WO2024004653A1 - スイッチングレギュレータ、車載機器、及び車両 - Google Patents

スイッチングレギュレータ、車載機器、及び車両 Download PDF

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switch
switching regulator
output voltage
output
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雄平 山口
勲 田古部
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ローム株式会社
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    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60R—VEHICLES, VEHICLE FITTINGS, OR VEHICLE PARTS, NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • B60R16/00—Electric or fluid circuits specially adapted for vehicles and not otherwise provided for; Arrangement of elements of electric or fluid circuits specially adapted for vehicles and not otherwise provided for
    • B60R16/02—Electric or fluid circuits specially adapted for vehicles and not otherwise provided for; Arrangement of elements of electric or fluid circuits specially adapted for vehicles and not otherwise provided for electric constitutive elements
    • B60R16/03—Electric or fluid circuits specially adapted for vehicles and not otherwise provided for; Arrangement of elements of electric or fluid circuits specially adapted for vehicles and not otherwise provided for electric constitutive elements for supply of electrical power to vehicle subsystems or for
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only

Definitions

  • the invention disclosed herein relates to a buck-boost switching regulator, and on-vehicle equipment and vehicles having the same.
  • the buck-boost switching regulator disclosed in Patent Document 1 can prevent the appearance of right-half-plane-zero characteristics and exhibits response characteristics similar to buck characteristics, so the capacitance of the output capacitor can be reduced. Can be done.
  • the switching regulator disclosed herein is a switching regulator configured to generate an output voltage from an input voltage, and a first end can be connected to a first application terminal to which the input voltage is applied.
  • a first switch configured such that the first end is connectable to a second end of the first switch, and the second end is connectable to a second application terminal to which a predetermined voltage lower than the input voltage is applied.
  • an inductor having a first end configured to be connectable to a connection node between the first switch and the second switch; and a first end configured to be connectable to a second end of the inductor.
  • a third switch whose second end is configured to be connectable to the second application terminal; and a third switch whose first end is configured to be connectable to the connection node between the inductor and the third switch, and whose second end is connected to the output voltage.
  • a fourth switch configured to be connectable to a third voltage application terminal, and a step-down control signal for complementary turning on/off the first switch and the second switch according to the output voltage.
  • a first control circuit configured to make the on-duty of the third switch a function of the input voltage and the output voltage in the buck-boost mode, and complementarily control the third switch and the fourth switch; and a second control circuit configured to generate a boost control signal for turning on/off.
  • the in-vehicle device disclosed herein has a switching regulator configured as described above.
  • the vehicle disclosed in this specification has on-vehicle equipment configured as described above.
  • FIG. 1 is a diagram showing an example of the overall configuration of a switching regulator according to an embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram showing an example of the configuration of a voltage step-down control circuit.
  • FIG. 3 is a diagram showing a schematic waveform of battery voltage.
  • FIG. 4 is a diagram showing a schematic waveform of each switch voltage in the step-down mode.
  • FIG. 5 is a diagram showing a schematic waveform of each switch voltage in buck-boost mode.
  • FIG. 6 is a diagram showing the on-duty of MOS transistors Q1 and Q3.
  • FIG. 7 is a Bode diagram in step-down mode.
  • FIG. 8 is a Bode diagram of buck-boost mode.
  • FIG. 9 is an external perspective view of the vehicle.
  • a MOS transistor is defined as a layer whose gate structure is made of a conductor or a semiconductor such as polysilicon with a low resistance value, an insulating layer, and a P-type, N-type, or intrinsic semiconductor.
  • a transistor consisting of at least three layers. That is, the structure of the gate of the MOS transistor is not limited to the three-layer structure of metal, oxide, and semiconductor.
  • the reference voltage refers to a voltage that is constant in an ideal state, and is actually a voltage that may vary slightly due to temperature changes or the like.
  • FIG. 1 is a diagram showing an example of the overall configuration of a switching regulator according to an embodiment.
  • the switching regulator 100 of this configuration example is a buck-boost type switching regulator, and includes a buck control circuit 1, MOS transistors Q1 to Q4, an inductor L1, an output capacitor C1, an output resistor R0, and a voltage dividing resistor R1.
  • ⁇ R4 a comparator 2, a reference voltage source 3, an AND gate 4, a pulse signal generation circuit 5, a pulse signal generation circuit 5, and a NOT gate 6.
  • MOS transistor Q1 is an N-channel MOS transistor, and is an example of a switch that conducts/cuts off a current path from an input voltage application end to which battery voltage V BAT , which is an input voltage, is applied to one end of inductor L1. .
  • the drain of MOS transistor Q1 is connected to an input voltage application terminal to which battery voltage V BAT is applied.
  • the source of the MOS transistor Q1 is connected to one end of the inductor L1 and the drain of the MOS transistor Q2.
  • MOS transistor Q1 may be a P-channel MOS transistor instead of an N-channel MOS transistor.
  • the MOS transistor Q2 is an N-channel MOS transistor, and is an example of a switch that conducts/cuts off a current path from the ground terminal to one end of the inductor L1.
  • the drain of the MOS transistor Q2 is connected to one end of the inductor L1 and the source of the MOS transistor Q1, as described above.
  • the source of MOS transistor Q2 is connected to the ground terminal. Note that a diode can be used instead of the MOS transistor Q2.
  • the MOS transistor Q3 is an N-channel MOS transistor, and is an example of a switch that conducts/cuts off a current path from the other end of the inductor L1 to the ground terminal.
  • the drain of MOS transistor Q3 is connected to the other end of inductor L1.
  • the source of MOS transistor Q3 is connected to the ground terminal.
  • MOS transistor Q4 is an N-channel MOS transistor, and is an example of a switch that conducts/cuts off a current path from the other end of inductor L1 to the output voltage application end to which output voltage V OUT is applied.
  • the drain of MOS transistor Q4 is connected to the other end of inductor L1 and the drain of MOS transistor Q3.
  • the source of the MOS transistor Q4 is connected to one end of the output capacitor C1 and an output voltage application end to which the output voltage V OUT is applied.
  • the other end of the output capacitor C1 is grounded. Note that a diode can be used instead of the MOS transistor Q4.
  • the output capacitor C1 is a smoothing capacitor for reducing ripples in the output voltage V OUT . Further, the output voltage V OUT is phase compensated by a phase compensation circuit constituted by an output capacitor C1 and an output resistor R0.
  • Voltage dividing resistors R1 and R2 divide the output voltage V OUT to generate a feedback voltage V FB and supply the feedback voltage V FB to the voltage step-down control circuit 1 .
  • the step-down control circuit 1 generates a gate signal G1 of the MOS transistor Q1 and a gate signal G2 of the MOS transistor Q2 for complementarily turning on/off the MOS transistors Q1 and Q2 according to the feedback voltage VFB , and generates a gate signal G2 of the MOS transistor Q2.
  • G1 and G2 are supplied to each gate of MOS transistors Q1 and Q2. Note that when MOS transistor Q1 and MOS transistor Q2 are switched on/off, it is preferable to provide a dead time in which both MOS transistor Q1 and MOS transistor Q2 are turned off.
  • the comparator 2 compares the divided voltage of the battery voltage V BAT generated by the voltage dividing resistors R3 and R4 with the first reference voltage V REF1 output from the reference voltage source 3. Comparator 2 sets the output signal S1 to high level when the partial voltage of the battery voltage V BAT is less than or equal to the first reference voltage V REF1 , and when the partial voltage of the battery voltage V BAT is higher than the first reference voltage V REF1 The output signal S1 is set to low level.
  • a hysteresis comparator may be used as the comparator 2, and a hysteresis characteristic may be provided for determining whether the partial voltage of the battery voltage V BAT is equal to or lower than the first reference voltage V REF1 .
  • the output signal S1 of the comparator 2 is a mode designation signal that designates the step-down mode when it is at a low level, and designates the step-up/down mode when it is at a high level.
  • the switching regulator 100 may be configured without the comparator 2 and the voltage dividing resistors R3 and R4, and the switching regulator 100 may be configured to receive a mode designation signal from the outside.
  • the AND gate 4 outputs a signal S3 which is the AND of the output signal S1 of the comparator 2 and the pulse signal S2 output from the pulse signal generation circuit 5.
  • the on-duty of the pulse signal S2 output from the pulse signal generation circuit 5 is a function according to the battery voltage V BAT and the output voltage V OUT .
  • the switching regulator 100 makes the on-duty of the MOS transistor Q3 a function of the battery voltage V BAT and the output voltage V OUT in the step-down mode, so when the value of the battery voltage V BAT and the value of the output voltage V OUT are close to each other, It is possible to suppress an increase in the step-down ratio in the step-down operation, and as a result, it is possible to suppress heat generation.
  • the output signal S3 of the AND gate 4 is supplied to the gate of the MOS transistor Q3, and after being logically inverted by the NOT gate 6, is supplied to the gate of the MOS transistor Q4. Note that it is preferable to use a dead time generation circuit instead of the NOT gate 6 and provide a dead time in which both MOS transistor Q3 and MOS transistor Q4 are turned off when MOS transistor Q3 and MOS transistor Q4 are switched on/off.
  • the voltage dividing resistors R3 and R4, the comparator 2, the reference voltage source 3, the AND gate 4, the pulse signal generation circuit 5, and the NOT gate 6 described above are for voltage boosting to turn on/off the MOS transistors Q3 and Q4 in a complementary manner.
  • a control circuit that generates a boost control signal for complementary turning on/off of MOS transistors Q3 and Q4 is a separate system from the error amplifier 11 described later.
  • a control circuit that generates a step-up control signal for complementary on/off of MOS transistors Q3 and Q4 is a control circuit that generates a step-down control signal for complementary on/off of MOS transistors Q1 and Q2. and the error amplifier 11 are not shared. With this configuration, the switching regulator 100 can reliably prevent the appearance of right-half-plane-zero characteristics.
  • FIG. 2 is a diagram showing an example of the configuration of the voltage step-down control circuit 1.
  • the step-down control circuit 1 includes an error amplifier 11, a reference voltage source 12, a resistor R5, a capacitor C2, a slope circuit 13, a comparator 14, an oscillator 15, and a timing control circuit 16. Consisted of.
  • the error amplifier 11 generates an error signal according to the difference between the feedback voltage V FB and the second reference voltage V REF2 output from the reference voltage source 12 .
  • the error signal is phase compensated by a phase compensation circuit constituted by a resistor R5 and a capacitor C2.
  • the slope circuit 13 is controlled based on a clock signal of a predetermined frequency output from the oscillator 15, has current information of the inductor L1, and generates and outputs a slope voltage reflecting the current information of the inductor L1.
  • the current information of the inductor L1 can be obtained by, for example, providing a current detection section (not shown) that detects the current flowing through the MOS transistor Q1, or by providing a current detection section (not shown) that detects the current flowing through the MOS transistor Q2. ) can also be acquired.
  • the comparator 14 compares the phase compensated error signal and the output voltage of the slope circuit 13 to generate a reset signal which is a comparison signal. Since the slope voltage generated by the slope circuit 13 has a fixed period, the reset signal is a PWM signal.
  • the oscillator 15 outputs a clock signal of a predetermined frequency to the slope circuit 13, and also outputs a clock signal of a predetermined frequency to the timing control circuit 16.
  • the timing control circuit 16 switches the gate signal G1 from low level to high level when the set signal switches from high level to low level, and switches the gate signal G1 from high level to low level when the reset signal switches from low level to high level. Switch to level.
  • the switching regulator 100 When the divided voltage of the battery voltage V BAT is larger than the first reference voltage V REF1 , that is, when the battery voltage V BAT is larger than the predetermined value A, the switching regulator 100 operates in the step-down mode (see FIG. 3).
  • the step-down control circuit 1 controls on/off the MOS transistors Q1 and Q2 according to the feedback voltage VFB , and since the output signal S1 of the comparator 2 is at a low level, the MOS transistor Q3 is held off. MOS transistor Q4 is maintained in the on state.
  • the first switch voltage V SW1 which is the connection node voltage of MOS transistors Q1 and Q2
  • the second switch voltage V SW2 which is the connection node voltage of MOS transistors Q3 and Q4
  • the switching regulator 100 when the divided voltage of the battery voltage V BAT is less than or equal to the first reference voltage V REF1 , that is, when the battery voltage V BAT is less than or equal to the predetermined value A, the switching regulator 100 operates in buck-boost mode (see FIG. 3).
  • buck control circuit 1 controls on/off of MOS transistors Q1 and Q2 according to feedback voltage VFB , and since output signal S1 of comparator 2 is at a high level, the on-duty of MOS transistor Q3 is pulsed. With the on-duty of the pulse signal S2 output from the signal generating circuit 5 being fixed, the MOS transistors Q3 and Q4 are turned on/off in a complementary manner.
  • the first switch voltage V SW1 which is the connection node voltage of MOS transistors Q1 and Q2
  • the second switch voltage V SW2 which is the connection node voltage of MOS transistors Q3 and Q4
  • the on-duty of the MOS transistor Q3, that is, the on-duty of the pulse signal S2 is made a function according to the battery voltage V BAT and the output voltage V OUT , and the on-duty of the MOS transistor Q3 is roughly switched.
  • the on-duty can be considered to be a fixed value. Therefore, the transfer characteristic of the entire switching regulator 100 in the buck-boost mode is expressed by the following equation (2).
  • the switching regulator 100 can reliably suppress the step-down ratio from increasing in step-down operation when the value of the battery voltage V BAT and the value of the output voltage V OUT are close to each other. .
  • the on-duty of the pulse signal S2 output from the pulse signal generation circuit 5 is a step function according to the battery voltage V BAT and the output voltage V OUT .
  • the switching regulator 100 can reliably and roughly switch the on-duty of the MOS transistor Q3. Therefore, the switching regulator 100 can reliably prevent the appearance of right-half-plane-zero characteristics.
  • the step function in the step-down mode has only one step, but the step function may have a plurality of steps in the step-down mode.
  • the transfer characteristic of the entire switching regulator 100 in the buck-boost mode is equal to the product of (1-D') and the transfer characteristic of the entire switching regulator 100 in the buck mode.
  • the response characteristics of the switching regulator 100 in the buck-boost mode become similar to the response characteristics of the switching regulator 100 in the buck-down mode. Therefore, the transfer function of switching regulator 100 in buck-boost mode does not have right-half-plane-zero characteristics. Therefore, it is not necessary to increase the capacity of the output capacitor C1, and the cost of the output capacitor can be suppressed.
  • the switching regulator 100 does not require separate reactors for the step-up switching regulator section and the step-down switching regulator section, the cost of the reactors can be reduced.
  • FIGS. 7 and 8 Simulation results regarding the Bode diagram of the switching regulator 100 are shown in FIGS. 7 and 8.
  • FIG. 7 is a Bode diagram when the battery voltage V BAT is 12 [V] and the output voltage V OUT is 5 [V], that is, in step-down mode.
  • FIG. 8 is a Bode diagram when the battery voltage V BAT is 4 [V], It is a Bode diagram when the output voltage V OUT is 5 [V], that is, in buck-boost mode.
  • the control system is stable in both voltage step-down mode and step-up/step-down mode.
  • FIG. 9 is an external view showing an example of the configuration of a vehicle equipped with on-vehicle equipment.
  • the vehicle X of this configuration example is equipped with on-vehicle devices X11 to X17 and a battery (not shown) that supplies power to these on-vehicle devices X11 to X17.
  • the standard value of the voltage output from the battery is, for example, 48V.
  • the in-vehicle device X11 is an engine control unit that performs engine-related controls (injection control, electronic throttle control, idling control, oxygen sensor heater control, auto cruise control, etc.).
  • the in-vehicle device X12 is a lamp control unit that performs lighting/extinguishing control for HID [high intensity discharged lamp], DRL [daytime running lamp], and the like.
  • the on-vehicle device X13 is a transmission control unit that performs control related to the transmission.
  • the onboard equipment X14 is a body control unit that performs control related to the movement of the vehicle X (ABS [anti-lock brake system] control, EPS [electric power steering] control, electronic suspension control, etc.).
  • ABS anti-lock brake system
  • EPS electric power steering
  • electronic suspension control etc.
  • the in-vehicle device X15 is a security control unit that controls the drive of door locks, security alarms, etc.
  • In-vehicle equipment X16 is electronic equipment that is installed in vehicle X at the factory as a standard equipment or manufacturer option, such as wipers, electric door mirrors, power windows, electric sunroofs, electric seats, and air conditioners.
  • the in-vehicle device X17 is an electronic device that is optionally installed in the vehicle X by the user, such as an in-vehicle A/V [audio/visual] device, a car navigation system, and an ETC [Electronic Toll Collection System].
  • switching regulator 100 described above can be incorporated into any of the in-vehicle devices X11 to X17.
  • the switching regulator (100) described above is a switching regulator configured to generate an output voltage from an input voltage, and the first end is configured to be connectable to a first application terminal to which the input voltage is applied.
  • a first switch (Q1) the first end of which is configured to be connectable to a second end of the first switch, and the second end of which is connectable to a second application end to which a predetermined voltage lower than the input voltage is applied;
  • a second switch (Q2) configured to a third switch (Q3) whose second end is configured to be connectable to the second application terminal; and a second switch (Q3) whose first end is configured to be connectable to the connection node between the inductor and the third switch.
  • a fourth switch (Q4) whose end is configured to be connectable to a third application terminal to which the output voltage is applied; and a fourth switch (Q4) configured to complementarily turn on/off the first switch and the second switch according to the output voltage.
  • a first control circuit (1) configured to generate a step-down control signal for controlling the voltage;
  • a second control circuit (R3, R4, 2 to 6) configured to generate a boost control signal for turning on/off the third switch and the fourth switch in a complementary manner; 1).
  • the on-duty of the third switch is a function of the input voltage and the output voltage, and by roughly switching the on-duty of the third switch, the on-duty of the third switch is set to a fixed value. Therefore, the appearance of the right-half-plane-zero characteristic can be prevented.
  • the on-duty of the third switch is a function of the input voltage and the output voltage in buck-boost mode, so if the input voltage value and the output voltage value are close to each other, It is possible to suppress an increase in the step-down ratio during the step-down operation, and as a result, it is possible to suppress heat generation.
  • the first control circuit includes an error amplifier (11) configured to amplify and output an error between a feedback voltage based on the output voltage and a reference voltage;
  • the second control circuit may have a configuration (second configuration) that is a separate system from the error amplifier.
  • the second control circuit since the second control circuit is in a separate system from the error amplifier, that is, the second control circuit does not share the error amplifier in the first control circuit with the first control circuit. It is possible to reliably prevent the appearance of right-half-plane-zero characteristics.
  • the second control circuit controls the switching regulator in the buck-boost mode when the input voltage and the output voltage have a first relationship in the buck-boost mode.
  • the on-duty of the third switch is made smaller than when the input voltage and the output voltage are in a second relationship, and in the second relationship, the value of the input voltage is smaller than in the first relationship.
  • a configuration (third configuration) may be used in which the values of the output voltages are close to each other.
  • the switching regulator having the third configuration can reliably suppress an increase in the step-down ratio in the step-down operation when the input voltage value and the output voltage value are close to each other.
  • the function according to the input voltage and the output voltage is a step function according to the input voltage and the output voltage (fourth configuration) It may be.
  • the switching regulator having the fourth configuration can reliably change the on-duty of the third switch roughly, and therefore can reliably prevent the appearance of right-half-plane-zero characteristics.
  • the in-vehicle devices (X11 to X17) described above have a configuration (fifth configuration) that includes a switching regulator having any of the first to fourth configurations described above.
  • the vehicle-mounted device having the fifth configuration it is possible to prevent the appearance of the right-half-plane-zero characteristic in the switching regulator, and it is also possible to suppress heat generation in the switching regulator.
  • the vehicle (X) described above has a configuration (sixth configuration) that includes the on-vehicle equipment that is the fifth configuration.
  • Step-down control circuit 2 14 Comparator 3, 12 Reference voltage source 4 AND gate 5 Pulse signal generation circuit 6 NOT gate 11 Error amplifier 13 Slope circuit 15 Oscillator 16 Timing control circuit 100 Switching regulator C1 Output capacitor C2 Capacitor L1 Inductor Q1 ⁇ Q4 MOS transistor R0 Output resistance R1 ⁇ R4 Voltage dividing resistor R5 Resistor X Vehicle X11 ⁇ X17 In-vehicle equipment

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Abstract

スイッチングレギュレータは、出力電圧に応じて第１スイッチ及び第２スイッチを相補的にオン／オフし、昇降圧モード時に第３スイッチのオンデューティを入力電圧及び出力電圧に応じた関数とし、第３スイッチ及び第４スイッチを相補的にオン／オフする。

Description

スイッチングレギュレータ、車載機器、及び車両
　本明細書中に開示されている発明は、昇降圧型スイッチングレギュレータ並びにそれを有する車載機器及び車両に関する。
　エンジンの再始動を何度も行うアイドリングストップ車ではエンジンを一時的に停止されている期間にＡＶ機器や空調機器などの車載機器によってバッテリの電力が消費され続けるため、クランキング（エンジン始動）時のバッテリ電圧低下が従来よりも厳しくなる。入力電圧（バッテリ電圧）の低下時に出力電圧を保持する昇降圧型スイッチングレギュレータを用いることで、クランキング時にバッテリ電圧が大きく低下した場合でも車載機器を正常動作させることができる。
　このため、車載機器市場において、昇降圧型スイッチングレギュレータの需要が高まっている。
　特許文献１で開示されている昇降圧型スイッチングレギュレータは、right-half-plane-zero特性の出現を防止することができ、降圧特性と同様の応答特性を示すため、出力コンデンサの容量を低減することができる。
特開２０１６－２２６２５７号公報
［概要］
　特許文献１で開示されている昇降圧型スイッチングレギュレータでは、昇圧動作を担う第３スイッチのオンデューティが固定されているため、入力電圧の値と出力電圧の値とが近い場合に降圧動作での降圧比を大きくする必要があり、発熱が大きくなる。
　本明細書中に開示されているスイッチングレギュレータは、入力電圧から出力電圧を生成するように構成されたスイッチングレギュレータであって、第１端が前記入力電圧の印加される第１印加端に接続可能に構成された第１スイッチと、第１端が前記第１スイッチの第２端に接続可能に構成され第２端が前記入力電圧よりも低い所定電圧の印加される第２印加端に接続可能に構成された第２スイッチと、第１端が前記第１スイッチと前記第２スイッチの接続ノードに接続可能に構成されたインダクタと、第１端が前記インダクタの第２端に接続可能に構成され第２端が前記第２印加端に接続可能に構成された第３スイッチと、第１端が前記インダクタと前記第３スイッチの接続ノードに接続可能に構成され第２端が前記出力電圧の印加される第３印加端に接続可能に構成された第４スイッチと、前記出力電圧に応じて前記第１スイッチ及び前記第２スイッチを相補的にオン／オフさせるための降圧用制御信号を生成するように構成された第１制御回路と、昇降圧モード時に前記第３スイッチのオンデューティを前記入力電圧及び前記出力電圧に応じた関数とし、前記第３スイッチ及び前記第４スイッチを相補的にオン／オフさせるための昇圧用制御信号を生成するように構成された第２制御回路と、を有する。
　本明細書中に開示されている車載機器は、上記構成のスイッチングレギュレータを有する。
　本明細書中に開示されている車両は、上記構成の車載機器を有する。
図１は、実施形態に係るスイッチングレギュレータの全体構成例を示す図である。 図２は、降圧用制御回路の一構成例を示す図である。 図３は、バッテリ電圧の概略波形を示す図である。 図４は、降圧モードにおける各スイッチ電圧の概略波形を示す図である。 図５は、昇降圧モードにおける各スイッチ電圧の概略波形を示す図である。 図６は、ＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ３のオンデューティを示す図である。 図７は、降圧モードのボード線図である。 図８は、昇降圧モードのボード線図である。 図９は、車両の外観斜視図である。
［詳細な説明］
　本明細書において、ＭＯＳトランジスタとは、ゲートの構造が、「導電体または抵抗値が小さいポリシリコン等の半導体からなる層」、「絶縁層」、及び「Ｐ型、Ｎ型、又は真性の半導体層」の少なくとも３層からなるトランジスタをいう。つまり、ＭＯＳトランジスタのゲートの構造は、金属、酸化物、及び半導体の３層構造に限定されない。
　本明細書において基準電圧とは、理想的な状態において一定である電圧を意味しており、実際には温度変化等により僅かに変動し得る電圧である。
＜実施形態に係るスイッチングレギュレータ＞
　図１は、実施形態に係るスイッチングレギュレータの全体構成例を示す図である。本構成例のスイッチングレギュレータ１００は、昇降圧型スイッチングスイッチングレギュレータであって、降圧用制御回路１と、ＭＯＳトランジスタＱ１～Ｑ４と、インダクタＬ１と、出力コンデンサＣ１と、出力抵抗Ｒ０と、分圧抵抗Ｒ１～Ｒ４と、コンパレータ２と、基準電圧源３と、ＡＮＤゲート４と、パルス信号生成回路５と、パルス信号生成回路５と、ＮＯＴゲート６と、を備える。
　ＭＯＳトランジスタＱ１は、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタであって、入力電圧であるバッテリ電圧ＶBATが印加されている入力電圧印加端からインダクタＬ１の一端に至る電流経路を導通／遮断するスイッチの一例である。ＭＯＳトランジスタＱ１のドレインは、バッテリ電圧ＶBATが印加されている入力電圧印加端に接続されている。ＭＯＳトランジスタＱ１のソースは、インダクタＬ１の一端及びＭＯＳトランジスタＱ２のドレインに接続されている。ＭＯＳトランジスタＱ１は、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタではなくＰチャネル型ＭＯＳトランジスタであってもよい。ＭＯＳトランジスタＱ１をＰチャネル型ＭＯＳトランジスタとすることで、ＭＯＳトランジスタＱ１をＮチャネル型ＭＯＳトランジスタとする場合に必要なブートストラップ回路が不要になる。
　ＭＯＳトランジスタＱ２は、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタであって、接地端からインダクタＬ１の一端に至る電流経路を導通／遮断するスイッチの一例である。ＭＯＳトランジスタＱ２のドレインは、上述の通りインダクタＬ１の一端及びＭＯＳトランジスタＱ１のソースに接続されている。ＭＯＳトランジスタＱ２のソースは、接地端に接続されている。なお、ＭＯＳトランジスタＱ２の代わりにダイオードを用いることもできる。
　ＭＯＳトランジスタＱ３は、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタであって、インダクタＬ１の他端から接地端に至る電流経路を導通／遮断するスイッチの一例である。ＭＯＳトランジスタＱ３のドレインはインダクタＬ１の他端に接続されている。ＭＯＳトランジスタＱ３のソースは、接地端に接続されている。
　ＭＯＳトランジスタＱ４は、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタであって、インダクタＬ１の他端から出力電圧ＶOUTが印加されている出力電圧印加端に至る電流経路を導通／遮断するスイッチの一例である。ＭＯＳトランジスタＱ４のドレインはインダクタＬ１の他端及びＭＯＳトランジスタＱ３のドレインに接続されている。ＭＯＳトランジスタＱ４のソースは、出力コンデンサＣ１の一端及び出力電圧ＶOUTが印加されている出力電圧印加端に接続されている。出力コンデンサＣ１の他端は接地されている。なお、ＭＯＳトランジスタＱ４の代わりにダイオードを用いることもできる。
　出力コンデンサＣ１は出力電圧ＶOUTのリップルを低減するための平滑コンデンサである。また出力電圧ＶOUTは、出力コンデンサＣ１と出力抵抗Ｒ０によって構成される位相補償回路によって位相補償される。
　分圧抵抗Ｒ１及びＲ２は、出力電圧ＶOUTを分圧して帰還電圧ＶFBを生成し、帰還電圧ＶFBを降圧用制御回路１に供給する。
　降圧用制御回路１は、帰還電圧ＶFBに応じてＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２を相補的にオン／オフさせるためのＭＯＳトランジスタＱ１のゲート信号Ｇ１及びＭＯＳトランジスタＱ２のゲート信号Ｇ２を生成し、ゲート信号Ｇ１及びＧ２をＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２の各ゲートに供給する。なお、ＭＯＳトランジスタＱ１とＭＯＳトランジスタＱ２のオン／オフ切り替わり時には、ＭＯＳトランジスタＱ１とＭＯＳトランジスタＱ２の双方がオフになるデッドタイムを設けることが好ましい。
　コンパレータ２は、分圧抵抗Ｒ３及びＲ４によって生成されるバッテリ電圧ＶBATの分圧と、基準電圧源３から出力される第１の基準電圧ＶREF1とを比較する。コンパレータ２は、バッテリ電圧ＶBATの分圧が第１の基準電圧ＶREF1以下である場合に出力信号Ｓ１をハイレベルにし、バッテリ電圧ＶBATの分圧が第１の基準電圧ＶREF1より大きい場合に出力信号Ｓ１をローレベルにする。なお、コンパレータ２にヒステリシスコンパレータを用い、バッテリ電圧ＶBATの分圧が第１の基準電圧ＶREF1以下であるか否かの判定にヒステリシス特性を持たせてもよい。コンパレータ２の出力信号Ｓ１は、ローレベルのときに降圧モードを指定し、ハイレベルのときに昇降圧モードを指定するモード指定信号である。なお、スイッチングレギュレータ１００がコンパレータ２並びに分圧抵抗Ｒ３及びＲ４を有さない構成とし、スイッチングレギュレータ１００が外部からモード指定信号を受け取る構成であってもよい。
　ＡＮＤゲート４は、コンパレータ２の出力信号Ｓ１と、パルス信号生成回路５から出力されるパルス信号Ｓ２との論理積である信号Ｓ３を出力する。パルス信号生成回路５から出力されるパルス信号Ｓ２のオンデューティは、バッテリ電圧ＶBAT及び出力電圧ＶOUTに応じた関数である。
　スイッチングレギュレータ１００は、降圧モード時にＭＯＳトランジスタＱ３のオンデューティをバッテリ電圧ＶBAT及び出力電圧ＶOUTに応じた関数としているので、バッテリ電圧ＶBATの値と出力電圧ＶOUTの値とが近い場合に降圧動作での降圧比が大きくなることを抑制でき、その結果として発熱を抑制することができる。
　ＡＮＤゲート４の出力信号Ｓ３は、ＭＯＳトランジスタＱ３のゲートに供給されるとともに、ＮＯＴゲート６によって論理反転された後にＭＯＳトランジスタＱ４のゲートに供給される。なお、ＮＯＴゲート６の代わりにデッドタイム生成回路を用い、ＭＯＳトランジスタＱ３とＭＯＳトランジスタＱ４のオン／オフ切り替わり時には、ＭＯＳトランジスタＱ３とＭＯＳトランジスタＱ４の双方がオフになるデッドタイムを設けることが好ましい。
　上述した分圧抵抗Ｒ３及びＲ４、コンパレータ２、基準電圧源３、ＡＮＤゲート４、パルス信号生成回路５、及びＮＯＴゲート６は、ＭＯＳトランジスタＱ３及びＱ４を相補的にオン／オフさせるための昇圧用制御信号を生成する制御回路を構成する。ＭＯＳトランジスタＱ３及びＱ４を相補的にオン／オフさせるための昇圧用制御信号を生成する制御回路は、後述するエラーアンプ１１とは別系統である。ＭＯＳトランジスタＱ３及びＱ４を相補的にオン／オフさせるための昇圧用制御信号を生成する制御回路は、ＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２を相補的にオン／オフさせるための降圧用制御信号を生成する制御回路とエラーアンプ１１を共用しない。この構成により、スイッチングレギュレータ１００は、right-half-plane-zero特性の出現を確実に防止することができる。
＜降圧用制御回路の構成例＞
　図２は、降圧用制御回路１の一構成例を示す図である。図２に示す例において降圧用制御回路１は、エラーアンプ１１と、基準電圧源１２と、抵抗Ｒ５と、コンデンサＣ２と、スロープ回路１３と、コンパレータ１４と、発振器１５と、タイミング制御回路１６とによって構成される。
　エラーアンプ１１は、帰還電圧ＶFBと、基準電圧源１２から出力される第２の基準電圧ＶREF2との差分に応じた誤差信号を生成する。誤差信号は、抵抗Ｒ５とコンデンサＣ２によって構成される位相補償回路によって位相補償される。
　スロープ回路１３は、発振器１５から出力される所定周波数のクロック信号に基づき制御され、インダクタＬ１の電流情報を有しており、インダクタＬ１の電流情報が反映されたスロープ電圧を生成して出力する。これにより、スイッチングレギュレータ１００はいわゆる電流モード制御型スイッチングレギュレータとなっている。インダクタＬ１の電流情報は、例えばＭＯＳトランジスタＱ１を流れる電流を検出する電流検出部（不図示）を設けて取得することができ、また例えばＭＯＳトランジスタＱ２を流れる電流を検出する電流検出部（不図示）を設けて取得することもできる。
　コンパレータ１４は、位相補償された誤差信号とスロープ回路１３の出力電圧とを比較して比較信号であるリセット信号を生成する。スロープ回路１３によって生成されるスロープ電圧が固定周期であるため、リセット信号はＰＷＭ信号となる。
　発振器１５は、上述の通り所定周波数のクロック信号をスロープ回路１３に出力するとともに、所定周波数のクロック信号としてタイミング制御回路１６に出力する。
　タイミング制御回路１６は、セット信号のハイレベルからローレベルへの切り替わり時にゲート信号Ｇ１をローレベルからハイレベルに切り替え、リセット信号のローレベルからハイレベルへの切り替わり時にゲート信号Ｇ１をハイレベルからローレベルに切り替える。
＜動作モード＞
　バッテリ電圧ＶBATの分圧が第１の基準電圧ＶREF1より大きい場合すなわちバッテリ電圧ＶBATが所定値Ａよりも大きい場合、スイッチングレギュレータ１００は降圧モードで動作する（図３参照）。降圧モードでは、降圧用制御回路１が帰還電圧ＶFBに応じてＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２をオン／オフ制御し、コンパレータ２の出力信号Ｓ１がローレベルであるためＭＯＳトランジスタＱ３がオフに保持され、ＭＯＳトランジスタＱ４がオン状態に保持される。これにより、ＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２の接続ノード電圧である第１のスイッチ電圧ＶSW1と、ＭＯＳトランジスタＱ３及びＱ４の接続ノード電圧である第２のスイッチ電圧ＶSW2とは図４に示すようになる。
　また降圧モードにおけるスイッチングレギュレータ１００全体の伝達特性は下記（１）式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　一方、バッテリ電圧ＶBATの分圧が第１の基準電圧ＶREF1以下である場合すなわちバッテリ電圧ＶBATが所定値Ａ以下である場合、スイッチングレギュレータ１００は昇降圧モードで動作する（図３参照）。昇降圧モードでは、降圧用制御回路１が帰還電圧ＶFBに応じてＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２をオン／オフ制御し、コンパレータ２の出力信号Ｓ１がハイレベルであるためＭＯＳトランジスタＱ３のオンデューティがパルス信号生成回路５から出力されるパルス信号Ｓ２のオンデューティに固定された状態でＭＯＳトランジスタＱ３及びＱ４が相補的にオン／オフする。これにより、ＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２の接続ノード電圧である第１のスイッチ電圧ＶSW1と、ＭＯＳトランジスタＱ３及びＱ４の接続ノード電圧である第２のスイッチ電圧ＶSW2とは図５に示すようになる。
　昇降圧モードにおいて、ＭＯＳトランジスタＱ３のオンデューティすなわちパルス信号Ｓ２のオンデューティをバッテリ電圧ＶBAT及び出力電圧ＶOUTに応じた関数とし、ＭＯＳトランジスタＱ３のオンデューティをラフに切り替えることでＭＯＳトランジスタＱ３のオンデューティが固定値であるとみなすことができる。そのため、昇降圧モードにおけるスイッチングレギュレータ１００全体の伝達特性は下記（２）式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　降圧モードにおける上記の降圧動作及び昇降圧モードにおける上記の昇降圧動作により、出力電圧ＶOUTが一定である場合でのＭＯＳトランジスタＱ１のオンデューティＤQ1及びＭＯＳトランジスタＱ３のオンデューティＤQ3は図６に示すようになる。
　図６に示す設定では、昇降圧モード時であってバッテリ電圧ＶBATと出力電圧ＶOUTとが第１関係である場合つまりバッテリ電圧ＶBATが第１範囲ＲＮＧ１である場合に、昇降圧モード時であってバッテリ電圧ＶBATと出力電圧ＶOUTとが第２関係である場合つまりバッテリ電圧ＶBATが第２範囲ＲＮＧ２である場合よりもＭＯＳトランジスタＱ３のオンデューティを小さくしている。バッテリ電圧ＶBATと出力電圧ＶOUTとが第２関係である場合では、バッテリ電圧ＶBATと出力電圧ＶOUTとが第１関係である場合よりもバッテリ電圧ＶBATの値と出力電圧ＶOUTの値とが互いに近い。
　図６に示す設定が採用されることで、スイッチングレギュレータ１００は、バッテリ電圧ＶBATの値と出力電圧ＶOUTの値とが近い場合に降圧動作での降圧比が大きくなることを確実に抑制できる。
　図６に示す設定では、パルス信号生成回路５から出力されるパルス信号Ｓ２のオンデューティは、バッテリ電圧ＶBAT及び出力電圧ＶOUTに応じたステップ関数である。これにより、スイッチングレギュレータ１００は、ＭＯＳトランジスタＱ３のオンデューティを確実にラフに切り替えることができる。したがって、スイッチングレギュレータ１００は、right-half-plane-zero特性の出現を確実に防止することができる。なお、図６に示す設定では、降圧モードにおけるステップ関数のステップは１つだけであるが、降圧モードにおけるステップ関数のステップ数は複数であってもよい。
　上記（１）式及び上記（２）式より、昇降圧モードにおけるスイッチングレギュレータ１００全体の伝達特性は、（１－Ｄ’）と降圧モードにおけるスイッチングレギュレータ１００全体の伝達特性との乗算と等しい。これにより、昇降圧モードにおけるスイッチングレギュレータ１００の応答特性は降圧モードにおけるスイッチングレギュレータ１００の応答特性と同様になる。したがって、昇降圧モードにおけるスイッチングレギュレータ１００の伝達関数はright-half-plane-zero特性を有さない。このため、出力コンデンサＣ１を大容量にする必要がなくなり、出力コンデンサのコストを抑えることができる。
　またスイッチングレギュレータ１００は、昇圧型スイッチングレギュレータ部と降圧型スイッチングレギュレータ部でそれぞれ別個のリアクタが必要となる構成ではないのでリアクタのコストが抑えることができる。
　スイッチングレギュレータ１００のボード線図に関するシミュレーション結果を図７及び図８に示す。図７はバッテリ電圧ＶBATを１２[Ｖ]とし、出力電圧ＶOUTを５[Ｖ]とした場合すなわち降圧モードのボード線図であり、図８はバッテリ電圧ＶBATを４[Ｖ]とし、出力電圧ＶOUTを５[Ｖ]とした場合すなわち昇降圧モードのボード線図である。降圧モード、昇降圧モードのいずれにおいても制御系が安定である。
＜用途＞
　次に、先に説明したスイッチングレギュレータ１００の用途例について説明する。図９は、車載機器を搭載した車両の一構成例を示す外観図である。本構成例の車両Ｘは、車載機器Ｘ１１～Ｘ１７と、これらの車載機器Ｘ１１～Ｘ１７に電力を供給するバッテリ（不図示）と、を搭載している。当該バッテリから出力される電圧の標準値は、例えば４８Ｖである。
　車載機器Ｘ１１は、エンジンに関連する制御（インジェクション制御、電子スロットル制御、アイドリング制御、酸素センサヒータ制御、及び、オートクルーズ制御など）を行うエンジンコントロールユニットである。
　車載機器Ｘ１２は、ＨＩＤ［high　intensity  discharged  lamp］やＤＲＬ［daytime  running　lamp］などの点消灯制御を行うランプコントロールユニットである。
　車載機器Ｘ１３は、トランスミッションに関連する制御を行うトランスミッションコントロールユニットである。
　車載機器Ｘ１４は、車両Ｘの運動に関連する制御（ＡＢＳ［anti-lock  brake　system］制御、ＥＰＳ［electric　power  Steering］制御、電子サスペンション制御など）を行うボディコントロールユニットである。
　車載機器Ｘ１５は、ドアロックや防犯アラームなどの駆動制御を行うセキュリティコントロールユニットである。
　車載機器Ｘ１６は、ワイパー、電動ドアミラー、パワーウィンドウ、電動サンルーフ、電動シート、及び、エアコンなど、標準装備品やメーカーオプション品として、工場出荷段階で車両Ｘに組み込まれている電子機器である。
　車載機器Ｘ１７は、車載Ａ／Ｖ［audio/visual］機器、カーナビゲーションシステム、及び、ＥＴＣ［Electronic　Toll　Collection　System］など、ユーザの任意で車両Ｘに装着される電子機器である。
　なお、先に説明したスイッチングレギュレータ１００は、車載機器Ｘ１１～Ｘ１７のいずれにも組み込むことが可能である。
＜その他＞
　なお、本発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。上記実施形態は、全ての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。
　以上説明したスイッチングレギュレータ（１００）は、入力電圧から出力電圧を生成するように構成されたスイッチングレギュレータであって、第１端が前記入力電圧の印加される第１印加端に接続可能に構成された第１スイッチ（Ｑ１）と、第１端が前記第１スイッチの第２端に接続可能に構成され第２端が前記入力電圧よりも低い所定電圧の印加される第２印加端に接続可能に構成された第２スイッチ（Ｑ２）と、第１端が前記第１スイッチと前記第２スイッチの接続ノードに接続可能に構成されたインダクタと、第１端が前記インダクタの第２端に接続可能に構成され第２端が前記第２印加端に接続可能に構成された第３スイッチ（Ｑ３）と、第１端が前記インダクタと前記第３スイッチの接続ノードに接続可能に構成され第２端が前記出力電圧の印加される第３印加端に接続可能に構成された第４スイッチ（Ｑ４）と、前記出力電圧に応じて前記第１スイッチ及び前記第２スイッチを相補的にオン／オフさせるための降圧用制御信号を生成するように構成された第１制御回路（１）と、昇降圧モード時に前記第３スイッチのオンデューティを前記入力電圧及び前記出力電圧に応じた関数とし、前記第３スイッチ及び前記第４スイッチを相補的にオン／オフさせるための昇圧用制御信号を生成するように構成された第２制御回路（Ｒ３、Ｒ４、２～６）と、を有する構成（第１の構成）である。
　上記第１の構成であるスイッチングレギュレータは、第３スイッチのオンデューティを入力電圧及び出力電圧に応じた関数とし、第３スイッチのオンデューティをラフに切り替えることで第３スイッチのオンデューティが固定値であるとみなすことができるため、right-half-plane-zero特性の出現を防止することができる。また、上記第１の構成であるスイッチングレギュレータは、昇降圧モード時に第３スイッチのオンデューティを入力電圧及び出力電圧に応じた関数としているので、入力電圧の値と出力電圧の値とが近い場合に降圧動作での降圧比が大きくなることを抑制でき、その結果として発熱を抑制することができる。
　上記第１の構成であるスイッチングレギュレータにおいて、前記第１制御回路は、前記出力電圧に基づく帰還電圧と基準電圧との誤差を増幅して出力するように構成されたエラーアンプ（１１）を含み、前記第２制御回路は、前記エラーアンプとは別系統である構成（第２の構成）であってもよい。
　上記第２の構成であるスイッチングレギュレータは、第２制御回路はエラーアンプとは別系統であるため、すなわち第２制御回路は第１制御回路内のエラーアンプを第１制御回路と共用しないため、right-half-plane-zero特性の出現を確実に防止することができる。
　上記第１又は第２の構成であるスイッチングレギュレータにおいて、前記第２制御回路は、前記昇降圧モード時であって前記入力電圧と前記出力電圧とが第１関係である場合に、前記昇降圧モード時であって前記入力電圧と前記出力電圧とが第２関係である場合よりも前記第３スイッチのオンデューティを小さくし、前記第２関係では、前記第１関係よりも前記入力電圧の値と前記出力電圧の値とが互いに近い構成（第３の構成）であってもよい。
　上記第３の構成であるスイッチングレギュレータは、入力電圧の値と出力電圧の値とが近い場合に降圧動作での降圧比が大きくなることを確実に抑制できる。
　上記第１～第３いずれかの構成であるスイッチングレギュレータにおいて、前記入力電圧及び前記出力電圧に応じた関数は、前記入力電圧及び前記出力電圧に応じたステップ関数である構成（第４の構成）であってもよい。
　上記第４の構成であるスイッチングレギュレータは、第３スイッチのオンデューティを確実にラフに切り替えることができるので、right-half-plane-zero特性の出現を確実に防止することができる。
　以上説明した車載機器（Ｘ１１～Ｘ１７）は、上記第１～第４いずれかの構成であるスイッチングレギュレータを有する構成（第５の構成）である。
　上記第５の構成である車載機器では、スイッチングレギュレータにおけるright-half-plane-zero特性の出現を防止することができるともに、スイッチングレギュレータにおける発熱を抑制することができる。
　以上説明した車両（Ｘ）は、上記第５の構成である車載機器を有する構成（第６の構成）である。
　上記第６の構成である車両では、スイッチングレギュレータにおけるright-half-plane-zero特性の出現を防止することができるともに、スイッチングレギュレータにおける発熱を抑制することができる。
　　　１　降圧用制御回路
　　　２、１４　コンパレータ
　　　３、１２　基準電圧源
　　　４　ＡＮＤゲート
　　　５　パルス信号生成回路
　　　６　ＮＯＴゲート
　　　１１　エラーアンプ
　　　１３　スロープ回路
　　　１５　発振器
　　　１６　タイミング制御回路
　　　１００　スイッチングレギュレータ
　　　Ｃ１　出力コンデンサ
　　　Ｃ２　コンデンサ
　　　Ｌ１　インダクタ
　　　Ｑ１～Ｑ４　ＭＯＳトランジスタ
　　　Ｒ０　出力抵抗
　　　Ｒ１～Ｒ４　分圧抵抗
　　　Ｒ５　抵抗
　　　Ｘ　車両
　　　Ｘ１１～Ｘ１７　車載機器

Claims (6)

  1. 　入力電圧から出力電圧を生成するように構成されたスイッチングレギュレータであって、
    　第１端が前記入力電圧の印加される第１印加端に接続可能に構成された第１スイッチと、
    　第１端が前記第１スイッチの第２端に接続可能に構成され第２端が前記入力電圧よりも低い所定電圧の印加される第２印加端に接続可能に構成された第２スイッチと、
    　第１端が前記第１スイッチと前記第２スイッチの接続ノードに接続可能に構成されたインダクタと、
    　第１端が前記インダクタの第２端に接続可能に構成され第２端が前記第２印加端に接続可能に構成された第３スイッチと、
    　第１端が前記インダクタと前記第３スイッチの接続ノードに接続可能に構成され第２端が前記出力電圧の印加される第３印加端に接続可能に構成された第４スイッチと、
    　前記出力電圧に応じて前記第１スイッチ及び前記第２スイッチを相補的にオン／オフさせるための降圧用制御信号を生成するように構成された第１制御回路と、
    　昇降圧モード時に前記第３スイッチのオンデューティを前記入力電圧及び前記出力電圧に応じた関数とし、前記第３スイッチ及び前記第４スイッチを相補的にオン／オフさせるための昇圧用制御信号を生成するように構成された第２制御回路と、
    　を有する、スイッチングレギュレータ。
  2. 　前記第１制御回路は、前記出力電圧に基づく帰還電圧と基準電圧との誤差を増幅して出力するように構成されたエラーアンプを含み、
    　前記第２制御回路は、前記エラーアンプとは別系統である、請求項１に記載のスイッチングレギュレータ。
  3. 　前記第２制御回路は、前記昇降圧モード時であって前記入力電圧と前記出力電圧とが第１関係である場合に、前記昇降圧モード時であって前記入力電圧と前記出力電圧とが第２関係である場合よりも前記第３スイッチのオンデューティを小さくし、
    　前記第２関係では、前記第１関係よりも前記入力電圧の値と前記出力電圧の値とが互いに近い、請求項１又は請求項２に記載のスイッチングレギュレータ。
  4. 　前記入力電圧及び前記出力電圧に応じた関数は、前記入力電圧及び前記出力電圧に応じたステップ関数である、請求項１～３のいずれか一項に記載のスイッチングレギュレータ。
  5. 　請求項１～４のいずれか一項に記載のスイッチングレギュレータを有する、車載機器。
  6. 　請求項５に記載の車載機器を有する、車両。
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