 각각 좌측 및 우측 채널 성분을 나타내며, j는 1 내지 4에 이르고 그리고 서브 대역의 시퀀스 수를 나타낸다. 서브 대역 5 내지 32에 있어서, 좌측 및 우측 채널 성분은 동일한 일련의 샘플을 포함한다. 서브 대역에 있는 좌측 및 우측 채널 성분에 있어서, 스케일 인자에 유일한 차이가 있게 된다. 결과적으로, 이러한 서브 대역은 단지 하나만의 할당 워드를 한다. 이들 서브 대역 5 내지 32에 대한 할당 워드 AW(i, j)는 인덱스 M-j로 표시되는데, 여기서 i는 결과적으로 모드 서브 대역에 대한 M과 같고 그리고 j는 5 내지 32에 이르게 된다.
제22a도는 제2프레임 부분에 36개의 할당 워드를 삽입하는데 4개의 1/2 정보 패킷이 필요로 됨을 나타낸 것이다. 만일 스위치 비트 b26, b27이 '01'이면, 서브 대역 1 내지 8에 있는 신호는 정류 스테레오 신호가 될 것이며, 서브 대역 9 내지 32에 있는 신호는 인텐서티 스테레오 신호가 될 것이다. 이것은 서브 대역 1 내지 8 각각에 대해 두 개의 할당 워드 AW(L, j) 및 AW(R, j)가 필요로 하고, 서브 대역 9 내지 32 각각에 대해 단지 하나의 할당 워드 AW(M, j)가 필요로 됨을 의미한다. 이것은 5개의 정보 패킷(슬롯), 즉 IP2 내지 IP6를 포함해서 총 40개의 할당 워드가 필요로 됨을 의미하는바, 이는 제22도에 예시되어 있다. 이 경우에 제2프레임 부분 FD2는 5개의 정보 패킷(슬롯)의 길이를 갖는다.
만일 스위치 비트 b26, b27가 '10'이면, 서브 대역 1 내지 12에 있는 신호들은 정규 스테레오 신호가 되고, 서브 대역 13 내지 32에 있는 신호들은 인덴서티 스테레오 신호가 된다. 제22c도는 다양한 서브 대역에 대한 할당 워드를 갖는 제2프레임 부분 FD2의 구조를 나타낸 것이다. 제2프레임 부분은 모든 할당 워드에 맞도록 5개의 1/2 정보 패킷(슬롯)의 길이를 갖는다. 만일 스위치 비트 b26, b27이 '11'이면, 서브 대역 1 내지 16에 있는 신호들은 정규 스테레오 신호가 되고, 서브 대역 17 내지 32에 있는 신호들은 인텐서티 스테레오 신호가된다. 이제 49개의 할당 워드가 필요로 되는데, 이것은 제2프레임 부분에 삽입되어 6개의 정보 패킷(슬롯)의 길이를 갖는다(제22d도 참조).
스케일 인자에 관해서 전술한 사항이 여기에서도 유효하다. 서브 대역이나 또는 채널 어느것에도 할당 워드 0000이 할당되지 않는 경우, 스테레오 모드 및 인덴서티 스테레오 모드에 대해서 64개의 스케일 인자가 필요로 된다. 이것은 모든 인텐서티 스테레오 모드에서, 이 서브 대역에 있는 좌측 및 우측 채널에 대해 인텐서티 스테레오가 실현될 수 있도록 하기 위해서는 모든 모노 서브 대역이 두 개의 스케일 인자를 가져야만 하기 때문이다(제15c도 참조).
모노 모드에서, 할당 워드 0000이 어떠한 서브 대역에도 할당되지 않은 경우 스케일 인자의 수는 반으로 준다. 즉 32가 된다.
6 비트 스케일 인자를 결정하는 방법에 대해서 하기에 설명하기로 한다. 전술한 바와 같이, 최대의 절대치를 갖는 샘플이 서브 대역 채널의 모든 12샘플에 대해 결정된다.
제24a도 최대 샘플 │Smax│를 나타낸다. SGN으로 표시된 제1비트는 사인 비트로써, 이것이 Smax의 절대치와 관계하므로 '0'이 된다. 샘플들은 두 개의 보수 부호로 표시된다. 이 샘플은 1이 따라지는 K개의 제로를 갖는다. 다른 24 비트 디지탈 수의 비트 값은 적절하지 못하며 '0' 또는 '1'이 될 수 있다.
│SMAX│는 제24b도에 보인 바와 같이 ZK로 곱해진다. 결과적으로 │SMAX│·ZK는 010100001100000000000000과 같은 디지탈 수 DV1및 01100110000000000000000과 같은 디지탈 수 DV2와 비교된다. 만일 │SMAX│·ZKDV1이면, 특정 내용 p는 2가 되고, 만일 DV1≤│SMAX│·ZKDV2이면, p는 1이 되며, 만일 │SMAX│·ZK는≥DV2이면 p는 0이 된다. 수 K는 0≤k≤20 범위에 있게 된다. 스케일 인자는 다음 공식, 즉 SF=3k+p에서 k 및 p로 정해진다.
결과적으로, SF의 최대값은 62이다. 이것은 6비트 수로 표현될 수 있음을 의미하는데, 여기서 6 비트 수 111111 (10진수 63에 대응)은 사용되지 않는다. 사실 6 비트 2진수는 스케일 인자가 아니지만은, 하기에 예시하는 바처럼 실질적인 스케일 인자와의 독특하게 확정된 관계에 있게 된다. 12개의 샘플 S 모두는 k 및 p의 값에 관계하는 수로 곱해진다. 12개의 샘플은 각각 다음과 같이 곱해진다. 즉,
S'=S×2k×g(p)
여기서, 수 g(p)는 다음과 같이 P와 관계를 갖는다.
p=0 인 경우, g(p)=1이고, p=1인 경우, g(p)= 1+2-2+2-8+2-10+2-16+2-18+2-23이고,
p=2인 경우 g(p)=1+2-1+2-4+2-6+2-8+2-10+2-13+2-15+2-6+2-17+2-19+2-20이다. 파라메터 K는 6㏈ 스텝의 수를 확정하고 인자(g(1) 및 g(2))는 2㏈ 스텝에 가장 가까운 근사치이다. 이렇게해서 스케일링된 샘플 S'는 두 개의 보수 부호로써 q 비트 디지탈 수로 표시되도록 양자화된다. 제25도에 q=3인 경우가 예시되어 있다. 스케일링된 샘플 S'은 +1과 -1 사이에서 값을 갖는다(제25a도 참조). 양자화기에서, 이들 샘플은 관련 서브 대역(채널)에 대한 할당치에 대응하는 q 비트로 나타내져야만 한다. 전술한 바와 같이, 단지 하나만의 비트를 구비하는 1 비트 디지탈 수는 샘플을 나타내는데 사용되지 않기 때문에, -1 내지 +1에 이르는 총 구간은 보다 더 작은 구간 2q-1이상으로 분할되어야만 한다. 이러한 목적을 위해서, 스케일링된 샘플 s'는 공식 s=s'(1-2-q)-2-q에 따라서 샘플 s로 변형된다.
샘플 s는 결과적으로, q비트로, 절단(truncation)된다. (제25c도 참조). '111' 표시는 허용되지 않으므로, 사인 비트가 반전된다. (제25d도 참조). 제26d도에 주어진 q(=3) 비트가 제3프레임 부분 FD3에 삽입된다.(제2도 참조).
-0.071≤s'≤-0.14 범위에 있는 샘플 s'은 디지탈 수 '001'로 나타내진다. 이것은 범위가 0.71≤s'1 에 이르고 그리고 디지탈 수 '110'으로 나타내지는 최대치의 샘플 s'에 대해서도 마찬가지로 적용이 된다. 결과적으로, 디지탈 수 '111'은 사용되지 않는다.
수신측에서 디-양자화 (de quantization)는 전송측에서 양자화 방식에 역인 방식으로 이루어진다(제26도 참조). 이것은 q비트 디지탈 수의 사인 비트가 반전되어 두개의 정규 보수 부호를 얻게 됨을 의미한다(제26b도 참조).
결과적으로, 샘플 s'은 공식 s'=(s+2-q+1)(1+2-q+2-2q+2-3q+2-4q+‥)에 의해서 변형된 샘플 s으로 부터 유도된다(제26c 및 26d도 참조).
이렇게 해서 얻어진 값s'은 제25a도에 있는 오리지날 구간내에 정확히 놓이게 된다. 결과적으로 샘플 s'는 스케일 인자와 관계를 갖는 전송 정보 k, p에 의해서 오리지날 진폭으로 스케일링된다. 따라서 수신측에서, q'(p)는
p=0 인 경우, g'(p)이고, g=1인 경우, g'(p)=2-1+2-5+2-6이고, p=2인 경우, q'(p)=2-1+2-3+2-8+2-9이다.
오리지날 진폭으로의 스케일링은 공식 S=S'·2-k, g'(p)를 이용하므로써 이루어진다.
각각, 제2도 및 제3도 그리고 제2도, 17도 및 19도와 관계하여 상술한 바와 같이 프레임에 대한 두가지 가능한 변형에서, 제3프레임 부분이 정보로 완전하게는 채워지지는 못한다. 이것은 서브 대역 코딩 즉 신호를 서브 대역 신호로 분할하고 그리고 다양한 서브 대역에 있는 샘플들을 양자화시키는 전반적인 처리에 대한 알고리즘이 개선될 때 더 종종 발생된다. 특히, 이것은 정보가 더 작은 수의 비트(샘플당 평균수)로 전송되게 한다. 따라서, 제3프레임 부분의 비사용부가 추가의 정보를 전송하는 경우 사용될 수 있다. 제17도의 제1프레임 부분 FD1에서 미래에 사용되는 비트 b23로 이것에 대한 허용이 이루어진다. 이 비트는 보통 '0'인바, 제18도에 분명하게 나타나 있다.
만일, 추가 신호가 프레임의 제3프레임 부분 FD3에 삽입되면, 제17도의 제1프레임 부분에 있는 미래에 사용되는 비트 b23는 '1'이 될 것이다. 제1프레임 부분 FD1의 판독시에, 수신기는 프레임이 추가 정보를 포함하고 있는지 검출할 수 있게 된다. 제23도에 보인 할당 정보 및 스케일 인자는 제23도에서 FD4로 표시된 제3프레임 부분 FD3의 일부가 서브 대역 신호의 양자화된 샘플을 포하하고 있음을 수신기에 통보해준다. 프레임 부분 FD5에 있는 제1비트는 'EXT INFO', 즉 확장 정보로 표시된다. 이 비트는 추가 정보의 형태를 표시한다. 추가 정보는 예컨데, 제2스테레오 채널의 전송을 위한 추가의 오디오 채널이다. 또다른 가능성은 이들 두 개의 추가 오디오 채널을 이용하여, 프레임 부분 FD4에 있는 오디오 서브 대역 신호와 더불어 써라운드 사운드를 실현시키는 것이다. 이 경우에, 써라운드 사운드에 필요로 하는 전,후 정보가 프레임 부분 FD5에 포함된다. FD6으로 표시된 부분에서, 프레임 부분 FD5는 다시 차례로 할당 정보, 스케일 인자 및 샘플을 포함하며, 할당 워드 및 스케일 인자의 스퀀스는 제2 및 제3도와 그리고 제2, 17 및 19도를 참고로 하여 설명한 시퀀스와 같다.
'써라운드 사운드'의 경우에, 간단한 수신기로 프레임 부분 FD5에 있는 스테레오 오디오 정보를 제외하고, 프레임 부분 FD2 및 FD3에 있는 스테레오 오디오 정보를 디코드할 수 있다.
더 정교한 수신기는 써라운드 사운드 정보를 재생할 수 있는데, 이러한 목적을 위해서 이 수신기는 프레임 부분 FD5에 있는 정보를 이용한다.
확장 정보 비트는 또한 프레임 부분 FD6에 있는 정보가 예컨데 ASCII 문자 형태로 텍스트에 관계함을 표시한다. 비디오 또는 화상 정보를 프레임 부분 FD6에 삽입하는 것이 고려될 수 있는데 이 경우 상기 정보는 확장 정보 비트로 문자화된다.
본 발명은 본 상세한 설명에서 밝힌 실시예들로 만으로 국한되지 않음이 주목되어야 할 것이다. 본 발명은 또한 청구범위에 명시한 바와 같이, 상세한 설명 부분에서의 실시예들과는 다른 실시예들과도 관계한다.

Claims (39)

  1. 특정 샘플 주파수 Fs의 광대역 디지탈 신호, 예컨대 디지탈 오디오 신호를 전송 매체를 통해 이송하는 전송기와 그리고 상기 신호를 수신하는 수신기를 구비하며, 상기 전송기는 광대역 디지탈 신호를 수신하는 입력 단자를 가지며, 이 입력 단자는, 전송기의 일부를 형성하는 한편 제2디지탈 신호를 발생하고 이 신호를 출력에 공급하도록 구성된 신호원의 입력에 연결되며, 상기 제2디지탈 신호는 일련의 프레임을 구비하고, 또한 이 각각의 프레임은 N(N1) 비트로 각각 이루어진 다수의 정보 패킷을 구비하며, 상기 수신기는 상기 제2 데이터 신호를 수신하는 입력을 갖는 디코더를 구비하며, 이 디코더의 출력은 연결되어 광 대역 디지탈 신호를 공급하도록 출력 단자에 연결된 디지탈 전송 시스템에 있어서, 공식,
    Figure kpo00005
    에서, BR은 상기 제2디지탈 신호의 비트 전송 속도이고, ns는 광대역 디지탈 신호의 샘플수이며 제2디지탈 신호에 속하는 제2디지탈 신호의 대응 정보가 제2디지탈 신호의 한 프레임에 포함될때, P가 정수인 경우, 한 프레임에 있는 정보 패킷 B의 수는 P이며, P가 정수가 아닌 경우, 다수의 프레임에 있는 정보 패킷의 수가 P 다음의 하위 정수인 P'이고, 다른 프레임에 있는 정보 패킷의 수가 P'+1과 같게 되고, 제2 디지탈 신호의 평균 프레임 속도가 사실상 Fs/ns와 같아야만 하고 그리고 한 프레임이 적어도 동기 정보를 포함하는 제1프레임 부분을 구비해야만 하는 요구 조건을 정확히 충족시킬 수 있도록 된 것을 특징으로 하는 디지탈 전송 시스템.
  2. 제1항에 있어서, 상기 제1프레임 부분은 프레임에 있는 정보 패킷수와 관계하는 정보를 더 포함하고 있는 것을 특징으로 하는 디지탈 전송 시스템.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서, 프레임은 제1프레임 부분, 제2프레임 부분 및 제3프레임 부분을 구비하며, 상기 제1프레임 부분은 시스템 저옵를 포함하고 상기 제2 및 제3프레임은 신호 정보를 포함하는 것을 특징으로 하는 디지탈 전송 시스템.
  4. 제1항 또는 제2항에 있어서, 프레임 P'+1 정도 패킷을 구비하는 경우, 제1프레임 부분은 P'에 대응하는 정보를 포함하는 것을 특징으로 하는 디지탈 전송 시스템.
  5. 제3항에 있어서, 상기 전송기는, 광대역 디지탈 신호에 응답하여, 제2디지탈 신호를 다수의 M(M1)개의 서브 신호의 형태로 발생시키는 신호 분할 수단을 구비하는 코더와, 상기 각각의 서로 신호를 양자화시키는 양자화 수단을 구비하며, 프레임의 제2프레임 부분은 최소화 다수의 서브 신호의 경우에서, 상기 서브 신호로부터 유도되는 양자화된 서브 신호의 샘플을 나타내는 비트수를 표시하는 할당 정보를 포함하며, 상기 제3프레임은 (만일 존재하는 경우) 최소한 상기 양자화된 서브 신호의 샘플을 포함하는 것을 특징으로 하는 디지탈 전송 시스템.
  6. 제5항에 있어서, 상기 신호 분할 수단은 광대역 디지탈 신호에 응답하여 다수 M 개의 서브 대역 신호를 발생시키는 분석 필터의 형태를 취하고, 상기 분석 필터가 샘플 주파수 감소를 적용하여 광대역 디지탈 신호의 신호 대역을 주파수와 더불어 증가하는 대역수 m을 갖는 일련의 서브 대역으로 분할시키며, 양자화 수단은 각각의 서브 대역 신호를 블럭별로 양자화하며, 최소한 다수의 서브 신호의 경우에서, 프레임의 제2프레임 부분에 있는 할당 정보는 상기 서브 대역 신호로부터 유도된 양자화된 서브 대역 신호의 샘플을 나타내는 비트수를 지정하며 제3프레임 부분은(만일 존재하는 경우) 최소한 상기 양자화된 서브 대역 신호의 샘플을 포함하는 것을 특징으로 한느 디지탈 전송 시스템.
  7. 제6항에 있어서, 제3프레임 부분이 추가로 스케일 인자와 관계하는 정보를 포함하고, 스케일 인자는 제3프레임 부분에 포함된 양자화된 서브 대역 신호중 최소한 하나와 관련되며, 스케일 인자 정보는 양자화된 서브 대역 신호에 앞서서 제3프레임 부분에 포함되는 것을 특징으로 하는 디지탈 전송 시스템.
  8. 제6항 또는 제7항에 있어서, 상기 수신기는 각각의 양자화된 서브 대역 신호에 응답하여 광대역 디지탈 신호의 리플리카를 형성하는 합성 필터 수단을 구비하는 디코더를 구비하며, 상기 합성 필터 수단은 서브 대역 신호를 결합하고 샘플 주파수의 복귀를 적용하여 광대역 디지탈 신호의 신호 대역을 형성하며, 서브 대역 신호의 샘플은(만일 존재하는 경우) 샘플이 수신기로의 수신하에서 합성 필터 수단에 인가되는 시퀀스에 대응하는 시퀀스로 제3프레임 부분에 삽입되는 것을 특징으로 하는 디지탈 전송 시스템.
  9. 제8항에 있어서, 양자화된 다양한 서브 대역 신호에 대한 할당 정보는 상기와 마찬가지의 시퀀스로 제2프레임 부분에 삽입되는 것을 특징으로 하는 디지탈 전송 시스템.
  10. 제9항에 있어서, 스케일 인자에 대한 스케일 정보는, 스케일 인자와 관련된 양자화된 서브 대역 신호에 대한 할당 정보가 제2프레임 부분에 포함되는 시퀀스에 대응하는 시퀀스로 제3프레임 부분에 삽입되는 것을 특징으로 하는 디지탈 전송 시스템.
  11. 제6항에 있어서, 광대역 디지탈 신호는, 제1 및 제2 신호 성분, 예컨대 디지탈 스테레오 신호를 구비하며, 분석 필터는 제1 및 제2신호 성분에 응답하여, 각각 제1 및 제2 서브 대역 신호 성분을 갖는 다수의 M개의 서브 대역 신호를 발생시키며 또한 특정 서브 대역에 있는 각각의 제1 및 제2 서브 대역 신호 성분을 양자화시키며, 프레임의 제2프레임 부분은 서브 대역의 두개의 서브 대역 신호 각각으로부터 유도되는 양자화된 제1 및 제2서브 신호 성분들의 샘플을 나타내는 비트수로 상기 서브 대역을 특정화하는 할당 정보를 포함하며, 제3프레임 부분은 상기 양자화된 제1 및 제2서브 대역 신호 성분의 샘플을 (만일 존재하는 경우) 포함하는 것을 특징으로 하는 디지탈 전송 시스템.
  12. 제11항에 있어서, 제3프레임 부분은 상기 서브 대역의 두개의 스케일 인자에 대한 스케일 인자 정보를 포함하며, 각각의 스케일 인자는 상기 서브-대역의 양자화된 제1 및 제2의 서브 대역 신호 성분에 속하는 것을 특징으로 하는 디지탈 전송 시스템.
  13. 제11항에 있어서, 합성 필터 수단이 각각의 양자화된 서브 대역 신호 성분에 응답하여, 제1 및 제2신호 성분을 구비하는 광대역 디지탈 신호의 리플리카를 형성하며, 서브 대역 신호 성분의 샘플은 (만일 존재하는 경우) 상기 서브 대역 신호 성분의 샘플이 수신기로의 수신하에서 합성 필터 수단에 인가되는 시퀀스에 대응하는 시퀀스로 제3 프레임 부분에 삽입되는 것을 특징으로 하는 디지탈 전송 시스템.
  14. 제13항에 있어서, 상기 양자화된 다양한 서브 대역 성분에 대한 할당 정보가 상기와 마찬가지의 시퀀스로 제2프레임 부분에 삽입되는 것을 특징으로 하는 디지탈 전송 시스템.
  15. 제14항에 있어서, 스케일 인자에 대한 스케일 인자 정보는, 상기 스케일 인자에 속하는 양자화된 제1 및 제2 서브 대역 신호 성분에 대한 할당 정보가 제2프레임 부분에 삽입되는 시퀀스에 대응하는 시퀀스로 제3프레임 부분에 삽입되며 또한 스케일 인자 정보는 양자화된 서브 대역 신호 성분에 앞서서 제3프레임 부분에 삽입되는 것을 특징으로 하는 디지탈 전송 시스템.
  16. 제5항에 있어서, P'+1번째 정보 래킷은 어떠한 유효 정보도 포함하지 않는 것을 특징으로 하는 디지탈 전송 시스템.
  17. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 프레임은 에러 검출 및/또는 에러 보정 정보가 포함되어 있는 제4프레임 부분을 구비하는 것을 특징으로 하는 디지탈 전송 시스템.
  18. 특정 샘플링 주파수 Fs의 광대역 디지탈 신호, 예컨대 디지탈 오디오 신호를 인코딩하고 전송하며, -상기 광대역 디지탈 신홀 수신하는 입력 단자(2)와, -상기 광대역 디지탈 신호를 제2디지탈 신호로 변환하는 제1변환기 회로(1)로서, 상기 제2디지탈 신호는 일련의 프레임을 포함하며, 각각의 프레임은 다수의 정보 패킷(IP)를 포함하며, 각각의 정보 패킷은 N(N1) 비틀 포함하는 상기 제1 변환기 회로(1)와, -상기 제2디지탈 신호가 전송 매체(4)를 통하여 적절하게 인가되어 전송되도록 하기 위하여, 상기 제2디지탈 신호를 제3디지탈 신호로 변환하는 제2변환기 회로와, -상기 제3디지탈 신호를 전송 매체(4)에 인가하는 전송 유닛(27)을 구비하는 전송기에 있어서, 상기 제1변환기 회로(1)는, P가 정수이면 각각의 프레임이 P에 대응하는 정보 패킷의 수(B)를 갖는 프레임들을 발생하고 P가 정수가 아니면 제1의 프레임과 제2의 프레임을 주기적으로 발생하는 프레임 발생기(30)을 구비하며, 상기 제1 프레임은 P'가 동일한 정보 패킷의 수(B)를 가지며, 여기서 P'은 선행 P의 다음의 하위 정수이며, 상기 제2의 프레임은 P'+1과 동일한 정보 패킷으 수를 가지며, 상기 제2의 디지탈 신호의 제1 및 제2프레임의 평균 프레임 속도를 실질적으로 Fs/Ns가 되며, P 값이
    Figure kpo00006
    에서, BR은 제2디지탈 신호의 비트 전송 속도이며, ns는 광대역 디지탈 신호의 샘플 수이며 이에 대응하는 정보는 제2 디지탈 신호에 속하고 제2 디지탈 신호의 한 프레임에 포함되며, 상기 전송기는 또환 동기화 정보를 발생하는 동기화 정보 발생기(31)와 상기 동기화 정보를 프레임의 제1프레임 부분(FD1)으로 삽입한 신호 결합 회로(40)를 구비하는 것을 특징으로 하는 전송기.
  19. 제18항에 있어서, 상기 전송기는 기록 매체상으 트랙에 제2디지탈 신호를 기록하는 장치의 형태를 취하는 것을 특징으로 하는 전송기.
  20. 특정 샘플링 주파수 Fs의 광대역 주파수 신호, 예컨대 디지탈 오디오 신호를 전송기에서 인코딩함으로써 얻어진 인코드된 디지탈 신호를 수신하여 디코딩하는 수신기로서, 상기 인코드된 디지탈 신호는 일련의 프레임을 포함하며, 각각의 프레임은 다수의 정보 패킷(IP)을 포함하며, 각각의 정보 패킷은 N(N1) 비트를 포함하며 또한 프레임은 동기화 정보를 포함하는 적어도 제1프레임 부분을 포함하며, 상기 수신기는 상기 인코드된 신호를 수신하는 입력을 가지며 상기 인코드된 신호를 광대역 디지탈 신호의 리플리카로 변환시키며, 상기 광대역 디지탈 신호의 리플리카를 공급하는 출력을 가지는 수신기에 있어서, 한 프레임에 있는 정보 패킷의 수(B)는 P 값과 관련이 있으며, 공식,
    Figure kpo00007
    에서, BR은 인코드된 디지탈 신호의 전송 속도이며, ns는 광대역 디지탈 신호의 샘플수이며 인코드된 디지탈 신호의 대응하는 정보는 인코드된 디지탈 신호의 값 프레임에 포함될때, P가 정수이면,한 프레임에 있는 정보 패킷의 수(B)는 P이며, P가 정수가 아니면, 여러 프레임들에 있는 정보 패킷의 수(B)는 P'이며, P'은 P 다음의 정수이며, 다른 프레임에 있는 정보 패킷의 수는 P'+1이 되어 인코드된 디지탈 신호의 평균 프레임 속도가 실질적으로 Fs/ns가 되도록 정확하게 일치하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  21. 제20항에 있어서, 상기 제1프레임 부분(FD1)은 프레임에 있는 정보 패킷의 수와 관련한 정보를 더 포함하며 상기 수신기는 상기 인코드된 디지탈 신호를 수신중에 상기 프레임에 있는 제1프레임 부분으로부터 상기 더 포함된 신호를 처리하기 위한 처리 수단(11)을 구비하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  22. 제20항 또는 21항에 있어서, 상기 제1프레임 부분은 시스템 정보를 더 포함하며, 상기 수신기는 상기 인코드된 디지탈 신호의 수신중에 상기 프레임에 있는 제1프레임으로부터 상기 시스템 정보를 수신하는 처리 수단(15, 18a)를 구비하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  23. 제22항에 있어서, 상기 시스템 정보는 비트 전송 속도 BR과 관련이 있는 것을 특징으로 하는 수신기.
  24. 제22항에 있어서, 상기 시스템 정보는 샘플링 주파수 Fs와 관련이 있는 것을 특징으로 하는 수신기.
  25. 제22항에 있어서, 상기 시스템 정보는 다른 패킷들보다 더 많은 하나의 정보 패킷을 가지으로써 프레임을 식별하는 것을 특징으로 한 수신기.
  26. 제22항에 있어서, 상기 시스템 정보는 디지탈 신호의 전송 모드를 식별하며, 상기 시스템 정보는, 스테레오 오디오 신호와 관련한 정보를 포함하는 인코드된 디지탈 신호와, 또는 오디오 신호, 바이링걸(bilingual) 신호 또는 인코드된 강한 스테레오 오디오 신호와 관련한 정보를 포함하는 인코드된 디지탈 신호를 식별하며, 상기 수신기는 상기 모드 식별을 처리하는 처리 수단(15, 18a)을 구비하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  27. 제22항에 있어서, 프레임은 제1프레임 부분(FD1), 제2프레임 부분(FD2), 제3프레임 부분(FD3)을 포함하며, 상기 인코드된 디지탈 신호는 할당 정보와 다수의 양자화된 서브 신호의 샘플을 더 포함하며, 할당 정보는 상기 다수의 양자화된 신호를 상기 양자화된 서브 신호의 샘플을 나타내는 비트수로 나타내며 상기 할당 정보는 상기 제2프레임 부분에 포함되며, 상기 샘플은 상기 프레임의 제3프레임에 포함되며, 상기 수신기는 상기 제2프레임 부분으로부터 할당 정보를 처리하는 제2처리 수단(15, 18b)과 상기 제3프레임 부분으로부터 상기 샘플을 처리하는 제3처리 수단(11, 18)을 더 구비하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  28. 제27항에 있어서, 상기 인코드된 디지탈 신호는 스케일 인자와 관련된 스케일 인자 정보를 더 포함하며, 스케일 인자는 제3프레임 부분에 있는 양자화된 서브 신호중의 최소한 한 신호와 연관되어 있으며, 상기 제3프레임 부분은 상기 스케일 인자 정보를 더 구비하며, 상기 수신기는 상기 제3프레임 부분으로부터 스케일 인자 정보를 처리하는 제3처리 수단(11, 18)과 상기 스케일 인자 정보를 기억하는 메모리 수단(12)을 더 구비하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  29. 제27항에 있어서, 상기 제2처리 수단(16, 18b)은 상기 제2프레임 부분으로부터 할당 정보에 따라 각각의 시간에서 4 비트 워드를 처리하며 각각의 4 비트 워드는 양자화된 서브 신호의 샘플을 나타내는 비트수를 나타내는 것을 특징으로 하는 수신기.
  30. 제28항에 있어서, 상기 제3처리 수단(11, 18)은 상기 스케일 인자 정보로부터 각각의 시간에서 6 비트 워드를 처리하며, 각각의 6 비트 워드는 양자화된 서브 신호에 대한 스케일 인자를 나타내는 것을 특징으로 하는 수신기.
  31. 제27항에 있어서, 상기 수신된 양자화된 서브 신호에 응답하여 광대역 디지탈 신호의 리플리카를 재구성하며, 상기 서브 신호를 결합하며 상기 광대역 신호의 신호 대역을 형성하기 위해 증배기(17)로 인가하는 합성 필터 수단(21)을 구비하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  32. 제29항에 있어서, 상기 제2처리수단에 의하여 특정의 서브 신호에 대한 4 비트 워드 '0000'의 검출하에, 상기 제3처리 수단은 상기 특정의 서브 신호의 제3프레임 부분으로부터 샘플 처리하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  33. 제29항 또는 제30항에 있어서, 상기 제2처리 수단에 의하여 특정의 서브 신호에 대한 4 비트 워드 '0000'의 검출하에, 상기 제3처리 수단은 상기 특정 서브 신호의 제3프레임 부분으로부터 스케일 인자를 처리하는 것을 금지하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  34. 제20항 또는 제21항에 있어서, Fs=48㎑인 것을 특징으로 하는 수신기.
  35. 제20항 또는 제21항에 있어서, N=32인 것을 특징으로 하는 수신기.
  36. 제20항 또는 제21항에 있어서, ns=384인 것을 특징으로 하는 수신기.
  37. 제20항 또는 제21항에 있어서, BR=384인 것을 특징으로 하는 수신기.
  38. 제20항에 있어서, 상기 전송 인코드된 디지탈 신호로 변환시키는 변환기 수단을 더 구비하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  39. 제38항에 있어서, 상기 수신기는 기록 캐리어(25)로부터 전송 신호를 재생하는 장치의 형태를 취하며, 또한 상기 변환기 수단의 입력에 결합된 출력을 갖는 재생 유닛(28)을 구비하는 것을 특징으로 하는 수신기.
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