JP2012175542A

JP2012175542A - 中継装置

Info

Publication number: JP2012175542A
Application number: JP2011037299A
Authority: JP
Inventors: Yukihiko Nakagawa; 幸彦中川
Original assignee: Japan Radio Co Ltd
Current assignee: Japan Radio Co Ltd
Priority date: 2011-02-23
Filing date: 2011-02-23
Publication date: 2012-09-10

Abstract

【課題】本発明は、占有帯域が異なる複数のチャネルを周波数軸上における所望の配置で中継する中継装置に関し、歪み補償と多様なチャネル配置への対応とに併せて、そのチャネル配置の自在な変更および設定を可能とすることを目的とする。
【解決手段】複数ｎのチャネルのユニークな占有帯域Ｂ１〜Ｂｎの何れもが分割されることなく前記複数ｎのチャネルが区分されて含まれる複数ｐ（＜ｎ）の帯域毎にダウンコンバートを行い、かつ前記複数ｐの帯域を揃えるダウンコンバート手段と、前記帯域が揃えられた複数ｐの帯域に、前記ダウンコンバートと反対のアップコンバートが施された場合に前記複数ｎのチャネルの周波数軸上における配置が所望の配置となる再配置を一括して施すチャネル再配置手段とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、占有帯域が異なる複数のチャネルを周波数軸上における所望の配置で中継する中継装置に関する。

地上波ディジタル放送等の放送系では、建造物の影、トンネルや地下道の内部等のように放送波の受信が困難な不感地帯は、放送波を受信して再放送するギャップフィラーが設置されることによって解消される。

しかし、このようなギャップフィラーには、局所的な不感地帯を小さな送信電力で解消するために、低廉化および小型化が厳しく要求され、かつ狭小な場所に設置される。
また、ギャップフィラーに到来して再放送の対象となる放送波は、その放送波の送信端との間における伝搬路が必ずしも見通し距離内には形成されず、しかも、そのギャップフィラーの回りにも受信周波数と送信周波数とが同じであるＳＦＮ(Single-Freqency
Network)中継局が多く存在し得るため、マルチパスや回り込みに起因する波形歪みを伴なう。

従来、このような波形歪みに起因するサービスエリアの劣化の回避は、例えば、１台で複数のチャネルの中継を行い、かつ後述する特許文献１ないし特許文献３に開示された発明が適用されたギャップフィラーによって実現されていた。

なお、本発明に関連性がある先行技術としては、以下に列記する特許文献１ないし特許文献５がある。
(1) 「所定の周波数チャンネルのサブキャリア信号を多重化して含む信号の伝送路特性を測定する伝送路特性測定器において、信号帯域外の周波数帯域、および信号帯域外の周波数帯域と信号帯域の境界周波数帯のスペクトルの信号強度レベルを信号帯域のスペクトルの信号強度レベルと同レベルに引き上げる」ことによって、「任意の複数のチャンネルのスペクトルに基づいて、高い分解能の伝送路特性を測定する」点に特徴がある伝送路特性測定器…特許文献１

(2) 「複数のチャンネルに対して周波数分割多重がなされた無線信号を受信する受信部と、前記受信部において受信した無線信号からＦＩＲフィルタにて回り込み信号の逆位相信号を生成しながら、生成した回り込み信号の逆位相信号をフィードバックすることによって、新たに受信した無線信号から回り込み信号を削除するキャンセラ部と、前記キャンセラ部において回り込み信号が削除された無線信号を送信する送信部と、前記キャンセラ部において回り込み信号が削除された無線信号をもとに、前記キャンセラ部でのＦＩＲフィルタに設定すべきタップ係数を導出する制御部とを備え、前記制御部は、無線信号から導出した受信スペクトルの逆数に、当該受信スペクトルに対応すべき送信スペクトルを乗算することによって、逆特性スペクトルを導出するスペクトル補正・逆数化部と、無線信号から導出した受信スペクトルでの各チャンネルに対する信号レベルをもとに、各チャンネルに対する重み係数を導出する重み係数導出部と、前記重み係数導出部において導出した重み係数をもとに、前記スペクトル補正・逆数化部において導出した逆特性スペクトルにおけるチャンネル間の信号レベルが近くなるように、逆特性スペクトルを補正するレベル補正部と、前記レベル補正部において補正した逆特性スペクトルをもとにタップ係数を導出するキャンセル用係数導出部とを備える」ことによって、「チャンネル間の信号レベルが異なっていても、回り込み成分のキャンセルを実行する」点に特徴がある中継装置…特許文献２

(3) 「複数のチャンネルが周波数多重された信号を受信用アンテナにて受信し、受信した信号を増幅した後に送信用アンテナから送信する中継装置に接続する制御装置であって、前記中継装置から、送信前の信号を受けつける受付部と、前記受付部において受けつけた信号に対して、複数のチャンネルのそれぞれを単位に発振状態の発生を調査する解析部と、前記解析部において発振状態の発生が検出されたチャンネルに対する利得の変更を前記中継装置に指示する指示部と、を備える」ことによって、「回り込みによる発振状態の影響を低減する」点に特徴がある制御装置およびそれを利用した中継装置…特許文献３

(4) 「地上の地球局から地球の静止軌道に位置する衛星にＣＤＭチャネルを含む放送波を送信し、この衛星は受信した放送波を地上のサービスエリアに対して送信すると共に、前記衛星からの放送波を地上局で受信し、受信周波数と同一周波数でそのエリアに対してギャップフィラー波として再送信するように構成された衛星ディジタル音声放送システムにおいて、前記衛星からの放送波に含まれるＣＤＭチャネル数に対して、前記地上局から再送信される放送波に含まれるＣＤＭチャネル数を少なく設定する」ことにより、「放送波に含まれるＣＤＭチャネル数をできる限り多くして衛星ディジタル音声放送のサービス性を向上する」点に特徴がある衛星ディジタル音声放送システム…特許文献４

(5) 「衛星送信器からの放送電波を地上のモバイル端末が受信するモバイル放送のギャップフィラーシステムであって、前記モバイル放送の放送センターが送信するギャップフィラー用ＴＤＭ信号を番組信号として受信し、前記受信したＴＤＭ信号をＣＡＴＶ放送の番組信号に準じる伝送規格のキャリヤ信号に変換して出力する中継出力部と、従続接続される少なくとも１台のノード装置と前記ノード装置に接続されるケーブルとを備え、前記中継出力部から入力される前記キャリヤ信号を伝送して出力するＣＡＴＶ伝送系と、前記ＣＡＴＶ伝送系から入力される前記キャリヤ信号を、前記放送電波と同じＣＤＭ変調された電波に変換して、前記モバイル端末へ送信する電波送信部とを備え、前記ノード装置は、前記中継出力部から前記キャリヤ信号が入力される第１の入力端子と、外部、又は前段のノード装置からＣＡＴＶ放送の番組信号の多重信号が入力される前記第２の入力端子と、前記第２の入力端子へ入力される前記多重信号を出力し、更に前記第１の入力端子へ前記キャリヤ信号が入力された場合、前記第２の入力端子へ入力された前記多重信号の所定のチャネルへ前記第１の入力端子から入力されたキャリヤ信号が挿入された第２の多重信号を出力する第１の出力端子と、前記第２の入力端子へ前記キャリヤ信号が挿入された前記第２の多重信号が入力される場合、前記挿入されたキャリヤ信号を取り出して前記電波送信部へ出力する第２の出力端子とを具備する」ことにより、「ケーブル減衰の影響を避け、且つケーブル敷設工事の障害を避ける」点に特徴があるギャップフィラーシステム…特許文献５

特開２００８−０１７２３６号公報特開２００９−１０００６７号公報特開２００９−１０００６８号公報特開２００２−１９０７６０号公報特開２００６−０８０９８５号公報

しかし、上述した従来例では、特許文献１ないし特許文献３に基づくマルチパスや回り込みの補償は、その補償の対象となる複数のチャネルが周波数軸上で隙間なく隣接していなければ達成されず、これらのチャネル毎のレベルに大きな格差があるほど著しく精度が低下することが問題となっていた。また、送受同一チャネルになることが前提のため、ＭＦＮ(Multi Frequency Network)中継には適用できなかった。

本発明は、歪み補償と多様なチャネル配置への対応とに併せて、そのチャネル配置の自在な変更および設定を可能とする中継装置を提供することを目的とする。

請求項１に記載の発明では、ダウンコンバート手段は、複数ｎのチャネルのユニークな占有帯域Ｂ１〜Ｂｎの何れもが分割されることなく前記複数ｎのチャネルが区分されて含まれる複数ｐ（＜ｎ）の帯域毎にダウンコンバートを行い、かつ前記複数ｐの帯域を揃える。チャネル再配置手段は、前記帯域が揃えられた複数ｐの帯域に、前記ダウンコンバートと反対のアップコンバートが施された場合に前記複数ｎのチャネルの周波数軸上における配置が所望の配置となる再配置を一括して施す。

すなわち、複数ｎのチャネルは、何れのチャネルも分割されることなく、複数ｐの帯域に区分されて帯域が揃えられた後、チャネル配置が一括して所望の配置に変換される。

請求項２に記載の発明では、請求項１に記載の中継装置において、前記チャネル再配置手段は、前記再配置の過程で、前記複数ｎのチャネルと前記再配置の結果として得られた複数ｎのチャネルとの間における回り込みに起因する歪みの補償と、マルチパスに起因する歪みの補償と、レベル等化との全てまたは一部を一括して施す。

すなわち、複数ｎのチャネルの中継において上記回り込みやマルチパスに起因して生じる歪みと、レベルの格差との何れも、専用のハードウェアに代わるディジタル信号により、実現される。

請求項３に記載の発明では、請求項１または請求項２に記載の中継装置において、前記占有帯域Ｂ１〜Ｂｎの帯域幅は共通の帯域幅Ｂであり、前記複数ｐの帯域の帯域幅は前記帯域幅Ｂの偶数倍の帯域幅である。前記ダウンコンバートに供される局発信号の周波数は、前記帯域が揃えられた複数ｐの帯域の周波数軸上における上端、下端、中心の何れ１つの周波数である。

すなわち、ダウンコンバートに供される局発信号の周波数と、そのダウンコンバートの過程で行われる帯域濾波処理の帯域と、チャネル再配置手段が上記再配置のために行う処理の帯域との何れも、共通化あるいは標準化される。

請求項４に記載の発明では、請求項１ないし請求項３の何れか１項に記載の中継装置において、デシメーション手段は、前記再配置を実現する処理の対象にデシメーションを施す。

すなわち、帯域が揃えられた複数ｐの帯域の再配置を実現する処理は、演算対象の情報量が減少することにより、処理量の拡大が図られることなく効率的に実現される。

請求項５に記載の発明では、請求項１ないし請求項４の何れか１項に記載の中継装置において、インターポレーション手段は、前記再配置を実現する処理の結果にインターポレーションを施す。

すなわち、本発明に係る中継装置によってチャネル毎の再配置が行われる複数ｎのチャネルの信号と、その再配置が施されて与えられる信号との間におけるビットレートの格差が軽減され、あるいは圧縮される。

本発明によれば、複数ｐの帯域の不揃いとＡ／Ｄ変換の速度の上限との制約によって妨げられることなく、複数ｎのチャネルの再配置および中継がハードウェアおよびソフトウェアの構成の標準化により確度高く安定に実現される。

また、本発明では、コストの増加と性能の低下との何れもが生じることなく、回り込み、マルチパスおよびレベルの格差の多様な形態に対する柔軟な適応に併せて、総合的な信頼性の向上が図られる。

さらに、本発明では、ハードウェアおよびソフトウェアの構成の簡略化とモジュール化とが図られ、価格性能比および総合的な信頼性の向上が図られる。

また、本発明では、コストが大幅に増加することなく、所望の精度および応答性の確保が容易に達成される。

さらに、本発明に係る中継装置は、互いに反対の処理を行うハードウェアやソフトウェアの対として簡便に構成される。

したがって、本発明が適用された伝送系や放送系では、多様なチャネル配置その他の電波行政の要求や制約に対して安価にかつ柔軟に適応しつつ、所望のチャネルの再配置および中継が安価に実現される。

本発明の一実施形態を示す図である。信号処理部が各サブバンド対応部に対応して行う処理に等価なハードウェアの構成を示す図である。本実施形態における信号処理部の動作フローチャートである。本実施形態の動作を説明する図である。

以下、図面に基づいて本発明の実施形態について詳細に説明する。
図１は、本発明の一実施形態を示す図である。

図において、アンテナ１１Ｒの給電端はバンドパスフィルタ１２ＲおよびＬＮＡ１３Ｒを介して周波数変換器１４Ｒ-1〜１４Ｒ-4の入力に並列に接続される。これらの周波数変換器１４Ｒ-1〜１４Ｒ-4の局発入力には、それぞれ周波数がｆ_ＲＬ１〜ｆ_ＲＬ４である局発信号が入力される。さらに、これらの周波数変換器１４Ｒ-1〜１４Ｒ-4の出力は、それぞれバンドパスフィルタ１５Ｒ-1〜１５Ｒ-4を介して周波数変換器１６Ｒ-1〜１６Ｒ-4の入力に接続される。これらの周波数変換器１６Ｒ-1〜１６Ｒ-4の出力は、それぞれＡ／Ｄ変換器１７-1〜１７-4を介して信号処理部２０の第一ないし第四の入力ポートに接続される。信号処理部２０の第一ないし第四の出力ポートは、それぞれＤ／Ａ変換器１８-1〜１８-4を介して周波数変換器１６Ｔ-1〜１６Ｔ-4の入力に接続される。これらの周波数変換器１６Ｔ-1〜１６Ｔ-4と上記周波数変換器１６Ｒ-1〜１６Ｒ-4との局発入力には、周波数が既定のｆ_Ｌ０である局発信号が入力される。さらに、周波数変換器１６Ｔ-1〜１６Ｔ-4の出力は、それぞれバンドパスフィルタ１５Ｔ-1〜１５Ｔ-4を介して周波数変換器１４Ｔ-1〜１４Ｔ-4の入力に接続される。これらの周波数変換器１４Ｔ-1〜１４Ｔ-4の局発入力には、それぞれ周波数がｆ_ＴＬ１〜ｆ_ＴＬ４である局発信号が入力される。周波数変換器１４Ｔ-1〜１４Ｔ-4の出力は共に電力増幅器（ＰＡ）１３Ｔの入力に接続され、その電力増幅器１３Ｔの出力はバンドパスフィルタ１２Ｔを介してアンテナ１１Ｔの給電端に接続される。

本発明の特徴は、本実施形態では、図１に一点鎖線枠で示すように、上記構成要素の内、符号に付加された添え番号がそれぞれ「１」〜「４」である要素の集合である４つのサブバンド対応部１００-1〜１００-4が並行して作動し、かつ信号処理部２０がこれらのサブバンド対応部１００-1〜１００-4にかかわる同様の処理（以下、「ディジタル信号処理」という。）を実時間で行う点にある。

なお、以下では、サブバンド対応部１００-1〜１００-4に共通の事項については、該当する構成要素の符号の添え文字として、「１」〜「４」の何れにも該当し得ることを意味する添え文字「ｃ」を用いて記述する。

図２は、信号処理部が各サブバンド対応部について行う処理に等価なハードウェアの構成を示す図である。
図３は、本実施形態における信号処理部の動作フローチャートである。
図４は、本実施形態の動作を説明する図である。
以下、図１〜図４を参照して本実施形態の動作を説明する。

バンドパスフィルタ１２ＲおよびＬＮＡ１３Ｒは、アンテナ１１Ｒに到来した無線信号の内、本実施形態に係るギャップフィラーによって再送信されるべき放送波（図４(1))が分布し得る帯域Ｂにその無線信号の帯域を制限することによって、有効な放送波を抽出する。

周波数変換器１４Ｒ-c、バンドパスフィルタ１５Ｒ-cおよび周波数変換器１６Ｒ-cは、既述の局発信号の周波数ｆ_ＲＬＣ、ｆ_Ｌ０に基づいて上記放送波が分布し得る帯域Ｂが周波数軸上で４等分されたサブバンドｃ（ｃ＝１〜４）の成分を抽出する（図４(2))。

ここに、上記局発信号の周波数ｆ_ＲＬＣ、ｆ_Ｌ０とバンドパスフィルタ１５Ｒ-cの濾波特性とは、サブバンドｃの周波数軸上の両端が上記放送波の如何なるチャネルの占有帯域内にも該当しないように予め設定される。

Ａ／Ｄ変換器１７-cは、このようにして抽出されたサブバンドｃの成分をＡ／Ｄ変換することにより、そのサブバンドｃの成分の振幅の列を時系列の順に示すディジタル信号を生成する。

信号処理部２０は、以下に列記する手順によるディジタル信号処理を上記ディジタル信号に施す。

(1) 該当するディジタル信号を一括して直交復調する（図２(1))ことにより、上記サブバンドｃに配置されている既知の放送チャネル（以下では、「ＣＨ_ｃ１」、「ＣＨ_ｃ２」、「ＣＨ_ｃ３」、「ＣＨ_ｃ４」で示される４つのチャネルであると仮定する。）の復調信号を生成する（図３ステップＳ１）。

(2) このような復調信号に帯域濾波処理を施す（図２(2))ことにより、上記４つの放送チャネルＣＨ_ｃ１〜ＣＨ_ｃ４の個々の占有帯域ｂ_Ｃ１〜ｂ_Ｃ４の成分を抽出する（図３ステップＳ２）。

(3) これらの占有帯域ｂ_Ｃ１〜ｂ_Ｃ４の成分をそれぞれダウンコンバートし（図２(3))、かつデシメーション（図２(4))に併せて所定の帯域濾波処理（図２(5))を施すことによって、レートが所定の値に制限されたベースバンド信号ｓ_Ｃ１〜ｓ_Ｃ４に変換する（図３ステップＳ３），図４(3))。

(4) マルチパスおよび回り込みに起因して上記ベースバンド信号ｓ_Ｃ１〜ｓ_Ｃ４にそれぞれ含まれる歪みを補償することにより、補償済みベースバンド信号ｓ_Ｃ１′〜ｓ_Ｃ４′を生成する（図２(6)，図３ステップＳ４)。なお、このような歪みの補償は、例えば、特許３８５１４９０号公報、特許３７１３２１１号公報、特許３７１３２１４号公報、特許４５７９５１８号公報の何れかに開示された発明の適用によって実現できる。

(5) サブバンドｃ（ｃ＝１〜４）毎に、これらのサブバンドｃ（ｃ＝１〜４）においてそれぞれ同様にして生成された補償済みベースバンド信号ｓ_１１′〜ｓ_１４′、ｓ_２１′〜ｓ_２４′、ｓ_３１′〜ｓ_３４′、ｓ_４１′〜ｓ_４４′(既述のｓ_Ｃ１′〜ｓ_Ｃ４′を含む。）の内、該当するサブバンドを介して再送信されるべき４つずつのベースバンド信号Ｓ_Ｃ１′〜Ｓ_Ｃ４′を選択する（図２(6)，図３ステップＳ５)。

(6) このような４つの補償済みベースバンド信号Ｓ_Ｃ１′〜Ｓ_Ｃ４′に、それぞれインターポレーション（図２(7))と低域濾波処理（図２(8))とを施すことによって、上記デシメーションの前におけるレートと同じレートの補償済みベースバンド信号Ｓ_Ｃ１〜Ｓ_Ｃ４を生成する（図３ステップＳ６，図４(4))。

(7) 該当するサブバンド内の周波数軸上における上記補償済みベースバンド信号Ｓ_Ｃ１〜Ｓ_Ｃ４の配置に適合した周波数ｆ_Ｃ１〜ｆ_Ｃ４の局発信号に基づいて、これらの補償済みベースバンド信号Ｓ_Ｃ１〜Ｓ_Ｃ４をアップコンバートして合成し（図２(9),(10))、さらに、直交変調する（図２(11)) ことによってディジタル信号（以下、「再送信用サブバンド信号」という。）を生成する（図３ステップＳ７）。

Ｄ／Ａ変換器１８-cは、このようにして生成された再送信用サブバンド信号をD／Ａ変換することにより、アナログの再送信用サブバンド信号（以下、「アナログサブバンド信号」という。）を生成する（図４(5))。

周波数変換器１６Ｔ-c、バンドパスフィルタ１５Ｔ-cおよび周波数変換器１４Ｔ-cは、既述のＡ／Ｄ変換器１７-cの前段で周波数変換器１４Ｒ-c、バンドパスフィルタ１５Ｒ-cおよび周波数変換器１６Ｒ-cによって行われる処理と反対の処理を上記アナログサブバンド信号に施すことにより、そのアナログサブバンド信号を再送信が行われるべき周波数帯の再送信波に変換する（図４(6))。

したがって、周波数変換器１４Ｔ-1〜１４Ｔ-4の出力には、サブバンドｃ（ｃ＝１〜４）を介して再送信が行われるべき４つの異なる周波数帯に、これらのサブバンドのアナログサブバンド信号が配置されてなるアナログ再送信信号が得られる。

電力増幅器１３Ｔは、そのアナログ送信信号を増幅することにより送信電力を所望の値に設定し、このようなアナログ送信信号の占有帯域を制限するバンドパスフィルタ１２Ｔとアンテナ１１Ｔとを介して送信する。

すなわち、本実施形態によれば、アンテナ１１Ｒに到来し、かつ再送信の対象となる放送波のチャネルが周波数軸上に隣接して配置されていない場合であっても、これらのチャネルは、何れもベースバンド領域で既述の歪み補償と、サブバンド内および異なるサブバンド間における再配置とが施された後に、所望の周波数で柔軟かつ確実に再送信される。

また、このような歪み補償および再配置は、何れも、信号処理部２０によってリアルタイムのディジタル信号処理として行われるため、放送波の多様なチャネル配置および再送信にかかわる要求や仕様に対して柔軟に適応して安価に実現される。

さらに、本実施形態では、何れのサブバンドおよびチャネルについても、上記ディジタル信号処理が実時間で並行して施されるため、チャネル間における伝搬遅延時間の格差が生じず、既述の歪み補償の精度も高く安定に維持される。

なお、本実施形態では、再送信の対象となるチャネルのベースバンドへの移行、そのベースバンドにおける歪み補償、これらのチャネルの周波数軸上における再配置、これらの処理により得られた各チャネルの信号の所望の帯域への移行の何れもが、既述の４つのサブバンドに区分されて並行して行われている。

しかし、このようなサブバンドの数は、例えば、Ａ／Ｄ変換器１７-CやD／Ａ変換器１８-Cが追従可能なクロック周波数の最大値や信号処理部２０の最大の処理量によって妨げられない小さな値に設定されてもよい。なお、本実施形態に係るギャップフィラーは、例えば、国内の地上波ディジタル放送に適用され、かつ上記サブバンドの数が「４」に設定された場合には、全国のチャネル配置の９９．２パーセントに適応可能である。

また、本発明は、上記地上波ディジタル放送に適用された場合には、各チャネルの占有帯域幅が６ＭＨｚであるので、Ａ／Ｄ変換器１７-CやD／Ａ変換器１８-Cのクロック周波数がその占有帯域幅の１６倍である９６ＭＨｚに設定されることにより、ＮＣＯ（Numerical Controlled Oscillator）が備えられることなく構成可能である。

さらに、本発明は、Ａ／Ｄ変換器１７-CとD／Ａ変換器１８-Cとが共通のクロック信号に同期して作動する場合には、再送信の対象としてアンテナ１１Ｒに到来する全てのチャネルと、これらのチャネルが再送信される個々の周波数との何れも、既述の局発信号の周波数ｆ_ＲＬ１〜ｆ_ＲＬ４、ｆ_Ｌ０、ｆ_ＴＬ１〜ｆ_ＴＬ４の組み合わせにより自在に設定可能であるため、ＳＦＮ中継だけではなく、ＭＦＮ中継にも柔軟に適用可能となる。

また、本実施形態では、信号処理部２０は既述のディジタル信号処理を全てのチャネルについてもベースバンド領域で行うため、このようなディジタル信号処理の過程では、これらのチャネルの何れについても、個別に、既述のマルチパスや回り込みに起因する歪みの補償に併せてレベル等化が図られてもよい。

さらに、本実施形態では、全てのチャネルのベースバンド領域への移行は、信号処理部２０が行うディジタル信号処理の過程で図られている。

しかし、このようなベースバンド領域への移行は、例えば、周波数変換器１４Ｒ-C、バンドパスフィルタ１５Ｒ-Cおよび周波数変換器１６Ｒ-Cによって行われる周波数変換の下で行われてもよい。

また、本実施形態では、Ａ／Ｄ変換器１７-Cに入力されるサブバンドｃの成分は、そのＡ／Ｄ変換器１７-Cの前段において周波数変換器１４Ｒ-C，１６Ｒ-Cによって行われる２回の周波数変換の下で生成されている。

しかし、このような２回の周波数変換は、例えば、これらの周波数変換を一括して行う周波数変換のための局発信号がＤ／Ａ変換器１８-Cの後段で（周波数変換器１６Ｔ-C、１４Ｔ-Cによって）行われる周波数変換の過程でスプリアスとして残存することが許容され、あるいはそのスプリアスを別途抑圧することが可能である場合には、一本化されてもよい。

さらに、本実施形態では、既述のマルチパスや回り込みに起因する歪みの補償とレベル等化との全てまたは一部を実現する処理は、特に必要がない場合には、行われなくてもよい。

また、このような処理が互いに直交する２つの信号のベクトルを示す信号空間上で行われる必要がない場合には、既述の直交復調（図２(1))および直交変調（図２(11)) は行われなくてもよい。

さらに、本発明は、既述の地上波ディジタル放送のギャップフィラーに限定されず、周波数軸上でユニークな帯域が割り付けられた複数のチャネルに既述の処理を施すことができるならば、周波数帯、周波数配置、チャネル配置、変復調方式および多元接続方式の如何にかかわらず、放送系、伝送系、通信系等の多様な系に適用可能である。

また、本発明は、地上波ディジタル放送に適用された場合であっても、例えば、ワンセグメント放送に供されている複数の異なるセグメントの再放送（周波数軸上における再配置だけではなく、既述の歪み補償やレベル等化が含まれてもよい。）にも同様に適用可能である。

さらに、本実施形態では、サブバンド対応部１００-1〜１００-4によってそれぞれ生成されたアナログ再送信信号は、電力増幅器１３Ｔ、バンドパスフィルタ１２Ｔおよびアンテナ１１Ｔを介して再送信されている。

しかし、本発明は、このような構成に限定されず、例えば、Ｄ／Ａ変換器１８-C、周波数変換器１６Ｔ-C、バンドパスフィルタ１５Ｔ-C、周波数変換器１４Ｔ-C、電力増幅器１３Ｔ、バンドパスフィルタ１２Ｔおよびアンテナ１１Ｔの全てまたは一部が除外されて構成されてもよい。

このような場合には、上記除外された要素の何れも、既述のディジタル信号処理の下で生成された再送信用サブバンド信号に所定の処理を施す装置やサイトに備えられてもよい。
また、本実施形態では、以下に列記する諸元の何れも、予め既知の値や形態に設定されている。

(1) 局発信号の周波数ｆ_ＲＬＣ、ｆ_Ｌ０、ｆ_ＴＬＣ、
(2) バンドパスフィルタ１２Ｒ、１５Ｒ-C、１５Ｔ-C、１２Ｔの通過域およびこれらの通過域の帯域幅
(3) Ａ／Ｄ変換器１７-CおよびＤ／Ａ変換器１８-Cが稼働すべき契機およびクロック周波数

(4) アンテナ１１Ｒ、１１Ｔによって形成されるべき指向性（アンテナ１１Ｒ、１１Ｔによって行われ得るビームフォーミングやナルステアリング等の形態）
(5) 信号処理部２０によって行われるべきディジタル信号処理の演算対象（内容および形式を含む。）、演算手順、演算結果（内容および形式を含む。）の態様

(6) このようなディジタル信号処理にかかわる以下のパラメータ
(6-1) 直交復調（図２(1))および直交変調（図２(11)) に適用されるサブキャリア信号の周波数
(6-2) 帯域濾波処理（図２(2)、(5))の形態（通過域およびその帯域幅を含む。）

(6-3) ダウンコンバート（図２(3))およびアップコンバート（図２(9))に適用される局発信号の周波数
(6-4) デシメーション（図２(4))およびインターポレーション（図２(7))の形態
(6-5) 低域濾波処理（図２(8))の形態（通過域およびその帯域幅を含む。）
(6-6) 歪み補償とレベル等化との双方もしくは何れか一方（図２(6))の形態

しかし、本発明はこのような構成に限定されず、上記諸元の全てまたは一部を主導的に設定し、各部の連係を統括する制御部（図示されない。）が別途備えられてもよい。

さらに、上記デシメーションとインターポレーションとの双方もしくは何れか一方は、既述のディジタル信号処理の精度や応答性が低下せず、あるいは低下しても許容される程度に抑えられるならば、行われなくてもよい。

また、本発明では、再送信の対象となる何れのチャネルについても、周波数軸上に隣接して配置され、かつ占有帯域幅が同じあるチャネルに限定されず、周波数および占有帯域幅は、既知あるならば、多様に異なってもよい。

さらに、本発明は、上述した実施形態に限定されず、本発明の範囲において多様な実施形態の構成が可能であり、構成要素の全てまたは一部に如何なる改良が施されてもよい。

以下、本願に開示された発明の内、「特許請求の範囲」に記載しなかった発明の構成、作用および効果を「特許請求の範囲」および「課題を解決するための手段」の欄の記載に準じた様式により列記する。

［請求項６］請求項１ないし請求項５の何れか１項に記載の中継装置において、
前記ダウンコンバート手段は、
前記帯域が揃えられた複数ｐの帯域をベースバンドに揃える
ことを特徴とする中継装置。

このような構成の中継装置では、請求項１ないし請求項５の何れか１項に記載の中継装置において、前記ダウンコンバート手段は、前記帯域が揃えられた複数ｐの帯域をベースバンドに揃える。

すなわち、チャネル再配置手段は、既述の再配置をベースバンド領域の処理として簡便に実現することができる。
したがって、所要する処理量の削減に併せて、応答性の向上が容易に達成される。

［請求項７］請求項１ないし請求項６の何れか１項に記載の中継装置において、
前記再配置が施された複数ｐの帯域を周波数軸上のユニークな帯域にそれぞれ変換するアップコンバート手段を備えた
ことを特徴とする中継装置。

このような構成の中継装置では、請求項１ないし請求項６の何れか１項に記載の中継装置において、アップコンバート手段は、前記再配置が施された複数ｐの帯域を周波数軸上のユニークな帯域にそれぞれ変換する。

すなわち、再配置が施された複数ｐの帯域は、何れも所望の周波数帯に重複することなく配置されて出力される。
したがって、本発明は、中継先の装置に整合した周波数分割多重方式の伝送路を介して複数ｎのチャネルの中継を実現することができる。

１１Ｒ，１１Ｔアンテナ
１２Ｒ，１２Ｔ，１５Ｒ，１５Ｔバンドパスフィルタ
１３ＲＬＮＡ
１３Ｔ電力増幅器（ＰＡ）
１４Ｒ，１４Ｔ，１６Ｒ，１６Ｔ周波数変換器
１７Ａ／Ｄ変換器
１８Ｄ／Ａ変換器
２０信号処理部
１００サブバンド対応部

Claims

複数ｎのチャネルのユニークな占有帯域Ｂ１〜Ｂｎの何れもが分割されることなく前記複数ｎのチャネルが区分されて含まれる複数ｐ（＜ｎ）の帯域毎にダウンコンバートを行い、かつ前記複数ｐの帯域を揃えるダウンコンバート手段と、
前記帯域が揃えられた複数ｐの帯域に、前記ダウンコンバートと反対のアップコンバートが施された場合に前記複数ｎのチャネルの周波数軸上における配置が所望の配置となる再配置を一括して施すチャネル再配置手段と
を備えたことを特徴とする中継装置。
請求項１に記載の中継装置において、
前記チャネル再配置手段は、
前記再配置の過程で、前記複数ｎのチャネルと前記再配置の結果として得られた複数ｎのチャネルとの間における回り込みに起因する歪みの補償と、マルチパスに起因する歪みの補償と、レベル等化との全てまたは一部を一括して施す
ことを特徴とする中継装置。
請求項１または請求項２に記載の中継装置において、
前記占有帯域Ｂ１〜Ｂｎの帯域幅は共通の帯域幅Ｂであり、
前記複数ｐの帯域の帯域幅は前記帯域幅Ｂの偶数倍の帯域幅であり、
前記ダウンコンバートに供される局発信号の周波数は、
前記帯域が揃えられた複数ｐの帯域の周波数軸上における上端、下端、中心の何れ１つの周波数である
ことを特徴とする中継装置。
請求項１ないし請求項３の何れか１項に記載の中継装置において、
前記再配置を実現する処理の対象にデシメーションを施すデシメーション手段を備えた
ことを特徴とする中継装置。
請求項１ないし請求項４の何れか１項に記載の中継装置において、
前記再配置を実現する処理の結果にインターポレーションを施すインターポレーション手段を備えた
ことを特徴とする中継装置。