JPWO2020012644A1 - 電動パワーステアリング装置の制御装置 - Google Patents

Abstract

電動パワーステアリング装置の制御装置は、同期モータに流れる三相電流をｄ軸電流およびｑ軸電流に変換し、ｄ軸電流指令とｄ軸電流との偏差に対して比例積分制御を行うことでｄ軸電圧指令を演算し、ｑ軸電流指令とｑ軸電流との偏差に対して比例積分制御を行うことでｑ軸電圧指令を演算し、ｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を変換することで得られる三相電圧指令に基づいてインバータを制御する。ｑ軸比例ゲインをＫｐｑとし、ｑ軸電流制御系の時定数をτｑとし、ｑ軸インダクタンスまたはｄ軸インダクタンスをＬとし、０よりも大きく１未満である定数をＫｑとしたとき、ｑ軸比例ゲインは、以下の演算式、すなわち、Ｋｐｑ＝Ｋｑ／τｑ×Ｌに従って設定される。

Description

本発明は、電動パワーステアリング装置の制御装置に関するものである。

従来において、電動パワーステアリング装置用のアシストモータとして、永久磁石を有する回転子を備えた永久磁石同期モータが使用されている。永久磁石同期モータは、ブラシレスモータと呼ばれることもある。永久磁石同期モータを制御する方法としては、ベクトル制御が一般に用いられている。ベクトル制御は、回転子の磁極位置の方向をｄ軸とし、ｄ軸に対して電気角で９０度の位相差を持つ軸をｑ軸としたとき、ｄ軸およびｑ軸のそれぞれの軸に対して電流制御を行う制御である。

上述のベクトル制御では、永久磁石同期モータに流れる電流の指令値である電流指令と、永久磁石同期モータに流れる電流の検出値である検出電流との偏差に対して、比例積分制御、すなわちＰＩ制御が行われる。これにより、永久磁石同期モータに印加する電圧の指令値である電圧指令が演算される。

ここで、電流制御系の応答角周波数をωｃとし、ｄ軸インダクタンスをＬｄとし、ｑ軸インダクタンスをＬｑとしたとき、以下のような比例ゲイン設計が行われることが望ましいことが知られている（例えば、非特許文献１および２参照）。すなわち、比例ゲイン設計として、ｄ軸比例ゲインは、ωｃ×Ｌｄに設定され、ｑ軸比例ゲインは、ωｃ×Ｌｑに設定される。応答角周波数ωｃは、電流制御系の時定数τｃとほぼ逆数の関係にある。

また、磁気飽和によるｄ軸インダクタンスおよびｑ軸インダクタンスの変動に合わせて、比例ゲインを変動させることが知られている（例えば、特許文献１参照）。

ここで、電動パワーステアリング装置では、電流制御系の時定数を事前に設計した設計値どおりにすることが非常に重要である。実際の時定数が設計値よりも小さいと、電流制御系において、上述の検出電流に含まれるノイズ成分がフィードバックされるので、電動パワーステアリング装置から異音が生じる。その結果、車両の乗務員に不快感を与える。一方、実際の時定数が設計値よりも大きいと、操舵トルクに対して、永久磁石同期モータが発生させるトルク、すなわち操舵をアシストするトルクの応答遅れが生じる。その結果、車両の運転者が感じるハンドル操舵感が悪化する。

特開２００１−２７５３８１号公報

省エネモータの原理と設計法、科学情報出版株式会社、２０１３年７月発行（例えば、ｐ．１０１：式（４−９）参照） ＡＣドライブシステムのセンサレスベクトル制御、株式会社オーム社、電気学会・センサレスベクトル制御の整理に関する調査専門委員会偏、２０１６年９月発行（例えば、ｐ．１０２：式（２−３９）参照）

ここで、マイコン（ｍｉｃｒｏｃｏｍｐｕｔｅｒ）、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）などの演算器による離散時間制御で上述したベクトル制御が実現される場合、ベクトル制御の演算が或る周期毎に行われることに伴って、電圧指令の更新もその周期毎に行われる。

このような場合、電圧指令が更新される周期が電流制御系の時定数と比べて十分に小さくなければ、上述した比例ゲイン設計が行われても、電流制御系の時定数が設計値どおりにならない。

つまり、離散時間制御で上述したベクトル制御が実現される場合、電圧指令が更新される周期が電流制御系の時定数と比べて十分に小さくなければ、上述した比例ゲイン設計が行われても、設計値に対して実際の時定数がずれてしまう。

本発明は、上述のような課題を解決するためになされたものであり、離散時間制御でベクトル制御が実現される場合であっても、電流制御系の実際の時定数と設計値との間のずれを抑制することのできる電動パワーステアリング装置の制御装置を得ることを目的とする。

本発明における電動パワーステアリング装置の制御装置は、直流電圧を出力する直流電源と、直流電源によって出力される直流電圧を交流電圧に変換し、交流電圧を同期モータに印加するインバータと、同期モータに流れる三相電流をｄ軸電流およびｑ軸電流に変換し、ｄ軸電流がｄ軸電流指令に追従するようにｄ軸電流指令とｄ軸電流との偏差に対して比例積分制御を行うことでｄ軸電圧指令を演算し、ｑ軸電流がｑ軸電流指令に追従するようにｑ軸電流指令とｑ軸電流との偏差に対して比例積分制御を行うことでｑ軸電圧指令を演算し、ｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を三相電圧指令に変換し、三相電圧指令に基づいてインバータを制御する制御器と、を備え、ｑ軸電流指令とｑ軸電流との偏差に対して比例積分制御が行われる際に用いられるｑ軸比例ゲインをＫｐｑとし、ｑ軸電流制御系の時定数をτｑとし、ｑ軸インダクタンスまたはｄ軸インダクタンスをＬとし、０よりも大きく１未満である定数をＫｑとしたとき、ｑ軸比例ゲインは、以下の演算式、すなわち、Ｋｐｑ＝Ｋｑ／τｑ×Ｌに従って設定されるものである。

本発明によれば、離散時間制御でベクトル制御が実現される場合であっても、電流制御系の実際の時定数と設計値との間のずれを抑制することのできる電動パワーステアリング装置の制御装置を得ることができる。

本発明の実施の形態１における電動パワーステアリング装置の制御装置を備えた電動パワーステアリング装置を示す構成図である。 本発明の実施の形態１におけるＰＷＭ信号生成器によって生成されるスイッチング信号Ｇｕｐ〜Ｇｗｎを示す図である。 本発明の実施の形態１における制御器によって三相電圧指令ｖｕ〜ｖｗが演算されるタイミングと、制御器によってスイッチング信号Ｇｕｐ〜Ｇｗｎが出力されるタイミングとの関係を示す図である。 本発明の実施の形態１における電流制御系を示すブロック図である。 本発明の実施の形態１における電圧指令更新周期Ｔｖおよび応答周波数（ωｃｑ／２π）をそれぞれ変動させた場合の定数Ｋｑの計算結果を示す表である。 本発明の実施の形態１における伝達特性Ｇｑ（ｓ）のボード線図である。 本発明の実施の形態１における伝達特性Ｇｑ（ｓ）のステップ応答を示す図である。 本発明の実施の形態２におけるｑ軸磁束φｑとｑ軸電流ｉｑとの関係を表すφｑ−ｉｑ特性を示す図である。 本発明の実施の形態２における「ｄφｑ／ｄｉｑ」とｑ軸電流ｉｑとの関係を表す「ｄφｑ／ｄｉｑ」−ｉｑ特性を示す図である。 本発明の実施の形態２における「ｄφｄ／ｄｉｄ」とｄ軸電流ｉｄとの関係を表す「ｄφｄ／ｄｉｄ」−ｉｄ特性を示す図である。

以下、本発明による電動パワーステアリング装置の制御装置を、好適な実施の形態にしたがって図面を用いて説明する。なお、図面の説明においては、同一部分または相当部分には同一符号を付し、重複する説明を省略する。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１における電動パワーステアリング装置の制御装置を備えた電動パワーステアリング装置を示す構成図である。

図１において、電動パワーステアリング装置は、同期モータ１と、磁極位置検出器２と、電流検出器３と、直流電源４、インバータ５および制御器６を有する電動パワーステアリング装置の制御装置と、ギア１４と、トルク検出器１５とを備える。

図１に示す電動パワーステアリング装置が搭載される車両の運転者は、ハンドル１２を左右に回転させることで前輪１３を操舵する。トルク検出器１５は、ステアリング系の操舵トルクＴｓを検出し、検出した操舵トルクＴｓを制御器６に出力する。

同期モータ１は、ギア１４を介して、操舵トルクを補助するトルクを発生させる。同期モータ１は、Ｕ相巻線、Ｖ相巻線およびＷ相巻線を有する固定子と、永久磁石を有する回転子とを備える。この回転子は、ギア１４に接続される。

ここで、同期モータ１は、永久磁石を有する回転子を備えたモータに限定されることなく、固定子から生じる回転磁界と回転子とが同期して回転するモータであってもよい。同期モータ１は、具体的には、巻線界磁形同期モータであってもよい。

磁極位置検出器２は、同期モータ１の回転子の磁極位置θを検出し、検出した磁極位置θを制御器６に出力する。

以下、回転子の磁極位置の方向をｄ軸とし、ｄ軸に対して電気角で９０度の位相差を持つ軸をｑ軸とする。ここで、磁極位置θを取得する具体的な技術として、図１に示すように磁極位置θを検出する磁極位置検出器２が用いられる場合を例示しているが、磁極位置θを推定する公知の技術が用いられてもよい。磁極位置θを推定する公知の技術が用いられる場合、図１に示す電動パワーステアリング装置は、磁極位置検出器２を備えて構成されていなくても構わない。

電流検出器３は、同期モータ１のＵ相巻線、Ｖ相巻線およびＷ相巻線にそれぞれ流れるＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗを検出する。電流検出器３は、検出した三相電流ｉｕ〜ｉｗ、すなわちＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗを制御器６に出力する。

直流電源４は、インバータ５に直流電圧Ｖｄｃを出力する。インバータ５は、直流電源４によって出力される直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換し、その交流電圧を同期モータ１に印加する。具体的には、インバータ５は、制御器６から出力される後述するスイッチング信号Ｇｕｐ〜Ｇｗｎ、すなわちスイッチング信号Ｇｕｐ、Ｇｖｐ、Ｇｗｐ、Ｇｕｎ、ＧｖｎおよびＧｗｎに従って、直流電源４によって出力される直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換する。

インバータ５は、スイッチング素子Ｓｕｐ〜Ｓｗｎ、すなわちスイッチング素子Ｓｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐ、Ｓｕｎ、ＳｖｎおよびＳｗｎを備える。スイッチング素子Ｓｕｐ〜Ｓｗｎとして、例えば、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などの半導体スイッチング素子が用いられる。

スイッチング素子Ｓｕｐ〜Ｓｗｎは、それぞれ、スイッチング信号Ｇｕｐ〜Ｇｗｎに応じて動作する。具体例を挙げて述べると、スイッチング信号Ｇｕｐが、オン指令に相当する「１」である場合、スイッチング素子Ｓｕｐがオンする。一方、スイッチング信号Ｇｕｐが、オフ指令に相当する「０」である場合、スイッチング素子Ｓｕｐがオフする。スイッチング素子Ｓｕｐ以外の他のスイッチング素子Ｓｖｐ、Ｓｗｐ、Ｓｕｎ、ＳｖｎおよびＳｗｎも同様である。

スイッチング信号Ｇｕｐ〜Ｇｗｎは、後述するように、三相電圧指令ｖｕ〜ｖｗ、すなわちＵ相電圧指令ｖｕ、Ｖ相電圧指令ｖｖおよびＷ相電圧指令ｖｗに基づいて生成される。したがって、インバータ５は、三相電圧指令ｖｕ〜ｖｗに基づいて、交流電圧を同期モータ１に印加するともいえる。

制御器６は、マイコン、ＤＳＰなどの、離散時間制御を行う演算器によって構成される。制御器６は、トルク検出器１５から入力される操舵トルクＴｓと、電流検出器３から入力される三相電流ｉｕ〜ｉｗと、磁極位置検出器２から入力される磁極位置θとに基づいて、スイッチング信号Ｇｕｐ〜Ｇｗｎを決定して出力する。

以下、制御器６の構成について詳細に述べる。電流指令演算器７は、トルク検出器１５から入力される操舵トルクＴｓに基づいて、ｄ軸電流指令ｉｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆを演算する。

一例を挙げると、電流指令演算器７は、以下の式（１−１）および（１−２）に従って、ｄ軸電流指令ｉｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆを演算する。

すなわち、式（１−１）および（１−２）から分かるように、電流指令演算器７は、ｄ軸電流指令ｉｄ＿ｒｅｆを０としつつ、ｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆを操舵トルクＴｓのＫａ倍とする。Ｋａは、車両の走行速度に応じたゲインである。

なお、電流指令演算器７は、ＭＴＰＡ（Ｍａｘ Ｔｏｒｑｕｅ ｐｅｒ Ａｍｐｅｒｅ）制御、弱め磁束制御などの公知の技術に基づいて、ｄ軸電流指令ｉｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆを演算するように構成されていてもよい。

座標変換器８は、磁極位置検出器２から入力される磁極位置θに基づいて、電流検出器３から入力される三相電流ｉｕ〜ｉｗを座標変換することで、回転二軸上、すなわちｄｑ軸上のｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑを演算する。

電流制御器９は、電流指令演算器７から入力されるｄ軸電流指令ｉｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆと、座標変換器８から入力されるｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑとに基づいて、回転二軸上のｄ軸電圧指令ｖｄおよびｑ軸電圧指令ｖｑを演算する。

座標変換器１０は、磁極位置検出器２から入力される磁極位置θに基づいて、電流制御器９から入力されるｄ軸電圧指令ｖｄおよびｑ軸電圧指令ｖｑを座標変換することで、三相座標上の三相電圧指令ｖｕ〜ｖｗを演算する。

ＰＷＭ信号生成器１１は、座標変換器１０から入力される三相電圧指令ｖｕ〜ｖｗに基づいて、スイッチング信号Ｇｕｐ〜Ｇｗｎを生成する。

次に、ＰＷＭ信号生成器１１がスイッチング信号Ｇｕｐ〜Ｇｗｎを生成する動作について、図２を参照しながら述べる。図２は、本発明の実施の形態１におけるＰＷＭ信号生成器１１によって生成されるスイッチング信号Ｇｕｐ〜Ｇｗｎを示す図である。

図２に示すように、ＰＷＭ信号生成器１１は、電流制御器９から入力される三相電圧指令ｖｕ〜ｖｗのそれぞれを、搬送波Ｃと比較する。搬送波Ｃの周期はＴｃであり、搬送波Ｃの周波数はｆｃである。

ＰＷＭ信号生成器１１は、上述の比較の結果、Ｕ相電圧指令ｖｕが搬送波Ｃよりも大きい場合には、スイッチング信号Ｇｕｐを「１」にし、スイッチング信号Ｇｕｎを「０」にする。一方、ＰＷＭ信号生成器１１は、Ｕ相電圧指令ｖｕが搬送波Ｃよりも小さい場合には、スイッチング信号Ｇｕｐを「０」にし、スイッチング信号Ｇｕｎを「１」にする。なお、上述したとおり、「１」はオン指令に相当し、「０」はオフ指令に相当する。

同様に、ＰＷＭ信号生成器１１は、上述の比較の結果、Ｖ相電圧指令ｖｖが搬送波Ｃよりも大きい場合には、スイッチング信号Ｇｖｐを「１」にし、スイッチング信号Ｇｖｎを「０」にする。一方、ＰＷＭ信号生成器１１は、Ｖ相電圧指令ｖｖが搬送波Ｃよりも小さい場合には、スイッチング信号Ｇｖｐを「０」にし、スイッチング信号Ｇｖｎを「１」にする。

同様に、ＰＷＭ信号生成器１１は、上述の比較の結果、Ｗ相電圧指令ｖｗが搬送波Ｃよりも大きい場合には、スイッチング信号Ｇｗｐを「１」にし、スイッチング信号Ｇｗｎを「０」にする。一方、ＰＷＭ信号生成器１１は、Ｗ相電圧指令ｖｗが搬送波Ｃよりも小さい場合には、スイッチング信号Ｇｗｐを「０」にし、スイッチング信号Ｇｗｎを「１」にする。

なお、インバータ５の上アーム側および下アーム側のスイッチング素子が同時にオンすることがないように、短絡防止時間、すなわちデッドタイムが設けられていてもよいことは言うまでもない。

このように、制御器６は、同期モータ１に流れる三相電流ｉｕ〜ｉｗをｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑに変換する。制御器６は、ｄ軸電流ｉｄがｄ軸電流指令ｉｄ＿ｒｅｆに追従するようにｄ軸電流指令ｉｄ＿ｒｅｆとｄ軸電流ｉｄとの偏差に対して比例積分制御を行うことでｄ軸電圧指令ｖｄを演算する。制御器６は、ｑ軸電流ｉｑがｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆに追従するようにｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆとｑ軸電流ｉｑとの偏差に対して比例積分制御を行うことでｑ軸電圧指令ｖｑを演算する。制御器６は、ｄ軸電圧指令ｖｄおよびｑ軸電圧指令ｖｑを三相電圧指令ｖｕ〜ｖｗに変換し、三相電圧指令ｖｕ〜ｖｗに基づいてインバータ５を制御する。

ここで、電動パワーステアリング装置の騒音を低減する観点から、搬送波Ｃの周波数ｆｃは、例えば、１８ｋＨｚ以上２０ｋＨｚ以下に設定される。以下の説明においては、搬送波Ｃの周波数ｆｃの具体的な数値例として、周波数ｆｃが２０ｋＨｚである場合を想定する。この場合、周波数ｆｃは、周期Ｔｃの逆数、すなわち１／Ｔｃに等しいので、搬送波Ｃの周期Ｔｃが５０μｓである。

次に、制御器６によって三相電圧指令ｖｕ〜ｖｗが演算されるタイミングと、制御器６によってスイッチング信号Ｇｕｐ〜Ｇｗｎが出力されるタイミングとについて、図３を参照しながら述べる。図３は、本発明の実施の形態１における制御器６によって三相電圧指令ｖｕ〜ｖｗが演算されるタイミングと、制御器６によってスイッチング信号Ｇｕｐ〜Ｇｗｎが出力されるタイミングとの関係を示す図である。

図３に示すように、時刻ｔ（ｎ）において、三相電流ｉｕ（ｎ）〜ｉｗ（ｎ）が電流検出器３によって検出され、磁極位置θ（ｎ）が磁極位置検出器２によって検出され、これらの検出値が座標変換器８に入力される。

時刻ｔ（ｎ）以降から時刻ｔ（ｎ＋１）までの間に、座標変換器８、電流制御器９および座標変換器１０のそれぞれによって行われる上述の演算が完了し、三相電圧指令ｖｕ（ｎ）〜ｖｗ（ｎ）が得られる。続いて、時刻ｔ（ｎ＋１）において、演算された三相電圧指令ｖｕ（ｎ）〜ｖｗ（ｎ）は、ＰＷＭ信号生成器１１に入力される。つまり、時刻ｔ（ｎ＋１）において、スイッチング信号Ｇｕｐ〜Ｇｗｎを生成するのに用いられる三相電圧指令ｖｕ〜ｖｗは、三相電圧指令ｖｕ（ｎ）〜ｖｗ（ｎ）に更新される。

時刻ｔ（ｎ＋１）において、ＰＷＭ信号生成器１１は、更新後の三相電圧指令ｖｕ（ｎ）〜ｖｗ（ｎ）を用いて生成したスイッチング信号Ｇｕｐ（ｎ）〜Ｇｗｎ（ｎ）を出力する。また、時刻ｔ（ｎ＋１）において、三相電流ｉｕ（ｎ＋１）〜ｉｗ（ｎ＋１）が電流検出器３によって検出され、磁極位置θ（ｎ＋１）が磁極位置検出器２によって検出され、これらの検出値が座標変換器８に入力される。

時刻ｔ（ｎ＋１）以降から時刻ｔ（ｎ＋２）までの間に、座標変換器８、電流制御器９および座標変換器１０のそれぞれによって行われる上述の演算が完了し、三相電圧指令ｖｕ（ｎ＋１）〜ｖｗ（ｎ＋１）が得られる。続いて、時刻ｔ（ｎ＋２）において、演算された三相電圧指令ｖｕ（ｎ＋１）〜ｖｗ（ｎ＋１）は、ＰＷＭ信号生成器１１に入力される。つまり、時刻ｔ（ｎ＋２）において、スイッチング信号Ｇｕｐ〜Ｇｗｎを生成するのに用いられる三相電圧指令ｖｕ〜ｖｗは、三相電圧指令ｖｕ（ｎ）〜ｖｗ（ｎ）から、三相電圧指令ｖｕ（ｎ＋１）〜ｖｗ（ｎ＋１）に更新される。

時刻ｔ（ｎ＋２）において、ＰＷＭ信号生成器１１は、更新後の三相電圧指令ｖｕ（ｎ＋１）〜ｖｗ（ｎ＋１）を用いて生成したスイッチング信号Ｇｕｐ（ｎ＋１）〜Ｇｗｎ（ｎ＋１）を出力する。また、時刻ｔ（ｎ＋２）において、三相電流ｉｕ（ｎ＋２）〜ｉｗ（ｎ＋２）が電流検出器３によって検出され、磁極位置θ（ｎ＋２）が磁極位置検出器２によって検出され、これらの検出値が座標変換器８に入力される。

時刻ｔ（ｎ＋２）以降から時刻ｔ（ｎ＋３）までの間に、座標変換器８、電流制御器９および座標変換器１０のそれぞれによって行われる上述の演算が完了し、三相電圧指令ｖｕ（ｎ＋２）〜ｖｗ（ｎ＋２）が得られる。時刻ｔ（ｎ＋３）以降も、同様に、上述した演算が繰り返される。

図３に示すように、制御器６によって三相電圧指令ｖｕ〜ｖｗが更新される周期はＴｖである。以下、この周期Ｔｖを電圧指令更新周期Ｔｖと称す。また、三相電流ｉｕ〜ｉｗと磁極位置θとが検出されてから、これらの検出値が三相電圧指令ｖｕ〜ｖｗに反映されてスイッチング信号Ｇｕｐ〜Ｇｗｎが出力されるまでの間に、Ｔｖの時間遅れが生じる。

ここで、先の図２から分かるように、実施の形態１では、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御によって、同期モータ１に印加される電圧が生成される。そのため、電圧指令更新周期Ｔｖは、搬送波Ｃの周期Ｔｃの半分未満に設定されても意味がない。つまり、周期Ｔｃの半分未満の電圧指令更新周期Ｔｖで、三相電圧指令ｖｕ〜ｖｗが更新されても意味がない。

したがって、電圧指令更新周期Ｔｖは、Ｔｃ／２以上の周期であり、かつ、Ｔｃ／２の整数倍の周期に設定される。上述したように周期Ｔｃが５０μｓである場合には、電圧指令更新周期Ｔｖは、２５μｓ以上の周期であり、かつ、２５μｓの整数倍の周期に設定される。

次に、電流制御器９について詳細に述べる。先の図１に示すように、電流制御器９は、ｄ軸電圧指令ｖｄを演算する電流制御器９ｄと、ｑ軸電圧指令ｖｑを演算する電流制御器９ｑとを含んで構成される。

電流制御器９ｄには、ｄ軸電流指令ｉｄ＿ｒｅｆと、ｄ軸電流ｉｄとの偏差が入力される。電流制御器９ｄは、入力されたその偏差に基づいて、以下の式（１−３）に従って、ｄ軸電圧指令ｖｄを演算する。

なお、式（１−３）において、「ｉｄ＿ｒｅｆ−ｉｄ」の部分は、上述の偏差、すなわち、ｄ軸電流指令ｉｄ＿ｒｅｆと、ｄ軸電流ｉｄとの偏差を意味する。式（１−３）に示されるように、この偏差にＫｐｄを乗算することは「比例制御」に相当し、この偏差にＫｉｄ／ｓを乗算することは「積分制御」に相当する。ただし、Ｋｐｄは、ｄ軸比例ゲインであり、Ｋｉｄは、ｄ軸積分ゲインであり、ｓは、ラプラス演算子である。

ｄ軸比例ゲインＫｐｄおよびｄ軸積分ゲインＫｉｄは、それぞれ、以下の式（１−４）および（１−５）に従って設定される。

ただし、Ｋｄは、０よりも大きく１未満の定数であり、τｄは、ｄ軸電流制御系の時定数であり、Ｌｄは、ｄ軸インダクタンスであり、Ｒは、巻線抵抗である。

電流制御器９ｑには、ｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆと、ｑ軸電流ｉｑとの偏差が入力される。電流制御器９ｑは、入力されたその偏差に基づいて、以下の式（１−６）に従って、ｑ軸電圧指令ｖｑを演算する。

なお、式（１−６）において、「ｉｑ＿ｒｅｆ−ｉｑ」の部分は、上述の偏差、すなわち、ｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆと、ｑ軸電流ｉｑとの偏差を意味する。式（１−６）に示されるように、この偏差にＫｐｑを乗算することは「比例制御」に相当し、この偏差にＫｉｑ／ｓを乗算することは「積分制御」に相当する。ただし、Ｋｐｑは、ｑ軸比例ゲインであり、Ｋｉｑは、ｑ軸積分ゲインであり、ｓは、ラプラス演算子である。

ｑ軸比例ゲインＫｐｑおよびｑ軸積分ゲインＫｉｑは、それぞれ、以下の式（１−７）および（１−８）に従って設定される。

ただし、Ｋｑは、０よりも大きく１未満の定数であり、τｑは、ｑ軸電流制御系の時定数であり、Ｌｑは、同期モータ１の基準動作点におけるｑ軸インダクタンスである。基準動作点以外の同期モータ１の動作点では、磁気飽和を考慮し、その動作点に応じたｑ軸インダクタンスを用いて、式（１−７）に従って、ｑ軸比例ゲインＫｐｑが設定されるようにすればよい。

ここで、ｑ軸比例ゲインＫｐｑおよびｑ軸積分ゲインＫｉｑの設定について説明する。上述したように、式（１−７）および式（１−８）において、時定数τｑ、定数Ｋｑ、ｑ軸インダクタンスＬｑおよび巻線抵抗Ｒが用いられる。ｑ軸インダクタンスＬｑおよび巻線抵抗Ｒは、以下のように設定される。なお、時定数τｑおよび定数Ｋｑの設定については後述する。

一例として、ｑ軸インダクタンスＬｑおよび巻線抵抗Ｒがオフラインで事前に計測される場合には、その計測結果を用いて式（１−７）および式（１−８）に従って計算された結果が設計者によって予め制御器６に組み込まれる。別例として、ｑ軸インダクタンスＬｑおよび巻線抵抗Ｒが電磁界解析によって事前に計算される場合には、その計算結果を用いて式（１−７）および式（１−８）に従って計算された結果が設計者によって予め制御器６に組み込まれる。

制御器６がｑ軸インダクタンスＬｑおよび巻線抵抗Ｒをオンラインで同定するためのプログラムが設計者によって予め制御器６に組み込まれている場合、制御器６は、ｑ軸インダクタンスＬｑおよび巻線抵抗Ｒをオンラインで同定する。制御器６は、その同定結果を用いて、式（１−７）および式（１−８）に従ってｑ軸比例ゲインＫｐｑおよびｑ軸積分ゲインＫｉｑを演算する。

次に、電流制御器９を含む電流制御系について、図４を参照しながら詳細に述べる。図４は、本発明の実施の形態１における電流制御系を示すブロック図である。なお、図４に示す電流制御系は、先の図１に対して、電流指令演算器７、座標変換器８、座標変換器１０およびＰＷＭ信号生成器１１が省略された状態で表現されている。

図４に示す電流制御系は、減算器、電流制御器９ｑおよびブロック１００ｑを有するｑ軸電流制御部６ｑと、ブロック１０１ｑとを含んで構成されている。

ブロック１０１ｑの伝達関数は、同期モータ１のｑ軸に関する伝達関数である。この伝達関数は、巻線抵抗Ｒおよびｑ軸インダクタンスＬｑを用いた一次遅れ系で表される。このブロック１０１ｑは、ｑ軸電圧指令ｖｑを入力として、その伝達関数に従って、ｑ軸電流ｉｑを出力する。

同期モータ１のｑ軸電圧に関する電圧方程式は、以下の式（１−９）によって表される。ブロック１０１ｑの伝達関数、すなわち、同期モータ１のｑ軸に関する伝達関数は、式（１−９）に示される電圧方程式において、回転角速度ω＝０とおくことで、容易に得られる。つまり、式（１−９）では、ωを含む項は、外乱とみなされて無視されている。

ただし、φは、磁束鎖交数である。

ｑ軸電流制御部６ｑは、ｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆとｑ軸電流ｉｑとを入力として、ｑ軸電圧指令ｖｑを出力する。電流制御器９ｑは、上述した式（１−６）に従った演算を行う。ブロック１００ｑの伝達関数は、ｑ軸上の演算無駄時間を表現した伝達関数である。

ここで、先の図３に示すように、三相電流ｉｕ〜ｉｗと磁極位置θとが検出されてから、これらの検出値が三相電圧指令ｖｕ〜ｖｗに反映されてスイッチング信号Ｇｕｐ〜Ｇｗｎが出力されるまでの間に、Ｔｖの時間遅れが生じる。したがって、ｑ軸電流制御部６ｑについて、この時間遅れを考慮する必要がある。そのため、ブロック１００ｑの伝達関数は、Ｔｖの伝達特性ｅｘｐ（−ｓ×Ｔｖ）を一次のパデ近似で近似して表現されている。

続いて、図４から分かるように、ｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆから、ｑ軸電流ｉｑまでの伝達特性Ｇｑ（ｓ）は、以下の式（１−１０）のように表される。

ここで、時定数τｑと応答角周波数ωｃｑとの関係について、ωｃｑ＝１／τｑが成立する。応答角周波数ωｃｑは、式（１−１０）における折点周波数に等しい。式（１−１０）のゲインは、−３ｄＢである。よって、以下の式（１−１１）が成立する。

さらに、式（１−１０）を、式（１−１１）に代入し、定数Ｋｑについて解くことで、以下の式（１−１２）が得られる。

ただし、式（１−１２）におけるＡ、ＢおよびＣは、それぞれ、以下の式（１−１３）、式（１−１４）および式（１−１５）によって表される。

次に、電圧指令更新周期Ｔｖおよび応答周波数（ωｃｑ／２π）をそれぞれ変動させて式（１−１２）に従って定数Ｋｑが計算された場合の定数Ｋｑの計算結果について、図５を参照しながら述べる。図５は、本発明の実施の形態１における電圧指令更新周期Ｔｖおよび応答周波数（ωｃｑ／２π）をそれぞれ変動させた場合の定数Ｋｑの計算結果を示す表である。

なお、この計算では、Ｒ＝１０ｍΩとし、Ｌｑ＝５０μＨとしている。ただし、Ｒの値およびＬｑの値が変動しても、Ｋｑの値がほぼ変動することなく、ωｃｑの値に応じてＫｑの値が変動する。図５に示される数値は、ＲおよびＬｑの値が様々な値を取り得る同期モータに対して適用可能である。また、Ｌｑの値の代わりに、実施の形態２で後述する「ｄφｑ／ｄｉｑ」の値を用いてもよい。

図５に示すように、電圧指令更新周期Ｔｖは、２５μｓの整数倍としている。また、応答周波数（ωｃｑ／２π）は、操舵トルクへの追従性を考慮して、１００Ｈｚ以上１０００Ｈｚ以下としている。応答周波数（ωｃｑ／２π）を時定数τｑに換算すると、時定数τｑは、１５９μｓ以上１５９２μｓ以下としていることとなる。

図５から分かるように、定数Ｋｑの計算結果について、定数Ｋｑの値は、０よりも大きく１未満となっている。つまり、上述した従来の比例ゲイン設計とは異なり、定数Ｋｑの値が１に一致していないことが分かる。

ここで、電動パワーステアリング装置では、電流制御系の時定数を事前に設計した設計値どおりにすることが非常に重要である。また、離散時間制御でベクトル制御が実現されるように制御器６が構成される場合、時定数τｑに対して、電圧指令更新周期Ｔｖは、無視できるほどに小さくない。

そこで、実施の形態１では、上述した従来の比例ゲイン設計とは異なり、定数Ｋｑの値が１ではなく、定数Ｋｑの値が０よりも大きく１未満に設定される。時定数τｑに対して、電圧指令更新周期Ｔｖが大きくなるほど、定数Ｋｑの値は小さくなる。

図５に示す計算結果より、電圧指令更新周期Ｔｖが２５μｓ以上５００μｓ以下に設定され、時定数τｑが１５９μｓ以上１５９２μｓ以下に設定され、定数Ｋｑの値は、０よりも大きく１未満に設定される。より具体的には、定数Ｋｑの値は、０．４４８２以上０．９７４７以下に設定される。なお、時定数τｑを応答周波数（ωｃｑ／２π）に換算すると、時定数τｑが１５９μｓ以上１５９２μｓ以下に設定されることは、応答周波数（ωｃｑ／２π）が１００Ｈｚ以上１０００Ｈｚ以下に設定されることと等価である。

このような設定によって、離散時間制御でベクトル制御が実現されるように制御器６が構成される場合、電流制御系の実際の時定数を設計値に一致させることが可能となる。

ここで、図５に示す太枠部分は、ｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆをステップ入力した場合のｑ軸電流ｉｑの応答に対してオーバシュートがステップ幅の１０％未満となる定数Ｋｑの値の領域を示す。電動パワーステアリング装置では、このようなオーバシュートが可能な限り小さいことが望ましい。

その理由は、オーバシュートが発生すると、操舵トルクに応じたｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆに対して、ｑ軸電流ｉｑが大きくなるからである。この場合、同期モータ１が発生させるトルクが、操舵トルクから決定される同期モータ１への要求トルクよりも大きくなる。その結果、車両の運転者が感じるハンドル操舵感が悪化する。さらに、ハンドルが切り戻される場合などにおいて、ハンドルを操作する速度が急変すると、オーバシュートによって、数百Ｈｚ〜数ｋＨｚといった高周波数の異音が生じる。その結果、車両の乗務員に不快感を与える。

上述の点を考慮して、時定数τｑが１５９μｓ以上１５９２μｓ以下に設定され、電圧指令更新周期Ｔｖが２５μｓ以上５００μｓ以下に設定され、定数Ｋｑの値が０．４８２７以上０．９７４７以下に設定される。これにより、図５から分かるように、上述のオーバシュートを１０％未満に抑えることができる。

また、上述の設定に対して、電圧指令更新周期Ｔｖが２５μｓ以上３００μｓ以下に設定される。これにより、上述のオーバシュートが１０％を超える場合の定数Ｋｑの最高値を、０．５７５８から０．５０９８にまで下げられる。

さらに、上述の設定に対して、電圧指令更新周期Ｔｖが２５μｓ以上１５０μｓ以下に設定される。これにより、時定数τｑの値によらず、上述のオーバシュートを１０％未満に抑えることができる。

また、上述の設定に対して、定数Ｋｑの値が０．５７５８よりも大きく０．９７４７以下に設定される。これにより、電圧指令更新周期Ｔｖおよび時定数τｑによらず、上述のオーバシュートを１０％未満に抑えることができる。

次に、電圧指令更新周期Ｔｖ、時定数τｑおよび定数Ｋｑの設定について説明する。電圧指令更新周期Ｔｖおよび時定数τｑは、設計者によって予め設計されて設定されるパラメータであり、制御器６に組み込まれる。

同期モータ１のパラメータがオンラインで同定される場合には、定数Ｋｑは、一例として、その同定結果を用いて、式（１−１２）、式（１−１３）、式（１−１４）および式（１−１５）に従って、制御器６によってオンラインで演算されて設定される。同期モータ１のパラメータがオフラインで同定できている場合には、定数Ｋｑは、別例として、その同定結果を用いて、式（１−１２）、式（１−１３）、式（１−１４）および式（１−１５）に従って予め計算され、その計算結果が制御器６に組み込まれる。

次に、実施の形態１において、電圧指令更新周期Ｔｖ、時定数τｑおよび定数Ｋｑが設定される場合に、設計値どおりの時定数τｑが得られる理由について、図６および図７を参照しながら説明する。

図６は、本発明の実施の形態１における伝達特性Ｇｑ（ｓ）のボード線図である。図７は、本発明の実施の形態１における伝達特性Ｇｑ（ｓ）のステップ応答を示す図である。なお、図６および図７では、式（１−１０）に示される伝達特性Ｇｑ（ｓ）のボード線図およびステップ応答の一例がそれぞれ図示されている。

図６および図７に示すように、伝達特性Ｇｑ（ｓ）は、基本的には、一次遅れ系の特性を示す。一次遅れ系では、ステップ応答の時定数の逆数で表される角周波数にて、ボード線図のゲイン特性が−３ｄＢとなる。したがって、一次遅れ系では、ボード線図のゲインが−３ｄＢとなる周波数を２πで乗算した角周波数の逆数は、ステップ応答の時定数となる。

ここで、例えば、応答周波数（ωｃｑ／２π）が６００Ｈｚであるときにゲインが−３ｄＢとなるように、電圧指令更新周期Ｔｖ、時定数τｑおよび定数Ｋｑは、式（１−１１）、式（１−１２）、式（１−１３）、式（１−１４）および式（１−１５）に従って設定される場合を考える。

この場合、図６に示すように、応答周波数（ωｃｑ／２π）が６００Ｈｚであるときにゲインが−３ｄＢとなる。また、図７に示すように、伝達特性Ｇｑ（ｓ）のステップ応答では、応答角周波数ωｃｑの逆数に相当する時間、すなわち、１／（２π×６００）＝２６５μｓにて、定常値１の約０．６倍となっている。このことから、設計値どおりの時定数τｑが得られることが分かる。

以上、ｑ軸に関する電流制御器９ｑについて述べたが、ｄ軸に関する電流制御器９ｄについても同様の考え方を適用すれば、電流制御系の実際の時定数τｄを設計値に一致させることが可能となる。すなわち、上述した手法によって、電圧指令更新周期Ｔｖおよび時定数τｄに応じて、定数Ｋｄが演算される。その定数Ｋｄをｄ軸比例ゲインＫｐｄに反映させることで、電流制御系の実際の時定数τｄを設計値に一致させることが可能となる。

なお、上述の式（１−７）では、インダクタンスＬとして、ｑ軸インダクタンスＬｑが用いられているが、ｑ軸インダクタンスＬｑとｄ軸インダクタンスＬｄとの差異が小さい場合には、Ｌｑの代わりに、Ｌｄが用いられてもよい。

以上、本実施の形態１によれば、電動パワーステアリング装置の制御装置において、ｑ軸電流指令とｑ軸電流との偏差に対して比例積分制御が行われる際に用いられるｑ軸比例ゲインＫｐｑとし、ｑ軸電流制御系の時定数をτｑとし、ｑ軸インダクタンスまたはｄ軸インダクタンスをＬとし、０よりも大きく１未満である定数をＫｑとしたとき、以下の演算式、すなわち、Ｋｐｑ＝Ｋｑ／τｑ×Ｌによって設定される。

これにより、離散時間制御でベクトル制御が実現される場合であっても、電流制御系の実際の時定数と設計値とのずれを抑制することができる。また、電動パワーステアリング装置において、所望の電流応答を実現することが可能となり、結果として、電動パワーステアリング装置から異音が生じることを抑制することができるとともに、ハンドル操舵をアシストするトルクの応答遅れを抑制することができる。さらに、同期モータ、インバータおよび制御回路が一体化されて構成される電動パワーステアリング装置においても、所望の電流応答を実現することが可能となる。

実施の形態２．
本発明の実施の形態２では、先の実施の形態１に対して電流制御器９ｑの構成が異なる電動パワーステアリング装置の制御装置について説明する。なお、実施の形態２では、先の実施の形態１と同様である点の説明を省略し、先の実施の形態１と異なる点を中心に説明する。

電流制御器９ｑは、ｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆとｑ軸電流ｉｑとの偏差に基づいて、以下の式（２−１）に従って、ｑ軸電圧指令ｖｑを演算する。

ただし、Ｋｐｑ’は、ｑ軸比例ゲインである。ｑ軸比例ゲインＫｐｑ’は、以下の式（２−２）に従って設定される。ｑ軸積分ゲインＫｉｑは、先の実施の形態１と同様に、式（１−８）に従って設定される。

ただし、ｄφｑは、基準動作点におけるｑ軸微小磁束であり、ｄｉｑは、基準動作点におけるｑ軸微小電流である。Ｋｑおよびτｑは、先の実施の形態１と同様である。

ここで、ｑ軸比例ゲインＫｐｑ’の設定について説明する。上述したように、式（２−２）において、時定数τｑ、定数Ｋｑおよび「ｄφｑ／ｄｉｑ」が用いられる。「ｄφｑ／ｄｉｑ」は、以下のように設定される。なお、時定数τｑおよび定数Ｋｑの設定については、先の実施の形態１と同様である。

一例として、ｑ軸インダクタンスＬｑ、「ｄφｑ／ｄｉｑ」および巻線抵抗Ｒがオフラインで事前に計測される場合には、その計測結果を用いて式（２−２）に従って計算された結果が設計者によって予め制御器６に組み込まれる。別例として、ｑ軸インダクタンスＬｑ、「ｄφｑ／ｄｉｑ」および巻線抵抗Ｒが電磁界解析によって事前に計算される場合には、その計算結果を用いて式（２−２）に従って計算された結果が設計者によって予め制御器６に組み込まれる。

制御器６がｑ軸インダクタンスＬｑ、「ｄφｑ／ｄｉｑ」および巻線抵抗Ｒをオンラインで同定するためのプログラムが設計者によって予め制御器６に組み込まれている場合、制御器６は、ｑ軸インダクタンスＬｑ、「ｄφｑ／ｄｉｑ」および巻線抵抗Ｒをオンラインで同定する。制御器６は、その同定結果を用いて、式（２−２）に従ってｑ軸比例ゲインＫｐｑ’を演算する。

以下、式（２−２）に示される「ｄφｑ／ｄｉｑ」を演算する方法について詳細に述べる。図８は、本発明の実施の形態２におけるｑ軸磁束φｑとｑ軸電流ｉｑとの関係を表すφｑ−ｉｑ特性を示す図である。なお、図８では、同期モータ１として、埋込磁石同期モータ、換言すると、ＩＰＭ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ）モータが使用された場合に得られるφｑ−ｉｑ特性が示されている。

まず、図８に示すように、１点の基準動作点が定められる。なお、図８では、基準動作点として、ｉｑ＝１．３［ｐ．ｕ．］が定められる場合が例示されている。続いて、図８に示すように、その基準動作点におけるｑ軸微小電流ｄｉｑおよびｑ軸微小磁束ｄφｑが求められ、求められたこれらの値から「ｄφｑ／ｄｉｑ」が演算される。このように演算された「ｄφｑ／ｄｉｑ」は、式（２−２）に反映される。

基準動作点は、設計者が事前に予め定めた動作点であり、同期モータ１のパラメータが解析、あるいはオフライン計測またはオンライン計測によって同定が可能な動作点に設定される。同期モータ１のパラメータは、ｑ軸インダクタンスＬｑ、「ｄφｑ／ｄｉｑ」および巻線抵抗Ｒを含む。

なお、基準動作点は、１点に限らず、複数点定められていてもよい。この場合、複数点の基準動作点に対して、それぞれ対応する「ｄφｑ／ｄｉｑ」が演算される。その後、２点の基準動作点における「ｄφｑ／ｄｉｑ」から線形補完等が用いられる形で、基準動作点以外の動作点における「ｄφｑ／ｄｉｑ」が演算される。このように演算された「ｄφｑ／ｄｉｑ」は、式（２−２）に反映される。基準動作点以外の動作点におけるｑ軸比例ゲインＫｐｑ’は、基準動作点におけるｑ軸比例ゲインＫｐｑ’に係数を乗じることで得られる値に設定される。この係数は、動作点における「ｄφｑ／ｄｉｑ」に基づいて設定される。

なお、同期モータ１のパラメータを解析あるいはオフライン計測によって事前に把握できている場合には、基準動作点以外の動作点におけるｑ軸比例ゲインＫｐｑ’は、設計者によって予め制御器６に組み込まれていてもよい。同期モータ１のパラメータをオンライン計測によって同定する場合には、制御器６は、その同定結果を用いて、式（２−２）に従って、基準動作点以外の動作点におけるｑ軸比例ゲインＫｐｑ’をオンラインで演算してもよい。

これにより、同期モータ１として、埋込磁石同期モータが使用された場合において、同期モータ１の基準動作点以外の動作点についても、所望の電流応答が得られる。

次に、ｑ軸電流ｉｑに対する「ｄφｑ／ｄｉｑ」の特性について、図９を参照しながら述べる。図９は、本発明の実施の形態２における「ｄφｑ／ｄｉｑ」とｑ軸電流ｉｑとの関係を表す「ｄφｑ／ｄｉｑ」−ｉｑ特性を示す図である。なお、図９に示される縦軸は、ｄＬ１を基準として、その倍数次ごとに目盛りが入れられている。

例えば、図９において、ｉｑ＝０．０５から１．３５までの範囲で「ｄφｑ／ｄｉｑ」が同定可能な場合、その範囲内の任意の点が基準動作点として定められる。

以下、基準動作点として、ｉｑ＝０．０５［ｐ．ｕ．］が定められる場合を例に挙げて述べる。基準点動作点におけるｑ軸比例ゲインＫｐｑ’は、式（２−２）に従って設定される。

基準動作点に相当するｉｑ＝０．０５［ｐ．ｕ．］における「ｄφｑ／ｄｉｑ」は、図９から分かるように、７Ｌ１である。また、基準動作点以外の動作点を、例えば、ｉｑ＝０．５５［ｐ．ｕ．］とすると、その動作点における「ｄφｑ／ｄｉｑ」は、図９から分かるように、５Ｌ１である。

したがって、この動作点におけるｑ軸比例ゲインＫｐｑ’は、上述の基準動作点におけるｑ軸比例ゲインＫｐｑ’に係数を乗じることで得られる値に設定される。この係数として、５Ｌ１／７Ｌ１が設定される。このように、基準動作点におけるｑ軸比例ゲインＫｐｑ’に乗じる係数として、動作点における「ｄφｑ／ｄｉｑ」を、基準動作点における「ｄφｑ／ｄｉｑ」で除した値が設定される。

なお、同期モータ１に流れる電流が規定値よりも小さい場合には、「ｄφｑ／ｄｉｑ」は、ｑ軸インダクタンスＬｑとほぼ等しい。そこで、「ｄφｑ／ｄｉｑ」がｑ軸インダクタンスＬｑとほぼ等しい状況である場合には、基準動作点におけるｑ軸比例ゲインＫｐｑ’は、先の実施の形態１で述べた式（１−７）に従って設定されるようにしてもよい。この場合、基準動作点以外におけるｑ軸比例ゲインＫｐｑ’に乗じる係数は、動作点における「ｄφｑ／ｄｉｑ」に応じて変動させる。

以下、実施の形態２における電流制御器９ｑの構成によって得られる効果について述べる。ここで、図８に示されるφｑ−ｉｑ特性は、磁気飽和の影響によって、直線的に変化するのではなく、その特性の傾きがｑ軸電流ｉｑに応じて変化している。特に、ｑ軸電流ｉｑが大きい領域では、この特性の傾きの絶対値が小さくなっている、すなわち、「ｄφｑ／ｄｉｑ」の絶対値が小さくなっている。

次に、「ｄφｑ／ｄｉｑ」と、ｑ軸比例ゲインＫｐｑ’との関係について述べる。同期モータ１の電圧方程式としては、上述した式（１−９）が一般的である。ただし、この方程式を、ｑ軸電流ｉｑに応じて「ｄφｑ／ｄｉｑ」の大きさが変わるモータに適用することは、最適でない。ここで、式（１−９）の右辺第２項をｑ軸方向の磁束で表現すると、以下の式（２−３）のように表される。

φｑ＝Ｌｑｉｑの関係式が成立するので、この関係式を式（２−３）に代入すると、以下の式（２−４）のように表される。

Ｌｑが一定とみなせる場合、すなわち、磁気飽和が発生しないとみなせる場合には、式（２−４）の右辺第２項は、以下の式（２−５）のように表される。

この式（２−５）は、ｓ＝ｄ／ｄｔであることを考慮すると、式（１−９）と等価である。したがって、一般的に用いられる式（１−９）は、Ｌｑが変動しない、すなわち磁気飽和が発生しない同期モータに対しての適用が有効である。しかしながら、式（１−９）は、Ｌｑが変動する、すなわち磁気飽和が発生する同期モータに対して適用されると、演算されるｑ軸電圧指令ｖｑに誤差が生じる。

そこで、式（２−４）は、以下の式（２−６）のように変更される。この式（２−６）と式（２−５）との違いとして、式（２−６）では、式（２−４）におけるＬｑが「ｄφｑ／ｄｉｑ」に置き換えられている。

以上を踏まえ、実施の形態２におけるｑ軸比例ゲインＫｐｑ’の設計では、式（１−７）のＬｑが「ｄφｑ／ｄｉｑ」に置き換えられることで得られる式（２−２）が用いられる。式（２−２）に示されるように、ｑ軸比例ゲインＫｐｑ’は、「ｄφｑ／ｄｉｑ」に応じて設定される。このような設定によって、図８に示されるように磁気飽和の影響によってφｑ−ｉｑ特性がヒステリシス状の波形となる場合であっても、電流制御系の実際の時定数τｑを設計値に一致させることが可能となる。その結果、同期モータ１として、埋込磁石同期モータ、インセット型永久磁石同期モータなどの磁気飽和が発生する同期モータが使用された場合であっても、所望の電流応答が得られる。

以上のように、実施の形態２では、ｑ軸比例ゲインＫｐｑ’が「ｄφｑ／ｄｉｑ」に基づいて設定されることによって、同期モータ１に電流を通電した場合であっても、所望の時定数τｑが得られる。

さらに、図９に示される「ｄφｑ／ｄｉｑ」−ｉｑ特性では、ｉｑが０．０５［ｐ．ｕ．］である場合の「ｄφｑ／ｄｉｑ」が７Ｌ１である。つまり、同期モータ１に流れる電流が零近傍である場合には、「ｄφｑ／ｄｉｑ」が７Ｌ１となる。

一方、この特性では、ｉｑが１．３５［ｐ．ｕ．］である場合の「ｄφｑ／ｄｉｑ」が３Ｌ１を下回っている。つまり、同期モータ１に電流を通電した場合には、「ｄφｑ／ｄｉｑ」が３Ｌ１を下回ることとなる。

このように、同期モータ１は、同期モータ１に流れるｑ軸電流ｉｑが増加するのに従って「ｄφｑ／ｄｉｑ」が減少する特性を有する。具体的には、同期モータ１に電流を通電した場合の「ｄφｑ／ｄｉｑ」は、同期モータ１に流れる電流が零近傍である場合の「ｄφｑ／ｄｉｑ」に対して、３Ｌ１／７Ｌ１＝３／７≒４３％未満に低下していることとなる。実施の形態２では、同期モータ１に流れる電流が零近傍である場合に対して、同期モータ１に電流を通電した場合に「ｄφｑ／ｄｉｑ」が５０％未満に低下する特性を有する同期モータ１についても、所望の電流応答が得られる。

次に、電流制御器９ｄについて述べる。電流制御器９ｄは、ｄ軸電流指令ｉｄ＿ｒｅｆとｄ軸電流ｉｄとの偏差に基づいて、以下の式（２−７）に従って、ｄ軸電圧指令ｖｄを演算する。

ただし、Ｋｐｄ’は、ｄ軸比例ゲインである。ｄ軸比例ゲインＫｐｄ’は、以下の式（２−８）に従って設定される。ｄ軸積分ゲインＫｉｄは、先の実施の形態１と同様に、式（１−５）に従って設定される。

ただし、ｄφｄは、基準動作点におけるｄ軸微小磁束であり、ｄｉｄは、基準動作点におけるｄ軸微小電流である。Ｋｄおよびτｄは、先の実施の形態１と同様である。式（２−８）に示されるｄ軸比例ゲインＫｐｄ’は、上述したｑ軸比例ゲインＫｐｑ’と同様の方法によって設定される。

次に、ｄ軸電流ｉｄに対する「ｄφｄ／ｄｉｄ」の特性について、図１０を参照しながら述べる。図１０は、本発明の実施の形態２における「ｄφｄ／ｄｉｄ」とｄ軸電流ｉｄとの関係を表す「ｄφｄ／ｄｉｄ」−ｉｄ特性を示す図である。なお、図１０に示される縦軸は、先の図９と同様に、ｄＬ１を基準として、その倍数次ごとに目盛りが入れられている。

図１０に示されるｄ軸電流ｉｄに対する「ｄφｄ／ｄｉｄ」の変化量は、先の図９に示されるｑ軸電流ｉｑに対する「ｄφｑ／ｄｉｑ」の変化量よりも小さい。ここで、同期モータ１に流れる電流が規定値よりも小さい場合には、「ｄφｑ／ｄｉｑ」＞「ｄφｄ／ｄｉｄ」の関係式が成立する一方、同期モータ１に流れる電流がその規定値よりも大きい場合には、「ｄφｑ／ｄｉｑ」＜「ｄφｄ／ｄｉｄ」の関係式が成立する。

したがって、式（２−２）および（２−８）に従って、同期モータ１に流れる電流が規定値よりも小さい場合には、ｄ軸比例ゲインＫｐｄ’がｑ軸比例ゲインＫｐｑ’よりも小さく設定され、同期モータ１に流れる電流が規定値よりも大きい場合には、ｄ軸比例ゲインＫｐｄ’がｑ軸比例ゲインＫｐｑ’よりも大きく設定される。このような設定によって、同期モータ１として、埋込磁石同期モータ、インセット型永久磁石同期モータなどの磁気飽和が発生する同期モータが使用された場合であっても、所望の電流応答が得られる。

以上、本実施の形態２によれば、電動パワーステアリング装置の制御装置において、ｑ軸電流指令とｑ軸電流との偏差に対して比例積分制御が行われる際に用いられるｑ軸比例ゲインをＫｐｑ’とし、ｑ軸電流制御系の時定数をτｑとし、ｑ軸微小磁束をｄφｑとし、ｑ軸微小電流をｄｉｑとし、０よりも大きく１未満である定数をＫｑとしたとき、ｑ軸比例ゲインは、以下の演算式、すなわち、Ｋｐｑ’＝Ｋｑ／τｑ×ｄφｑ／ｄｉｑに従って設定される。このような場合であっても、先の実施の形態１と同様の効果が得られる。

なお、本発明の実施例として実施の形態１および２を説明したが、本発明は実施の形態１および２の各構成に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲において、実施の形態１および２の各構成を適宜組み合わせたり、各構成に一部変形を加えたり、各構成を一部省略したりすることが可能である。

１ 同期モータ、２ 磁極位置検出器、３ 電流検出器、４ 直流電源、５ インバータ、６ 制御器、６ｑ ｑ軸電流制御部、７ 電流指令演算器、８ 座標変換器、９ 電流制御器、９ｄ 電流制御器、９ｑ 電流制御器、１０ 座標変換器、１１ ＰＷＭ信号生成器、１２ ハンドル、１３ 前輪、１４ ギア、１５ トルク検出器、１００ｑ ブロック、１０１ｑ ブロック。

Claims (9)

1. 直流電圧を出力する直流電源と、
   前記直流電源によって出力される前記直流電圧を交流電圧に変換し、前記交流電圧を同期モータに印加するインバータと、
   前記同期モータに流れる三相電流をｄ軸電流およびｑ軸電流に変換し、前記ｄ軸電流がｄ軸電流指令に追従するように前記ｄ軸電流指令と前記ｄ軸電流との偏差に対して比例積分制御を行うことでｄ軸電圧指令を演算し、前記ｑ軸電流がｑ軸電流指令に追従するように前記ｑ軸電流指令と前記ｑ軸電流との偏差に対して比例積分制御を行うことでｑ軸電圧指令を演算し、前記ｄ軸電圧指令および前記ｑ軸電圧指令を三相電圧指令に変換し、前記三相電圧指令に基づいて前記インバータを制御する制御器と、
   を備え、
   前記ｑ軸電流指令と前記ｑ軸電流との前記偏差に対して前記比例積分制御が行われる際に用いられるｑ軸比例ゲインをＫｐｑとし、ｑ軸電流制御系の時定数をτｑとし、ｑ軸インダクタンスまたはｄ軸インダクタンスをＬとし、０よりも大きく１未満である定数をＫｑとしたとき、
   前記ｑ軸比例ゲインは、以下の演算式に従って設定される
   Ｋｐｑ＝Ｋｑ／τｑ×Ｌ
   電動パワーステアリング装置の制御装置。
2. 直流電圧を出力する直流電源と、
   前記直流電源によって出力される前記直流電圧を交流電圧に変換し、前記交流電圧を同期モータに印加するインバータと、
   前記同期モータに流れる三相電流をｄ軸電流およびｑ軸電流に変換し、前記ｄ軸電流がｄ軸電流指令に追従するように前記ｄ軸電流指令と前記ｄ軸電流との偏差に対して比例積分制御を行うことでｄ軸電圧指令を演算し、前記ｑ軸電流がｑ軸電流指令に追従するように前記ｑ軸電流指令と前記ｑ軸電流との偏差に対して比例積分制御を行うことでｑ軸電圧指令を演算し、前記ｄ軸電圧指令および前記ｑ軸電圧指令を三相電圧指令に変換し、前記三相電圧指令に基づいて前記インバータを制御する制御器と、
   を備え、
   前記ｑ軸電流指令と前記ｑ軸電流との前記偏差に対して前記比例積分制御が行われる際に用いられるｑ軸比例ゲインをＫｐｑ’とし、ｑ軸電流制御系の時定数をτｑとし、ｑ軸微小磁束をｄφｑとし、ｑ軸微小電流をｄｉｑとし、０よりも大きく１未満である定数をＫｑとしたとき、
   前記ｑ軸比例ゲインは、以下の演算式に従って設定される
   Ｋｐｑ’＝Ｋｑ／τｑ×ｄφｑ／ｄｉｑ
   電動パワーステアリング装置の制御装置。
3. 前記同期モータの基準動作点以外の動作点における前記ｑ軸比例ゲインは、前記基準動作点における前記ｑ軸比例ゲインに係数を乗じることで得られる値に設定され、
   前記係数は、前記動作点におけるｄφｑ／ｄｉｑに基づいて設定される
   請求項２に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
4. 前記同期モータは、前記同期モータに流れる前記ｑ軸電流が増加するのに従ってｄφｑ／ｄｉｑが減少する特性を有する
   請求項２または３に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
5. 前記ｄ軸電流指令と前記ｄ軸電流との前記偏差に対して前記比例積分制御が行われる際に用いられるｄ軸比例ゲインは、
   前記同期モータに流れる前記ｑ軸電流が規定値よりも小さい場合には、前記ｑ軸比例ゲインよりも小さく設定され、前記同期モータに流れる前記ｑ軸電流が前記規定値よりも大きい場合には、前記ｑ軸比例ゲインよりも大きく設定される
   請求項２から４のいずれか１項に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
6. 前記時定数は、１５９μｓ以上１５９２μｓ以下に設定され、
   前記制御器によって前記三相電圧指令が更新される電圧指令更新周期は、２５μｓ以上５００μｓ以下に設定され、
   前記定数は、０．４８２７以上０．９７４７以下に設定される
   請求項１から５のいずれか１項に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
7. 前記電圧指令更新周期は、２５μｓ以上３００μｓ以下に設定される
   請求項６に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
8. 前記電圧指令更新周期は、２５μｓ以上１５０μｓ以下に設定される
   請求項６に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
9. 前記定数は、０．５７５８よりも大きく０．９７４７以下に設定される
   請求項６から８のいずれか１項に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。

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