JPWO2014125600A1 - 分波装置、合波装置および中継装置 - Google Patents

Abstract

受信信号から所望の信号を抽出する受信アナログフィルタ１３−ｎ（ｎ＝０，１，２）と、受信アナログフィルタ１３−ｎ通過後の信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器１４−ｎと、Ａ／Ｄ変換器１４−ｎで変換されたデジタル信号をｍ個の信号に分波する分波部１５−ｎと、分波部１５−ｎで分波されたｍ個の信号に対して、受信アナログフィルタ１３−ｎのアナログ特性をデジタル補償する受信側補償部１６−ｎと、受信側補償部１６−ｎでデジタル補償されたｍ個の信号を合波する合波部１９−ｎと、を備え、受信側補償部１６−ｎは、さらに、デジタル補償されたｍ個の信号のうち補償が十分ではないｘ個の信号について、それぞれの信号を、ｋ個の信号に分波して受信アナログフィルタ１３−ｎのアナログ特性をデジタル補償し、デジタル補償後のｋ個の信号を合波する。

Description

本発明は、多様な帯域幅を有する複数の信号を分波する分波装置、複数の信号を合波する合波装置、および中継装置に関する。

従来、衛星通信の周波数有効利用、衛星システムの容量拡大等を実現するため、複数のアップリンクビームから複数のダウンリンクビームにデータを中継するデジタルチャネライザ搭載の中継衛星が提案されている。このようなデジタルチャネライザ搭載の中継衛星に関する技術が、例えば、下記特許文献１において開示されている。

中継衛星では、アップリンクのビーム信号をアナログデジタル変換するＡ／Ｄ変換器の前段に受信アナログフィルタが、ダウンリンクのビーム信号をデジタルアナログ変換するＤ／Ａ変換器の後段に送信アナログフィルタが、それぞれ存在する。デジタルチャネライザ搭載の中継衛星では、各アップリンク信号がお互い干渉を与えないよう、受信アナログフィルタの帯域外減衰量を高める必要がある。同様に、ダウンリンク信号もお互い干渉を与えないよう、送信アナログフィルタの帯域外減衰量を高める必要がある。さらに、各フィルタとも様々な通信波を通すため、高い帯域内平坦度も要求される。一般に、アナログフィルタ単独でこのような高い帯域外減衰量と高い帯域内平坦度を同時に実現することは、アナログ回路の規模が増加し、調整箇所も増えて複雑化していくため限界がある。

この対策として、受信アナログフィルタ、送信アナログフィルタの振幅特性、群遅延特性をデジタル補償する技術が、下記特許文献２，３において開示されている。デジタル補償回路を中継衛星に搭載し、デジタル補償回路でアナログフィルタの帯域内振幅誤差、群遅延偏差による位相非直線性等を補償することで、アナログフィルタの要求性能を下げることができる。これにより、アナログフィルタの実現性を確保しつつ、高い帯域外減衰量と高い帯域内平坦度を達成することができる。しかしながら、下記特許文献２，３では、中継衛星に上記デジタル補償回路を新たに追加実装する必要があるため、中継衛星の回路規模、消費電力が増加するという課題があった。

上記課題に対して、補償する信号を一旦分波後、分波した各信号に対して各補償を行い再度合波する技術が、下記特許文献４、下記非特許文献１において開示されている。

特表２００６−５１６８６７号公報 特許第３６７６５７６号公報 特許第４８４２１８６号公報 特表２０１２−５１９９８５号公報

貴家仁志，"マルチレート信号処理"，ｐｐ９０−９１，昭晃堂，１９９５年１０月初版発行

しかしながら、上記従来の技術（特許文献４、非特許文献１）によれば、良好な補償性能を実現するためには、分波／合波数を大きく確保する必要があるため、デジタル部の回路規模の増加を招く、という問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、回路規模の増加を抑えつつ、高い帯域外減衰量と高い帯域内平坦度を同時に実現可能な分波装置、合波装置および中継装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、受信信号から所望の信号を抽出する受信アナログフィルタと、前記受信アナログフィルタ通過後の信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段で変換されたデジタル信号をｍ個の信号に分波する分波手段と、前記分波手段で分波されたｍ個の信号に対して、前記受信アナログフィルタのアナログ特性をデジタル補償する受信側補償手段と、前記受信側補償手段でデジタル補償されたｍ個の信号を合波する合波手段と、を備え、前記受信側補償手段は、さらに、デジタル補償されたｍ個の信号のうち補償が十分ではないｘ個の信号について、それぞれの信号を、ｋ個の信号に分波して前記受信アナログフィルタのアナログ特性をデジタル補償し、デジタル補償後のｋ個の信号を合波する、ことを特徴とする。

本発明にかかる分波装置、合波装置および中継装置は、回路規模の増加を抑えつつ、高い帯域外減衰量と高い帯域内平坦度を同時に実現できる、という効果を奏する。

図１は、実施の形態１の分波装置、合波装置、およびこれらを備えた中継装置の構成例を示す図である。 図２は、実施の形態１の中継衛星の中継処理による中継信号の流れを示す図である。 図３は、ＲＸＦ、ＴＸＦの周波数対振幅・位相特性が理想の場合の、信号中継処理の流れを示す図である。 図４は、ＲＸＦ、ＴＸＦの周波数対振幅・位相特性が理想ではなく湾曲し、かつ何も対策を講じない場合の、信号中継処理の流れを示す図である。 図５は、ＲＸ補償部を動作させた場合の、信号中継処理の流れを示す図である。 図６は、ＴＸ補償部を動作させた場合の、信号中継処理の流れを示す図である。 図７は、実施の形態２のＲＸ補償部の構成例を示す図である。 図８は、実施の形態２のＴＸ補償部の構成例を示す図である。 図９は、実施の形態３の分波部の構成例を示す図である。 図１０は、実施の形態３の合波部の構成例を示す図である。 図１１は、実施の形態４の衛星通信システムの構成例を示す図である。 図１２は、実施の形態５のＴＸＦの特性を自動補償する中継衛星の構成例を示す図である。 図１３は、中間周波数ｆｍ、ｍ＝８におけるマルチキャリア信号に変換された各補正用無変調信号の周波数配置例を示す図である。 図１４は、実施の形態５のＲＸＦの特性を自動補償する中継衛星の構成例を示す図である。 図１５は、実施の形態６のアップコンバータとダウンコンバータの特性を自動補償する中継衛星の構成例を示す図である。 図１６は、実施の形態７の分波部の構成例を示す図である。 図１７は、実施の形態７の合波部の構成例を示す図である。 図１８は、実施の形態７の受信側の補償処理の例を示す図である。 図１９は、実施の形態７の送信側の補償処理の例を示す図である。

以下に、本発明にかかる分波装置、合波装置および中継装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
本実施の形態では、回路規模の増加を抑えつつ、高い帯域外減衰量と高い帯域内平坦度を同時に実現する分波装置、合波装置、および、分波装置と合波装置を備えた中継装置について説明する。

図１は、本実施の形態の分波装置、合波装置、およびこれらを備えた中継装置の構成例を示す図である。図１に示す中継装置は、例えば、中継衛星１０に搭載され、地上から送信されたマルチキャリア信号を中継する。このとき、受信した信号を分波し、必要に応じて並べ替えてから合波して送信する。

中継衛星１０は、受信アンテナ１１−０〜１１−２と、ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ）１２−０〜１２−２と、受信アナログフィルタ（ＲＸＦ）１３−０〜１３−２と、Ａ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）１４−０〜１４−２と、分波部１５−０〜１５−２と、受信側補償（ＲＸ補償）部１６−０〜１６−２と、スイッチマトリックス１７と、送信側補償（ＴＸ補償）部１８−０〜１８−２と、合波部１９−０〜１９−２と、Ｄ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ）２０−０〜２０−２と、送信アナログフィルタ（ＴＸＦ）２１−０〜２１−２と、アップコンバータ（Ｕ／Ｃ）２２−０〜２２−２と、送信アンテナ２３−０〜２３−２と、を備える。

ここでは、一例として、受信アンテナ１１−ｎ（ｎ＝０，１または２）から受信側補償（ＲＸ補償）部１６−ｎで１つの分波装置を構成し、合波部１９−ｎから送信アンテナ２３−ｎで１つの合波装置を構成する。なお、さらに、合波部１９−ｎを加えて分波装置とし、分波部１５−ｎを加えて合波装置としてもよい。また、中継衛星１０は、入力ポート（入力側のビームエリア）と同数以上の分波装置を備え、出力ポート（出力側のビームエリア）と同数以上の合波装置を備える。

中継衛星１０は、ビームエリア１００−０、１００−１および１００−２からアップリンク信号を受信し、後述する各種処理（分波処理、合波処理等）を行った後、ビームエリア３００−０、３００−１および３００−２へダウンリンク信号として送信する。なお、中継衛星１０は制御局２００と接続されており、制御局２００は、中継衛星１０の内部設定の変更指示、動作指示等を行う。

受信アンテナ１１−ｎは、ビームエリア１００−ｎからのアップリンク信号を受信する。

ダウンコンバータ１２−ｎは、受信アンテナ１１−ｎにより受信されたアップリンク信号に衛星内部で生成したローカル信号を乗算する。

受信アナログフィルタ（ＲＸＦ）１３−ｎは、ダウンコンバータ１２−ｎで乗算後の信号のうち、ベースバンド信号を抽出する。

Ａ／Ｄ変換器１４−ｎは、受信アナログフィルタ（ＲＸＦ）１３−ｎで抽出したベースバンド信号をサンプリングする。

分波部１５−ｎは、Ａ／Ｄ変換器１４−ｎから入力したデジタル信号をｍ（０〜ｍ−１）個の信号に分波する。

受信側補償（ＲＸ補償）部１６−ｎは、分波部１５−ｎから出力されるｍ個の分波データに対して、前段の受信アナログフィルタ（ＲＸＦ）１３−ｎの振幅・位相誤差を打ち消すためのデジタル振幅・位相補償を行う。詳細な動作は後述する。

スイッチマトリックス１７は、前段の複数の処理部（受信側補償（ＲＸ補償）部１６−０，１６−１，１６−２）から入力した信号をスイッチングして後段の複数の処理部（後述する送信側補償（ＴＸ補償）部１８−０，１８−１，１８−２）へ出力する。具体的には、前段の複数の処理部から入力した信号に対して、周波数方向の並び替えおよび所望のビームエリア向けの出力ポートに振り分けを行い、所望のビームエリア向けの出力ポートと接続する後段の処理部へ信号を出力する。

送信側補償（ＴＸ補償）部１８−ｎは、後段の合波部１９−ｎに与えるｍ個の合波データに対して、さらに、後段に位置する送信アナログフィルタ（ＴＸＦ）２１−ｎの振幅・位相誤差を打ち消すためのデジタル逆振幅・位相補償を行う。詳細な動作は後述する。

合波部１９−ｎは、送信側補償（ＴＸ補償）部１８−ｎで逆振幅・位相補償されたｍ個の分波データを１つの波（信号）に合波する。

Ｄ／Ａ変換器２０−ｎは、合波部１９−ｎから出力されるデジタル信号をアナログ信号に変換する。

送信アナログフィルタ（ＴＸＦ）２１−ｎは、Ｄ／Ａ変換器２０−ｎから出力される信号のベースバンド成分のみ通過させ高調波等の不要波を除去する。送信アナログフィルタ（ＴＸＦ）２１−ｎ通過後の信号は、前述の送信側補償（ＴＸ補償）部１８−ｎによる逆振幅・位相補償により、振幅・位相特性が平坦化される。

アップコンバータ２２−ｎは、送信アナログフィルタ（ＴＸＦ）２１−ｎから出力されたアナログベースバンド信号を無線周波数帯の信号に変換する。

送信アンテナ２３−ｎは、アップコンバータ２２−ｎから出力された信号をダウンリンク信号としてビームエリア３００−ｎへ送信する。

なお、アップリンクのビームエリア１００−０，１００−１，１００−２とダウンリンクのビームエリア３００−０，３００−１，３００−２は地理的に同じエリア（場所）であってもよい。また、図１において、中継衛星１０の各構成要素（受信アンテナ、ダウンコンバータ、Ａ／Ｄ変換器、…、送信アンテナ等）の数を３つ（入力ポート数＝３、出力ポート数＝３）にしているが、一例であり、図１に示したもの（３つ）に限定するものではない。

つづいて、本実施の形態の中継装置を備えた中継衛星１０の中継処理の動作について説明する。図２は、本実施の形態の中継衛星の中継処理による中継信号の流れを示す図である。中継装置である中継衛星１０は、図２（ａ）に示すビームエリア１００−０，１００−１，１００−２からの各アップリンク信号を、図２（ｂ）に示すビームエリア３００−０，３００−１，３００−２への各ダウンリンク信号として中継する。すなわち、中継衛星１０は、各ビームエリアからのアップリンク信号を、所望のビームエリア向けに振り分け、かつ所望の周波数に変換しながら、ダウンリンク信号として出力する。

具体的に、中継衛星１０は、図２に示すように周波数を再配置して、ビームエリア１００−０からのアップリンク信号Ａをビームエリア３００−０へ、ビームエリア１００−０からのアップリンク信号Ｂをビームエリア３００−１へ、ビームエリア１００−１からのアップリンク信号Ｃをビームエリア３００−２へ、ビームエリア１００−２からのアップリンク信号Ｄをビームエリア３００−２へ、ビームエリア１００−２からのアップリンク信号Ｅをビームエリア３００−１へ、それぞれ中継する。なお、分波されたデータ数および合波前のデータ数はｍ＝８とし、分波された信号の各帯域幅はＦｃとする。

中継衛星１０では、図２（ａ）に示すビームエリア１００−０からの信号Ａ，Ｂを、受信アンテナ１１−０で受信後、ダウンコンバータ１２−０、ＲＸＦ１３−０を経由して無線周波数帯からベースバンド帯に変換する。Ａ／Ｄ変換器１４−０は、ベースバンド帯に変換された信号Ａ，Ｂをサンプリングし、分波部１５−０は、サンプリング後の信号Ａ，Ｂを図２（ａ）に示す８つの帯域（（１−１）〜（１−８））のうち、信号Ａを帯域（１−１）〜（１−３）に、信号Ｂを帯域（１−４）〜（１−８）にデジタル分波する。なお、デジタル分波および後述するデジタル合波の方式については特に限定せず、従来からの方式、例えば、下記２つのいずれかの文献に記載の方式を用いることができる。

山下 他，“衛星搭載用帯域可変ＦＦＴフィルタバンクの提案と基本動作特性” 電子情報通信学会技術研究報告．ＳＡＴ，衛星通信 １００（４８４）， ３７−４２， ２０００−１２−０１。

藤村 他，“衛星搭載用再生／非再生中継器に適した分波／合波方式の検討” ２０１１年電子情報通信学会通信ソサイエティ大会 Ｂ−３−１０。

中継衛星１０では、分波部１５−０は、上記いずれかの分波処理により、信号Ａを３つに、信号Ｂを５つに分波する。

中継衛星１０は、３つに分波された信号Ａについて、ＲＸ補償部１６−０でデジタル振幅・位相制御を行った後、スイッチマトリックス１７を経由してＴＸ補償部１８−０へ入力する。その際、スイッチマトリックス１７は、３つに分波された信号Ａを帯域（４−５）〜（４−７）に接続する。すなわち、中継衛星１０は、信号Ａを、ＴＸ補償部１８−０、合波部１９−０、Ｄ／Ａ変換器２０−０、ＴＸＦ２１−０、アップコンバータ２２−０を経由して、受信アンテナ２３−０から、図２（ｂ）に示す周波数位置（帯域（４−５）〜（４−７））へ出力する。

また、中継衛星１０は、５つに分波された信号Ｂについて、ＲＸ補償部１６−０でデジタル振幅・位相制御を行った後、スイッチマトリックス１７を経由してＴＸ補償部１８−１へ入力する。その際、スイッチマトリックス１７は、５つに分波された信号Ｂを帯域（５−１）〜（５−５）に接続する。すなわち、中継衛星１０は、信号Ｂを、ＴＸ補償部１８−１、合波部１９−１、Ｄ／Ａ変換器２０−１、ＴＸＦ２１−１、アップコンバータ２２−１を経由して、受信アンテナ２３−１から、図２（ｂ）に示す周波数位置（帯域（５−１）〜（５−５））へ出力する。

同様に、中継衛星１０では、図２（ａ）に示すビームエリア１００−１からの信号Ｃを、受信アンテナ１１−１で受信後、ダウンコンバータ１２−１、ＲＸＦ１３−１を経由して無線周波数帯からベースバンド帯に変換する。Ａ／Ｄ変換器１４−１は、ベースバンド帯に変換された信号Ｃをサンプリングし、分波部１５−１は、サンプリング後の信号Ｃを図２（ａ）に示す８つの帯域（（２−１）〜（２−８））のうち、帯域（２−１）〜（２−７）にデジタル分波する。

そして、中継衛星１０は、７つに分波された信号Ｃについて、ＲＸ補償部１６−１でデジタル振幅・位相制御を行った後、スイッチマトリックス１７を経由してＴＸ補償部１８−２へ入力する。その際、スイッチマトリックス１７は、７つに分波された信号Ｃを帯域（６−２）〜（６−８）に接続する。すなわち、中継衛星１０は、信号Ｃを、ＴＸ補償部１８−２、合波部１９−２、Ｄ／Ａ変換器２０−２、ＴＸＦ２１−２、アップコンバータ２２−２を経由して、受信アンテナ２３−２から、図２（ｂ）に示す周波数位置（帯域（６−２）〜（６−８））へ出力する。

また、中継衛星１０では、図２（ａ）に示すビームエリア１００−２からの信号Ｅ，Ｄを、受信アンテナ１１−２で受信後、ダウンコンバータ１２−２、ＲＸＦ１３−２を経由して無線周波数帯からベースバンド帯に変換する。Ａ／Ｄ変換器１４−２は、ベースバンド帯に変換された信号Ｅ，Ｄをサンプリングし、分波部１５−２は、サンプリング後の信号Ｅを図２（ａ）に示す８つの帯域（（３−１）〜（３−８））のうち、信号Ｅを帯域（３−１）〜（３−３）にデジタル分波する。

中継衛星１０は、３つに分波された信号Ｅについて、ＲＸ補償部１６−２でデジタル振幅・位相制御を行った後、スイッチマトリックス１７を経由してＴＸ補償部１８−１へ入力する。その際、スイッチマトリックス１７は、３つに分波された信号Ｅを帯域（５−６）〜（５−８）に接続する。すなわち、中継衛星１０は、信号Ｅを、ＴＸ補償部１８−１、合波部１９−１、Ｄ／Ａ変換器２０−１、ＴＸＦ２１−１、アップコンバータ２２−１を経由して、受信アンテナ２３−１から、図２（ｂ）に示す周波数位置（帯域（５−６）〜（５−８））へ出力する。

なお、中継衛星１０は、信号Ｄについては帯域幅Ｆｃ未満のため分波せずに抽出のみ行う。中継衛星１０は、帯域（３−８）の信号Ｄについて、ＲＸ補償部１６−２でデジタル振幅・位相制御を行った後、スイッチマトリックス１７を経由してＴＸ補償部１８−２へ入力する。その際、スイッチマトリックス１７は、信号Ｄを帯域（６−１）に接続する。すなわち、中継衛星１０は、信号Ｄを、ＴＸ補償部１８−２、合波部１９−２、Ｄ／Ａ変換器２０−２、ＴＸＦ２１−２、アップコンバータ２２−２を経由して、受信アンテナ２３−２から、図２（ｂ）に示す周波数位置（帯域（６−１））へ出力する。

なお、スイッチマトリックス１７の接続制御は、図１に示す制御局２００によって行われる。制御局２００は、全ての衛星回線の接続、使用周波数帯を一括して管理しており、通信要求に応じて中継衛星１０におけるスイッチマトリックス１７の接続制御を別の無線周波数回線経由で行う。

つづいて、本実施の形態において特徴的な動作となるＲＸ補償部１６−ｎ、ＴＸ補償部１８−ｎでの補償の必要性について説明する。

まず、ＲＸＦ１３−ｎ、ＴＸＦ２１−ｎの周波数対振幅・位相特性が理想の場合、すなわち、帯域内振幅偏差、群遅延偏差が無い場合について説明する。図３は、ＲＸＦ１３−ｎ、ＴＸＦ２１−ｎの周波数対振幅・位相特性が理想の場合の、本実施の形態の中継衛星１０におけるビームエリア１００−０，１００−２からビームエリア３００−１への信号中継処理の流れを示す図である。なお、ＲＸＦ１３−ｎ、ＴＸＦ２１−ｎの周波数対振幅・位相特性は理想（帯域内振幅偏差、群遅延偏差が無い）として、ＲＸ補償部１６−ｎ、ＴＸ補償部１８−ｎは動作させず、入力信号をそのまま出力する場合を示す。

図３では、中継衛星１０が、信号Ｂを分波部１５−０で５つのサブチャネルに分波後、信号Ｅを分波部１５−１で３つのサブチャネルに分波後、それぞれスイッチマトリックス１７で合波部１９−１に集めて合波するまでの一連の信号処理を示している。図３から明らかなように、中継衛星１０では、ＲＸＦ１３−ｎ、ＴＸＦ２１−ｎの周波数対振幅・位相特性が理想の場合、特に対策を施さなくてもアップリンクの信号Ｂ，Ｅに信号の歪は発生せず、ダウンリンクのビームエリア３００−１へ中継することができる。

ところが、中継衛星１０では、ＲＸＦ１３−ｎ、ＴＸＦ２１−ｎの周波数対振幅・位相特性が理想ではなく、かつ、何も対策を講じない場合、すなわち、ＲＸ補償部１６−ｎ、ＴＸ補償部１８−ｎは動作させずに入力信号をそのまま出力させる場合、アップリンクの信号Ｂ，Ｅには中継衛星１０を介することで信号の歪が発生する。

図４は、ＲＸＦ１３−ｎ、ＴＸＦ２１−ｎの周波数対振幅・位相特性が理想ではなく湾曲し、かつ何も対策を講じない場合の、本実施の形態の中継衛星１０におけるビームエリア１００−０，１００−２からビームエリア３００−１への信号中継処理の流れを示す図である。図４（ａ）に示す実線の特性がＲＸＦ１３−０の周波数対振幅特性、点線の特性がＲＸＦ１３−０の周波数対群遅延特性を示している。同様に、図４（ｂ）に示す実線の特性がＲＸＦ１３−２の周波数対振幅特性、点線の特性がＲＸＦ１３−２の周波数対群遅延特性を示している。また、図４（ｄ）に示す実線の特性がＴＸＦ２１−１の周波数対振幅特性、破線の特性がＴＸＦ２１−１の周波数対群遅延特性を示している。

図４から明らかなように、この場合、信号Ａ，Ｂは、ＲＸＦ１３−０の周波数対振幅特性によって歪むことになり（図４（ａ））、また、信号Ｅ，Ｄも、ＲＸＦ１３−２の周波数対振幅特性によって歪むことになる（図４（ｂ））。これにより、合波部１９−１で合波されたデジタル合波後の信号Ｂ，Ｅの周波数対振幅特性（スペクトラム）は、図４（ｃ）に示すように歪んでしまうことが判る。また、信号Ｂ，Ｅの帯域内群遅延特性も、図４（ｃ）の各信号スペクトラムに点線で示されるように、一定とはならず、帯域内で傾斜が発生する。

さらに、中継衛星１０では、信号送信時に図４（ｄ）に示すＴＸＦ２１−ｎの周波数対振幅特性（実線）が加わるため、中継衛星１０からビームエリア３００−１へ出力される信号Ｂ，Ｅの周波数対振幅特性（スペクトラム）は、図４（ｄ）に示すように歪みが増加されてしまう。また、各信号の帯域内群遅延偏差も、新たに図４（ｄ）に示す破線の特性として加わり、全体の帯域内群遅延偏差は増加する傾向となる。

このように、中継衛星１０では、信号が各アナログフィルタを通過するごとに、各信号の周波数対振幅特性（スペクトラム）は歪みが増加し、また、各信号の帯域内群遅延偏差も増加することから、本実施の形態では、ＲＸ補償部１６−ｎおよびＴＸ補償部１８−ｎにおいて、各アナログフィルタの特性を補償する動作を行う。

図５は、ＲＸ補償部１６−ｎを動作させた場合の、本実施の形態の中継衛星１０におけるビームエリア１００−０，１００−２からビームエリア３００−１への信号中継処理の流れを示す図である。ＲＸＦ１３−ｎの周波数対振幅特性が理想ではなく、湾曲した場合で、かつ、ＲＸ補償部１６−ｎを動作させた場合の動作を示している。

また、図６は、ＴＸ補償部１８−ｎを動作させた場合の、本実施の形態の中継衛星１０におけるビームエリア１００−０，１００−２からビームエリア３００−１への信号中継処理の流れを示す図である。図５で補償した信号を送信する場合において、ＴＸＦ２１−ｎの周波数対振幅特性が理想ではなく、湾曲した場合で、かつ、ＴＸ補償部１８−ｎを動作させた場合の動作を示している。

まず、ＲＸＦ１３−ｎの周波数対振幅特性が理想ではなく、湾曲した場合で、かつ、ＲＸ補償部１６−ｎを動作させた場合の動作例について、図５を用いて説明する。中継衛星１０では、ＲＸＦ１３−０のアナログ特性の影響を受けた信号Ａ，Ｂ（図５（ａ））を、分波部１５−０で図５（ｃ）に示すように８つのサブチャネルに分波して、ＲＸ補償部１６−０へ入力する。同様に、中継衛星１０では、ＲＸＦ１３−２のアナログ特性の影響を受けた信号Ｅ，Ｄ（図５（ｂ））を、分波部１５−２で図５（ｄ）に示すように４つのサブチャネルに分波して、ＲＸ補償部１６−２へ入力する。

ＲＸ補償部１６−ｎは、前段のＲＸＦ１３−ｎ（受信アナログフィルタ）と逆の周波数特性を有する複素係数Ｗ_R（ｍ，ｎ）を有しおり、この係数を用いて前段のＲＸＦ１３−ｎの周波数対振幅・群遅延特性の傾斜、リップルを打ち消す補償を各サブチャネルに対して行う。なお、ｍは分波・合波数を示し、ｎは各ポート番号であり、本実施の形態ではｎ＝０，１，２のいずれかとなる。

図５（ｅ）に、前段のＲＸＦ１３−０の振幅特性の傾斜、リップルを打ち消すための振幅特性（＝逆振幅特性）を実線で、前段のＲＸＦ１３−０の群遅延偏差を示す打ち消すための群遅延特性（＝逆群遅延特性）を点線で示す。同様に、図５（ｆ）に、前段のＲＸＦ１３−２の振幅特性の傾斜、リップルを打ち消すための振幅特性（＝逆振幅特性）を実線で、前段のＲＸＦ１３−２の群遅延偏差を示す打ち消すための群遅延特性（＝逆群遅延特性）を点線で示す。

また、図５（ｅ）に、ＲＸ補償部１６−０で補償後の各分波信号を示し、図５（ｆ）に、ＲＸ補償部１６−２で補償後の各分波信号を示す。各図から判るように、図５（ｃ）、図５（ｄ）で示される各入力信号の振幅、群遅延特性のばらつきは、補償後に帯域幅Ｆｃの単位で揃えられる。

ここで、仮に補償後の分波信号を再度デジタル合波した信号スペクトラムを示すと、図５（ｇ）、図５（ｈ）のようになる。図５（ａ）、図５（ｂ）に示す補償を行わない場合のスペクトラムと比較すると、振幅傾斜や群遅延偏差が改善されることが判る。

以降、ＲＸ補償部１６−ｎの具体的な演算内容について説明する。ＲＸ補償部１６−ｎに入力されるベースバンド信号をＳ（ｍ，ｎ）、ＲＸ補償部１６−ｎで補償されたベースバンド信号をＳ’（ｍ，ｎ）とすると、ＲＸ補償部１６−ｎは、複素係数Ｗ_R（ｍ，ｎ）を用いて次式（１）に示す複素乗算を行う。ＲＸ補償部１６−ｎでは、複素乗算によって、各信号Ｓ（ｍ，ｎ）の振幅だけでなく、位相の補償まで行うことで群遅延偏差も補償する。

Ｓ’（ｍ，ｎ）＝Ｓ（ｍ，ｎ）＊Ｗ_R（ｍ，ｎ） …（１）

複素乗算は、具体的には、次式（２），（３）で示すように、４つの乗算と２つの加算で実現することができる。なお、Ｒｅ［＊］は＊の実数部分、Ｉｍ［＊］は＊の虚数部分である。

Ｒｅ［Ｓ’（ｍ，ｎ）］
＝Ｒｅ［Ｓ（ｍ，ｎ）］＊Ｒｅ［Ｗ_R（ｍ，ｎ）］
−Ｉｍ［Ｓ（ｍ，ｎ）］＊Ｉｍ［Ｗ_R（ｍ，ｎ）］ …（２）

Ｉｍ［Ｓ’（ｍ，ｎ）］
＝Ｒｅ［Ｓ（ｍ，ｎ）］＊Ｉｍ［Ｗ_R（ｍ，ｎ）］
＋Ｉｍ［Ｓ（ｍ，ｎ）］＊Ｒｅ［Ｗ_R（ｍ，ｎ）］ …（３）

ここで、分波後のデータのサンプリング速度は、分波前のサンプリング速度に対して１／ｍ倍（↓ｍ）で間引かれるため、これらの演算は、ｍ＝８で時分割処理してもよい。この場合、ｎ番目のＲＸ補償部１６−ｎで必要となる乗算器の数は４個、加算器の数は２個でよく、乗算器および加算器の必要数を１／ｍ倍に削減できる。

さらに回路規模を減らしたい場合は、群遅延偏差を補償できなくなるが、次式（４），（５）に示す実数型係数Ｇ_R（ｍ，ｎ）で補償してもよい。

Ｒｅ［Ｓ’（ｍ，ｎ）］＝Ｒｅ［Ｓ（ｍ，ｎ）］＊Ｇ_R（ｍ，ｎ） …（４）

Ｉｍ［Ｓ’（ｍ，ｎ）］＝Ｉｍ［Ｓ（ｍ，ｎ）］＊Ｇ_R（ｍ，ｎ） …（５）

この場合、ＲＸＦ１３−ｎの周波数対振幅特性の補償だけ行われることになるが、前記時分割処理を施した上で、ｎ番目のＲＸ補償部１６−ｎで必要となる乗算器の数は２個、加算器は０個でよい。

つぎに、ＴＸＦ２１−ｎの周波数対振幅特性が理想ではなく、湾曲した場合で、かつ、ＴＸ補償部１８−ｎを動作させた場合の動作例について、図６を用いて説明する。図６は、中継衛星１０が、図５のＲＸ補償部１６−０で補償された信号Ｂ（実際は信号ｂ１’，ｂ２’，ｂ３’，ｂ４’，ｂ５’の５つのサブチャネルに分波）とＲＸ補償部１６−２で補償された信号Ｅ（実際は信号ｅ１’，ｅ２’，ｅ３’の３つのサブチャネルに分波）をビームエリア３００−１に送信する際のＴＸ補償部１８−１の処理を示している。

図６（ａ）に、ＴＸ補償部１８−１に入力される信号Ｂ（信号ｂ１’，ｂ２’，ｂ３’，ｂ４’，ｂ５’）と信号Ｅ（信号ｅ１’，ｅ２’，ｅ３’）を示す。

ＴＸ補償部１８−ｎは、後段のＴＸＦ２１−ｎ（送信アナログフィルタ）と逆の周波数特性を有する複素係数Ｗ_T（ｍ，ｎ）を有しており、この係数を用いて後段のＲＸＦ１３−ｎの周波数対振幅・群遅延特性の傾斜、リップルを打ち消す補償を各サブチャネルに対して行う。前述のように、ｍは分波・合波数を示し、ｎは各ポート番号であり、ｎ＝０，１，２のいずれかとなる。

図６（ｂ）に、後段のＴＸＦ２１−１の振幅特性の傾斜、リップルを打ち消すための振幅特性（＝逆振幅特性）を実線で、後段のＴＸＦ２１−１の群遅延偏差を示す打ち消すための群遅延特性（＝逆群遅延特性）を点線で示す。

また、図６（ｂ）に、ＴＸ補償部１８−１で補償後の各分波信号を示す。図６（ｂ）から明らかなように、ＴＸ補償部１８−１は、予め後段のＴＸＦ２１−１の周波数特性を打ち消すように外側の分波信号の振幅を増幅し、群遅延も打ち消すように位相を制御する。

以降、ＴＸ補償部１８−ｎの具体的な演算内容について説明する。ＴＸ補償部１８−ｎに入力されるベースバンド信号をＳ’（ｍ，ｎ）、ＴＸ補償部１８−ｎで補償されたベースバンド信号をＳ”（ｍ，ｎ）とすると、ＴＸ補償部１８−ｎは、複素係数Ｗ_T（ｍ，ｎ）を用いて次式（６）に示す複素乗算を行う。

Ｓ”（ｍ，ｎ）＝Ｓ’（ｍ，ｎ）＊Ｗ_T（ｍ，ｎ） …（６）

複素乗算は、具体的には、次式（７），（８）で示すように、４つの乗算と２つの加算で実現することができる。前述のように、Ｒｅ［＊］は＊の実数部分、Ｉｍ［＊］は＊の虚数部分である。

Ｒｅ［Ｓ”（ｍ，ｎ）］
＝Ｒｅ［Ｓ’（ｍ，ｎ）］＊Ｒｅ［Ｗ_T（ｍ，ｎ）］
−Ｉｍ［Ｓ’（ｍ，ｎ）］＊Ｉｍ［Ｗ_T（ｍ，ｎ）］ …（７）

Ｉｍ［Ｓ”（ｍ，ｎ）］
＝Ｒｅ［Ｓ’（ｍ，ｎ）］＊Ｉｍ［Ｗ_T（ｍ，ｎ）］
＋Ｉｍ［Ｓ’（ｍ，ｎ）］＊Ｒｅ［Ｗ_T（ｍ，ｎ）］ …（８）

ここで、分波後のデータのサンプリング速度は、分波前のサンプリング速度に対して１／ｍ倍（↓ｍ）で間引かれるため、ＲＸ補償部１６−ｎと同様、これらの演算は、ｍ＝８で時分割処理してもよい。この場合、ｎ番目のＴＸ補償部１８−ｎで必要となる乗算器の数は４個、加算器の数は２個でよく、乗算器および加算器の必要数を１／ｍ倍に削減できる。

さらに回路規模を減らしたい場合は、群遅延偏差を補償できなくなるが、次式（９），（１０）に示す実数型係数Ｇ_T（ｍ，ｎ）で補償してもよい。

Ｒｅ［Ｓ’（ｍ，ｎ）］＝Ｒｅ［Ｓ（ｍ，ｎ）］＊Ｇ_T（ｍ，ｎ） …（９）

Ｉｍ［Ｓ’（ｍ，ｎ）］＝Ｉｍ［Ｓ（ｍ，ｎ）］＊Ｇ_T（ｍ，ｎ） …（１０）

この場合、ＴＸＦ２１−ｎの周波数対振幅特性の補償だけ行われることになるが、前記時分割処理を施した上で、ｎ番目のＴＸ補償部１８−ｎで必要となる乗算器の数は２個、加算器は０個でよい。

なお、これらのＲＸ補償側、ＴＸ補償側の各係数（Ｗ_R（ｍ，ｎ），Ｗ_T（ｍ，ｎ）、またはＧ_R（ｍ，ｎ），Ｇ_T（ｍ，ｎ））は、中継衛星１０内部で記憶してもよいし、一般にアナログフィルタの特性は経年や温度によって変化するため、書換え可能としてもよい。

例えば、中継衛星１０の打ち上げ前に、温度ごとに最適な係数系列を求め、中継衛星１０において図示しないＲＯＭテーブル等のメモリ（記憶手段）に記憶させ、打上げ後、温度情報を元にメモリから最適な係数系列を選択して読み出し、各係数（Ｗ_R（ｍ，ｎ），Ｗ_T（ｍ，ｎ）、またはＧ_R（ｍ，ｎ），Ｇ_T（ｍ，ｎ））を更新してもよい。

あるいは、これら各係数（Ｗ_R（ｍ，ｎ），Ｗ_T（ｍ，ｎ）、またはＧ_R（ｍ，ｎ），Ｇ_T（ｍ，ｎ））を、地上の制御局２００から中継衛星１０に別の無線周波数回線経由で送信することで、中継衛星１０打ち上げ後も地上から係数Ｗ（ｍ，ｎ）またはＧ（ｍ，ｎ）を書き換えられる構成としてもよい。

中継衛星１０では、ＴＸ補償部１８−１の補償後、合波部１９−１が、ＴＸ補償部１８−１から出力された各分波信号を合波し、図６（ｃ）に示す信号Ｂ”と信号Ｅ”を出力する。図６（ｃ）に示すように、後段のＴＸＦ２１−ｎで打ち消されるように、意図的に振幅傾斜、群遅延偏差が付加された信号となっている。中継衛星１０では、合波部１９−１による合波後の信号を、Ｄ／Ａ変換器２０−１を介して、ＴＸＦ２１−１へ入力する。図６（ｄ）において、実線はＴＸＦ２１−１の周波数対振幅特性を示し、点線はＴＸＦ２１−１の周波数対群遅延特性を示している。

このように、ＴＸＦ２１−１から出力される信号Ｂ”および信号Ｅ”は、前段のＴＸ補償部１８−１で意図的に付加された振幅傾斜、群遅延偏差が、ＴＸＦ２１−１の周波数対振幅・群遅延偏差特性で打ち消されることになる。中継衛星１０は、図６（ｄ）に示すように、振幅特性および群遅延偏差特性が帯域幅Ｆｃステップで平坦化した上で、信号Ｂ”および信号Ｅ”をアンテナ２３−１から出力する。

ＲＸ補償およびＴＸ補償を行わない場合の出力信号スペクトラム（図４（ｄ））と比較して明らかなように、ＲＸ補償およびＴＸ補償を行うことによって、中継衛星１０内部で発生する信号Ｂ、信号Ｅの信号歪を大幅に改善できることが判る。

なお、各アナログフィルタの周波数特性が湾曲した場合について説明したが、これに限定するものではない。例えば、振幅特性、群遅延特性がリップル（凸凹）した場合についても、同様に補償することができる。

また、本実施の形態では、ビームエリア１００−０とビームエリア１００−２からの各アップリンク信号Ａ，Ｂ，Ｅ，Ｄの内、ビームエリア３００−１に中継する信号Ｂ，Ｅに対する一連の処理について説明したが、一例であり、これに限定するものではない。中継衛星１０では、同様に、ビームエリア１００−１から受信した信号ＣをＲＸ補償部１６−１で補償し、ビームエリア３００−０へ送信する信号ＣをＴＸ補償部１８−０で逆補償、また、ビームエリア３００−２へ送信する信号Ｄ，ＣをＴＸ補償部１８−２で逆補償して中継する。

これにより、中継衛星１０では、例えＲＸＦ１３−ｎ、ＴＸＦ２１−ｎの周波数対振幅・群遅延特性が平坦ではなく、傾斜していた、またはリップル（凸凹）していた場合でも、信号歪が少ない信号を中継することができる。

なお、本実施の形態では、分波・合波数ｍ＝８として説明したが、ｍ＝８に限らず、２以上であれば幾つであってもよい。特に、分波・合波数ｍを上げていくと、分波部１５−ｎ、合波部１９−ｎの回路規模は増加するが、反面、周波数分解能を決定する分波後の信号帯域Ｆｃが小さくなるため、信号歪を周波数方向にきめ細かく補償することができる。

また、ポート数を３個（ｎ＝０，１，２）の場合について説明したが、これに限定するものではなく、１個以上であれば何個でもよい。

また、中継衛星１０の構成として、アナログフィルタが受信側と送信側それぞれ１個（ＲＸＦ１３−ｎ、ＴＸＦ２１−ｎ）の場合について説明したが、アナログフィルタは送受信側でそれぞれ１個である必要はなく、複数で構成されてもよい。この場合、複数のアナログフィルタを総合した周波数特性等を補償するように、ＲＸ補償およびＴＸ補償の各係数を設定すればよい。

以上説明したように、本実施の形態によれば、中継装置は、受信側（分波装置）および送信側（合波装置）において、アナログフィルタの特性をデジタル補償することとした。これにより、回路規模を大きく増加させることなく、僅かな回路追加によって、受信側アナログフィルタの振幅傾斜、リップル、群遅延偏差、および、送信側アナログフィルタの振幅傾斜、リップル、群遅延偏差を、その傾斜が一部強くても平坦に補償することができる。

また、本デジタル補償機能を実装することで、受信アナログフィルタ、送信アナログフィルタの要求仕様を緩和することができるため、受信アナログフィルタ、送信アナログフィルタの回路規模・調整箇所の削減を実現することができる。これは、中継装置の受信アナログフィルタ、送信アナログフィルタの開発コスト、調整工数削減に結びつくため、中継装置の低コスト化につながるといえる。

なお、本実施の形態では、中継装置のアナログフィルタの誤差を補償する内容で説明したが、必ずしも中継装置だけでなく、地上の受信局、送信局にも同様に適用することができる。例えば、地上の受信局に適用する場合、受信局では、ＲＸ補償部１６−ｎで上記と同様にして補償されたサブチャネル信号の中から、復調に必要なサブチャネルだけスイッチマトリックス１７で選択して集め、合波部１９−ｎで合波することで、ＲＸＦ１３−ｎで生じた誤差が補償された受信信号を得ることができる。これにより、地上の受信局は、この補償された信号を復調することで良好な受信特性（ビット誤り率特性）を得ることができる。

同様に、地上の送信局に適用する場合、送信局では、変調対象の信号を一旦、分波部１５−ｎでサブチャネル単位に分波後、上記と同様、ＴＸ補償１８−ｎで後段のＴＸＦ２１−ｎで生じるアナログ誤差を打ち消す補償を与えてから、合波部１９−ｎで合波することで、ＴＸＦ２１−ｎで生じた誤差が補償された送信信号を出力することができる。これにより、送信相手側の受信局は、この補償された信号を復調することで良好な受信特性（ビット誤り率特性）を得ることができる。

実施の形態２．
実施の形態１では、一連の処理により分波後の信号帯域Ｆｃを十分小さくすれば（ｍを十分大きくすれば）、アナログフィルタ特性の良好な補償を実現できる。しかしながら、分波・合波数ｍを増加させると回路規模も増加し、消費電力、コストの増加につながる。

図５（ｇ）、図５（ｈ）に示すＲＸ補償された信号、図６（ｄ）に示すＴＸ補償された信号は、ｍ＝８と小さいため回路規模は小さく抑えられるが、ｍを小さくすると周波数分解能が粗くなるため、各図に示されるように信号帯域が完全に平滑化されているとは言えず、若干振幅特性、群遅延特性にバラつき（凸凹）が残留する。

特に、通過帯域の端で発生する傾きの大きい振幅偏差、群遅延偏差は、ｍが小さい（周波数分解能が粗い）と、信号帯域内で残留する振幅特性、群遅延特性もバラつき（凸凹）も大きくなり、中継性能の劣化につながる。

そこで、本実施の形態では、例えば、分波・合波数ｍは８のままとし、実施の形態１と同様にＲＸ補償まで実施後、さらに細かい周波数分解能で補償すべきサブチャネルのみ、新たに追加した分波部でｋ分波後に補償する。実施の形態１と異なる部分について説明する。

まず、受信側（分波装置）の構成について説明する。図７は、本実施の形態の中継衛星の受信側補償（ＲＸ補償）部の構成例を示す図である。分波部１５−０からスイッチマトリックス１７の間の構成を示している。中継衛星１０は、ＲＸ補償部１６−０に替えて、受信側補償（ＲＸ補償）部３１−０と、分波部３２−０，３２−１と、受信側補償（ＲＸ補償）部３３−０，３３−１と、合波部３４−０，３４−１と、遅延部３５と、を備える。分波部・合波部を多段構成した場合の受信側アナログ補償部の構成を示す。なお、分波部１５−１，１５−２とスイッチマトリックス１７の間も同様の構成とする。

ＲＸ補償部３１−０は、実施の形態１と同様のＲＸ補償を行い、周波数分解能Ｆｃが粗いためアナログ補償が十分ではないサブチャネルの信号を後段の分波部３２−０，３２−１へ出力する。分波部３２−０，３２−１は、入力したサブチャネルの信号をｋ分波する。ＲＸ補償部３３−０，３３−１は、それぞれ、分波部３２−０，３２−１から入力したサブチャネルの信号について、実施の形態１と同様のＲＸ補償を行う。合波部３４−０，３４−１は、それぞれ、ＲＸ補償部３３−０，３３−１でＲＸ補償後のサブチャネルの信号を合波する。遅延部３５は、分波部３２−０，３２−１、ＲＸ補償部３３−０，３３−１、合波部３４−０，３４−１を経由しないサブチャネルの信号を遅延させる。

図７から明らかなように、初段の分波部１５−０の分波数はｍ＝８、次の段の分波部３２−０，３２−１の分波数はｋ＝４であり、さらに細かい周波数分解能で補償すべきサブチャネル数が２の場合の構成を示している。

中継衛星１０では、例えば、ＲＸ補償部３１−０から出力される８つのサブチャネルのうち、２つのサブチャネルのアナログ補償が、周波数分解能Ｆｃが粗いことで十分ではない場合、これらの２つのサブチャネルの信号を、さらに分波部３２−０，３２−１へ出力する。分波部３２−０，３２−１は、入力したサブチャネルの信号をそれぞれ４分波し、ＲＸ補償部３３−０，３３−１は、分波されたそれぞれの波（信号）に対して振幅・群遅延の補償を行い、合波部３４−０，３４−１は、これら振幅・群遅延補償後の信号を合波する。なお、遅延部３５は、さらに細かい周波数分解能で補償する必要がない６つのサブキャリアについて、さらに細かい周波数分解能で補償された２つのサブキャリアとの間で時間差が発生しないように遅延させる。

中継衛星１０では、この一連の処理により、周波数分解能Ｆｃより細かい周波数分解能で補償すべき２つのサブチャネルについて、Ｆｃ／４の周波数分解能で補償することができる。

すなわち、中継衛星１０では、周波数分解能に相当する信号帯域幅Ｆｃでは分解能が不十分となる一部の帯域のみ、さらに信号帯域幅Ｆｃ／ｋの分解能で補償することにより、単に分波・合波数ｍを上げて周波数分解能を向上させる場合と比較して、分波部・合波部の回路規模、スイッチ部の回路規模の増加を抑えることができる。

例えば、図７と同様の分解能（Ｆｃ／４）を、分波・合波数ｍを上げて対処すると、ｍは８から３２に増やす必要がある。この場合、分波部１５−０〜１５−２、合波部１９−０〜１９−２、スイッチマトリックス１７の各回路規模は、ｍ＝８の場合と比較して４倍以上に増加する。

一方、図７に示す構成のように、分波部・合波部を多段構成する場合、追加される回路規模は、２式の４分波（分波部３２−０，３２−１）、ＲＸ補償（ＲＸ補償部３３−０，３３−１）、４合波（合波部３４−０，３４−１）程度である。スイッチマトリックス１７とのインタフェース信号数は増えないため、スイッチマトリックス１７の回路規模は増えない。このように、図７に示す構成とすることで、回路増加量は図１に示す基本構成の２倍以下と見積もることができ、単に分波・合波数ｍを上げて対処する場合と比較して、回路規模の増加を１／２倍以下に抑えることができる。

なお、図７では、ＲＸ補償部３１−０の出力である２つのサブチャネルが、分波部３２−０，３２−１に固定的に接続される構成となっているが、ＲＸ補償部３１−０と分波部３２−０，３２−１の間にスイッチを追加で設け、ＲＸ補償部３１−０から出力される８つのサブチャネルから任意に２つのサブチャネルを選択し、分波部３２−０，３２−１に供給してもよい。周波数分解能Ｆｃ／４で補償された２つのサブチャネルは、他のサブチャネルと合わせて、後段のスイッチマトリックス１７でスイッチングされる。この場合、周波数分解能Ｆｃ／４でアナログ補償する帯域を自由に選べることができるので、中継衛星１０では、信号受信時における様々なケースに対応することができる。

なお、図７では、ｍ＝８、ｋ＝４、さらに細かい周波数分解能で補償すべきサブチャネル数が２の場合について説明したが、一例であり、それぞれ、これらの数に限定するものではない。

また、実施の形態１のＲＸ補償部１６−０から構成を置き換える場合について説明したが、例えば、本実施の形態の受信側補償（ＲＸ補償）部３１−０と実施の形態１のＲＸ補償部１６−０は同じ性能のものでも異なる性能のものでもよい。同じ性能の場合には、実施の形態１の構成に、分波部３２−０，３２−１、受信側補償（ＲＸ補償）部３３−０，３３−１、合波部３４−０，３４−１、遅延部３５、を追加する構成としてもよい。

つぎに、送信側（合波装置）の構成について説明する。中継衛星１０では、受信側と同様、分波・合波数ｍは８のままとし、ＴＸ補償前に、予め一部のサブチャネルだけさらに細かい周波数分解能で逆補償することができる。

図８は、本実施の形態の中継衛星の送信側補償（ＴＸ補償）部の構成例を示す図である。スイッチマトリックス１７から合波部１９−０の間の構成を示している。中継衛星１０は、ＴＸ補償部１８−０に替えて、分波部４１−０，４１−１と、送信側補償（ＴＸ補償）部４２−０，４２−１と、合波部４３−０，４３−１と、遅延部４４と、送信側補償（ＴＸ補償）部４５−０と、を備える。分波部・合波部を多段構成した場合の送信側アナログ補償部の構成を示す。なお、スイッチマトリックス１７と合波部１９−１，１９−２の間も同様の構成とする。

分波部４１−０，４１−１は、入力したサブチャネルの信号をｋ分波する。ＴＸ補償部４２−０，４２−１は、それぞれ、分波部４１−０，４１−１から入力したサブチャネルの信号について、実施の形態１と同様のＴＸ補償を行う。合波部４３−０，４３−１は、それぞれ、ＴＸ補償部４２−０，４２−１でＴＸ補償後のサブチャネルの信号を合波する。遅延部４４は、分波部４１−０，４１−１、ＴＸ補償部４２−０，４２−１、合波部４３−０，４３−１を経由しないサブチャネルの信号を遅延させる。ＴＸ補償部４５−０は、実施の形態１と同様のＴＸ補償を行う。

図８から明らかなように、後段の合波部１９−０の合波数はｍ＝８、前段の分波部４１−０，４１−１の分波数はｋ＝４であり、さらに細かい周波数分解能で逆補償すべきサブチャネル数が２の場合の構成を示している。

中継衛星１０では、例えば、ＴＸ補償部４５−０で逆補償される８つのサブチャネルのうち、２つのサブチャネルのアナログ補償が、周波数分解能Ｆｃが粗いことで十分ではない場合、これらの２つのサブチャネル信号を、事前に分波部４１−０，４１−１へ出力する。分波部４１−０，４１−１は、入力したサブチャネルの信号をそれぞれ４分波し、ＴＸ補償部４２−０，４２−１は、分波されたそれぞれの波（信号）に対して振幅・群遅延の逆補償を行い、合波部４３−０，４３−１は、これら振幅・群遅延逆補償後の信号を合波する。なお、遅延部４４は、さらに細かい周波数分解能で逆補償する必要がない６つのサブキャリアについて、さらに細かい周波数分解能で逆補償された２つのサブキャリアとの間で時間差が発生しないように遅延させる。

中継衛星１０では、この一連の処理により、周波数分解能Ｆｃより細かい周波数分解能で補償すべき２つのサブチャネルについて、Ｆｃ／４の周波数分解能で逆補償することができる。

この場合、図７に示した受信側と同様、単に分波・合波数ｍを上げて対処する場合と比較して、回路規模の増加を１／２倍以下に抑えることができる。

なお、図８では、ＴＸ補償部４５−０に入力する２つのサブチャネルが、合波部４３−０，４３−１に固定的に接続される構成となっているが、スイッチマトリックス１７で、Ｆｃ／４の分解能で逆補償したいサブチャネルを分波部４１−０，４１−１に入力し、合波部４３−０，４３−１とＴＸ補償部４５−０の間にスイッチを追加で設け、ＴＸ補償部４５−０に入力される前の８つのサブチャネルを任意に並び換えてから、ＴＸ補償部４５−０で逆補償してもよい。周波数分解能Ｆｃ／４でアナログ逆補償する帯域を自由に選べることができるので、中継衛星１０では、信号送信時における様々なケースに対応することができる。

なお、図８では、ｍ＝８、ｋ＝４、さらに細かい周波数分解能で補償すべきサブチャネル数が２の場合について説明したが、一例であり、それぞれ、これらの数に限定するものではない。

また、実施の形態１のＴＸ補償部１８−０から構成を置き換える場合について説明したが、例えば、本実施の形態の送信側補償（ＴＸ補償）部４５−０と実施の形態１のＴＸ補償部１８−０は同じ性能のものでも異なる性能のものでもよい。同じ性能の場合には、実施の形態１の構成に、分波部４１−０，４１−１、送信側補償（ＴＸ補償）部４２−０，４２−１、合波部４３−０，４３−１、遅延部４４、を追加する構成としてもよい。

また、受信側（分波装置）と送信側（合波装置）について、細かく周波数分解する対象のサブチャネルの数（２つ）およびそのサブチャネルをさらに細かく周波数分解する数（４つ）が同数として説明したが、一例であり、受信側（分波装置）と送信側（合波装置）で異なっていてもよい。なお、受信側（分波装置）において、実施の形態１のＲＸ補償部１６−０をＲＸ補償部３１−０〜遅延部３５の構成に置き換えていたが、ＲＸ補償部３１−０〜遅延部３５の動作を１つのＲＸ補償部として行うようにしてもよい。同様に、送信側（合波装置）において、実施の形態１のＴＸ補償部１８−０を分波部４１−０，４１−１〜ＴＸ補償部４５−０の構成に置き換えていたが、分波部４１−０，４１−１〜ＴＸ補償部４５−０の動作を１つのＴＸ補償部として行うようにしてもよい。

以上説明したように、本実施の形態によれば、ｍ個に分波されたサブチャネルの信号のうち、さらに細かい周波数分解能で補償すべきサブチャネルのみ、新たに追加した分波部でｋ分波後に補償することとした。これにより、回路規模の増加を抑えつつ、全体として、さらに細かい周波数分解能で補償することができる。

実施の形態３．
実施の形態１では、ＲＸＦ１３−ｎが、乗算後の信号からベースバンド信号を抽出し、Ａ／Ｄ変換器１４−ｎが、ＲＸＦ１３−ｎで抽出したベースバンド信号をサンプリングする場合について説明した。

本実施の形態では、ＲＸＦ１３−ｎが、乗算後の信号のから中間周波数（ＩＦ）信号を抽出し、Ａ／Ｄ変換器１４−ｎが、ＲＸＦ１３−ｎで抽出した中間周波数（ＩＦ）信号をサンプリングする場合について説明する。この場合、分波部１５−ｎが、サンプリングしたＩＦ信号をデジタル直交検波してベースバンド信号に変換後、分波処理を行えばよい。

図９は、本実施の形態の中継衛星の分波部１５−ｎの構成例を示す図である。分波部１５−ｎは、デジタル直交検波部５１と、ローパスフィルタ５２と、ダウンサンプラ５３と、デジタル分波部５４と、を備える。

デジタル直交検波部５１は、受信ＩＦ信号に対して同じ周波数のデジタル複素ローカル信号を乗算する。ローパスフィルタ５２は、ベースバンド成分を抽出し、高調波成分を除去する。ダウンサンプラ５３は、ローパスフィルタ５２から出力されたベースバンド信号のサンプリング速度を１／２に間引いた上で、メイン機能であるデジタル分波部５４へ出力する。デジタル分波部５４は、ダウンサンプラ５３から入力したデジタル信号をｍ個の信号に分波する。

同様に、実施の形態１では、合波部１９−ｎから出力された合波信号は、Ｄ／Ａ変換器２０−ｎでアナログベースバンド信号に変換後、ＴＸＦ２１−０を介して，アップコンバータ２２−ｎでベースバンド帯から無線周波数帯に変換する場合について説明した。

本実施の形態では、合波部１９−ｎが、合波した信号を中間周波数（ＩＦ）データにデジタル直交変調し、Ｄ／Ａ変換器２０−ｎが、アナログＩＦ信号に変換後、ＴＸＦ２１−０を介して、アップコンバータ２２−０が、アナログＩＦ信号から無線周波数帯に変換する場合について説明する。

図１０は、本実施の形態の合波部１９−ｎの構成例を示す図である。合波部１９−ｎは、デジタル合波部６１と、アップサンプラ６２と、ローパスフィルタ６３と、直交変調部６４と、を備える。

デジタル合波部６１は、各入力ベースバンド信号を１つの波（信号）に合波する。アップサンプラ６２は、合波後のベースバンドデータ系列にゼロを挿入することで、サンプリング速度を２倍に上げる。ローパスフィルタ６３は、ゼロ挿入でサンプリング速度が２倍に上げられたことで発生する高調波を除去し、ベースバンド成分を抽出する。直交変調部６４は、ローパスフィルタ６３から入力したベースバンドデータを、ＩＦデータに変換する。

以上説明したように、本実施の形態によれば、中継衛星内で中継処理の対象とする信号をＩＦ信号にすることとした。このように、デジタル部とアナログ部のインタフェースをＩＦ信号とすることで、Ａ／Ｄ変換器１４−ｎ、Ｄ／Ａ変換器２０−ｎの所要サンプリング速度は上がるが、直交検波、直交変調をデジタルで行うため、アナログ直交検波、アナログ直交変調で発生するＩ，Ｑ振幅誤差、直交誤差を無くすことができる。また、所要のＡ／Ｄ変換器、Ｄ／Ａ変換器、ＲＸＦ、ＴＸＦの数を、それぞれ２個から１個に削減することができる。

実施の形態４．
本実施の形態では、中継衛星１０のアナログフィルタ特性（ＲＸＦ，ＴＸＦ）の補償の他、地上局の送信フィルタ、受信フィルタの特性を補償する。

図１１は、本実施の形態の中継装置を備えた衛星通信システムの構成例を示す図である。中継衛星１０の構成は、実施の形態１と同様である。受信側において、ビームエリア１００−０内に送信局４００、ビームエリア１００−０内に送信局４００があり、送信側において、ビームエリア３００−１内に受信局５００、ビームエリア３００−２内に受信局５０１がある。

ここでは、一例として、ビームエリア１００−０内の送信局４００が図２（ａ）に示す信号Ｂを送信し、中継衛星１０が信号Ｂを中継して、ビームエリア３００−１内に位置する受信局５００が図２（ｂ）に示す信号Ｂを受信する過程において、中継衛星１０が、自身が備えるアナログフィルタ特性（ＲＸＦ，ＴＸＦ）の補償とともに、送信局４００の送信側アナログフィルタの特性の補償、および受信局５００の受信側アナログフィルタの特性の補償を行う処理について説明する。

まず、中継衛星１０を介した通信を開始する前に、予め送信局４００の送信側アナログフィルタの特性と受信局５００の受信側アナログフィルタの特性を求めておく。

この内、送信局４００の送信側アナログフィルタ特性については、中継衛星１０のＲＸ補償部１６−ｎが、実施の形態１で示したＲＸＦ１３−ｎのフィルタを補償する原理・要領で、同様に補償することができる。また、受信局５００の受信側アナログフィルタ特性については、中継衛星１０のＴＸ補償部１８−ｎが、実施の形態１で示したＴＸＦ２１−ｎのフィルタを補償する原理・要領で、同様に補償することができる。

そのため、送信局４００は、送信局４００の送信側アナログフィルタ特性をＲＸ補償部１６−ｎで補償するための係数Ｗ_A（ｉ）を求めておく。同様に、受信局５００は、受信局５００の受信側アナログフィルタ特性をＴＸ補償部２１−ｎで補償するための係数Ｗ_B（ｉ）を求めておく。

ここで、係数データ数ｉは、通信信号の帯域幅で決定される。例えば、信号Ｂの場合、図２（ａ）に示すように帯域幅は５Ｆｃとなるため、係数データの数はｉ＝５となる。

つぎに、制御局２００は、信号Ｂの通信を開始する前に、送信局４００から係数Ｗ_A（ｉ）を別の無線回線または有線回線で受信する。同様に、制御局２００は、信号Ｂの通信を開始する前に、受信局５００から係数Ｗ_B（ｉ）を別の無線回線または有線回線で受信する。

そして、制御局２００は、信号Ｂの通信要求に応じて、中継衛星１０のスイッチマトリックス１７の接続制御を行うとともに、係数Ｗ_A（ｉ）を中継衛星１０のＲＸ補償部１６−０に、係数Ｗ_B（ｉ）を中継衛星１０のＴＸ補償部１８−１に設定する。制御局２００から中継衛星１０への設定は、いずれも別の無線回線を用いて行う。

具体的に、制御局２００は、サブチャネル番号をｊ（∈｛１，２，３，…，８｝）とすると、ＲＸＦ１３−０のフィルタ補償用の係数Ｗ_R（ｊ，０）と、同じサブチャネル番号に相当する係数Ｗ_A（ｊ）を複素乗算した結果を、中継衛星１０のＲＸ補償部１６−０に設定する。これにより、ＲＸ補償部１６−０は、ＲＸＦ１３−０のフィルタ特性とともに、送信局４００の送信側アナログフィルタ特性の両方を同時に補償することができる。

同様に、制御局２００は、サブチャネル番号をｊ（∈｛１，２，３，…，８｝）とすると、ＴＸＦ２１−１のフィルタ補償用の係数Ｗ_T（ｊ，１）と、同じサブチャネル番号に相当する係数Ｗ_B（ｊ）を複素乗算した結果を、中継衛星１０のＴＸ補償部１８−１に設定する。これにより、ＴＸ補償部１８−１は、ＴＸＦ２１−１のフィルタ特性とともに、受信局５００の受信側アナログフィルタ特性の両方を同時に補償することができる。

以上の設定が完了すると、送信局４００は信号Ｂを送信し、中継衛星１０は信号Ｂを中継し、受信局５００は信号Ｂを受信する。この過程で、送信局４００のアナログフィルタと中継衛星１０のＲＸＦ１３−０の補償はＲＸ補償部１６−０で行われ、受信局５００のアナログフィルタの補償と中継衛星１０のＴＸＦ２１−１の補償はＴＸ補償部１８−１で行われる。

なお、送信局４００と受信局５００の間の通信が終了し、別の地上局間の通信（例えば、図１１に示す送信局４０１と受信局５０１との間の通信）に切り替わる場合も同様に対応することができる。送信局４０１および受信局５０１は、自局の係数を求めておき、制御局２００は、中継衛星１０の送信局４０１および受信局５０１の係数を、それぞれ中継衛星１０のＲＸ補償部１６−０、ＴＸ補償部１８−１に設定する。

このように、あらかじめ地上局のフィルタ特性を求めておき、中継衛星１０に設定することで、中継衛星１０を用いた衛星通信システムでは中継衛星１０のアナログフィルタ特性だけでなく、全ての地上局の送受信アナログフィルタ特性も、特別な回路を追加することなく補償することができる。

このように中継衛星１０で地上局のフィルタ特性を補償することにより、中継衛星１０を介して通信を行う地上の送信局および受信局の各アナログフィルタの要求仕様を緩和することができる。また、中継衛星１０だけでなく、地上の送信局および受信局のアナログフィルタの回路規模、調整箇所の削減を実現することができる。

以上説明したように、本実施の形態によれば、中継衛星において、地上の受信局、送信局の各アナログフィルタについても補償することとした。これにより、中継衛星だけではなく、地上の受信局、送信局の開発コスト、調整工数削減を実現することができる。

なお、制御局２００は、衛星通信システムに接続する地上局の全て（または一部）の送信フィルタ補償用の係数および受信フィルタ補償用の係数を、予めテーブル表で保持しておいてもよい。この場合、制御局２００は、各地上局を接続する毎に、各地上局からの係数情報を受信する手間が省けるため、回線接続時間を短縮することができる。

実施の形態５．
本実施の形態では、補償用の係数Ｗ_R（ｍ，ｎ）およびＷ_T（ｍ，ｎ）を中継衛星自ら求めて自動的に補償することで、アナログ補償および係数の更新を容易に実現する。

アナログフィルタの補償を行う際、運用システムの管理者等が手動で実施してもよいが補償に時間がかかる。また、一旦補償をしても、経年変化、温度変動により、時間、月、年単位で緩やかに振幅・位相ずれが再度生じる場合も考えられる。そのため、本実施の形態では、中継衛星１０内で補償用の係数Ｗ_R（ｍ，ｎ）およびＷ_T（ｍ，ｎ）を自動的に求め、求めた値を用いて振幅・位相ずれを自動補償する。

なお、本実施の形態で実施する補償は、中継衛星１０内部で補正用の無変調（ＣＷ）波を生成して行うため、該当のポートへの中継信号入出力を停止し、スタンバイ状態にした上で実施する。

一般に、中継衛星１０は、実際の運用に必要なポート数だけを確保することはなく、故障に備えて予備のポートも複数備えている。したがって、中継衛星１０では、各ポートを順次スタンバイ状態にして補償する際は、以下の手順（１）〜（６）で実施することで、一旦信号中継が中断されてしまう事態を回避することができる。

手順（１） 中継衛星１０は、予備系のポートを立ち上げ、予備系のポートにも補償対象のポートと同じ中継信号を流す。

手順（２） 中継衛星１０は、予備系のポートと補償対象のポートの両方に同じ信号が流れ始めたら、デジタル内部（例えば、スイッチマトリクス１７）で、あるタイミングで予備系のポートのデータを中継し、同時に補償対象のポートのデータ中継を停止する。このデジタル的な切り替えにより、信号断線が発生することなく、補償対象のポートから予備系のポートに移って信号が中継されることになる。

手順（３） 中継衛星１０は、後述する方法に基づいて、補償対象ポートの送信アナログフィルタ（ＴＸＦ２１−ｎ）の自動補償を実施する。

手順（４） 中継衛星１０は、同様に、後述する方法に基づいて、補償対象ポートの受信アナログフィルタ（ＲＸＦ１３−ｎ）の自動補償を実施する。

手順（５） 中継衛星１０は、送受のアナログフィルタの補償後、予備系のポートだけでなく、補償済みのポートにも同じ中継信号を流す。ただし、デジタル内部（例えば、スイッチマトリクス１７）で補償済みポートのデータを未出力とすることで、２つの信号が合成されないように制御する。

手順（６） 中継衛星１０は、補償対象のポートと予備系のポートの両方に同じ信号が流れ始めたら、デジタル内部（例えば、スイッチマトリクス１７）で、あるタイミングで補償済みポートのデータを出力し、予備系のポートのデータを停止する。このデジタル的な切り替えにより、信号断線が発生することなく、予備系のポートから補償済みのポートに移って信号が中継されることになる。

中継衛星１０では、上記手順に則って各ポートの送受アナログフィルタの補償を順次自動で実施していくことで、中継する信号が途切れることを回避することができる。なお、上記の例では、一旦補償対象のポートから予備系ポートに中継信号を移して補償後に戻すという手順としたが、予備系ポートの補償については、既に信号が中継されていないため、上記手順は関係なくいつでも補償を行うことができる。

また、運用システム側で、中継する信号を別の周波数帯に割り当てる、または停止させ、補償対象のポートが扱う信号帯域に信号を無くしてから予備系のポートに切り替え、再度信号を中継させていく方法もある。この場合、中継する信号を一旦止めるため運用制約は生じるが、中継の切り替え手順は簡単化できる。なお、主系のポートの一部が故障し、常に予備系のポートも動作させる必要がある場合には、中継する信号を一旦止めてから自動補償を実施していくこととする。

以降、上記手順（３），（４）で実施するアナログフィルタ補償の詳細について説明する。まず、送信アナログフィルタ（ＴＸＦ２１−ｎ）の特性を自動補償する方法について説明する。

図１２は、本実施の形態のＴＸＦ２１−０の特性を自動補償する中継衛星１０の構成例を示す図である。実施の形態１の構成に加えて、補正用データ生成部７１−０と、アナログスイッチ７２−０，７３−０と、振幅・位相差検出部７４−０と、を備える。図１２中に示す信号スペクトラム７５は、補正用データ生成部７１−０から出力された無変調データが、合波部１９−０で合波、Ｄ／Ａ変換器２０−０でＤ／Ａ変換された後の信号スペクトラムの一例を示している。

補正用データ生成部７１−０は、補正用ベースバンド無変調信号を生成する。アナログスイッチ７２−０は、ＴＸＦ２１−０からの信号の出力先を切り替える。アナログスイッチ７３−０は、Ａ／Ｄ変換器１４−０への信号の入力元を切り替える。振幅・位相差検出部７４−０は、ＴＸＦ補償用の係数を求める。

中継衛星１０では、自動補償時、アナログスイッチ７２−０は、ＴＸＦ２１−０の出力をアップコンバータ２２−０ではなく、アナログスイッチ７３−０の入力に接続する。アナログスイッチ７３−０は、ＲＸＦ１３−０ではなく、ＴＸＦ２１−０の出力を選択する。このように各アナログスイッチ７２−０，７３−０の設定を行った上で、補正用データ生成部７１−０は、ｍ個の補正用ベースバンド無変調信号Ｃ_bを生成する。

ベースバンド無変調信号Ｃ_bを式（１１）に示す。ここで、ｍは分波・合波数、Ｆｃはサブチャネル帯域幅、ｂは周波数番号（∈｛１，２，…，ｍ｝）、Ａは振幅、θ_bは初期位相を示す。初期位相θ_bは、マルチキャリア信号のピーク電力を下げるようにランダマイズさせてもよい。

Ｃ_b＝Ａexp（ｊθ_b） …(１１)

合波部１９−０は、これらｍ個のベースバンド無変調信号を合波後、場合によってはベースバンド帯から中間周波数ｆｍに変換し、例えば、図１３に示すマルチキャリア信号に変換する。図１３は，中間周波数ｆｍ、ｍ＝８におけるマルチキャリア信号に変換された各補正用無変調信号の周波数配置例を示す図である。周波数ｆｍ−３．５Ｆｃから周波数ｆｍ＋３．５Ｆｃの間で、帯域幅Ｆｃで８つの補正用無変調信号が配置されている状態を示すものである。中継衛星１０では、このマルチキャリア信号を、アナログスイッチ７２−０，７３−０の設定により、Ｄ／Ａ変換器２０−０でアナログ信号に変換後、ＴＸＦ２１−０を介して、Ａ／Ｄ変換器１４−０に入力する。

Ａ／Ｄ変換器１４−０が、入力したマルチキャリア信号をサンプリングし、分波部１５−０が、サンプリング後の信号をｍ個の受信ベースバンド無変調信号に分波する。なお、中間周波数ｆ_mで分波部１５−０に入力される場合、分波部１５−０は、ベースバンド帯に周波数変換してから分波を行う。

ｂ番目の受信ベースバンド無変調信号Ｒ_bを式（１２）に示す。ここで、ｂは周波数番号（∈｛１，２，…，ｍ｝）、ΔＡ_bはｂ番目の受信ベースバンド無変調信号の振幅、Δθ_bはｂ番目の受信ベースバンド無変調信号の位相である。

Ｒ_b＝ΔＡ_bexp（ｊΔθ_b） …(１２)

振幅・位相差検出部７４−０は、ベースバンド無変調信号Ｃ_bを記憶しており、次式（１３）で示すとおり、ベースバンド無変調信号Ｃ_bを受信ベースバンド無変調信号Ｒ_bで除算することでＴＸＦ補償用の係数Ｗ_T（ｍ，０）を求める。

Ｗ_T（ｍ，０）
＝Ｃ_b／Ｒ_b
＝（Ｒｅ［Ｃ_b］＋ｊＩｍ［Ｃ_b］）／（Ｒｅ［Ｒ_b］＋ｊＩｍ［Ｒ_b］）
＝（Ｒｅ［Ｃ_b］＊Ｒｅ［Ｒ_b］＋Ｉｍ［Ｃ_b］＊Ｉｍ［Ｒ_b］）
／（Ｒｅ［Ｒ_b］²＋Ｉｍ［Ｒ_b］²）
＋ｊ（Ｉｍ［Ｃ_b］＊Ｒｅ［Ｒ_b］−Ｒｅ［Ｃ_b］＊Ｉｍ［Ｒ_b］）
／（Ｒｅ［Ｒ_b］²＋Ｉｍ［Ｒ_b］²） …（１３）

振幅・位相差検出部７４−０は、式（１３）で求めたＴＸＦ補償用の係数Ｗ_T（ｍ，０）をＴＸ補償部１８−０に設定する。ＴＸ補償部１８−０は、すでに係数Ｗ_T（ｍ，０）が設定されていた場合には、係数Ｗ_T（ｍ，０）を更新（補正）する。上記一連の処理により、本実施の形態では、中継衛星１０は、ＴＸＦ２１−０の振幅・位相誤差を補償する係数Ｗ_T（ｍ，０）を自動的にＴＸ補償部１８−０に設定することができる。

なお、ここでは、０ポート目（ｎ＝０）のＴＸＦ２１−０に関する補償について説明したが、１ポート目のＴＸＦ２１−１、２ポート目のＴＸＦ２１−２を補償するための係数Ｗ_T（ｍ，１），Ｗ_T（ｍ，２）についても同様に求めることができる。

また、図８に示す構成で、さらにＴＸ補償部４２−０，４２−１の自動補償を実現したい場合も、同様の方法で実現することができる。例えば、分波部４１−０，４１−１の分波数、合波部４３−０，４３−１の合波数がｋ＝４の場合、補正用ＣＷ信号の間隔を、図１３に示す間隔の１／４倍に狭め、図１３に示す８本のＣＷ信号を３２本のＣＷ信号に増やした上で、補正用データ生成部７１−０から送信してもよい。この場合、振幅・位相差検出部７４−０は、分波部４１−０，４１−１の出力を、予め記憶しているベースバンド無変調信号で除算することで、ＴＸ補償部４２−０，４２−１用の補償用の係数を求め、ＴＸ補償部４５−０に設定する。

つぎに、受信アナログフィルタ（ＲＸＦ１３−ｎ）の特性を自動補償する方法について説明する。

図１４は、本実施の形態のＲＸＦ１３−０の特性を自動補償する中継衛星１０の構成例を示す図である。実施の形態１の構成に加えて、補正用データ生成部７１−０と、アナログスイッチ７６−０，７７−０と、振幅・位相差検出部７８−０と、を備える。

アナログスイッチ７６−０は、Ｄ／Ａ変換器２０−０からの信号の出力先を切り替える。アナログスイッチ７７−０は、ＲＸＦ１３−０への信号の入力元を切り替える。振幅・位相差検出部７８−０は、ＲＸＦ補償用の係数を求める。

中継衛星１０では、自動補償時、アナログスイッチ７６−０は、Ｄ／Ａ変換器２０−０の出力をＴＸＦ２１−０ではなく、アナログスイッチ７７−０の入力に接続する。アナログスイッチ７７−０は、ダウンコンバータ１２−０ではなく、Ｄ／Ａ変換器２０−０の出力を選択する。このように各アナログスイッチ７６−０，７７−０の設定を行った上で、補正用データ生成部７１−０は、ｍ個の補正用ベースバンド無変調信号Ｃ_bを前記の式（１１）に則って生成する。

中継衛星１０では、合波部１９−０が、これらｍ個のベースバンド無変調信号を合波してマルチキャリア信号に変換後、Ｄ／Ａ変換器２０−０、ＲＸＦ１３−０を介して、マルチキャリア信号をＡ／Ｄ変換器１４−０に入力する。Ａ／Ｄ変換器１４−０が、入力したマルチキャリア信号をサンプリングし、分波部１５−０が、サンプリング後の信号をｍ個の受信ベースバンド無変調信号に分波する。

ここで、分波後のｂ番目の受信ベースバンド無変調信号Ｒ_bを前記の式（１２）で表記すると、振幅・位相差検出部７８−０は、式（１３）と同様、ＲＸＦ補償用の係数Ｗ_R（ｍ，０）を式（１４）で求める。ＲＸ補償部１６−０に設定する。

Ｗ_R（ｍ，０）
＝Ｃ_b／Ｒ_b
＝（Ｒｅ［Ｃ_b］＊Ｒｅ［Ｒ_b］＋Ｉｍ［Ｃ_b］＊Ｉｍ［Ｒ_b］）
／（Ｒｅ［Ｒ_b］²＋Ｉｍ［Ｒ_b］²）
＋ｊ（Ｉｍ［Ｃ_b］＊Ｒｅ［Ｒ_b］−Ｒｅ［Ｃ_b］＊Ｉｍ［Ｒ_b］）
／（Ｒｅ［Ｒ_b］²＋Ｉｍ［Ｒ_b］²） …（１４）

振幅・位相差検出部７８−０は、式（１４）で求めたＲＸＦ補償用の係数Ｗ_R（ｍ，０）をＲＸ補償部１６−０に設定する。ＲＸ補償部１６−０は、すでに係数Ｗ_R（ｍ，０）が設定されていた場合には、係数Ｗ_R（ｍ，０）を更新（補正）する。上記一連の処理により、本実施の形態では、中継衛星１０は、ＲＸＦ１３−０の振幅・位相誤差を補償する係数Ｗ_R（ｍ，０）を自動的にＲＸ補償部１６−０に設定することができる。

なお、ここでは、０ポート目（ｎ＝０）のＲＸＦ１３−０に関する補償について説明したが、１ポート目のＲＸＦ１３−１、２ポート目のＲＸＦ１３−２を補償するための係数Ｗ_R（ｍ，１），Ｗ_R（ｍ，２）についても同様に求めることができる。

また、図７に示すＲＸ補償部１６−０の構成で、さらにＲＸ補償部３３−０，３３−１の自動補償を実現したい場合も、同様の方法で実現することができる。例えば、分波部３２−０，３２−１の分波数、合波部３４−０，３４−１の合波数がｋ＝４の場合、補正用ＣＷ信号の間隔を、図１３に示す間隔の１／４倍に狭め、図１３に示す８本のＣＷ信号を３２本のＣＷ信号に増やした上で、補正用データ生成部７１−０から送信してもよい。この場合、振幅・位相差検出部７８−０は、分波部３２−０，３２−１の出力を、予め記憶しているベースバンド無変調信号で除算することで、ＲＸ補償部３３−０，３３−１用の補償用の係数を求め、ＲＸ補償部１６−０に設定する。

以上説明したように、本実施の形態によれば、中継衛星１０は、補償用の係数Ｗ_R（ｍ，ｎ），Ｗ_T（ｍ，ｎ）を自ら求めて自動的に設定することとした。これにより、手動補償と比較して、調整時間を短縮することができ、また、調整工数の削減を実現することができる。

さらに、周期的に自動補償、すなわち周期的に係数Ｗ_R（ｍ，ｎ），Ｗ_T（ｍ，ｎ）の更新を行うことで、経年変化や温度変動により、時間、月、年単位で緩やかに中継衛星１０のアナログフィルタの振幅・位相ずれが生じた場合においても、中継衛星１０では、中継する信号の通信品質を確保することができる。

実施の形態６．
本実施の形態５では、ベースバンド帯または中間周波数帯の送信アナログフィルタ（ＴＸＦ）、受信アナログフィルタ（ＲＸＦ）の周波数特性に関する自動補償について説明した。本実施の形態では、同様の要領で、アップコンバータ２２−０内の送信アナログフィルタ、ダウンコンバータ１２−０内の受信アナログフィルタの周波数特性も自動補償する方法について説明する。

前提として、アップコンバータとダウンコンバータの各アナログフィルタの自動補償を行う前に、中間周波数帯の送信アナログフィルタ（ＴＸＦ）、受信アナログフィルタ（ＲＸＦ）の周波数特性に関する自動補償が、実施の形態５に示す要領で完了しているものとする。

図１５は、本実施の形態のアップコンバータ２２−０とダウンコンバータ１２−０の特性を自動補償する中継衛星１０の構成例を示す図である。ダウンコンバータ１２−０は、周波数変換部８１−０と、スイッチ８５−０と、受信バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）８６−０と、スイッチ８７−０と、ミキサ８８−０と、を備える。また、周波数変換部８１−０は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）８２−０と、ローカル信号発振器８３と、ミキサ８４−０と、を備える。

周波数変換部８１−０は、上り周波数を下り周波数に変換する。ＢＰＦ８２−０は、隣接するシステムの信号帯域を一部含んで信号を通過させるアナログバンドパスフィルタである。ローカル信号発振器８３は、上り周波数を下り周波数に変換するための信号を発生する。ミキサ８４−０は、ＢＰＦ８２−０から出力された上り信号およびローカル信号発振器８３から出力されたローカル信号より、上り信号を下り周波数に変換する。スイッチ８５−０は、受信ＢＰＦ８６−０への信号の入力元を切り替える。受信ＢＰＦ８６−０は、下り周波数に変換された信号を抽出する。スイッチ８７−０は、ミキサ８８−０への信号の入力元を切り替える。ミキサ８８−０は、補正用マルチキャリア信号をダウンコンバートする。

また、アップコンバータ２２−０は、ローカル信号発振器８９と、ミキサ９０−０と、送信バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）９１−０と、を備える。

ローカル信号発振器８９は、ダウンリンク周波数（Ｆｄ）と中間周波数ｆｍの間を変換するための信号を発生する。ミキサ９０−０は、補正用マルチキャリア信号をアップコンバートする。送信ＢＰＦ９１−０は、周波数特性を付加した補正用マルチキャリア信号を出力する。

一般に、衛星通信システムでは、上り周波数と下り周波数は異なるため、図１５に示すように上り周波数（Ｆｕ）を下り周波数（Ｆｄ）に変換する周波数変換部８１−０を設けたが、上り周波数と下り周波数が同じ無線システムでは、周波数変換部８１−０は不要である。

図１５に示すように、補償対象の受信ＢＰＦ８６−０と送信ＢＰＦ９１−０の周波数帯を下り周波数（Ｆｄ）に共通化したことで、前述の送信アナログフィルタ（ＴＸＦ）、受信アナログフィルタ（ＲＸＦ）の自動補償と同じ方法で受信ＢＰＦ８６−０、送信ＢＰＦ９１−０を補償することができる。

まず、周波数変換部８１−０の動作について説明する。ダウンコンバータ１２−０では、周波数変換部８１−０が、受信アンテナ１１−０で受信した上り周波数Ｆｕの信号を下り周波数に変換する。周波数変換部８１−０では、はじめにＢＰＦ８２−０が、自システムの信号帯域を、隣接するシステムの信号帯域を一部含んで通過させる。

ここで、ＢＰＦ８２−０は、他システムの信号を多く取り込まないように設けているため、ＢＰＦ８２−０に要求される帯域外減衰特性の傾斜は緩やかであってよい。したがって、ＢＰＦ８２−０は比較的容易に実現でき、帯域内の振幅誤差、群遅延偏差は十分小さく抑えた設計ができるため、本実施の形態での補償の対象外とする。隣接する周波数に他システムの信号が存在しない場合、または存在しても十分小さな受信レベルである場合には、ＢＰＦ８２−０は削除してもよい。

ミキサ８４−０は、ＢＰＦ８２−０から出力された上り信号と、ローカル信号発振器８３から出力されたローカル信号を乗算し、上り信号を下り周波数（Ｆｄ）に変換する。

自動補償を行わない通常の信号中継動作時では、受信ＢＰＦ８６−０は、スイッチ８５−０経由で入力する信号から、下り周波数（Ｆｄ）に変換された信号を抽出し、他の不要波を除去して出力する。

つぎに、受信ＢＰＦ８６−０の補償方法について説明する。なお、受信ＢＰＦ８６−０を補償する前に、中間周波数帯の送信アナログフィルタ（ＴＸＦ）、受信アナログフィルタ（ＲＸＦ）の周波数特性に関する自動補償を完了させておく。

まず、スイッチ８５−０を、ミキサ８４−０ではなく、ミキサ９０−０の出力を選択するように切り替える。また、図１４において、補正用データ生成部７１−０は、補正用マルチキャリア信号を生成して出力する。Ｄ／Ａ変換器２０−０は、Ｄ／Ａ変換した補正用マルチキャリア信号を、スイッチ７６−０、ＴＸＦ２１−０を介して、アップコンバータ２２−０のミキサ９０−０へ出力する。

図１５において、ミキサ９０−０は、補正用マルチキャリア信号に、ローカル信号発振器８９で生成されたローカル信号を乗算し、補正用マルチキャリア信号をダウンリンク周波数（Ｆｄ）にアップコンバートする。ミキサ９０−０は、アップコンバートされた補正用マルチキャリア信号を、スイッチ８５−０を介して受信ＢＰＦ８６−０へ出力し、受信ＢＰＦ８６−０は、周波数特性を付加して出力する。受信ＢＰＦ８６−０は、周波数特性を付加した補正用マルチキャリア信号を、スイッチ８７−０を介してミキサ８８−０へ出力する。ミキサ８８−０は、補正用マルチキャリア信号に、ローカル信号発振器８９で生成されたローカル信号を乗算し、補正用マルチキャリア信号を中間周波数（ｆｍ）またはベースバンド帯にダウンコンバートする。

このように、上り周波数（Ｆｕ）の信号を周波数変換部８１−０で下り周波数に変換する構成としたため、アップコンバータ２２−０、ダウンコンバータ１２−０は、ローカル信号発振器８９を共通して用いることができる。

以降、中継衛星１０では、中間周波数（ｆｍ）またはベースバンド帯にダウンコンバートした補正用マルチキャリア信号を、図１４に示すように、スイッチ７７−０、ＲＸＦ１３−０、Ａ／Ｄ変換器１４−０、分波部１５−０を経由して、振幅・位相差検出部７８−０へ出力する。

振幅・位相差検出部７８−０は、ＲＸＦ補償用の係数を求める処理と同様にして受信ＢＰＦ８６−０の補償用の係数Ｗ_B（ｍ，０）を求め、ＲＸ補償部１６−０へ出力する。

ＲＸ補償部１６−０は、既に設定済みのＲＸＦの補償用の係数Ｗ_R（ｍ，０）に、新たに入力した補償用の係数Ｗ_B（ｍ，０）を複素乗算し、その乗算結果を新たな補償用の係数として設定し直す。この一連の処理により、ＲＸ補償部１６−０は、ＲＸＦ１３−０と受信ＢＰＦ８６−０の両方のフィルタの誤差を補償することができる。

つぎに、送信ＢＰＦ６１−０の補償方法について説明する。なお、送信ＢＰＦ６１−０を補償する前に、中間周波数帯の送信アナログフィルタ（ＴＸＦ）、受信アナログフィルタ（ＲＸＦ）の周波数特性に関する自動補償を完了させておく。

まず、スイッチ８７−０を、ＢＰＦ８６−０ではなく、送信ＢＰＦ９１−０の出力を選択するように切り替える。また、図１２において、補正用データ生成部７１−０は、補正用マルチキャリア信号を生成して出力する。Ｄ／Ａ変換器２０−０は、Ｄ／Ａ変換した補正用マルチキャリア信号を、ＴＸＦ２１−０、スイッチ７２−０を介して、アップコンバータ２２−０のミキサ９０−０へ出力する。

図１５において、ミキサ９０−０は、補正用マルチキャリア信号に、ローカル信号発振器８９−０で生成されたローカル信号を乗算し、補正用マルチキャリア信号をダウンリンク周波数（Ｆｄ）にアップコンバートする。ミキサ９０−０は、アップコンバートされた補正用マルチキャリア信号を、送信ＢＰＦ９１−０へ出力し、送信ＢＰＦ９１−０は、周波数特性を付加した補正用マルチキャリア信号を、スイッチ８７−０を介してミキサ８８−０へ出力する。ミキサ８８−０は、補正用マルチキャリア信号に、ローカル信号発振器８９で生成されたローカル信号を乗算し、補正用マルチキャリア信号を中間周波数（ｆｍ）またはベースバンド帯にダウンコンバートする。

以降、中継衛星１０では、中間周波数（ｆｍ）またはベースバンド帯にダウンコンバートした補正用マルチキャリア信号を、図１２に示すように、ＲＸＦ１３−０、スイッチ７３−０、Ａ／Ｄ変換器１４−０、分波部１５−０を経由して、振幅・位相差検出部７４−０へ出力する。

振幅・位相差検出部７４−０は、ＴＸＦ補償用の係数を求める処理と同様にして送信ＢＰＦ６１−０の補償用の係数Ｗ_C（ｍ，０）を求め、ＴＸ補償部１８−０へ出力する。

ＴＸ補償部１８−０は、既に設定済みのＴＸＦの補償用の係数Ｗ_T（ｍ，０）に、新たに入力した補償用の係数Ｗ_C（ｍ，０）を複素乗算し、その乗算結果を新たな補償用の係数として設定し直す。この一連の処理により、ＴＸ補償部１８−０は、ＴＸＦ２１−０と送信ＢＰＦ９１−０の両方のフィルタの誤差を補償することができる。

なお、図１５において、ローカル信号発振器８３，８９は、各ポート（ｎ＝０，１，２）で共有する構成とすることで、部品点数を減らすことができる。

また、図１３では、周波数変換部８１−０を、受信アンテナ１１−０とスイッチ８５−０の間に設けたが、周波数変換部８１−０を送信ＢＰＦ９１−０と送信アンテナ２３−０の間に移動し、送信ＢＰＦ９１−０から出力される周波数を、上り周波数（Ｆｕ）になるように発振器８９の周波数を変更し、送信ＢＰＦ９１−０、受信ＢＰＦ８６−０の周波数特性を上り周波数Ｆｕを中心周波数とするように変更してもよい。この場合、周波数変換部８１−０は、送信ＢＰＦ９１−０から出力される信号の周波数をＦｕからＦｄに変換して、送信アンテナ２３−０から出力する。

一般に、下り信号は、アンプで増幅されて出力されるため、このように周波数変換部８１−０を送信ＢＰＦ６１−０と送信アンテナ２３−０の間に移動させ、受信ＢＰＦ８６−０、送信ＢＰＦ９１−０が上り周波数（Ｆｕ）の信号を扱う構成に変更すると、強電力で増幅された下り周波数Ｆｄの信号が、受信ＢＰＦ８６−０、送信ＢＰＦ９１−０等に回り込み、同一周波数干渉として悪影響を与える可能性を排除することができる。

以上説明したように、本実施の形態によれば、中継衛星１０は、さらに、アップコンバータ内の送信アナログフィルタおよびダウンコンバータ内の受信アナログフィルタの周波数特性についても自動補償することとした。これにより、実施の形態５と比較して、さらに、調整時間を短縮することができ、また、調整工数の削減を実現することができる。

実施の形態７．
本実施の形態は、実施の形態１で示した方法と別の手法で、同様にデジタル回路規模の増加量を少なく抑えながら、良好なアナログ補償特性を実現する方法について説明する。

本実施の形態における中継装置を備えた中継衛星１０の全体構成は図１と同様であるが、ＲＸ補償部１６−０〜１６−２、ＴＸ補償部１９−０〜１９−２、分波部１５−０〜１５−２、合波部１９−０〜１９−２の構成と機能が異なる。

本実施の形態では、ＲＸ補償部１６−０〜１６−ｎは、実施の形態１が図７に示す構成に対して、ＲＸ補償部３１−０を残し、残りは削除した構成となる。

同様に、ＴＸ補償部１９−０〜１９−２は、実施の形態１が図８に示す構成に対して、ＲＸ補償部４５−０を残し、残りは削除した構成となる。このように、ｍ分波した信号をさらに細かい周波数分解能で分波する機能、あるいは合波する機能を削除し、ＲＸ補償部、ＴＸ補償部の回路規模を削減する。

つぎに、本実施の形態における分波部１５−０〜１５−２、合波部１９−０〜１９−２の構成を説明する。図１６は、本実施の形態の分波部１５−ｎの構成例を示す図である。図９に示すローパスフィルタ５２に替えて複素乗算型のローパスフィルタ（複素乗算型ローパスフィルタ５２ａ）を備える。また、図１７は、本実施の形態の合波部１９−ｎの構成例を示す図である。図１０に示すローパスフィルタ６３に替えて複素乗算型のローパスフィルタ（複素乗算型ローパスフィルタ６３ａ）を備える。

本実施の形態では、これら複素乗算型ローパスフィルタを用いてアナログフィルタの振幅誤差、群遅延偏差を粗補償し、補償仕切れなかった残留誤差成分を、ＲＸ補償部１６−ｎ、ＴＸ補償部１８−ｎで精密補償するものである。

特に、複素乗算型ローパスフィルタは、アナログフィルタの振幅誤差、群遅延偏差の傾きを緩やかにするまで補償することを第一目的とする。当然、複素乗算型ローパスフィルタ５２ａ，６３ａのフィルタタップ数を増やせば、ＲＸ補償部１６−ｎ、ＴＸ補償部１８−ｎでさらに補償することなく、複素乗算型ローパスフィルタ５２ａ，６３ａ単独で、完全にアナログフィルタ特性を補償することができるが、回路規模が増加してしまう。

そのため、本実施の形態では、複素乗算型ローパスフィルタ５２ａ，６３ａを、ローパスフィルタ５２，６３と同様、本来の目的である高調波除去に必要なフィルタタップ数の範囲で補償を行う。

複素乗算型ローパスフィルタ５２ａ，６３ａは、ローパスフィルタ５２，６３と同様、高調波除去を除去しながら、同時に周波数対振幅特性と周波数対群遅延特性を補償する。これらの補償を実現するため、複素乗算型ローパスフィルタ５２ａ，６３ａは、ローパスフィルタ５２，６３と異なり、そのタップ係数は複素数となり、ＦＩＲフィルタ内で行われる乗算も複素乗算になる。そのため、ローパスフィルタ５２，６３と、複素乗算型ローパスフィルタ５２ａ，６３ａが同じタップ数であっても、複素乗算型ローパスフィルタ５２ａ，６３ａの方が乗算器の所要数は倍に増えるが、その増加量は装置全体の回路規模と比較すると僅かといえる。

つづいて、本実施の形態における信号の補償処理について説明する。図１８は、本実施の形態の受信側の補償処理の例を示す図である。図１８（ａ）は、ＲＸＦ１３−０の誤差が加わった場合のビームエリア１００−０からのアップリンク信号Ａ，Ｂ、図１８（ｂ）はＲＸＦ１３−２の誤差が加わった場合のビームエリア１００−２からのアップリンク信号Ｅ，Ｄを示している。

まず、図１８（ｃ）に示す分波部１５−０内の複素乗算型ローパスフィルタ（ＬＰＦ）５２ａの振幅特性、群遅延特性によって、図１８（ａ）に示す信号Ａ，Ｂは、図１８（ｃ）に示す信号Ａ，Ｂに粗く補償される。図１８（ｃ）に示すように、若干の緩やかな振幅誤差と、群遅延偏差が残留する。

同様に、図１８（ｄ）に示す分波部１５−２内の複素乗算型ローパスフィルタ（ＬＰＦ）５２ａの振幅特性、群遅延特性によって、図１８（ｂ）に示す信号Ｅ，Ｄは、図１８（ｄ）に示す信号Ｅ，Ｄに粗く補償される。図１８（ｄ）に示すように、若干の緩やかな振幅誤差と、群遅延偏差が残留する。

このように、複素乗算型ローパスフィルタは、完全な補償を実現するものではなく、限られた回路規模で、残留する振幅誤差や群遅延偏差を緩やかに抑える程度に補償する。

中継衛星１０では、複素乗算型ローパスフィルタで補償されたこれらの信号について、後段のＲＸ補償部でさらに実施の形態１で示した同様の手法で補償する。図１８（ｅ）にＲＸ補償部１６−０で補償後、合波した場合の信号スペクトラムを、図１８（ｆ）にＲＸ補償部１６−２で補償後、合波した場合の信号スペクトラムを示す。

図１８（ｅ）,（ｆ）に示すように、複素乗算型ローパスフィルタで補償しきれなかった緩やかな誤差を、後段の各ＲＸ補償部で補償する２段階の補償処理により、全体の振幅特性、群遅延特性を平坦化することができる。

つぎに、図１９は、本実施の形態の送信側の補償処理の例を示す図である。図１９（ａ）は、ＴＸ補償部１８−１に入力される各分波データを示している。これに対して、図１９（ｂ）に示すように、ＴＸ補償部１８−１は各分波データに対して、帯域幅Ｆｃ単位の逆振幅補償と、逆群遅延偏差補償を行う。この時点では、補償の周波数分解能がＦｃと粗いため、振幅誤差や群遅延偏差が残留する。

そこで、合波部１９−１は、これら８つのデータを合波後、合波部１９−１内の複素乗算型ローパスフィルタで残留する振幅誤差や群遅延偏差を補償し、図１９（ｃ）に示すように、後段のＴＸＦ２１−１の振幅特性、群遅延特性を打ち消すような信号を出力する。このような２段階の補償処理によって、ビームエリア３００−１へのダウンリンク信号は、図１９（ｄ）に示すように振幅特性と群遅延特性を平坦化することができる。

以上説明したように、本実施の形態によれば、受信側では、分波部が備える複素乗算型のローパスフィルタで補償を行い、その後、後段のＲＸ補償部でさらに補償を行い、送信側では、ＲＸ補償部で補償を行い、その後、後段の合波部が備える複素乗算型のローパスフィルタで補償を行う。

なお、複素乗算型ローパスフィルタ５２ａ，６３ａに設定するフィルタのタップ係数は、書き換え可能な構成にしてもよい。この場合、複素乗算型ローパスフィルタの周波数対振幅特性、周波数対群遅延特性を自由に変更できるため、ＲＸ補償部、ＴＸ補償部に与える係数Ｗ_R，Ｗ_Tと合わせて、送受信アナログフィルタ特性の個体差を吸収するよう、きめ細かい振幅調整、群遅延調整を実現することができる。また、衛星打ち上げ後も、地上局からこれらのタップ係数を送信し、設定する構成により、きめ細かい振幅調整、群遅延調整を実現することができる。これにより、アナログフィルタへの要求性能を緩和できるため、アナログフィルタのコストや容量、重さの低減を実現することができる。また、実施の形態５，６と同様にして、本複素乗算型ローパスフィルタ５２ａ，６３ａを組み込んだ自動補償を実現する構成としてもよい。

１０ 中継衛星、１１−０〜１１−２ 受信アンテナ、１２−０〜１２−２ ダウンコンバータ、１３−０〜１３−２ 受信アナログフィルタ（ＲＸＦ）、１４−０〜１４−２ Ａ／Ｄ変換器、１５−０〜１５−２ 分波部、１６−０〜１６−２ 受信側補償（ＲＸ補償）部、１７ スイッチマトリックス、１８−０〜１８−２ 送信側補償（ＴＸ補償）部、１９−０〜１９−２ 合波部、２０−０〜２０−２ Ｄ／Ａ変換器、２１−０〜２１−２ 送信アナログフィルタ（ＴＸＦ）、２２−０〜２２−２ アップコンバータ、２３−０〜２３−２ 送信アンテナ、３１−０ 受信側補償（ＲＸ補償）部、３２−０，３２−１ 分波部、３３−０，３３−１ 受信側補償（ＲＸ補償）部、３４−０，３４−１ 合波部、３５ 遅延部、４１−０，４１−１ 分波部、４２−０，４２−１ 送信側補償（ＴＸ補償）部、４３−０，４３−１ 合波部、４４ 遅延部、４５−０ 送信側補償（ＴＸ補償）部、５１ デジタル直交検波部、５２ ローパスフィルタ、５２ａ 複素乗算型ローパスフィルタ、５３ ダウンサンプラ、５４ デジタル分波部、６１ デジタル合波部、６２ アップサンプラ、６３ ローパスフィルタ、６３ａ 複素乗算型ローパスフィルタ、６４ 直交変調部、７１−０ 補正用データ生成部、７２−０，７３−０ アナログスイッチ、７４−０ 振幅・位相差検出部、７５ 信号スペクトラム、７６−０，７７−０ アナログスイッチ、７８−０ 振幅・位相差検出部、８１−０ 周波数変換部、８２−０ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、８３ ローカル信号発振器、８４−０ ミキサ、８５−０ スイッチ、８６−０ 受信バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、８７−０ スイッチ、８８−０ ミキサ、８９ ローカル信号発振器、９０−０ ミキサ、９１−０ 送信バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、１００−０〜１００−２ ビームエリア（アップリンク）、２００ 制御局、３００−０〜３００−２ ビームエリア（ダウンリンク）、４００，４０１ 送信局、５００，５０１ 受信局。

中継衛星１０は、３つに分波された信号Ａについて、ＲＸ補償部１６−０でデジタル振幅・位相制御を行った後、スイッチマトリックス１７を経由してＴＸ補償部１８−０へ入力する。その際、スイッチマトリックス１７は、３つに分波された信号Ａを帯域（４−５）〜（４−７）に接続する。すなわち、中継衛星１０は、信号Ａを、ＴＸ補償部１８−０、合波部１９−０、Ｄ／Ａ変換器２０−０、ＴＸＦ２１−０、アップコンバータ２２−０を経由して、送信アンテナ２３−０から、図２（ｂ）に示す周波数位置（帯域（４−５）〜（４−７））へ出力する。

また、中継衛星１０は、５つに分波された信号Ｂについて、ＲＸ補償部１６−０でデジタル振幅・位相制御を行った後、スイッチマトリックス１７を経由してＴＸ補償部１８−１へ入力する。その際、スイッチマトリックス１７は、５つに分波された信号Ｂを帯域（５−１）〜（５−５）に接続する。すなわち、中継衛星１０は、信号Ｂを、ＴＸ補償部１８−１、合波部１９−１、Ｄ／Ａ変換器２０−１、ＴＸＦ２１−１、アップコンバータ２２−１を経由して、送信アンテナ２３−１から、図２（ｂ）に示す周波数位置（帯域（５−１）〜（５−５））へ出力する。

そして、中継衛星１０は、７つに分波された信号Ｃについて、ＲＸ補償部１６−１でデジタル振幅・位相制御を行った後、スイッチマトリックス１７を経由してＴＸ補償部１８−２へ入力する。その際、スイッチマトリックス１７は、７つに分波された信号Ｃを帯域（６−２）〜（６−８）に接続する。すなわち、中継衛星１０は、信号Ｃを、ＴＸ補償部１８−２、合波部１９−２、Ｄ／Ａ変換器２０−２、ＴＸＦ２１−２、アップコンバータ２２−２を経由して、送信アンテナ２３−２から、図２（ｂ）に示す周波数位置（帯域（６−２）〜（６−８））へ出力する。

中継衛星１０は、３つに分波された信号Ｅについて、ＲＸ補償部１６−２でデジタル振幅・位相制御を行った後、スイッチマトリックス１７を経由してＴＸ補償部１８−１へ入力する。その際、スイッチマトリックス１７は、３つに分波された信号Ｅを帯域（５−６）〜（５−８）に接続する。すなわち、中継衛星１０は、信号Ｅを、ＴＸ補償部１８−１、合波部１９−１、Ｄ／Ａ変換器２０−１、ＴＸＦ２１−１、アップコンバータ２２−１を経由して、送信アンテナ２３−１から、図２（ｂ）に示す周波数位置（帯域（５−６）〜（５−８））へ出力する。

なお、中継衛星１０は、信号Ｄについては帯域幅Ｆｃ未満のため分波せずに抽出のみ行う。中継衛星１０は、帯域（３−８）の信号Ｄについて、ＲＸ補償部１６−２でデジタル振幅・位相制御を行った後、スイッチマトリックス１７を経由してＴＸ補償部１８−２へ入力する。その際、スイッチマトリックス１７は、信号Ｄを帯域（６−１）に接続する。すなわち、中継衛星１０は、信号Ｄを、ＴＸ補償部１８−２、合波部１９−２、Ｄ／Ａ変換器２０−２、ＴＸＦ２１−２、アップコンバータ２２−２を経由して、送信アンテナ２３−２から、図２（ｂ）に示す周波数位置（帯域（６−１））へ出力する。

図３では、中継衛星１０が、信号Ｂを分波部１５−０で５つのサブチャネルに分波後、信号Ｅを分波部１５−２で３つのサブチャネルに分波後、それぞれスイッチマトリックス１７で合波部１９−１に集めて合波するまでの一連の信号処理を示している。図３から明らかなように、中継衛星１０では、ＲＸＦ１３−ｎ、ＴＸＦ２１−ｎの周波数対振幅・位相特性が理想の場合、特に対策を施さなくてもアップリンクの信号Ｂ，Ｅに信号の歪は発生せず、ダウンリンクのビームエリア３００−１へ中継することができる。

図１１は、本実施の形態の中継装置を備えた衛星通信システムの構成例を示す図である。中継衛星１０の構成は、実施の形態１と同様である。受信側において、ビームエリア１００−０内に送信局４００、ビームエリア１００−１内に送信局４０１があり、送信側において、ビームエリア３００−１内に受信局５００、ビームエリア３００−２内に受信局５０１がある。

そのため、送信局４００は、送信局４００の送信側アナログフィルタ特性をＲＸ補償部１６−ｎで補償するための係数Ｗ_A（ｉ）を求めておく。同様に、受信局５００は、受信局５００の受信側アナログフィルタ特性をＴＸ補償部１８−ｎで補償するための係数Ｗ_B（ｉ）を求めておく。

まず、スイッチ８５−０を、ミキサ８４−０ではなく、ミキサ９０−０の出力を選択するように切り替える。また、図１４において、補正用データ生成部７１−０は、補正用マルチキャリア信号を生成して出力する。Ｄ／Ａ変換器２０−０は、Ｄ／Ａ変換した補正用マルチキャリア信号を、アナログスイッチ７６−０、ＴＸＦ２１−０を介して、アップコンバータ２２−０のミキサ９０−０へ出力する。

以降、中継衛星１０では、中間周波数（ｆｍ）またはベースバンド帯にダウンコンバートした補正用マルチキャリア信号を、図１４に示すように、アナログスイッチ７７−０、ＲＸＦ１３−０、Ａ／Ｄ変換器１４−０、分波部１５−０を経由して、振幅・位相差検出部７８−０へ出力する。

つぎに、送信ＢＰＦ９１−０の補償方法について説明する。なお、送信ＢＰＦ９１−０を補償する前に、中間周波数帯の送信アナログフィルタ（ＴＸＦ）、受信アナログフィルタ（ＲＸＦ）の周波数特性に関する自動補償を完了させておく。

まず、スイッチ８７−０を、受信ＢＰＦ８６−０ではなく、送信ＢＰＦ９１−０の出力を選択するように切り替える。また、図１２において、補正用データ生成部７１−０は、補正用マルチキャリア信号を生成して出力する。Ｄ／Ａ変換器２０−０は、Ｄ／Ａ変換した補正用マルチキャリア信号を、ＴＸＦ２１−０、アナログスイッチ７２−０を介して、アップコンバータ２２−０のミキサ９０−０へ出力する。

以降、中継衛星１０では、中間周波数（ｆｍ）またはベースバンド帯にダウンコンバートした補正用マルチキャリア信号を、図１２に示すように、ＲＸＦ１３−０、アナログスイッチ７３−０、Ａ／Ｄ変換器１４−０、分波部１５−０を経由して、振幅・位相差検出部７４−０へ出力する。

一般に、下り信号は、アンプで増幅されて出力されるため、このように周波数変換部８１−０を送信ＢＰＦ９１−０と送信アンテナ２３−０の間に移動させ、受信ＢＰＦ８６−０、送信ＢＰＦ９１−０が上り周波数（Ｆｕ）の信号を扱う構成に変更すると、強電力で増幅された下り周波数Ｆｄの信号が、受信ＢＰＦ８６−０、送信ＢＰＦ９１−０等に回り込み、同一周波数干渉として悪影響を与える可能性を排除することができる。

本実施の形態における中継装置を備えた中継衛星１０の全体構成は図１と同様であるが、ＲＸ補償部１６−０〜１６−２、ＴＸ補償部１８−０〜１８−２、分波部１５−０〜１５−２、合波部１９−０〜１９−２の構成と機能が異なる。

同様に、ＴＸ補償部１８−０〜１８−２は、実施の形態１が図８に示す構成に対して、ＴＸ補償部４５−０を残し、残りは削除した構成となる。このように、ｍ分波した信号をさらに細かい周波数分解能で分波する機能、あるいは合波する機能を削除し、ＲＸ補償部、ＴＸ補償部の回路規模を削減する。

Claims (15)

1. 受信信号から所望の信号を抽出する受信アナログフィルタと、
   前記受信アナログフィルタ通過後の信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、
   前記Ａ／Ｄ変換手段で変換されたデジタル信号をｍ個の信号に分波する分波手段と、
   前記分波手段で分波されたｍ個の信号に対して、前記受信アナログフィルタのアナログ特性をデジタル補償する受信側補償手段と、
   前記受信側補償手段でデジタル補償されたｍ個の信号を合波する合波手段と、
   を備え、
   前記受信側補償手段は、さらに、デジタル補償されたｍ個の信号のうち補償が十分ではないｘ個の信号について、それぞれの信号を、ｋ個の信号に分波して前記受信アナログフィルタのアナログ特性をデジタル補償し、デジタル補償後のｋ個の信号を合波する、
   ことを特徴とする分波装置。
2. 受信信号から所望の信号を抽出する受信アナログフィルタと、
   前記受信アナログフィルタ通過後の信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、
   前記Ａ／Ｄ変換手段で変換されたデジタル信号をｍ個の信号に分波する分波手段と、
   前記分波手段で分波されたｍ個の信号に対して、前記受信アナログフィルタのアナログ特性をデジタル補償する受信側補償手段と、
   前記受信側補償手段でデジタル補償されたｍ個の信号を合波する合波手段と、
   を備え、
   前記受信側補償手段は、自装置へ信号を送信した送信局が備える送信局アナログフィルタの特性を取得し、送信局アナログフィルタ特性をデジタル補償する、
   ことを特徴とする分波装置。
3. 受信信号から所望の信号を抽出する受信アナログフィルタと、
   前記受信アナログフィルタ通過後の信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、
   前記Ａ／Ｄ変換手段で変換されたデジタル信号をｍ個の信号に分波する分波手段と、
   前記分波手段で分波されたｍ個の信号に対して、前記受信アナログフィルタのアナログ特性をデジタル補償する受信側補償手段と、
   前記受信側補償手段でデジタル補償されたｍ個の信号を合波する合波手段と、
   を備え、
   前記分波手段は、複素乗算型ローパスフィルタを備え、分波前のデジタル信号に対して、前記複素乗算型ローパスフィルタを用いて前記受信アナログフィルタのアナログ特性を補償し、その後にｍ個の信号に分波する、
   ことを特徴とする分波装置。
4. さらに、
   複数の異なる前記受信側係数を記憶する記憶手段、
   を備え、
   前記受信側補償手段は、前記記憶手段から受信側係数を選択して使用する、
   ことを特徴とする請求項１，２または３に記載の分波装置。
5. 前記受信側補償手段は、自装置を制御する制御局から前記受信側係数を受信する、
   ことを特徴とする請求項１，２または３に記載の分波装置。
6. デジタル信号をｍ個の信号に分波する分波手段と、
   前記分波手段で分波されたｍ個の信号に対してデジタル補償する送信側補償手段と、
   前記送信側補償手段でデジタル補償されたｍ個の信号を合波する合波手段と、
   前記合波手段で合波後の信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換手段と、
   前記Ｄ／Ａ変換手段で変換されたアナログ信号から所望の信号を抽出する送信アナログフィルタと、
   を備え、
   前記送信側補償手段は、前記ｍ個の信号に対して前記送信アナログフィルタのアナログ特性をデジタル補償し、さらに、デジタル補償されたｍ個の信号のうち補償が十分ではないｙ個の信号について、それぞれの信号を、ｐ個の信号に分波して前記送信アナログフィルタのアナログ特性をデジタル補償し、デジタル補償後のｐ個の信号を合波する、
   ことを特徴とする合波装置。
7. デジタル信号をｍ個の信号に分波する分波手段と、
   前記分波手段で分波されたｍ個の信号に対してデジタル補償する送信側補償手段と、
   前記送信側補償手段でデジタル補償されたｍ個の信号を合波する合波手段と、
   前記合波手段で合波後の信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換手段と、
   前記Ｄ／Ａ変換手段で変換されたアナログ信号から所望の信号を抽出する送信アナログフィルタと、
   を備え、
   前記送信側補償手段は、前記ｍ個の信号に対して前記送信アナログフィルタのアナログ特性をデジタル補償し、さらに、自装置から信号を受信する受信局が備える受信局アナログフィルタの特性を取得し、受信局アナログフィルタ特性をデジタル補償する、
   ことを特徴とする合波装置。
8. デジタル信号をｍ個の信号に分波する分波手段と、
   前記分波手段で分波されたｍ個の信号に対してデジタル補償する送信側補償手段と、
   前記送信側補償手段でデジタル補償されたｍ個の信号を合波する合波手段と、
   前記合波手段で合波後の信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換手段と、
   前記Ｄ／Ａ変換手段で変換されたアナログ信号から所望の信号を抽出する送信アナログフィルタと、
   を備え、
   前記送信側補償手段は、前記ｍ個の信号に対して前記送信アナログフィルタのアナログ特性をデジタル補償し、
   前記合波手段は、複素乗算型ローパスフィルタを備え、合波後のデジタル信号に対して、前記複素乗算型ローパスフィルタを用いて前記送信アナログフィルタのアナログ特性を補償する、
   ことを特徴とする合波装置。
9. さらに、
   複数の異なる前記送信側係数を記憶する記憶手段、
   を備え、
   前記送信側補償手段は、前記記憶手段から送信側係数を選択して使用する、
   ことを特徴とする請求項６，７または８に記載の合波装置。
10. 前記送信側補償手段は、自装置を制御する制御局から前記送信側係数を受信する、
    ことを特徴とする請求項６，７または８に記載の合波装置。
11. １つ以上の入力ポートから受信した信号を１つ以上の出力ポートから出力する中継装置であって、
    前記入力ポートの数以上の請求項１、あるいは請求項２、あるいは請求項３に記載の分波装置と、
    前記出力ポートの数以上の請求項６、あるいは請求項７、あるいは請求項８に記載の合波装置と、
    前記分波装置と前記合波装置の間に配置され、前記分波装置から出力された信号を入力とし、入力した信号に対して周波数方向の並び替えおよび所望のビームエリア向けの出力ポートに振り分けを行い、前記所望のビームエリア向けの出力ポートと接続する前記合波装置へ信号を出力するスイッチマトリックスと、
    を備え、
    重複する構成については、前記分波装置が備える合波手段を削除し、前記合波装置が備える分波手段を削除することを特徴とする中継装置。
12. さらに、
    補正用の無変調信号を生成し、前記合波装置の合波手段へ出力する補正用データ生成手段と、
    前記分波装置の前記分波手段から出力されたｍ個のデジタル信号に基づいて、前記送信側係数を求める送信側振幅位相差検出手段と、
    を備え、
    前記合波装置では、前記合波手段が前記補正用データ生成手段からの無変調信号を合波し、自身の送信アナログフィルタ通過後、合波した無変調信号を前記分波装置へ出力し、
    前記分波装置では、前記合波装置で合波された無変調信号を受信すると、自身の受信アナログフィルタを通過させず、前記分波手段が合波された前記無変調信号を分波して前記送信側振幅位相差検出手段へ出力し、
    前記送信側振幅位相差検出手段は、求めた前記送信側係数を前記合波装置の送信側補償手段へ出力し、
    前記合波装置の送信側補償手段は、前記送信側振幅位相差検出手段から受信した送信側係数を使用してデジタル補償を行う、
    ことを特徴とする請求項１１に記載の中継装置。
13. さらに、
    前記分波装置が前記受信アナログフィルタの前段に受信信号をダウンコンバートするダウンコンバータを備え、前記合波装置が前記送信アナログフィルタの後段に送信信号をアップコンバートするアップコンバータを備える場合に、
    前記合波装置では、前記アップコンバータが、前記合波した無変調信号をアップコンバートし、自身が備える送信側バンドパスフィルタ通過後に前記分波装置の前記ダウンコンバータへ出力し、
    前記分波装置では、前記ダウンコンバータが合波された無変調信号を受信すると、自身が備える受信側バンドパスフィルタを通過させずにダウンコンバートし、前記分波手段が合波された前記無変調信号を分波して前記送信側振幅位相差検出手段へ出力する、
    ことを特徴とする請求項１２に記載の中継装置。
14. さらに、
    補正用の無変調信号を生成し、前記合波装置の前記合波手段へ出力する補正用データ生成手段と、
    前記分波装置の前記分波手段から出力されたｍ個のデジタル信号に基づいて、前記受信側係数を求める受信側振幅位相差検出手段と、
    を備え、
    前記合波装置では、前記合波手段が前記補正用データ生成手段からの無変調信号を合波し、自身の送信アナログフィルタを通過させず、合波した無変調信号を前記分波装置へ出力し、
    前記分波装置では、前記合波装置で合波された無変調信号を受信すると、自身の受信アナログフィルタ通過後、前記分波手段が合波された前記無変調信号を分波して前記送信側振幅位相差検出手段へ出力し、
    前記受信側振幅位相差検出手段は、求めた前記受信側係数を前記分波装置の受信側補償手段へ出力し、
    前記分波装置の受信側補償手段は、前記受信側振幅位相差検出手段から受信した受信側係数を使用してデジタル補償を行う、
    ことを特徴とする請求項１１に記載の中継装置。
15. さらに、
    前記分波装置が前記受信アナログフィルタの前段に受信信号をダウンコンバートするダウンコンバータを備え、前記合波装置が前記送信アナログフィルタの後段に送信信号をアップコンバートするアップコンバータを備える場合に、
    前記合波装置では、前記アップコンバータが、前記合波した無変調信号をアップコンバートし、自身が備える送信側バンドパスフィルタを通過させずに前記分波装置の前記ダウンコンバータへ出力し、
    前記分波装置では、前記ダウンコンバータが合波された無変調信号を受信すると、自身が備える受信側バンドパスフィルタ通過後にダウンコンバートし、前記分波手段が合波された前記無変調信号を分波して前記受信側振幅位相差検出手段へ出力する、
    ことを特徴とする請求項１４に記載の中継装置。

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