JPWO2019234846A1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

制御器（３０ａ）は、出力電圧指令値（Ｖｏｕｔ＊）を元に設定される制御目標電圧に従って出力電圧（Ｖｏｕｔ）を制御するように、降圧回路（１０）の第１のスイッチング素子（Ｔｒ１）及び昇圧回路（２０）の第２のスイッチング素子（Ｔｒ２）のオンオフを制御する。降圧モードでは、制御目標電圧に従って、第２のスイッチング素子（Ｔｒ２）のオンオフを固定して入力電圧（Ｖｉｎ）を降圧した出力電圧（Ｖｏｕｔ）が発生される。昇圧モードでは、第１のスイッチング素子（Ｔｒ１）のオンオフを固定して、入力電圧（Ｖｉｎ）を昇圧した出力電圧（Ｖｏｕｔ）が発生される。制御目標電圧は、昇圧モード及び降圧モードでの制御目標電圧を、入力電圧（Ｖｉｎ）を挟んだ境界電圧範囲を避けて設定する。

Description

本発明は電力変換装置に関し、より特定的には、直流電圧変換（ＤＣ／ＤＣ変換）を実行する電力変換装置に関する。

スイッチング素子をオンオフ動作することによって、リアクトルの磁気エネルギの蓄積量及び放出量の比を制御することにより、入力された直流電圧を昇降圧した任意の出力電圧が得られる電力変換装置が公知である。

例えば、特開２００４−１２０９４０号公報（特許文献１）には、昇降圧可能なＤＣ−ＤＣコンバータとして、いわゆる、Ｈブリッジ型スイッチングレギュレータの回路構成が記載される。具体的には、降圧回路を構成する第１及び第２のスイッチング素子と、昇圧回路を構成する第３及び第４のスイッチング素子と、第１及び第２のスイッチング素子の接続点と第３及び第４のスイッチング素子の接続点との間に接続されたリアクトルとを備える回路構成が開示される。

特許文献１のＤＣ−ＤＣコンバータは、入力電圧を昇圧して出力する場合には、第１のスイッチング素子を常時オンとする一方で、第３と第４のスイッチング素子を周期的にオンオフさせることによって、入力電圧よりも高い出力電圧を得る。これに対して、当該ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力電圧を降圧して出力する場合には、第１から第４のスイッチング素子を周期的にオンオフさせる昇降圧動作によって、入力電圧よりも低い出力電圧を得る。

特開２００４−１２０９４０号公報

特許文献１のＤＣ−ＤＣコンバータは、昇圧動作及び昇降圧動作を切替えることにより、入力電圧がある範囲で変動（例えば、リチウムイオン電池での３．０［Ｖ］〜４．２［Ｖ］の変動）しても、略一定の出力電圧（例えば、３．３［Ｖ］）を安定的に得ることが可能である。

しかしながら、入力電圧を降圧する場合には昇降圧動作する必要があるため、降圧回路及び昇圧回路の両方でスイッチング損失が発生するため、効率が低下することが懸念される。

この発明はこのような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、入力電圧を昇降圧する電力変換装置において、制御動作を不安定化させることなく、降圧時及び昇圧時の両方において電力変換(ＤＣ/ＤＣ変換）を高効率化することである。

本発明のある局面では、入力電圧を昇降圧した出力電圧を出力する電力変換装置であって、第１のスイッチング素子を含む降圧回路と、第２のスイッチング素子を含む昇圧回路と、制御器とを備える。制御器は、電力変換装置の出力電圧指令値に従って出力電圧を制御するために第１及び第２のスイッチング素子のオンオフを制御する第１及び第２の制御信号を生成する。制御器は、動作モード選択部と、デューティ制御部とを含む。動作モード選択部は、出力電圧指令値の入力を受けて、電力変換装置の動作モードの選択結果及び出力電圧の制御目標電圧を出力する。デューティ制御部は、動作モードの選択結果及び制御目標電圧に従って第１及び第２スイッチング素子の各々のオンオフのデューティ比を制御する。動作モードは、第１及び第２のモードを含む。第１のモードでは、第２のスイッチング素子のオンオフを固定する一方で第１のスイッチング素子のデューティ比によって、出力電圧は入力電圧よりも低い制御目標電圧に制御される。第２のモードでは、第１のスイッチング素子のオンオフを固定する一方で第２のスイッチング素子のデューティ比によって、出力電圧は入力電圧よりも高い制御目標電圧に制御される。動作モード選択部は、入力電圧よりも低い第１の閾値と、入力電圧よりも高い第２の閾値との間の境界電圧範囲を避けて出力電圧の制御目標電圧を設定する。

本発明によれば、第１のモードでは昇圧回路のスイッチング素子のオンオフを固定して入力電圧を降圧した出力電圧を発生するとともに、第２のモードでは降圧回路のスイッチング素子のオンオフを固定して入力電圧を昇圧した出力電圧を発生することが可能であり、かつ、第１及び第２のモードにおける出力電圧の制御目標電圧を入力電圧を挟んだ境界電圧範囲を避けて設定することが可能であるので、制御動作を不安定化させることなく、降圧時及び昇圧時の両方において電力変換を高効率化することができる。

実施の形態１に係る電力変換装置の構成を説明する回路図である。 図１に示された制御器の機能を説明するブロック図である。 図２に示された動作モード選択部の動作を説明するためのフローチャートである。 実施の形態１の変形例１に係る動作モード選択部の動作を説明するための概念図である。 実施の形態１の変形例２に係る制御器の機能を説明するブロック図である。 図５に示されたデューティ演算部の機能を説明するブロック図である。 実施の形態２に係る電力変換装置のモード遷移図である。 実施の形態２に係る電力変換装置における出力電圧とモードとの関係を説明する概念図である。 実施の形態２に係る電力変換装置の構成を説明する回路図である。 図９に示された制御器の機能を説明するブロック図である。 図１０に示された動作モード選択部の動作を説明するためのフローチャートである。 実施の形態２の変形例に係る制御器の機能を説明するブロック図である。 実施の形態３に係る電力変換装置の構成を説明する回路図である。 図１３に示された制御器の機能を説明するブロック図である。 図１４に示されたデューティ演算部の機能を説明するブロック図である。 図１５中に示されたフィードフォワード項の設定例を説明する図表である。 実施の形態２に係る電力変換装置における出力電圧指令値の上昇に伴う動作モード切換時のシミュレーション波形図である。 実施の形態３に係る電力変換装置における出力電圧指令値の上昇に伴う動作モード切換時のシミュレーション波形図である。 実施の形態２に係る電力変換装置における出力電圧指令値の低下に伴う動作モード切換時のシミュレーション波形図である。 実施の形態３に係る電力変換装置における出力電圧指令値の低下に伴う動作モード切換時のシミュレーション波形図である。

以下に本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお以下では図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則的に繰返さないものとする。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る電力変換装置の構成を説明する回路図である。

図１を参照して、実施の形態１に係る電力変換装置５ａは、降圧回路１０と、昇圧回路２０と、制御器３０ａと、リアクトルＬ１と、平滑コンデンサＣ１とを備える。電力変換装置５ａは、直流電源４０と接続される入力端子Ｎ１１，Ｎ１２と、負荷４１と接続される出力端子Ｎ２１，Ｎ２２とをさらに備える。

入力端子Ｎ１１は直流電源４０の高電位側と接続され、入力端子Ｎ１２は直流電源４０の低電位側と接続される。出力端子Ｎ２１は負荷４１の高電位側と接続され、出力端子Ｎ２２は、負荷４１の低電位側と接続される。低電位側の入力端子Ｎ１２及び出力端子Ｎ２２は、共通の電力線（例えば、接地配線）ＧＬによって接続される。電力線ＧＬは、平滑コンデンサＣ１の低電位側とも接続される。

以下では、直流電源４０から入力される入力端子Ｎ１１及びＮ１２間の直流電圧を、入力電圧Ｖｉｎと称する。同様に、負荷４１へ出力される出力端子Ｎ２１及びＮ２２間の直流電圧を、出力電圧Ｖｏｕｔとも称する。入力電圧Ｖｉｎ及び出力電圧Ｖｏｕｔは、いずれも直流電圧である。図示を省略しているが、入力端子Ｎ１１及びＮ１２には、入力電圧Ｖｉｎを検出するための電圧センサが配置される。同様に、出力端子Ｎ２１及びＮ２２には、出力電圧Ｖｏｕｔを検出するための電圧センサが配置される。入力電圧Ｖｉｎ及び出力電圧Ｖｏｕｔの検出値は、制御器３０ａへ入力される。

制御器３０には、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊がさらに入力される。電力変換装置５ａが降圧回路１０及び昇圧回路２０の両方を有するため、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊は、入力電圧Ｖｉｎよりも高電圧側及び低電圧側のいずれにも設定することができる。制御器３０は、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊に従って出力電圧Ｖｏｕｔが安定的に得られるように、降圧回路１０及び昇圧回路２０の動作を制御する。

降圧回路１０は、第１のスイッチング素子Ｔｒ１及び第１の半導体素子Ｄｉ１を有する。第１のスイッチング素子Ｔｒ１は、リアクトルＬ１の一方端が接続されたノードＮ１と、入力端子Ｎ１１との間に接続される。第１の半導体素子Ｄｉ１は、ノードＮ１と入力端子Ｎ１２との間に接続される。

第１のスイッチング素子Ｔｒ１は、オフ時に、直流電源４０からの入力電流を遮断するものである。第１の半導体素子Ｄｉ１は、第１のスイッチング素子Ｔｒ１が入力電流を遮断したときに、リアクトルＬ１を流れるリアクトル電流ＩＬの還流経路を確保するものであり、かつ、ノードＮ１から電力線ＧＬ（入力端子Ｎ１２及び出力端子Ｎ２２）へ電流が流れないように配置される。

リアクトルＬ１は、降圧回路１０及び昇圧回路２０の間、具体的には、ノードＮ１及びＮ２の間に接続される。平滑コンデンサＣ１は、出力端子Ｎ２１及びＮ２２の間に接続されて、電力変換装置５ａによる出力電圧Ｖｏｕｔの交流成分を抑制する。

昇圧回路２０は、第２のスイッチング素子Ｔｒ２及び第２の半導体素子Ｄｉ２を有する。第２のスイッチング素子Ｔｒ２は、リアクトルＬ１の他方端と接続されたノードＮ２と、電力線ＧＬの間に接続される。第２の半導体素子Ｄｉ２は、ノードＮ２と、出力端子Ｎ２１及び平滑コンデンサＣ１の高電位側）との間に接続される。

第２のスイッチング素子Ｔｒ２は、オン時に、ノードＮ１及び電力線ＧＬを接続することによって、リアクトルＬ１に磁気エネルギを蓄積するための電流経路を形成するものである。第２の半導体素子Ｄｉ２は、第１のスイッチング素子Ｔｒ２がオフしたときに、降圧回路１０及びリアクトルＬ１から出力端子Ｎ２１への電流経路を確保するものであり、かつ、出力端子Ｎ２１（平滑コンデンサＣ１）から、リアクトルＬ１及び降圧回路１０への電流の逆流を防止するために配置される。

第１及び第２のスイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ２は、図１に例示されるように、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）によって構成することができるが、制御信号に応じてオンオフ可能であれば任意の素子を適用することができる。例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）によっても、第１及び第２のスイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ２を構成することが可能である。

第１及び第２の半導体素子Ｄｉ１及びＤｉ２は、図１に例示された接続方向を有するダイオードによって構成することができる。尚、第１の半導体素子Ｄｉ１は、ダイオードではなく、第１のスイッチング素子Ｔｒ１と相補的にオンオフされるスイッチング素子（ＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴ等）で構成することが可能である。同様に、第２の半導体素子Ｄｉ２についても、ダイオードではなく、第２のスイッチング素子Ｔｒ２と相補的にオンオフされるスイッチング素子（ＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴ等）で構成することが可能である。スイッチング素子によって半導体素子Ｄｉ１，Ｄｉ２を構成すると、ダイオードと比較して導通損失を低減できる。特に、第２の半導体素子Ｄｉ２をスイッチング素子で構成すると、負荷４１から直流電源４０への回生のための電流経路を形成することが可能となる。

又、第１及び第２のスイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ２及び第１及び第２の半導体素子Ｄｉ１，Ｄｉ２については、任意の半導体材料によって作成することが可能であり、Ｓｉ（シリコン）の他、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）又はＧａＮ（ガリウムナイトライド）等を適用することも可能である。

尚、降圧回路１０において、第１のスイッチング素子Ｔｒ１は、直流電源４０からの入力電流を遮断可能であればよいので、入力端子Ｎ１２と半導体素子Ｄｉ１との間に接続することも可能である。この場合には、第１の半導体素子Ｄｉ１は、入力端子Ｎ１１及びノードＮ１と、第１のスイッチング素子Ｔｒ１及び出力端子Ｎ２２との間に接続されるものと言い換えられる。

同様に、昇圧回路２０において、第２の半導体素子Ｄｉ２は、降圧回路１０又はリアクトルＬ１から平滑コンデンサＣ１への電流経路を形成する一方で、平滑コンデンサＣ１降圧回路１０又はリアクトルＬ１への電流を阻止するものであればよい。従って、第２の半導体素子Ｄｉ２は、電力線ＧＬ側に、出力端子Ｎ２２及び第２のスイッチング素子Ｔｒ２の間に接続されてもよい。この場合、第２の半導体素子Ｄｉ２がダイオードであれば、出力端子Ｎ２２から入力端子Ｎ１２へ向かう方向を順方向として接続される。又、第２のスイッチング素子Ｔｒ２は、ノードＮ２及び出力端子Ｎ２１（平滑コンデンサＣ１の正極側）と、電力線ＧＬとの間に接続される。

制御器３０ａは、降圧回路１０の第１のスイッチング素子Ｔｒ１のオンオフを制御する制御信号Ｓ１と、昇圧回路２０の第２のスイッチング素子Ｔｒ２のオンオフを制御する制御信号Ｓ２とを出力する。尚、以下の説明では、各スイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ２について、オンオフの状態が明示されていないものについては、オフ状態であるものとする。

制御器３０ａは、例えば、オペアンプ等を含むアナログ回路やＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）等による専用ハードウェアで構成することが可能である。又、制御器３０ａは、メモリ（図示せず）に搭載されたプログラムを、プロセッサ（図示せず）で実行することによって、以下に説明する制御機能を実現するように動作することも可能である。メモリは、ＤＲＡＭ（Dynamic Random Access Memory）、ＳＲＡＭ（Static Random Access Memory）及び、ＲＯＭ（Read Only Memory）等によって構成することが可能であり、プロセッサは、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＭＰＵ（Micro Processing Unit）及び、ＭＣＵ（Micro Control Unit）等によって構成することが可能である。

図２は、制御器３０ａの機能を説明するブロック図である。図２を含む各ブロック図に記載される各ブロックの機能は、専用電子回路によるハードウェア、及び、プログラム処理によるソフトウェアのいずれで実現することも可能である。或いは、ハードウェア及びソフトウェアの組み合わせによって、ブロックの機能が実現されてもよい。

図２を参照して、制御器３０ａは、動作モード選択部３１と、デューティ演算部３２と、デューティ選択部３３と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号生成部３４とを含む。

動作モード選択部３１には、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊と、閾値Ｖ１，Ｖ２とが入力される。出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊及び閾値Ｖ１，Ｖ２の比較に基づき、第１及び第２のスイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ２のデューティ制御のための制御目標電圧Ｖｃ＊及びモード選択信号Ｓｍｄを設定する。モード選択信号Ｓｍｄは、電力変換装置５ａの動作モードの選択結果を示す信号である。実施の形態１では、動作モードは、昇圧回路２０を停止して降圧回路１０を動作する降圧モードと、降圧回路１０を停止して昇圧回路２０を動作する昇圧モードとを含む。

閾値Ｖ１は、入力電圧Ｖｉｎよりも低い電圧値に設定される。一方で、閾値Ｖ２は、入力電圧Ｖｉｎよりも高い電圧値に設定される。閾値Ｖ１，Ｖ２は、直流電源４０の特性（例えば、定格出力電圧範囲）に基づいて予め定められた固定値とすることができる。或いは、図示しない電圧センサによる入力電圧Ｖｉｎの検出値に基づき、確実に上記電圧条件（Ｖ１＜Ｖｉｎ、かつ、Ｖ２＞Ｖｉｎ）が満たされるように、閾値Ｖ１，Ｖ２を可変値として設定することも可能である。

図３には、動作モード選択部３１の動作を説明するフローチャートが示される。
図３を参照して、動作モード選択部３１は、ステップ（以下、単に「Ｓ」と表記する）１１０により、電力変換装置５ａに対する出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊を入力すると、Ｓ１２０により、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊を閾値Ｖ１及びＶ２と比較する。具体的には、Ｖ１＜Ｖｏｕｔ＊＜Ｖ２の範囲（境界電圧範囲）内であるか否かが判定される。

動作モード選択部３１は、Ｖ１＜Ｖｏｕｔ＊＜Ｖ２のときには（Ｓ１３１のＹＥＳ判定時）、Ｓ１３０により、制御目標電圧Ｖｃ＊を、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊ではなく閾値Ｖ１に設定する（Ｖｃ＊＝Ｖ１）。一方で、Ｖｏｕｔ＊≦Ｖ１、又は、Ｖ２≦Ｖｏｕｔのときには（Ｓ１３１のＮＯ判定時）、Ｓ１４０により、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊をそのまま制御目標電圧Ｖｃ＊とする（Ｖｃ＊＝Ｖｏｕｔ＊）。さらに、動作モード選択部３１は、Ｓ１３０又はＳ１４０で設定された制御目標電圧Ｖｃ＊をデューティ演算部３２（図２）へ出力する。Ｓ１２０〜Ｓ１４０により、制御目標電圧Ｖｃ＊は、Ｖ１＜Ｖｃ＊＜Ｖ２の境界電圧範囲を避けて設定される。

動作モード選択部３１は、Ｓ１６０により、制御目標電圧Ｖｃ＊を閾値Ｖ２と比較する。そして、Ｖｃ＊≧Ｖ２のとき（Ｓ１６０のＹＥＳ判定時）には、Ｓ１８０により、昇圧モードが選択される。昇圧モードの選択時には、モード選択信号Ｓｍｄは“１”に設定されて、デューティ演算部３２及びデューティ選択部３３へ出力される。一方で、Ｖｃ＊＜Ｖ２のとき（Ｓ１６０のＮＯ判定時）には、Ｓ１９０により、降圧モードが選択される。降圧モードの選択時には、モード選択信号Ｓｍｄは“０”に設定されて、デューティ演算部３２及びデューティ選択部３３へ出力される。

動作モード選択部３１は、Ｓ１１０で読み込まれた出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊に基づく、制御目標電圧Ｖｃ＊（Ｓ１５０）及びモード選択信号Ｓｍｄ（Ｓ１８０，Ｓ１９０）を出力すると、処理を終了する。

尚、Ｓ１３０では、Ｖｃ＊＝Ｖ２に設定することも可能である。Ｖｃ＊＝Ｖ２としても、Ｖ１＜Ｖｃ＊＜Ｖ２の境界電圧範囲を避けて、制御目標電圧Ｖｃ＊を設定することができる。又、Ｓ１６０では、制御目標電圧Ｖｃ＊と閾値Ｖ１とを比較してもよい。この場合には、Ｖｃ＊＞Ｖ１のときに昇圧モード（Ｓｍｄ＝“１”）を選択する一方で、Ｖｃ＊≦Ｖ１のときに降圧モード（Ｓｍｄ＝“０”）を選択することができる。

再び図２を参照して、デューティ演算部３２は、出力電圧Ｖｏｕｔを制御目標電圧Ｖｃ＊に制御するためのデューティ比Ｄｃを算出する。デューティ演算部３２は、モード選択信号Ｓｍｄに応じて、降圧モード及び昇圧モードの間でデューティ比Ｄｃの制御演算を切換える。以下では、第１のスイッチング素子Ｔｒ１及び第２のスイッチング素子Ｔｒ２の各々について、オンオフされる際のスイッチング周期Ｔｃに対するオン期間Ｔｏｎの比（Ｔｏｎ／Ｔｃ）をデューティ比と定義する。

降圧回路１０が動作する降圧モードでは、第１のスイッチング素子Ｔｒ１のデューティ比Ｄ１を用いて、出力電圧Ｖｏｕｔ及び入力電圧Ｖｉｎの間には、下記の式（１）が成立する。

Ｖｏｕｔ＝Ｄ１・Ｖｉｎ …（１）
従って、降圧モードでは、入力電圧Ｖｉｎの検出値と、制御目標電圧Ｖｃ＊とを用いて、下記の式（２）で算出することができる。

Ｄｃ＝Ｖｃ＊／Ｖｉｎ …（２）
或いは、出力電圧の電圧偏差ΔＶｏｕｔ（ΔＶｏｕｔ＝Ｖｃ＊−Ｖｏｕｔ）を用いたフィードバック制御（代表的には、ＰＩ制御）によって、デューティ比Ｄｃを算出することも可能である。或いは、Ｖｉｎに基づくフィードフォワード項（式（２））と、出力電圧偏差ΔＶｏｕｔに基づくフィードバック項との加算によって、降圧モードにおけるデューティ比Ｄｃを求めることも可能である。

昇圧回路２０が動作する昇圧モードでは、第２のスイッチング素子Ｔｒ２のデューティ比Ｄ２を用いて、出力電圧Ｖｏｕｔ及び入力電圧Ｖｉｎの間には、下記の式（３）が成立する。

Ｖｏｕｔ＝１／（１−Ｄ２）・Ｖｉｎ …（３）
従って、昇圧モードでは、入力電圧Ｖｉｎの検出値と、制御目標電圧Ｖｃ＊とを用いて、下記の式（４）で算出することができる。

Ｄｃ＝１−（Ｖｉｎ／Ｖｃ＊） …（４）
昇圧モードにおいても、上述の出力電圧偏差ΔＶｏｕｔに基づくフィードバック制御によってデューティ比Ｄｃを算出することが可能であり、或いは、フィードフォワード項（式（３））と、出力電圧偏差ΔＶｏｕｔに基づくフィードバック項との加算によって、降圧モードにおけるデューティ比Ｄｃを求めることも可能である。

デューティ選択部３３は、デューティ演算部３２によって算出されたデューティ比Ｄｃを用いて、第１のスイッチング素子Ｔｒ１（降圧回路１０）のデューティ比Ｄ１と、第２のスイッチング素子Ｔｒ２（昇圧回路２０）のデューティ比Ｄ２とを設定する。デューティ選択部３３は、モード選択信号Ｓｍｄに応じて、降圧モード及び昇圧モードのそれぞれにおけるデューティ比Ｄ１及びＤ２を出力する。

モード選択信号Ｓｍｄ＝“０”の降圧モードでは、第２のスイッチング素子Ｔｒ２（昇圧回路２０）をオフに固定するために、Ｄ２＝０に設定される。一方で、降圧回路１０のデューティ比Ｄ１は、出力電圧Ｖｏｕｔを制御目標電圧Ｖｃ＊に制御するために算出されたデューティ比Ｄｃに設定される（Ｄ１＝Ｄｃ）。例えば、Ｄ１は、式（２）に従うデューティ比Ｄｃに設定される。

これに対して、モード選択信号Ｓｍｄ＝“１”の昇圧モードでは、第１のスイッチング素子（降圧回路１０）をオンに固定するために、Ｄ１＝１に設定される。一方で、昇圧回路２０のデューティ比Ｄ２は、出力電圧Ｖｏｕｔを制御目標電圧Ｖｃ＊に制御するために算出されたデューティ比Ｄｃに設定される（Ｄ２＝Ｄｃ）。例えば、Ｄ２は、式（４）に従うデューティ比Ｄｃに設定される。

ＰＷＭ信号生成部３４は、デューティ比Ｄ１に従ってスイッチング素子Ｔｒ１をオンオフするための制御信号Ｓ１と、デューティ比Ｄ２に従ってスイッチング素子Ｔｒ２をオンオフするための制御信号Ｓ２とを出力する。制御信号Ｓ１及びＳ２は、図１に示したように、スイッチング素子Ｔｒ１及びＴｒ２へ入力される。

ＰＷＭ信号生成部３４では、周期的なキャリア波（例えば、のこぎり波や三角波）の電圧Ｖｃｗと、デューティ比Ｄ１，Ｄ２に比例する電圧ＶＤ１，ＶＤ２とが比較される、ＰＷＭ変調に従って、制御信号Ｓ１，Ｓ２が生成される。具体的には、キャリア波の振幅をデューティ比１．０のときの電圧ＶＤ１（ＶＤ２）相当として、Ｖｃｗ≦ＶＤ１（ＶＤ２）の期間で、スイッチング素子Ｔｒ１（Ｔｒ２）をオンするためにＳ１（Ｓ２）＝“１”とする一方で、Ｖｃｗ＞ＶＤ１（ＶＤ２）の期間で、スイッチング素子Ｔｒ１（Ｔｒ２）をオフするためにＳ１＝“０”とすることができる。

これにより、スイッチング素子Ｔｒ１及びＴｒ２は、キャリア波の周期に相当するスイッチング周期Ｔｃでオンオフされ、かつ、スイッチング周期Ｔｃ中のオン期間の比は、デューティ選択部３３から出力されたデューティ比Ｄ１及びＤ２に従って制御される。降圧モードでは、Ｄ２＝０に設定されることにより、制御信号Ｓ２＝“０”に固定されて、第２のスイッチング素子（昇圧回路２０）がオフに固定される。又、昇圧モードでは、Ｄ１＝０に設定されることにより、制御信号Ｓ１＝“０”に固定されて、第１のスイッチング素子（降圧回路１０）がオンに固定される。

以上説明したように、実施の形態１に係る電力変換装置５ａによれば、入力電圧Ｖｉｎの降圧及び昇圧のいずれにも設定可能な出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊に従って出力電圧Ｖｏｕｔを制御する際に、降圧モードでは第２のスイッチング素子（昇圧回路２０）のスイッチングが停止され（オフ固定）、昇圧モードでは第１のスイッチング素子（降圧回路１０）のスイッチングが停止され（オン固定）される。これにより、降圧回路１０及び昇圧回路２０の両方においてスイッチング損失が発生することを回避して、高効率のＤＣ／ＤＣ変換を実行することが可能となる。

更に、制御目標電圧Ｖｃ＊が、昇圧モード及び降圧モードの境界領域となる、Ｖ１＜Ｖｃ＊＜Ｖ２の境界電圧範囲内（Ｖ１＜Ｖｉｎ，Ｖ２＞Ｖｉｎ）に設定されることを回避して、降圧回路１０及び昇圧回路２０を制御することができる。従って、入力電圧Ｖｉｎが変動しても、降圧モード及び昇圧モードの間の切換りが頻発することを回避して、電力変換装置５ａの制御動作を安定化することができる。

実施の形態１の変形例１．
実施の形態１の変形例１では、実施の形態１における動作モード選択部３１における制御目標電圧Ｖｃ＊の異なる設定例について説明する。実施の形態１の変形例１では、実施の形態１と比較して、動作モード選択部３１による昇圧モード及び降圧モードの間の切換の際における制御目標電圧Ｖｃ＊の設定手法のみが異なり、その他の構成及び制御は、実施の形態１と同様であるので詳細な説明は繰り返さない。

図４は、実施の形態１の変形例１に係る動作モード選択部３１の動作を説明する概念図である。図４の横軸は時間軸であり、縦軸は電圧を示す。

図４を参照して、時間経過に伴って出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊が、昇圧モード領域（Ｖｏｕｔ＊≧Ｖ２）から低下したときの、動作モード選択部３１によって設定される制御目標電圧Ｖｃ＊の挙動が、符号３０４〜３０６によって示される。

符号３０４には、実施の形態１に従う制御目標電圧Ｖｃ＊の挙動が示される。即ち、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊が、昇圧モード領域（Ｖｏｕｔ＊≧Ｖ２）から境界電圧範囲（Ｖ１＜Ｖｏｕｔ＊＜Ｖ２）内に入ると、即座に、Ｖｃ＊＝Ｖ１に設定される。この結果、デューティ演算部３２に入力される制御目標電圧Ｖｃ＊がＶ２からＶ１に瞬間的に変化する。この結果、算出されるデューティ比Ｄｃが急峻に変化することによって、電力変換装置５ａの制御が不安定になることが懸念される。

従って、実施の形態１の変形例１では、動作モード選択部３１は、符号３０５，３０６に示されるように、制御目標電圧Ｖｃ＊の時間的変化を制限した上で、制御目標電圧Ｖｃ＊をＶ２からＶ１へ変化させる。符号３０５では、一定レートのランプ関数に従って単調減少するように、制御目標電圧Ｖｃ＊はＶ２からＶ１へ変化する。又、符号３０６では、二次関数に従って単調減少するように、制御目標電圧Ｖｃ＊はＶ２からＶ１へ変化する。これにより、制御目標電圧Ｖｃ＊の時間的変化を緩やかにすることで、電力変換装置５ａの制御の不安定化を防止することができる。尚、符号３０５及び３０６で示したランプ関数及び二次関数に限定されず、任意の関数に従って、制御目標電圧Ｖｃ＊を単調減少させることも可能である。

尚、図４では、昇圧モードから降圧モードに切換える際の動作を説明したが、降圧モードから昇圧モードに切換わる際にも同様に、動作モード選択部３１は、制御目標電圧Ｖｃ＊の時間的変化を制限する。即ち、制御目標電圧Ｖｃ＊がＶ１からＶ２に向かって単調増加するように、ランプ関数、二次関数、又は、任意の関数に従って、制御目標電圧Ｖｃ＊を変化させることができる。

このように、実施の形態１に係る電力変換装置５ａでは、境界電圧範囲（Ｖ１＜Ｖｃ＊＜Ｖ２）を避けて制御目標電圧Ｖｃ＊を設定するため、昇圧モード及び降圧モードの切換に伴って、制御目標電圧Ｖｃ＊がＶ２以上の電圧範囲からＶ１以下の電圧範囲へ（昇圧モードから降圧モード）又は、Ｖ１以下の電圧範囲からＶ２以上の電圧範囲へ（降圧モードから昇圧モード）変化するが、その際に、制御目標電圧Ｖｃ＊の時間的変化を制限することで、電力変換装置５ａの制御を安定化することができる。

実施の形態１の変形例２．
実施の形態１の変形例２では、実施の形態１における制御器３０ａに代えて、図５に示される制御器３０ｘが配置される点で異なる。

図５は、実施の形態２の変形例２に係る制御器３０ｘの機能を説明するブロック図である。

図５および図２を比較して、制御器３０ｘは、制御器３０ａと比較して、デューティ演算部３２に代えて、デューティ演算部３２ｘを含む点で異なる。制御器３０ｘのその他の部分の構成及び動作は、制御器３０ａと同様であるので詳細な説明は繰り返さない。デューティ演算部３２ｘは、リアクトルＬ１を流れるリアクトル電流ＩＬの制御機能を有する。尚、実施の形態１の変形例２では、電力変換装置５ａにおいて、ノードＮ１及びＮ２の間にリアクトル電流ＩＬを検出するための図示しない電流センサが配置される。当該電流センサによる検出値は、制御器３０ｘ（デューティ演算部３２ｘ）へ入力される。

図６には、デューティ演算部３２ｘの機能を説明するブロック図が示される。
図６を参照して、デューティ演算部３２ｘは、減算部３２１，３２３と、電圧制御部３２２と、電流制御部３２４とを含む。

減算部３２１は、制御目標電圧Ｖｃ＊から出力電圧Ｖｏｕｔを減算することによって、出力電圧偏差ΔＶｏｕｔを算出する。電圧制御部３８２は、出力電圧偏差ΔＶｏｕｔを用いたフィードバック制御演算（例えば、ＰＩ制御演算、又は、ＰＩＤ制御演算）によって、リアクトル電流ＩＬの電流目標値ＩＬ＊を生成する。

減算部３２３は、電流目標値ＩＬ＊からリアクトル電流ＩＬを減算することによって電流偏差ΔＩＬを算出する。電流制御部３２４は、電流偏差ΔＩＬ＝０とするためのフィードバック制御演算（例えば、ＰＩ制御、又は、ＰＩＤ制御）によって、デューティ比Ｄｃを算出する。

出力電圧Ｖｏｕｔが制御目標電圧Ｖｃ＊よりも低いときには、電圧制御部３２２によって電流目標値ＩＬ＊が上昇される。一方で、出力電圧Ｖｏｕｔが制御目標電圧Ｖｃ＊よりも高いときには、電圧制御部３２２によって電流目標値ＩＬ＊が低下される。電流制御部３２４は、電圧制御部３２２によって出力電圧偏差ΔＶｏｕｔを解消するように調整される電流目標値ＩＬ＊とリアクトル電流ＩＬとが一致するように、デューティ比Ｄｃを算出する。デューティ演算部３２ｘでは、デューティ演算部３２とは異なり、動作モード（昇圧モード／降圧モード）間で、デューティ比Ｄｃの制御演算は共通である。

デューティ比Ｄｃは、降圧モードでは第１のスイッチング素子（降圧回路１０）のデューティ比Ｄ１に用いられるとともに、昇圧モードでは第２のスイッチング素子（昇圧回路２０）のデューティ比Ｄ２に用いられる。

これにより、実施の形態１の変形例２によれば、実施の形態１の効果に加えて、リアクトル電流ＩＬを安定化させながら、出力電圧Ｖｏｕｔを出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊に制御することができる。

実施の形態２．
実施の形態２では、実施の形態１で説明した昇圧モード（降圧回路１０停止）及び降圧モード（昇圧回路２０停止）に加えて、昇圧モード及び降圧モードを切換える過渡状態において、降圧回路１０及び昇圧回路２０の両方を動作させる昇降圧モードをさらに導入する制御について説明する。

図７は、実施の形態２に係る電力変換装置のモード遷移図であり、図８は、実施の形態２に係る電力変換装置における出力電圧とモードとの関係を説明する概念図である。

図７を参照して、実施の形態２では、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊の低下によって、昇圧モード（降圧回路１０停止）から降圧モード（昇圧回路２０停止）に移行する場合には、昇圧モードから昇降圧モードへ遷移した後、昇降圧モードから降圧モードへ遷移するように、モード遷移が制御される。

同様に、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊の上昇によって、降圧モード（昇圧回路２０停止）から昇圧モード（降圧回路１０停止）へ移行する場合には、降圧モードから昇降圧モードへ遷移した後、昇降圧モードから昇圧モードへ遷移するように、モード遷移が制御される。

図８を参照して、実施の形態２では、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊に従って制御される出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて、モードが選択される。図８の例では、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊が、降圧モード領域（Ｖｏｕｔ＊≦Ｖ１）から昇圧モード領域（Ｖｏｕｔ＊≧Ｖ２）まで上昇するのに伴って、出力電圧Ｖｏｕｔも同様に、降圧モード領域（Ｖｏｕｔ≦Ｖ１）から昇圧モード領域（Ｖｏｕｔ≧Ｖ２）まで上昇する。この際に、時刻ｔ１においてＶｏｕｔ＝Ｖ１まで上昇し、時刻ｔ２においてＶｏｕｔ＝Ｖｉｎまで上昇し、時刻ｔ３においてＶｏｕｔ＝Ｖ２まで上昇している。

図８の例では、時刻ｔ１までの期間Ｔ１では、降圧モードが選択され、時刻ｔ３以降での期間Ｔ３では昇圧モードが選択され、時刻ｔ１〜ｔ２の期間Ｔ２及び時刻ｔ２〜ｔ３の期間Ｔ３では、昇降圧モードが選択される。降圧モード及び昇圧モードにおける、降圧回路１０及び昇圧回路２０の動作は、実施の形態１と同様であるので、詳細な説明は繰り返さない。

昇降圧モードでは、第１のスイッチング素子（降圧回路１０）及び第２のスイッチング素子（昇圧回路２０）の両方をオンオフすることにより、スイッチング素子Ｔｒ１及びＴｒ２の両方がオンオフ動作を停止する期間が生じることによる制御動作の不安定化を防止する。尚、昇降圧モードには、出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎよりも低い期間（Ｔ２）と、出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎよりも高い期間（Ｔ３）が存在することが理解される。

実施の形態１に従って、境界電圧範囲（Ｖ１〜Ｖ２）における制御目標電圧Ｖｃ＊及び動作モードを設定すると、期間Ｔ３において、Ｖｉｎ＜Ｖｏｕｔであるのに降圧モードが選択されるケース、又は、期間Ｔ４において、Ｖｉｎ＞Ｖｏｕｔであるのに昇圧モードが選択されるケースが発生する。このようなケースでは、第１のスイッチング素子（降圧回路１０）及び第２のスイッチング素子（昇圧回路２０）両方が、オン又はオフに固定されて、オンオフ動作を停止することになるので、電圧及び電流が無制御な状態となるため、制御動作が不安定になることが懸念される。

従って、本実施の形態２では、出力電圧Ｖｏｕｔが境界電圧範囲（Ｖ１〜Ｖ２）である場合には、降圧回路１０及び昇圧回路２０の両方が動作する昇降圧モードを適用することで、制御動作の安定化を図る。

図９は、実施の形態２に係る電力変換装置の構成を説明する回路図である。
図９を参照して、実施の形態２に係る電力変換装置５ｂは、実施の形態１に係る電力変換装置５ａ（図１）と比較して、制御器３０ａに代えて制御器３０ｂを備える点で異なる。電力変換装置５ｂのその他の部分の構成及び動作は、電力変換装置５ａと同様であるので詳細な説明は繰り返さない。

図１０は、制御器３０ｂの機能を説明するブロック図である。
図１０を参照して、制御器３０ｂは、動作モード選択部３５と、デューティ演算部３２と、デューティ選択部３６と、ＰＷＭ信号生成部３４とを含む。デューティ演算部３２及びＰＷＭ生成部３４は、実施の形態１と同様である。

動作モード選択部３５には、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊及び閾値Ｖ１，Ｖ２に加えて、出力電圧Ｖｏｕｔが入力される。動作モード選択部３５は、制御目標電圧Ｖｃ＊及びモード選択信号Ｓｍｄを出力する。

図１１は、動作モード選択部３５の動作を説明するフローチャートである。
図１１を参照して、動作モード選択部３５は、Ｓ２１０により、電力変換装置５ａの出力電圧Ｖｏｕｔ及び出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊を入力すると、Ｓ１２０〜Ｓ１４０（図３）と同様のＳ２２０〜Ｓ２４０によって、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊と閾値Ｖ１及びＶ２との比較により、制御目標電圧Ｖｃ＊を設定する。動作モード選択部３５は、Ｓ１５０（図３）と同様のＳ２５０により、Ｓ２３０又はＳ２４０で設定された制御目標電圧Ｖｃ＊をデューティ演算部３２（３２ｘ）に対して出力する。

例えば、図３の例と同様に、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊が境界電圧範囲（Ｖ１＜Ｖｏｕｔ＊＜Ｖ２）のときには、Ｖｃ＊＝Ｖ１とする一方で、それ以外では、Ｖｃ＊＝Ｖｏｕｔ＊に設定される。即ち、実施の形態２においても、実施の形態１と同様に、制御目標電圧Ｖｃ＊は、Ｖ１＜Ｖｃ＊＜Ｖ２の境界電圧範囲を避けて設定される。

実施の形態２では、動作モード選択部３５は、出力電圧Ｖｏｕｔと閾値Ｖ１，Ｖ２との比較により、動作モードを選択する。動作モード選択部３１は、Ｓ２６０により、出力電圧Ｖｏｕｔを閾値Ｖ２と比較する。そして、Ｖｏｕｔ≧Ｖ２のとき（Ｓ２６０のＹＥＳ判定時）には、Ｓ２８０により、昇圧モードが選択される。昇圧モードの選択時には、実施の形態１と同様に、モード選択信号Ｓｍｄは“１”に設定される。一方で、動作モード選択部３５は、Ｖｃ＊＜Ｖ２のとき（Ｓ２６０のＮＯ判定時）には、Ｓ２７０により、出力電圧Ｖｏｕｔを閾値Ｖ１とさらに比較する。そして、Ｖｏｕｔ≦Ｖ１のとき（Ｓ２７０のＮＯ判定時）には、Ｓ３００により、降圧モードが選択される。降圧モードの選択時には、実施の形態１と同様に、モード選択信号Ｓｍｄは“０”に設定される。

これに対して、Ｖｏｕｔ＞Ｖ１のとき（Ｓ２７０のＮＯ判定時）、すなわち、Ｖ１＜Ｖｏｕｔ＜Ｖ２のときには、Ｓ２９０により、昇降圧モードが選択される。昇降圧モードの選択時には、モード選択信号Ｓｍｄは“２”に設定される。

モード選択信号Ｓｍｄは、Ｓ２８０〜Ｓ３００のいずれかによって、“０”、“１”、“２”のいずれかに設定されて、デューティ演算部３２及びデューティ選択部３３へ出力される。

再び図１０を参照して、デューティ演算部３２は、入力電圧Ｖｉｎ及び出力電圧Ｖｏｕｔと、動作モード選択部３５からの制御目標電圧Ｖｃ＊及びモード選択信号Ｓｍｄとに基づき、実施の形態１で説明したように、モード選択信号Ｓｍｄ＝“０”のときに降圧モード用のデューティ比Ｄｃを算出し、モード選択信号Ｓｍｄ＝“１”のときに降圧モード用のデューティ比Ｄｃを算出する。さらに、デューティ演算部３２は、昇降圧モード（Ｓｍｄ＝“２”）では、昇圧回路２０のデューティ比Ｄ２に用いられるように、デューティ比Ｄｃを算出する。

デューティ選択部３６は、モード選択信号Ｓｍｄに応じて、降圧モード、昇圧モード、及び、昇降圧モードのそれぞれでの、降圧回路１０（スイッチング素子Ｔｒ１）のデューティ比Ｄ１と、昇圧回路２０（スイッチング素子Ｔｒ２）のデューティ比Ｄ２とを設定する。降圧モード（Ｓｍｄ＝“０”）及び昇圧モード（Ｓｍｄ＝“１”）の各々におけるデューティ比Ｄ１，Ｄ２は、実施の形態１と同様に設定される。

デューティ選択部３６は、昇降圧モード（Ｓｍｄ＝“２”）では、降圧回路１０（スイッチング素子Ｔｒ１）のデューティ比Ｄ１を、制御目標電圧Ｖｃ＊とは無関係に定められたデューティ比Ｄｓに固定する。一方で、昇圧回路２０（スイッチング素子Ｔｒ２）のデューティ比Ｄ２は、デューティ演算部３２からのデューティ比Ｄｃに設定される（Ｄ１＝Ｄｓ，Ｄ２＝Ｄｃ）。

降圧回路１０でのデューティ比Ｄｓは、予め定められた固定値であってもよく、昇降圧モードの選択毎に可変に設定される値でもよい。特に、昇圧回路２０への入力電圧が閾値Ｖ１よりも低くなることで、スイッチング素子Ｔｒ２がオフ固定されることが回避されるので、入力電圧Ｖｉｎに応じて、Ｄｓ＜（Ｖ１／Ｖｉｎ）が保証されるように、Ｖｉｎに応じてＤｓを可変に設定することも可能である。

昇降圧モードでは、昇圧回路２０への入力電圧は、式（１）より、Ｄｓ・Ｖｉｎとなることが理解される。従って、式（４）中のＶｉｎを（Ｄｓ・Ｖｉｎ）に置換することにより、デューティ演算部３２による昇降圧モードにおけるデューティ比Ｄｃは、下記の式（５）に従って算出することができる。

Ｄｃ＝１−（Ｄｓ・Ｖｉｎ／Ｖｃ＊） …（５）
ＰＷＭ信号生成部３４は、各動作モードにおいて、デューティ選択部３６によって設定されたデューティ比Ｄ１及びＤ２に従って、実施の形態１と同様に制御信号Ｓ１及びＳ２を生成する。第１のスイッチング素子（降圧回路１０）及び第２のスイッチング素子（昇圧回路２０）は、ＰＷＭ信号生成部３４から出力された制御信号Ｓ１及びＳ２に従って、オン又はオフされる。

従って、実施の形態２に係る電力変換装置によれば、昇圧モード及び降圧モードでは、実施の形態１と同様に、降圧回路１０及び昇圧回路２０の一方でのスイッチングが停止されることにより、ＤＣ／ＤＣ変換が高効率化される。

さらに、実施の形態１と同様に、境界電圧範囲（Ｖ１〜Ｖ２）を回避して制御目標電圧Ｖｃ＊が設定されるとともに、境界電圧範囲に対応して昇降圧モードを導入することによって、降圧回路１０及び昇圧回路２０の両方でスイッチング素子Ｔｒ１及びＴｒ２の両方がオンオフ動作を停止することが回避される。これにより、当該領域において、制御動作が不安定になることを防止できる。

尚、実施の形態２において、実施の形態１と同様に、任意に設定可能な出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊に対して、境界電圧範囲（Ｖ１〜Ｖ２）を回避して制御目標電圧Ｖｃ＊が設定されることにより、昇降圧モードの適用は、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊が上記境界電圧範囲（Ｖ１〜Ｖ２）を超えて変化するケースに限られ、定常的に昇降圧モードが適用されることを防止できる。この結果、降圧回路１０及び昇圧回路２０の一方でのスイッチングが停止される昇圧モード及び降圧モードの適用期間を増やすことで、ＤＣ／ＤＣ変換の高効率化を図ることができる。

実施の形態２の変形例．
実施の形態２の変形例では、実施の形態２における制御器３０ｂに代えて、図１２に示される制御器３０ｙが配置される点で異なる。

図１２は、実施の形態２の変形例に係る制御器３０ｙの機能を説明するブロック図である。

図５および図２を比較して、制御器３０ｙは、制御器３０ａと比較して、デューティ選択部３６に代えて、デューティ選択部３７を含む点で異なる。制御器３０ｙのその他の部分の構成及び動作は、制御器３０ｂと同様であるので詳細な説明は繰り返さない。

デューティ選択部３７は、デューティ選択部３６と同様に、モード選択信号Ｓｍｄに応じて、降圧モード、昇圧モード、及び、昇降圧モードのそれぞれでの、降圧回路１０（スイッチング素子Ｔｒ１）のデューティ比Ｄ１と、昇圧回路２０（スイッチング素子Ｔｒ２）のデューティ比Ｄ２とを設定する。

デューティ選択部３７は、デューティ選択部３６と比較して、昇降圧モードにおけるデューティ比Ｄ１，Ｄ２の設定が異なる。即ち、降圧モード（Ｓｍｄ＝“０”）及び昇圧モード（Ｓｍｄ＝“１”）の各々におけるデューティ比Ｄ１，Ｄ２は、実施の形態１と同様に設定される。

デューティ選択部３７は、昇降圧モード（Ｓｍｄ＝“２”）では、昇圧回路２０（スイッチング素子Ｔｒ２）のデューティ比Ｄ２を、制御目標電圧Ｖｃ＊とは無関係に定められたデューティ比Ｄｓに固定する。一方で、降圧回路１０（スイッチング素子Ｔｒ２）のデューティ比Ｄ１は、デューティ演算部３２からのデューティ比Ｄｃに設定される（Ｄ１＝Ｄｃ，Ｄ２＝Ｄｓ）。昇圧回路２０でのデューティ比Ｄｓについても、予め定められた固定値であってもよく、昇降圧モードの選択毎に可変に設定される値でもよい。

昇降圧モードでは、昇圧回路２０での昇圧比が固定されるので、降圧回路１０の出力電圧と当該昇圧比との積を、制御目標電圧Ｖｃ＊と同等とする必要がある。従って、式（３）において、Ｄ２＝Ｄｓ、かつ、Ｖｉｎ＝Ｖｉｎ・Ｄｃでして得られる下記の式（６）を変形して、デューティ比Ｄｃは、下記の式（７）に従って算出することができる。

Ｖｃ＊＝１／（１−Ｄｓ）・（Ｖｉｎ・Ｄｃ） …（６）
Ｄｃ＝（Ｖｃ＊／Ｖｉｎ）・（１−Ｄｓ） …（７）
ＰＷＭ信号生成部３４は、各動作モードにおいて、デューティ選択部３７によって設定されたデューティ比Ｄ１及びＤ２に従って、実施の形態１及び２と同様に制御信号Ｓ１及びＳ２を生成する。

従って、実施の形態２の変形例に係る電力変換装置によっても、実施の形態１と同様に、境界電圧範囲（Ｖ１〜Ｖ２）においても、昇降圧モードの適用によって、降圧回路１０及び昇圧回路２０の両方でスイッチング素子Ｔｒ１及びＴｒ２の両方がオンオフ動作を停止することが回避される。これにより、実施の形態２と同様に、ＤＣ／ＤＣ変換の高効率化を図るとともに、当該境界電圧範囲において、制御動作が不安定になることを防止できる。

又、実施の形態２及び変形例では、昇降圧モードにおいて、降圧回路１０及び昇圧回路２０の一方では、制御目標電圧Ｖｃ＊に従った演算処理を伴わずにデューティ比Ｄｓを設定できるため、制御の簡易化、即ち、演算負荷の軽減を図ることができる。

尚、実施の形態２及び変形例の各々において、制御器３０（図１０）及び制御器３０ｙ（図１２）の各々において、デューティ演算部３２に代えて、実施の形態１の変形例２に係るデューティ演算部３２ｘによって、デューティ比Ｄｃを算出することも可能である。この場合には、デューティ演算部３２ｘでは、上述のように、動作モード間でデューティ比Ｄｃの制御演算は共通であるので、昇降圧モードにおいて、デューティ演算部３２のように、降圧回路１０用又は昇圧回路２０用のデューティ比Ｄｃの演算式を、昇圧モード又は降圧モードとの間で変化させる必要はない。

又、実施の形態２及び変形例に対して、実施の形態１の変形例１を組み合わせて、制御目標電圧Ｖｃ＊がＶ２からＶ１へ（昇圧モードから降圧モード）又は、Ｖ１からＶ２へ（降圧モードから昇圧モード）変化する際に、制御目標電圧Ｖｃ＊の時間的変化を制限することも可能である。このようにすると、昇降圧モード中のデューティ比Ｄｃの算出において制御目標電圧Ｖｃ＊の時間的変化が緩やかになることにより、制御動作をさらに安定化することができる。

実施の形態３．
実施の形態３では、実施の形態２で説明した昇降圧モードと、降圧モード及び昇圧モードの各々との間での切換時における制御について説明する。

図１３は、実施の形態３に係る電力変換装置の構成を説明する回路図である。
図１３を参照して、実施の形態３に係る電力変換装置５ｃは、実施の形態２に係る電力変換装置５ｂ（図９）と比較して、制御器３０ｂに代えて制御器３０ｃを備える点で異なる。又、電力変換装置５ｃでは、実施の形態１の変形例２と同様に、ノードＮ１及びＮ２の間に電流センサ（図示せず）が配置されて、リアクトル電流ＩＬの検出値が制御器３０ｃへ入力される。実施の形態３に係る電力変換装置５ｃのその他の部分の構成及び動作は、電力変換装置５ａ，５ｂと同様であるので詳細な説明は繰り返さない。

図１４は、制御器３０ｃの機能を説明するブロック図である。
図１４を参照して、制御器３０ｃは、動作モード選択部３５と、デューティ演算部３８と、デューティ選択部３６と、ＰＷＭ信号生成部３４とを含む。動作モード選択部３５、デューティ選択部３６、及び、ＰＷＭ生成部３４は、実施の形態２と同様である。従って、制御器３０ｃにおいても、動作モード選択部３５によって、動作モードは、降圧モード、昇圧モード、及び、昇降圧モードのうちのいずれかに選択されて、モード選択信号Ｓｍｄは、“０”、“１”及び“２”のうちのいずれかに設定される。

図１５は、デューティ演算部３８の機能を説明するブロック図である。
図１５を参照して、デューティ演算部３８は、減算部３８１，３８３と、電圧制御部３８２と、電流制御部３８４とを含む。デューティ演算部３８は、実施の形態１の変形例２に係るデューティ演算部３２ｘと同様に、出力電圧Ｖｏｕｔに加えて、リアクトル電流ＩＬの制御機能を有する。

減算部３８１は、減算部３２１（図６）と同様に、制御目標電圧Ｖｃ＊から出力電圧Ｖｏｕｔを減算することによって、出力電圧偏差ΔＶｏｕｔを算出する。電圧制御部３８２は、電圧制御部３２２（図６）と同様に、出力電圧偏差ΔＶｏｕｔを用いたフィードバック制御演算（例えば、ＰＩ制御又はＰＩＤ制御による制御演算）によって、リアクトル電流ＩＬの電流目標値ＩＬ＊のフィードバック項を生成する。

電圧制御部３８２では、動作モードの切換時には、後程説明する電流フィードフォワード（ＦＦ）項Ｉｆｆを上記フィードバック項に加算することで、電流目標値ＩＬ＊が生成される。一方で、動作モードが維持される場合には、電流ＦＦ項Ｉｆｆを加算することなく、上記フィードバック項がそのまま電流目標値ＩＬ＊に設定される。

減算部３８３は、減算部３２３（図６）と同様に、電流目標値ＩＬ＊からリアクトル電流ＩＬを減算することによって電流偏差ΔＩＬを算出する。

減算部３８３は、電流目標値ＩＬ＊からリアクトル電流ＩＬを減算することによって電流偏差ΔＩＬを算出する。電流制御部３８４は、電流偏差ΔＩＬ＝０とするためのフィードバック制御演算（例えば、ＰＩ制御又はＰＩＤ制御による制御演算）によって、デューティ比Ｄｃを算出する。電流制御部３８４では、動作モードの切換時には、後程説明するデューティフィードフォワード（ＦＦ）項Ｄｆｆを上記フィードバック項に加算することで、デューティ比Ｄｃが生成される。一方で、動作モードが維持される場合には、デューティＦＦ項Ｄｆｆを加算することなく、上記フィードバック項がそのままデューティ比Ｄｃに設定される。電圧制御部３８２及び電流制御部３８４において、動作モード切換時であるか否かは、モード選択信号Ｓｍｄの値の推移によって判断することが可能である。

このように、実施の形態３では、動作モード間で制御演算が共通である電圧制御部３８２及び電流制御部３８４において、動作モード切換時には、電流ＦＦ項及びデューティＦＦ項が加算される。電流ＦＦ項及びデューティＦＦ項は、電流目標値ＩＬ＊及びデューティ比Ｄｃに対して、Ｉ（積分）制御によるフィードバック項に反映されるように演算される。即ち、一旦加算されたこれらのフィードフォワード項は、動作モード切換後の演算結果（電流目標値ＩＬ＊及びデューティ比Ｄｃ）に対しても継続的に反映されるように、電圧制御部３８２及び電流制御部３８４での制御演算は構成される。

図１６には、電流ＦＦ項及びデューティＦＦ項の設定例を説明する図表が示される。
図１６を参照して、動作モードの遷移には、図７からも理解される通り、昇圧モードから昇降圧モード、及び、昇降圧モードから昇圧モード、並びに、降圧モードから昇降圧モード、及び、昇降圧モードから降圧モードの４種類が存在する。電流ＦＦ項及びデューティＦＦ項の算出式は、上記４種類の動作モード切換毎に個別に予め定められる。

昇圧モードから昇降圧モードへの動作モード切換時において、デューティＦＦ項（Ｄｆｆ）は、昇圧モード及び昇降圧モードにおけるリアクトルＬ１に印加される電圧に基づいて算出される。又、電流ＦＦ項（Ｉｆｆ）は、昇圧モード及び昇降圧モードにおけるコンデンサＣ１に流れる電流に基づいて算出される。具体的には、デューティＦＦ項（Ｄｆｆ）は、下記の式（８）に従って算出され、電流ＦＦ項（Ｉｆｆ）は、下記の式（９）に従って算出される。

Ｄｆｆ＝Ｖｉｎ／Ｖｏｕｔ・（１−Ｄｓ） …（８）
Ｉｆｆ＝（１／Ｄｓ−１）・ＩＬ …（９）
昇降圧モードから昇圧モードへの動作モード切換時において、デューティＦＦ項（Ｄｆｆ）は、昇降圧モード及び昇圧モードにおけるリアクトルＬ１に印加される電圧に基づいて算出される。又、電流ＦＦ項（Ｉｆｆ）は、昇降圧モード及び昇圧モードにおけるコンデンサＣ１に流れる電流に基づいて算出される。具体的には、デューティＦＦ項（Ｄｆｆ）は、下記の式（１０）に従って算出され、電流ＦＦ項（Ｉｆｆ）は、下記の式（１１）に従って算出される。

Ｄｆｆ＝（Ｖｉｎ／Ｖｏｕｔ）・（Ｄｓ−１） …（１０）
Ｉｆｆ＝（Ｄｓ−１）・ＩＬ …（１１）
降圧モードから昇降圧モードへの動作モード切換時には、デューティＦＦ項（Ｄｆｆ）は、降圧モード及び昇降圧モードにおけるリアクトルＬ１に印加される電圧に基づいて算出される。又、電流ＦＦ項（Ｉｆｆ）は、降圧モード及び昇降圧モードにおけるコンデンサＣ１に流れる電流に基づいて算出される。具体的には、デューティＦＦ項（Ｄｆｆ）は、下記の式（１２）に従って算出され、電流ＦＦ項（Ｉｆｆ）は、下記の式（１３）に従って算出される。

Ｄｆｆ＝（Ｖｉｎ／Ｖｏｕｔ）・（Ｄｂ−Ｄｓ）−Ｄｂ …（１２）
Ｉｆｆ＝（（１／Ｄｓ）・（Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ）−１）・ＩＬ …（１３）
昇降圧モードから降圧モードへの動作モード切換時において、デューティＦＦ項（Ｄｆｆ）は、昇降圧モード及び降圧モードにおけるリアクトルＬ１に印加される電圧に基づいて算出される。又、電流ＦＦ項（Ｉｆｆ）は、昇降圧モード及び降圧モードにおけるコンデンサＣ１に流れる電流に基づいて算出される。具体的には、デューティＦＦ項（Ｄｆｆ）は、下記の式（１４）に従って算出され、電流ＦＦ項（Ｉｆｆ）は、下記の式（１５）に従って算出される。

Ｄｆｆ＝Ｄｓ＋Ｄｂ・（（Ｖｉｎ／Ｖｏｕｔ）−１） …（１４）
Ｉｆｆ＝（Ｄｓ・（Ｖｉｎ／Ｖｏｕｔ）−１）・ＩＬ …（１５）
尚、式（８）〜式（１５）中における、Ｖｉｎ，Ｖｏｕｔ，ＩＬは、動作モード切換に応じた電流ＦＦ項及びデューティＦＦ項の算出時における、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ及びリアクトル電流ＩＬの検出値である。又、Ｄｓは、動作モード切換前又は切換後の昇降圧モードで使用される、降圧回路１０（スイッチング素子Ｔｒ１）及び昇圧回路２０（スイッチング素子Ｔｒ２）の一方での固定デューティ比Ｄｓを示す。Ｄｂは、昇降圧モードにおいて固定デューティ比Ｄｓを用いて式（５）又は（７）で定まる、降圧回路１０及び昇圧回路２０の他方でのデューティ比Ｄｃに相当する。

図１６に示された算出式は一例であり、これ以外の算出式を用いて、電流ＦＦ項及びデューティＦＦ項を算出することも可能である。

次に、図１７〜図２０のシミュレーション波形を用いて、実施の形態３に係る動作モード切換時のフィードフォワード制御の効果について説明する。図１７〜図２０の横軸は時間軸であり、縦軸には、出力電圧Ｖｏｕｔ、リアクトル電流ＩＬ及び、デューティ比の推移が示される。

図１７は、実施の形態２に係る電力変換装置５ｂにおける出力電圧指令値の上昇に伴う動作モード切換時のシミュレーション波形図である。図１７では、図１２の構成において、デューティ演算部３２に代えて、デューティ演算部３２ｘ（図６）を用いて、電力変換装置５ｂを制御したときのシミュレーション結果が示される。

図１７（ａ）を参照して、降圧モードからの出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊の上昇に伴い、時刻ｔａ以降では、制御目標電圧Ｖｃ＊が境界電圧範囲（Ｖ１〜Ｖ２）を避けて上昇することにより、出力電圧Ｖｏｕｔが、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊よりも高く、閾値Ｖ２相当まで上昇する。昇降圧モードの導入によって、時刻ｔａにおいて、降圧モードから昇降圧モードへの動作モード切換が発生し、時刻ｔｂにおいて、昇降圧モードから昇圧モードへの動作モード切換が発生する。

図１７（ｂ）には、図１７（ａ）の時刻ｔａ前後での拡大図が示され、図１７（ｃ）には、図１７（ａ）の時刻ｔｂ前後での拡大図が示される。

図１７（ｂ）及び図１７（ｃ）を参照して、実施の形態２に係る電力変換装置５ｂでは、昇降圧モードにおいて既定のデューティ比Ｄｓが用いられるため、昇降圧モードへの切換時及び昇降圧モードからの切換時には、デューティ比が比較的大きく変化する。この結果、時刻ｔａ，ｔｂでの動作モード切換の各々において、出力電圧Ｖｏｕｔが変動しており、かつ、リアクトル電流ＩＬの収束も遅くなっている。

図１８は、実施の形態３に係る電力変換装置５ｃにおける出力電圧指令値の上昇に伴う動作モード切換時のシミュレーション波形図である。図１８では、図１７と同様の条件で出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊が変化したときのシミュレーション結果が示される。

図１８（ａ）においても、図１７（ａ）と同様の時刻ｔａにおいて、降圧モードから昇降圧モードへの動作モード切換が発生し、時刻ｔｂにおいて、昇降圧モードから昇圧モードへの動作モード切換が発生する。又、図１８（ｂ）には、図１８（ａ）の時刻ｔａ前後での拡大図が示され、図１８（ｃ）には、図１８（ａ）の時刻ｔｂ前後での拡大図が示される。

図１８（ｂ）を図１７（ｂ）と比較すると、時刻ｔａでの降圧モードから昇降圧モードへの切換時において、実施の形態３に係る電力変換装置５ｃでは、電流ＦＦ項及びデューティＦＦ項の加算によって、上述した既定のデューティ比Ｄｓへの変化量が緩和される。この結果、出力電圧Ｖｏｕｔの変動が殆ど変動しておらず、かつ、リアクトル電流ＩＬの収束も早いことが理解される。

同様に、図１８（ｃ）及び図１７（ｃ）の比較から、時刻ｔｂでの昇降圧モードから降圧モードへの切換時においても、実施の形態３に係る電力変換装置５ｃでは、電流ＦＦ項及びデューティＦＦ項の加算によって、出力電圧Ｖｏｕｔの変動が殆ど変動しておらず、かつ、リアクトル電流ＩＬの収束も早いことが理解される。

図１９は、実施の形態２に係る電力変換装置５ｂにおける出力電圧指令値の低下に伴う動作モード切換時のシミュレーション波形図である。図１９についても、図１７と同様に、制御器３０ｂ（図１２）にデューティ演算部３２ｘ（図６）を用いて、電力変換装置５ｂを制御したときのシミュレーション結果が示される。

図１９（ａ）を参照して、降圧モードからの出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊の低下に伴い、時刻ｔｃ以降では、制御目標電圧Ｖｃ＊が境界電圧範囲（Ｖ１〜Ｖ２）を避けて低下することにより、出力電圧Ｖｏｕｔが、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊よりも低く、閾値Ｖ１相当まで低下する。昇降圧モードの導入によって、時刻ｔｃにおいて、昇圧モードから昇降圧モードへの動作モード切換が発生し、時刻ｔｄにおいて、昇降圧モードから降圧モードへの動作モード切換が発生する。

図１９（ｂ）には、図１９（ａ）の時刻ｔｃ前後での拡大図が示され、図１９（ｃ）には、図１９（ａ）の時刻ｔｄ前後での拡大図が示される。

図１９（ｂ）及び図１９（ｃ）を参照して、実施の形態２に係る電力変換装置５ｂでは、時刻ｔｃ，ｔｄでの動作モード切換時に、電流ＦＦ項及びデューティＦＦ項が加算されることなく、デューティ比Ｄ１，Ｄ２が算出される。実施の形態２に係る電力変換装置５ｂでは、時刻ｔｃ及びｔｄの各々において、出力電圧Ｖｏｕｔが変動しており、かつ、リアクトル電流ＩＬの収束も遅くなっている。

図２０は、実施の形態３に係る電力変換装置５ｃにおける出力電圧指令値の上昇に伴う動作モード切換時のシミュレーション波形図である。図２０では、図１９と同様の条件で出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊が変化したときのシミュレーション結果が示される。

図２０（ａ）においても、図１９（ａ）と同様の時刻ｔｃにおいて、昇圧モードから昇降圧モードへの動作モード切換が発生し、時刻ｔｄにおいて、昇降圧モードから降圧モードへの動作モード切換が発生する。又、図２０（ｂ）には、図２０（ａ）の時刻ｔｃ前後での拡大図が示され、図２０（ｃ）には、図２０（ａ）の時刻ｔｄ前後での拡大図が示される。

図２０（ｂ）を図１９（ｂ）と比較すると、時刻ｔｃでの昇圧モードから昇降圧モードへの切換時において、実施の形態３に係る電力変換装置５ｃでは、電流ＦＦ項及びデューティＦＦ項の加算によって、出力電圧Ｖｏｕｔの変動が殆ど変動しておらず、かつ、リアクトル電流ＩＬの収束も早いことが理解される。

同様に、図２０（ｃ）及び図１９（ｃ）の比較から、時刻ｔｄでの昇降圧モードから降圧モードへの切換時においても、実施の形態３に係る電力変換装置５ｃでは、電流ＦＦ項及びデューティＦＦ項の加算によって、出力電圧Ｖｏｕｔの変動が殆ど変動しておらず、かつ、リアクトル電流ＩＬの収束も早いことが理解される。

このように実施の形態３に係る電力変換装置によれば、実施の形態２で説明した昇降圧モードの導入によって境界電圧範囲（Ｖ１〜Ｖ２）における制御動作が不安定になることを防止するとともに、昇圧モード及び降圧モードの各々と昇降圧モードとの間の動作モード切換時における出力電圧Ｖｏｕｔ及びリアクトル電流ＩＬの挙動を安定化することができる。

尚、実施の形態３において、制御器３０ｃ（図１４）の構成において、実施の形態２に係るデューティ選択部３６に代えて、実施の形態２の変形例に係るデューティ選択部３７（図１２）を適用しても、同等の効果を得ることができる。又、実施の形態３に、実施の形態１の変形例１を組み合わせて、制御目標電圧Ｖｃ＊がＶ２からＶ１へ（昇圧モードから降圧モード）又は、Ｖ１からＶ２へ（降圧モードから昇圧モード）変化する際に、制御目標電圧Ｖｃ＊の時間的変化を制限することも可能である。このようにすると、昇降圧モード中のデューティ比Ｄｃの算出において制御目標電圧Ｖｃ＊の時間的変化が緩やかになることにより、制御動作をさらに安定化することができる。

本実施の形態において、降圧モードは「第１のモード」に対応し、昇圧モードは「第２のモード」に対応し、昇降圧モードは「第３のモード」に対応する。又、閾値Ｖ１は「第１の閾値」に対応し、閾値Ｖ２は「第２の閾値」に対応し、制御信号Ｓ１は「第１の制御信号」に対応し、制御信号Ｓ２は「第２の制御信号」に対応する。電圧制御部３８２による出力電圧偏差ΔＶｏｕｔから電流目標値ＩＬ＊を算出するフィードバック制御演算は「第１のフィードバック制御演算」に対応し、電流偏差ΔＩＬからデューティ比Ｄｃを算出する電流制御部３８４によるフィードバック制御演算は「第２のフィードバック制御演算」に対応する。更に、制御器３０ａ，３０ｘ，３０ｂ，３０ｙ，３０ｃ（図２，図５，図１０，図１２，図１４）において、デューティ演算部（３２，３２ｘ，３８）と、デューティ選択部（３３，３６，３７）とによって「デューティ制御部」を構成することができる。

又、電力変換装置５ａ〜５ｃ（図１，図９，図１３）において、直流電源４０として、直流電圧源を例示しているが、交流電源及び整流回路によって直流電圧を得る直流電源４０を配置することも可能である。この場合には、昇圧モード及び降圧モード間の切換が頻繁に発生することを回避するために、交流電源及び整流回路の特性に従って閾値Ｖ１及びＶ２を設定することが好ましい。具体的には、整流回路から出力される入力電圧Ｖｉｎの交流変動（リップル成分）の最小値よりも低く閾値Ｖ１を設定するとともに、当該交流変動（リップル成分）の最大値よりも高く閾値Ｖ２を高く設定することができる。

又、デューティ演算部３２（図２，図１０，図１２）について、モード選択信号Ｓｍｄに応じて、降圧回路１０用のデューティ比算出機能と、昇圧回路２０用のデューティ比算出機能とを切換えるものとして説明したが、常時、降圧回路１０用のデューティ比及び昇圧回路２０用のデューティ比の両方を算出するように構成することも可能である。この場合には、降圧回路１０用のデューティ比及び昇圧回路２０用のデューティ比の両方がデューティ選択部３３，３６，３７に入力されるが、モード選択信号Ｓｍｄに応じて、デューティ選択部３３，３６，３７が、既定のデューティ比１，０（又は、１，０，Ｄｓ）と、デューティ演算部３２によって算出されたデューティ比とから選択することで、上述の各実施の形態と同様のデューティ比Ｄ１及びＤ２を出力することができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

５ａ，５ｂ，５ｃ 電力変換装置、１０ 降圧回路、２０ 昇圧回路、３０，３０ａ，３０ｂ，３０ｃ，３０ｘ，３０ｙ 制御器、３１，３５ 動作モード選択部、３２，３２ｘ，３８ デューティ演算部、３３，３６，３７ デューティ選択部、３４ ＰＷＭ信号生成部、４０ 直流電源、４１ 負荷、３２１，３２３，３８１，３８３ 減算部、３２２，３８２ 電圧制御部、３２４，３８４ 電流制御部、Ｃ１ 平滑コンデンサ、Ｄｉ１ 第１の半導体素子（降圧回路）、Ｄｉ１ 第２の半導体素子（昇圧回路）、ＧＬ 電力線、ＩＬ リアクトル電流、ＩＬ＊ 電流目標値、Ｌ１ リアクトル、Ｎ１，Ｎ２ ノード、Ｎ１１，Ｎ１２ 入力端子、Ｎ２１，Ｎ２２ 出力端子、Ｓ１，Ｓ２ 制御信号（スイッチング素子）、Ｓｍｄ モード選択信号、Ｔｒ１ 第１のスイッチング素子（降圧回路）、Ｔｒ２ 第２のスイッチング素子（昇圧回路）、Ｖ１，Ｖ２ 閾値、Ｖｃ＊ 制御目標電圧、Ｖｏｕｔ 出力電圧、Ｖｏｕｔ＊ 出力電圧指令値。

Claims (9)

1. 入力電圧を昇降圧した出力電圧を発生する電力変換装置であって、
   第１のスイッチング素子を含む降圧回路と、
   第２のスイッチング素子を含む昇圧回路と、
   前記電力変換装置の出力電圧指令値に従って前記出力電圧を制御するために第１及び第２のスイッチング素子のオンオフを制御する第１及び第２の制御信号を生成する制御器とを備え、
   前記制御器は、
   前記出力電圧指令値の入力を受けて、前記電力変換装置の動作モードの選択結果及び制御目標電圧を出力する動作モード選択部と、
   前記動作モード及び前記制御目標電圧に従って前記第１及び第２スイッチング素子の各々のオンオフのデューティ比を制御するデューティ制御部とを含み、
   前記動作モードは、
   前記第２のスイッチング素子のオンオフを固定する一方で前記第１のスイッチング素子のデューティ比によって前記出力電圧を前記入力電圧よりも低い前記制御目標電圧に制御する第１のモードと、
   前記第１のスイッチング素子のオンオフを固定する一方で前記第２のスイッチング素子のデューティ比によって前記出力電圧を前記入力電圧よりも高い前記制御目標電圧に制御する第２のモードとを含み、
   前記動作モード選択部は、前記入力電圧よりも低い第１の閾値と、前記入力電圧よりも高い第２の閾値との間の境界電圧範囲を避けて前記出力電圧の制御目標電圧を設定する、電力変換装置。
2. 前記動作モード選択部は、前記出力電圧指令値が前記境界電圧範囲内であるときは、前記第１及び第２の閾値のうちの一方の閾値を前記制御目標電圧に設定する一方で、前記出力電圧指令値が前記境界電圧範囲外であるときは、当該出力電圧指令値を前記制御目標電圧に設定し、かつ、
   前記動作モード選択部は、
   前記制御目標電圧が前記第１及び第２の閾値のうちの他方の閾値よりも低いときには前記第１のモードを選択する一方で、前記制御目標電圧が前記他方の閾値よりも高いときには前記第２のモードを選択する、請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記動作モードは、
   前記第１及び第２のスイッチング素子の両方のオンオフにより、前記出力電圧を前記制御目標電圧に制御する第３のモードをさらに含み、
   前記動作モード選択部は、前記出力電圧が前記第１の閾値よりも低いときに前記第１のモードを選択し、前記出力電圧が前記第２の閾値よりも高いときに前記第２のモードを選択し、前記出力電圧が前記第１及び第２の閾値の間であるときに前記第３のモードを選択する、請求項１又は２に記載の電力変換装置。
4. 前記デューティ制御部は、前記第３のモードにおいて、前記第１のスイッチング素子のデューティ比を固定する一方で、前記第２のスイッチング素子のデューティ比を前記出力電圧を前記制御目標電圧に制御するように設定する、請求項３記載の電力変換装置。
5. 前記デューティ制御部は、前記第３のモードにおいて、前記第２のスイッチング素子のデューティ比を固定する一方で、前記第１のスイッチング素子のデューティ比を前記出力電圧を前記制御目標電圧に制御するように設定する、請求項３記載の電力変換装置。
6. 前記電力変換装置は、
   前記降圧回路及び前記昇圧回路の間に接続されたリアクトルをさらに備え、
   前記デューティ制御部は、前記第１及び第２のモードの各々において、前記制御目標電圧に対する前記出力電圧の電圧偏差に基づく第１のフィードバック制御演算によって前記リアクトルを流れるリアクトル電流の電流目標値を算出するとともに、前記電流目標値に対する前記リアクトル電流の電流偏差に基づく第２のフィードバック制御演算によって、前記第１又は第２のスイッチング素子のデューティ比を算出し、かつ、
   前記デューティ制御部は、前記第１又は第２のモードと、前記第３のモードとの間の動作モード切換時において、前記第１のフィードバック制御演算に対して予め定められた第１の算出式に従う第１のフィードフォワード項を加算するとともに、前記第２のフィードバック制御演算に対して予め定められた第２の算出式に従う第２のフィードフォワード項を加算する、請求項３〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 前記電力変換装置は、
   前記降圧回路及び前記昇圧回路の間に接続されたリアクトルをさらに備え、
   前記デューティ制御部は、前記第１及び第２のモードの各々において、前記制御目標電圧に対する前記出力電圧の電圧偏差に基づく第１のフィードバック制御演算によって前記リアクトルを流れるリアクトル電流の電流目標値を算出するとともに、前記電流目標値に対する前記リアクトル電流の電流偏差に基づく第２のフィードバック制御演算によって、前記第１又は第２のスイッチング素子のデューティ比を算出する、請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
8. 前記デューティ制御部は、前記第１のモードにおいて、前記降圧回路によって前記入力電圧を前記制御目標電圧に変換するための前記デューティ比を算出する一方で、前記第２のモードにおいて、前記昇圧回路によって前記入力電圧を前記制御目標電圧に変換するための前記デューティ比を算出する、請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
9. 前記動作モード選択部は、前記境界電圧範囲を避けて前記制御目標電圧を設定するために、前記第１の閾値以下の電圧領域及び前記第２の閾値以上の電圧領域のうちの一方の電圧領域から他方の電圧領域に前記制御目標電圧を変化させる際に、前記制御目標電圧の時間的変化を制限する、請求項１〜８のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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